DE1940123A1 - Stabilisiertes Antriebssystem mit einstellbarer Drehzahl - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf die Stabilisierung von ,iVechselstrom-Induktionsmotoren, die von einerVphasengeateuerten Spannung geapeist werden. Insbesondere betrifft dieErfindung einen Motorregelkreis für einen Einphasen-Wechaelstrom-Induktionsmotor mit Betriebakondenaator oder einen Mehrphasen-iVeGhselatrom-Induktionsmotor rnii; jeweils einstellbarer Drehzahl, um dem ulotor eine phasengesteuerte Spannung in der Weise zuzuführen, daß der Motor stoßfrei läuft.

Üin wirksamer Weg zur iiiinstellung der Drehzahl eines üblichen Wechselstrom-Induktionsmotors liegt in der Regelung der Spannung, die an die Statorwicklung angelegt wird. Dies wird zweckmä!3igerweise durch Phasenregelung der leitungs— spannung erreicht. Üblicherweise wird ein gesteuerter Festkörper-Schalter, wie z.B. ein Thyristor, mit der

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Statorwicklung des Iviotors in Reihe geschaltet und. in jeder Halbschwingung wird die Schaltvorrichtung bei einer festgelegten Phase der Leitungsspannung leitend gemacht. Die Schaltvorrichtung bleibt dann für den liest der Halb schwingung der Leitungswechselspannung leitend und"wird abgeschaltet, wenn aer Strom, durch die Vorrichtung unter den Haltewert abfällt. Der Durchscnnittswert der der kotorwiellung zugeführten Spannung ändert sich dann gemä3 dem Leitwinkel der Schaltvorrichtung und den Betriebsbedingungen des LiOtors. Diese Art der Phasensteuerung ist billig, da für die Tayrtstören Keine Kouimu tie rungs schaltun_e vorgesehen v/erden mu3, wenn als Schaltvorrichtungen Thyristoren verwendet v/erden, und diese Art ist auch 3ehr wirksam, um einen weiten Spanh für die Regelung der Motordrehzahl zu erzeugen.

iiinige kleine iiinphasen-Inuuktionsmotoren und übliche Llehrphasen-Inäuktionsmotoren weisen jedoci eine Instabilität: auf, wenn sie von einer phasengesteuerten Spannung gespeist werden. Mn "üinphasen-Induktionsmo-tor mit ^etriebskondensator ist kurz umrissen ein liiotor mit quasi zv/eiphasigen Statorwicklungen, von denen eine yVicklun_& mit einem permanent eingeschalteten Reihenkondensator in Terbinaung steht, um die Phase des Stromes in dieser Wicklung relativ zu dem Strom in der anderenWicklung zu veränaern, um auf diese Weise geeignete Anlauf- und Betriebsbedingungen zu schaffen. Die erwähnte Instabilität erzeugt Drehmomentschwankungen (Pendelmomente), ein Bremsmoment, ein hörbares Geräusch und erhöhte Verluste. Um diese Instabilität zu beseitigen, wird gegenwärtig der Luftspalt zwischen den Rotor- und den Sta— torwicklungen vergrößert, um die Magnetisierungsreaktanz des Motors zu verkleinern. Diese Maßnahme verkleinert aber die Leistungsfähigkeit des Motors und ist unerwünscht, da für eine gegebene MotorgroSe weniger Leistung zur Verfügung steht.

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden ürfindung,

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einen verbesserten Llotorregelkrei s iür einen iVechselstrom-Induktionsmotor mit eins teilbarer Drehzahl zu schaffen, der von einer phaseiikesLeuerten Spannung gespeist wird. Weiterhin beinhaltet die ürfinuung die Verwendung einer Weehselstrom-Phasenregelschaltung für einen Betriebskondensatoroder kehrphasen-Induktionsmotor mit stabilisiertem Liotorbe- ■ trieb. Schließlich ist es Aufgabe der -Erfindung, ein wirtschaftliches antriebssystem mit einstellbarer .Drehzahl zu schaffen, das einen Wechselstrommotor aufweist. Uieser lüotor wird mittels eines in Seihe geschalteten Thyristors und einer zugehörigen Phasensteuerschaltung mit einer variablen Spannung gespeist, die-sich durch einen G-egenkopplungspfad auszeichnet, um einen stoßfreien Lauf des Lotors sicherzustellen . - _ ,-

^ umia'3t ein stabilisiertes Antriebssystem mit einstellbarer Drehzanl einen Leistungskreis mit einem lYechselstrommotor und einer in zwei Richtungen leiteiiden Tliyristor-VozTichtung oder einer anderen steuerbaren Festkörper-Schaltvorrichtung, die als Reihenschaltung an eine ί/echsels.troin-Leistun£squelle geschaltet sind, lerner ist eine Phasensteuerschaltung zur Zuführung von Steuersignalen zur Thyristor-Vorrichtung, um diese leitend zu macnen, vorgesehen, die ganz allgemein auf -Mittel zur Abtastung der Spannung der Leistungsquelle, Mittel zur Abtastung eines elektrischen Parameters in dem Leistungskreis wie z.B. die Spannung an der Thyristor-Vorrichtung und kittel zur Zuleitung, eines bestimmten Steuersignals für eine einstellung der Zeitverzögerung reagiert. Obwohl die Erfindung mit verschiedenen Phasensteuerschaltungen ausführbar ist, ist diese Schaltung vorzugsweise eine Phasensteuerung in Form einer integrierten Schaltung, deren Zeitbezug durch die Spannung an einem Kondensator in einem RC-Glied geschaffen wird, die mit der Spannung der Leistungsquelle im wesentlichen gleichphasig ist; Ji'ine Gegenkopplung mit einer Impedanz ist mit einem Knotenpunkt zwischen dem Motor und der Thyristpr-Vorrichtung verbunden, um die Kondensatorspannung, und folglich den

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- Zeitbezug, -als.'-Punktion der Leitfähigkeitsperiode der-i

ri stör-⁶ Vorrichtung* in der vorhergehenden Halb welle zu verändern. .Auf diese"Weise sind die Leitfähigkeitsperioden der Thyristor-Vorrichtung und die Phasenwinkel der Steuersignale im wesentlichen gleich und der Motor ist.stabilisiert.

Die Erfindung wird nun anhand der folgenden Beschreibung und der Zeichnung von drei Ausführungsbeispielen näher erläutert. "■ ' - ■ " - - -·.".-..

Pigur 1;ist ein vereinfachtes Schaltbild -eines Wechselstrom—

Induktionsmotors mit Betriebskonuensator und einer ' erfindungsgemäß aufgebaute Phasensteuerschaltung.

Pigur 2 ist ein genaueres Schaltbild einer geeigneten Phasensteuerschaltung wie sie in Pigur 1 als Block gezeigt ist, zusammen mit ihren Anschlüssen an die "-."■' anderen in Pigur 1 gezeigten Elemente,.'« . ...-

Pigur 3ä und 3b zeigen die Spannungsformen, die an verschiedenen -Punkten der Schaltung gemäß Pigur 1 erhalten werden," wenn · ■ :.- _. --;·

' a) der Schalter geöffnet ist und kein.Gegenköpplungs-

■ pfad Vorhanden ist und ■-:- . : .-■/,:>:■ .--'""'-.-, b) wenn der Schalter geschlosse^i und ein .stabilisierter Motorbetrieb erhalten ist. ■" ■ ■ · "

Pigur 4 und 5 sind scheiaatische Schaltbilder von anderen Schaltüngsarten für eine Phasensteuerung, die mit einem abgewandelten Gegenkopplungskreis versehen. ■ - - ' -' ' sind^:. ■'-.·■ ■ - .,-.-■ ■ - .· · : ■- '■

In Pigur 1 ist ein Einphasen-Wechselstrom-Induktionsmotor mit Betriebskondensator gezeigt, der in Reihe mit einem Pest-

- körper-Triac 11 an ein Klemmenpaar 12 und 13 für die Wech-

• selströmleistung angeschlossen ist. Wie bereits oben erwähnt

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wurde, weist der Induktionsmotor 10 ein Paar Statorwicklungen 14 und 15 auf, die zweiphasig gewickelt und parallel zueinander geschaltet sind. Damit zu Anlauf- und Betriehszwecken der Strom in der einen Motorwicklung einen unterschiedlichen Phasenwinkel aufweist zu dem -Strom in der anderen Motorwicklung, ist ein Kondensator mit einer der Wicklungen, beispielsweise der Wicklung 15» in Reihe geschaltet. Obwohl der Motor von einer einphasigen V/echselstromquelle gespeist wird, läuft der iviotor 10 tätsächlich zweiphasig. Der Wechselstrom-Induktionsmotor mit Betriebskonaensator ist in der Technik allgemein bekannt und wird im allgemeinen in kleineren Motorgrößen in dem Bereich von etwa 1/3 - 5 PS hergestellt.

Das Triac 11 ist ein bilateraler Triode-Thyristor mit einem Paar Lastkleminen a und-b und einer Steuerelektrode, der ein Steuerimpuls zugeführt wird, wenn das Triac leitend gemacht werden soll. Das Triac kann in zwei Richtungen leitend sein und kann am Beginn jeder Halbwelle der Wechselstromspeisung oder bei einem ausgewählten Phasenverzögerungswinkel eingeschaltet werden. Es bleibt dann leitend, bis der Strom durch das Triac unter den Haltewert abfällt. Der volle Wert der WechselStromspannung wird dem Motor 10 dann über die Leistungsklemmen 12, 13 aufgedrückt, wenn das Triac 11 für volle 180° einer jeden Halbwelle der Leistungseinspeisung leitend ist. Wenn jedoch das Triac 11 in jeder Halbwelle für weniger als volle 100° leitend gemacht ist, verringert sich gewöhnlich die durchschnittliche an den Motor 10 abgegebene Spannung, indem der Phasenverzögerungswinkel vergrößert wird» Bei einer derartigen Speisung des Motors 10 mit einer phasengesteuerten Spannung ist die Drehzahl des Motors 10 über einen groSen Bereich einstellbar, wobei die maximale Drehzahl dann auftritt, wenn dem Motor die volle Spannung zugeführt wird.

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Die Steuerimpulse werden dem Triac 1.1 durch eine geeignete Wechselstrom-Phasensteuerschaltung zugeführt. In der bevor-"zugten Ausführungsform umfaßt das Triac eine monolithische integrierte Phasensteuerschaltung, die ihre Leistung von einem HC-Glied abnimmt, das an die iVechselspannungsklemmen' ... 12 und 13 angeschlossen ist und eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 18 und einem Kondensator 19 aufweist. Während jeder Halbwelle der Wechselstromeinspeisung wird der Kondensator 19 über den Y/iderstand 1Ö aufgeladen, wobei die Eingangskiemmen der Phasensteuerschaltung 17 parallel zu dem

Ψ Kondensator 19 geschaltet sind. Lie Steuerung bzw. das Timing der Phasensteuerschaltung 17 beginnt, wenn die Spannung an dem Verbindun₆spunkt c zwischen dem widerstand 18 und dem Kondensator 19 durch null läuft oder, genauer gesagt, wenn die Spannung an dem Kondensator 19 einen Null-Jurchgang aufweist. Zu einer einstellbaren Zeit nach dem dteuerungsbeginn, die einem bestimmten Phasenwinkel entspricht, wird der Steuerelektrode des Triacs 11, die über einen Leiter 20 mit dem Ausgang der Steuerschaltung 17 verbunden ist, ein Steuerimpuls zugeführt. Die Lastklemme a des Triacs 11 ist mittels eines Leiters 21 mit einer induktiven Logikschaltung innerhalb der Phasensteuerschaltung' 17 verbunden, um die Zuführung eines Steuerimpulses zu dem Triac 11 zu verhindern, wenn dieses leitend ist.

Die Phasensteuerungs-Zündschaltung 17 ist zweckmäSigerweise eine als integrierte Schaltung ausgeführte Phasensteuerung, wie sie unter der Bezeichnung PA 436 von der General Electric Company,.. Electronics Park, erhältlich, ist. Obwohl ein vollständiges Verständnis der Phasensteuerschaltung PA 436» die auch im Beschreibungsblatt Nr. 85,31 vom März 1968 beschrieben ist, nicht für nötig befunden wird, so ist dennoch zum besseren Verständnis der »/eilenformen, wie sie noch später anhand der Figur 3 erklärt werden, in Figur 2 ein Blockdiagramm der integrierten Schaltung angegeben. In Figur 2 wird die Betriebsspannung für die Phasensteuerschaltung durch den

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Widerstand, 18 und einen Dioden^Brüekenglei.chrichter 22 erhalten. ■ Die auf diese ,WeIse -erhaltene. ,Gleichspannung .wird durch-eine-Zenerdiode 23 auf .den -gewünschten Wert begrenzt-, ■ die' den ·: Gl e ich spann ung s klemmen 24 und 25. parallel geschaltet ist. Ein .Tlmingv-Kondensator .2,6 wird durch-eine regelschaltung (ramp· and .pedestal cir.cuit) .27 ,geladen, die in' Reihen-

- -schaltung mit dem Timimg-Kondensator parallel zu den Gleichspannungskl'emmen .24 .und 25 geschaltet ist.- Ein der Pegel-

' schaltung-27¹ üb er--.einen ,Eingang 28 -zugeführtes Steuersignal bestimmt die. Hohe des an den Timing-Kondensator.26 angelegten Spannungspegels und.-steilt somit den Phasenwinkel des. er-, zeugten. Steuersignale.s- ein. ,Ein Differenzverstärker 29 vergleicht die Spannung; an dem.Timing—Kondensator 26 mit einer Vergleichs spannung, die In einem .Vergleichskreis 30 abgeleitet-wird. Wenn: nun die ' Spannung an. dem Timing-Kondensator die-Verbleichsspannung übersteigt,· wird der Steuerelektro.de ; eines bilateralen Siliziumschalters 31. ein Aus gangs signal zugeführt., das-den Schalter 31 leitend macht. Der bilaterale ·.Siliziumschalter umfa3t tatsächlich zwei gesteuerte Silizium-

- schalter in LIini a tür aus führung, die antiparallel geschaltet sind,ν und-/er, wirkt als; Schalter für, beide Polaritäten der

^..angelegten Spannung. -vVenn, der Schalter 31 eingeschaltet ist, -^entlädt, sich-der ,Kondensator 19.· über deji Verbinaungsweg von der Steuerelektrode zu der Lastklemme b des Triacs 11. Auf diese V/eise wird der Steuerelektrode des Triacs ein Steuerimpuls: zugeführt .und das Triac: leitet- den St.roja in einer . Richtung. Die ,.tatsächliche Richtung ist davon abhängig, ob ^:die Lastklemme a oder -die Lastklemme b positiv ist bezüglich -der anderen-Klemme., . ' - _;. ; . - - - .,

Ein wesentliches, Merkmal der .-monolith!sehen integrierten . Phasensteuerungsschaltung 17 liegt darin, da3 das Timing _:-für die^Phasenwinkelverzö'gerung zum Einschalten des Schalters 31» der wiederum den Steuerimpuls für .das Triac 11 triggert, . dann beginnt, wenn die Spannung,an dem,Kondensator 19 während

• einer jeden Halbwelle beim -Polaritätswee.hsel einen Nulldurch-

• gang aufweist. Die Anordnung innerhalb der integrierten

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Schaltung PA 416, die dieBe Betriebsart sicherstellt, enthält einen Shunt-Transistor 32, dessen Emitter und Kollektor auf entsprechende Weise mit den entgegengesetzten Polen des Timing-Kondensators 26 verbunden sind. Lie Basis dieses Transistors tat mit einem Einschaltkreis 33 verbunden, um ein Durchlaßpotential an den Transistor 32 zu legen, wenn die Spannung an dem Kondensator 19 den Nullpunkt durchläuft. In der integrierten Schaltung PA 436 enthalten der Einschaltkreis 33 und die das Vergleichspotential liefernde Schaltung 30 für den Differenzverstärker 20 tatsächlich zahlreiche in Reihe geschaltete Spannungsteilerwiderstände, die den Klemmen 24 und 25 für die Gleichstromenergie kleiner Spannung parallel geschaltet sind. Wenn die Spannung an dem Kondensator 19 null ist, so ist offensichtlich die Spannung an diesen Gleichstrom-Leistungsklemmen 24 und 25 und somit auch die Spannung an dem Einschaltkreis 33 null. Jer Transistor 32 ist somit leitend gemacht und entlädt den Timing-Kondensator 26, wobei er für die nächste Halbwelle betriebsbereit gemacht wird. Der oben erwähnte Leiter 21 zwischen der Lastklemme a und der Phasenateuerschaltung 17 ist innerhalb der integrierten Schaltung mit einer induktiven Logikschaltung 34 verbunden, die dem Differenzverstärker .?9 entgegenwirkt, wenn das Triac 11 leitend tat, d.h. wenn in dem Leiter 21 kein Steuerstrom fließt. Diese Schaltung verhindert eine vorzeitige Auftastung (gating) das Triac 11, wenn es in Verbindung mit induktiven Lasten verwendet wird, und baut eine minimale Triac-Sperrspannung vor der Auftastung auf. Es dei zusätzlich erwähnt, daß die als integrierte Schaltung ausgeführte Phasensteuerung PA 436 vollständig aus Dioden, Transistoren und Widerständen aufgebaut ist und auf jeder Halbwelle der Speisewechselspannung nahezu symmetrisch arbeitet.

Wenn die Motorsteuersohaltung gemäß Figur 1 als gewöhnliche Wechselstrom-Phasensteuerschaltung zur Auftastung oder Zündung eines in zwei Richtungen leitenden Thyristors geachal- · tet ist, der mit dem Motor 10 in Serie liegt, tritt eine

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Motorinatabilität auf. Uta nun den elektrischen Verlauf dieaer Motorinatabilität zu erklären, sei angenommen, daß der Schalter 35 in Figur 1 geöffnet iat. Die Zeitkonstante dea HC-Gliedes, das aus der Reihenschaltung dea iViderstandes 1Ö und des Kondensators 19 besteht, iat relativ klein, so da3 die Phasenverschiebung über dem Kondensator 19 an dem Punkt c vernachlässigbar ist im Vergleioh zur Phase der Leitungsspannung. Diese beiden Spannungen können als praktisch gleichphasig betrachtet werden. Beispielsweise hat fur eine Spannungsquelle von 117 Volt und 60 Hz der Widerstand 18 einen Wert von 10 kA und der Kondensator 19 hat eine Kapazität von 0,05 Mikrofarad. Die entsprechenden Wellenformen sind in Figur 3a dargestellt. Die Spannungswelle e_Q an dem Punkt c ist durch die Zenerdiode 23 innerhalb der Phasensteuerschaltung 17 abgeschnitten und schneidet die Spannungsordinate an dem Punkt 36 im wesentlichen gleichphasig mit der sich sinusförmig ändernden Leitungsspannung- β^_ΪΑ· Die Spannung an dein Verbindungspunkt d in Figur 1 zwischen dem Motor 10 und dem Triac 11 ist durch die Wellenform e^ wiedergegeben. Der an dem Punkt 37 erzeugte Steuerimpuls tritt zu einer einstellbaren Zeit nach dem Nulldurchgang der Kondensatorspannung e oder der Leitungsspannung auf, und das Triac 11 beginnt dann zu leiten. Während das Triac 11 leitend ist, tritt die gesamte Spannung an dem Motor 10 auf und an dem Triac liegt bis zu dem Punkt 38 keine Spannung. Wenn die Spannung an diesem Punkt des Verlaufes ankommt, wird daa Triac nichtleitend gemacht, da der Strom durch das Triao unter den Halteetrom abfällt. Zu dieser Zeit steigt die Spannung an dem Punkt d schnell an, da die Sperrspannung dee Triaos 11 steil ansteigt. Die Spannung erreicht dann einen oszillierenden Wert, wie er durch das Kurvensegment 39 dargestellt ist. Das Triao sperrt dann bis der entsprechende Punkt 37 in der nächsten Halbwelle erreicht ist, in dem daa Triao leitend gemaoht wird. Wie durch den Doppelpfeil auf dem Abschnitt der Wellenform e_d gezeigt ist, der den aohnellan Anstieg der Sperrspannung dee Triacs an dem Punkt 38

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darstellt, ist die Periode der Leitfähigkeit des Triaca 1T¹ von einer Halbwelle zur anderen Halbwolle nicht atabil und· neigt zu einer im großen unu ganzen poriodischen Schwingung um einen Durchschnittswert, bei dem daa Triac nichtleitend' wird. In analoger Weiae iat der Kurvonabschnitt 39, der di·¹ Sperrspannung an dem Triac 11 daratellt, von Halbwelle zu Halbwelle veränderlich, hr beaitzt aber gewöhnlich die Fo i™ einer Schwingungakurve, wie ea in Figur 3a dargeatellt iai^c·

Aua den in Figur 3a gezeigten .yelleniOrmenv/ird deutlich, da.3 der Phasenwinkel der Einschaltung des Triaca 11 (Punkt 37), wenn er einmal auf einen bestimmten './ert eingestellt iat, in jeder folgenden Halbwelle bezüglich dem Nulldurch~ gang der Leitungsapannunfc, (Punkt 36) unveränderlich oder stetig ist. Andererseits iat die Periode der Leitfähigkeit dea Triaca 11 in jeder Halbwelle variabel, da 'alcn" der Pun 38, an dem daa Triac nichtleitend gemacht wird, von Kalbwelle zu Halbwolle verändert, obwohl ea acheint, daß ein Durchschnittswert besteht. Die phyaikaliachen Grundlagen für dieae elektrischen Charakteriatiken liegen darin, üaiJ Weoheelatrom-Induktionamotoren mit Betriebakondensator ein Instabilität aufweiaen, wenn aie von einer phaaengeateuert Spannung geapeiat werden, die von der iVechaelatrom-Phaaenateuerachaltung üblicher Art zugeftlhrt wird (unter der Annahme, daß der Schalter 35 geöffnet iat). Diese Instabilit führt zu Schwingungen dea Drehmomentes und sie erzeugt ein hörbares Garäuach." Die exakten Gründe für diese elektrisch Charakteriatiken, die diese mechanische Instabilität hervo rufen, und insbesondere fiir den Verlauf der «Vellenform e, sind nioht mit Bestimmtheit bekannt. Es wird jedoch angenoi men_; da3 eine verständliche Erklärung darin zu suchen ist, daß die zwei Motorwioklungen H und 15 sowie der in Reihe schaltete Kondensator 16 zusammen einen Schwingkreis bildei dessen Periode wesentlich anders 1st als die Periode der a den ,Wechaelspannungaleiatungsklemmen 12 ujid 13 auftretender Leitungßspannung. Da der Strom in diesem geschlossenen

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Schwingkreis mit einer Frequenz Hießt, die nicht auf den Quellenatrom und die Quellenspannung bezogen iet, ist anzunehmen, daß der Strom durch den Leitungskreis mit dem Motor 10 und dem Triac 11 in jeder Halbwelle an einem unterschiedlichen Punkt - gemessen von dem Nulldurchgang der Leitungsepannung - unter den Haltewert des Triacs 11 abfällt. Folglich ist die Durchlaßperiode des Triacs von Halbwelle zu Halbwelle nicht konstant. Aufgruna des gleichen Phänomens verschiebt sich die Sperrspannung an dem Triac 11, siehe das kurvensegn;ent 39 in Fi₍jur 3, von Halbwelle zu Halbwelle mit einer oszillierenden ''VMenforra.

Gemäß der vorliegenden Erfindung .vird der Induktionsmotor durch eine Gegenkopplung zwischen den Punkten d und c in Fi₍cur 1 stabilisiert. Dies wird vorzugsweise durch die einschaltung eines .Yiderstandes 4U direkt zwischen die Punkte d und c erzielt, wobei der Schalter 35 geschlossen ist. In einigen Fällen kann auch ein KLC-Netzwerk (Reihen-Parallelkreis) verwendet werden. Die Wirkung der kinfügu^g der Kiickkopplungsimpedanz 40 liegt darin, daß der Kondensator 19 zusätzlich zu der Ladung durch den Strom über den Widerstand 1b auch durch diese Impedanz geladen wird. Durch die Impedanz 40 fliegt nur dann ein Strom hindurch, wenn das Triac gesperrt ist, siehe Figur 3b. Aua der Wellenform e^ wird deutlich, daß dieser zusätzliche Ladestrom gegenüber dem Ladestrom durch den Widerstand 18 voreilt, wobei der Ladestrom durch den Widerstand 18 als nahezu gleichphasig mit der Leitungsspannung betrachtet werden kann, da die Zeitkonstante des HC-Gliedes aus dem Widerstand 1Ö und dem kondensator 19 relativ klein ist. Da der zusätzliche RUckkopplungastrom gegenüber dem Strom durch den Widerstand 18 voreilt, ist zu erwarten, daß der Nulldurchgang der Kondensatorspannung an dem Punkt α in jeder Halbwelle eher durchlaufen wird als derjenige der Leitungsspannung. Dies ist in Figur 3b dargestellt, wo der Stromnulldurchgang i6 der Wellenform e nun vor dem Stromnulldurohgan^ des Wellenverlaufes O₁ ,

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der Leitungsspannung liegt. Die Große des zusätzlichen Ladestromes durch die Hückkopplungsimpedanz 40 ist weiterhin von der Länge der leitenden Periode des Triacs in der vorhergehenden Halbwelle abhängig. Wenn in der vorhergehenden Halbwelle das Triac 11 für eine längere Periode leitet als sie dem Durchschnittswert entspricht, dann ist auch der zusätzliche Ladestrom größer und der Nulldurchgang 36 der Eondensatorspannung wird vorverlegt. Wenn andererseits die Periode der Leitfähigkeit des Triacs in der vorhergehenden Halbwelle kurzer ist als der Durchschnittswert, dann fließt " ■ ein kleinerer zusätzlicher Ladestrom durch den Rückkopplungspfad, und der Null durchgang 36 besitzt gegenüber dem Nulldurchgang der Leitungsspannung eine kleinere Voreilung. Die Wirkung des Rückkopplungspfades ist dann negativ oder gegenkoppelnd. Durch Auswahl des richtigen Rückkopplungsgrades kann die Spannungsform e des Triacs stabilisiert

werden und es kann auch dafür gesorgt werden, daß sie sich von Periodezu Periode wiederholt. AIa Folge sind die • Schwingungen des Drehmomentes und das hörbare Geräusch stark vermindert. Der Wert der Rückkoppiungsimpedanz 40 scheint nicht so kritisch zu sein und für das oben angegebene Beispiel kann dasülement 40 ein Ohmscher Widerstand seih, , dessen Wert bei zufriedenstellenden Resultaten zwischen 18 und 33 kil schwanken kann.

Bei einem richtigen Gegenkopplungsgrad können die Wellenformen der in Figur 3b gezeigten Art erhalten werden. Die Perioden der Leitfähigkeit des Triacs 11 sind in etwa gleich, d.h» die Abstände zwischen den Punkten 37 und 38 sind in ;jeder Halbwelle etwa gleich. Darüber hinaus ist der - N.ulldurchgangspunkt 36 der Kondensator spannung e_ bezüglich der Lei—

tungsspannung in jeder Halbwelle der gleiche, so daß die Phase, bei der das Triac leitend wird (Punkt 37), etwa kon-',. . " stant ist. Wenn aber die Leitfähigkeitsperioden des Triacs

. ' und die Phasenwinkel, bei denen das Triac leitend gemacht · • wird, gleich sind, so ist offensichtlich, daß die dem Motor

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10 zugeführte phasengesteuerte Spannung von Periode zu Periode konstant ist und daraus folgt ein stoßfreier Lauf des Motors. Aus einem Vergleich von Figur 3b mit Figur 3a wird ersichtlich, daß jetzt der Punkt 38 in Figur 3b an einer praktisch konstanten Stelle liegt und daß das Kurvenseginent 39 _f auch wenn es eine oszillierende Wellenform aufweist, sich nicht in der oben beschriebenen Weise verschiebt.

Es sind nun mehrere Modifikationen der in Figur 1 gezeigten Schaltung denkbar, So kann z.B. das Triac 11 durch andere Arten in zwei'Richtungen leitender Thyristor-Vorrichtungen ersetzt werden. Hierfür käme beispielsweise ein Paar antiparallel geschalteter steuerbarer SiIi ziuinglei chri cht er oder eine Diacvorrichtung in Frage. Der steuerbare Siliziumgleichrichter ist ein in einer Richtung leitender Triode-Thyristor, der, ähnlich wie das Triac, eine Steuerelektrode aufweist, dem ein Steuerimpuls zugeführt wird, wenn die Vorrichtung leitend gemacht werden soll. Das Diac andererseits weist keine Steuerelektrode auf und wird durch Zuführung eines Hochspäfinurigsimpulses oder eines großen du/dt-Impulses zu den Lastklemmen oder durch Erhöhung der Gleichspannung auf einen ausreichend großen Wert leitend gemacht. Zur Erfüllung dieser veränderten Steuerungserfordernisse müßten dann entsprechende Schaltungsänderungen vorgenommen werden. Die steuerbaren Festkörperschalter können weiterhin Transistoren sein, wenn entsprechende Schaltungsänderungen vorgenommen werden. Anstatt des, Anschlusses des Gegenkopplungspfades zur Veränderung der Spannung an dem Punkt c ist es auch, möglich, die Spannung an dem Punkt c unverändert zu lassen, wobei dies die Vergleichsspannung für die Steuerung der Phasensteuerungsschaltung 17 ist, und dafür ein entsprechendes Element oder eine Elementengruppe innerhalb der Phasenateuerungsschaltung 17 zu verändern, um die gleiche Gegenkopplungswirkung zu erhalten. Diese Maßnahmen werden jedoch nicht im einzelnen erläutert, da sie nicht als so wünschenswert betrachtet werden. . .

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Die Figuren 4 und 5 zeigen andere Arten von Wechselstrom— Phasensteuerungsschaltungen, die aus diskreten Komponenten aufgetaut sind, die so abgewandelt sind, da*3 sie einen Gegenkopplungspfad für die Motorstabilisierung aufweisen. Diese Schaltungen sind Abwandlungen der üblichen Vollweg-Phasen-" Steuerungsschaltungen, wie sie in § 9.4»2 im SGRIuanual, 4. Auflage, der General Electric beschrieben sind und die auch von der Anmelderin erhältlich sind. In iigur 4 umfaßt die Zeitgeber- oder Timing-3chaltung die Reihenschaltung aus dem Widerstand 43, dem veränderlichen Widerstand 46 und dem Kondensator 44. Die Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 43 und 48 ist für jeae Polarität der Wechselspannungseinspeisung an ein Paar Gegentakt-Zenerdioden und 46 gelegt. Die Schaltvorrichtung 47 ist in diesem Falle ein Signaldiac oder eine bilaterale Triggerdiode, die dann in ihren IeItfähigen Zustand versetzt wird,, wenn eine Triggerspannung in beiden Polaritäten überschritten wird. Die Wirkungswelse dieser Art einer Phasensteuerschaltung ist bekannt, und wenn.'der-Wert der Spannung an dem Punkt c die Triggerspannung für die Vorrichtung 47 überschreitet, wird die Schaltvorrichtung 47 leitend gemacht und sie gibt ein Steuersignal an die Steuerelektrode'des Triacs 11, womit dieses eingeschaltet wird. Die zwischen die Punkte d und c geschaltete Rückkopplungsimpedanz 40 verändert ähnlich gegenkoppelnd die Spannung an dem Punkt c, indem die Phase, bei der das Signaldiac 47 eingeschaltet wird, in der Weise verschoben wird, daß die Triacspannung und die Leitfähigkeitsperloden des Triacs 11 stabilisiert sind. Die Schaltung gemäß Jl gur 5 ist ähnlich, außer daß der Widerstand 43 zur Einstellung des Phasenwinkels veränderlich ist und der Widerstand 48 weggelassen ist. In dieser Schaltung sind aber keine Zenerdioden 45 und 46 verwendet, um die Spannung der Phasensteuerungsschaltung entsprechend herabzusetzen. Folg— ' lieh schaltet das Signaldiac 47 bei einer höheren Spannung als es in der Schaltung gemäß Figur 4 der Fall ist, aber ansonsten ist die Wirkungsweise die gleiche. In diesen beiden

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Phasensteuerungsschaltungen kann die Phasejnicht über die dem Leistungsfaktor der Last entsprechenden Winkel hinaus verschoben werden. Jis ist leicht ersichtlich, daß, wie in Figur 1, der zeitliche Bezug durch den Nulldurchgang der Spannung ari dem Kondensator 44 gewonnen wird, obwohl die Zeitgebervorrichtung jetzt allein die Kondensa.torspannung ist, anstatt daß sie in der Steuerschaltung 17 gemäß Figur enthalten ist.

Zusammenfassen*! ist festzustellen, daß ein Wechselstrom-Induktionsmotor mit einstellbarer Drehzahl, der von einer phasengesteuerten Spannung gespeist wird, ohne eine, erforderliche Vergrößerung des Luftspaltes zwischen dem Stator und dem Rotor durch eine W'echselstrom-Phasensteuerungsschaltung stabilisiert wird, die eine Gegenkopplungsschaltung aufweist, so daß die Kondensatorspannung in einem-RC^Glied als Zeitbezug als Funktion der Leitfähigkeitsperiode einer in zwei fiichtungen leitenden Thyristorvorrichtung oder einer anderen gesteuerten Festkörper-Schaltvorrichtung oder anderen mit dem Motor in Eeihe geschalteten Vorrichtungen verändert wird. Folglich wird die Steuerung des nächsten an die Schaltvorrichtung gegebenen Steuersignales durch die Leitfähigkeit sunt erb rechung in der vorhergehenden Halbschwingung moduliert, um im wesentlichen gleiche Leitfähigkeitsperioden und gleiche Einschaltphasenwinkel zu erhalten. In den vorstehenden Ausführungen ist zwar die Korrektur der Instabilität von Einphasen—Induktionsmotoren mit Betriebskondensator betont worden, das Problem der Instabilität wird jedoch auch unter bestimmten Lastbedingungen bei einigen üblichen Mehrphasen— Induktionsmotoren ohne Betriebskondensator festgestellt und es ist nützlich und vorteilhaft, auch diese Instabilität zu korrigieren.

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Claims (4)

1. Ansprüche

   Stabilisiertes Antriebssystem mit Drehzahlregelung, das eine Wechselstromquelle und einen Leistungskreis aufweist, der einen Wechselstrommotor und eine in zwei Richtungen leitende Thyristor-Vorrichtung umfaßt, die in Reihenschaltung an die Wechselstromquelle gelegt sind, gekennzeichnet

   ■ durch Quellensensoren (18, 19) zur Abtastung der Spannung der Qechselstromquelle, Schaltungssensoren (21, 34) zur Abtastung von mindestens einem elektrischen Parameter in dem

   P .Leistungskreis, Signalgeber für ein bestimmtes Steuersignal und einer Phasensteuerungsschaltung (17), die so geschaltet ist, daß sie auf die Quellensensoren (1b, 19), die Schal- ■ tungssensoren (21, 34) und den Signalgeber reagiert, so daß der Thyristor-Vorrichtung (11) zur Zündung Steuersignale ■"..-', zuführbar sind.
2. 2. Antriebssystem nach, Anspruch 1, da d u rc h g e — -..■.-- kennzeichnet, daß der durch die Schaltungssensoranordnung (21, 34) abgetastete elektrische Parameter die Spannung an der Thyristor-Vorrichtung (11) ist.
3. 3. Antriebssystem nach Anspruch 1, d a du r c h g e k e η η ζ e i c h η e t , daß die Phasensteuerungsschaltung

   ■ (17) zwischen die Leistungsklemmen (12, 13) geschaltet ist und der Thyristor (11) eine Schaltvorrichtung mit einer Zeitgeber- oder Timing-Anordnung (C, 18, 19, 26, 31) ist zur Steuerung der Urzeugung von Auftast- oder Zündsignalen, derart, daß die Schaltvorrichtung bei einem bestimmten Phasenwinkel einer jeden Halbschwingung des elektrischen Poten-

   , . tials für eine Leitfähigkeitsperiode leitend ist, die bei

   einem Abfall des Stromes auf etwa null endet, und daß eine Gegenkopplung mit einer Impedanz (40) vorgesehen ist, die an einem Verbindungspunkt (d) zwischen den Induktionsmotor " (10) und die Schaltvorrichtung (H) geschaltet ist, so daß · • ' die Zeitgeberanordnung als ^Funktion der Leitfähigkeitsperiode

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   der Schaltvorrichtung in der vorhergehenden Halbschwingung beeinflußbar ist, wodurch die Leitfähigkeitsperioden der Schaltvorrichtung und die Phasenwinkel, bei denen die Steuersignale' erzeugt sind, im wesentlichen gleich sind und der Motor (10) stabilisiert ist.
4. 4. Antriebssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitgeberanordnung eine zwischen die Leistungsklemmen (12, 13) geschaltete Reihenschaltung mit einem ohm¹sehen Widerstand (18) und einem Kondensator (19) aufweist, die eine relativ kleine Zeitkonstante besitzt, so daß die Spannung an dem Kondensator (19) und das elektrische Potential an den Leistungsklemmen (12, 13) im wesentlichen gleichphasig sind, und daß die Zeitgeberanordnung mit Steuermitteln (22-34) versehen ist, die als monolithische integrierte Schaltung hergestellt und dem Kondensator (19) parallel geschaltet sind, so daß die Kondensat or spannung ein Zeitbezug für die Zeitgeberanordnung ist.

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