CN1135803C - 非相干6端口接收机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了用于高频信号的方法及接收机。接收机包括功率分配器(4)将调制的RF输入信号分成至少两个分支。至少设置了一条延迟线(5，6)用于将分支互相相对延迟一个预定的延迟常数。计算电路(7，8)根据互相相对延迟(5，6)的输入信号的两个分支的组合(12，13，14)计算至少三个功率电平。处理装置(10)在所述至少三个功率电平(8)的基础上，计算表示互相相对延迟的输入信号的两个分支之间的关系的复合信号的相位与幅度。因此本发明提供了基于非相于检波的直接6端口接收机。本发明的概念是内在低廉的并以高集成度能力及低成本处理为特征。可以理想地将整个RF前端放在一块芯片上。

Description

非相干6端口接收机
技术领域
本发明涉及用直接变换来接收与解调高频信号的方法及接收机。本申请还涉及包括这种接收机的移动通信设备及蜂窝式电话。
背景技术
最近揭示所谓的6端口接收电话与数字信号处理器一起能在微波到毫米波带的频率范围上直接执行数字解调。这一新的直接数字接收机在对用在各种数字终端中的传统外差结构提供成本效果高的选择中保证降低的接收机复杂性、低制造要求及良好的性能。
在诸如卫星及个人通信***等数字通信***中最广泛地应用的调制方法为PSK(相移键控)。有两种类型的解调技术：相干及非相干(差分)。通常，差分检波导致较少复杂的接收机结构，而相干检波在误差性能上较优越。然而，由于载波恢复要求而明显地提高相干接收机的复杂性。当必须直接在微波及毫米波频率上执行载波恢复时，这一任务变得特别困难。
图3b示意性地示出直接6端口接收机作为传统的外差接收机结构(图3a)的部分或完全替代品时的应用范围。
图4示出从Bossisio Wu“6端口直接数字毫米波接收机”1994年IEEE MIT讨论会文摘，卷3，1659-1662页，San Diego，1994年5月，中得知的6端口接收机的结构。
6端口技术是以其精确地测定微波网的幅度与相位两者的散射参数的能力而著称的。不是利用外差接收机，6端口接收机(15)通过在6个端口的至少三个及特别是四个上抽取功率电平而完成在微波及毫米波频率上的直接测定。可以在大的动态范围及宽频率范围上进行非常精确的测定，6端口中继接收机包括诸如定向耦合器及功率分配器等无源微波部分以及二极管检波器。该电路能容易地作为MHMIC或MMIC集成。这种已知接收机在波微与毫米波频率上执行直接相位/幅度解调。在接收机中传统的I-Q块被包含6端口接收机(15)及数字信号处理(DSP)单元(17)的6端口相位/频率鉴别器所替代。将输入的数字调制RF信号与数控本机振荡器18的输出比较。首先执行载波恢复。DSP单元17检测信号的频率差，然后经线路19控制本机振荡器18跟踪输入信号。一旦恢复了载波，便检波与解码接收信号的瞬时相位以便恢复原始调制的数据。最大数据传输率主要由A/D转换器16的抽样率及DSP单元17的处理速度决定。
通过执行校准过程，便能容易地消除诸如电桥的相位误差、功率检测器的不平衡等的硬件缺陷。这极大地方便了硬件实现的要求并使6端口接收机能在宽达毫米波频率的宽带上操作。在6端口接收机中，幅度与相位是独立获得的。因此，即使输入信号的幅度在大的动态范围上变化，仍能正确地检波输入信号的相位调制。通过稍为改变DSP单元17中的算法便能容易地完成不同调制之间的转换。
将图4中所示的接收机称作相干接收机。然而存在着该已知的6端口接收机相当复杂及由于存在本机振荡器18而特别不能集成在一块芯片上等问题。
发明内容
因此本发明的目的为提供用简化结构及低成本的直接变换来接收与解调高频信号的方法及接收机。
从而本发明的中心思想为用非相干检波接收机取代相干接收机。
按照本发明，提供了用直接变换来接收高频信号的方法。至少将数字调制的输入信号分成两个分支。分支之一相对于另一分支延迟预定的延迟常数。根据互相相对延迟的输入信号的两个分支的组合计算至少三个功率电平最好是四个功率电平。然后计算复合信号的相位与幅度，所述复合信号表示了在它们的三个或四个功率电平的基础上的互相相对延迟的输入信号的两个分支之间的关系(比)。
输入信号的两个分支都能被延迟，其中两个分支的延迟常数是不同的。
可将至少三个功率电平A/D转换，并可用数字处理计算复合信号的幅度上的相位。
输入信号的两个分支之间的相对延迟可等于或大于A/D转换的抽样率的倒数。
调制的输入信号可以是差分PSK调制的并能在至少三个模拟功率电平的基础上计算该复合信号。
至少三个功率电平的计算可以只用诸如检波二极管等线性无源部件来实现。
计算复合信号的相位与幅度的步骤还可包括计算校准系数的步骤。
计算复合信号的相位与幅度的步骤也可包括在实(I)与虚(Q)部中复合信号的变换。
按照本发明还提供了用直接变换来解调高频信号的接收机。该接收机包括功率分配器，将调制的输入信号至少分成两个分支。至少提供一条延迟线用于延迟分支之一互相相对延迟为预定的常数。计算电路根据互相相对延迟预定延迟常数的输入信号的两个分支的线性组合计算至少三个功率电平。处理装置在所述至少三个功率电平的基础上计算表示互相相对延迟的输入信号的两个分支之间的关系(比)的复合信号的相位及幅度。
可提供两条延迟线来分别延迟输入信号的分支之一，这两条延迟线具有不同的延迟常数。
可提供A/D转换器来转换计算电路输出的至少三个功率电平。在这一情况中，处理装置可以是数字处理装置。
能将输入信号的两个分支之间的延迟设定为等于或大于A/D转换器的抽样率的倒数。
调制的输入信号可以是差分PSK调制信号，在这一情况中处理装置可以是模拟处理装置。
该计算电路可以只包括线性无源部件。
可将延迟线与计算电路集成在一块芯片上，因为不再需要本机振荡器。
可在A/D转换器与处理装置之间设置数字滤波器。
按照本发明，还提供了包括上述接收机的移动通信设备，该移动通信设备可以是蜂窝式电话。其它最佳应用为卫星接收机或用于微波分配***的接收机。
附图说明
下面参照附图中的图说明本发明的最佳实施例。
图1示意性地示出按照本发明的接收机，
图2详细地示出按照图1的接收机的无源电路；
图3示出用直接6端口接收机(图3b)部分或完全取代外差接收机(图3a)；
图4示出按照现有技术水平的相干6端口接收机；
图5示出按照本发明的6端口接收机检测到的相对功率比之间的关系，及分开的数字调制的输入信号的相对相位差；
图6为类似于图5的曲线图，但在进入信号具有20dB的相对功率电平差的情况中；
图7示出获得信号的相位变化及振幅所需的计算过程的实例，其中相位变化取值157.5°(7π/8)，振幅保持不变，
图8示出进入信号的相对变化在振幅中三倍及在相位中45.5°(π/4)的情况的实例，及
图9示出匹配诸如图7或图8中的圆的交点中的可能偏移的数学校正。
具体实施方式
本发明是在以下各点的推动下完成的：
-本发明提供也能在毫米波的直接变换及对基带变换中工作的直接变换(零差)***；
-可用由于制造容差而不理想的无源部件实现前端；
-本发明本质上取消经典I/Q电路并从而避免它们的振幅/相位不平衡；
-本发明允许利用RF本机振荡器的极低功率电平；
-接收机的硬件适应具有不同基带信道带宽的许多可能的不同调制技术；
-本发明提供以高集成度能力及低成本工艺为特征的内在的廉价概念。整个RF前端理想地放置在一块芯片上，
-接收机支持减少模拟处理面向数字处理的全局策略；
-本发明支持向软件无线电的总的发展，及
-本发明允许高数据率应用(大于2Mbits/sec)。
下面参照图1说明本发明。
图1示出基于按照本发明的非相干检波的直接6端口接收机的一般概念。如从图1中可见，将接收的RF信号传递通过带通滤波器1、LNA放大器2，再传递通过另一带通滤波器3然后输出到功率分配器4。功率分配器4将提供的RF信号分成两个分支S1与S2。将一个分支S1输出到具有延迟常数τ1的第一延迟线6。将另一分支输出到具有与第一延迟线的延迟常数τ1不同的延迟常数τ2的第二延迟线5。然后将被功率分配器4分开并被第一延迟线6与第二延迟线5延迟的两个分支S1、S2输入到无源电路7。无源电路7提供两个输入信号的不同线性组合。无源电路7最好只包括诸如检波器二极管等线性无源部件。
然后功率读取电路8检测幅度，即无源电路7所计算的至少三个线性组合的功率及最好是无源电路7所提供的四个线性组合。功率读取电路8最好只包括检波器二极管。如已陈述的，功率读取电路8所检测的功率电平的最小数目为3。在图1中所示的实例中，无源电路7提供两个输入信号S1与S2的四个线性组合，并因此在四个线性组合上检测到四个功率电平。因此图1的实例提供整个***的一定冗余度。
然后分别将功率读取电路8的输出，即检测到的功率电平给予电路9，电路9包括低通滤波器及A/D转换器。作为替代，电路9可包括DC放大器。因此电路9分别放大功率读取电路8输出的检测到的功率电平，并将它们转换成数字的。然后分别将电路9的数字输出信号给予数字信号处理单元10。数字信号处理单元10提供输入信号的数字滤波、后面要说明的***校准、输入信号的I/Q部分的计算以及诸如解调等进一步处理。
如从图1中可见，按照本发明的直接6端口接收机主要包含进入无源RF结构的两个输入(RF带)。无源RF结构定义为无源电路，设计成取决于不同的实现观点在从十分之几MHz到十分之几GHz的频带中工作。无源结构包含若干(至少三个最好四个)功率检测器。功率检测器8的输出为DC电压，它们在可能的放大(选用的)与滤波之后被A/D转换器9抽样。
本发明的重要特征为提供两条延迟线5、6来消除现有技术水平的本机振荡器。两条延迟线5、6提供RF信号被功率分配器4分成的两个分支之间的相对延迟，其相对延迟为τ＝τ1-τ2。由于只是在功率分配器4分成的两个分支之间提供延迟是重要的，τ2可以是0而可以消除对应的延迟线6。功率分配器4分成的两个分支之间的相对延迟τ等于或大于A/D转换器9的抽样率的倒数。
如从图1中可见，本发明允许检测矢量信息，即只基于标量信息(功率读取电路8所检测到的功率电平)的RF信号的幅度上的相位。因此本发明允许非相干地检测相位信息。下面将说明本方法如何用矢量信息表示在数字信号处理单元10中互相相对延迟(延迟线5、6)的输入信号的两个分支之间的关系(比)。
本创造性***超过经典方法的优点在于可用不改变物理连接执行的校准过程内在地避免硬件缺陷(相位与幅度不平衡)，它允许使用RF部件而对部件的容差没有大的要求。此外因使用非相干解调而无须具有本机振荡器(L0)。否则需要低功率(类似于RF级)的本机振荡器及需要AFC(自动频率(相位)控制)数字处理单元。
本发明的优点在于如果没有本机振荡器便能用简单的芯片实现整个RF前端。可以将用于较低频带的传统的、不一定非常高级的GaAs或(SI)微波单块集成电路(MMIC)技术用于高得多的频带的6端口结构，由于不存在有源部件而主要问题只是在波形转换器上实现检波器二极管。由于避免了中间级并具有较不复杂的RF前端结构(没有本机振荡器、自动增益控制(AGC)与锁相环(PLL))，因此本发明提供RF前端的成本降低。
在图1中所示的实例中，将检测到的功率电平A/D转换9然后数字处理。然而，在RF信号是以简单的方式调制的情况中，检测到的模拟功率电平不需要A/D转换并能以模拟方式处理。
任何情况中，在数字信号处理单元10所提供的计算块中利用从校准过程得出的附加校准系数计算表示功率分配器4所提供的两个输入RF信号之比的复合信号。然后进一步可选地将复合信号分解成I/Q数据流供进一步用于基带中的传统解调过程。
在进入无源电路结构7的输入端之前，在延迟线5、6后面可以放置或集成在延迟线5、6内选用的附加LNA及附加的带通滤波器(BPF)。
下面更详细地说明构成本发明接收方法及本发明接收机的元件。
无源RF电路7为只包含无源线性部件的电路，它们可包含各种部件与组成技术的不同数目的功率分配器(4，11)、混合线圈(12，13，14)、耦合器、传输线、匹配元件、电阻器、电容器。整个通路电路可用分布或集总元件实现。传输线、基板或重复使用集总元件的设计是任意的并通常设置成将无源电路7优化到感兴趣的定义的频带上，在下面的说明中它们称作RF频带。
RF频带是感兴趣的频带。RF频带表示所提出的接收机结构在其中工作的频带，也可将RF频带理解为更复杂的接收机电路的中间频带。在本例中，所提出的接收机作为从中间频带到基带的直接变换电路工作。如在图3a与3b中所知，按照本发明的直接6端口接收机能在用经典下变频技术之一从另一中频或较高RF频信号得到的中频信号的情况中处理。RF频信号能取50MHz至100GHz范围内的频率值。在进入无源电路7之前滤波与放大RF频信号。在第一带通滤波器1之前，必要时可利用附加的结构来提供频道分配。
如上面已陈述的，无源电路7提供分别由延迟线6与5输出的两个输入信号S1与S2的至少三个与最好四个线性组合。所述四个功率电平P1，P2，P3与P4是按照下列式1根据两个输入信号S1、S2计算的：
                P1＝a×S1+b×S2
                P2＝c×S1+d×S2
                P3＝e×S1+f×S2
                P4＝g×S1+h×S2
功率读取电路(功率检测器)8检测功率电平P1，P2，P3及P4。功率检测器为将进入RF频带的频率范围的信号的功率转换成DC电压信息的器件。可用不同技术来实现。数字6点接收机的实际实施与实现的最普通的技术为用普通检波器二极管方法的实现。检波器二极管可与无源电路7一起集成在一块芯片上。应将检波器二极管理解为带选用的温度补偿电路的检波器二极管。
数字信号处理单元10从放大的、滤波的及A/D转换的功率电平P1、P2、P3与P4中计算出复合信号，该复合信号表示两个输入信号S1与S2之间的关系(比)。数字信号处理单元10为能对从A/D转换器9进入的位进行数字信号处理的硬件。数字信号处理单元10的基本功能为：
-数字低通滤波；
-计算上述复合信号；
-计算从校准过程获得的校准系数；及
-需要时变换复合信号到实与虚部(I/Q输出)。
复合信号的计算以及校准系数的计算是两者择一地利用软件数字信号处理能力或硬件能力(ASIC或类似物)完成的。这取决于考虑要处理的数据率。数字信号处理单元10完成的处理可以与利用相同的硬件部件(如相同的数字信号处理)的解调过程一起实现。
下面说明数字信号处理单元10如何计算上述表示两个输入信号S1与S2之间的比的复合信号。复合信号为利用校准系数及相对功率电平的组合在数字信号处理单元10中计算的信号，相对功率电平是用功率读取电路8检测并表示为电压之比的。常用数目(4)的功率读取电路8的复合信号的典型结构表示在下面的式2中：
Figure C9880148300111
其中
-Pi为以电压表示的由功率读取电路8检测到的相对功率除以基准功率检测(通常为第四功率读取，如P1＝P1/P4)；
-X(i)、X1(i)、Y(i)、Y1(i)，i＝1，2，3为校准过程获得的校准系数；
-(τ1)为延迟了τ1的输入信号S1，它实际上包含上变频到载波频率f0上的基带信号；
-S2(τ2)为被第二延迟线5延迟了τ2的输入信号，其输入信号为S2并实际包含上变频到载波频率f0上的基带信号，以及
-Δτ＝τ1-τ2，应指出Δτ大于或等于A/D转换器9的抽样周期，并且延迟常数之一也可为0。
可以看出如果信号的两个样本中的总频率容量的改变乘以延迟时间之差为常数或如果是可以忽略不计的量，便能获得关于一个样本到另一个的振幅与相位的相对变化的信息，或者I/Q信号的相对增量或减量。
在主载波的振荡周期比抽样周期小得多的情况中，这一值的检测特别准确，从而在无源电路7中得到实际上的准稳定状态及功率读取电路8能执行功率检测。
校准过程是为了获得校准系数xi，yi所必需的过程。可在不断开***的物理连接下完成校准。校准过程可用脱机方法执行。系数参数的改变不快，因此可在时段T中执行脱机校准。时段T比信号符号持续时间大得多。
校准系数是由校准进程获得的，并且将它们与功率读取一起用在相对信号检波中。在用来自存储器的校准过程值的数据更新的最初几分钟内，利用初始校准值来计算相对信号。
在数字信号处理单元10中执行了I/O数学计算的值的非相干检测之后，执行解调过程。解调过程可用硬件结构(如I/Q解调器芯片)或用DSP软件(如与用于计算校准系数及计算复合信号的同一DSP)来执行。应指出对于一些应用可直接将复合信号用于解调而无须将其分解成I或Q信息(数据流)。由于因有推荐的非相干检波，在进入D/A转换器及发射机调制器的进一步I/Q端口之前，有必要施加数据流的差分处理。
下面参照图2及图5-9说明本发明的功能的实例。
在下面的说明中，接受及解调差分QPSK调制的信号。附加的假定对***概念是不变的，并且它们只用于简化的***示范与说明。
应指出所用的调制种类并不改变推荐的接收机的基本功能，因此只要它们在进入D/A转换器及收发机的I/Q端口之前是差分处理的，所有种类的调制方案的组合都能利用。还要指出无源电路7的结构是不变的。
在下面的说明中，假定延迟差等于抽样周期。还假定RF频率信号与提供给无源电路7的具有相同的功率电平。进入RF信号由发射机差分调制及发送。无源电路7由不需要校准的理想子电路构成。还考虑了理想的线性功率读取电路(功率检测器)8。无源结构可以是如图2中所示的。
下表中在来自功率检测器P1的功率读数上正规化的得出的功率读数是在恒定的信号幅度的情况中(理想检测)为一组差分相位差提出的。
相对相位差ang(s(t))-ang(S(t-t))  P4/P1  P3/P1  P2/P1  对P4/P1的判定逻辑容差  对P3/PI的判定逻辑容差  对P2/PI的判定逻辑容差
0  3  3.414  0.5857  1至5  2至4  0至2
π/2  5.8258  0.585  0.585  5至5.825  0至2  0至2
π  3  0.585  3.414  1至5  0至2  2至4
3π/2  0  3.414  3.414  1至1.17  2至4  2至4
图5示出作为相对相位差的函数的相对功率电平(功率检测器上的电压)的变化。在图5中假定在时间样本之间没有幅度变化及两个进入信号S1、S2具有相同的功率电平。
图6为类似于图5的图，但假定进入信号具有20dB的相对功率电平差。
从图5与6中能得出结论如果进入信号S1、S2的功率电平差增加则***的灵敏度增加。如果只有一条延迟线5、6用在***配置中，从而进入信号S1、S2之一也相对于不延迟的另一个衰减，便会出现这一情况。
应指出相对功率电平与RF信号电平无关。
还应指出，如果相位(或幅度)状态数是低的，在一些情况中没有必要计算相对信号幅度及相位，因为根据模拟电压(功率电平)的比较利用模拟器件执行解调便能建立简单的判定逻辑。
图7示出在接收机的数字信号处理单元10中需要执行的原则计算。图7示出下述状态的实例，两个信号S1、S2在两个不同时间点上具有相同的幅度(QPSK调制)及通过检测与计算相位差为7π/8，获得示出为三个圆的测定的功率电平及校准系数。理想地它们相交在一点上。当将交叉点连接到直角坐标系中心上时，这样建立的矢量表示信号S1、S2在两个不同时间增量上的复数比，这一时间增量是由两条延迟线5、6所提供的相对延迟定义的。为了获得复数值，需要数学处理来计算已知圆的交点(这些圆是用校准系数定义的)。
从图7中可见，从直角坐标系的原点指向三个圆的交点的矢量具有对应于一个单位的长度(幅值)及表示157.5°(7π/8)的角度。该矢量具有对应于一个单位的长度这一事实表示两个信号S1、S2具有相同的幅值这一事实，如在诸如QPSK调制的情况中。
图8示出两个信号S1、S2相位与幅度不同的情况。图8示出下述状态的实例，信号的相对变化在幅度中为三倍而在相位中为45.5°。如从图8可见，从直角坐标系的原点指向三个圆的交点的矢量具有对应于1/3个单位的长度及45.5°(π/4)的角度。
应指出计算结果通常不是这一信号的最终复数值。直接6端口接收机检测两个信号S1、S2之间的差从而能检测出信号从一个到另一时间步长的任何相对变化。这意味着在传输上变频的信号之前，在通过D/A转换器提供给发射机I/Q调制器之前必须差分处理数字数据，这对于DPSK调制方法是固有地真实的。如果不差分调制传输的数字数据，则必须发送基准样本以便提供基准幅度及基准相位供检测调制的数字数据的绝对值。
在实际即非理想电路中，三个圆并不精确地相交地在同一点上。因此通常在图的交点中有一些偏移，则必须数学处理。偏移是由校准系数并非最佳地获得的这一事实引起的。偏移的另一原因可以是不同的噪声效应。在数字信号处理单元10的信号处理中可利用不同的方法来“决定”将交点放在何处。例如可将曲线三角形的几何中心取作交点。然而，在一些情况中可忽略偏移，这便是考虑相对地低的调制状态数目的情况，如在QPSK调制方法的情况中。

Claims (13)

1.一种接收高频信号的方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤：
将功率读取电路(8)的输出供给另一电路(9)，所述另一电路(9)分别放大功率读取电路(8)输出的检测功率电平，并将它们转换成数字的，然后分别将所述电路的数字输出信号供给数字信号处理单元；
将高频输入信号分成至少两个分支(S1、S2)，
将输入信号的分支(S1、S2)彼此相对地延迟一个预定的延迟常数；
根据彼此相对延迟的输入信号的两个分支(S1、S2)的组合计算功率电平(P1，P2，P3，P4)；
在所述功率电平(P1，P2，P3，P4)的基础上，计算表示互相相对延时的输入信号的两个分支之间的关系的复合信号的相位与幅度。
2.按照权利要求1的方法，其特征在于：
将所述功率电平(P1，P2，P3，P4)进行A/D转换并用数字信号处理器(10)计算该复合信号的相位和幅度。
3.按照权利要求2的方法，其特征在于：
输入信号的两个分支(S1，S2)之间的相对延迟等于或大于A/D转换器的抽样率的倒数。
4.按照权利要求1至3中任何一项权利要求的方法，其特征在于：
该调制的输入信号是差分相移键控调制的，及复合信号是在所述模拟功率电平(P1，P2，P3，P4)的基础上计算的。
5.按照权利要求4的方法，其特征在于：
计算复合信号的相位与幅度的步骤还包括计算校准系数的步骤。
6.按照权利要求5的方法，其特征在于：
计算复合信号的相位与幅度的步骤还包括将复合信号变换成实(I)与虚(Q)部。
7.一种接收调制的高频信号的方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤：
将功率读取电路(8)的输出供给另一电路(9)，所述另一电路(9)分别放大功率读取电路(8)输出的检测功率电平，并将它们转换成数字的，然后分别将该电路的数字输出信号供给数字信号处理单元；
将高频输入信号分成至少两个分支(S1，S2)，
将输入信号的分支(S1，S2)彼此相对延迟一个预定的延迟常数，
根据互相相对延迟的输入信号的两个分支(S1，S2)的组合计算功率电平(P1，P2，P3，P4)，及
通过对所述功率电平(P1，P2，P3，P4)执行模拟比较判定逻辑检测该调制的高频输入信号的状态。
8.按照权利要求7的方法，其特征在于：
将输入信号的两个分支(S1，S2)延迟不同的常数值。
9.按照权利要求8的方法，其特征在于：
只用线性无源部件实行所述功率电平(P1，P2，P3，P4)的计算。
10.一种高频信号接收机，其特征在于包括：
-功率分配器(4)，将高频输入信号分成至少两个分支(S1，S2)；
-至少一条延迟线，用于将分支(S1，S2)互相相对延迟一个预定的延迟常数；
-功率读取电路(8)；
-另一电路(9)，用于放大所述功率读取电路(8)输出的功率电平，并输出信号给处理装置(10)；
-计算电路，用于根据互相相对延迟的输入信号的两个分支(S1，S2)的组合计算功率电平(P1，P2，P3，P4)；以及
-处理装置(10)，用于在所述功率电平(P1，P2，P3，P4)的基础上，计算表示互相相对延迟的输入信号的两个分支(S1，S2)之间的关系的复合信号的相位与幅度。
11.按照权利要求10的接收机，其特征在于：
调制的输入信号为差分相移键控调制的信号，及处理装置(10)为模拟处理装置。
12.按照权利要求10的接收机，其特征在于：
所述计算电路只包括线性无源部件。
13.按照权利要求10至12中任何一项权利要求的接收机，其特征在于：
所述延迟线与所述计算电路是集成在一块芯片上的。
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