JP3493447B2 - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
- Publication number
- JP3493447B2 JP3493447B2 JP21913696A JP21913696A JP3493447B2 JP 3493447 B2 JP3493447 B2 JP 3493447B2 JP 21913696 A JP21913696 A JP 21913696A JP 21913696 A JP21913696 A JP 21913696A JP 3493447 B2 JP3493447 B2 JP 3493447B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- positive
- power supply
- negative
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
される交流モータの回転数を制御するモータ制御装置に
関し、特に半波位相制御されるスイッチング素子の導通
角を電源周波数の変動に応じて補正することができるモ
ータ制御装置に関するものである。
制御に使用される従来のモータ制御回路の回路図であ
る。同図において、交流電源eの両端には交流モータM
および速度制御用のサイリスタSCRが直列に接続され
ている。また、交流電源eの両端には、可変抵抗VRお
よびコンデンサCの直列回路が接続され、サイリスタS
CRの半波の位相制御回路を構成している。
Rのゲート−カソード間がダイオードDを介して接続さ
れている。また、サイリスタSCRの両端には、サイリ
スタSCRを短絡することによって交流電源eの全電圧
を印加して交流モータMをフル回転させるオン・オフス
イッチSWが接続されている。
交流電源eから正の半サイクル電圧121が印加される
と、コンデンサCの充電電圧は可変抵抗VRとの時定数
に応じて曲線122に示すように変化する。そして、コ
ンデンサCの充電電圧がサイリスタSCRのゲート・ト
リガー電圧vg に達すると、サイリスタSCRがオンさ
れ、この時点から正の半サイクルの斜線を施した領域の
電力が交流モータMに供給され、交流モータMが回転す
る。
向または減少する方向に変化させると、時定数も変化す
るため、コンデンサCの充電曲線122の傾きが立ち下
がる方向または立ち上がる方向に変化する。これに伴
い、サイリスタSCRを流れる電流の導通角が減少また
は増加方向に変化(正の半サイクルの斜線を施した領域
が減少または増加する方向に変化)するため、交流モー
タの回転数を制御することができる。
制御回路では、その位相制御回路が可変抵抗VRとコン
デンサCだけで構成されているため、コンデンサCの充
電特性(時定数)が変わらないにもかかわらず、交流電
源eの電源周波数が50Hzまたは60Hzと変化する
と、電源周波数によりサイリスタSCRの導通角が変化
し、安定したモータの速度制御ができなくなってしまう
という不都合がある。
源周波数60Hzの電圧波形131と電源周波数50H
zの電圧波形132との正の半サイクルに対するコンデ
ンサCの充電曲線133は、電源周波数に関係なく一定
であるにもかかわらず、各電圧波形131,132に対
するサイリスタSCRの導通角が異なるため、コンデン
サCの充電電圧がサイリスタSCRのゲート・トリガー
電圧vg に達したときに、60Hzおよび50Hzにお
けるサイリスタSCRの導通領域は、図11(b)およ
び(c)に示すようになり、50Hzの方が大きくな
る。
覚で変化させた場合、交流モータの回転数は50Hzの
方が高くなり、同じ電動工具であっても電源周波数が異
なると使い勝手が悪くなるという不都合が生じる。例え
ば可変抵抗VRの抵抗値を電動工具に用いるスイッチの
ストローク操作に連動させて変化させることによりモー
タMの回転数を制御する場合、電源周波数60Hzおよ
び50Hzにおけるスイッチストロークとモータ回転数
との関係は、図12に示すようになる。
0Hzのときと50Hzのときの変速域に大きな差が生
じ、電源周波数に応じてスイッチのストローク操作を変
えなければならず、電動工具の使い勝手を悪くするとい
う不都合がある。
るためになされたもので、交流モータの速度を制御する
スイッチング素子の導通角を電源周波数の変動に応じて
補正することにより、電源周波数に左右されない安定し
た回転数の制御を可能にしたモータ制御装置を提供する
ことを目的とする。
モータ制御装置は、交流電源に速度制御用のスイッチン
グ素子を介して接続された交流モータの回転数を制御す
るモータ制御装置であって、スイッチング素子に対し
て、交流電源の正の半サイクル期間でトリガーするため
に交流電源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向
に充電する負の充電回路と、交流電源の正の半サイクル
電圧を毎サイクル負の充電回路による負の半サイクル終
了時点から正の方向に充電し、その充電電圧が前記スイ
ッチング素子のトリガー電圧に達した時点でスイッチン
グ素子をトリガーする正の充電回路とを、互いにコンデ
ンサを介して並列に接続すると共に、負の充電回路を抵
抗と一のダイオードとの直列回路から構成し、正の充電
回路を可変抵抗及び他のダイオードからなる直列回路と
可変抵抗及びコンデンサの間にエミッタ・コレクタを接
続したPNPトランジスタとから構成したことを特徴と
する。
の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向に充電し、
正の充電回路が交流電源の正の半サイクル電圧を毎サイ
クル負の充電回路による負の半サイクル終了時点から正
の方向に充電し、この充電電圧がスイッチング素子のゲ
ートトリガー電圧に達した時点でスイッチング素子をト
リガーするので、スイッチング素子の導通角を電源周波
数の変動に応じて補正でき、電源周波数に左右されない
安定した回転数の制御が行える。
は、請求項1記載の発明において、負の充電回路が、負
の充電電圧を制限するリミッタ回路を備えるものであ
る。
える負の電圧が蓄積されることがなくなり、負の充電回
路の破壊を防止できるとともに、負の充電回路の小容量
化が図れる。
は、請求項1または2記載の発明において、正の充電回
路が、交流電源の電圧が低下したときに正の充電回路を
正の方向に充電する電流を一定にする定電圧回路を備え
るものである。
に変動したりしても、交流モータの回転数を電圧の変動
に左右されることなく安定に制御できる。
は、請求項1記載の発明において、正の充電回路が、可
変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有す
るものである。
の回転数に下弓なりに変化する特性を与えることができ
るとともに、交流モータの立ち上がり時における速度変
化率を小さくでき、電動工具等の使い勝手を良くするこ
とができる。
は、請求項1記載の発明において、スイッチング素子
が、交流モータの電源回路をスイッチングする主スイッ
チング素子と、この主スイッチング素子をターンオンさ
せる補助スイッチング素子とから構成されるものであ
る。
ト電流を小さくできるとともに、正の充電回路の消費電
流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。
は、請求項5記載の発明について、スイッチング素子の
トリガーに正の充電回路の充電電圧により導通されるト
リガー素子を使用したものである。
ト電流を小さくできるとともに、正の充電回路の消費電
流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。
モータ制御装置の回路図である。同図において、交流電
源1には速度制御用のスイッチング素子であるサイリス
タ2を介して交流モータ3が接続されている。
間には、交流電源1の負の電圧によって毎サイクル、コ
ンデンサ4を逆方向に充電する負の充電回路5がコンデ
ンサ4を介して並列に接続されている。また、サイリス
タ2のアノード・カソード間には、交流電源1の正の電
圧により毎サイクル、コンデンサ4を順方向に充電する
正の充電回路6がコンデンサ4を介して並列に接続され
ている。
1との直列回路から構成され、正の充電回路6は可変抵
抗R2およびダイオードD2の直列回路と、可変抵抗R
2およびコンデンサ4間にエミッタ・コレクタを接続さ
れたPNPトランジスタTr1から構成されている。ト
ランジスタTr1のベースはサイリスタ2のゲートに接
続され、このサイリスタ2のゲート・カソード間には抵
抗R3が接続されている。
交流電源を用いて交流モータ3を制御する場合、交流電
源1の電圧波形は、図2(a)の実線に示す正弦波形と
なり、電源電圧V1が負の半サイクルになったときは
(時点To〜T2)、負の充電回路5のダイオードD1
が導通することにより、交流電源1→コンデンサ4→抵
抗R1→ダイオードD1→交流モータ3→交流電源1の
経路で充電電流iaが流れる。
は、図2(b)の実線に示す充電カーブ21のように負
の方向に充電される。なお、この充電電流iaでは交流
モータ3は回転しない。
きは、正の充電回路6のダイオードD2およびトランジ
スタTr1が導通することにより、交流電源1→交流モ
ータ3→ダイオードD2→抵抗R2→トランジスタTr
1→コンデンサ4→交流電源1の経路で充電電流ibが
流れる。
図2(b)の実線に示す充電カーブ22のように、負の
最大充電電圧(時点T2)から正の方向に充電されてい
く。このとき、トランジスタTr1を通して抵抗R3に
ベース電流が流れるが、このベース電流は小さいためサ
イリスタ2のゲートをトリガーすることがない。また、
この充電電流ibでは交流モータ3は回転しない。
の半サイクル電圧で正方向に上昇されるにつれ、その充
電電圧V2がサイリスタ2のゲート・トリガー電圧vg
に達すると(時点T4)、サイリスタ2がオンし、この
時点T4から正の半サイクルが終わる時点T6まで交流
モータ3に正の半サイクル電圧が供給される。
に実線で示す波形23の電圧V3が供給され、これによ
り交流モータ3は波形23に示す導通角領域の電力に応
じた速度で回転する。
変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、
電源電圧V1の正の半サイクルにおける時定数が小さく
なるため、サイリスタ2のゲート・トリガー電圧vg に
達するまでのコンデンサ4の充電時間が短くなり、充電
カーブ22が矢印で示す方向に立ち上がる。その結果、
サイリスタ2に流れる電流の導通角が増加する。すなわ
ち、サイリスタ2のオン時点がT4からT2の方向に移
動し、この導通角領域の増加に伴い交流モータ3の回転
速度が上昇する。
向に操作された場合は、電源電圧V1の正の半サイクル
における時定数が大きくなるため、サイリスタ2のゲー
ト・トリガー電圧vg に達するまでのコンデンサ4の充
電時間が長くなり、充電カーブ22が矢印と逆の方向に
立ち下がる。その結果、サイリスタ2に流れる電流の導
通角が減少する。すなわち、サイリスタ2のオン時点が
T4からT6の方向に移動し、この導通角領域の減少に
伴い交流モータ3の回転速度が低下する。
いて交流モータ3を制御する場合は、交流電源1の電圧
波形は、図2(a)に破線で示す正弦波形となり、電源
電圧V1が負の半サイクルになったときは(時点T0〜
T1)、負の充電回路5のダイオードD1が導通するこ
とにより、交流電源1→コンデンサ4→抵抗R1→ダイ
オードD1→交流モータ3→交流電源1の経路で充電電
流iaが流れ、この充電電流iaによりコンデンサ4
は、図2(b)に破線で示す充電カーブ24のように負
の方向に充電される。なお、この充電電流iaでは交流
モータ3は回転しない。また、この負の充電時間(負の
半サイクル)は50Hzのときに比べて短いため、負の
最大充電電圧も50Hzのときに比べて浅くなる。
きは、正の充電回路6のダイオードD2およびトランジ
スタTr1が導通することにより、交流電源1→交流モ
ータ3→ダイオードD2→抵抗R2→トランジスタTr
1→コンデンサ4→交流電源1の経路で充電電流ibが
流れ、この充電電流ibによりコンデンサ4は、図2
(b)に破線で示す充電カーブ25のように、負の最大
充電電圧(時点T1)から正の方向に充電されていく。
このとき、トランジスタTr1を通して抵抗R3にベー
ス電流が流れるが、このベース電流は小さいため、サイ
リスタ2のゲートをトリガーすることがない。また、こ
の充電電流ibでは交流モータ3は回転しない。
の半サイクル電圧で正方向に上昇されるにつれ、その充
電電圧V2がサイリスタ2のゲート・トリガー電圧vg
に達すると(時点T3)、サイリスタ2がオンし、この
時点T3から正の半サイクルが終わる時点T5まで交流
モータ3に正の半サイクル電圧が供給される。また、こ
のゲート・トリガー電圧vg に達するまでの時間は、負
の最大電圧が浅いため短くなる。
に破線で示す波形26の電圧V3が供給され、これによ
り、交流モータ3は波形26に示す導通角領域の電力に
応じた速度で回転する。
変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、
電源電圧V1が正の半サイクルの時における時定数が小
さくなるため、サイリスタ2のゲート・トリガー電圧v
g に達するまでのコンデンサ4の充電時間が短くなり、
その充電カーブ25が矢印の方向に立ち上がる。その結
果、サイリスタ2に流れる電流の導通角が増加する。す
なわち、サイリスタ2のオン時点がT3からT1の方向
に移動し、この導通角領域の増加に伴い交流モータ3の
回転速度が上昇する。
向に操作された場合は、電源電圧V1が正の半サイクル
における時定数が大きくなるため、サイリスタ2のゲー
ト・トリガー電圧vgに達するまでのコンデンサ4の充
電時間が長くなり、その充電カーブ25が矢印と逆の方
向に立ち下がる。その結果、サイリスタ2に流れる電流
の導通角が減少する。すなわち、サイリスタ2のオン時
点がT3からT5の方向に移動し、この導通角領域の減
少に伴って交流モータ3の回転速度が低下する。
回路5および正の充電回路6をサイリスタ2の位相制御
回路に組み込むことによって、サイリスタ2の導通角を
電源周波数の変動に応じて補正することができる。この
ため、電源周波数が50Hzまたは60Hzであって
も、サイリスタ2の導通角はほぼ等しくなる。
ボルト締め等の交流電動工具のモータ制御回路に適用
し、可変抵抗R2の抵抗値を電動工具に用いるスイッチ
のストローク操作に連動させて変化させ、モータの回転
数制御した場合は、電源周波数60Hzと50Hzとに
おけるスイッチストロークとモータ回転数との関係は、
図3に示すようになる。この図から明らかなように、電
源周波数60Hzと50Hzとでは変速域はほとんど同
じとなり、その結果、電源周波数に応じてスイッチのス
トローク操作を変える必要がほとんどなく、電動工具の
使い勝手が良好になる。
形態2におけるモータ制御装置の回路図で、図1と同一
の構成要素には同一符号を付し、その構成および動作説
明を省略し、図1と異なる部分を重点的に説明する。
における特徴部分は、コンデンサ4の両端にリミッタ回
路7を並列に接続したこと、正の充電回路6に定電圧回
路8を設けたこと、小さなゲート電流でオンする補助サ
イリスタ2aおよびサイリスタ2aのオン動作につれて
オンする主サイリスタ2bからなるスイッチング素子を
交流モータ3の電源回路に接続したことにある。
サイクル電圧で毎サイクル逆方向に充電するときの充電
電圧がコンデンサ4の耐圧以上にならないように制限す
る回路で、負の半サイクルの電圧に対して逆極性にした
ツェナーダイオードZD1と、このツェナーダイオード
ZD1に逆極性に直列接続したダイオードD3とから構
成されている。ダイオードD3はコンデンサ4を正方向
に充電するときにツェナーダイオードZD1を順方向に
導通させるのを防止している。
したときにコンデンサ4を正の方向に充電する電圧を一
定にする回路で、正の充電回路6の可変抵抗R2とダイ
オードD2間に接続した抵抗R5と、この抵抗R5と可
変抵抗R2の接続点と交流電源1の負側間に抵抗R4を
介して接続したツェナーダイオードZD2とから構成さ
れている。
スタTr1のベースと交流電源1の負側との間には抵抗
R3,R6が直列に接続され、抵抗R3の両端には主サ
イリスタ2bのカソード・ゲート間が接続され、抵抗R
6の両端には補助サイリスタ2aのカソード・ゲート間
が接続されている。
きくすると、正の半サイクル電圧によるコンデンサ4の
正方向の充電電圧V2の上昇の傾きが緩やかになり、補
助サイリスタ2aを含めた主サイリスタ2bの導通角が
小さくなるが、ここで導通角がゼロになっても、さらに
可変抵抗R2の値を大きくしていくと、コンデンサ4の
端子電圧V2は正にまで戻らず、負の方向に増大してい
く。
圧がツェナーダイオードZD1のツェナー電圧より大き
くなると、ツェナーダイオードZD1が導通してコンデ
ンサ4の負方向の充電電圧をダイオードD3およびツェ
ナーダイオードZD1を通して放電する。その結果、コ
ンデンサ4にその耐圧を超える負の電圧が蓄積されるこ
とがなくなり、コンデンサ4の破壊を防止できるととも
に、コンデンサ4の容量を必要以上に大きくする必要が
なくなるため、コンデンサ4の小容量化が可能となる。
場合は、図5(a)に示すように、交流電源1の電源電
圧V1が実線状態から破線状態に低下すると、図5
(b)に示すように、コンデンサ4の負の方向への充電
カーブ24の傾きが緩くなるとともに、正の方向への充
電カーブ25も緩くなるが、その正方向の充電電圧V2
がサイリスタのゲート・トリガー電圧vg に達する時点
T2は同じである。
ときにサイリスタが時点T2でオンした場合、交流モー
タ3に供給される電圧V3は、図5(c)の実線に示す
導通領域であるのに対し、電源電圧V1が低くなった場
合は、交流モータ3に供給される電圧V3は、図5
(c)の破線で示す導通領域となり、小さくなる。その
結果、交流モータ3の回転速度は電源電圧が高い場合よ
り低くなる。
よって、電源電圧が低くなった場合にツェナーダイオー
ドZD2と抵抗R4,R5で設定される定電流により正
の方向へのコンデンサ4の充電を行う。
の正の方向への充電カーブ25の傾きは、図5(d)に
示すように、高電源電圧時にコンデンサ4の正の方向へ
の充電カーブ22の傾きと同一になり、低電源電圧時の
正方向の充電電圧V2がサイリスタのゲート・トリガー
電圧vg に達する時点T1が時点T2より手前に移動す
る。その結果、図5(e)に破線で示す低電源電圧時の
導通領域と、実線で示す高電源電圧時の導通領域はほぼ
等しくなる。従って、電源電圧が低下する方向に変化し
ても、交流モータ3の回転数が低下するのを防止するこ
とができる。
3の電源回路をスイッチングする主サイリスタ2bと、
この主サイリスタ2bをターンオンさせる補助サイリス
タ2aとの2段構成にすることにより、サイリスタのゲ
ート電流を小さくできるとともに、正の充電回路におけ
る抵抗R5、可変抵抗R2およびトランジスタTr1の
消費電流が小さくなり、かつこれらの発熱も低減でき
る。
形態3におけるモータ制御装置の回路図で、図1および
図4と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成
および動作の説明は省略し、図1および図4と異なる部
分を重点的に説明する。
における特徴部分は、サイリスタ2のゲートトリガー素
子9にダイアック(DIAC)を使用し、このゲートト
リガー素子9を正の充電回路6を構成するトランジスタ
Tr1のベースとサイリスタ2のゲート間に接続し、さ
らにコンデンサ4の正側端とトランジスタTr1のベー
スおよびゲートトリガー素子9の接続点間とに2つのダ
イオードD4,D5を直列に接続したこと、モータの回
転数に下弓なりの速度特性が得られるように正の充電回
路6の可変抵抗R2に抵抗R8を並列に接続し、両抵抗
の合成抵抗値が対数的に変化するように構成したことに
ある。
用抵抗が可変抵抗R2のみの場合は、可変抵抗R2の抵
抗値が直線的に変化するとサイリスタ2の導通角も直線
的に増加するが、交流モータ3に供給される電源は交流
電源であるため、可変抵抗R2の抵抗値変化に対する交
流モータ3の回転数は、図7(a)に示すように上弓な
りに変化する特性となる。このため、交流モータ3の立
ち上がり時における速度変化率が大きくなり、ボルト締
めなどに用いる電動工具に不向きとなる。
抗R2に抵抗R8を並列に接続し、可変抵抗R2の抵抗
値が直線的に変化しても抵抗R8との合成抵抗値が対数
的に変化するように構成すれば、交流モータの回転数
は、図7(b)に示すように、下弓なりに変化する特性
となる。これにより、交流モータ3の立ち上がり時にお
ける速度変化率が小さく、緩やかに回転数が上昇する特
性となるため、ボルト締めなどのようにボルトに位置決
めを行いながら締め付け動作させる電動工具に好適とな
る。
タ2のトリガにダイアックを用いたゲートトリガー素子
9を使用することにより、コンデンサ4の正方向の充電
電圧がゲートトリガー素子9のブレークオーバ電圧に達
すると、ゲートトリガー素子9が導通し、その負性抵抗
によりパルス状の電流がサイリスタ2のゲートに流れ、
サイリスタ2をオンする。
流を確保しつつ正の充電回路における抵抗R5、可変抵
抗R2およびトランジスタTr1の消費電流を小さくで
き、よってこれらの発熱も低減することができる。
形態4におけるモータ制御装置の回路図で、図1と同一
の構成要素には同一符号を付して説明する。同図におい
て、位相制御部90は交流モータ3の速度制御用スイッ
チング素子であるサイリスタ2の位相を制御するための
もので、オペアンプOP1,OP2を備え、オペアンプ
OP1,OP2と、これに付随する抵抗R10〜R1
3、ツェナーダイオードZD、コンデンサC1、ダイオ
ードD10,D11等は、図1における負の充電回路お
よび正の充電回路を構成する。この実施の形態4におい
ては、サイリスタ2、コンデンサ4および可変抵抗VR
を除く位相制御部を集積回路化することができる。
4および図6に示す構成において、サイリスタ2または
2a,2bが交流電源に対して図示の場合と逆の極性に
接続される場合は、ダイオードD1〜D5、ツェナーダ
イオードZD1,ZD2はそれぞれ図示の場合と逆の極
性になり、また、トランジスタTr1にはNPN形のト
ランジスタが使用される。
ング素子は、サイリスタに限らずMOSトランジスタ等
の半導体素子を利用することができる。
源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向に充電
し、正の充電回路が交流電源の正の半サイクル電圧を毎
サイクル負の充電回路による負の半サイクル終了時点か
ら正の方向に充電し、この充電電圧がスイッチング素子
のゲートトリガー電圧に達した時点でスイッチング素子
をトリガーするようにしたので、スイッチング素子の導
通角を電源周波数の変動に応じて補正することができ、
電源周波数に左右されない安定した回転数の制御が可能
となる。
の充電電圧を制限するリミッタ回路を備えるようにした
ので、負の充電回路の耐圧を超える負の電圧が蓄積され
ることがなくなり、負の充電回路の破壊を防止できると
ともに、負の充電回路の小容量化を実現することができ
る。
低下したときに正の充電回路を正の方向に充電する電圧
を一定にする定電圧回路を備えるようにしたので、電源
電圧が低下する方向に変動しても、交流モータの回転数
を電圧の変動に左右されることなく安定に制御すること
ができる。
変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有す
るので、交流モータの回転速度に下弓なりに変化する特
性を得ることができるとともに、交流モータの立ち上が
り時における速度変化率を小さくでき、電動工具等の使
い勝手を良くする。
が交流モータの電源回路をスイッチングする主スイッチ
ング素子と、この主スイッチング素子をターンオンさせ
る補助スイッチング素子とから構成されるので、スイッ
チング素子のゲート電流を小さくできるとともに、正の
充電回路の消費電流が小さくなり、かつその発熱も低減
できる。
のトリガーに、正の充電回路の充電電圧により導通され
るゲートトリガー素子を使用したので、スイッチング素
子のピークゲート電流を確保しつつ、正の充電回路の消
費電流を小さくでき、よってその発熱も低減できる。
回路図である。
各部の波形図である。
タ回転数との関係を示す特性図である。
回路図である。
各部の波形図である。
回路図である。
可変抵抗値と交流モータの回転数との関係を示す特性図
である。
回路図である。
用されるモータ制御回路の回路図である。
図である。
形図である。
クとモータ回転数との関係を示す特性図である。
Claims (6)
- 【請求項1】 交流電源に速度制御用のスイッチング素
子を介して接続された交流モータの回転数を制御するモ
ータ制御装置であって、 前記スイッチング素子に対して、 前 記交流電源の正の半サイクル期間でトリガーするため
に前記交流電源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の
方向に充電する負の充電回路と、 前記交流電源の正の半サイクル電圧を毎サイクル前記負
の充電回路による負の半サイクル終了時点から正の方向
に充電し、その充電電圧が前記スイッチング素子のトリ
ガー電圧に達した時点で前記スイッチング素子をトリガ
ーする正の充電回路とを、互いにコンデンサを介して並
列に接続すると共に、 前記負の充電回路を抵抗と一のダイオードとの直列回路
から構成し、前記正の充電回路を可変抵抗及び他のダイ
オードからなる直列回路と前記可変抵抗及び前記コンデ
ンサの間にエミッタ・コレクタを接続したPNPトラン
ジスタとから構成した ことを特徴とするモータ制御装
置。 - 【請求項2】 前記負の充電回路は、負の充電電圧を制
限するリミッタ回路を備えることを特徴とする請求項1
記載のモータ制御装置。 - 【請求項3】 前記正の充電回路は、前記交流電源の電
圧が低下したときに正の方向に充電する電流を一定にす
る定電圧回路を備えることを特徴とする請求項1または
2記載のモータ制御装置。 - 【請求項4】 前記正の充電回路は、前記可変抵抗を含
めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有することを特
徴とする請求項1記載のモータ制御装置。 - 【請求項5】 前記スイッチング素子は、交流モータの
電源回路をスイッチングするための主スイッチング素子
と、この主スイッチング素子をターンオンさせるための
補助スイッチング素子とからなることを特徴とする請求
項1記載のモータ制御装置。 - 【請求項6】 前記スイッチング素子のトリガーに前記
正の充電回路の充電電圧により導通されるトリガー素子
を使用したことを特徴とする請求項5記載のモータ制御
装置。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21913696A JP3493447B2 (ja) | 1996-08-02 | 1996-08-02 | モータ制御装置 |
CN97116104A CN1065992C (zh) | 1996-08-02 | 1997-07-31 | 负载控制装置 |
DE69732066T DE69732066T2 (de) | 1996-08-02 | 1997-08-01 | Lastkontrolleinrichtung |
TW086111000A TW355879B (en) | 1996-08-02 | 1997-08-01 | Load control device |
EP97113343A EP0822646B1 (en) | 1996-08-02 | 1997-08-01 | Load control device |
US08/904,362 US5959440A (en) | 1996-08-02 | 1997-08-01 | Load control device for an AC circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21913696A JP3493447B2 (ja) | 1996-08-02 | 1996-08-02 | モータ制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1052091A JPH1052091A (ja) | 1998-02-20 |
JP3493447B2 true JP3493447B2 (ja) | 2004-02-03 |
Family
ID=16730802
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP21913696A Expired - Lifetime JP3493447B2 (ja) | 1996-08-02 | 1996-08-02 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3493447B2 (ja) |
-
1996
- 1996-08-02 JP JP21913696A patent/JP3493447B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH1052091A (ja) | 1998-02-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH0785668B2 (ja) | 交直両用モータの可変速度制御装置 | |
JP3493447B2 (ja) | モータ制御装置 | |
US5959440A (en) | Load control device for an AC circuit | |
US6160360A (en) | Power control with reduced radio frequency interference | |
JP3464367B2 (ja) | 交流モータ位相制御回路 | |
MXPA96004162A (en) | Low power power supply, with phase control out of li | |
JP2823962B2 (ja) | 直流モータの速度制御回路 | |
US7936576B2 (en) | Power controller | |
AU2003292284B2 (en) | Power controller | |
US5463307A (en) | High efficiency, low voltage adapter apparatus and method | |
JPH1066382A (ja) | モータ制御装置 | |
JP3754130B2 (ja) | 電動機の速度制御回路 | |
JP3598671B2 (ja) | モータ制御装置 | |
JP2583908B2 (ja) | 直流モーター駆動回路 | |
JPS6237439Y2 (ja) | ||
KR950004996B1 (ko) | 스피드 콘트롤러를 구비한 전동임펙트렌치 | |
KR100330498B1 (ko) | 100~240볼트 겸용 정전압 장치 | |
JPH0350864Y2 (ja) | ||
CN1156916A (zh) | 用于永磁发电机的电压调节装置 | |
KR890000847Y1 (ko) | 모우터의 스위칭 전원회로 | |
JP2819867B2 (ja) | 電源装置 | |
JPS63234884A (ja) | 電動機の起動制御装置 | |
JP2819875B2 (ja) | 電源装置 | |
JPS6247326A (ja) | 無段変速形携帯用小形掃除機 | |
JPS6135166A (ja) | 整流回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071121 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081121 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081121 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091121 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101121 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101121 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111121 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121121 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121121 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131121 Year of fee payment: 10 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |