DE2918269A1

DE2918269A1 - Diversity-system

Info

Publication number: DE2918269A1
Application number: DE19792918269
Authority: DE
Inventors: Fumiyuki Adachi; Takeshi Hattori; Kenkichi Hirade
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1978-05-10
Filing date: 1979-05-07
Publication date: 1979-11-22
Also published as: US4397036A; NL176624C; GB2023971A; GB2023971B; DE2918269C3; SE7904058L; NL7903609A; NL176624B; SE442934B; DE2918269B2

Description

Diversity-System

Die Erfindung bezieht sich auf ein Diversity-System für die Übertragung eines winkelmodulierten digitalen Signals, um den Fading-Effekt mehrerer Übertragungsstrecken zu verringern. Insbesondere bei mobilen Funk-Übertragungssystem werden die Sendesignale häufig nicht auf direktem Wege empfangen, sondern nach einer Reflexion an Gebäuden oder anderen Hindernissen, so daß das empfangene Signal die Summe zahlreicher an Gebäuden oder anderen Hindernissen reflektierter Signale ist. Während der Fahrt tritt daher häufig ein starker Fading-Effekt (Schwund) auf. Dieser Fading-Effekt bewirkt eine Verschlechterung des Störabstands (Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal) und damit eine Verschlechterung der Übertragungsgüte bzw. des Übertragungsfehlermaßes. Wenn eine hinreichend hohe Fehlersicherheit bei Fading-Umgebungsbedingungen erreicht werden soll, ist eine sehr hohe Sendeleistung erforderlich.

Zur Verringerung des Fading-Effekts ist es bekannt, das Diversity-Verfahren anzuwenden. Es gibt zahlreiche bekannte Diversity-Systerne, ζ. B. ein Pausen-Diversity, ein Frequenz-Diversity, ein Leitweg-Diversity, ein Zeit-Diversity, ein Winkel-Diversity und ein Sicht-Diversity. Die Erfindung bezieht sich speziell auf ein Pausen-Diversity, das gegebenenfalls in ein Winkel-

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Diversity und/oder ein Sicht-Diversity abgewandelt werden kann. Ein Pausen-Diversity benutzt im Prinzip wenigstens zwei getrennte Antennen entweder auf der Sendeseite oder auf der Empfangsseite, und die über die getrennten Antennen empfangenen Signale werden summiert bzw. überlagert. Das Anwendungsgebiet der Erfindung beschränkt sich ferner auf ein digitales Ubertragungssystera, bei dem eine Winkelmodulation angewandt wird, die sowohl eine Phasenumtastung (PSK = phase-shift-keying) als auch eine Frequenzumtastung (FSK = frequency-shift-keying) umfaßt, d. h. die Erfindung ist nicht bei einer analogen Signalübertragung, wie Sprachübertragung, anwendbar. Um das winkelmodulierte Signal zu demodulieren, wird hier ein kohärentes Differenzdetektor-System benutzt.

Das Anwendungsgebiet der Erfindung umfaßt mithin

(1) ein Pausen-Diversity,

(2) eine Winkelmodulation eines digitalen Signals und

(3) ein kohärentes Differenzdetektor-System.

Bei einem Pausen-Diversity gibt es mindestens drei Summierverfahren, nämlich (1) die Selektionssummierung, (2) Summierung mit gleicher Verstärkung und (3) Maximalverhältnis-Summierung.

Bei einer Selektions-Summierung werden die Hüllkurven der über die einzelnen Antennen empfangenen Signale miteinander verglichen, und dann wird diejenige Antenne, über die das Signal mit dem größten Hüllkurvenbetrag übertragen wird, durch einen Schalter

Bei einer Summierung mit gleicher Verstärkung werden die empfangenen Signale einfach summiert (überlagert), nachdem ihre Phasenlagen so geregelt worden sind, daß sie in Phase sind.

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Bei einer Maximalverhältnis-Summierung werden die über alle Antennen empfangenen Signale, nachdem sie miteinander in Phase gebracht und bewertet wurden, überlagert, so daß das Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal (der Störabstand) des Summensignals maximal ist. Die Maximalverhältnis-Summierung ist das beste der drei bekannten Pausen-Diversity-Verfahren.

Fig. 1 stellt ein Blockschaltbild des bekannten Maximalverhältnis-Summierungs-Verfahrens dar. Hierbei hat der Empfänger zwei getrennte Antennen 50a und 50b. Die Phasendifferenz der über diese Antennen empfangenen Signale wird von einem Phasendetektor 52 festgestellt, der seinerseits den Phasenschieber 53 so steuert, daß die Phasenverschiebung zwischen den beiden Signalen null wird. Die beiden phasengleichen Signale A und B werden einem Summierer 56 jeweils über eine Bewertungsschaltung 54a bzw. 54b zugeführt, die jeweils von einem Hüllkurvendetektor 55a bzw. 55b so gesteuert werden, daß der Störabstand des Summensignals maximal ist. Die Ausgangssignale der Bewertungsschaltungen 54a und 54b sind daher pA und qB, wobei 0<p^1 und 0<q<1 ist. Diese bewerteten Signale pA und qB werden vom Summierer 56 summiert, so daß dessen Ausgangssignal pA+qB ist. Das Ausgangssignal des Summierers 56 wird einem Detektor 58 über einen Verstärker 57 zugeführt, und der Detektor 58 liefert das demodulierte Ausgangssignal als Basisbandsignal.

Die erwähnten bekannten Pausen-Diversity-Systeme haben jedoch einen komplizierten Aufbau. D. h., man benötigt eine Schaltung zur Hüllkurvendemodulatxon aller empfangenen Signale bei der Selektionssummxerung und der Maximalverhältnis-Summierung, eine Schaltung zum Feststellen der Phasendifferenz bei der Summierung mit gleicher Verstärkung und der Maximal-Verhältnis-Summierung sowie eine PhasenregeIschaltung zur Bildung gleichphasiger Signale bei der Summierung mit gleicher Verstärkung und der Maximalverhältnis-Summierung. Die Selektionssummxerung erfordert ferner Mittel zum Feststellen der Hüllkurvenamplituden

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in allen Ubertragungsstrecken und zum Auswählen der Übertragungsstrecke mit der höchsten Hüllkurvenamplitude. Ferner erfordert die Maximalverhältnis-Summierung Mittel zum Bewerten in Abhängigkeit von der Hüllkurve jedes empfangenen Signals, wie es bezüglich Fig. 1 erwähnt wurde.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Diversity-System der gattungsgemäßen Art anzugeben, dessen Aufbau einfacher ist und das den gleichen Diversity-Effekt wie das bekannte Maximalverhältnis-Summiersystem bewirkt.

Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe gelöst durch eine Modulationseinrichtung zum Modulieren des empfangenen Signals mit einem Empfängersignal, die für alle Übertragungsstrecken vorgesehen ist, eine Summiereinrichtung zum Summieren aller modulierten Signale, einen Differenzdetektor, dessen Eingang mit dem Ausgang der Summiereinrichtung verbunden ist, und ein an den Ausgang des Differenzdetektors angeschlossenes Integrations- und Abwurffilter, wobei das Empfängersignal die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal aufweist und die orthogonale Bedingung für alle Übertragungsstrecken erfüllt ist.

Einige der wesentlichen Merkmale der Erfindung sind nachstehend angegeben.

(1) Das übertragene Signal ist ein winkelmoduliertes digitales Signal.

(2) Jedes empfangene Signal wird in jeder Übertragungsstrecke mit einem Empfängersignal (örtlichen Signal), das die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal aufweist, moduliert und erfüllt die orthogonale Beziehung zwischen den Empfängersignalen.

(3) Die örtlich bzw. im Empfänger modulierten Signale werden summiert bzw. kombiniert, bevor sie dem Detektor zugeführt werden.

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(4) Es wird ein Differenzdetektor verwendet.

(5) Am Ausgang des Differenzdetektors ist ein Integrationsund Abwurffilter angeschlossen.

Die Erfindung und ihre Weiterbildungen, sowie ihre Vorteile werden nachstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Diversity-Empfangssystems,

Fig. 2 das Blockschaltbild eines nach der Erfindung ausgebildeten Diversity-Empfängers,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel des Modulators und/oder des Produkt-Demodulators nach Fig. 2,

Fig. 4(A) und Fig. 4(B) zwei Ausführungsbeispiele des Summierers nach Fig. 2,

Fig. 5(A) und Fig. 5(B) zwei Ausführungsbeispiele des Orthogonalsignalgenerators nach Fig. 2,

Fig. 5(C) den Verlauf der orthogonalen Signale, die von der Schaltung nach Fig. 5(A) oder Fig. 5(B) erzeugt werden,

Fig. 6 die Simulationsprüfergebnisse der Vorrichtung nach Fig. 2,

Fig. 7 das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels Diversity-Empfängers nach der Erfindung und

Fig. 8 das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeöspiels eines erfindungsgemäß ausgebildeten Diversity-Systems.

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Fig. 2 stellt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines Diversity-Systems dar. Mit 1 und sind Antennen, mit 3 und 4 Amplitudenmodulatoren, mit 7 ein Empfängersignalgenerator, mit 8 ein Summierer (auch Überlagerungs- oder Ablöseschaltung genannt), mit 9 eine Verzögerungskette, mit 10 ein Produkt-Demodulator, mit 11 ein Integrations- und Abwurffilter oder ein Tiefpaßfilter, mit eine Taktwiedergewinnungsschaltung, mit 13 eine Entscheidungsschaltung und mit 14 der Ausgangsanschluß für ein Basisbandsignal bezeichnet.

Die zwei von den beiden Antennen 1 und 2 empfangenen Signale werden mittels der zwei speziellen Signale 5 und 6, die vom Generator 7 erzeugt werden, amplitudenmoduliert, und dann werden die beiden örtlich bzw. im Empfänger modulierten Signale im Summierer 8 überlagert. Das Ausgangssignal des Summierers wird durch den Differenz- oder Differentialdetektor demoduliert, der aus der Verzögerungsleitung 9 und dem Produkt-Demodulator besteht. Es sei vorausgesetzt, daß die Verzögerungszeit T der Verzögerungsleitung 9 gleich der Bit-Dauer des digitalen Signals ist. Das Differenzdetektor-Ausgangssignal wird dem Integrationsund Abwurffilter oder Tiefpaßfilter (auch Integrations- und

zugeführt
Unterbrechungsfilter genannt)/, von diesem in ein 0- oder 1-Signal umgesetzt und dann von der Entscheidungsschaltung 13 regeneriert. Das O-Signal wird durch eine "Pause" und das 1-Signal durch einen "Impuls" eines digitalen Signals dargestellt. Das Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung 13 wird dem Ausgangsanschluß 14 zugeführt.

Die beiden Signale 5 und 6 haben die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal und sind zueinander orthogonal bzw. ί um 90° phasenverschoben. Derartige Signale können vom Generator 7 erzeugt werden, bei dem es sich beispielsweise um einen Fuiictionsgenerator handelt. Wenn an Stelle des Integrations- und Abwurf filters ein Tiefpaßfilter 11 verwendet wird, ist die

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ORDINAL INSPECTED

Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters gleich der Folgefrequenz des digitalen Bäsisbandsignals gewählt. Die Taktwiedergewinnungsschaltung 12 regeneriert die Taktinformation aus dem demodulierten Basisbandsignal, das der Differenzdetektor liefert, und steuert das Integrations- und Abwurffilter 12 sowie die Entscheidungsschaltung 13.

Anhand der nachstehenden Erläuterungen der theoretischen Grundlagen der Erfindung wird gezeigt, daß der erfindungsgemäß erzielte Diversity-Verbesserungseffekt gleich dem des Maximalverhältnis-Summiersystems ist.

Bezeichnet man mit r^(t) und r₂(t) jeweils die über die beiden Antennen eines Mehrstrecken-Funkkanals empfangenen Signale, wobei dieser Kanal ein Rayleigh-Fading-Kanal sei, dann lassen sich diese wie folgt darstellen

xv, (t) = Re £ Z₁ exp j [<w_ct + y_m(t)]}

(D r₂(t) =■ Re(Z₂ exp j [c^t + V_m(t)J}

wobei Re { } den Realteil von { }und cj und ψ _m(t) die Trägermittenfrequenz bzw. die digitale Winkelmodulationsphase sind. Ferner sind Z₁ und Z₂ komplexe Gaußsche Zufallsvariable sind, nämlich

Z₂ = R_{2 e}J"2 (2)

wobei R₁ und R₂ Rayleighsche Verteilungshüllkurven und θ ₁ und :0₂ gleichförmig verteilte Phasenwinkel sind.

Nach Amplitudenmodulation der Signale r.j (t) und r₂(t) durch die !speziellen Signale m>. (t) und m₂(t), die die nachstehend ange- ; gebene Beziehung erfüllen, erhält man

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^ INSPECTED

ei (t) = R₆(ZiIn₁ (t)exp· j [ü)_ct + ψ (t) ] }

e₂(t) = R_e{Z₂m₂(t)exp·j[w_ct + φ (t)J}

(t)J}

Das Ausgangssignal des Summierers ist dann

e(t) = _Ö1(t) + e₂(t) = R_e{z(t)exp.jfw_ct + V_m(t)]} (4)

₂(t) = R_e{z(t)exp.jfw_ct + V_m mit

ZCt) = Z₁Hi₁Ct) + Z₂m₂Ct) (5)

Das Signal e(t) wird dem Differenzdetektor zugeführt.

Die Tiefpaßkomponente des Produkt-Demodulator-Ausgangssignals ist

v(t) = -j-Re [z*(t)Z(t-T)exp(-j[ü)_cT + Ψ (t) - ψ (t-T) ])} (6)

wobei Z*(t) die komplex Konjugierte von Z(t) und T die Verzögerungszeit der Verzögerungskette ist, die gewöhnlich gleich der Bit-Dauer des digitalen Signals gewählt ist.

Wenn das digitale winkelmodulierte Signal beispielsweise ein durch Phasenumtastung binär codiertes Differenzsignal ist, dann ist

cj_cT = 2V7T (V = 1,2,3,,,,,)

0 für Impuls-Übertragung ^''

jf für Pausen-Übertragung

Bei t£[nT, (n+1)Τ] ist dann

_V(t) = _-R_e {z*(t)Z(t-T)e ^DlTr^;} = ±-y-R_e{Z*(t)Z(t-T)} (S)

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wobei das positive Vorzeichen für die Impuls-Übertragung und das negative Vorzeichen für die Pausen-Übertragung gilt. Durch Integration der Gleichung (8) von t=nT bis t=(n+1)T erhält man als Ausgangssignal des Integrations- und Abwurffilters (oder Tiefpaßfilters):

r(n+l)T

V(t)dt = ± -i- Re \ {Z*(t)Z(t-T)} dt nT nT

Durch Einsetzen der Gleichung (5) in obige Gleichung ergibt sich

Vftldf- = +—ί_ I ν I ζ ι /,, , ^U)UC ^T I¹I J mi (t)mi (t-T)dt

nT

-(n+l)T

12 (t)m₂ (t-T)dt

j- Re(Zi* Z₂) J Hi₁ (t)m₂(t-T)dt

nT

nn(t-T)m₂(t)dt (10) nT

Wählt man m^(t) und mp(t) so, daß sie die folgenden Bedingungen erfüllen

m₂(t) = m₂(t-T)
und

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mi (t)mi(t-T)dt = J m₂(t)m₂(t-T)dt = 1

nT nT

₍₁₂₎

mi(t)m₂(t-T)dt = mι(t-T)m₂(t)dt = O, nT nT

dann wird aus Gleichung (10)
(η+ΐ)τ

V(t)dt = ±-i- (R₁2 + _R22). (13)

/nT

Die Gleichung (13) stellt das demodulierte Ausgangssignal des erfindungsgemäßen Diversity-Empfangssystems dar, und wie man sieht, stimmt es mit dem Ausgangssignal des Differenzdetektors, dem das Integrations- und Abwurffilter nachgeschaltet ist, überein, wenn das Maximalverhältnis-Summiersystem nach Fig. 1 angewandt wird.

Wie ferner den Gleichungen (11) und (12) für die Modulationssignale zu entnehmen ist, müssen die Empfängersignale m^(t) und nu(t) die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal aufweisen, und jedes der Empfängersignale muß die gegenseitige Orthogonalitätsbedingung erfüllen.

Die Gleichungen (11) und (12) werden beispielsweise erfüllt durch

m,,(t) = V2/T cos (2ir/T)t

und (14)

m₂(t) = V2/T sin (2?r/T)t

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Dieses Diversity-Empfangssystem ist jedoch nicht auf zwei Übertragungsstrecken bzw. zwei Antennenkreise beschränkt, sondern läßt sich ohne weiteres auch auf mehr als zwei Übertragungsstrecken erweitern. In diesem Falle ergibt sich die folgende Gleichung an Stelle der Gleichung (14):

m_p(t) =V2/T {sin ^{(p 2Tlt/T)} P = 1>2,3,,,,,

Wenn beispielsweise vier Übertragungsstrecken oder Zweige vorgesehen sind, erhält man als Modulationssignale

₁ = V2/T sin (2Ti/T)t,

m₂(t) = V^Tt" cos (27r/T)t,

m₃(t) =; yfz/i sin (4ir/T)t, (15)

m₄(t) = ~\fz/T cos (4ii/T)t

Daher erfüllt πι (t) die orthogonale Beziehung

m_p(t) = m_p(t-T)

r(n+1 )T

m_p(t) m_q(t-T)dt = S_m (16)

nT

wobei & die Kroneckersche Deltafunktion bezeichnet, also

r 1 bei ρ = q
I 0 bei ρ >, q

Die Amplitudenmodulatoren 3 und 4 und der Produktdemodulator lassen sich als herkömmlicher Ringmodulator gemäß Fig. 3 ausbilden, der zwei Transformatoren T^ und T₂ sowie vier Dioden

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D^ bis D/ aufweist. Bei Verwendung eines Ringmodulators als Amplitudenmodulator 3 oder 4 wird dem Transformator T₁ das Signal r^t) oder r"₂(t) und den Mittelabgriffen der Sekundärwicklungen der beiden Transformatoren das Empfängersignal m^ oder nipCt) zugeführt. An der Primärwicklung des zweiten Transformators Tp kann dann das modulierte Ausgangssignal e^(t) oder e₂(t) abgenommen werden. Wenn dagegen der Ringmodulator als Produkt-Demodulator 10 verv/endet wird, werden den Primärwicklungen der Transformatoren T₁ und T₂ zwei Signale e(t) und e(t-T) eingangsseitig zugeführt, so daß an den Mittelabgriffen der Sekundärwicklungen der beiden Transformatoren das Produkt e(t) χ e(t-T) abgenommen werden kann.

Fig. 4(A) zeigt ein Ausführungsbeispiel des Summierers 8, bei dem der Transformator T^ eine erste Wicklung und eine Sekundärwicklung mit Mittelabgriff aufweist. Der ersten Wicklung wird das Signal e^(t) und dem Mittelabgriff der zweiten Wicklung das Signal e₂(t) zugeführt, so daß an der gesamten Sekundärwicklung des Transformators das Summensignal e>](t) + e₂(t) abgenommen werden kann.

Fig. 4(B) stellt ein weiteres Ausführungsbeispiel des Summierers 8 dar, bei dem einem Rechenverstärker A mit ohmschem Rückführwiderstand R zwei Eingangssignale e^(t) und e₂(t) jeweils über einen ohmschen Eingangswiderstand R₁ und R₂ zugeführt werden und das Summensignal e₁(t) + e₂(t) am Ausgang des Rechenverstärkers A erscheint.

Der Signalgenerator 7 kann einen Schaltungsaufbau aufweisen, wie er in Fig. 5(A) oder Fig. 5(B) dargestellt ist. Die Schaltung nach Fig. 5(A) ist eine Integrationsschaltung mit einem Rechenverstärker A, einem Rückkopplungskondensator C und einem ohmschen Eingangswiderstand R. Wenn dieser Schaltung als Eingangssignal m^(t) ein sinusförmiges Signal zugeführt wird, erhält man als Ausgangssignal m₂(t) ein cosinusförmiges Signal. Die Funktion der Schaltung 5(A) läßt sich auch durch die

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Schaltung nach Fig. 5 (B) verwirklichen, die einen Transistor T , ohmsche Widerstände FL. - FU und den Kondensator C aufweist.

Fig. 5(C) zeigt den zeitlichen Verlauf der Signale Hi₁ (t) = V^Tt sin 2-rrt/T und m₂(t) = - yß/T cos 2nt/T.

Die Entscheidungsschaltung 13 kann durch einen Rechenverstärker gebildet werden, der mit seinem einen Eingang an einer Bezugsspannung (E) liegt und dessen Ausgang in dem durch die Schaltung

12 bestimmten Takt geschaltet wird. Die Entscheidungsschaltung

13 liefert dann ein Impuls-Signal oder ein Pausen-Signal in Abhängigkeit davon, ob die Eingangsspannung höher als die Schwellwertspannung (E) ist oder nicht.

Fig. 6 zeigt die Simulationsprüfergebnisse dieses Diversity-Systems. Auf der Abszisse ist der Mittelwert des Verhältnisses von Nutzsignal zu Störsignal des Empfangssignals und auf der Ordinate die mittlere Bit-Fehlerrate aufgetragen. Die Kurve a veranschaulicht die Fehlerrate ohne Diversity (Mehrfachempfang) und die Kurve b die Fehlerrate bei Diversity. Wie man sieht, läßt sich bei Verwendung des neuen Diversity-Systems das erforderliche Verhältnis von Nutz- zu Störsignal (der Störabstand) bei einer Fehlerrate von 10" um 15dB verringern. Wie die Prüfung weiter gezeigt hat, brauchen die Signale m^(t) und m₂(t) nicht mit dem empfangenen Signal synchronisiert zu sein, um obige Fehlerrate zu erzielen, d. h., der Signalgenerator 7 braucht nicht durch die Schaltung 12 gesteuert zu werden.

Nachstehend werden einige Abwandlungen des neuen Diversity-Systems beschrieben.

Es war erwähnt worden, daß die Modulatoren 3 und 4 nach Fig. 2 eine Amplitudenmodulation bewirken. Diese Modulatoren können jedoch auch eine Phasenmodulation an Stelle einer Amplitudenmodulation durchführen. Im Falle einer Phasenmodulation würden die Signale m.,(t) und m₂(t) in obigen Gleichungen durch

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Y₁ (t) und ifpi^) ersetzt und diese beiden Signale müssen die folgenden Bedingungen erfüllen:

₁ = _Vi(t-T)
{ (18)

exp{-j[iMt) - ψ2(t-T)]}dt = 0 JnT

(19) (n+1)T

exp{-j|>₂(t) - t|Ji(t-T)]}dt = 0 /nT

wobei η eine ganze Zahl und T die Bit-Dauer des digitalen Signals ist.

und y„(t) periodische Funktionen von T sind, ändert sich die Gleichung (19) aufgrund der Gleichung (18) wie folgt:

(n+1)τ

exp(±j [ψι (t) - ψ₂(*:) ])dt = 0 (20)

)nT

Eine der Lösungen der Gleichung (20) ist nachstehend angegeben.

Y₁Ct) -y₂(t) = [5 cos 0J_Qt (21)

wobei β und eo die folgende Beziehung erfüllen:

= 0 (22)

wobei i eine positive ganze Zahl und J (x) die Bessel-Funktion erster Art und nullter Ordnung ist.

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Wenn das Diversity-System mehr als zwei Übertragungskanäle aufweist, lassen sich die Gleichungen (18) und (19) wie folgt verallgemeinern:

ψΐα) = ψΐα-Τ) ... (i = 1,2,3, ...m) (23)

- <i»j(t)]}dt = 0 . .. (i ^ j, (24)

inT

¹^j ⁼ 1/2,3, ...,in)

Die durch die Gleichungen (18) bis (24) dargestellten Modulationssignale haben die gleiche Periodendauer T wie das digitale Signal und erfüllen die orthogonale Bedingung.

Fig. 7 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines Diversity-Systems, in dem die Bezugszahlen 1 bis 4 und 7 bis 14 die gleichen Bauteile wie in Fig. 2 bezeichnen und die Bezugszahlen 21 und 22 Frequenzwandler und die Bezugszahl 23 den Empfängeroszillator bezeichnen.

Die Vorrichtung nach Fig. 7 bewirkt eine Umwandlung der Frequenz von Hochfrequenz in Zwischenfrequenz mittels der Frequenzwandler 21 und 22. Das vom Oszillator 23 erzeugte Empfängersignal wird durch die Modulatoren 3 und 4 amplituden- oder phasenmoduliert, und das modulierte Empfängersignal wird zur Umwandlung.der Hochfrequenz in die Zwischenfrequenz benutzt. Die Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 7 ist im wesentlichen die gleiche wie die nach Fig. 2.

Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild eines weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels eines Diversity-Systems, in der die Bezugszahlen 1, 9, 10, 11, 13 und 14 die gleichen Bauteile wie in Fig. 2 bezeichnen. Mit 25 ist ein Empfangsverstärker, mit 26 und 27 jeweils eine Sendeantenne und mit 28 der Anschluß für den Empfang des zu übertragenen Signals bezeichnet. Mit 3a und 4a sind Modulatoren (Amplituden- oder Phasenmodulatoren) bezeichnet, denen die Empfängersignale m-](t) und m2(t) oder

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₁ und. If₂(^) zugeführt werden. Die prinzipielle Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 8 ist die gleiche wie die nach Fig. 2.

Zusammenfassend ergibt sich ein Diversity-System (oder eine Mehrfachempfangseinrichtung) mit mehreren Übertragungsstrecken oder Zweigen für ein winkelmoduliert übertragenes digitales Signal. Auf jeder Übertragungsstrecke bzw. jedem Übertragungszweig wird das empfangene Signal mit einem örtlichen Signal bzw. Empfängersignal moduliert, das die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal hat und die Orthogonalitätsbedingung gegenüber dem anderen erfüllt. Die modulierten Signale werden einfach summiert, und dann wird das Summensignal differentiell demoduliert. Im Falle zweier Übertragungsstrecken sind die orthogonalen Empfängersignale v2/T«sin (2Ti/T)t und V2/T'cos 2?r/T)t, wobei T die Bit-Dauer des digitalen Signals und die (örtliche) Modulation einer Amplitudenmodulation ist. Dieses Diversity-System ermöglicht den gleichen Diversity-Effekt bzw. Schwundausgleich wie das bekannte Maximalverhältnis-Summiersystem, obwohl das erfindungsgemäße System keine komplizierte Phasenausgleichsregeleinrichtung zwischen allen Übertragungsstrecken aufweist.

Claims

Patentansprüche

Qy Diversity-System für die Übertragung eines winkelmodulierten digitalen Signals, mit mehreren Übertragungsstrecken, gekennzeichnet durch eine Modulationseinrichtung zum Modulieren des empfangenen Signals mit einem Empfängersignal, die für alle Übertragungsstrecken vorgesehen ist, eine Summiereinrichtung zum Summieren¹ aller modulierten Signale, einen Differenzdstektor, dessen Eingang mit dem Ausgang der Summiereinrichtung verbunden ist, und ein an den Ausgang des Differenzdetektors angeschlossenes Integrations- und Abwurffilter, wobei das Empfängersignal die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal aufweist und die orthogonale Bedingung für alle Übertragungsstrecken erfüllt ist.
2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationseinrichtung das empfangene Signal mit einem Empfängersignal amplitudenmoduliert.
3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationseinrichtung das empfangene Signal mit einem Empfängersignal winkelmoduliert.
4. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das winkelmodulierte digitale Signal ein digital frequenzmoduliertes Signal ist.

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5. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das winkelmodulierte digitale Signal ein digital phasenmoduliertes Signal ist.
6. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfängersignale in allen Übertragungsstrecken die folgenden Beziehungen erfüllen:

m_i(t) = In₁ (t-T)

Hi₁ (t) m. (t)dt = 0
nT

wobei i = j, i,j = 1, 2,3 ... m

η eine ganze Zahl, T die Periodendauer des digitalen Signals und m die Anzahl der Übertragungsstrecken ist.
7. System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß m = ist und die Empfängersignale folgenden Verlauf haben

mi =^/ 2/T sin t

m₂ = y 2/T cos ■—- t
8. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle des Integrations- und Abwurffilters ein Tiefpaßfilter vorgesehen ist.
9. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ■ Empfängersignale folgende Beziehungen erfüllen:

i^(t) = !(κ (t-T)

-j^Ct) - i|^(t)} ] dt = 0 nT

ORIGINAL INSPECTED

wobei i = j, ±,j = 1,2,3··· m, η eine ganze Zahl, T die Periodendauer des digitalen Signals und m die Anzahl der Übertragungsstrecken ist.
10. Diversity-System für die Übertragung eines winkelmodulierten digitalen Signals, mit mehreren Übertragungsstrecken, gekennzeichnet durch einen gemeinsamen Empfängeroszillator für alle Übertragungsstrecken, mehrere Modulationseinrichtungen für alle Übertragungsstrecken zum Modulieren des Ausgangssignals des Empfängeroszillators mittels der Empfängersignale, mehrere Frequenzmischer zum Mischen des empfangenen Signals mit dem Ausgangssignal der Modulationseinrichtung der betreffenden Übertragungsstrecke, eine Summiereinrichtung zum Summieren aller Ausgangssignale der Frequenzmischer, einen Differenzcfetektor, dessen Eingang mit dem Ausgang der Summiereinrichtung verbunden ist, und ein am Ausgang des Differenzdetektors angeschlossenes Integrations- und Abwurffilter, wobei das Empfängersignal die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal aufweist und die orthogonale Bedingung für alle Kanäle erfüllt ist.
11. System nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationseinrichtung eine Amplitudenmodulation bewirkt.
12. System nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationseinrichtung eine Winkelmodulation bewirkt.

13· Diversity-System für die Übertragung eines winkelmodulierten digitalen Signals, mit mehreren Übertragungsstrecken, gekennzeichnet durch mehrere Modulationseinrichtungen für alle Übertragungsstrecken, die das zu übertragende winkelmodulierte digitale Signal mit Empfängersignalen modulieren, mehrere Sendeeinrichtungen zum Übertragen aller Ausgangssignale der sendeseitigen Modulationseinrichtungen, eine Empfangseinrichtung zum Empfangen der über alle Übertragungsstrecken übertragenen Signale auf der Empfangsseite, einen ■fc - ^

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Differenzdetektor zum Feststellen des Ausgangssignals der Empfangseinrichtung und ein Integrations- und Abwurffilter, das am Ausgang des Differenzdetektors angeschlossen ist, wobei das Empfängersignal die gleiche Periodendauer wie das digitale Signal aufweist und die orthogonale Bedingung für alle Übertragungsstrecken erfüllt.

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