DE2902952C2

DE2902952C2 - Direktmischendes Empfangssystem

Info

Publication number: DE2902952C2
Application number: DE2902952A
Authority: DE
Inventors: Alfons Prof. Dr.rer.nat. 6685 Schiffweiler Blum; Michael Dipl.-Phys. 6600 Saarbrücken Hoffmann; Robert Prof. Dr.-Ing. 6600 Saarbrücken Maurer
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1979-01-26
Filing date: 1979-01-26
Publication date: 1986-10-09
Also published as: FR2447649B1; CA1151735A; FR2447649A1; NL8000459A; GB2040615B; US4408351A; DE2902952A1; GB2040615A; JPS55100757A

Description

Il Die Erfindung geht aus von einem direktmischenden Empfangssystem gemäß Oberbegriff des Patentan-

f Spruchs 1. Ein solches Empfangssystem ist bekanntgeworden durch den Aufsatz »Phase-locked AM radio receiver« von

g L. P. Chu in IEEE Transactions on broadcast and TV receiver, Vol. 15,1969, Seiten 300 bis 308. Dieser Empfiin-

K gei benutzt eine aufwendige Costas-Phasenregelschleife mit einem ersten Mischer, in dem dem Empfangsteil

|ii- ein in Phase zu dessen Träger stehendes Loicaloszillatorsignal zugemischt wird, einem ersten Tiefpaßfilter mit

ff nachfolgendem NF-Verstärker, einem zweiten Mischer, in dem dem Empfangsteil das um 90°verzögerte Lokal-

H osziIlalorsignal zugemischt wird und dem ein zweiter Tiefpaß und ein zweiter NF-Verstärker nachgeschaltet

f sind, sowie mit einem Phasendetektor, der die Ausgänge der beiden NF-Verstärker vergleicht und das Ergebnis

te aufcin Rcgclfiltermit nachfolgendem Varaktor, der den Lokaloszillator steuert, gibt. Diese Costas-Regelschleife

Ij besteht also aus zwei Regelschitifen, nämlich einem »In-Phase-Kanal« und einem »Quadratur-Kanal«. Die

f| Coslas-Schleife ist dann phasenrichtig eingerastet, wenn im Quadraturkanal Null-Signal entsteht, sofern der

Pi Phasenfehler des Oszillators vernachlässigt werden kann. Bei einer Phasenabweichung des Oszillators wird die

ί am Ausgang des Quadraturkanals entstehende kleine Tonspannung vom Phasendetektor gleichgerichtet und zur

S Phasennachregelung mit Hilfe des Varaktors benutzt. Der Ausgang des Zweiseiten-Amplituden-Modulations-

|| Empfangers befindet sich am Ausgang des In-Phasekanals, wo das demodulierte NF-Signal abgenommen wird.

p Durch die US-Patentschrift 38 76 939, ist ein Schroalband-FM-System für Sprachverbindungen bekanntge-

?! worden, in dessen Empfangssystem das Empfangssignal durch Mischung mit einem synchronisierten örtlichen

I Oszillatorsignal, das phasenstarr auf die Phase der Trägerlinie des Empfangssignals angebunden ist, direkt in ein B demoduliertes Niederfrequenz(NF)-Signal umgesetzt wird, wobei ein Phasenregelkreis mit einem spannungs-

II gesteuerten Oszillator (VCO), einem Mischer, einen Tiefpaßfilter, das den Summenfrequenzanteil des algebra-

$ ischcn Produktes unterdrückt, und einem Verstärker mit variabler Verstärkung verwendet wird. Bei diesem

I* Empfangssystem ist jedoch eingangsseitig ein Amplitudenfilter und ein Kanalfilter erforderlich.

|i Der Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, die hervorragenden Rauscheigenschaften eines direktmischenden

I; Synchroncmpfangsystems auch für andere Modulationsarten zu nutzen und hierfür Schaltungen mit entspre-

% chendcn Vorschriften anzugeben.

M Die Lösung erfolgt mit den im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmalen. -to

j| Optimale Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

j|; Die deutsche Auslegeschrift 12 88 169 betrifft einen direktmischenden FM-Empfänger, dessen Oszillator-

i» signal ebenfalls auf das Empfangssignal abstimmbar ist und bei dem zur Vermeidung der Oszillatorausstrahlung

ti aufdie Antenne die Phasenvergleichseinrichtung (Mischer) mit symmetrischen Schaltungen aufgebaut ist. Bei

^j diesem Empfänger ist jedoch die sehr wichtige Entkopplung zwischen Misch- und HF-Signal nicht erwähnt,

JV ebenso fehlt als Charakterisierung des Misch- und des Oszillatorsignals die Oberschwingungsarmut. Bei dem

I ■; beschriebenen FM-Empfänger ist zwar eine Angabe zur oberen Grenzfrequenz gemacht worden, doch ist diese fV Aussage, daß die obere Grenzfrequenz durch eine entsprechende Dimensionierung des Regelkreises im Rah-

I_I men der auftretenden Erfordernisse ohne prinzipbedingte Einschränkungen frei gewählt werden könne, nach

:■■'■■ diesseitiger Ansicht nicht richtig ist. Der Fangbereich des Empfängers hängt nämlich in erster Linie von der 5u

; Amplitude des Eingangs-HF-Signals, aber auch von der Dimensionierung des Regelkreises ab. Bei freier Bemes-

'i sung der oberen Grenzfrequenz ist ein ungestörter Empfang eines schwachen Empfangssignals, das in Nachbar-

^: schaft ist zu einem starken Nachbarkanalsender, nicht mehr möglich. Zur Vermeidung dieses Nachteils muß

:;.·>■■ aber die obere Grenzfrequenz zu niederen Weiten hin verschoben werden. Eine Aussage, wieweit die obere

t> Grenzfrequenz nach unten verschoben werden kann, ist der genannten deutschen Auslegeschrift jedoch nicht

; ί zu entnehmen. Genau diese Dimensionierungsvorschrift liegt jedoch im 1. kennzeichnenden Merkmal desgei-

;':'. tendcn llauptanspruchs vor. Die Vermeidung der HF-Eingangspegel abhängigen Lage der Grenzfrequenz des

i; Empfängers durch Regelung des HF-Eingangspegels, wie es in dergenannten Auslegeschrift angesprochen ist,

',· ist aber nicht möglich, da eine frequenzselektive Bestimmung des Signalpegels des zu empfansenden HF-Ein-

1'. gangssignals nicht möglich ist. Am Eingang eines direktmischenden Empfängers liegt nämlich ein Signalge-

f\ misch vor, das auch bei Vorselektion noch recht starke Signalanteile neben dem erwünschten zu empfangenden Signal enthält (beispielsweise starker Nachbarkanalsender).

Bei der Zeitschrift Elektor vom Dezember 1972, S. 1236-1239 handelt es sich um einen direktmischenden ΛΜ-Kiiiplangcr (Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit Träger), bei dem der Lokaloszillator auf den Träger des Hingangssignals synchronisiert werden muß. Ein solcher Empfänger ist für den Empfang von Einseitenband-Modulalion nicht geeignet, da bei Einseitenband-Modulation kein Träger mitgeliefert wird. Für den Empfang von Hinseitcnband-modulierten Signalen, bei denen der Träger zugefügt ist, und von Restseitenbandniodulierlen Signalen ist ein solcher Empfänger ebenfalls ungeeignet, weil sowohl die Anteile des unteren als

auch des oberen Seitenbandes in der Hochfrequenzlage in das Basisband umgesetzt werden. Empfangene Signale von Nachbarkanalsendern, die in die nicht mitgesendete Seitenbandlage fallen (oberes Seitenband bei Unterseitenbandempfang und umgekehrt), werden ebenfalls in die Basisbandlage gemischt und stören somit den Empfang. Die in der genannten Zeitschrift angeführte Möglicheit des Einseitenband-Empfangs ist daher s gerade mit dem dort beschriebenen PLAM-Verfahren bestenfalls nur dann durchführbar, wenn eine Kanalsclcktion erfolgt.

In der genannten Zeitschrift fehlen jegliche Angaben über Entkopplungsmaßnahmen, Grenzfrequen/.cn und Mischerstrukturen. Die Oberschwingungsarmut des Oszillatorsignals ist gerade nicht gegeben, weil statt eines harmonischen Oszillatorsignals ein Rechteck-Oszillatorsignal erzeugt wird.

ίο Die US-Patentschrift 39 76 943 betrifft einen AM/FM-Empfänger, für den im wesentlichen die Aussagen, die die vorgenannte Auslegeschrift und Elektor-Zeitschrift betreffen, zutreffen.

Durch die genannte US-Patentschrift wird auch nicht die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 6 der vorliegenden Anmeldung vorweggenommen, da hier das Oszillatorsignal auf einen gedachten Träger des HF-Empfangssignals synchronisiert wird, während bei entgegengehaltenen Empfänger das Oszillatorsignal auf die Momentanfrequenz des Empfangssignals angebunden wird. Die Schaltungsanordnung gemäß der vorgenannten US-Patentschrift nach Fig. 1 bis 3 stellt eine Kombination der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 und 7 gemäß Anmeldung dar, wobei allerdings wie weiter oben schon angedeutet die Dimensionierungsvorschriften gcmüß Anspruch 1 fehlen. Dies trifft ebenfalls zu, wenn gemäß Fig. 6 der US-Patentschrift die Schaltungsanordnung um einen 3. Multiplizierer 213 zu einer Costas-Loop ergänzt wird. Daß der beschriebene Empfänger gemäß US-Palentschrift durchaus Funktionstüchtigkeit aufweisen kann, wird nicht in Zweifel gestellt, wenn »amerikanische Empfangsverhältnisse« zugrunde gelegt werden, weil hierbei die Senderdichte und damit die Frequenzdichte wesentlich kleiner ist als in Mitteleuropa, so daß beispielsweise gleichzeitiger Empfang einer 3.1 larmonischen äußerst unwahrscheinlich ist oder auch in Kauf genommen wird.
Zeitschrift Funk-Technik, Band 30, Nr. 13,1975, S. 396-399 betrifft eine Empfängerschaltung mit Synchrondemodulation eines Zeitzeichensenders oder von anderen Festfrequenzen bzw. für Zwischenfrequenzen in Überlagerungsempfängern. Damit weist diese Empfängerschaltung das Merkmal der Abstimmbarkeit des Oszillatorsignals nicht auf.

Durch das erfindungsgemäße direktmischende Empfangssystem ist es möglich, die vielfaltigen Vorteile eines direktmischenden Synchronempfangssystems in einfacher Weise auch für Frequenzmodulation, Phasenmodulation, Phasensprungmodulation und Einseitenband-Amplitudenmodulation zu nutzen. Das Empfangssystem ermöglicht einen selektiven Mehrfachempfang hoher Qualität und weist eine große Störstrahlungsarmut auf. Durch den Wegfall der Zwischenfrequenz-Bandfilter ist es möglich, Rundfunk- und Fernsehempfänger in viel größerem Umfang als bisher in mikroelektronischer integrierter Technik herzustellen.
Es folgt nun die Beschreibung der erfindungsgemäßen Lösung anhand der Zeichnungen.

.15 F i g. 1 zeigt einen einfachen Überlagerungsempfänger mit Vorverstärker, Mischer, Lokaloszillator, Zwischenfrequenzverstärker und konventionellem Demodulator.

Fi g. 2 enthält im Vergleich dazu das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen direktmischenden Empfängers, mit Vorverstärker, Phasenregelschleife (Mischer, DC- und NF-Verstärker, Regelfilter und spannungsgcstcuertem Oszillator VCO) und NF-Verstärker.

Fig. 3 zeigt einen erfindungsgemäßen Empfänger für Einseitenband-Amplitudenmodulationssignale mit Restträger. Von dem in einem Vorverstärker VV verstärktem HF-Empfangssignal U₁.wird, sofern erforderlich, in einem Bandfilter BF das unerwünschte Seitenband unterdrückt. Der Mischer M1, der Tiefpaß TP1, das Regelfilter RF und der spannungsgesteuerte Oszillator VCO bilden einen Phasenregelkreis PLL, der auf den Restträger des Eingangssignals einrastet. Es sei nun im folgenden die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Ernpfangers anhand einer mathematischen Herleitung näher erklärt. Das HF-Empfangssignal sei

Ui-U) = u,sin(o),ι+Φ,) +üiS\n((tj_T+u)\r)t+<P_T+<P_xf), (1)

Uj die Restamplitude des Trägers,

(U₇- die Trägerfrequenz,

u, die Amplitude des Seitenbandes,

<y\/ die niederfrequente Kreisfrequenz und

Φ_τ bzw. Φ_%Γ die Phasenwinkel zum Zeitpunkt / = 0

darstellen.
Hinter dem Bandfilter erhält man

Μ; u_Bh{t) = ku_Lit). (2)

Das Oszillatorsignal u„_sU) steht im eingerasteten Fall in Quadratur zum Restträger:

U₁Jr) = ü_incos(m_Tt+0i). O)

Der Mischer Ml bildet das Produkt
"MiO = k_mu_H/.(t)u_mU)

= yA:._M|Ari}„J(i/_/sin(2(ü₇i + 2 0₇) + u|Sin(w.v^+*_wtM|Sin((2(u₇ + (₁;,v_/.)f + 2 0₇-+0_Ai))}. (4)

Durch den Tiefpaß 77*1 wird der Produktanteil mit der doppelten Trägerfrequenz unterdrückt, und man behält am Tiefpaßausgang die gewünschte Information:

"ri'iU) = y ^Mi kü„_s u, sin(<u_Nfi+ 4>_NF). (5)

In Fig. 4 ist das Blockschaltbild eines direktmischenden FM-Empfängers dargestellt. Die Schaltung besteht aus einem Vorverstärker VV und einem Breitband-/>£Z, der aus den Blöcken Mischer Ml, Tiefpaß 7Pl und spannungsgesteuertem Oszillator VCO besteht. Der Empfänger benötigt also nicht einen Begrenzerverstärker, und es entfällt die damit verbundene aufwendige Vor- und Nachselektion. Ein weiterer Tiefpaß TP3 auf der NF-Seite dient der Erhöhung der Selektivität. Im folgenden sei auch dieser FM-Empfänger in seiner Wirkungsweise anhand einer mathematischen Herleitung näher erklärt. Am Ausgang des Vorverstärkers VV liegt das Signal

uvvU) = uySin(<urf + A η [sir)er+ Φ_Ί). (6)

Das Oszillatorsignal kann als

«,»(') ⁼ u_mcos(a>„,,t+k_m I μ_ΊΡί(τ) er+Φ_αχ) (7)

angesetzt werden. Am Mischerausgang steht dann das Signal

= -τ- k_Miü_yü„_ssin I (A Us(t)-k_osu_TPM)cT+ Φ_τ- Φ_ο$ 2 lö J

+ T k_mäyü_msm Ii(A Us(T) +k_osu_TpM)er+Φ_τ+Φ_ο, + 2ωτί)\. (8)

2 lö J

Durch den Tiefpaß wird der Spannungsanteil mit der Summenfrequenz unterdrückt:

1 ί '· I

UrnU) = -τ- k_uiäyu_ms\n \\(Δ i<s(f)-k_0Su_TFi(T))dT+ Φ_τ~ Φ_οί }■ ^ lö J

Im eingerasteten Fall wird das Argument der Winkelfunktion sehr klein. Daher gilt in guter Näherung

\\(Δ i<s(f)-k_0Su_TFi(T))dT+ Φ_τ~ Φ_οί }■ (9)

lö J

1 C )

UiTiU) = τ ^kui»vü_m ! (AiIs(T)-^,υ_Τρ_Χ(τ)ά, + Φ_τ-Φ_α!ί . (10)

2 lö J

Mit der Abkürzung

<"v = γ k_mk_asuyü„_s (11)

erhält man aus Gleichung (10) durch Differentiation

w_7/.i(/)/(ü,,+ u_T/,i(/) = ALls(t)/k_m. (11)

Dies ist aber die Differentialgleichung eines Tiefpasses erster Ordnung mit der Grenzfrequenz mJ2 x, welcher durch das Signal A ns(t)/k„_s angesteuert wird. Bei hinreichend hoher Grenzfrequenz ist daher u_TP]U) die demodulicrtc niederfrequente Information. Durch den Tiefpaß TPi wird eine erhöhte Trennschärfe erreicht.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist eine Empfangsschaltung nach F i g. 5, die zur Demodulation von phasenmodulierten Signalen geringen Hubes verwendet werden kann. Sie besteht aus einem Vorverstärker VV und einem Schmalband-PLi mit Mischer M1, Tiefpaß TP1, Regelfilter RF und spannungsgesteuertem Oszillator VCO. Der Tiefpaß TP3 erfüllt die gleichen Aufgaben wie in der Schaltung nach Fig. 4.

Im folgenden sei die Wirkungsweise wiederum mathematisch näher erklärt. Das HF-Empfangssignal sei

Uy₁O) - ü_t sin(<y_rf+ Φ₇ + Φ{ή). (12)

5 Wenn der VCO des Schmalband-PZ-Laufdie Trägerspektrallinie des phasenmodulierten Signals einrastet, gilt:

ujt) = ü_nscos((o_rt+0_r). (13)

Demzufolge steht am Ausgang des Mischers M1 die Spannung

ujt)

kuuls\n0(t) + sin(2t + 20+0(t))) (14)

Im Tiefpaß TP1 wird der Spannungsanteil mit der Summenfrequenz unterdrückt, und es folgt Tür die Tiefpaßausgangsspannung

20 u_TP](t) = j *_W1 M„.,sin Φ(/). (15)

Für Phasenhübe ΦΟ) klein gegen 1 gilt in guter Näherung:

²⁵ 1

d. h. die demodulierte niederfrequente Information.

30 F i g. 12 zeigt eine Schaltung mit Costas-Loop, mit der man phasenmodulierte Signale kleinen Hubes mit oder ohne Trägerspektrallinien im Eingangsspektrum demodulieren kann. Die Schaltung ist auch für die Demodulation von η-fach PSK-Signalen gut geeignet.

Ein weiteres Ausführungsbeispie! der Erfindung zeigt die Schaltung nach F i g. 6, die sich für den Empfang von phasenmodulierten Signalen mit größerem Phasenhub gut eignet. Die Schaltung besteht aus einem Vorverstär-

35 ker VV und einem modifizierten Schmalband-PLL, wobei als Mischsignal das mit der Niederfrequenz in einem in die Phasenregelschleife eingeschleiften Phasenmodulator modulierten Oszillatorsignals dient und das demodulierte NF-Signal aus einem dem Tiefpaß TfI nachgeschalteten Integrationsglied / entnehmbar ist. Im folgenden sei die Funktionsweise mit mathematischer Herleitung näher erklärt. Das vorverstärkte phasenmodulierte Signal sei

u_Vi0) = üi'Sin((y_rr+0(r) + 0_r). (17)

Das durch den spannungsgesteuerten Oszillator VCO erzeugte Signal sei

45 /'\

ujt) = ü,„cos \u)_Tt+k„, I u_RI(r)dT+0„A, (18)

*■ ή /

wobei t/xfdie Ausgangsspannung des Regelfilters RF sins langsam veränderliche Größe ist. Das Oszillatorsignal 50 wird im Phasenmodulator PM mit der Ausgangsspannung u^t) des Integrators / moduliert:

= üp_SI cos L_Tt + A-,„ ι u_RI{ τ) c, + Φ_ο, + k_Pu£ t) J. (19)

Am Ausgang des Mischers AfI entsteht die Spannung

*A/I "/■.«(') UyA 60

f
sin \

1 /

~ τ k_KI\Up,,Uy (sin [Φ(ύ + Φ_τ~ k_m \ u_RAT)d,- Φ.,.-

2 Vl ο

f t

⁶⁵ + sin 12ω_τί+Φ(ύ+Φτ+ A„, I u_RMdr+ Φ,,ΛAr_Pu//) ! ]. (20)

Durch das Tiefpaßfilter 7Pl wird derSpannungsanteilmit der Summenfrequenz unterdrückt und man erhält:

Ii

if u_lri(i) = — k_MXü,._Mü_vs\x\ \

² I

Ii I

= — k_MXü,._Mü_vs\x\ \Φ(ι) + Φ_τ-k_m \ u_R^f)dT-Φ,,,-kpu^t) . (21)

i.S ² I ö I

I;¹ Bei Einrasten der Regelschleife wird das Argument der Sinusfunktion in Gleichung (21) betragsmäßig sehr

f klein gegen 1 (sin Φ —> Φ), wobei außerdem aufgrund der Quadraturforderung

:.« D

strebt.
Damit gilt

kuüiWnktAOl <²³> "

Die Spannung U₁ entsteht durch Integration aus der Spannung u_rPI:

UiniO = U₁(I)Zk₁. (24)

Mit der Abkürzung

»frytAit/Wi (25) ,_.

erhält man daher durch Differentiation aus Gleichung (23)

was einer Differentialgleichung eines Tiefpasses mit der Grenzfrequenz ω_ΡΡ/2χ und dem Eingangssignal Φ(t)lk|' entspricht. Bei hinreichend hoher Grenzfrequenz ist daher u//) das demodulierte Signal. Sofern der Phasenmodulator PM hohe Linearität und ausgangsseitig Oberschwingungsarmut aufweist, besticht diese Demodulationsschaltung aufgrund ihrer hohen Verzerrungs- und Rauscharmut.

Mit einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 7 kann Zweiseitenbandamplitudendemodulation verarbeitet werden. Die Schaltung enthält eine schmalbandige Phasenregelschleife, bei der das Oszillatorsignal in Quadratur zum Träger steht, und zusätzlich einen zweiten Mischer, dem das durch einen Phasenschieber PH 1 um 90° verzögerte Oszillatorsignal, also trägerkonphas, und das HF-Empfangsssignal zugeführt wird und an dessen nachgeschalteten Tiefpaß TP2 das demodulierte NF-Signal entnommen werden kann. Im folgenden sei die Wirkungsweise durch eine rechnerische Herleitung näher erläutert. Das in einem Vorverstär- 4u ker VV verstärkte Empfangssignal sei

UyM = M₁Xl +m(t)) sin (ω^+ Φ₇). (27)

Aus dem in Quadratur zum Träger stehenden Oszillatorsignal

ujt) = u,„ COS(OJ^+ Φ_τ) (28)

entsteht am Phasenschieberausgang das Signal

50 U₀(I) = ύ_ο,ύη(ω_Ίί+Φ_τ). (29)

Im Mischer Ml wird dieses Signal mit dem Signal m,_t multipliziert, wobei entsteht:

u_Mi(t) = k_M2u_Q(i)u_vv(t)

= y k_m üyä,_lx (1 + m(t)) {1 -cos (2 ω_τι + 2Φ_Τ)). (30)

Durch den Tiefpaß TPl wird der Mischproduktanteil mit der Summenfrequenz unterdrückt, und man erhält: ^ (31)

Der Wechselspannungsanteil dieses Signals ist die gewünschte demodulierte Information.

Hinc Schaltung, die sowohl Zweiseitenband- als auch Einseitenband-AM demodulieren kann, ist in Fig. 8 angegeben. Das Eingangssignal U_E wird in einem Vorverstärker VV verstärkt. Im nachfolgenden abstimmbaren Bandfilter BF werden Signale mit unerwünschten Frequenzen unterdrückt, beispielsweise das unerwünschte

Seitenband. Das Bandfilterausgangssignai u_BF wird einem Costas-Loop zugeleitet, der aus den Mischern M I, Λ/2 und Λ/3, den Tiefpässen TP1 und 7P2, dem Regelfilter ÄF, dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO und einem 90°-Phasenschieber PH1 besteht. Im Falle eines Zweiseitenband-amplitudenmcdulierten Signals oder bei einem Einseiienbund-amplitudenmodulierten Signal, bei dem in der Frequenzlage des unterdrückten Scitenbandes (Spiegel) hinter dem Bandfilter BF ein mögliches Störsignal hinreichend stark unterdrückt ist, kann dem Tiefpaß 77*2 das demodulierte Signal entnommen werden. Im Falle eines Einseitenband-ampliludcnmodulierten Signals, bei dem in der Spiegelfrequenzlage hinter dem Bandfilter ÄFnoch störende Signale vorhanden sind, muß eine Störsignalkompensation erfolgen. Das Signal am Bandfilterausgang sei

Für den eingerasteten Costas-Loop gilt

(33)

«(/') = ΰ_ηι cos (<u_rr+<y₇). (34) β

Mit den Mischergewinnen k_sn und k_v2 erhält man an den Mischerausgängen pt

'J\i\(<) — u_Bi(t)u„Jir)k_sn (35) §?

U\i2\t) — Ugiit) U₁At) km. (36) "i

Bei gleichen Mischergewinnen A„, = A„i und bei Unterdrückung der Mischproduktanteile mitden Summen- ϊή

frequenzen durch die Tiefpässe 7Pl bzw. 7P2 stehen an den Tiefpaßausg"'ngen die Spannungen an i,\

urr\(t) = - γ A.-.WI m„,ä_; sin(<y_v//+ Φ_ν/) + y k_vl ύ,,,ί,sin(<y_v,r+ ΦJ (37) :_f

"//>:(') ^{= +} ■«■*i/i//,„«;cos(w\^+0.Vf)⁺■«- fr.vri ^Mos"3COS(W₁,/+ Φ_ά,)+ — Λ_Λ/| «,„fi|. (38)

An beiden Tiefpaßausgängen entstehen somit sowohl das obere Seitenband ω_Λί als auch das untere Seitenband ω,,. Eines der beiden Seitenbänder, beispielsweise das untere Seitenband <y„, kann aufgrund der festen Phasenbeziehung zwischen den Spannungen u_TPI und ΐ/_ΓΚ durch Kompensation unterdrückt werden. Die Kompensation geschieht im Kompensationsblock K beispielsweise so, daß die Signale u_TPI und u_Tn gegeneinander um weitere 90° verschoben werden. Durch Addition oder Subtraktion dieser Signale wird das unerwünschte Seitenbandsignal kompensiert. Diese Kompensationsrealisierung ist in Fig. 9 dargestellt. Diese Kompensationsmethode hat jedoch den Nachteil, daß das gesamte NF-Spektrum breitbandig in der Phase geschoben werden muß. In Fig. 10 wird daher ein Kompensationsblock K gezeigt, der diesen Nachteil vermeidet und mit einem Festfrequenzphasenschieber arbeitet. Die Schaltung, auf deren beiden Eingänge die Tiefpaßausgänge geschaltet sind, erzeugt mit den Mischern M 4 und MS, dem Lokaloszillator LO und dem 90°-Phasenschiebcr PHl sowie den Tiefpässen 7P4 und TPS phasenstarr aufeinander angebundene Einseitenbandsignale mit unter- '

drücktem oberen Seitenband. Dazu müssen die Tiefpässe hohe Selektivität aufweisen. Man legt daher zwcckmä- i

ßigerweise die Kreisfrequenz ßdes Lokaloszillators LO nur wenig höher als die maximale Niederfrequenz. Mit dem Lokaloszillatorsignal

= «/.ocos(ß ι+Ψ) (39)

so und dem dazu in Quadratur stehenden Signal am Phasenschieber-Ausgang PHl

«/.(,(') = M/._osin(ß/+V) (40)

erhält man an den Tiefpaßausgängen 7P4 bzw. TP5 die Spannungen
55

-Φ^γ)-»} sin((ij-(y„)f+ Ψ-Φ_5Ι)) (41)

u_rnU) = Α^ΒΪηΗίΐ-ω^ΐ+Ψ-Φ^^ + ύ^Ιηϋΐΐ-ω^ί+ψ-Φ^ + Ιΰ^ίηϋΙί+Ψ)). (42)

Durch Summen- oder Differenzbildung dieser Signale in einem Block SD wird das unerwünschte Seitenband kompensiert. Bei Summenbildung gilt

u_SDit) = 2 A ii₂ sin((Li - «„■)' +Ψ~ Φ\_Γ) + 2/1 Γ/, sin(U/ + Φ), (43)

was ein ESB-Signal ohne störendes Signal in Spiegelfrequenzlage darstellt. Dessen Demodulation erfolgt nunmehr in einer Schaltung, die analog zu der nach F i g. 3 arbeitet. Da jedoch der Träger bereits zur Verfügung stehl, vereinfacht sich dieser Schaltungsteil auf einen MischerA/6, hinter den ein Tiefpaß 7P6 geschaltet isl, an dessen Ausgang dann die gewünschte Information störungsfrei anliegt.

Eine weitere mögliche Version der erfindungsgemäßen Empfangsschaltung zeigt Fig. 11, wobei eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 8 voegenommen wurde, indem die Kompensation der Störung innerhalb des Costas-Loops durchgeführt wird.

Die erfindungsgemäßen direktmischenden Empfänger besitzen eine höhere Empfindlichkeit und zumeist eine bessere Trennschärfe als Empfänger nach dem Überlagerungsprinzip. Diese Überlegenheit kann jedoch nur unter Einhaltung einer Reihe von Konstruktions- und Dimensionierungsvorschriften ausgenutzt werden.

Für den Mischer gelten folgende Kriterien:

1. Das Lokaloszillatorsignal muß stark vom HF-Eingang entkoppelt sein. Daraus ergibt sich als optimale Lösung ein Aufbau des Mischers in Brücken- oder Doppelbrückenstruktur.

2. Am Mischerausgang soll lediglich das Produkt aus den beiden zu mischenden Signalen gebildet werden. Signale mit anderen Kombinationsfrequenzen, die zu mischenden Signale selbst und ihre Harmonischen sollen stark unterdrückt werden. Daher ist eine Gegentaktstruktur vorzusehen.

3. Am Mischerausgang müssen Frequenzen von Gleichstrom bis zu Weiten mindestens einer Kanalbandbreite ohne größere Phasenverzerrung verarbeitet werden können. Ein signalpegelabhängiger Gleichspannungswert ist zu vermeiden.

4. Die Mischer müssen rauscharm sein. Besonderer Wert ist auf geringes 1/f-Rauschen auf der Niederfrequenzseite zu legen.

5. Die Arbeitspunkte der Mischer sind so einzustellen, daß die Ausgangssignalamplitude linear von der Eingangssignalamplitude und linear bzw. höchstens schwach nichtlinear von der Lokaloszillator- bzw. Mischsignalamplitude abhängt. Bei Verwendung von hochselektiven Vorverstärkern kann letztere Forderung abgeschwächt werden.

Der Lokaloszillator soll folgende Merkmale aufweisen:

1. Abstimmbarkeit durch externe Signale (DC und NF) über das gesamte zu empfangende Frequenzband.

2. Erzeugung harmonischer Signale bei stark unterdrückten Oberschwingungen.

3. Annähernd konstante Lokaloszillatoramplitude über das gesamte zu empfangende Frequenzband, besonders innerhalb einer Kanalbandbreite nur sehr geringe Amplitudenschwankungen.

4. Die Grenzfrequenz des als Tiefpaß wirkenden Steuereingangs des Oszillators muß bei Einsatz in Phasenregelkreisen mindenstens zehnmal höher liegen als die niedrigste im Regelkreis vorkommende Grenzfrequenz, dadurch ist im allgemeinen eine Brückenstruktur nötig.

5. Hohe Frequenzstabilität.

6. Geringes Phasenrauschen.

Beim NF-Teil des Demodulators müssen folgende Kriterien beachtet werden:

1. Rauscharmut, insbesondere geringes 1/f-Rauschen.

2. Sofern NF-Blöcke innerhalb einer Regelschleife liegen, müssen sie einerseits eine hinreichend große Verstärkung aufweisen, damit eine einwandfreie Demodulation möglich wird, andererseits darf die Schleifenverstärkung nicht so groß werden, daß die Schleife instabil wird.

3. Durch Selektivmaßnahmen innerhalb des NF-Teils wird die HF-Selektivität erhöht. Dadurch können die Selektivitätsanforderungen an den HF-Vorverstärker zum Teil erheblich verringert werden.

Der HF-Vorverstärker sollte folgenden Kriterien genügen:

1. Rückwirkungsarmut, damit das möglicherweise zum Vorverstärkerausgang gelangende Lokaloszillatorsignal in Rückwärtsrichtung unterdrückt wird.

2. Rauscharmut.

3. Hoher Gewinn, damit die Rauschzahl des nachfolgenden Demodulators keinen wesentlichen Einfluß auf das Gesamtrauschen hat.

4. Hohe Linearität, insbesondere keine Begrenzung der HF-Signale innerhalb eines vorzugebenden Bereiches.

5. Bei Empfangssystemen ohne automatische Regelung oder Steuerung der Regelkreisparameter sollte bei höheren Systemansprüchen eine automatische selektive HF-Amplitudenregelung in Betracht gezogen werden.

Bei Einhaltung dieser Systemvorschriften können die nicht unerheblichen Probleme bezüglich Intermodulationsverhal ten, Rasten auf das eigene Oszillatorsignal, Rasten auf Harmonische des Oszillatorsignals, Rasten auf Signale bei den Harmonischen der Eingangssignalfrequenz und so weiter vermieden werden.

Direkt mischende Empfangssysteme gemäß der Erfindung, insbesondere für winkelmodulierte Signale, weisen die Vorteile aul, daU entgegen gängiger Meinung kein Begrenzerverstärker vor dem Demodulator und keine damit verbundenen Aufwendungen an Vor- und Nachselektion erforderlich sind. Außerdem ist die NF-Ausgangsleistung der Schaltungen nach den Fig. 4 und 6 auch ohne Leistungsregelung unabhängig von der MF- || Signalamplilude, sofern die Eingangssignalleistung nicht eine minimale Leistung P₀ unterschreitet. Aufgrund des Tiefpaßcharakters sinkt die Systembandbreite dieser beiden Schaltungen unter die NF-Landbreite, wenn die Kingangssignalleistung unter P₀ sinkt. Dadurch wird auf Kosten der Informationsbandbreite das ausgangsseitige Signalrauschverhältnis weiter verbessert. Dieses adaptive Verhalten gestattet eine Kommunikation auch dann noch, wenn Empfänger mit Begrenzerverstärker längst versagen.

Auch direktmischende Empfänger gemäß der Erfindung für Fernsehsignale (F i g. 13) haben entscheidende Vorteile durch einfachen Aufbau und vor allem durch besonders vereinfachten Abgleich der Filter, die mit Ausnahme der HF-Filter ausschließlich Tiefpässe sind, während bei Überlagerungsempfängern kompliziert zusammenhängende Kombinationen aus Resonanzkreisen abzustimmen sind. Durch den Wegfall der ZF bedingt, S ergeben sich bei den erfindungsgemäßen Empfängern auch keine Probleme der Spiegelfrequenz- und ZF-Festigkeit.

Der Fernsehempfänger gemäß Fig. 13 besteht eingangsseitig aus einem Einseitenbandempfänger beispielsweise nach Anspruch 2, 7, 8, 9 oder 10. Der ESB-Empfänger liefert an seinem Ausgang das (F)BAS-Fernsehsignal sowie das Ton-Zwischenfrequenzsignal. Durch einen nachfolgenden Tiefpaß TP wird das (F)BAS-Fem-10 sehsignal abgetrennt, während das Ton-Zwischenfrequenzsignal Ton-ZF mittels eines Bandfllters BFT, dessen Mittenfrequenz auf die Frequenz des Tonträgers abgestimmt ist, ausgefiltert und mittels eines nachfolgenden FM-DemoduJators, beispielsweise nach Anspruch 3 oder 11 oder herkömmlich, zum niederfrequenten Tonsignal demoduliert wird.

Die vorgeschlagenen Systeme sind einer Miniaturisierung in integrierter Technik besonders gut zugänglich.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Empfangssystem, bei dem ein moduliertes Hochfrequenz(HF)-Signal empfangen und ohne Begrenzung durch Mischung mit einem synchronisierten örtlichen Oszillatorsignal, das phasenstarr auf die Phase derTrägerlinie oder auf die Gesamtphase des Empfangssignals angebunden ist, direkt in ein demoduliertes Basisband(NF)-Signal umgesetzt wird, wobei die Phasenstarrheit durch eine Phasenregelschaltung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), einem Mischer und einem Tiefpaßfilter bewirkt wird, und wobei durch den dem Mischer nachgeschalteten Tiefpaß der Summenfrequenzanteil des Mischerausgangssignals unterdrückt wird, dadurchgekennzeichnet, daß die Grenzfrequenz des als Tiefpaß wirkenden Steuereingangs des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) einen Betrag von mindestens der zehnfachen niedrigsten in der Phasenregelschaltung vorkommenden Grenzfrequenz aufweist,

daß das Mischerausgangssignal und das Oszillatorsignal vom Hochfrequenzeingang entkoppelt sind,
daß der Mischer so betrieben wird, daß im Produktsignal aus den beiden zu mischenden Signalen alle anderen Frequenzen unterdrückt werden,

daß der Mischer eine Brücken-, Doppelbrücken- oder Gegentaktstruktur aufweist,

daß der Oszillator mit hoher Amplitudenstabilität über das ganze Empfangs-Frequenzband abstimmbar ist und

daß das Oszillatorsignal oberschwingungsarm ist.

2. Empfangssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Tiefpaß (TP 1) ein demoduliertes Niederfrequenz(NF)-Signai entnehmbar ist, wenn das in einem Vorverstärker (W) verstärkbare und mit einem abstimmbaren Bandfilter (BF) auf Kanalbandbreite vorselektierbare HF-Empfangssignal Einseitenband-Amplitudenmodulation aufweist (Fig. 3).

3. Empfangssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das HF-Empfangssignal Phasenmodulation mit kleinem Hub (Fig. 5) oder Frequenzmodulation (Fig. 4) aufweist und daß dem Tiefpaß (TPX) ein weiterer Tiefpaß (7P3) nachgeschaltet ist, dem das demodulierte NF-Signal entnehmbar ist.

4. Empfangssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das HF-Empfangssignal Breitband-Phasenmodulation aufweist, daß dem Tiefpaß (TPi) ein Integratinnsglied (/) nachgeschaltet ist, dem das demoduliere NF-Signal entnehmbar ist, und daß das dem Mischer zugeführte Oszillatorsignal (U₁J in einem Phasenmodulator (PM) durch das NF-Signal phasenmoduliert wird (Fig. 6).

M) 5. Empfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Oszillatorsignal ein geringes Phasenrauschen aufweist.

6. Empfangsystem nach Anspruch 1 oder dem direkt auf den Anspruch 1 rückbezogenen Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das HF-Empfangssignal Amplitudenmodulation aufweist und daß das HF-Empfangssignal einem zweiten Mischer (Ml) zugeführt wird, dem das durch einen 90°-Phasenschieber (PH X) verzögerte Oszillatorsignal als Mischsignal zugeführt wird und dem ein weiterer Tiefpaß (TP2) nachgeschaltet ist, dem das demodulierte NF-Signal entnehmbar ist (Fig. 7).

7. Empfangssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in dem als Costas-Regelschleife ausgeführten Phasenregelkreis dem ersten Tiefpaß (TPl) ein dritter Mischer (M 3) nachgeschaltet ist, dessen Ausgang über ein Regelfilter (RF) mit dem Eingang des Lokaloszillators verbunden ist und dem als zweites Mischsignal das Ausgangssignal des zweiten Tiefpasses (TP2) zugeführt ist, daß hinter dem Vorverstärker (VV) ein Bandfilter (BF) vorgesehen ist und daß ein Kompensator (K) vorgesehen ist, dessen Eingänge jeweils auf den Ausgang einer der beiden ersten Tiefpässe (TP I,TP 2) geschaltet sind und an dessen Ausgang das modulierte NF-Signal entnehmbar ist (Fig. 8).

8. Empfangssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß durch den Kompensator (Ä) das eine Eingangssignal mittels zweitem Phasenschieber (/W2) um 90° verschoben wird und mittels Summen-/Diffcrenzglied die Summe und/oder die Differenz zum anderen Eingangssignal bildbar ist (Fig. 9).

9. Empfangssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kompensator (K) einen Fcstfrcquenz-Phasenschieber enthält, bei dem das erste Eingangssignal in einem vierten Mischer (M4) mit einem irequenzmäßig die maximale Niederfrequenz nur wenig übersteigenden Signal eines zweiten Lokaloszillators (LO) gemischt wird, daß der frequenzmäßig hochliegende Produktanteil durch einen weiteren Tiefpaß (7P4) unterdrückt und der frequenzmäßig untere Produktanteil einem Summendifferenzglied (SD) zugeführt wird, daß das zweite Eingangssignal des Kompensators (K) in einem fünften Mischer (M S) mit einem in einem zweiten Phasenschieber (PHl) um 90° verschobenen Mischsignal des zweiten Lokaloszillators (LO) gemischt und der frequenzmäßig untere Produktanteil über einen weiteren Tiefpaß (TPS) dem zweiten Eingang des Summendifferenzgliedes (SD) zugeführt wird und daß das Ausgangssignal des SummendifTerenzgliedes (SD) in einem sechsten Mischer (M6) mit dem Signal des zweiten Lokaloszillators (LO) gemischt wird und der durch einen weiteren Tiefpaß (TP6) gefilterte frequenzmäßig untere Produktanteil das Niederfrequenzausgangssignal (μ_λτ) ist (Fig. 10).

10. Empfangssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Kompensator (K) um einen wei-M) teren Mischer (MT), in dem das Produkt des um 90° verschobenen zweiten Lokalosziliatorsignals mit dem

Ausgangssignal des Summenditierenzgliedcs (SD) gebildet wird und einen nachgcschalteten weiteren Ticlpaß (TPl), dessen Ausgang ein zweiter Ausgang des Kompensators (K) bildet, erweitert wird und dall der Kompensator (K) mit jeweils einem Ein- bzw. Ausgang derart zwischen den beiden Tiefpässen (TPX und TP2) und den beiden Ausgängen («_Vm, u_xn) der Costas-Regelschleife eingefügt wird, daß je nach Summen- <>5 oder Differenzbildung des Summenclifferenzgliedes (SD) entweder an dem einen oder an dem anderen Ausgang (ί/_Λ/·|, Usn) das demoduliertc NF-Signal des oberen oder unteren Seitenbandes entsteht (Fig. 11).

11. Empfangssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das H F-Signal zusätzlich einem /weiten Mischer (M2) zugeführt wird, dem das durch einen 90°-Phasenschieber (PH X) verzögerte Oszillator-

signal als Mischsignal zugeführt wird und dem ein weiterer Tiefpaß (TPl) nachgeschaltet ist, dessen Ausgang auf den ersten Mischeingang eines dritten Mischers (Λ/3) geschaltet ist, daß das Ausgangssignal des ersten Tiefpasses dem zweiten Mischeingang des dritten Mischers zugeführt ist und daß zwischen Ausgang des dritten Mischers und Eingang des sr.lannungsgesteuerten Oszillators (VCO) ein Regelfilter (RF) geschaltet ist (Fig. 12).

12. Empfangssyslem nach einem der vorhergehenden Ansprüche für den Empfang von ein- oder restseitcnnandmodulierten Bildsignalen und frequenzmodulierten Tonsignalen, bestehend aus einem Einseitenbandcmpfänger zur Erzeugung des FBAS- und Ton-ZF-Signals, nach Anspruch 2, 7, 8, 9 oder lü. dadurch gekennzeichnet, daß diesem ein weiterer Tiefpaß'. TP) bzw. ein weiteres Bandfilter(5/T) und ein FM-Demodulator .cachgeschaltet sind (Fig. 13).