JP3493447B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、電動工具等に適用
される交流モータの回転数を制御するモータ制御装置に
関し、特に半波位相制御されるスイッチング素子の導通
角を電源周波数の変動に応じて補正することができるモ
ータ制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図９は、電動工具等の交流モータの速度
制御に使用される従来のモータ制御回路の回路図であ
る。同図において、交流電源ｅの両端には交流モータＭ
および速度制御用のサイリスタＳＣＲが直列に接続され
ている。また、交流電源ｅの両端には、可変抵抗ＶＲお
よびコンデンサＣの直列回路が接続され、サイリスタＳ
ＣＲの半波の位相制御回路を構成している。

【０００３】コンデンサＣの両端には、サイリスタＳＣ
Ｒのゲート−カソード間がダイオードＤを介して接続さ
れている。また、サイリスタＳＣＲの両端には、サイリ
スタＳＣＲを短絡することによって交流電源ｅの全電圧
を印加して交流モータＭをフル回転させるオン・オフス
イッチＳＷが接続されている。

【０００４】この構成において、図１０に示すように、
交流電源ｅから正の半サイクル電圧１２１が印加される
と、コンデンサＣの充電電圧は可変抵抗ＶＲとの時定数
に応じて曲線１２２に示すように変化する。そして、コ
ンデンサＣの充電電圧がサイリスタＳＣＲのゲート・ト
リガー電圧ｖg に達すると、サイリスタＳＣＲがオンさ
れ、この時点から正の半サイクルの斜線を施した領域の
電力が交流モータＭに供給され、交流モータＭが回転す
る。

【０００５】一方、可変抵抗ＶＲを抵抗値が増加する方
向または減少する方向に変化させると、時定数も変化す
るため、コンデンサＣの充電曲線１２２の傾きが立ち下
がる方向または立ち上がる方向に変化する。これに伴
い、サイリスタＳＣＲを流れる電流の導通角が減少また
は増加方向に変化（正の半サイクルの斜線を施した領域
が減少または増加する方向に変化）するため、交流モー
タの回転数を制御することができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】前述した従来のモータ
制御回路では、その位相制御回路が可変抵抗ＶＲとコン
デンサＣだけで構成されているため、コンデンサＣの充
電特性（時定数）が変わらないにもかかわらず、交流電
源ｅの電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚと変化する
と、電源周波数によりサイリスタＳＣＲの導通角が変化
し、安定したモータの速度制御ができなくなってしまう
という不都合がある。

【０００７】すなわち、図１１（ａ）に示すように、電
源周波数６０Ｈｚの電圧波形１３１と電源周波数５０Ｈ
ｚの電圧波形１３２との正の半サイクルに対するコンデ
ンサＣの充電曲線１３３は、電源周波数に関係なく一定
であるにもかかわらず、各電圧波形１３１，１３２に対
するサイリスタＳＣＲの導通角が異なるため、コンデン
サＣの充電電圧がサイリスタＳＣＲのゲート・トリガー
電圧ｖg に達したときに、６０Ｈｚおよび５０Ｈｚにお
けるサイリスタＳＣＲの導通領域は、図１１（ｂ）およ
び（ｃ）に示すようになり、５０Ｈｚの方が大きくな
る。

【０００８】この結果、可変抵抗ＶＲの抵抗値を同じ感
覚で変化させた場合、交流モータの回転数は５０Ｈｚの
方が高くなり、同じ電動工具であっても電源周波数が異
なると使い勝手が悪くなるという不都合が生じる。例え
ば可変抵抗ＶＲの抵抗値を電動工具に用いるスイッチの
ストローク操作に連動させて変化させることによりモー
タＭの回転数を制御する場合、電源周波数６０Ｈｚおよ
び５０Ｈｚにおけるスイッチストロークとモータ回転数
との関係は、図１２に示すようになる。

【０００９】この図から明らかなように、電源周波数６
０Ｈｚのときと５０Ｈｚのときの変速域に大きな差が生
じ、電源周波数に応じてスイッチのストローク操作を変
えなければならず、電動工具の使い勝手を悪くするとい
う不都合がある。

【００１０】本発明は、このような従来の課題を解決す
るためになされたもので、交流モータの速度を制御する
スイッチング素子の導通角を電源周波数の変動に応じて
補正することにより、電源周波数に左右されない安定し
た回転数の制御を可能にしたモータ制御装置を提供する
ことを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
モータ制御装置は、交流電源に速度制御用のスイッチン
グ素子を介して接続された交流モータの回転数を制御す
るモータ制御装置であって、スイッチング素子に対し
て、交流電源の正の半サイクル期間でトリガーするため
に交流電源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向
に充電する負の充電回路と、交流電源の正の半サイクル
電圧を毎サイクル負の充電回路による負の半サイクル終
了時点から正の方向に充電し、その充電電圧が前記スイ
ッチング素子のトリガー電圧に達した時点でスイッチン
グ素子をトリガーする正の充電回路とを、互いにコンデ
ンサを介して並列に接続すると共に、負の充電回路を抵
抗と一のダイオードとの直列回路から構成し、正の充電
回路を可変抵抗及び他のダイオードからなる直列回路と
可変抵抗及びコンデンサの間にエミッタ・コレクタを接
続したＰＮＰトランジスタとから構成したことを特徴と
する。

【００１２】本発明によれば、負の充電回路が交流電源
の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向に充電し、
正の充電回路が交流電源の正の半サイクル電圧を毎サイ
クル負の充電回路による負の半サイクル終了時点から正
の方向に充電し、この充電電圧がスイッチング素子のゲ
ートトリガー電圧に達した時点でスイッチング素子をト
リガーするので、スイッチング素子の導通角を電源周波
数の変動に応じて補正でき、電源周波数に左右されない
安定した回転数の制御が行える。

【００１３】本発明の請求項２記載のモータ制御装置
は、請求項１記載の発明において、負の充電回路が、負
の充電電圧を制限するリミッタ回路を備えるものであ
る。

【００１４】本発明によれば、負の充電回路の耐圧を超
える負の電圧が蓄積されることがなくなり、負の充電回
路の破壊を防止できるとともに、負の充電回路の小容量
化が図れる。

【００１５】本発明の請求項３記載のモータ制御装置
は、請求項１または２記載の発明において、正の充電回
路が、交流電源の電圧が低下したときに正の充電回路を
正の方向に充電する電流を一定にする定電圧回路を備え
るものである。

【００１６】本発明によれば、電源電圧が低下する方向
に変動したりしても、交流モータの回転数を電圧の変動
に左右されることなく安定に制御できる。

【００１７】

【００１８】本発明の請求項４記載のモータ制御装置
は、請求項１記載の発明において、正の充電回路が、可
変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有す
るものである。

【００１９】請求項４記載の発明によれば、交流モータ
の回転数に下弓なりに変化する特性を与えることができ
るとともに、交流モータの立ち上がり時における速度変
化率を小さくでき、電動工具等の使い勝手を良くするこ
とができる。

【００２０】本発明の請求項５記載のモータ制御装置
は、請求項１記載の発明において、スイッチング素子
が、交流モータの電源回路をスイッチングする主スイッ
チング素子と、この主スイッチング素子をターンオンさ
せる補助スイッチング素子とから構成されるものであ
る。

【００２１】本発明によれば、スイッチング素子のゲー
ト電流を小さくできるとともに、正の充電回路の消費電
流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。

【００２２】本発明の請求項６記載のモータ制御装置
は、請求項５記載の発明について、スイッチング素子の
トリガーに正の充電回路の充電電圧により導通されるト
リガー素子を使用したものである。

【００２３】本発明によれば、スイッチング素子のゲー
ト電流を小さくできるとともに、正の充電回路の消費電
流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。

【００２４】

【発明の実施の形態】

（実施の形態１）図１は、本発明の実施の形態１による
モータ制御装置の回路図である。同図において、交流電
源１には速度制御用のスイッチング素子であるサイリス
タ２を介して交流モータ３が接続されている。

【００２５】また、サイリスタ２のアノード・カソード
間には、交流電源１の負の電圧によって毎サイクル、コ
ンデンサ４を逆方向に充電する負の充電回路５がコンデ
ンサ４を介して並列に接続されている。また、サイリス
タ２のアノード・カソード間には、交流電源１の正の電
圧により毎サイクル、コンデンサ４を順方向に充電する
正の充電回路６がコンデンサ４を介して並列に接続され
ている。

【００２６】負の充電回路５は抵抗Ｒ１とダイオードＤ
１との直列回路から構成され、正の充電回路６は可変抵
抗Ｒ２およびダイオードＤ２の直列回路と、可変抵抗Ｒ
２およびコンデンサ４間にエミッタ・コレクタを接続さ
れたＰＮＰトランジスタＴｒ１から構成されている。ト
ランジスタＴｒ１のベースはサイリスタ２のゲートに接
続され、このサイリスタ２のゲート・カソード間には抵
抗Ｒ３が接続されている。

【００２７】この構成において、電源周波数５０Ｈｚの
交流電源を用いて交流モータ３を制御する場合、交流電
源１の電圧波形は、図２（ａ）の実線に示す正弦波形と
なり、電源電圧Ｖ１が負の半サイクルになったときは
（時点Ｔｏ〜Ｔ２）、負の充電回路５のダイオードＤ１
が導通することにより、交流電源１→コンデンサ４→抵
抗Ｒ１→ダイオードＤ１→交流モータ３→交流電源１の
経路で充電電流ｉａが流れる。

【００２８】この充電電流ｉａにより、コンデンサ４
は、図２（ｂ）の実線に示す充電カーブ２１のように負
の方向に充電される。なお、この充電電流ｉａでは交流
モータ３は回転しない。

【００２９】電源電圧Ｖ１が正の半サイクルになったと
きは、正の充電回路６のダイオードＤ２およびトランジ
スタＴｒ１が導通することにより、交流電源１→交流モ
ータ３→ダイオードＤ２→抵抗Ｒ２→トランジスタＴｒ
１→コンデンサ４→交流電源１の経路で充電電流ｉｂが
流れる。

【００３０】この充電電流ｉｂによりコンデンサ４は、
図２（ｂ）の実線に示す充電カーブ２２のように、負の
最大充電電圧（時点Ｔ２）から正の方向に充電されてい
く。このとき、トランジスタＴｒ１を通して抵抗Ｒ３に
ベース電流が流れるが、このベース電流は小さいためサ
イリスタ２のゲートをトリガーすることがない。また、
この充電電流ｉｂでは交流モータ３は回転しない。

【００３１】そして、コンデンサ４の充電電圧Ｖ２が正
の半サイクル電圧で正方向に上昇されるにつれ、その充
電電圧Ｖ２がサイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖg
に達すると（時点Ｔ４）、サイリスタ２がオンし、この
時点Ｔ４から正の半サイクルが終わる時点Ｔ６まで交流
モータ３に正の半サイクル電圧が供給される。

【００３２】すなわち、交流モータ３には、図２（ｃ）
に実線で示す波形２３の電圧Ｖ３が供給され、これによ
り交流モータ３は波形２３に示す導通角領域の電力に応
じた速度で回転する。

【００３３】一方、正の充電回路６の可変抵抗Ｒ２が可
変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、
電源電圧Ｖ１の正の半サイクルにおける時定数が小さく
なるため、サイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖg に
達するまでのコンデンサ４の充電時間が短くなり、充電
カーブ２２が矢印で示す方向に立ち上がる。その結果、
サイリスタ２に流れる電流の導通角が増加する。すなわ
ち、サイリスタ２のオン時点がＴ４からＴ２の方向に移
動し、この導通角領域の増加に伴い交流モータ３の回転
速度が上昇する。

【００３４】また、可変抵抗Ｒ２の抵抗値が増加する方
向に操作された場合は、電源電圧Ｖ１の正の半サイクル
における時定数が大きくなるため、サイリスタ２のゲー
ト・トリガー電圧ｖg に達するまでのコンデンサ４の充
電時間が長くなり、充電カーブ２２が矢印と逆の方向に
立ち下がる。その結果、サイリスタ２に流れる電流の導
通角が減少する。すなわち、サイリスタ２のオン時点が
Ｔ４からＴ６の方向に移動し、この導通角領域の減少に
伴い交流モータ３の回転速度が低下する。

【００３５】次に、電源周波数６０Ｈｚの交流電源を用
いて交流モータ３を制御する場合は、交流電源１の電圧
波形は、図２（ａ）に破線で示す正弦波形となり、電源
電圧Ｖ１が負の半サイクルになったときは（時点Ｔ０〜
Ｔ１）、負の充電回路５のダイオードＤ１が導通するこ
とにより、交流電源１→コンデンサ４→抵抗Ｒ１→ダイ
オードＤ１→交流モータ３→交流電源１の経路で充電電
流ｉａが流れ、この充電電流ｉａによりコンデンサ４
は、図２（ｂ）に破線で示す充電カーブ２４のように負
の方向に充電される。なお、この充電電流ｉａでは交流
モータ３は回転しない。また、この負の充電時間（負の
半サイクル）は５０Ｈｚのときに比べて短いため、負の
最大充電電圧も５０Ｈｚのときに比べて浅くなる。

【００３６】電源電圧Ｖ１が正の半サイクルになったと
きは、正の充電回路６のダイオードＤ２およびトランジ
スタＴｒ１が導通することにより、交流電源１→交流モ
ータ３→ダイオードＤ２→抵抗Ｒ２→トランジスタＴｒ
１→コンデンサ４→交流電源１の経路で充電電流ｉｂが
流れ、この充電電流ｉｂによりコンデンサ４は、図２
（ｂ）に破線で示す充電カーブ２５のように、負の最大
充電電圧（時点Ｔ１）から正の方向に充電されていく。
このとき、トランジスタＴｒ１を通して抵抗Ｒ３にベー
ス電流が流れるが、このベース電流は小さいため、サイ
リスタ２のゲートをトリガーすることがない。また、こ
の充電電流ｉｂでは交流モータ３は回転しない。

【００３７】そして、コンデンサ４の充電電圧Ｖ２が正
の半サイクル電圧で正方向に上昇されるにつれ、その充
電電圧Ｖ２がサイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖg
に達すると（時点Ｔ３）、サイリスタ２がオンし、この
時点Ｔ３から正の半サイクルが終わる時点Ｔ５まで交流
モータ３に正の半サイクル電圧が供給される。また、こ
のゲート・トリガー電圧ｖg に達するまでの時間は、負
の最大電圧が浅いため短くなる。

【００３８】すなわち、交流モータ３には、図２（ｃ）
に破線で示す波形２６の電圧Ｖ３が供給され、これによ
り、交流モータ３は波形２６に示す導通角領域の電力に
応じた速度で回転する。

【００３９】一方、正の充電回路６の可変抵抗Ｒ２が可
変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、
電源電圧Ｖ１が正の半サイクルの時における時定数が小
さくなるため、サイリスタ２のゲート・トリガー電圧ｖ
g に達するまでのコンデンサ４の充電時間が短くなり、
その充電カーブ２５が矢印の方向に立ち上がる。その結
果、サイリスタ２に流れる電流の導通角が増加する。す
なわち、サイリスタ２のオン時点がＴ３からＴ１の方向
に移動し、この導通角領域の増加に伴い交流モータ３の
回転速度が上昇する。

【００４０】また、可変抵抗Ｒ２の抵抗値が増加する方
向に操作された場合は、電源電圧Ｖ１が正の半サイクル
における時定数が大きくなるため、サイリスタ２のゲー
ト・トリガー電圧ｖｇに達するまでのコンデンサ４の充
電時間が長くなり、その充電カーブ２５が矢印と逆の方
向に立ち下がる。その結果、サイリスタ２に流れる電流
の導通角が減少する。すなわち、サイリスタ２のオン時
点がＴ３からＴ５の方向に移動し、この導通角領域の減
少に伴って交流モータ３の回転速度が低下する。

【００４１】以上の説明から明らかなように、負の充電
回路５および正の充電回路６をサイリスタ２の位相制御
回路に組み込むことによって、サイリスタ２の導通角を
電源周波数の変動に応じて補正することができる。この
ため、電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであって
も、サイリスタ２の導通角はほぼ等しくなる。

【００４２】従って、本実施の形態のモータ制御装置を
ボルト締め等の交流電動工具のモータ制御回路に適用
し、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を電動工具に用いるスイッチ
のストローク操作に連動させて変化させ、モータの回転
数制御した場合は、電源周波数６０Ｈｚと５０Ｈｚとに
おけるスイッチストロークとモータ回転数との関係は、
図３に示すようになる。この図から明らかなように、電
源周波数６０Ｈｚと５０Ｈｚとでは変速域はほとんど同
じとなり、その結果、電源周波数に応じてスイッチのス
トローク操作を変える必要がほとんどなく、電動工具の
使い勝手が良好になる。

【００４３】（実施の形態２）図４は、本発明の実施の
形態２におけるモータ制御装置の回路図で、図１と同一
の構成要素には同一符号を付し、その構成および動作説
明を省略し、図１と異なる部分を重点的に説明する。

【００４４】図４から明らかなように、本実施の形態２
における特徴部分は、コンデンサ４の両端にリミッタ回
路７を並列に接続したこと、正の充電回路６に定電圧回
路８を設けたこと、小さなゲート電流でオンする補助サ
イリスタ２ａおよびサイリスタ２ａのオン動作につれて
オンする主サイリスタ２ｂからなるスイッチング素子を
交流モータ３の電源回路に接続したことにある。

【００４５】リミッタ回路７は、コンデンサ４を負の半
サイクル電圧で毎サイクル逆方向に充電するときの充電
電圧がコンデンサ４の耐圧以上にならないように制限す
る回路で、負の半サイクルの電圧に対して逆極性にした
ツェナーダイオードＺＤ１と、このツェナーダイオード
ＺＤ１に逆極性に直列接続したダイオードＤ３とから構
成されている。ダイオードＤ３はコンデンサ４を正方向
に充電するときにツェナーダイオードＺＤ１を順方向に
導通させるのを防止している。

【００４６】定電圧回路８は、交流電源１の電圧が低下
したときにコンデンサ４を正の方向に充電する電圧を一
定にする回路で、正の充電回路６の可変抵抗Ｒ２とダイ
オードＤ２間に接続した抵抗Ｒ５と、この抵抗Ｒ５と可
変抵抗Ｒ２の接続点と交流電源１の負側間に抵抗Ｒ４を
介して接続したツェナーダイオードＺＤ２とから構成さ
れている。

【００４７】また、正の充電回路６を構成するトランジ
スタＴｒ１のベースと交流電源１の負側との間には抵抗
Ｒ３，Ｒ６が直列に接続され、抵抗Ｒ３の両端には主サ
イリスタ２ｂのカソード・ゲート間が接続され、抵抗Ｒ
６の両端には補助サイリスタ２ａのカソード・ゲート間
が接続されている。

【００４８】この構成において、可変抵抗Ｒ２の値を大
きくすると、正の半サイクル電圧によるコンデンサ４の
正方向の充電電圧Ｖ２の上昇の傾きが緩やかになり、補
助サイリスタ２ａを含めた主サイリスタ２ｂの導通角が
小さくなるが、ここで導通角がゼロになっても、さらに
可変抵抗Ｒ２の値を大きくしていくと、コンデンサ４の
端子電圧Ｖ２は正にまで戻らず、負の方向に増大してい
く。

【００４９】そして、コンデンサ４の負の方向の端子電
圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧より大き
くなると、ツェナーダイオードＺＤ１が導通してコンデ
ンサ４の負方向の充電電圧をダイオードＤ３およびツェ
ナーダイオードＺＤ１を通して放電する。その結果、コ
ンデンサ４にその耐圧を超える負の電圧が蓄積されるこ
とがなくなり、コンデンサ４の破壊を防止できるととも
に、コンデンサ４の容量を必要以上に大きくする必要が
なくなるため、コンデンサ４の小容量化が可能となる。

【００５０】正の充電回路６に定電圧回路８を設けない
場合は、図５（ａ）に示すように、交流電源１の電源電
圧Ｖ１が実線状態から破線状態に低下すると、図５
（ｂ）に示すように、コンデンサ４の負の方向への充電
カーブ２４の傾きが緩くなるとともに、正の方向への充
電カーブ２５も緩くなるが、その正方向の充電電圧Ｖ２
がサイリスタのゲート・トリガー電圧ｖg に達する時点
Ｔ２は同じである。

【００５１】しかし、実線で示すように電源電圧が高い
ときにサイリスタが時点Ｔ２でオンした場合、交流モー
タ３に供給される電圧Ｖ３は、図５（ｃ）の実線に示す
導通領域であるのに対し、電源電圧Ｖ１が低くなった場
合は、交流モータ３に供給される電圧Ｖ３は、図５
（ｃ）の破線で示す導通領域となり、小さくなる。その
結果、交流モータ３の回転速度は電源電圧が高い場合よ
り低くなる。

【００５２】これに対し、定電圧回路８を設けることに
よって、電源電圧が低くなった場合にツェナーダイオー
ドＺＤ２と抵抗Ｒ４，Ｒ５で設定される定電流により正
の方向へのコンデンサ４の充電を行う。

【００５３】これに伴い、低電源電圧時にコンデンサ４
の正の方向への充電カーブ２５の傾きは、図５（ｄ）に
示すように、高電源電圧時にコンデンサ４の正の方向へ
の充電カーブ２２の傾きと同一になり、低電源電圧時の
正方向の充電電圧Ｖ２がサイリスタのゲート・トリガー
電圧ｖg に達する時点Ｔ１が時点Ｔ２より手前に移動す
る。その結果、図５（ｅ）に破線で示す低電源電圧時の
導通領域と、実線で示す高電源電圧時の導通領域はほぼ
等しくなる。従って、電源電圧が低下する方向に変化し
ても、交流モータ３の回転数が低下するのを防止するこ
とができる。

【００５４】また、この実施の形態２では、交流モータ
３の電源回路をスイッチングする主サイリスタ２ｂと、
この主サイリスタ２ｂをターンオンさせる補助サイリス
タ２ａとの２段構成にすることにより、サイリスタのゲ
ート電流を小さくできるとともに、正の充電回路におけ
る抵抗Ｒ５、可変抵抗Ｒ２およびトランジスタＴｒ１の
消費電流が小さくなり、かつこれらの発熱も低減でき
る。

【００５５】（実施の形態３）図６は、本発明の実施の
形態３におけるモータ制御装置の回路図で、図１および
図４と同一の構成要素には同一の符号を付し、その構成
および動作の説明は省略し、図１および図４と異なる部
分を重点的に説明する。

【００５６】図６から明らかなように、本実施の形態３
における特徴部分は、サイリスタ２のゲートトリガー素
子９にダイアック（ＤＩＡＣ）を使用し、このゲートト
リガー素子９を正の充電回路６を構成するトランジスタ
Ｔｒ１のベースとサイリスタ２のゲート間に接続し、さ
らにコンデンサ４の正側端とトランジスタＴｒ１のベー
スおよびゲートトリガー素子９の接続点間とに２つのダ
イオードＤ４，Ｄ５を直列に接続したこと、モータの回
転数に下弓なりの速度特性が得られるように正の充電回
路６の可変抵抗Ｒ２に抵抗Ｒ８を並列に接続し、両抵抗
の合成抵抗値が対数的に変化するように構成したことに
ある。

【００５７】この構成において、正の充電回路６の制御
用抵抗が可変抵抗Ｒ２のみの場合は、可変抵抗Ｒ２の抵
抗値が直線的に変化するとサイリスタ２の導通角も直線
的に増加するが、交流モータ３に供給される電源は交流
電源であるため、可変抵抗Ｒ２の抵抗値変化に対する交
流モータ３の回転数は、図７（ａ）に示すように上弓な
りに変化する特性となる。このため、交流モータ３の立
ち上がり時における速度変化率が大きくなり、ボルト締
めなどに用いる電動工具に不向きとなる。

【００５８】しかし、本実施の形態３のように、可変抵
抗Ｒ２に抵抗Ｒ８を並列に接続し、可変抵抗Ｒ２の抵抗
値が直線的に変化しても抵抗Ｒ８との合成抵抗値が対数
的に変化するように構成すれば、交流モータの回転数
は、図７（ｂ）に示すように、下弓なりに変化する特性
となる。これにより、交流モータ３の立ち上がり時にお
ける速度変化率が小さく、緩やかに回転数が上昇する特
性となるため、ボルト締めなどのようにボルトに位置決
めを行いながら締め付け動作させる電動工具に好適とな
る。

【００５９】また、本実施の形態３において、サイリス
タ２のトリガにダイアックを用いたゲートトリガー素子
９を使用することにより、コンデンサ４の正方向の充電
電圧がゲートトリガー素子９のブレークオーバ電圧に達
すると、ゲートトリガー素子９が導通し、その負性抵抗
によりパルス状の電流がサイリスタ２のゲートに流れ、
サイリスタ２をオンする。

【００６０】これにより、サイリスタのピークゲート電
流を確保しつつ正の充電回路における抵抗Ｒ５、可変抵
抗Ｒ２およびトランジスタＴｒ１の消費電流を小さくで
き、よってこれらの発熱も低減することができる。

【００６１】（実施の形態４）図８は、本発明の実施の
形態４におけるモータ制御装置の回路図で、図１と同一
の構成要素には同一符号を付して説明する。同図におい
て、位相制御部９０は交流モータ３の速度制御用スイッ
チング素子であるサイリスタ２の位相を制御するための
もので、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２を備え、オペアンプ
ＯＰ１，ＯＰ２と、これに付随する抵抗Ｒ１０〜Ｒ１
３、ツェナーダイオードＺＤ、コンデンサＣ１、ダイオ
ードＤ１０，Ｄ１１等は、図１における負の充電回路お
よび正の充電回路を構成する。この実施の形態４におい
ては、サイリスタ２、コンデンサ４および可変抵抗ＶＲ
を除く位相制御部を集積回路化することができる。

【００６２】（他の実施の形態）なお、前述の図１、図
４および図６に示す構成において、サイリスタ２または
２ａ，２ｂが交流電源に対して図示の場合と逆の極性に
接続される場合は、ダイオードＤ１〜Ｄ５、ツェナーダ
イオードＺＤ１，ＺＤ２はそれぞれ図示の場合と逆の極
性になり、また、トランジスタＴｒ１にはＮＰＮ形のト
ランジスタが使用される。

【００６３】また、本発明において使用されるスイッチ
ング素子は、サイリスタに限らずＭＯＳトランジスタ等
の半導体素子を利用することができる。

【００６４】

【発明の効果】本発明によれば、負の充電回路が交流電
源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の方向に充電
し、正の充電回路が交流電源の正の半サイクル電圧を毎
サイクル負の充電回路による負の半サイクル終了時点か
ら正の方向に充電し、この充電電圧がスイッチング素子
のゲートトリガー電圧に達した時点でスイッチング素子
をトリガーするようにしたので、スイッチング素子の導
通角を電源周波数の変動に応じて補正することができ、
電源周波数に左右されない安定した回転数の制御が可能
となる。

【００６５】また、本発明によれば、負の充電回路の負
の充電電圧を制限するリミッタ回路を備えるようにした
ので、負の充電回路の耐圧を超える負の電圧が蓄積され
ることがなくなり、負の充電回路の破壊を防止できると
ともに、負の充電回路の小容量化を実現することができ
る。

【００６６】また、本発明によれば、交流電源の電圧が
低下したときに正の充電回路を正の方向に充電する電圧
を一定にする定電圧回路を備えるようにしたので、電源
電圧が低下する方向に変動しても、交流モータの回転数
を電圧の変動に左右されることなく安定に制御すること
ができる。

【００６７】また、本発明によれば、正の充電回路が可
変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有す
るので、交流モータの回転速度に下弓なりに変化する特
性を得ることができるとともに、交流モータの立ち上が
り時における速度変化率を小さくでき、電動工具等の使
い勝手を良くする。

【００６８】また、本発明によれば、スイッチング素子
が交流モータの電源回路をスイッチングする主スイッチ
ング素子と、この主スイッチング素子をターンオンさせ
る補助スイッチング素子とから構成されるので、スイッ
チング素子のゲート電流を小さくできるとともに、正の
充電回路の消費電流が小さくなり、かつその発熱も低減
できる。

【００６９】また、本発明によれば、スイッチング素子
のトリガーに、正の充電回路の充電電圧により導通され
るゲートトリガー素子を使用したので、スイッチング素
子のピークゲート電流を確保しつつ、正の充電回路の消
費電流を小さくでき、よってその発熱も低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の
回路図である。

【図２】（ａ）〜（ｃ）は図１に示すモータ制御装置の
各部の波形図である。

【図３】図１に示すモータ制御装置のストロークとモー
タ回転数との関係を示す特性図である。

【図４】本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の
回路図である。

【図５】（ａ）〜（ｅ）は図１に示すモータ制御装置の
各部の波形図である。

【図６】本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の
回路図である。

【図７】（ａ）〜（ｂ）は図６に示すモータ制御装置の
可変抵抗値と交流モータの回転数との関係を示す特性図
である。

【図８】本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の
回路図である。

【図９】従来の電動工具等の交流モータの速度制御に使
用されるモータ制御回路の回路図である。

【図１０】図９に示す従来のモータ制御回路の動作説明
図である。

【図１１】図９に示す従来のモータ制御回路の各部の波
形図である。

【図１２】図９に示す従来のモータ制御回路のストロー
クとモータ回転数との関係を示す特性図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２，２ａ，２ｂ サイリスタ（スイッチング素子） ３ 交流モータ ４ コンデンサ ５ 負の充電回路 ６ 正の充電回路 ７ リミッタ回路 ８ 定電圧回路 ９ ゲートトリガー素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−101848（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−139666（ＪＰ，Ａ) 実開 平５−31065（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭45−29136（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/28 - 5/44 H02P 7/36 - 7/66

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に速度制御用のスイッチング素
   子を介して接続された交流モータの回転数を制御するモ
   ータ制御装置であって、 前記スイッチング素子に対して、 前 記交流電源の正の半サイクル期間でトリガーするため
   に前記交流電源の負の半サイクル電圧を毎サイクル負の
   方向に充電する負の充電回路と、 前記交流電源の正の半サイクル電圧を毎サイクル前記負
   の充電回路による負の半サイクル終了時点から正の方向
   に充電し、その充電電圧が前記スイッチング素子のトリ
   ガー電圧に達した時点で前記スイッチング素子をトリガ
   ーする正の充電回路とを、互いにコンデンサを介して並
   列に接続すると共に、 前記負の充電回路を抵抗と一のダイオードとの直列回路
   から構成し、前記正の充電回路を可変抵抗及び他のダイ
   オードからなる直列回路と前記可変抵抗及び前記コンデ
   ンサの間にエミッタ・コレクタを接続したＰＮＰトラン
   ジスタとから構成した ことを特徴とするモータ制御装
   置。
2. 【請求項２】 前記負の充電回路は、負の充電電圧を制
   限するリミッタ回路を備えることを特徴とする請求項１
   記載のモータ制御装置。
3. 【請求項３】 前記正の充電回路は、前記交流電源の電
   圧が低下したときに正の方向に充電する電流を一定にす
   る定電圧回路を備えることを特徴とする請求項１または
   ２記載のモータ制御装置。
4. 【請求項４】 前記正の充電回路は、前記可変抵抗を含
   めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有することを特
   徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
5. 【請求項５】 前記スイッチング素子は、交流モータの
   電源回路をスイッチングするための主スイッチング素子
   と、この主スイッチング素子をターンオンさせるための
   補助スイッチング素子とからなることを特徴とする請求
   項１記載のモータ制御装置。
6. 【請求項６】 前記スイッチング素子のトリガーに前記
   正の充電回路の充電電圧により導通されるトリガー素子
   を使用したことを特徴とする請求項５記載のモータ制御
   装置。