DE69732066T2

DE69732066T2 - Lastkontrolleinrichtung

Info

Publication number: DE69732066T2
Application number: DE69732066T
Authority: DE
Inventors: Koukichi Nagaokakyo-City Kyoto Tobita; Hiroyuki Nagaokakyo-City Kyoto Ohtsuka; Kazunori Nagaokakyo-City Kyoto Kajitani
Original assignee: Omron Corp; Omron Tateisi Electronics Co
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 1996-08-02
Filing date: 1997-08-01
Publication date: 2005-12-15
Anticipated expiration: 2017-08-02
Also published as: CN1065992C; DE69732066D1; US5959440A; TW355879B; CN1175815A; EP0822646B1; EP0822646A2; EP0822646A3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Laststeuervorrichtung zur Steuerung einer Last, wie z. B. eines Elektromotors oder ähnlichem, der in einem Elektrowerkzeug verwendet wird, und insbesondere betrifft die Erfindung eine verbesserte Laststeuervorrichtung, welche zur Korrektur eines Stromflusswinkels eines Schaltelements geeignet ist, das durch Phasensteuerung in Übereinstimmung mit einer Variation einer Spannungsversorgungsfrequenz gesteuert wird.
2. Beschreibung des Standes der Technik
In 16 ist ein Schaltungsblockdiagramm einer herkömmlichen Motorsteuerschaltung gezeigt, welche zur Steuerung der Geschwindigkeit eines in Elektrowerkzeugen verwendeten Wechselstrommotors verwendet wird. Ein Wechselstrommotor M und ein Thyristor SCR zur Steuerung der Motorgeschwindigkeit sind in Reihe über eine Wechselstromversorgung "e" geschaltet. Über der Wechselstromversorgung "e" ist eine Reihenschaltung aus einem variablen Widerstand VR und einem Kondensator C geschaltet, um eine Phasensteuerschaltung für eine Halbwelle des Thyristors SCR herzustellen.
Über den Kondensator C ist ein Gate und eine Kathode des Thyristors SCR mittels einer Diode D geschaltet. Ein An- und Ausschalter SW ist über den Thyristor SCR geschaltet, um ihn kurzzuschließen, so dass die gesamte Spannung einer Wechselspannungsversorgung an den Wechselstrommotor M für die volle Rotationsgeschwindigkeit angelegt wird.
Wenn eine positive Halbzyklusspannung 121 von der Wechselspannungsversorgung "e" angelegt wird, variiert die Span nung, die in dem Kondensator C geladen wird, gemäß einer Zeitkonstante mit dem variablen Widerstand VR, wie in der Kurve 122 gezeigt ist. wenn die Ladespannung des Kondensators C die Gate-Auslösespannung Vg des Thyristor SCR erreicht hat, wird der Thyristor SCR angeschaltet und danach wird die Leistung, die in dem schraffierten Bereich des positiven Halbzyklus dargestellt ist, dem Motor M für Rotationen zugeführt.
Wenn der variable Widerstand VR variiert wird, um den Widerstand zu erhöhen oder zu erniedrigen, variiert die Zeitkonstante, so dass sich die Ladekurve 122 des Kondensators C nach unten oder nach oben neigt und ein Stromflusswinkel des Stroms, der durch den Thyristor SCR fließt, abnimmt oder zunimmt (eine Variation zur Abnahme oder Zunahme des schraffierten Bereichs in dem positiven Halbzyklus), wodurch die Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors gesteuert wird.
Die oben beschriebene herkömmliche Motorsteuerschaltung, welche die Phasensteuerschaltung mit dem variablen Widerstand VR und dem Kondensator C verwendet, hat den Nachteil, dass bei Variationen der Netzfrequenz der Wechselspannungsversorgung "e" zwischen 50 Hz und 60 Hz die Ladecharakteristik (Zeitkonstante) des Kondensators C sich nicht verändert, dass jedoch der Stromflusswinkel des Thyristors SCR in Abhängigkeit von den Variationen der Netzfrequenz variiert, so dass man keine stabile Motorgeschwindigkeitssteuerung erwarten kann.
Wie in 18(a) gezeigt ist, bleibt die Ladekurve 133 des Kondensators C in den entsprechenden positiven Halbzyklen der Spannungswellenform 131 der Netzfrequenz 60 Hz und der Spannungswellenform 132 der Netzfrequenz 50 Hz konstant unabhängig von den Netzfrequenzen, wobei jedoch der Stromflusswinkel des Thyristors SCR variiert. Wenn die Ladespannung in dem Kondensator C die Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors SCR erreicht, wird der Stromflussbereich des Thyristors SCR bei 50 Hz (in 18(c) gezeigt) größer als bei 60 Hz (in 18(b) gezeigt).
Demzufolge wird die Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors bei 50 Hz größer als bei 60 Hz, wenn die gleichgroße Manipulation für die Veränderung des Widerstands des variablen Widerstands VR vorgenommen wird. Beim Betrieb ist es nachteilig, dass das gleiche Elektrowerkzeug mit dem Wechsel der Netzfrequenzen variiert. Wenn beispielsweise die Rotationsgeschwindigkeit des Motors M durch die kontinuierliche Veränderung des Widerstands des variablen Widerstands VR in Abhängigkeit von der Hubmanipulation eines in dem Elektrowerkzeug verwendeten Schalters verändert wird, ist der Zusammenhang zwischen dem Hub des Schalters und der Rotationsgeschwindigkeit des Motors für die Netzfrequenzen von 60 Hz und 50 Hz in 19 gezeigt.
Man erkennt einen großen Unterschied zwischen den Geschwindigkeitsveränderungsbereichen der Netzfrequenzen bei 60 Hz und 50 Hz, so dass die Hubmanipulation des Schalters in Abhängigkeit von den Netzfrequenzen verändert werden muss, was zu umständlicher Bedienung des Elektrowerkzeugs führt.
EP-A-0 232 542 offenbart eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Obergriffes des Anspruchs 1.
WESEN DER ERFINDUNG
Es ist deshalb eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Laststeuervorrichtung bereitzustellen, mit der ein Stromflusswinkel eines Schaltelements korrigiert werden kann, das eine Leitung durch eine Last in Übereinstimmung mit den Variationen der Stromversorgungsfrequenzen steuert, um eine stabile Spannungsversorgung mit einer regulie renden Beeinflussung der Variationen der Netzversorgungsfrequenzen zu schaffen.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung zur Steuerung eines Stroms in einer Last geschaffen, welche mit einer Wechselspannungsversorgung über ein Schaltelement verbunden ist, umfassend eine Negativladeschaltung zur Ladung einer Negativhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung in negativer Richtung für jeden Zyklus zur Auslösung des Schaltelements in einer Positivhalbzyklusperiode der Wechselspannungsversorgung sowie eine Positivladeschaltung zur Ladung einer Positivhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung in positiver Richtung ab dem Ende des negativen Halbzyklus mit der Negativladeschaltung für jeden Zyklus zur Auslösung des Elements, wenn die Ladespannung eine Auslösespannung des Schaltelements erreicht.
Gemäß diesem Aspekt lädt die Negativladeschaltung die Negativhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung in der negativen Richtung für jeden Zyklus und die Positivladeschaltung lädt die Positivhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung in positiver Richtung ab dem Ende des negativen Halbzyklus mit der Negativladeschaltung für jeden Zyklus, um das Schaltelement auszulösen, wenn die Ladespannung die Gate-Auslösespannung des Elements erreicht, wodurch der Stromflusswinkel des Schaltelements in Abhängigkeit von den Variationen der Netzfrequenzen korrigiert werden kann und die Änderungen der zugeführten Leistung durch die Variationen von Netzfrequenzen reguliert werden können. Wenn die Last ein Elektromotor ist, kann die Steuerung einer stabiler Drehzahl erwartet werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt dieser Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung gemäß dem ersten Aspekt geschaffen, bei der die Negativladeschaltung eine Begrenzerschaltung zur Begrenzung der geladenen Negativspannung enthält.
Gemäß diesem Aspekt wird jede Ladung mit einer Negativspannung, welche eine Spannungsbegrenzung der Negativladeschaltung überschreitet, vermieden, wodurch die Negativladeschaltung gegen Zerstörung geschützt wird und die Kapazität der Schaltung minimiert werden kann.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung gemäß dem ersten oder dem zweiten Aspekt geschaffen, wobei die Positivladeschaltung eine Konstantspannungsschaltung zur Konstanthaltung des Stroms umfasst, den die Positivladeschaltung in einer positiven Richtung lädt, wenn die Spannung der Wechselspannungsversorgung abfällt.
Gemäß diesem Aspekt wird die Spannung, welche der Last zugeführt wird, stabilisiert, selbst wenn die Versorgungsspannung variiert und abfällt. Wenn die Last ein Wechselstrommotor ist, wird seine Rotationsgeschwindigkeit stabil gesteuert, und zwar ohne Auswirkungen durch Spannungsvariationen.
Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung gemäß dem ersten oder dem dritten Aspekt geschaffen, in der die Positivladeschaltung einen veränderlichen Widerstand umfasst.
Gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung gemäß dem ersten oder dem vierten Aspekt nach Anspruch 1 oder 4 geschaffen, in der die Positivladeschaltung eine Schaltung enthält, welche einen Widerstandswert, denselben des veränderlichen Widerstands eingeschlossen, logarithmisch ändert.
Gemäß dem vierten oder fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung können die Antriebseigenschaften der Last nicht li near sein. Falls die Last beispielsweise ein Wechselstrommotor ist, weist die Rotationsgeschwindigkeit des Motors eine nach unten gebogene Kurve auf, in der der Geschwindigkeitsanstieg beim Anlassen des Motors klein sein kann und die Handhabung seiner Elektrowerkzeuge verbessert werden kann.
Gemäß einem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung gemäß dem ersten Aspekt geschaffen, bei der das Schaltelement aus einem Hauptschaltelement zum Schalten einer Spannungsversorgungsschaltung der Last und einem Hilfsschaltelement zum Einschalten des Hauptschaltelements aufgebaut ist.
Gemäß diesem Aspekt der Erfindung wird der Gate-Strom des Schaltelements minimiert und ein Strom, der durch die Positivladeschaltung verbraucht wird, wird vermindert, um die Wärme in der Schaltung zu reduzieren.
Gemäß einem siebten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung gemäß dem sechsten Aspekt geschaffen, bei der ein Auslöseelement verwendet wird, welches durch die Ladespannung der Positivladeschaltung geführt wird, um das Schaltelement auszulösen.
Gemäß diesem Aspekt wird der Gate-Strom des Schaltelements minimiert und der Strom, der durch die Positivladeschaltung verbraucht wird, wird vermindert, was zu einer Verminderung der Wärme der Schaltung führt.
Gemäß einem achten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Laststeuervorrichtung gemäß dem ersten Aspekt geschaffen, welche ferner einen Kondensator zum Anlegen einer Leitungs-Referenzspannung an das Schaltelement enthält, wobei die Negativladeschaltung eine Diode enthält, welche in einer Richtung angeschlossen ist, dass der Kondensator mit einer negativen Spannung geladen wird, und die Positivladeschaltung eine Diode enthält, die in einer Richtung angeschlossen ist, dass der Kondensator mit einer positiven Spannung geladen wird, sowie einen Transistor, dessen Basisanschluss mit einem Gate-Anschluss des Schaltelements verbunden ist.
Gemäß diesem Aspekt wird die stabile Spannungsversorgung, welche der Last bereitgestellt wird und die durch die Variationen der Netzspannungsfrequenzen sehr wenig beeinflusst wird, mit einem vereinfachten Schaltungsaufbau durchgeführt. Wenn die Last ein Elektromotor ist, wird die Steuerung einer stabilen Rotationsgeschwindigkeit ermöglicht. Eine Positivhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung wird in einer positiven Richtung geladen, nachdem eine Negativhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung durch die Negativladeschaltung geladen ist, um das Schaltelement basierend auf der positiven Ladespannung auszulösen. Umgekehrt kann die negative Spannung der Spannungsversorgung in die negative Richtung geladen werden, nachdem die positive Spannung der Spannungsversorgung in die positive Richtung geladen wurde, um das Schaltelement basierend auf der negativen Ladespannung auszulösen.
Gemäß einem neunten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Motorsteuervorrichtung zur Steuerung der Rotationsgeschwindigkeit eines Wechselstrommotors geschaffen, der mit einer Wechselspannungsversorgung über ein bidirektionales Schaltelement verbunden ist, umfassend eine erste Positivladeschaltung zur Ladung in einer positiven Richtung in einem positiven Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung für jeden Zyklus, eine erste Negativladeschaltung zum Laden in einer negativen Richtung in einem negativen Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung ab dem Ende des Ladens des positiven Halbzyklus durch die erste Positivladeschaltung für jeden Zyklus, um das bidirektionale Schaltelement auszulösen, wenn die Ladespannung eine Gate-Auslösespannung des bidirektiona len Schaltelements erreicht, eine zweite Negativladeschaltung zur Ladung in einer negativen Richtung in einem negativen Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung für jeden Zyklus und eine zweite Positivladeschaltung zur Ladung in eine positiven Richtung in dem positiven Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung ab dem Ende des Ladens in dem negativen Halbzyklus durch die zweite Negativladeschaltung für jeden Zyklus, um das bidirektionale Schaltelement auszulösen, wenn die Ladespannung die Gate-Auslösespannung des bidirektionalen Schaltelements erreicht, wodurch das bidirektionale Schaltelement in den positiven und negativen Halbzyklen der Wechselspannungsversorgung ausgelöst wird.
Gemäß diesem Aspekt lädt die erste Negativladeschaltung in einer negativen Richtung in einem negativen Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung ab dem Ende des Ladens des positiven Halbzyklus durch die erste Positivladeschaltung für jeden Zyklus und die zweite Positivladeschaltung lädt in positiver Richtung in dem positiven Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung ab dem Ende des Ladens in dem negativen Halbzyklus durch die zweite Negativladeschaltung, welche in einer negativen Richtung in einem negativen Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung lädt, und das bidirektionale Schaltelement wird synchron mit den positiven und den negativen Halbzykluswellenformen bei einem Stromflusswinkel ausgelöst, wenn die Ladespannungen die Gate-Auslösespannungen des bidirektionalen Schaltelements erreichen, wodurch der Stromflusswinkel des bidirektionalen Schaltelements in Abhängigkeit von den Variationen der Netzspannungsfrequenzen variiert und eine stabile Steuerung der Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors durchgeführt wird, ohne dass die Netzfrequenzen die Rotationsgeschwindigkeit beeinflussen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Aufgaben und Vorteile dieser Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit den beigefügten Figuren ersichtlich, von denen
1 ein erstes Schaltungsblockdiagramm einer Laststeuervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
2 in den Diagrammen (a) bis (c) Wellenformen an verschiedenen Stellen der Vorrichtung der 1 zeigt,
3 den Zusammenhang zwischen einem Hub und einer Rotationsgeschwindigkeit eines Elektromotors, der durch die Steuervorrichtung gesteuert wird, zeigt,
4 ein Schaltungsblockdiagramm einer Laststeuervorrichtung einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
5 in den Diagrammen (a) bis (e) Wellenformen an verschiedenen Stellen der Vorrichtung der 4 zeigt,
6 ein Schaltungsblockdiagramm einer Laststeuervorrichtung einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
7 in den Diagrammen (a) und (b) das Verhältnis zwischen einem variablen Widerstand und einer Rotationsgeschwindigkeit eines Elektromotors, der durch die Steuervorrichtung der 6 gesteuert wird, zeigt,
8 ein Schaltungsblockdiagramm einer Laststeuervorrichtung einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
9 ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorsteuervorrichtung einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
10 in den Diagrammen (a) bis (e) Wellenformen an verschiedenen Stellen der Motorsteuervorrichtung der 9 zeigt,
11 das Verhältnis zwischen einem Hub und einer Rotationsgeschwindigkeit eines Elektromotors, der durch die Motorsteuervorrichtung der 9 gesteuert wird, zeigt,
12 ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorsteuervorrichtung einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
13 das Verhältnis zwischen einem variablen Widerstand und einer Rotationsgeschwindigkeit eines Elektromotors, der durch die Motorsteuervorrichtung der 12 gesteuert wird, zeigt,
14 ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorsteuervorrichtung einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
15 in den Diagrammen (a) bis (e) Wellenformen an verschiedenen Stellen der Motorsteuervorrichtung der 14 zeigt,
16 ein Schaltungsblockdiagramm einer herkömmlichen Motorsteuervorrichtung zum Steuern einer Rotationsgeschwindigkeit eines Wechselstrommotors, der in Elektrowerkzeugen verwendet wird, ist,
17 eine Wellenform, welche den Betrieb in der herkömmlichen Motorsteuervorrichtung erklärt, zeigt,
18 in den Diagrammen (a) bis (c) Wellenformen an verschiedenen Stellen der Motorsteuervorrichtung der 16 zeigt, und
19 den Zusammenhang zwischen einem Hub und einer Rotationsgeschwindigkeit eines Elektromotors, der durch die herkömmliche Motorsteuervorrichtung der 16 gesteuert wird, zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
1 zeigt ein Schaltungsblockdiagramm einer Laststeuervorrichtung einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in der eine Wechselspannungsversorgung 1 mit einem Wechselstrommotor 3, der eine Last der Vorrichtung darstellt, über einen Thyristor 2, der ein Schaltelement für eine Rotationsgeschwindigkeitssteuerung darstellt, verbunden ist.
Zwischen einer Anode und einer Kathode des Thyristors 2 sind parallel eine Negativladeschaltung 5 über einen Kondensator 4 zur Ladung des Kondensators 4 in Rückwärtsrichtung mit einer Negativspannung der Wechselspannungsversorgung 1 für jeden Zyklus und eine Positivladeschaltung 6 über den Kondensator 4 zur Ladung des Kondensators 4 in einer positiven Richtung mit einer positiven Spannung der Spannungsversorgung 1 geschaltet.
Die Negativladeschaltung 5 besteht aus einer Reihenschaltung eines Widerstands R1 und einer Diode D1. Die Positivladeschaltung 6 besteht aus einer Reihenschaltung aus einem variablen Widerstand R2 und einer Diode D2, und ein PNP-Transistor Tr1 ist an seinem Emitter und Kollektor zwischen dem Widerstand R2 und dem Kondensator 4 geschaltet. Eine Basis des Transistors Tr1 ist mit dem Gate des Thyristors 2 verbunden und ein Widerstand R3 ist zwischen dem Gate und der Kathode des Thyristors 2 geschaltet.
Wenn die Motorsteuervorrichtung den Motor 3 durch Anlegen einer Netzspannungsfrequenz von 50 Hz in der Wechselspannungsversorgung 1 steuert, wird eine Spannungswellenform der Spannungsversorgung 1 durch eine sinusförmige Wellenform wiedergegeben, welche durch eine durchgezogene Linie in 2(a) gezeigt ist. Wenn eine Versorgungsspannung V1 in einem negativen Halbzyklus (zwischen den Zeitpunkten T0 und T2) ist, leitet die Diode D1 der Negativladeschaltung 5 und ein Ladestrom "ia" fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Kondensator 4 → Widerstand R1 → Diode D1 → Wechselstrommotor 3 → Wechselspannungsversorgung 1.
Der Kondensator 4 wird über den Ladestrom "ia" in negativer Richtung aufgeladen, wie in einer Ladekurve 21 gezeigt ist, die durch eine durchgezogene Linie in 2(b) wiedergegeben ist, jedoch wird der Wechselstrommotor 3 durch den Ladestrom "ia" nicht gedreht.
Wenn die Versorgungsspannung V1 sich in einem Positivhalbzyklus (zwischen Zeitpunkten T2 und T6) befindet, leiten die Diode D2 der Positivladeschaltung 6 und der Transistor Tr1 und ein Ladestrom "ib" fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Wechselstrommotor 3 → Diode D2 → Widerstand R2 → Transistor Tr1 → Kondensator 4 → Wechselspannungsversorgung 1.
Der Kondensator 4 wird über den Ladestrom "ib" in positiver Richtung ausgehend von der maximalen Ladespannung (Zeitpunkt T2) geladen, wie in der Ladekurve 22 gezeigt ist, die durch eine durchgezogene Linie in 2(b) wiedergegeben ist, wobei ein Basisstrom durch den Widerstand R3 aus dem Transistor Tr1 fließt, der jedoch zu klein ist, um das Gate des Thyristors 2 auszulösen. Der Wechselstrommotor 3 wird durch den Ladestrom "ib" nicht gedreht.
Wenn eine Ladespannung V2 des Kondensators 4 in positiver Richtung in dem Positivhalbzyklus ansteigt und eine Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors 2 erreicht (Zeitpunkt T4), wird der Thyristor angeschaltet und versorgt den Wechselstrommotor 3 mit einer Positivhalbzyklusspannung ab dem Zeitpunkt T4 bis zu dem Zeitpunkt T6. Der Wechselstrommotor 3 wird mit einer Spannung V3 versorgt, welche eine Wellenform 23 aufweist, welche durch eine durchgezogene Linie in 2(c) wiedergegeben ist, und der Motor wird mit einer Geschwindigkeit gedreht, die dem in der Wellenform 23 gezeigten Stromflusswinkelbereich entspricht.
Wenn der variable Widerstand R2 der Positivladeschaltung 6 zur Verminderung des Widerstandswerts manipuliert wird, wird die Zeitkonstante in dem Positivhalbzyklus der Versorgungsspannung V1 herabgesetzt, so dass die Ladezeit des Kondensators 4 bis zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors 2 verkürzt wird und die Ladekurve 22 in die durch einen Pfeil markierte Richtung ansteigt. Als Folge wird der Stromflusswinkel eines Stroms, der durch den Thyristor 2 fließt, heraufgesetzt. Das heißt, der Anschaltpunkt des Thyristors 2 bewegt sich von T4 nach T2, so dass die Winkelgeschwindigkeit des Motors 3 aufgrund der Zunahme des Stromflusswinkelbereichs zunimmt.
Wenn der variable Widerstand R2 zur Erhöhung seines Widerstandswerts manipuliert wird, wird die Zeitkonstante in dem Positivhalbzyklus der Spannungsversorgung V1 erhöht, so dass die Ladezeit des Kondensators 4 bis zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors 2 lang wird und die Ladekurve 22 nach unten in die entgegengesetzte Richtung der Pfeilmarkierung abfällt. Folglich wird der Stromflusswinkel eines Stroms, der durch den Thyristor 2 fließt, herabgesetzt. Das bedeutet, dass der Anschaltpunkt des Thyristors 2 sich von T4 hin zu T6 bewegt, so dass die Rotationsgeschwindigkeit des Motors 3 gemäß der Abnahme des Stromflusswinkelbereichs abnimmt.
Wenn die Motorsteuervorrichtung den Motor 3 durch Anlegen einer Netzspannungsfrequenz von 60 Hz steuert, wird die Spannungswellenform der Spannungsversorgung 1 durch eine Sinuswellenform dargestellt, die durch eine gestrichelte Linie in 2(a) wiedergegeben ist. Wenn eine Versorgungsspannung V1 in einer Negativhalbwelle (zwischen den Zeitpunkten T0 und T1) ist, leitet die Diode D1 der Negativladeschaltung 5 und ein Ladestrom "ia" fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Kondensator 4 → Widerstand R1 → Diode D1 → Wechselstrommotor 3 → Wechselspannungsversorgung 1. Der Kondensator 4 wird durch den Ladestrom "ia" in einer negativen Richtung aufgeladen, wie in einer Ladekurve 24 gezeigt ist, welche durch eine gestrichelte Linie in 2(b) dargestellt ist, jedoch wird der Wechselstrommotor 3 durch den Ladestrom "ia" nicht gedreht. Die Negativladezeit (negativer Halbzyklus) ist bei 60 Hz kürzer und die negative maximale Ladespannung flacher im Vergleich zu denjenigen bei 50 Hz.
Wenn die Versorgungsspannung V1 in einem Positivhalbzyklus (zwischen den Zeitpunkten T1 und T5) ist, leiten die Diode D2 der Positivladeschaltung 6 und der Transistor Tr1, und ein Ladestrom "ib" fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Wechselstrommotor 3 → Diode D2 → Widerstand R2 → Transistor Tr1 → Kondensator 4 → Wechselstromversorgung 1. Der Kondensator 4 wird durch den Ladestrom "ib" in positiver Richtung von der maximalen Ladespannung aus (Zeitpunkt T1) geladen, wie in einer Ladekurve 25 gezeigt ist, die durch eine gestrichelte Linie in 2(b) wiedergegeben ist, wobei ein Basisstrom durch den Widerstand R3 aus dem Transistor Tr1 fließt, der jedoch zu klein ist, um das Gate des Thyristors 2 auszulösen. Der Wechselstrommotor 3 wird durch den Ladestrom "ib" nicht gedreht.
Wenn die Ladespannung V2 des Kondensators 4 in eine positive Richtung in dem positiven Halbzyklus ansteigt und eine Gate-Auslösespannung Vg (Zeitpunkt T3) erreicht, wird der Thyristor 2 angeschaltet, wodurch dem Wechselstrommotor 3 die Positivhalbzyklusspannung ab dem Zeitpunkt T3 bis zu dem Zeitpunkt T5, an dem der Positivhalbzyklus endet, zugeführt wird. Die Zeit bis zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg ist kurz, da die negative maximale Spannung flach ist.
Der Wechselstrommotor 3 wird durch eine Spannung V3 versorgt, welche eine Wellenform 26 aufweist, die durch eine gestrichelte Linie in 2(c) wiedergegeben ist, und der Motor wird mit einer Geschwindigkeit gedreht, welche der Leistung des in der Wellenform 26 gezeigten Stromflusswinkelbereichs entspricht.
Wenn der variable Widerstand R2 der Positivladeschaltung 6 zur Verminderung des Widerstands manipuliert wird, wird die Zeitkonstante im Positivhalbzyklus der Versorgungsspannung V1 herabgesetzt, so dass die Ladezeit des Kondensators 4 bis zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors 2 verkürzt wird und die Ladekurve 25 in die durch den Pfeil markierte Richtung ansteigt. Folglich wird der Stromflusswinkel eines Stroms, der durch den Thyristor 2 fließt, heraufgesetzt. Das bedeutet, dass der Anschaltpunkt des Thyristors 2 sich von T3 nach T1 bewegt, so dass die Rotationsgeschwindigkeit des Motors 3 gemäß dem Anstieg des Stromflusswinkelbereichs ansteigt.
Wenn der variable Widerstand R2 zur Erhöhung seines Widerstandswerts manipuliert wird, wird die Zeitkonstante im Positivhalbzyklus der Versorgungsspannung V1 heraufgesetzt, so dass die Ladezeit des Kondensators 4 bis zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors 2 lang wird und die Ladekurve 25 nach unten in eine Richtung abfällt, die entgegengesetzt zur Pfeilmarkierung ist. Folglich wird der Stromflusswinkel des Stroms, der durch den Thyristor 2 fließt, herabgesetzt. Das bedeutet, dass der Anschaltpunkt des Thyristors 2 sich von T3 hin zu T5 bewegt, so dass die Rotati onsgeschwindigkeit des Motors 3 gemäß der Abnahme des Stromflusswinkelbereichs abnimmt.
Wie oben beschrieben wurde, kann der Stromflusswinkel des Thyristors 2 gemäß den Variationen der Netzspannungs- oder der Versorgungsfrequenzen korrigiert werden, indem die Negativ- und Positivladeschaltung 5 und 6 mit der Phasensteuerschaltung des Thyristors 2 verbunden wird. Somit bleibt der Stromflusswinkel des Thyristors 2 ungefähr im Bereich der Spannungsversorgungsfrequenzen von 50 Hz und 60 Hz.
Wenn die Motorsteuervorrichtung dieser Ausführungsform für eine Motorsteuerschaltung eines Elektrowerkzeugs zum Schrauben oder ähnlichem verwendet wird und der Widerstandswert des variablen Widerstands R2 mit einer Hubbewegung eines Schalters variiert wird, wobei der Schalter in dem Elektrowerkzeug zur Steuerung der Rotationsgeschwindigkeit eines Motors dient, wird der Zusammenhang zwischen dem Hub des Schalters und der Rotationsgeschwindigkeit des Motors in Bezug auf die Spannungsversorgungsfrequenzen von 50 Hz und 60 Hz in 3 dargestellt, wobei die Bereiche variabler Geschwindigkeit bei 50 Hz und 60 Hz ungefähr gleich sind. Demzufolge braucht die Manipulation des Schalters mittels des Hubs nicht in Abhängigkeit der Spannungsversorgungsfrequenzen verändert werden und die Betriebsfähigkeit des Elektrowerkzeugs wird verbessert.
4 zeigt ein Schaltungsblockdiagramm einer Laststeuervorrichtung einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in der ein Motor 3 eine Last der Vorrichtung ist. Die Bauteile, welche den Bauteilen der 1 entsprechen, werden mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und eine Erklärung von deren Aufbau und Betriebsweise wird abgesehen von unterschiedlichen Bauteilen weggelassen.
Bei dieser Ausführungsform ist eine Begrenzungsschaltung 7 parallel zum Kondensator 4 geschaltet, umfasst eine Positivladeschaltung 6 eine Konstantspannungsschaltung 8, ist ein Schaltelement, welches einen Hilfsthyristor 2a und einen Hauptthyristor 2b enthält, welcher durch einen Einschaltvorgang des Hilfsthyristors 2a angeschaltet wird, mit der Spannungsversorgungsschaltung des Motors 3 verbunden.
Die Begrenzungsschaltung 7 umfasst eine Zenerdiode ZD1 mit entgegengesetzt zu einer Spannung in einem Negativhalbzyklus angeordneten Polen und eine Diode D3, welche umgekehrt in Reihe mit der Zenerdiode ZD1 geschaltet ist, um eine Spannung, welche in dem Kondensator 4 in eine entgegensetzte Richtung durch eine Negativhalbzyklusspannung geladen wird, zu begrenzen, so dass die Ladespannung nicht die Spannungsfestigkeit des Kondensators 4 überschreitet. Die Diode D3 verhindert, dass die Zenerdiode ZD1 in Vorwärtsrichtung leitet, wenn der Kondensator 4 in Vorwärtsrichtung geladen wird.
Die Konstantspannungsschaltung 8 umfasst einen Widerstand R5, der zwischen einem variablen Widerstand R2 und einer Diode D2 der Positivladeschaltung 6 geschaltet ist, sowie eine Zenerdiode ZD2, welche zwischen einem Verbindungspunkt des Widerstands R5 und des variablen Widerstands R2 und einer negativen Seite der Spannungsversorgung 1 über einen Widerstand R4 geschaltet ist, um die Spannung, welche den Kondensator 4 in eine positive Richtung auflädt, wenn die Spannung der Wechselspannungsversorgung 1 abfällt, konstant zu halten.
Eine Reihenschaltung der Widerstände R3 und R6 ist zwischen einer Basis eines Transistors Tr1 und der negativen Seite der Wechselspannungsversorgung 1 geschaltet, die Kathode und das Gate des Hauptthyristor 2b sind über den Widerstand R3 geschaltet und die Kathode und das Gate des Hilfsthyristors 2a sind über den Widerstand R6 geschaltet.
Wenn der Widerstandswert des variablen Widerstands R2 zunimmt, flacht die ansteigende Flanke einer Ladespannung V2 ab, welche in dem Kondensator 4 in einer positiven Richtung durch eine positive Halbzyklusspannung geladen wird, wodurch ein Stromflusswinkel des Hauptthyristors 2b einschließlich des Hilfsthyristors 2a abnimmt, wobei die Anschlussspannung V2 des Kondensators 4, selbst wenn der Stromflusswinkel 0 wird, nicht wieder positiv wird und in eine negative Richtung zunimmt, wenn der Widerstandswert des Widerstands R2 zunimmt.
Wenn die Anschlussspannung des Kondensators 4 in der negativen Richtung größer wird als die Zener-Spannung der Zenerdiode ZD1, leitet die Zenerdiode ZD1 und entlädt die Ladespannung des Kondensators 4 in der negativen Richtung über die Diode D3 und die Zenerdiode ZD1. Demzufolge wird verhindert, dass der Kondensator 4 eine negative Spannung speichert, die über seine Spannungsfestigkeit hinausgeht, wodurch der Kondensator 4 gegen eine Zerstörung geschützt wird, und wobei die Kapazität des Kondensators vermindert werden kann, da der Kondensator 4 keine Überkapazität bereitstellen muss.
Solange die Positivladeschaltung 6 mit der Konstantspannungsschaltung 8 versehen ist, nimmt die Neigung der Ladekurve 24 des Kondensators 4 in einer negativen Richtung ab, und die Neigung der Ladekurve 25 in der positiven Richtung nimmt auch ab, wenn die Versorgungsspannung V1 der Spannungsversorgung 1 von der Kurve mit durchgezogener Linie zu der Kurve mit gestrichelter Linie gemäß 5(a) abfällt, wobei die Ladespannung V2 in der positiven Richtung die Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors zum gleichen Zeitpunkt T2 erreicht, wie in 5(b) gezeigt ist.
Wenn der Thyristor jedoch zum Zeitpunkt T2 anschaltet, zu dem die Versorgungsspannung V1 gemäß der durchgezogenen Line groß ist, weist eine Spannung V3, welche dem Wechsel strommotor 3 zugeführt wird, einen Stromflussbereich auf, der mit einer durchgezogenen Linie in 5(c) gezeigt ist. Wenn die Versorgungsspannung V1 niedrig ist, weist die Spannung V3 einen Stromflussbereich auf, der mit einer gestrichelten Linie in 5(c) gezeigt ist, und die Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors 3 wird niedriger als im Falle, wenn die Versorgungsspannung hoch ist.
Falls die Positivladeschaltung mit der Konstantspannungsschaltung 8 versehen ist, wird im Falle, wenn die Versorgungsspannung abfällt, der Kondensator 4 in einer positiven Richtung durch einen konstanten Strom geladen, der durch die Zenerdiode ZD2 und die Widerstände R4 und R5 definiert ist.
Wie in 5(d) gezeigt ist, entspricht die Neigung der Ladekurve 25 des Kondensators 4 in einer positiven Richtung im Falle, dass die Versorgungsspannung niedrig ist, der Neigung der Ladekurve 22 des Kondensators 4 in positiver Richtung im Falle, dass die Versorgungsspannung hoch ist, während der Zeitpunkt T1, zu dem die Ladespannung V2 in positiver Richtung bei niedriger Versorgungsspannung die Gate-Auslösespannung Vg des Thyristors erreicht, vor dem Zeitpunkt T2 liegt. Demzufolge ist der Stromleitungsbereich, der in 5(e) mit einer gestrichelten Linie für eine niedrige Spannungsversorgung dargestellt ist, ungefähr gleich einem Stromflussbereich, der in 5(e) mit einer durchgezogenen Linie für eine hohe Versorgungsspannung dargestellt ist. Folglich kann verhindert werden, dass die Rotationsgeschwindigkeit des Motors 3 abnimmt, wenn die Versorgungsspannung zu niedrigen Werten hin abfällt.
In dieser zweiten Ausführungsform wird eine zweistufige Konstruktion des Hauptthyristors 2b, der die Leistungsschaltung des Wechselstrommotors 3 schaltet, und des Hilfsthy ristors 2a, der den Hauptthyristor 2b anschaltet, verwendet, so dass der Gate-Strom des Thyristors klein ausgelegt sein kann und der Strom, der durch den variablen Widerstand R2 und den Transistor Tr1 verbraucht wird, klein sein kann, wodurch die erzeugte Wärme vermindert wird.
In 6 ist ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorsteuervorrichtung einer dritten Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Die Bauteile, die den Bauteilen der 1 und 4 entsprechen, werden mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und einer Erklärung ihres Aufbaus und ihrer Betriebsweise wird weggelassen, sofern es sich nicht um unterschiedliche Bauteile handelt.
Wie in 6 gezeigt ist, zeichnet sich die dritte Ausführungsform dadurch aus, dass ein Gate-Auslöseelement 9 für einen Thyristor 2 einen DIAC verwendet und zwischen einem Gate des Thyristors 2 und einer Basis eines Transistors Tr1, der eine Positivladeschaltung 6 bereitstellt, geschaltet ist, dass ein Paar von Dioden D4 und D5 in Reihe zwischen einem positiven Anschluss eines Kondensators 4 und einer Verbindung der Basis des Transistors Tr1 und des Gate-Auslöseelements 9 geschaltet ist und dass ein Widerstand R8 parallel zu einem variablen Widerstand R2 in der Positivladeschaltung 6 geschaltet ist, um eine logarithmische Veränderung des aus den beiden Widerständen kombinierten Widerstands zu ermöglichen, um eine Motorrotationsgeschwindigkeit mit nach unten gebogener Kurvenform zu schaffen.
Falls ein Steuerwiderstand in der Positivladeschaltung 6 nur den variablen Widerstand R2 verwendet und der Widerstandswert des Widerstands R2 linear variiert, variiert der Stromflusswinkel des Thyristors 2 linear, jedoch weist die Rotationsgeschwindigkeit eines Wechselstrommotors 3 gegenüber einer Widerstandsveränderung des variablen Widerstands R2 ei ne nach oben gebogene Kurvenform auf, wie in 7(a) gezeigt ist, und zwar weil die Spannungsversorgung am Motor 3 eine Wechselspannungsversorgung ist. Demzufolge ist der Anteil der Geschwindigkeitsänderung groß, wenn der Motor 3 startet, was bei der Anwendung auf ein Elektrowerkzeug zum Schrauben unerwünscht ist.
Die dritte Ausführungsform weist jedoch einen solchen Aufbau auf, dass der variable Widerstand R2 parallel zu dem Widerstand R8 geschaltet ist und der mit dem Widerstand R8 kombinierte Widerstand sich logarithmisch verändert, wenn sich der Widerstandswert des Widerstands R2 linear ändert, so dass die Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors 3 eine nach unten gebogene Kurvenform aufweist, wie in 7(b) gezeigt ist. Wenn der Motor 3 startet, ist somit der Anteil der Geschwindigkeitsveränderung klein und die Rotationsgeschwindigkeit nimmt langsam zu, was für ein Elektrowerkzeug geeignet ist, mit dem ein Bolzen eingeschraubt wird und in einer Position fixiert wird.
Wenn der DIAC für das Gate-Auslöseelement 9 zum Auslösen des Thyristors 2 in dieser Ausführungsform verwendet wird, leitet das Gate-Auslöseelement 9 und sein negativer Widerstand ermöglicht den Fluss eines Impulsstromes in dem Gate des Thyristors 2, um den Thyristor anzuschalten, wenn die Ladespannung des Kondensators 4 in positiver Richtung die Schaltspannung des Gate-Auslöseelements 9 erreicht. Somit wird ein Strom, der durch den Widerstand R5, den variablen Widerstand R2 und den Transistor Tr1 in der Positivladeschaltung verbraucht wird, vermindert und ebenso die hierdurch erzeugte Wärme, wodurch ein Spitzenstrom am Gate des Thyristors beibehalten wird.
In 8 ist ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorlaststeuervorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die Bauteile, die den Bauteilen der 1 entsprechen, werden mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. In 8 ist eine Phasensteuereinheit 90 vorgesehen, um eine Phase eines Thyristors 2 zu steuern, der als Geschwindigkeitssteuerschaltelement für einen Wechselstrommotor 3 dient, wobei die Einheit Operationsverstärker OP1 und OP2 umfasst. Die Operationsverstärker und ihre zugeordneten Bauteile umfassend Widerstände R10 bis R13, eine Zenerdiode ZD, einen Kondensator C1, Dioden D10 und D11 und ähnliche stellen die in 1 gezeigten Negativ- und Positivladeschaltungen dar. In dieser Ausführungsform können die Bauteile der Phasensteuereinheit, ausgenommen des Thyristors 1, Kondensators 4 und eines variablen Widerstands VR, als integrierte Schaltung ausgestaltet sein.
Falls die Thyristoren 2, 2a und 2b mit der Spannungsversorgung in entgegengesetzter Polarität in 1, 4 und 6 verbunden werden, sollten die Dioden D1 bis D5 und die Zenerdioden ZD1 und ZD2 in den Zeichnungen jeweils mit entgegengesetzter Polarität geschaltet sein, und der Transistor Tr1 sollte ein NPN-Transistor sein. Falls erforderlich, können die Schaltelemente in den vorangegangenen Ausführungsformen sich von Thyristoren unterscheidende Halbleiterelemente, wie z. B. MOS-Transistoren sein.
Nachfolgend werden die gleichen Bezugszeichen oder Symbole wie in den vorangegangenen Ausführungsformen für einige Bauteile der nachfolgend beschriebenen Ausführungsformen, welche nicht den Bauteilen der vorangegangen Ausführungsformen entsprechen, verwendet.
9 ist ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorsteuervorrichtung einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, umfassend eine Wechselspannungsversorgung 1, ein bidirektionales Schaltelement (TRIAC) 2 für eine Geschwindig keitssteuerung, einen Wechselstrommotor 3, einen ersten und einen zweiten Kondensator 4 bzw. 5 zur Umkehrung einer Ladespannung, um das bidirektionale Schaltelement 2 in den negativen und positiven Halbzyklen der Spannungsversorgung 1 auszulösen, eine Ganzwellen-Phasensteuerschaltung, welche eine erste Positivladeschaltung 6, eine erste Negativladeschaltung 7, eine zweite Negativladeschaltung 8 und eine zweite Positivladeschaltung 9 aufweist.
Die Wechselspannungsversorgung 1 ist mit dem Wechselstrommotor 3 über das bidirektionale Schaltelement 2 verbunden. Der erste Kondensator 4 ist über die Spannungsversorgung 1 mit einer Diode D1 und einem Widerstand R2 geschaltet. Der erste Kondensator 4, die Diode D1 und der Widerstand R2 bilden die erste Positivschaltung 6, welche den ersten Kondensator in einem positiven Halbzyklus der Spannungsversorgung 1 in positiver Richtung für jeden Zyklus auflädt.
Die erste Negativladeschaltung 7 mit einer Reihenschaltung umfassend einen NPN-Transistor Q1, eine Diode D3 und einen variablen Widerstand VR lädt den ersten Kondensator 4 in einer negativen Richtung (Rückwärtsrichtung) in einem negativen Halbzyklus der Spannungsversorgung 1 ab dem Ende des Ladens in dem positiven Halbzyklus durch die erste Positivladeschaltung 6 und sie löst das bidirektionale Schaltelement 2 aus, wenn die Ladespannung die Gate-Auslösespannung des Elements 2 erreicht. Die erste Negativladeschaltung 7 ist zwischen einer Verbindung des ersten Kondensators 4 und der Diode D1 in der ersten Positivladeschaltung 6 und einer Anode des Schaltelements 2 geschaltet.
Die zweite Kapazität 5 ist über die Wechselspannungsversorgung 1 mittels einer Diode D2 und des Widerstands R2 geschaltet. Der zweite Kondensator 5, die Diode D2 und der Widerstand R2 bilden die zweite Negativschaltung 8, welche den zweiten Kondensator 5 in einem negativen Halbzyklus der Spannungsversorgung 1 in einer negativen Richtung für jeden Zyklus auflädt.
Die zweite Positivladeschaltung 9 umfassend eine Reihenschaltung mit einem PNP-Transistor Q2, einer Diode D4 und einem variablen Widerstand VR lädt den zweiten Kondensator 5 in einer positiven (Rückwärts-) Richtung in einem positiven Halbzyklus der Spannungsversorgung 1 ab dem Ende des Ladens in dem negativen Halbzyklus durch die zweite Negativladeschaltung 8 auf und löst das bidirektionale Schaltelement 2 aus, wenn die Ladespannung die Gate-Auslösespannung des Elements 2 erreicht. Die zweite Positivladeschaltung 9 ist zwischen einer Verbindung des zweiten Kondensators 5 und der Diode D2 in der zweiten Negativladeschaltung 8 und einer Anode des Schaltelements 2 geschaltet.
Das Gate des bidirektionalen Schaltelements 2 ist mit der Basis des Transistors Q1 und der Basis des Transistors Q2 verbunden. Der Schutzkondensator C1 und der Widerstand R1 sind parallel zwischen dem Gate und der Anode des bidirektionalen Schaltelements 2 geschaltet.
Wenn eine derartig aufgebaute Motorsteuervorrichtung den Motor 3 durch Anlegen einer Netzspannungsfrequenz von 50 Hz in der Wechselspannungsversorgung 1 steuert, ist eine Spannungswellenform der Versorgung 1 durch eine sinusförmige Wellenform wiedergegeben, welche als durchgezogene Linie in 10(a) gezeigt ist. Wenn sich eine Spannung V1 der Wechselspannungsversorgung an einem Punkt P der 9 in einem positiven Halbzyklus (zwischen den Zeitpunkten T0 und T4 in 10) befindet, leitet die Diode D1 der ersten Positivladeschaltung 6 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Widerstand R2 → Diode D1 → Kondensator 4 → Wechselspannungsversorgung 1. Der Kondensa tor 4 wird durch diesen Ladestrom in positiver Richtung geladen, wie in einer Ladekurve 21 gezeigt ist, welche als durchgezogene Linie in 10(b) wiedergegeben ist.
Wenn die Versorgungsspannung V1 an dem Punkt P der 9 in einem negativen Halbzyklus ist (zwischen den Zeitpunkten T4 und T8 der 10) leiten die Diode D3 und der Transistor Q1 der ersten Negativladeschaltung 7 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Kondensator 4 → Transistor Q1 → Diode D3 → variabler Widerstand VR → Wechselstrommotor 3 → Wechselspannungsversorgung 1. Der erste Kondensator 4 wird rückwärts in einer negativen Richtung ausgehend von der maximalen Ladespannung durch den Ladestrom geladen, wie durch eine Ladekurve 22 gezeigt ist, welche durch eine durchgezogene Linie in 10(b) dargestellt ist, wobei ein Basisstrom durch den Transistor Q1 fließt, der jedoch zu klein ist, um das Gate des bidirektionalen Schaltelements 2 auszulösen. Der Wechselstrommotor 3 wird durch den Ladestrom nicht gedreht.
Wenn der erste Kondensator 4 in einer Rückwärtsrichtung durch die negative Halbzyklusspannung aufgeladen wird und die Ladespannung V2 langsam gemäß einer Zeitkonstanten abfällt, welche durch den Widerstandswert des variablen Widerstands VR definiert ist, und in einen negativen Bereich übergeht und die Gate-Auslösespannung –Vg des bidirektionalen Schaltelements 2 (Zeitpunkt T6) erreicht, wird das Schaltelement 2 durch das Anlegen einer negativen Auslösespannung, welche als durchgezogene Linie in 10(d) ersichtlich ist, an das Gate des Schaltelements 2 geschaltet. Demzufolge wird dem Wechselstrommotor 3 ab dem Zeitpunkt T6 bis zu dem Zeitpunkt T8, an dem der negative Halbzyklus beendet ist, ein Strom der Wellenform 23 zugeführt, der als durchgezogene Linie in 10(e) gezeigt ist.
Wenn die Spannung V1 der Wechselspannungsversorgung an einem Punkt P der 9 in einem positiven Halbzyklus (zwischen den Zeitpunkten T0 und T4 in 10) ist, leiten die Diode D4 und der Transistor Q2 der zweiten Negativladeschaltung 9 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Wechselstrommotor 3 → variabler Widerstand VR → Transistor Q2 → Wechselspannungsversorgung 1. Der zweite Kondensator 5 wird in eine positive Richtung durch diesen Ladestrom geladen, wie in einer Ladekurve 24 gezeigt ist, die als durchgezogene Linie in 10(c) wiedergegeben ist. Es fließt dann ein Basisstrom in dem Transistor Q2, der jedoch zu klein ist, um das Gate des bidirektionalen Schaltelements 2 auszulösen. Der Wechselstrommotor 3 wird auch nicht durch den Ladestrom gedreht.
Wenn der zweite Kondensator 5 in eine Vorwärtsrichtung durch die positive Halbzyklusspannung geladen wird und die Ladespannung V2 langsam gemäß einer Zeitkonstanten anwächst, die durch den Widerstandswert des variablen Widerstands VR definiert ist, und in einen positiven Bereich übergeht und die Gate-Auslösespannung Vg des bidirektionalen Schaltelements 2 (Zeitpunkt T2) erreicht, wird das Schaltelement 2 durch das Anlegen einer positiven Auslösespannung, welche als durchgezogene Linie in 10(d) gezeigt ist, an dem Gate des Schaltelements 2 ausgelöst. Demzufolge wird der Wechselstrommotor 3 von dem Zeitpunkt T2 bis zu dem Zeitpunkt T4, an dem der positive Halbzyklus beendet ist, mit einem Strom einer Wellenform 26, welche als durchgezogene Linie in 10(e) gezeigt ist, versorgt. Somit wird der Wechselstrommotor 3 mit einer Geschwindigkeit gedreht, welche der Leistung in den Stromflusswinkelbereichen beider Wellenformen 26 und 23 entspricht.
Wenn die Spannung V1 der Wechselspannungsversorgung an einem Punkt P der 9 in einem negativen Halbzyklus (zwischen Zeitpunkten T4 und T8 in 10) ist, leitet die Diode D2 der zweiten Negativladeschaltung 8 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Kondensator 4 → Diode D1 → Widerstand R1 → Wechselspannungsversorgung 1. Der zweite Kondensator 5 wird rückwärts in eine negative Richtung durch diesen Ladestrom geladen, wie in einer Ladekurve 25 gezeigt ist, die als durchgezogene Linie in 10(c) wiedergegeben ist. Wenn sich die zweite Positivladeschaltung 9 in einem positiven Halbzyklus befindet, arbeitet sie in der gleichen Weise wie die oben beschriebenen Schaltungen.
Wenn der Widerstand des variablen Widerstands VR durch eine variable Manipulation in der ersten Negativladeschaltung 7 und der zweiten Positivladeschaltung 9 vermindert wird, wird die Zeitkonstante in einem positiven oder negativen Halbzyklus klein, so dass eine Ladezeit in dem zweiten Kondensator 5 oder dem ersten Kondensator 4 zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg oder –Vg kurz wird und die Ladekurve 24 oder 22 in die durch einen Pfeil markierte Richtung ansteigt. Als Folge nimmt der Stromflusswinkel des Stroms in dem bidirektionalen Schaltelement zu, wodurch die Rotationsgeschwindigkeit erhöht wird.
Wenn der Widerstand des variablen Widerstands VR durch eine variable Manipulation erhöht wird, wird die Zeitkonstante in einem positiven oder negativen Halbzyklus der Versorgungsspannung V1 groß, so dass eine Ladezeit in dem zweiten Kondensator 5 oder dem ersten Kondensator 4 zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg oder –Vg groß wird und die Ladekurve 24 oder 22 in eine Richtung verschoben wird, die umgekehrt zu der mit dem Pfeil markierten Richtung ist. Als Folge wird der Stromflusswinkel des Stroms in dem bidirektionalen Schaltelement vermindert, wodurch die Rotationsgeschwindigkeit vermindert wird.
Wenn eine derartig aufgebaute Motorsteuervorrichtung den Motor 3 unter Verwenden einer Netzspannungsfrequenz von 60 Hz in der Wechselspannungsversorgung 1 steuert, wird schließlich eine Spannungswellenform der Versorgung 1 durch eine Sinuswellenform, die als gestrichelte Linie in 10(a) gezeigt ist, wiedergegeben. Wenn eine Spannung V1 der Wechselspannungsversorgung an einen Punkt P der 9 in einem positiven Halbzyklus (zwischen Zeitpunkten T0 und T3 in 10) ist, leitet die Diode D1 der ersten Positivladeschaltung 6 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Widerstand R2 → Diode D1 → Kondensator 4 → Wechselspannungsversorgung 4. Der Kondensator 4 wird durch diesen Ladestrom in eine positive Richtung geladen, wie in einer Ladekurve 27 gezeigt ist, welche als gestrichelte Linie in 10(b) wiedergegeben ist.
Wenn die Spannung V1 der Wechselspannungsversorgung an dem Punkt P der 9 in einem negativen Halbzyklus (zwischen den Zeitpunkten T3 und T7 der 10) ist, leiten die Diode D3 und der Transistor Q1 der ersten Negativladeschaltung 7 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Kondensator 4 → Transistor Q1 → Diode D3 → variabler Widerstand VR → Wechselstrommotor 3 → Wechselspannungsversorgung 1. Der erste Kondensator 4 wird durch den Ladestrom rückwärts in eine negative Richtung ausgehend von der geladenen Maximalspannung geladen, wie in der Ladekurve 28 gezeigt ist, welche als gestrichelte Linie in 10(b) wiedergegeben ist, wobei ein Basisstrom durch den Transistor Q1 fließt, der jedoch zu klein ist, um das Gate des bidirektionalen Schaltelements 2 auszulösen. Der Wechselstrommotor 3 wird durch den Ladestrom nicht gedreht.
Wenn der erste Kondensator 4 in einer Rückwärtsrichtung durch die negative Halbzyklusspannung geladen wird und die Ladespannung V2 langsam gemäß der Zeitkonstanten abfällt, die durch den Widerstandswert des variablen Widerstands VR definiert ist, und in den negativen Bereich übergeht und die Gate-Auslösespannung –Vg des bidirektionalen Schaltelements 2 erreicht (Zeitpunkt T5), wird das Schaltelement 2 durch das Anlegen einer negativen Auslösespannung, welche als gestrichelte Linie in 10(d) gezeigt ist, an das Gate des Schaltelements 2 angeschaltet. Demzufolge wird der Wechselstrommotor 3 von dem Zeitpunkt T5 bis zu dem Zeitpunkt T7, an dem der negative Halbzyklus beendet ist, mit einen Strom einer Wellenform 29, welche als gestrichelte Linie in 10(e) wiedergegeben ist, versorgt.
Wenn die Spannung V1 der Wechselspannungsversorgung an einem Punkt P der 9 in einem positiven Halbzyklus (zwischen den Zeitpunkten T0 und T3 in 10) ist, leiten die Diode D4 und der Transistor Q2 der zweiten Negativladeschaltung 9 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Wechselstrommotor 3 → variabler Widerstand VR → Transistor Q2 → Wechselspannungsversorgung 1. Der zweite Kondensator 5 wird in eine positive Richtung durch diesen Ladestrom aufgeladen, wie in einer Ladekurve 30 gezeigt ist, welche als gestrichelte Linie in 10(c) gezeigt ist. Es fließt dann ein Basisstrom in dem Transistor Q2, der jedoch zu klein ist, um das Gate des bidirektionalen Schaltelements 2 auszulösen. Der Wechselstrommotor 3 wird auch nicht durch den Ladestrom gedreht.
Wenn der zweite Kondensator 5 in einer Vorwärtsrichtung durch die positive Halbzyklusspannung geladen ist und die La despannung V2 langsam gemäß einer Zeitkonstanten anwächst, welche durch den Widerstandswert des variablen Widerstands VR definiert ist, und in einen positiven Bereich übergeht und die Gate-Auslösespannung Vg des bidirektionalen Schaltelements 2 (Zeitpunkt T1) erreicht, wird das Schaltelement 2 durch das Anlegen einer positiven Auslösespannung, welche als gestrichelte Linie in 10(d) wiedergegeben ist, an das Gate des Schaltelements 2 angeschaltet. Demzufolge wird der Wechselstrommotor 3 von dem Zeitpunkt T1 bis zu dem Zeitpunkt T3, an dem der positive Halbzyklus beendet ist, mit einem Strom einer Wellenform 32 versorgt, welche als gestrichelte Linie in 10(e) wiedergegeben ist. Somit wird der Wechselstrommotor 3 mit einer Geschwindigkeit gedreht, welche der Leistung in den Stromflusswinkelbereichen von beiden Wellenformen 32 und 29 entspricht.
Wenn eine Spannung V1 der Wechselspannungsversorgung an einem Punkt P der 9 in einem negativen Halbzyklus (zwischen den Zeitpunkten T3 und T7 in 10) ist, leitet die Diode D2 der zweiten Negativladeschaltung 8 und ein Ladestrom fließt in der Flussrichtung: Wechselspannungsversorgung 1 → Kondensator 4 → Diode D1 → Widerstand R1 → Wechselspannungsversorgung 1. Der zweite Kondensator 5 wird durch diesen Ladestrom rückwärts in eine negative Richtung aufgeladen, wie in einer Ladekurve 31 gezeigt ist, die als gestrichelte Linie in 10(c) wiedergegeben ist. Wenn die zweite Positivladeschaltung 9 in einem positiven Halbzyklus ist, arbeitet sie in der gleichen Weise wie die oben beschriebenen Schaltungen.
Wenn der Widerstand des variablen Widerstands VR durch eine variable Manipulation in der ersten Negativladeschaltung 7 und der zweiten Positivladeschaltung 9 vermindert wird, wird die Zeitkonstante in einem positiven oder negativen Halbzyklus klein, so dass eine Ladezeit in dem zweiten Kon densator 5 oder dem ersten Kondensator 4 zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg oder –Vg kurz wird und die Ladekurve 30 oder 28 in eine durch einen Pfeil markierte Richtung ansteigt. Als Folge wird der Stromflusswinkel eines Stroms in dem bidirektionalen Schaltelement erhöht, wodurch die Rotationsgeschwindigkeit erhöht wird.
Wenn der Widerstand des variablen Widerstands VR durch eine variable Manipulation erhöht wird, wird die Zeitkonstante in einem positiven oder negativen Halbzyklus groß, so dass eine Ladezeit in dem zweiten Kondensator 5 oder dem ersten Kondensator 4 zum Erreichen der Gate-Auslösespannung Vg oder –Vg groß wird und die Ladekurve 30 oder 28 in eine Richtung verschoben wird, die umgekehrt zu der mit dem Pfeil markierten Richtung ist. Folglich wird der Stromflusswinkel eines Stroms in dem bidirektionalen Schaltelement 2 vermindert, wodurch die Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors 3 vermindert wird.
Somit kann der Stromflusswinkel des bidirektionalen Schaltelements 2 in Übereinstimmung mit den Variationen der Spannungsversorgungsfrequenz dadurch korrigiert werden, dass die erste Positivladeschaltung 6, die erste Negativladeschaltung 7, die zweite Negativladeschaltung 8 und die zweite Positivladeschaltung 9 in der Ganzwellen-Phasensteuerschaltung des Schaltelements 2 integriert wird. Das heißt, der Stromflusswinkel des bidirektionalen Schaltelements 2 wird nur wenig verändert, selbst wenn die Spannungsversorgungsfrequenz 50 Hz oder 60 Hz beträgt.
Wenn die Motorsteuerschaltung dieser Ausführungsform als Motorsteuerschaltung eines Elektrowerkzeugs zum Einschrauben von Schraubbolzen verwendet wird, wird ein Widerstandswert eines variablen Widerstands VR in Verbindung mit einer Hubbewegung eines Schalters des Elektrowerkzeugs verändert, um ei ne Rotationsgeschwindigkeit eines Motors des Werkzeugs zu steuern, wobei das Verhältnis zwischen dem Schalthub und der Rotationsgeschwindigkeit des Motors für die Spannungsversorgungsfrequenzen 50 Hz und 60 Hz in 11 gezeigt ist. Wie in 11 gezeigt ist, sind die Bereiche variabler Geschwindigkeit für die Spannungsversorgungsfrequenzen 50 Hz und 60 Hz fast identisch, so dass es fast nicht notwendig ist, die Hubmanipulation in Abhängigkeit von den Spannungsversorgungsfrequenzen zu verändern, wodurch die Wirkungsweise des Elektrowerkzeugs verbessert wird.
12 ist ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorsteuervorrichtung einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei die Bauteile, welche den Bauteilen der 9 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen aufweisen und wobei die Erklärung ihres Aufbaus und ihrer Funktionsweise abgesehen von unterschiedlichen Bauteilen weggelassen ist.
Wie in 12 gezeigt ist, ist diese sechste Ausführungsform dadurch gekennzeichnet, dass eine erste Begrenzungsschaltung 10 parallel mit einem ersten Kondensator 4 in einer ersten Positivladeschaltung 6 geschaltet ist, dass eine zweite Begrenzungsschaltung 11 parallel mit einem zweiten Kondensator 5 in einer zweiten Negativladeschaltung 8 geschaltet ist, dass ein bidirektionales Schaltelement 2 aus einem bidirektionalen Hilfsschaltelement 2b, das durch einen geringen Gatestrom ausgelöst wird, und einem bidirektionalen Hauptschaltelement 2a, das durch das Anschalten des bidirektionalen Hilfsschaltelements 2b angeschaltet wird, gebildet wird, dass ein variabler Widerstand VR der ersten Negativladeschaltung 7 und der zweiten Positivladeschaltung 9 parallel zu einem Widerstand R3 geschaltet ist, so dass der hieraus kombinierte Widerstand logarithmisch verändert wird, um einen Wechselstrommotor 3 zu schaffen, der eine nach unten gebogene Geschwindigkeitskurve aufweist.
Das bidirektionale Hauptschaltelement 2a ist zwischen dem Motor 3 und der Spannungsversorgung 1 angeordnet, und das bidirektionale Hilfsschaltelement 2b ist zwischen einem Gate und einem Endanschluss des bidirektionalen Hauptschaltelements 2a geschaltet. Ein Kondensator C11 und ein Widerstand R11 sind parallel zwischen dem anderen Endanschluss des Gates des Hauptelements 2a geschaltet und ein Kondensator C12 und ein Widerstand R12 sind parallel zwischen dem Gate des Elements 2a und einem Gate des Hilfsschaltelements 2b geschaltet.
Die erste Begrenzungsschaltung 10 umfasst eine Zenerdiode ZD1, welche in Gegenrichtung zu einer positiven Halbzyklusspannung geschaltet ist, sowie eine Diode D5, welche in Gegenrichtung und in Reihe zu der Zenerdiode ZD1 geschaltet ist, wobei die Begrenzungsschaltung dazu ausgelegt ist, eine Spannung, die in einer Plus-Polaritätsrichtung durch eine positive Halbzyklusspannung für jeden Zyklus in dem Kondensator 4 geladen wird, derart zu begrenzen, dass sie unterhalb der Spannungsfestigkeit des Kondensators liegt. Die Diode D5 verhindert, dass die Zenerdiode ZD1 in Vorwärtsrichtung leitet, wenn der erste Kondensator 4 in eine negative Richtung geladen wird.
Eine zweite Begrenzungsschaltung 11 umfasst eine Zenerdiode ZD2, welche in Gegenrichtung zu einer negativen Halbzyklusspannung geschaltet ist, sowie eine Diode D6, welche in Gegenrichtung und in Reihe zu der Zenerdiode ZD2 geschaltet ist, wobei die Begrenzungsschaltung eine Spannung, die in dem zweiten Kondensator 5 durch eine negative Halbzyklusspannung in einer Minus-Polaritätsrichtung für jeden Zyklus geladen wird, auf eine Spannungsfestigkeit des Kondensators 5 be grenzt. Die Diode D6 verhindert, dass die Zenerdiode ZD2 in Vorwärtsrichtung leitet, wenn der zweite Kondensator 5 in eine positive Richtung geladen wird.
Wenn ein Widerstandswert des variablen Widerstands VR in der ersten Negativladeschaltung 7 erhöht wird, wird eine abfallende Flanke einer Spannung V2, die in dem ersten Kondensator 4 durch eine negative Halbzyklusspannung in eine negative Richtung geladen wird, flach und ein Stromflusswinkel des bidirektionalen Hauptschaltelements 2a, das das bidirektionale Hilfsschaltelement 2b umfasst, wird klein. Wenn der Stromflusswinkel null wird und der Widerstand des variablen Widerstands VR weiter erhöht wird, erreicht die Anschlussspannung V2 des ersten Kondensators 4 keine negative Spannung, sondern sie wächst in positiver Richtung an.
Wenn die Anschlussspannung in einer positiven Richtung des ersten Kondensators 4 größer wird als die Zener-Spannung der Zenerdiode ZD1, leitet die Zenerdiode ZD1 und die Spannung, die in dem Kondensator 4 in der positiven Richtung geladen ist, wird durch die Diode D5 und die Zenerdiode ZD1 entladen. Folglich kann der erste Kondensator 4 nicht mit einer positiven Spannung geladen werden, welche die Spannungsfestigkeit überschreitet und zur Zerstörung führt, und die Kapazität des Kondensators muss somit, keine Überkapazität aufweisen. Deshalb kann die Kapazität des ersten Kondensators 4 minimiert werden.
Wenn ein Widerstandswert des variablen Widerstands VR in der zweiten Positivladeschaltung 9 erhöht wird, wird in analoger Weise die ansteigende Flanke einer Spannung V2 flach, wobei die Spannung V2 in dem zweiten Kondensator 5 durch eine positive Halbzyklusspannung in eine positive Richtung geladen wird, und der Stromflusswinkel des bidirektionalen Hauptschaltelements 2 einschließlich des bidirektionalen Hilfs schaltelements 2bf nimmt ab. Wenn der Stromflusswinkel null wird und der Widerstand des variablen Widerstands VR weiter erhöht wird, erreicht die Anschlussspannung V2 des zweiten Kondensators 5 keine positive Spannung, sondern sie wächst in eine negative Richtung an.
Wenn die Anschlussspannung in der negativen Richtung des zweiten Kondensators 5 größer wird als die Zener-Spannung der Zenerdiode ZD2, leitet die Zenerdiode ZD2 und die Spannung, die in dem Kondensator 5 in der negativen Richtung geladen ist, wird durch die Diode D6 und die Zenerdiode ZD2 entladen. Folglich kann der zweite Kondensator 5 nicht mit einer negativen Spannung geladen werden, welche seine Spannungsfestigkeit überschreitet und zu seiner Zerstörung führt, und die Kapazität des Kondensators muss keine Überkapazität aufweisen. Somit kann die Kapazität des zweiten Kondensators 5 minimiert werden.
Falls der variable Widerstand VR variabel manipuliert wird, variiert der kombinierte Widerstand aus dem variablen Widerstand VR und dem Widerstand R3 logarithmisch, wie in einer Kurve 51 der 13 gezeigt ist. Aufgrund der Manipulation des variablen Widerstands VR weist die Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors somit eine nach unten gebogene Form auf, wie durch eine Kurve 52 in 13 gezeigt ist. Der Anstieg der Geschwindigkeit des Wechselstrommotors 3 ist gering, wenn der Motor startet, und nimmt langsam zu. Somit ist die Motorsteuereinrichtung dieser Ausführungsform geeignet zur Verwendung in einem Elektrowerkzeug, mit dem Bolzen zur Fixierung ihrer Position festgeschraubt werden.
Die Leistungsschaltung des Wechselstrommotors 3 wird durch das bidirektionale Schaltelement 2 repräsentiert, welches einen zweistufigen Aufbau mit dem bidirektionalen Hauptschaltelement 2a und dem bidirektionalen Hilfsschaltelement 2b aufweist, um das bidirektionale Hauptschaltelement 2a anzuschalten, so dass der Gatestrom in dem bidirektionalen Schaltelement minimiert wird und der Strom, der durch den Widerstand R3, den variablen Widerstand VR und die Transistoren Q1 und Q2 in der Ladeschaltung verbraucht wird, minimiert wird, wodurch die Wärmeentwicklung vermindert wird.
14 ist ein Schaltungsblockdiagramm einer Motorsteuervorrichtung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei Bauteile, welche den Bauteilen der 9 und 12 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen aufweisen und wobei die Erklärung des Aufbaus und der Betriebsweise der Bauteile weggelassen wird, solange es nicht unterschiedliche Bauteile sind.
Wie in 14 gezeigt ist, ist diese siebte Ausführungsform dadurch gekennzeichnet, dass eine erste und eine zweite Gate-Begrenzungsschaltung 12 und 13 verwendet werden, um ein bidirektionales Schaltelement 2 auszulösen, und dass eine gemeinsame Konstantspannungsschaltung 14 für die erste Negativ- und die zweite Positivladeschaltung 7 und 9 vorgesehen ist.
Die erste Gate-Auslöseschaltung 12 umfasst einen NPN-Transistor TR1, einen PNP-Transistor TR2, Kondensatoren C1 und C2, eine Diode D7 und eine Zenerdiode ZD5, wobei die Schaltung durch eine Spannung gespeist wird, welche in einem ersten Kondensator 4 in der ersten Negativladeschaltung 7 geladen wird, um das bidirektionale Schaltelement 2 in einem negativen Halbzyklus auszulösen. Die zweite Gate-Auslöseschaltung 13 umfasst einen PNP-Transistor TR3, einen NPN-Transistor TR4, Kondensatoren C3 und C4, eine Diode D8 und eine Zenerdiode ZD6 und die Schaltung wird durch eine Spannung gespeist, welche in einem zweiten Kondensator 5 in der zweiten positiven Ladeschaltung 9 geladen ist, um das bi direktionale Schaltelement 2 in einem positiven Halbzyklus auszulösen. Die Konstantspannungsschaltung 14 umfasst Zenerdioden ZD3 und ZD4, welche in Reihe mit entgegengesetzten Polaritäten geschaltet sind, und sie ist zwischen einem Erdanschluss der Spannungsversorgung 1 und einem Anschluss des variablen Widerstands RV über einen Widerstand R4 geschaltet, der den ersten Kondensator 4 in eine positive Richtung und den zweiten Kondensator 5 in eine negative Richtung mit einer konstanten Spannung lädt, wenn die Spannung der Spannungsversorgung 1 abfällt.
Der Betrieb der Konstantspannungsschaltung 14 wird nachfolgend beschrieben. Solange keine Konstantspannungsschaltung 14 in der zweiten Negativladeschaltung 8 und der zweiten Positivladeschaltung 9 vorgesehen ist, wird eine Flanke der Ladekurve 31 des Kondensators 5 in einer negativen Richtung flach und eine Ladekurve 30 wird in eine positive Richtung auch flach, wenn die Spannung V1 der Spannungsversorgung 1 von einer mit durchgezogener Linie gezeichneten Kurve auf eine mit gestrichelter Linie gezeichneten Kurve abfällt, wie in 15(a) gezeigt ist. Jedoch verändert sich in diesem Fall der Zeitpunkt T2 nicht, an dem die Spannung V2, welche in einer positiven Richtung geladen wird, eine Gate-Auslösespannung V2 erreicht, selbst wenn die Spannung der Spannungsversorgung abfällt.
Eine Spannung V3, welche dem Wechselstrommotor 3 zugeführt wird, liegt in einem Stromflussbereich, der durch eine durchgezogene Linie in 15(c) dargestellt ist, wenn der Thyristor zu dem Zeitpunkt T2 angeschaltet wird, an dem die Versorgungsspannung hoch ist. Wenn die Versorgungsspannung niedrig ist, liegt die Spannung V3 in dem kleinen Stromflussbereich, der durch die gestrichelte Linie der 15(c) wiedergegeben ist. Folglich wird die Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors bei niedriger Versorgungsspannung niedriger als bei hoher Versorgungsspannung.
Wenn die Konstantspannungsschaltung 14 verwendet wird, wird die Spannung, die in dem Kondensator 5 geladen wird, auf einen konstanten Wert über die Zenerdiode ZD3 und den Widerstand R4 reguliert, wobei der Kondensator 5 durch eine konstante Spannung in einer positiven Richtung geladen wird, selbst wenn die Versorgungsspannung abfällt. Folglich ist die Flanke der Ladekurve 30 in einer positiven Richtung in dem Kondensator 5 bei niedriger Versorgungsspannung identisch mit der Flanke der Ladekurve 25 in der positiven Richtung in dem Kondensator 5, wenn die Versorgungsspannung hoch ist, und der Zeitpunkt T1, wenn die Ladespannung V2 in der positiven Richtung die Gate-Auslösespannung Vg des bidirektionalen Schaltelements 2 bei niedriger Versorgungsspannung erreicht, liegt vor dem Zeitpunkt T2. Folglich ist, wie in 15(d) gezeigt ist, der Stromleitungsbereich, der bei niedriger Versorgungsspannung als gestrichelte Linie wiedergegeben ist, der gleiche wie der Stromflussbereich, der als durchgezogene Linie bei hoher Versorgungsspannung wiedergegeben ist. Demzufolge wird ein Abfall der Rotationsgeschwindigkeit des Wechselstrommotors in dieser Ausführungsform vermieden, selbst wenn die Versorgungsspannung abfällt.
Diese Funktion der Konstantspannungsschaltung 14 wird in der gleichen Weise in der ersten Positivladeschaltung 6 und der ersten Negativladeschaltung 7 ausgeführt, und eine Verminderung der Rotationsgeschwindigkeit des Motors wird verhindert, selbst wenn die Versorgungsspannung in eine abfallende Richtung variiert.
Die erste und die zweite Gate-Auslöseschaltung 12 und 13 sind vorgesehen, um das bidirektionale Schaltelement 2 in positiven und negativen Halbzyklen der Spannungsversorgung 1 auszulösen, so dass der Gatestrom vermindert wird und der Strom, der durch die Ladeschaltungen verbraucht wird, klein ist, um die Wärmeentwicklung hierdurch zu vermindern.
Das bidirektionale Schaltelement dieser Erfindung ist nicht auf einen TRIAC beschränkt, sondern es kann auch ein Halbleiter, wie z. B. ein MOS-Transistor oder ähnliches verwendet werden. Somit lädt gemäß der Erfindung die negative Ladeschaltung die negative Halbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung in die negative Richtung für jeden Zyklus und die Positivladeschaltung lädt die positive Halbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung in die positive Richtung ab dem Ende des negativen Halbzyklus durch die Negativladeschaltung für jeden Zyklus, um das Schaltelement auszulösen, wenn die Ladespannung die Gate-Auslösespannung des Schaltelements erreicht, wodurch der Stromflusswinkel des Schaltelements in Abhängigkeit von den Variationen der Spannungsversorgungsfrequenzen korrigiert werden kann, so dass eine stabile Lastkontrolle erreicht wird, welche nur gering durch Variationen in den Spannungsversorgungsfrequenzen beeinflusst wird.
Wenn die Begrenzungsschaltung vorgesehen ist, um die negative Ladespannung in der Negativladeschaltung zu begrenzen, wird vermieden, dass eine negative Spannung, welche die Spannungsfestigkeit der Negativladeschaltung überschreitet, geladen wird, wodurch die Negativladeschaltung gegenüber einer Zerstörung geschützt wird und wodurch die Kapazität der Schalter nur minimiert werden kann.
Wenn die Konstantspannungsschaltung vorgesehen ist, um den Strom konstant zu halten, der die Positivladeschaltung in positiver Richtung auflädt, wenn die Spannung der Wechselspannungsversorgung abfällt, kann die Spannung, die der Last zugeführt wird, stabil unabhängig von den Variationen der Versorgungsspannung gesteuert werden, selbst wenn die Versorgungsspannung in abnehmender Richtung variiert wird.
Wenn die Positivladeschaltung eine Schaltung umfasst, welche einen Widerstandswert, denselben des veränderlichen Widerstands eingeschlossen, logarithmisch ändert, kann das Ansteuerverhalten der Last nicht linear sein. Falls die Last ein Wechselstrommotor ist, weist die Rotationsgeschwindigkeit des Motors eine nach unten gebogene Kurve auf, bei der der Geschwindigkeitsanstieg beim Hochfahren des Motors minimiert werden kann und die Manipulation seiner Elektrowerkzeuge verbessert werden kann.
Wenn das Schaltelement ein Hauptschaltelement zum Schalten einer Spannungsversorgungsschaltung der Last und ein Hilfsschaltelement zum Anschalten des Hauptschaltelements umfasst, wird der Gatestrom des Schaltelements minimiert und der Strom, der durch die Positivladeschaltung verbraucht wird, vermindert, um die Wärmeentwicklung zu reduzieren.
Wenn das Gate-Auslöseelement, das durch eine Ladespannung der Positivladeschaltung zur Leitung geführt wird, verwendet wird, um das Schaltelement auszulösen, wird ein Gate-Spitzenstrom des Schaltelements sichergestellt, und der Strom, der durch die Positivladeschaltung verbraucht wird, wird minimiert, wodurch die Wärmeentwicklung vermindert wird.
Die vorliegende Erfindung wurde in Bezug auf spezielle Ausführungsformen beschrieben und gezeigt, welche zufriedenstellende Ergebnisse liefern. Nachdem ein Fachmann den Zweck der Erfindung verstanden hat, ist es für ihn ersichtlich, dass verschiedene andere Abwandlungen und Modifikationen gemacht werden können, ohne den Schutzbereich der Erfindung, der durch die Ansprüche definiert ist, zu verlassen.

Claims

Laststeuervorrichtung zur Steuerung eines Stromes in einer Last (3), welche über ein Schaltelement (2) an eine Wechselspannungsversorgung (1) angeschlossen ist, wobei die Vorrichtung aufweist: eine Negativladeschaltung (5 der 1; 8 der 9) zur Ladung einer Negativhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung (1) in negativer Richtung für jeden Zyklus zur Auslösung des Schaltelements (2) in einer Positivhalbzyklusperiode der Wechselspannungsversorgung (1), gekennzeichnet durch eine Positivladeschaltung (6 der 1; 9 der 9) zur Ladung einer Positivhalbzyklusspannung der Wechselspannungsversorgung (1) in einer positiven Richtung ab dem Ende des negativen Halbzyklus mit der Negativladeschaltung (5 der 1; 8 der 9) für jeden Zyklus zur Auslösung des Schaltelements (2), wenn die Ladespannung eine Auslösespannung des Schaltelements (2) erreicht.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher die Negativladeschaltung (5) eine Begrenzerschaltung (7 der 4) zur Begrenzung der Negativladespannung enthält.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher die Positivladeschaltung (6) eine Konstantspannungsschaltung (8 der 4) zur Konstanthaltung des Stroms, den die Positivladeschaltung (6) in einer positiven Richtung lädt, wenn die Netzwechselspannung abfällt, enthält.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, bei welcher die Positivladeschaltung (6) einen veränderlichen Widerstand (R2 der 1) enthält.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 1 oder 4, bei welcher die Positivladeschaltung (6) eine Schaltung enthält, welche einen Widerstandswert, denselben des veränderlichen Widerstands (R2 der 6) eingeschlossen, logarithmisch ändert.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher das Schaltelement (2) aus einem Hauptschaltelement (2b der 4) zum Schalten einer Spannungsversorgungsschaltung der Last (3) und einem Hilfsschaltelement (2a der 4) zum Einschalten des Hauptschaltelements (2b) aufgebaut ist.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 6, welche ferner ein Auslöseelement (9 der 6) aufweist, welches durch die Ladespannung der Positivladeschaltung (6) geführt wird, welches zur Auslösung des Schaltelements (2) verwendet wird.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 1, welche ferner einen Kondensator (4 der 1) zum Anlegen einer Leitungs-Referenzspannung an das Schaltelement (2) enthält, wobei die Negativladeschaltung (5 der 1) eine Diode (D1 der 1) enthält, welche in einer Richtung angeschlossen ist, dass der Kondensator (4) mit einer negativen Spannung geladen wird, und die Positivladeschaltung (6) eine Diode (D2 der 1), die in einer Richtung angeschlossen ist, dass der Kondensator (4) mit einer positiven Spannung geladen wird, sowie einen Transistor (Tr1), dessen Basisanschluss mit einem Gate-Anschluss des Schaltelements (2) verbunden ist, enthält.
Laststeuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Schaltelement (2) ein bidirektionales Schaltelement ist, und welche eine zweite Positivladeschaltung (6 der 9) zum Laden in einer positiven Richtung in einer Positivhalbzyklusperiode der Wechselspannungsversorgung (1) für jeden Zyklus zur Auslösung des bidirektionalen Schaltelements (2) in positiven und negativen Halbzyklen der Wechselspannungsversorgung (1), und eine zweite Negativladeschaltung (7 der 9) zum Laden in negativer Richtung ab dem Ende des Ladens des positiven Halbzyklus mit der zweiten Positivladeschaltung (6 der 9) im negativen Halbzyklus der Wechselspannungsversorgung (1) für jeden Zyklus zur Auslösung des bidirektionalen Schaltelements (2), wenn die Ladespannung (V2) eine Gate-Auslösespannung (Vg) des bidirektionalen Schaltelements (2) erreicht, enthält.