DE2827356C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/24—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual ac commutator motor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Sanftanlaufschaltung für Elektro
motore nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 des Hauptpatents
27 03 284.
Schaltungen zum sanften Einschalten von Verbrauchern auf
der Basis von Phasenschnittsteuerungen sind an sich
bekannt. Diese Schaltungen verwenden als Schalter mit
Thyratron-Charakteristik sehr häufig sogenannte Triacs
oder Thyristoren, die an ihrer Steuerelektrode über ein
Zündelement von einem RC-Glied gesteuert werden.
Triacs sind im Prinzip zwei antiparallel geschaltete
Thyristoren, so daß der Strom in beiden Richtungen über
eine gemeinsame Steuerelektrode eingeschaltet werden
kann. Dieses Bauelement wird insbesondere zur Leistungs
steuerung von Wechselstromverbrauchern verwendet.
Die für die Durchschaltung eines Triacs an seiner Steuer
elektrode benötigten Steuerimpulse werden von einem Zünd
element erzeugt, das eine Triggerdiode, ein Diac (zwei
antiparallel geschaltete Vierschicht-Dioden) oder ein Uni
junktiontransistor sein kann. Die diesen Bauelementen
gemeinsame Eigenschaft, die sie für ihre Verwendung als
Zündelement eines Triacs befähigt, ist ihre definierte
Kippspannung, bei deren Erreichen das Zündelement durch
geschaltet und damit der Triac gezündet wird.
In den meisten Fällen ist bei den Schaltungen mit Phasen
anschnittsteuerung in Reihe zu einem Wechselstromverbraucher,
beispielsweise R 1 in Fig. 4, ein Triac Tr geschaltet.
Parallel zu dieser Reihenschaltung ist ein RC-Glied ge
schaltet, wobei der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand
R und dem Kondensator C über ein Zündelement Z mit der
Steuerelektrode des Triacs verbunden ist. Überschreitet nun
nach dem Einschalten bei einer Halbwelle der Eingangs
wechselspannung U W die Spannung am Kondensator C die Kipp
spannung des Zündelements, so kippt das Zündelement in den
Durchlaßbereich und schaltet dadurch den Triac ein, womit
er leitend wird. Bei der folgenden entgegengesetzten Halb
welle der Wechselspannung wiederholt sich der gleiche Vor
gang mit entgegengesetzter Stromrichtung. Durch Verändern
des Widerstandes R läßt sich der Stromflußwinkel und damit
die dem Wechselstromverbraucher zugeführte Leistung ver
ändern.
Bei vielen Maschinen, insbesondere bei Werkzeugmaschinen,
besteht der Wunsch, die Antriebsmaschinen sanft anlaufen
zu lassen. Dieses wird dadurch erreicht, daß der Anschnitts
winkel während der Einschaltphase des Motors von der
Drehzahl 0 automatisch langsam auf den Sollwert hochgefahren
wird.
Für das langsame Hochfahren von Glühlampen ist in der
DE-OS 24 15 632 eine Schaltungsanordnung beschrieben, die
im wesentlichen der Fig. 4 entspricht. Bei dieser Schaltung
ist parallel zum Kondensator des RC-Gliedes eine Dioden
brückenschaltung geschaltet, in deren Mittelzweig ein weiteres
RC-Glied (R 1/C 1) angeordnet ist. Durch diese Schaltung wird
erreicht, daß ein zeitlich veränderlicher Anteil des Steuer
stromes in einem zum Zündkondensator parallel liegenden
Stromzweig abgeleitet wird.
Während der ersten Perioden der Netzwechselspannung wird
der Kondensator C 1 langsam über die Diodenbrücke aufgeladen.
Anfangs ist die Spannung an diesem Kondensator sehr klein,
so daß über den Widerstand R 1 und den Kondensator C 1 ein
relativ großer Strom fließt. Der Zündkondensator C erhält
daher in der Einschaltphase nur einen geringen Ladestrom und
erreicht dadurch die Zündspannung erst wesentlich später,
als durch den Widerstand R vorgegeben ist. Dadurch zündet
auch der Triac Tr relativ spät, so daß dem Verbraucher in
der Einschaltphase nur eine geringe Leistung zugeführt wird.
Im weiteren Verlauf wird nun der Kondensator C 1 langsam
weiter aufgeladen, so daß seine Spannung ansteigt und sein
Ladestrom abnimmt. Eine Entladung des Kondensators C 1 findet
über die Diodenbrückenschaltung noch nicht statt. Die
Spannung an C 1 wächst daher mit der Zeit an und wirkt über
einen sich langsam verzögernden Zeitraum jeder Halbwelle der
Eingangswechselspannung als Gegenspannung, so daß der
Ladestrom über den Kondensator C 1 immer kleiner und der
Ladestrom von C immer größer wird. Dadurch verändert sich
der Anschnittswinkel langsam bis zum vorgegebenen Sollwert.
Zur Linearisierung des Arbeitsstromanstieges ist in Serie
zu dem R 1 C 1-Glied ein Feldeffekttransistor T 1 geschaltet,
dessen Steuerelektrode an den Verbindungspunkt zwischen dem
Widerstand R 1 und dem Kondensator C 1 angeschaltet ist.
Diese bekannte Schaltung leidet unter dem Mangel, daß der
einstellbare Widerstand R nicht allzu klein werden darf,
weil die ohnehin schon kritische Schaltung sonst gänzlich
unstabil wird. Wenn aber der Einstellwiderstand R nicht
auf niederohmige Werte einstellbar ist, dann ist auch im
höheren Drehzahlbereich eine Drehzahleinstellung nicht mehr
möglich. Diesem Mangel ist nur dadurch abzuhelfen, daß ein
Motor verwendet wird, der mit einer niedrigeren Spannung
als der Netzspannung betrieben wird.
Einer solchen Maßnahme steht aber das Maschinenschutz-
Gesetz entgegen, das fordert, daß bei überbrückter Elektronik
keine Gefährdungen durch unzulässig hohe Spannungen ent
stehen dürfen. Diese Gefahr ist aber dann gegeben, wenn der
für niedrigere Spannungen ausgelegte Motor bei einem Aus
fall der Steuerelektronik an die volle Netzspannung ange
schaltet wird. In diesem Fall würde der Motor sich zu schnell
drehen, eventuell durchbrennen, oder die mit überhöhter
Drehzahl laufenden Werkzeuge zu einer großen Gefahrenquelle
werden lassen.
Außerdem sind die Werte aller Bauteile eng zu tolerieren
und in Hochvolt-Ausführung vorzusehen. Dieses bringt Nachteile
auf der Kostenseite mit sich.
Ein weiterer Nachteil ist darin zu sehen, daß die aus nur
wenigen Bauteilen aufgebaute bekannte Schaltung in den Zeit
konstanten ihrer RC-Glieder große Wiederaufladezeiten auf
weist. Bei einem schnellen Wiedereinschalten kann die Zeit
bis zur Funktion des Sanftanlaufes bis zu einer Sekunde
betragen, was für die Bedienungspersonen wieder Gefahren
mit sich bringen kann, da diese annehmen können, daß der
Sanftanlauf funktioniert, außerdem hat die Schaltung eine
Totzeit von bis zu 2 Sekunden, wodurch die Betätigungsperson
dazu verleitet wird, in das Werkzeug hineinzufassen, kurz
bevor die Maschine wieder anläuft.
In der DE-OS 22 38 093 ist eine Vorrichtung zur Anlauf
strombegrenzung bei elektrischen Maschinen beschrie
ben, bei der ein Steuerglied in Reihe zum Zündkonden
sator eines Schalters mit Thyratron-Charakteristik liegt.
Diese Vorrichtung weist jedoch den Mangel auf, daß
sie keine variable und einstellbare Anlaufzeit für
Antriebsmotore zur Verfügung stellen kann. Selbst die
Anlaufzeit, auf die sie einmal eingestellt wurde, kann
sie nicht in gleichbleibender Länge einhalten, da sie
Schwankungen der Umgebungstemperatur nicht zu
kompensieren vermag.
In der US-PS 39 62 616 schließlich ist eine Sanftanlauf
schaltung für über Gleichrichter betriebene Wechsel
strommotore beschrieben, die einen Transformator
benötigt, woraus der Nachteil resultiert, daß diese
Sanftanlaufschaltung nicht so klein aufgebaut werden
kann, daß sie sich im Schaltergehäuse bestimmter elek
trischer Handwerkszeuge unterbringen läßt.
Es ist daher die Aufgabe der Erfindung gemäß dem Hauptpatent,
eine Sanftanlaufschaltung für Elektromotore anzuge
ben, deren Anlaufzeit wählbar bzw. einstellbar ist,
wobei sie die eingestellte Anlaufzeit auch exakt einzu
halten vermag, die sicherer arbeitet und Gefahren von
ihren Bedienungspersonen fernhält.
Wie Fig. 3 zeigt, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß
parallel zum Kondensator C 2 des RC-Gliedes mindestens eine
Stromquellenschaltung, bestehend aus einem Stromquellen
transistor T mit Emitterwiderstand R 2 und Basisspannungs
teiler R 3/R 4, geschaltet ist, wobei parallel zu dem mit dem
Emitterwiderstand verbundenen Widerstand R 3 des Spannungs
teilers ein Hilfskondensator C 1 angeordnet ist.
Fig. 4 zeigt die Modifizierung dieser Lösung für Vollwellen
betrieb, bei dem für jede der beiden Polaritäten der Netz
wechselstromhalbwellen je eine Stromquellenschaltung vor
gesehen ist, die ihren Ladestrom zur Aufladung des Zünd
kondensators C 2 über einstellbare Widerstände P 1 und P 2
diesem zuführen.
Bei dieser Schaltung ist es zweckmäßig, den Zündkondensator
nach der jeweiligen Halbwelle des Netzwechselstroms möglichst
ganz zu entladen, und zwar möglichst im Stromnulldurchgang.
Hierzu ist eine Diode D 3 parallel zum Zündkondensator C 2
geschaltet. Es ist hierbei nicht optimal, daß die Anforde
rungen an die verwendete Trigger-Diode groß sind. Ihr Durch
bruchstrom muß nämlich sehr klein sein, damit bei kleinem
Stromflußwinkel die Zündung sicher erfolgen kann. Bei relativ
großen Strömen muß sich die Diode jedoch noch in ihrem ein
genommenen Zustand halten, um bei vollem Stromfluß die Syn
chronisation sicherzustellen. Weiterhin müssen die in der
Schaltung verwendeten Elektrolyt-Kondensatoren relativ hohe
Werte haben, was einerseits die äußeren Abmessungen des
Schaltungsaufbaus vergrößert und die Schaltung selbst ins
gesamt verteuert. Schließlich ist auch die Zuverlässigkeit
noch nicht optimal, da nicht sichergestellt ist, daß der
Zündkondensator jedesmal völlig entladen wird.
Es ist daher die Aufgabe des vorliegenden Zusatzpatents,
die Schaltungsanordnungen nach dem Hauptpatent hinsichtlich
dieser Aspekte zu verbessern.
Gelöst wird diese Aufgabe des Zusatzpatents durch die im Kennzeichen seines
Anspruchs 1 genannten Merkmale. Vorteilhafte Ausgestaltungen
und Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Durch die obengenannten Merkmale des Zusatzpatents wird
nicht nur die verbesserte Ausführung der Sanftanlaufschaltung,
die Gegenstand des Hauptpatents ist, betriebssicherer und
in ihren äußeren Abmessungen kleiner, sondern sie wird auch
wirtschaftlicher, da bei der verbesserten Ausführungsform
selbst im Vollwellenbetrieb nur eine Stromquellenschaltung
benötigt wird.
Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel des Gegenstandes
des Zusatzpatents erläutert. Hierzu dienen die Fig. 1 und 2.
Die Fig. 3 und 4, die den Fig. 1 und 2 des Hauptpatents
entsprechen, dienen zur Darstellung der Weiterbildungen des
Gegenstandes des Zusatzpatents gegenüber dem Hauptpatent.
Wie ein Vergleich der Fig. 1 mit den Fig. 3 und 4, die den
Gegenstand des Hauptpatents darstellen, zeigt, ist die ver
wendete Stromquellenschaltung, bestehend aus dem Transistor T,
den Widerständen R 2, R 3 und R 4 sowie dem Kondensator C 1 der
jenigen, die Gegenstand des Hauptpatents ist, identisch.
Damit nun aber das völlige Entladen des Zündkondensators
C 2 sichergestellt ist, ist ein Entladetransistor T 1 vor
gesehen, dessen Kollektor-Emitter-Strecke wie ein Schalter
im Durchlaßbereich arbeitet.
Die Konstantstromquelle, die, wie bereits erwähnt wurde, aus
dem Transistor T, den Widerständen R 2 bis R 4 sowie dem Kon
densator C 1 besteht, lädt das Zündglied, das seinerseits aus
einer Trigger-Diode und dem Zündkondensator C 2 besteht, mit
einem langsam ansteigenden Strom auf. Synchron zur angeleg
ten Netzwechselspannung, und zwar jeweils im Nulldurchgang,
wird der Zündkondensator C 2 entladen. Dieser Entladevorgang
leitet sich wie folgt ein:
Während der negativen Halbwelle, bezogen auf den Anschluß
punkt AS 1, gelangt die negative Spannung über den Wider
stand R 6 auf die Basis des Transistors T 2, wodurch dieser
in den Durchlaßbereich gesteuert wird und die Basis des
Entladetransistors T 1 auf positive Spannung legt (Anschluß
punkt AS 1). Der Entladetransistor T 1 vom pnp-Leitfähigkeits
typ ist damit gesperrt, so daß während der negativen Halb
welle der Zündkondensator C 2 nicht kurzgeschlossen ist.
Während der positiven Halbwelle der Netzwechselspannung
gelangt positives Potential über den Widerstand R 5 und die
Diode D 3 an die Basis des Entladetransistors T 1 und sperrt
diesen wiederum, während über den Widerstand R 6 auch an die
Basis des Transistors T 2 positives Potential gelangt. Auch
dieser Transistor sperrt nun. Der Zündkondensator C 2 ist
somit auch während der positiven Halbwelle der Netzwechsel
spannung nicht kurzgeschlossen.
In der negativen Halbwelle wird die Spannung an der Begrenzer
diode D 1 begrenzt und der Hilfskondensator C 3 über die Diode
D 2 auf diese Spannung aufgeladen. Aus diesem Hilfskondensator
bezieht die Schaltung nun während der positiven Halbwelle
und während der Nulldurchgänge ihre erforderliche Energie.
Denn während der Nulldurchgänge gelangt negatives Potential
vom Hilfskondensator C 3 über den Widerstand R 7 an die Basis
des Entladetransistors T 1 und über den Widerstand R 2, den
Transistor T, und die veränderbaren Widerstände P 1 und P 2 an
den Kollektor des Ladetransistors T 1. Dieser Entladetransistor
wird somit in den Durchlaßbereich gesteuert, wodurch er wie
ein Kurzschlußschalter den Zündkondensator C 2 völlig entleert.
Die Entladezeit ist, wie auch die Zeitdauer der Durchschaltung
des Entladetransistors T 1, sehr kurz. Diese Zeit von etwa
200 microsec. reicht jedoch zur völligen Entladung des
Zündkondensators C 2 aus.
Dieser Vorgang ist in Fig. 2 grafisch dargestellt. Der Kurven
zug 1 stellt das negative Potential A an der Basis des
Transistors T 2 dar, das bei jeder negativen Halbwelle ansteht.
Der Kurvenzug 2 zeigt dann bei B und C das positive Potential
an der Basis des Entladetransistors T 1, das ihn in den Sperr
bereich steuert, während bei D das kurzzeitige negative
Potential sichtbar ist, das das Durchsteuern des Transistors
bewirkt.
Das positive Potential bei B wird durch das Durchsteuern
des Transistors T 2 bewirkt. Am Anschlußpunkt AS 1 liegt während
dieser Zeit die positive Halbwelle an. Das positive Potential
bei C gelangt über den Widerstand R 5 und die Diode D 3 an die
Basis des Entladetransistors T 1 in der positiven Halbwelle.
Der Anschlußpunkt AS 1 liegt während dieser Zeit an negativem
Potential.
Claims (4)
1. Sanftanlaufschaltung für einen aus einer Wech
selspannungsquelle gespeisten Wechselstrom- oder
Allstrommotor, mit einem in den Motorstromkreis
eingeschalteten steuerbaren Schalter mit Thyratron-
Charakteristik, und einem parallel zu diesem
geschalteten RC-Glied, wobei zwischen dem Kon
densator des RC-Glieds und der Steuerelektrode des
steuerbaren Schalters ein Zündglied angeordnet ist
und mit dem Widerstand des RC-Glieds in Reihe
eine den Ladestrom des Kondensators beim Anlauf
vermindernde Stromsteuerschaltung angeordnet ist,
die aus einem Transistor, dessen Kollektor-Emitter
strecke mit dem Widerstand des RC-Glieds in Reihe
geschaltet ist, sowie aus einem Basisspannungsteiler
besteht, dessen einem Teilwiderstand ein Konden
sator parallelgeschaltet ist, wobei der Kollektor-
Emitterstrecke des Transistors der Stromsteuer
schaltung ein Emitterwiderstand vorgeschaltet ist,
so daß er mit dem Widerstand des RC-Glieds in
Reihe geschaltet ist und ferner beim Basisspan
nungsteiler nur der parallel mit dem Emitterwider
stand verbundene Widerstand parallel zu einem
Kondensator geschaltet ist,
wobei zur Einstellung der Anlaufzeit in
Serie zwischen den Kollektor des Transistors
in der Stromsteuerschaltung und dem RC-
Glied ein oder mehrere einstellbare Wider
stände angeordnet sind, und zur transfor
matorlosen Zündung die Zündspannung
direkt galvanisch einem entsprechenden Zündglied
zugeführt wird nach Patent 27 03 284, dadurch
gekennzeichnet, daß zur netzsynchronen Entladung des
Zündkondensators (C 2; Fig. 1), der Bestandteil des RC-Gliedes (R 1, C 2) ist, die Kollektor-
Emitterstrecke des als Entladetransistor arbeitenden Transistors (T 1) parallel geschal
tet ist, der durch eine Steuerschaltung derart steuerbar
ist, daß der Entladetransistor synchron mit dem Null
durchgang der angelegten Meßwechselspannung (U N ) leitend
wird.
2. Sanftanlaufschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß für Vollwellenbetrieb die Steuerschaltung
des Entladetransistors (T 1; Fig. 1) aus einer ersten
Anordnung (R 6, T 2), die während der negativen Halb
welle der Netzwechselspannung Sperrpotential an seine
Steuerelektrode anlegt, ferner aus einer zweiten Anord
nung (R 5, D 4), die während der positiven Halbwelle der
Netzwechselspannung Sperrpotential an seine Steuerelek
trode anlegt und schließlich aus einer dritten Anordnung
(D 1, C 3, D 2, R 7) besteht, die während der Nulldurchgänge
der Netzwechselspannung Durchschaltepotential an seine
Steuerelektrode anlegt, wobei auch über einen Teil (R 2,
T, P 1, P 2) der Konstantstromquelle ein solches Potential
an den Kollektor des Entladetransistors angelegt wird,
daß dieser leitend wird.
3. Sanftanlaufschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß Entladetransistor (T 1; Fig. 1) und ein
Hilfstransistor (T 2) vom pnp-Leitfähigkeitstyp und der
Stromquellentransistor (T) vom umgekehrten Leitfähigkeits
typ sind, so daß das genannte Sperrpotential durch ein
positives und das genannte Durchschaltepotential und das
Kollektorpotential, das von einem Teil der Konstant
stromquelle an den Kollektor des Entladetransistors
angelegt wird, durch ein negatives Potential ist.
4. Sanftanlaufschaltung nach einem oder mehreren der
Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Durch
schaltedauer des Entladetransistors (T 1; Fig. 1) durch
die Zeit bestimmt ist, während der der parallelgeschaltete Hilfskondensator
(C 1) in der positiven Halbwelle der anliegenden Netz
wechselspannung (U N ) ein für eine Durchschaltung aus
reichendes negatives Potential zur Verfügung halten kann.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19782827356 DE2827356A1 (de) | 1978-06-22 | 1978-06-22 | Sanftanlaufschaltung fuer elektromotore |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19782827356 DE2827356A1 (de) | 1978-06-22 | 1978-06-22 | Sanftanlaufschaltung fuer elektromotore |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2827356A1 DE2827356A1 (de) | 1980-01-03 |
DE2827356C2 true DE2827356C2 (de) | 1987-06-11 |
Family
ID=6042430
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19782827356 Granted DE2827356A1 (de) | 1978-06-22 | 1978-06-22 | Sanftanlaufschaltung fuer elektromotore |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2827356A1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19806805A1 (de) * | 1997-03-06 | 1998-09-10 | Makita Corp | Startvorrichtung für einen Elektromotor |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3138841A1 (de) * | 1981-09-30 | 1983-04-21 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Sanftanlaufschaltung fuer phasenanschnittsgesteuerte motoren |
-
1978
- 1978-06-22 DE DE19782827356 patent/DE2827356A1/de active Granted
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19806805A1 (de) * | 1997-03-06 | 1998-09-10 | Makita Corp | Startvorrichtung für einen Elektromotor |
DE19806805B4 (de) * | 1997-03-06 | 2005-10-27 | Makita Corp., Anjo | Startvorrichtung für einen Elektromotor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2827356A1 (de) | 1980-01-03 |
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