DE69433224T2

DE69433224T2 - Verbesserte einrichtung und verfahren zur prekodierung

Info

Publication number: DE69433224T2
Application number: DE69433224T
Authority: DE
Inventors: Vedat M. Eyuboglu
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1993-07-08
Filing date: 1994-06-24
Publication date: 2004-04-29
Anticipated expiration: 2014-06-25
Also published as: JP3547443B2; CA2142846C; US5446758A; EP0672321A1; CA2142846A1; DE69433224D1; WO1995002291A1; EP0672321A4; EP0672321B1; JPH08501433A

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf digitale Kommunikationssysteme und insbesondere auf die Vorkodierung einer digitalen Datensequenz zur Übertragung in einem digitalen Kommunikationssystem.
Hintergrund der Erfindung
Es wurde gezeigt, dass auf streng bandlimitierten Kanälen mit hohem Signal/Rausch-Verhältnis (SNR: signal-tonoise-ratio) und Gauss'schem Rauschen digitale Daten bei Raten, die sich der Kanalkapazität annähern, zuverlässig übertragen werden können, indem eine Kombination verwendet wird aus idealer störungsfreier bzw. Null-erzwingender Entscheidungs-Feedback-Entzerrung (DFE: decision-feedback equalization) und bekannten kodierten Modulations- und Konstellationsformungs-Techniken, welche für ideale Kanäle, frei von Intersymbolstörungen (ISI: Intersymbol Interferences) ausgelegt sind. Die ideale DFE ist jedoch nicht realisierbar. Trellis-Vorkodierung ist eine realisierbare kombinierte Kodierungs-, Formungs- und Entzerrungstechnik, die dieselbe Leistung erreicht, wie eine ideale DFE und gleichzeitige Kodierung und Formgebung.
Ein potentieller Nachteil der Trellis-Vorkodierung ist, dass sie nur für Signalkonstellationen effektiv ist, deren Signalpunkte innerhalb einer raumfüllenden Grenzregion einheitlich beabstandet sind. Raumfüllend bedeutet im Wesentlichen, dass eine Vereinigungsmenge von echten nichtüberlappenden Translationen der Grenzregion den gesamten Raum (kachelartig) abdecken kann. Anders ausgedrückt muss die Grenzregion als eine Fundamentalregion eines Gitters, typischerweise Vorkodierungsgitter genannt, repräsentierbar sein. Um mit bekannten kodierten Modulationstechniken kompatibel zu sein, wird ein Vorkodierungsgitter typischerweise als skalierte Version MZ² eines zweidimensionalen, ganzzahligen Gitters Z² gewählt (wobei M ein Skalierungsfaktor ist), so dass die Grenzregion dann die Form eines Quadrates hat. Bei bestimmten Anwendungen sind quadratische Signalkonstellationen nicht erwünscht, da sie ein höheres zweidimensionales Spitze/Durchschnitt-Leistungsverhältnis (PAR: peak-to-average power ratio) haben, als Konstellationen mit eher zirkularen Grenzen. wichtiger ist noch, dass quadratische Konstellationen nicht zur Repräsentation gebrochenzahliger Bits pro Symbol geeignet sind und ein als Konstellationsumschaltung bekanntes Verfahren erfordern, um fraktionale Übertragungsraten zu gestatten, was das zweidimensionale PAR weiter erhöht. Bei der Trellis-Vorkodierung ist es möglich, ein Vorkodierungsgitter zu finden, dessen Voronoi- Region zirkularer ist, als die eines Quadrates, und die bestimmte fraktionale Datenraten anpasst. Dieser Ansatz ist jedoch nicht sehr flexibel, da er nicht alle gebrochenzahligen Datenraten gleich behandelt, und er ist schwerer gegen 90°-Phasendrehungen invariant zu machen, was bei bestimmten Anwendungen ein wichtiges Erfordernis ist. Ein weiterer Nachteil der Trellis-Vorkodierung ist, dass die Vorkodierungsoperation mit Formungsoperationen kombiniert werden muss, um einen Formungsfaktor zu erhalten, was die Komplexität der Implementation erhöht.
Es besteht ein Bedarf an einem flexiblen Vorkodierungsverfahren und einer Vorrichtung, die mit im Wesentlichen jeder Signalkonstellation und bei im Wesentlichen jeder Datenrate arbeiten, und die unabhängig von der Konstellationsformung implementierbar sind, dabei jedoch eine Gesamtleistung erreichen, die derjenigen einer idealen DFE so nahe wie möglich kommt.
Die EP-A-0536948 offenbart ein Schema, mit dem die Dekodierungstiefe eines multidimensionalen Trellis-Kodierungsschemas mit x-facher Zeit-Diversität reduziert oder minimiert wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Es werden eine Vorrichtung und ein Verfahren angegeben zum Abbilden bzw. Umsetzen einer digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz x(D) zur Übertragung über einen Kanal mit einer nicht-idealen Kanalantwort h(D) unter Verwendung eines Trellis-Kodes C, wobei die Vorrichtung umfasst:
einen Abbilder bzw. Umsetzer zum Umsetzen der digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz u(D) und einen Vorkodierer, dadurch gekennzeichnet,
dass die Komponenten u_k von u(D) – wobei k ein Zeitindex ist – teilweise auf Grundlage vorangegangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ...} einer Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) ausgewählt werden, welche auf Grundlage der von dem Vorkodierer bereitgestellten Feedback-Information erhalten werden, und dadurch,
dass der Vorkodierer die Signalpunktsequenz x(D) gemäß x(D) = u(D) + d(D) erzeugt, wobei d(D) eine von Null verschiedene Differenz zwischen einer ausgewählten, von Null verschiedenen Sequenz c(D) und einer nachfolgenden Intersymbolstörungssequenz p(D) ("postcursor intersymbol interference sequence") -im Wesentlichen von der Form p(D) = x(D)[h(D) – 1] – repräsentiert, wobei c (D) derart ausgewählt ist, dass die Kanalausgabesequenz y(D) eine Kodesequenz in dem Trellis-Kode C ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Vorrichtung.
2 ist ein detaillierteres Blockdiagramm, das ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung illustriert.
3 ist ein detailliertes Blockdiagramm des Umsetzers von 2.
4 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung.
5 ist ein Blockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines digitalen Kommunikationssystems, das eine erfindungsgemäße Vorrichtung verwendet.
6 ist ein Blockdiagramm einer Wiedergewinnungseinheit des digitalen Kommunikationssystems von 5, das die Wiedergewinnungseinheit in größerem Detail zeigt.
7 ist ein Flussdiagramm, das Schritte eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Verfahrens angibt.
8 ist ein Flussdiagramm, das Schritte eines weiteren Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Verfahrens angibt.
9 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Signalprozessors, der zur Vorkodierung einer digitalen Datensequenz verwendet wird, um eine Sequenz x(D) zur Übertragung über einen diskreten Zeitkanal mit einer Impulsantwort h(D) gemäß der vorliegenden Erfindung zu erhalten.
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
Das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung erlauben die Vorkodierung einer digitalen Datensequenz zur Übertragung über einen digitalen Kommunikationskanal, die besonders gut bei Kanälen arbeiten, welche eine starke Dämpfungsverzerrung zeigen. Durch Verwendung der vorliegenden Erfindung werden wesentliche Vorteile erzielt: Übertragung bei im Wesentlichen jeder gewünschten Datenrate ohne Konstellationsumschaltung, Übertragung mit zirkularen Signalkonstellationen, Vereinfachung der Formung durch vollständige Trennung von Formung und Vorkodierung und Re duktion der Dither-Verluste durch Auswahl der Ausgabe des Umsetzers teilweise auf Grundlage vorangegangener Komponenten einer Kanalausgabesequenz basierend auf von dem Vorkodierer bereitgestellten Feedback-Informationen.
Wie in 1 mit Bezugszeichen 100 dargestellt, vorkodiert eine Vorrichtung eine digitale Datensequenz gemäß der vorliegenden Erfindung, um unter Verwendung eines Trellis-Kodes C eine komplexe, vorkodierte Sequenz x(D) = x₀ + x₁D + ... zur Übertragung über eine diskrete Zeitkanaleinheit mit einer komplexen Impulsantwort h(D) = h₀ + h₁D + h₂D² zu erhalten. In dieser Beschreibung wird, ohne Einschränkung der Allgemeinheit, angenommen, dass h(D) monisch ist (d. h. h₀ = 1).
Der Kode C ist ein 2n-dimensionaler Trellis-Kode auf Grundlage einer Gitterteilung Λ/Λ' und einem Faltungscode der Rate m/m + r, wobei n eine ganze Zahl, Λ ein vorausgewähltes Gitter und Λ' ein vorausgewähltes Untergitter von Λ ist. Das Gitter Λ ist eine Gesamtheit von 2^r Nebenklassen eines sog. Nullzeit-Gitters Λ₀ des Trellis-Kodes, wobei Λ₀ ein Untergitter von Λ und Λ' ein Untergitter von Λ₀ ist. Ist y(D) = y₀ + y₁D + y₂D² + ... eine Kodesequenz in dem Trellis-Kode und wird sie dargestellt als eine Sequenz von 2n-dimensionalen Vektorkomponeneten y_k = (y_kn, ..., y_kn+n–1), k = 0, 1, ..., dann gehört die Komponente y_k zur Zeit k zu einer eindeutigen Nebenklasse von Λ₀, der durch den aktuellen Zustand s_k zur Zeit k bestimmt wird.
Die Vorrichtung (100) umfasst einen Umsetzer 102 und einen Vorkodierer (104). Ein Charakteristikum des Vorkodierungsschemas ist, dass die vorkodierte Sequenz x(D) ausgedrückt werden kann durch die Summe x(D) = u(D) + d(D) wo u(D) = u₀ + u₁D + u₂D² + ... eine Signalpunktsequenz ist, die das digitale Signal repräsentiert und von dem Umsetzer (102) geliefert wird. Die Signalpunkte u_i, i = 0, 1, 2, ..., werden aus einer zweidimensionalen Signalkonstellation so ausgewählt, dass jede 2n-dimensionale Komponente u_k = (u_kn, ..., u_kn+n–1) von u(D) auf einer Translation des Gitters Λ liegt. Die Sequenz d(D) = d₀ + d₁D +d₂D²+ ... ist eine Dither-Sequenz, die von dem Vorkodierer (104) erzeugt wird gemäß d(D) = c(D) – p(D), wo p(D) = x(D)[h(D) – 1] eine nachfolgende Intersymbolstörungs- (ISI-) Sequenz und c(D) = c₀ + c₁D + c₂D²+ ... so gewählt ist, dass die Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) = u(D) + c(D) eine Kodesequenz aus dem Trellis-Kode C ist.
Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, dass die Komponenten c_k = (c_kn, ..., c_kn+n–1) der Sequenz c (D) von dem Vorkodierer (104) stets aus dem Nullzeitgitter Λ₀ des Trellis-Kodes C oder einem Untergitter Λ_S davon gewählt werden und dass die Komponenten u_k der Sequenz u(D) von dem Umsetzer (102) teilweise auf Grundlage der vergangenen Werte {y_k–1, y_k–2, ...} von y(D) so gewählt werden, dass u_k in einer Nebenklasse von Λ0 liegt, in der die Komponente y_k liegen muss, damit y(D) eine gültige Kodesequenz in C ist. Die Nebenklasse wird daher auf Grundlage des Zustandes s_k der Kodesequenz y(D) gewählt. Die digitalen Daten bestimmen die Signalpunkte wie üblich aus der ausgewählten Nebenklasse. Informationen über vergangene Werte {y_k–1, y_k–2, ...} werden dem Umsetzer (102) von dem Vorkodierer (104) geliefert, der mit dem Umsetzer (102) funktional verbunden ist.
Die Technik der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich von der in "ISI coder – Combined coding and precoding", AT&T contribution to EIA-TR 30.1, Baltimore, MD, Juni 1993 beschriebenen auf wesentliche Weise. Bei der oben zitierten Technik werden die Komponenten u_k stets aus einer Translation des Nullzeitgitters Λ₀ ausgewählt unabhängig vom Zustand s_k von y(D), wogegen die Komponenten c_k aus einer der 2^r Nebenklassen von Λ₀ in Abhängigkeit vom Zustand s_k ausgewählt werden. Die Technik der vorliegenden Erfindung ist logisch einfacher, da die Auswahl von c_k für alle Zeiten dasselbe Gitter verwendet. Weiter kann das Verfahren der vorliegenden Erfindung für 90°-Rotationen transparent gemacht werden (siehe unten), wohingegen dies bei der oben zitierten Technik nicht vollständig erreicht werden kann. Bei der vorliegenden Erfindung wird der Vorkodierer für ideale Kanäle (d. h. h(D) = 1) auch automatisch ausgesetzt, wohingegen bei der oben zitierten Technik für ideale Kanäle eine spezielle Prozedur verfolgt werden muss.
Typischerweise wird die vorliegende Erfindung dort angewendet, wo die komplexe Impulsantwort h(D) keine Nullstellen auf dem Einheitskreis aufweist oder, äquivalent, wenn ihre Invertierte 1/h(D) stabil ist. Daher verwenden die folgenden Ausführungsbeispiele ein h(D), das eine kanonische Antwort mit stabiler Invertierten ist. Man beachte, dass h(D) eine Nur-Nullstellen-Antwort, wie etwa h(D) = 1 + 0,75 D, eine Nur-Polstellen-Antwort, wie etwa h(D) = 1/(1 – 0,75 D), oder eine allgemeinere Antwort sein kann, die Nullstellen und Polstellen enthält. Wie bei frü heren Vorkodierungstechniken wurde die Antwort h(D) bestimmt und ist bei Sender und Empfänger bekannt.
2 mit dem Bezugszeichen 200 ist ein detaillierteres Blockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung. Wie in 1 wird die digitale Datensequenz zuerst in dem Umsetzer (102) unter Verwendung irgendwelcher Kombinationen bekannter Kodierungs-, Abbildungs- und Formgebungstechniken in eine Signalpunktsequenz u(D) abgebildet. Die Nebenklasse des Nullzeitgitters Λ₀, in der die Komponenten u_k = (u_kn, u_kn+1, .., u_kn+n–1) liegen, wird auf Grundlage der vergangenen Werte {y_k–1, y_k–2, ...} von y(D) bestimmt, basierend auf von dem Vorkodierer (104) bereitgestellten Feedbackinformationen. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfasst der Vorkodierer eine erste Kombinationseinheit (204) und eine Filter/Modulo-Einheit (206). Die erste Kombinationseinheit (204), typischerweise ein Addierer, ist funktional angeschlossen, um die Eingangssequenz u(D) und eine Dither-Sequenz d(D) zu empfangen und um eine vorkodierte Sequenz x(D) = u(D) + d(D) zu bilden. Die Filter/Modulo-Einheit (206) umfasst einen Filter (212), der funktional angeschlossen ist, um x(D) zu empfangen und der verwendet wird, um d(D) zu erzeugen. Die Filter/Modulo-Einheit (206) enthält weiter eine Modulo-Einheit (210), die funktional angeschlossen ist, um eine nachfolgende ISI-Sequenz p(D) von der Filtereinheit (212) zu empfangen, wobei p(D) durch Filterung der vorkodierten Sequenz x(D) erhalten wird, die von der Kombinationseinheit(204) her gemäß p(D) = x(D)[h(D) – 1] empfangen wird. Die Dither-Sequenz d(D) ist gegeben durch d(D) = c(D) – (D), wobei c(D) eine Sequenz von 2n-dimensionalen Komponenten c_k ist, die aus dem ausgewählten Untergitter Λ_S des Nullzeitgitters Λ₀ gewählt sind. Die Komponenten c_k werden aus Λ_S derart ausgewählt, dass die mittlere Energie der Dither-Sequenz d(D) klein gehalten wird.
Eine zweite Kombinationseinheit (208) (typischerweise ein Addierer) kombiniert die vorkodierte Sequenz x(D) und die nachfolgende ISI-Sequenz p(D), um die Kanalausgangssequenz y(D) gemäß y(D) = x(D) + p(D) zu bilden. Die Sequenz y(D) wird dann zur Nebenklassenauswahl zurück in den Umsetzer geführt.
Da die Komponenten c_k aus dem Untergitter Λ_S von Λ₀ gewählt sind, gehören die Kanalausgabekomponenten y_k = u_k + c_k zu derselben Nebenklasse von Λ₀, wie die Signalpunkte u_k. Daher ist die Kanalausgabesequenz y(D) eine gültige Kodesequenz, vorausgesetzt, dass die u_k's aus einer zugelassenen Nebenklasse des Nullzeitgitters auf Grundlage des aktuellen Zustandes s_k von y(D) in dem Trellis-Code gewählt sind. Die Modulo-Einheit (210) in 2 wird verwendet, um in einer spezifizierten Fundamentalregion des Untergitters Λ_S die Dither-Komponenten dk = (d_kn, d_kn+1, ..., d_kn+n–1) zu finden, die, Modulo des Untergitters Λ_S, kongruent zu den negativen, nachfolgenden ISI-Komponenten –pk = (–p_kn, –p_kn+1, ..., –p_kn+n–1) sind. Das Untergitter Λ_S wird ausgewählt, um einen guten Kompromiss zwischen Komplexität und Leistung zu erhalten. Für geringe Komplexität kann Λ_S als n-faches kartesisches Produkt eines zweidimensionalen Gitters gewählt werden.
Der Betrieb der Modulo-Einheit soll nun anhand eines speziellen Beispiels detaillierter beschrieben werden. Es sei angenommen, dass der Trellis-Code ein vierdimensionaler Trellis-Kode ist, der auf der Gitterteilung RZ⁴/2D₄ ba siert. Dieser Kode hat ein Nullzeit-Gitter Λ₀ = RD₄ und daher kann Λ_S als 2Z⁴ = (2Z²)² gewählt werden, was ein Untergitter von RD₄ ist. In diesem Beispiel sind die zweidimensionalen Symbole d_kn+i, i = 0, 1, ..., n – 1, auf einer symbolweisen Basis aus der quadratischen Region [–1, 1) × [–1, 1) gewählt, um zu -p_kn+1 Modulo 2Z² kongruent zu sein (d. h. die Real- und Imaginärteile von d_kn+1 sind kongruent zu den Real- und Imaginärteilen von –p_kn+1 Modulo 2). Bei einigen Anwendungen ist es wichtig, dass das Vorkodierungsschema für 90°-Phasendrehungen transparent ist. Dies wird erreicht, indem das Intervall [–1, 1) für positive Komponenten von p_k und (–1, 1] für nicht-positive Komponenten verwendet wird. In diesem Fall enthält der Umsetzer auch einen Differenzkodierer, der im Stand der Technik wohlbekannt ist (z. B. L. F. Wei: "Trellis-coded modulation using multi-dimensional constellations", IEEE Trans. Inform. Theory, Bd. IT-33, S. 483–501, Juli 1987).
Die Energie der übertragenen Symbole S_x = E{|x_i|²} ist die Summe S_u + S_d der Energien von u(D) und d(D), wobei E ein statistischer Erwartungswert ist. Die mittlere Energie S_x der übertragenen Sequenz x(D) ist ungefähr dieselbe, wie die Energie S_u der Signalsequenz u(D), solange die mittlere Dither-Energie S_d klein ist. Das bedeutet, dass je besser die Näherung c(D) ≈ p(D) ist, desto kleiner ist die Steigerung der mittleren Energie infolge der Dither-Sequenz d(D). Dies wird erreicht, indem die Elemente von d_k aus der fundamentalen Voronoi-Region des Untergitters Λ_S gewählt werden. Ein Schlüsselvorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Dither-Energie durch Modifikation der Sequenz u(D) auf Grundlage der vorangegangenen Geschichte der Kanalausgabesequenz y(D) reduziert wird.
3 mit Bezugszeichen 300 zeigt ein detaillierteres Blockdiagramm des Umsetzers (102), das einen Kodefolger (304) darstellt, der zur Bestimmung der Nebenklassen Λ₀ verwendet wird, aus denen die Komponenten von u_k ausgewählt werden. Die Eingabe für den Kodefolger (304) ist die Kanalausgabesequenz y(D), die aus dem Vorkodierer (104) kommt. Der Kodefolger (304) enthält einen Nebenklasseninformations-Extraktor (302) zum Empfang von y(D), einen Bit-Umsetzer (306), der funktional mit dem Nebenklasseninformations-Extraktor (302) verbunden ist, und einen m/m + r -Raten-Faltungskodierer (308), der funktional mit dem Umsetzer gekoppelt ist. Durch Verfolgen der Nebenklassen des Untergitters Λ' des Trellis-Kodes, in dem die Sequenzkomponenten y_k liegen, ist es möglich, den Zustand der Kodesequenz y(D) zu verfolgen. Diese Informationen werden verwendet, um zu bestimmen, von welcher der 2^r Nebenklassen des Nullzeitgitters Λ₀ die Komponenten u_k gewählt werden sollten. Wie in 3 dargestellt, ist es möglich, diesen Schritt zu implementieren, indem der Nebenklasseninformations-Extraktor (CIE: coset information extractor) (302) benutzt wird, um zunächst die oben erwähnten Nebenklassen unter Verwendung von Unterteilungs-Operationen zu extrahieren, indem der Bit-Umsetzer (306) zur Umwandlung einer Ausgabe des CIE in m Bits (304) verwendet wird und indem dann diese Bits durch den m/m + r -Raten-Faltungskodierer (308) geschickt werden, um r Bits zu liefern, die gemeinsam mit den digitalen Datensymbolen von der Umsetzer-Einheit (310) verwendet werden, um die Komponenten u_k zu bestimmen. Diese r Bits aus dem Faltungskodierer werden verwendet, um eine der 2^r Nebenklassen von Λ₀ in Λ auszuwählen. Beispielsweise wird im Fall eines 4D-Trellis-Kodes auf Basis der Teilung RZ⁴/2D₄ eine m/m + 1 -Raten-Faltungskodierer verwendet, um alle zwei Symbole ein zusätzliches Bit zu produzieren, und dieses Bit wird verwendet, um eine der zwei Nebenklassen des Nullzeitgitters RD₄ in RZ⁴ auszuwählen, während die Datenbits einen vierdimensionalen Punkt aus dieser Nebenklasse auswählen.
4 zeigt mit dem Bezugszeichen 400 eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die im Wesentlichen äquivalent zu dem ersten, in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel enthält eine Filter/Modulo-Einheit (404) eine Unterteilungs-Einheit (402), um zunächst die Komponenten ck aus dem Untergitter Λ_S auszuwählen, sowie die Filtereinheit (212), um den Dither dk gemäß d_k = c_k – p_k zu bilden. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann man die Kanalausgabekomponenten y_k erhalten durch Kombination der Komponenten u_k mit ck gemäß y_k = u_k + c_k. Die von dem Vorkodierer bereitgestellte Informationen über die Sequenz y(D) werden von dem Kode-Tracker (310) in dem Umsetzer (102) verwendet, um die Nebenklasse des Nullzeitgitters Λ₀ zu bestimmen, aus der die Umsetzer-Ausgabe u_k ausgewählt wird.
Bei einem anderen Beispiel sei angenommen, dass wieder ein vierdimensionaler Trellis-Kode auf Grundlage der Teilung RZ⁴/2D₄ verwendet wird, wobei dieses Mal jedoch das Untergitter Λ_S das Nullzeit-Gitter RD₄ selbst ist. Zunächst sollte beachtet werden, dass das Untergitter RD₄ dargestellt werden kann als Vereinigungsmenge des 4D-Gitters 2Z² mit seinen Unterklassen 2Z⁴ + (0, 0, 1, 1). Weiter kann man das 4D-Gitter 2Z⁴ erhalten, indem man das kartesische Produkt des zweidimensionalen (2D-) Gitters 2Z² nimmt, welches aus allen Paaren von geraden, ganzen Zahlen besteht. Daher wird RD₄ dargestellt als RD4 = (2Z2 × 2Z2) U [2Z2 + (1, 1)] × [2Z2 + (1, 1)], wobei U die Vereinigung und x das kartesische Produkt repräsentieren. Die Vereinigung des 2D-Gitters 2Z² mit seiner Nebenklasse 2Z² + (1, 1) bildet das 2D-Gitter RZ².
Daher kann die Unterteilungs-Einheit (410) die 4D-Symbole c_k = (c_2k, c_2k+1) auswählen, indem sie in dem geraden Symbol-Intervall 2_k ihr Symbol c_2k aus RZ² auswählt. Gehört c_2k zu 2Z², dann wird in dem folgenden, ungeraden Symbol-Intervall das zweite Symbol c_2k+1 aus dem geraden, ganzzahligen Gitter 2Z² ausgewählt. Gehört c_2k jedoch zu der Nebenklasse 2Z² + (1, 1), wird in dem nächsten, ungeraden Symbol-Interval das zweite Symbol c_2k+1 aus der Nebenklasse 2Z² + (1, 1) ausgewählt. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass das 4D-Symbol (c_2k, c_2k+1) zu RD₄ gehört.
Es sollte beachtet werden, dass die Erfindung nicht auf Kriterien beschränkt ist, die die mittlere Dither-Energie minimiere, und jegliches Kriterium zur Auswahl der Kodesequenz c(D) verwendet werden kann, solange die Auswahl jedes c_i nur auf vergangenen Werten x_j von x(D) mit j < i basiert und die Komponenten c_k zu dem Nullzeit-Gitter Λ₀ gehören. Beispielsweise kann es bei bestimmten Anwendungen wünschenswert sein, den Bereich der Kanalausgangssymbole y_i = u_i + c_i zu beschränken. Dies kann auf Kosten einer höheren mittleren Dither-Energie S_d erreicht werden, indem die Werte von ci auf einen bestimmten Bereich beschränkt werden.
Die obige Beschreibung verwendet die Annahme, dass der Kanal durch eine komplexe, diskrete Zeitimpulsantwort h(D) gekennzeichnet ist. Es ist im Stand der Technik wohlbekannt, dass jeder diskrete oder kontinuierliche, lineare Zeitkanal mit zusätzlichem Rauschen dargestellt werden kann durch einen äquivalenten, kanonischen, diskreten Zeitkanal mit einer kausalen (h_k = 0, k < 0), monischen (h₀ = 1) Impulsantwort h(D) minimaler Phase (alle Nullstellen außerhalb des oder auf dem Einheitskreis) und zusätzliches weißes Rauschen w(D). Ein kanonischer Empfängereingang, umfassend einen Aufhellungs-Filter ("whitened matched filter") und einen Sampler (im Fall eines kontinuierlichen Zeitkanals), der bei einer gewählten Symbolrate arbeitet, kann verwendet werden, um solch einen äquivalenten Kanal zur Verfügung zu stellen. Es sollte erwähnt werden, dass in der Praxis h(D) typischerweise den kombinierten Effekt des Filters in dem Sender, Kanal, Empfänger und einem Sampler repräsentiert. Ähnlich repräsentiert w(D) das Rauschen nach Passieren des Empfangsfilters und des Samplers. Der Aufhellungs-Filter ("whitened-matched filter") reduziert die Verzerrungsstärke durch geeignetes Filtern und hierin liegt der Leistungsvorteil der vorliegenden Erfindung gegenüber herkömmlichen linearen Entzerrern.
In der Praxis kann, wenn h(D) eine Nur-Nullstellen-Antwort ist, ein Aufhellungs-Filter ("whitened matched filter") adaptiv bestimmt werden, indem Standard-Adaptationstechniken für Entscheidungs-Feedback-Entzerrer verwendet werden. Wenn erwünscht ist, dass h(D) eine Nur-Polstellen-Filter ist, bestimmt man zunächst adaptiv ein Nur-Nullstellen-Antwort h'(D), indem man Standardmethoden verwendet und findet dann h(D) = 1/g'(D) unter Verwendung wohlbekannter Polynom-Divisionstechniken, wobei g'(D) ein finites Polynom ungefähr gleich g'(D) ≈ 1/h'(D) ist.
Ein erstes Ausführungsbeispiel einer in ein digitales Kommunikationssystem eingebauten, erfindungsgemäßen Vor richtung enthält, ist in den Blockdiagrammen von 5 illustriert, Bezugszeichen 500. Dabei verwendet wenigstens eine Sender- und/oder Empfängereinheit die vorliegende Erfindung. Das System enthält typischerweise wenigstens eine Sendereinheit (502) und/oder eine Empfängereinheit (506), wobei die Sendereinheit einen Umsetzer (508) und einen Vorkodierer (510) zur Übertragung einer digitalen Datensequenz und einen Kanal (504), den man wie im obigen Absatz beschrieben erhält und der funktional mit dem Vorkodierer (510) gekoppelt ist, um die Übertragung der vorkodierten Sequenz x(D) zu vereinfachen, und die Empfängereinheit (506) hat eine Dekodierungseinheit (518), die funktional mit der Kanaleinheit (504) gekoppelt ist, um eine Empfangssequenz r(D) zu empfangen und zu dekodieren, um eine geschätzte Ausgabesequenz y ^(D) zu liefern, und eine Wiedergewinnungseinheit (520), die funktional mit der Dekodierungseinheit (518) verbunden ist, um im Wesentlichen einen Schätzwert u ^(D) der Signalpunktsequenz u(D) wiederzugewinnen. Ein Schätzwert der übertragenen digitalen Datenpunktsequenz wird dann aus u ^(D) unter Verwendung einer inversen Abbildungs- und Formgebungs-Wiedergewinnung ermittelt (falls Konstellationsformung angewendet wird).
Der äquivalente Kanal (504), der wie oben erläutert dargestellt wird, wird im Wesentlichen repräsentiert durch einen Filter (512) mit einer Antwort h(D), um x(D) zu empfangen und eine Ausgangssequenz y(D) = x(D)h(D), wie zuvor definiert, zu erzeugen, eine Zusatzrausch-Einheit (516) zur Erzeugung zusätzlichen Rauschens und eine Kombinationseinheit (514), typischerweise eine Addierer, die funktional mit dem Kanalfilter h(D) (512) und der Zusatzrausch-Einheit verbunden ist.
Die Dekodierungseinheit (518) ist typischerweise ein Dekodierer für den Trellis-Kode C, wie er im Stand der Technik bekannt ist. Die Dekodiereinheit (518), die typischerweise eine verrauschte Empfangssequenz r(D) der Form r(D) = x(D)h(D) + w(D) = y(D) + w(D) = [u(D) + c(D)] + w(D), empfängt und dekodiert, um einen Schätzwert y ^(D) der Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) bereitzustellen, und eine Wiedergewinnungseinheit (520), die funktional mit der Dekodierungseinheit (518) verbunden ist, stellt im Wesentlichen einen Schätzwert u ^(D) der Eingabesequenz u(D) wieder her, wie weiter unten ausführlich beschrieben wird.
Wie zuvor beschrieben muss die Sequenz y(D) eine Sequenz in dem Trellis-Kode C sein. Das bedeutet, dass die Sequenz y(D) von einem herkömmlichen Dekodierer für C abgeschätzt werden kann, wie die im Stand der Technik bekannt ist, um eine geschätzte Ausgabesequenz y ^(D) zu liefern.
Die Wiedergewinnungseinheit (520), die detaillierter in dem Blockdiagramm der 6, Bezugszeichen 600, illustriert ist, enthält typischerweise wenigstens eine Wiedergewinnungs-Filtereinheit (604), die im Wesentlichen dieselbe ist, wie der Filter (212) in dem Vorkodierer (104) und die funktional angeschlossen ist, um eine geschätzte Sequenz y ^(D) zwecks Filterung von y ^(D) zu empfangen, um einen Schätzwert p ^(D) der nachfolgenden ISI-Sequenz p(D) zu erhalten, welche im Wesentlichen die Form p ^(D) = y ^(D)/{1-1/h(D)} hat, und um p ^(D) als Feedbacksignal bereitzustellen, um x ^(D) aus y ^(D) gemäß x ^(D) = y ^(D) – p ^(D) zu erhalten, eine Wiedergewinnungs-Modulo-Einheit (606), die funktional mit der Wiedergewinnungs-Filtereinheit (604) verbunden ist, um eine geschätzte Dither-Sequenz d(D) als die Sequenz aufzufinden, deren Komponenten d ^ _k = (d ^ _kn, d ^ _kn+1, d ^ _kn+n–1) in der spezifizierten Fundamentalregion des Untergitters Λ_S liegen und kongruent sind zu den negativen, nachfolgenden ISI-Komponenten –p ^ _k = (p ^ _kn, p ^ _kn+1, ..., –p ^ _kn–1) Modulo des Untergitters Λ_S in einer Weise, die im Wesentlichen dieselbe ist, wie die, welche in der Vorkodierungseinheit bei dem Sender verwendet wird, und eine Wiedergewinnungs-Kombinationseinheit (606), die funktional mit der Wiedergewinnungs-Modulo-Einheit (604) und dem Abschätzungskombinierer (602) verbunden ist, um die abgeschätzte Sequenz x ^(D) der vorkodierten Sequenz x(D) zu empfangen, um im wesentlichen eine Differenz zu bestimmen zwischen der Sequenz x ^(D) und der Sequenz d ^(D), um einen Schätzwert u ^(D) der Original-Eingabesequenz u(D) zu erhalten. Solange keine Entscheidungsfehler (y ^(D) = y(D)) vorliegen und die Operationen in dem Sender und dem Empfänger im Wesentlichen symmetrisch sind, wird die Original-Sequenz u(k) korrekt wiedergewonnen. Andere äquivalente Implementationen der Wiedergewinnungsschaltung sind auch möglich.
Zusammenfassend wird die Wiedergewinnungs-Filtereinheit (604) verwendet, um einen Schätzwert p ^(D) einer nachfolgenden ISI-variablen p(D) zu rekonstruieren, dann wird die Wiedergewinnungs-Modulo-Einheit (604) verwendet, um eine Dither-Sequenz d ^(D) zu bestimmen, die im Wesentlichen mit d(D) in der entsprechenden Vorrichtung (100) bei dem Sender korreliert ist, und dann wird die Wiedergewinnungs- Kombinationseinheit (608) verwendet, um u ^(D) = x ^(D) – d ^(D) zu liefern.
Selbstverständlich werden aufgrund des Kanalrauschens gelegentliche Fehler in y ^(D) auftreten und diese dürften zu fehlerhafter Fortpflanzung führen. Da 1/h(D) aber stabil ist, führt die fehlerhafte Fortpflanzung in dem Filter 1-1/h(D) niemals zur Katastrophe. Weiter ist die fehlerhafte Fortpflanzung strikt auf höchstens p Symbole beschränkt, wenn h(D) eine Nur-Polstellen-Antwort der Ordnung p ist (wobei m eine ausgewählte ganze Zahl ist.
Wo ein Schätzwert u ^ _i, eine i-te Variable der wiedergewonnenen Sequenz u(D), aus dem erlaubten Bereich einer i-ten Variablen u_i der Eingabesequenz u(D) herausfällt, zeigen solche Bereichsverletzungen an, dass ein Entscheidungsfehler aufgetreten ist entweder bei dem aktuellen Symbol y_i oder dass ci aufgrund eines Fehlers in einem vorhergehenden Symbol y_j–i, i > 0, fehlerhaft ist. Wenn derartige Bereichsverletzungen entdeckt werden, kann man versuchen, die Verletzungen durch Einstellung der Schätzwerte y_i oder y_j–i zu korrigieren. Durch Überwachung der Bereichsverletzungen wird daher ein gewisser Grad an Fehlerkorrektur erreicht. Solch eine Fähigkeit zur Fehlererkennung kann auch für die Überwachung der Leistung des Übertragungssystems nützlich sein.
Daher kann ein digitaler Kommunikationsempfänger erfindungsgemäß verwendet werden, um eine digitale Datensequenz zu empfangen, die unter Verwendung eines Trellis-Kodes C in eine vorkodierte Sequenz x(D) abgebildet und über einen Kanal übertragen wurde, der durch eine nichtideale Antwortfunktion h(D) gekennzeichnet ist, und um eine Empfangssequenz r(D) bereitzustellen, wobei ein Empfänger wenigstens eine Dekodierungseinheit enthält, die funktional angeschlossen ist, um r(D) zu empfangen und die empfangene Übertragungssequenz r(D) zu dekodieren, um einen geschätzte Ausgabesequenz y ^(D) bereitzustellen, und eine Wiedergewinnungseinheit, die funktional mit der Dekodierungseinheit verbunden ist, um im Wesentlichen eine geschätzte Sequenz u ^(D) für die Sequenz u(D) für eine übertragene Signalpunktsequenz x(D), die gemäß x(D) = u(D) + d(D) erzeugt wurde, wiederherzustellen, wobei u(D) eine Signalpunktsequenz ist, die die digitale Datensequenz eindeutig repräsentiert, und wobei die Nebenklasse des Nullzeit-Gitters Λ₀, in dem 2n-dimensionale Komponenten u_k liegen, von dem Zustand der Kanalausgabesequenz y(D) abhängt und d(D) eine von Null verschiedene Differenz repräsentiert zwischen einer ausgewählten Sequenz c(D), deren Komponenten ck aus dem Untergitter Λ_S des Nullzeit-Gitters Λ₀ des Trellis-Kodes ausgewählt sind, und einer nachfolgenden Intersymbolstörungs- (ISI-) Sequenz p(D) mit im Wesentlichen der Form p(D) = x(D)[h(D) – 1], so dass c(D) nur basierend auf p(D) gewählt wird.
Wie in 6 dargestellt, benutzt eine Ausführungsform der Wiedergewinnungsmittel eine Abschätzungs-Kombinationseinheit (602), die funktional angeschlossen ist, um die geschätzte Ausgabesequenz y ^(D) und p ^(D) zu empfangen, eine Wiedergewinnungs-Filtereinheit (604), die funktional angeschlossen ist, um die geschätzte Ausgabesequenz x ^(D) zu empfangen, um eine geschätzte nachfolgende Intersymbolstörungs- (ISI-) Sequenz p ^(D) bereitzustellen, eine Wiedergewinnungs-Modulo-Einheit (606), die funktional mit den Wiedergewinnungs-Filtermitteln verbunden ist, um eine geschätzte Dither-Sequenz d ^(D) bereitzustellen, die im Wesentlichen mit d(D) korreliert, die zur Bereitstellung der Übertragungssequenz x(D) verwendet wird, eine dritte Kombinationseinheit (610) (typischerweise ein Addierer), die funktional angeschlossen ist, um die geschätzte vorkodierte Sequenz x ^(D) zu empfangen und an den Ausgang d ^(D) der Wiedergewinnungs-Modulo-Mittel, um die geschätzte Sequenz u ^(D) zu bestimmen, die im Wesentlichen die Form u ^(D) = x ^(D) – d ^(D) hat, und einen inversen Umsetzer (612), der funktional mit den dritten Kombinationsmitteln verbunden ist, um die geschätzte Sequenz u ^(D) invers umzusetzen, um eine wiedergewonnene digitale Datensequenz bereitzustellen, die im Wesentlichen gleich der übertragenen digitalen Datensequenz ist.
Zusätzlich kann der digitale Kommunikationsempfänger derart ausgewählt sein, dass die Dekodierungseinheit (518) weiter umfasst: eine Sequenzabschätzereinheit reduzierter Komplexität, die eine Korrelation zwischen aufeinander folgenden Symbolen y_i verwendet. Bei einer Implementation verwendet die Sequenzabschätzereinheit reduzierter Komplexität einen Sequenzabschätzer mit einer reduzierten Anzahl von Zuständen, die unter Verwendung von Zustandszusammenführungstechniken für eine Sequenzabschätzung bei reduzierten Zuständen (RSSE: reduced-state sequence estimation) bestimmt werden.
Wo erwünscht kann die Wiedergewinnungseinheit so ausgewählt werden, dass sie eine Bereichsverletzungs-Bestimmungseinheit enthält. Wenn eine i-te Variable u ^ der wiedergewonnenen Sequenz u ^(D) außerhalb eines bestimmten Bereichs liegt (eine Bereichsverletzung), stellt diese Einheit wenigstens einen Schätzwert y ^ _i und/oder einen vergangenen Schätzwert y ^ _k–j (wo j eine positive, ganze Zahl ist) ein, um die Bereichsverletzung im Wesentlichen zu korrigieren.
7 erläutert mit Bezugszeichen 700 ein Flussdiagramm, das Schritte eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Vorkodierung eines Stroms von Signalpunkten zur Übertragung in einem digitalen Kommunikationssystem illustriert. Das Verfahren bietet die Vorkodierung einer digitalen Datensequenz zur Erzeugung einer Sequenz x(D) zur Übertragung über einen diskreten Zeitkanal mit einer Impulsantwort h(D) unter Verwendung eines Trellis-Codes C. Ein Strom von Signalpunkten u(D) wird als x(D) = u(D) + d(D) übertragen, wobei d(D) eine Dither-Sequenz der d(D) = c(D) – p(D) ist, wobei p(D) = x(D)[h(D) – 1] eine nachfolgende Intersymbolstörungs-(ISI-) und c(D) eine Sequenz ist, deren Komponenten c_k zu dem Untergitter Λ_S des Nullzeit-Gitters Λ₀ eines Trellis-Codes C ist, und wobei c(D) nur auf Grundlage der p(D) erhalten wird. Die Sequenz u(D) repräsentiert die digitale Datensequenz eindeutig und ihre Komponenten u_k werden teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ...} der Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D), basierend auf von dem Vorkodierer bereitgestellten Informationen so ausgewählt, dass y(D) eine Kodesequenz in dem Trellis-Kode ist.
Bei einer in 7 mit Bezugszeichen 700 illustrierten Ausführungsform enthält das Verfahren zum Umsetzen einer digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz x(D) zur Übertragung über einen Kanal, der gekennzeichnet ist durch eine nicht-ideale Kanalantwort h(D) und einen Trellis-Kode C verwendet, die folgenden Schritte: (1) Umsetzen (702) der digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz u(D) und (2) Vorkodieren (704) der Signalpunktsequenz u(D) durch Kombinieren von u(D) mit einer Dither-Sequenz d(D), so dass d(D) die Form d(D) = c(D) – x(D)[h(D) – 1] hat, wobei c(D) so ausgewählt ist, dass eine Kanalausgabesequenz y(D) = u(D) + c(D) eine Kodesequenz aus dem Trellis-Kode C ist. Die Komponenten u_k von u(D) werden teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ...} der Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) ausgewählt. Die Komponenten c_k von c(D) werden aus dem Untergitter Λ_S des Nullzeit-Gitters Λ₀ des Trellis-Kodes ausgewählt. Die Sequenzen sind oben beschrieben.
Bei einer anderen Ausführungsform, die in 8 mit dem Bezugszeichen 800 illustriert ist, umfasst das Verfahren die Schritte des Umsetzens (802) der digitalen Datensequenz in eine Signalpunkt-Sequenz u(D), addieren von u(D), einer ausgewählten Kodesequenz c(D) und einer nachfolgenden ISI-Sequenz p(D), um die Übertragungssequenz x(D) = u(D) + c(D) – p(D) zu erhalten (804), Filtern von x(D), um p(D) im Wesentlichen in der Form p(D) = x(D)[h(D) – 1] zu erhalten (806), und Unterteilung von p(D) auf einer symbolweisen Grundlage, um die Sequenz c(D) zu erhalten. Weitere Modifikationen des Verfahrens können gemäß den oben ausführlicher beschriebenen Modifikationen für die erfindungsgemäße Vorrichtung verwendet werden. Wieder werden die Komponenten u_k von u(D) teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ...} der Kanalausgangssequenz y(D) = x(D)h(D) ausgewählt. Die Komponenten c_k von c(D) werden aus dem Untergitter Λ_S des Nullzeit-Gitters Λ₀ des Trellis-Kodes ausgewählt.
Die vorliegende Erfindung kann in ein digitales Kommunikationssystem, das in 9 mit Bezugszeichen 900 illustriert ist, implementiert werden, wobei ein digitaler Signalprozessor 902 verwendet wird, um eine digitale Datensequenz vorzukodieren, um eine Sequenz x(D) zur Übertragung über einen diskreten Zeitkanal mit einer Impulsantwort h(D) zu erhalten. Der Prozessor enthält typischerweise ein Programmspeichermedium 904 mit einem Computerprogramm zur Ausführung durch den digitalen Signalprozessor, wobei das Programm enthält: ein Umsetzungsprogramm 906 zur Umsetzung der digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz u(D) teilweise auf Grundlage der vergangenen Werte einer Kanalausgabesequenz y(D) basierend auf von einem Vorkodierungsprogramm bereitgestellten Informationen und ein Vorkodierungsprogramm 908 zur Verwendung der u(D), um eine Sequenz x(D) zu erzeugen, wobei x(D) dargestellt werden kann als die Summe u(D) + d(D) des Stroms von Signalpunkten u(D), der die digitale Datensequenz eindeutig repräsentiert, und auch basierend auf dem Zustand der Kanalausgabesequenz y(D) gewählt werden kann, und einer Dither-Sequenz d(D) = c(D) – p(D), wobei c(D) eine Sequenz aus dem Untergitter Λ_S des Nullzeitgitters Λ₀ des Trellis-Kodes C ist und wobei p(D) eine nachfolgende Intersymbolstörungs- (ISI-) Sequenz der Form p(D) = x(D){h(D) – 1} repräsentiert. Die Kodesequenz c(D) wird bestimmt nur auf Grundlage der nachfolgenden ISI-Sequenz p(D). Die Komponenten u_k von u(D) werden teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ... } der Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) ausgewählt. Die Komponenten c_k von c(D) werden aus dem Untergitter Λ_S des Nullzeit-Gitters Λ₀ des Trellis-Kodes ausgewählt. Die weitere Beschreibung des Betriebs des Prozessors folgt dem oben beschriebenen.
Der Prozessor schließt typischerweise ein Computerprogrammspeichermedium mit einem Computerprogramm zur Ausführung durch den digitalen Signalprozessor ein, wobei das Computerprogramm umfasst: ein Umsetzungsprogramm zum Umsetzen der digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz u(D) teilweise auf Grundlage der vergangenen Werte einer Kanalausgabesequenz y(D) basierend auf von einem Vorkodierungsprogramm bereitgestellten Informationen, und ein Vorkodierungsprogramm zur Auswahl der Signalpunktsequenz x(D) aus einer Untergruppe aller möglichen Signalpunktsequenzen der Form x(D) = u(D) + d(D), wobei d(D) eine von Null verschiedene Differenz repräsentiert zwischen einer ausgewählten, von Null verschiedenen Sequenz c(D) und einer nachfolgenden Intersymbolstörungs- (ISI-) Sequenz p(D) im Wesentlichen von der Form p(D) = x(D)[h(D) – 1), wobei c (D) ausgewählt ist auf Grundlage der p(D), so dass die Kanalausgabesequenz y(D) = u(D) + c(D) eine Kodesequenz aus einer Translation des Trellis-Kodes C ist. Bei einer Ausführungsform enthält das Vorkodierungsprogramm: erstens Kombinationsinstruktion(en) zur Kombination der Eingabesequenz u(D) und einer Dither-Sequenz d(D), um die vorkodierte Sequenz x(D) = u(D) + d(D) zu erzeugen, d(D) - und p(D)-Erzeugungsinstruktionen zur Erzeugung von d(D) und zur Bereitstellung einer nachfolgenden ISI-Sequenz p(D), und zweitens Kombinationsinstruktionen zur Erzeugung einer Sequenz y(D) = x(D) + p(D).
Die vorliegende Erfindung beruht auf vorangegangenen Kanalausgangssignalen, um eine Dither-Sequenz d(D) zu beseitigen, die einer Eingabesequenz u(D) an einem Sender zugefügt wird, um eine übertragene Sequenz x(D) = u(D) + d(D) zu bilden, wobei die Dither-Sequenz im Wesentlichen eine Differenz ist zwischen einer nachfolgenden Intersymbolstörung p(D) und einer geeigneten Sequenz c(D) aus einem Untergitter Λ_s des Nullzeit-Gitters Λ₀ eines Trellis-Codes. Die Sequenz u(D) wird teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ...} der Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) basierend auf von dem Vorkodierer bereitgestellten Informationen gewählt. Die Nebenklasse des Nullzeit-Gitters Λ₀, in der Folgeelemente von u(D) liegen sollten, wird auf Grundlage der vergangenen Werte {y_k–1, y_k–2, ...} bestimmt.
Die vorliegende Erfindung kann eigentlich zusammen mit jedem Signalgebungsverfahren und bei jeder Datenrate verwendet werden. Weiter kann die vorliegende Erfindung unabhängig von Konstellationsformungstechniken (z. B. Shell-Mapping, "Signal-Mapping and shaping for V. fast", Motorola contribution D196, CCITT Study Group XVIII, Genf, Juni 1992) verwendet werden; das bedeutet, u(D) kann eine schon geformte Sequenz repräsentieren, deren Signalpunkte eine nicht-gleichförmige Wahrscheinlichkeitsverteilung ähnlich der Gauss'schen haben.
Bei der vorliegenden Erfindung kann die Dither-Sequenz die mittlere Übertragungsenergie erhöhen. Da in der Praxis die mittlere Übertragungsenergie konstant gehalten werden muss, muss das Signal x(D) herunterskaliert werden, um dieselbe mittlere Energie beizubehalten. Abstieg bei der mittleren Übertragungsenergie wird hier als Dither-Verlust bezeichnet.
Obwohl oben mehrere exemplarische Ausführungsformen beschrieben wurden, ist es für den Fachmann offensichtlich, dass viele Änderungen und Modifikationen durchgeführt werden können, ohne sich von der Erfindung zu entfernen. Beispielsweise kann das Verfahren, auch wenn oben in erster Linie Trellis-Kodes beschrieben wurden, auch mit ausgewähl ten mehrschichtigen Trellis-Kodes durchgeführt werden. Auch kann das Verfahren, obwohl zweidimensionale (Bandpass, Quadratur) Übertragungssysteme betont wurden, auf eindimensionale (Basisband) oder höherdimensionale (Parallelkanäle) Übertagungssysteme angewendet werden. Weiter kann die Erfindung mit Trellis-Kodes verwendet werden, deren Dimensionalität ungerade ist. Obwohl die obige Beschreibung Kanalantworten h(D) betont, die monisch sind, kann die Erfindung auch auf allgemeinere Kanalantworten mit h₀ ≠ 1 angewendet werden, indem entweder die Kanalantwort so skaliert wird, dass sie monisch wird, oder indem die Variablen des Vorkodierungssystems geeignet skaliert werden. Alle derartigen Implementationen werden als im Wesentlichen äquivalent zu der vorliegenden Erfindung angesehen.

Claims

Vorrichtung zum Umsetzen einer Digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz x(D) zur Übertragung über einen Kanal mit einer nicht-idealen Kanalantwort h(D) unter Verwendung eines Trellis-Kodes, wobei die Vorrichtung umfasst: einen Umsetzer (102) zum Umsetzen der digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz u(D) und einen Vorkodierer (104), dadurch gekennzeichnet, dass die Komponenten u_k von u(D), wobei k ein Zeitindex ist, teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1,y_k–2, ...} einer Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) ausgewählt sind, welche basierend auf von dem Vorkodierer (104) bereitgestellten Feedback-Informationen erhalten wurden, und dadurch, dass der Vorkodierer (104) die Signalpunktsequenz x(D) gemäß x(D) = u(D) + d(D) erzeugt, wobei d(D) eine von Null verschiedene Differenz zwischen einer ausgewählten Sequenz c(D) und einer nachfolgenden Intersymbolstörungssequenz p(D) repräsentiert, die im Wesentlichen die Form p(D) = x(D)[h(D) – 1] hat, wobei c(D) derart ausgewählt ist, dass die Kanalausgabesequenz y(D) eine Kodesequenz in dem Trellis-Kode ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei Komponenten c_k von c(D) aus einem Nullzeit-Gitter Λ₀ des Trellis-Kodes oder einem Untergitter Λ_S davon ausgewählt sind und die Komponenten u_k von u(D) ausgewählt sind auf Grundlage des Zustandes s_k der Kanalausgabesequenz y(D) in dem Trellis-Kode.
Digitaler Kommunikationsempfänger(506) zum Empfangen einer digitalen Datensequenz, die in eine Signalpunktsequenz x(D) umgesetzt und über einen Kanal mit nicht-idealer Kanalantwort h(D) unter Verwendung eines Trellis-Kodes übertragen wurde, wobei der Empfänger eine empfangene Sequenz r(D) bereitstellt und wenigstens umfasst: Dekodierungsmittel (518), die funktional angeschlossen sind, um r(D) zu empfangen, um die empfangene Übertragungssequenz r(D) zu dekodieren, um eine geschätzte Ausgabesequenz y ^(D) bereitzustellen, und Wiedergewinnungsmittel (520), die funktional mit den Dekodierungsmitteln (518) verbunden sind, um im Wesentlichen eine geschätzte Sequenz u ^(D) für eine die digitale Datensequenz repräsentierende Sequenz u(D) wiederzugewinnen, durch erstens Wiedergewinnung eines Schätzwertes der übertragenen, von einem Vorkodierer (510) gemäß x(D) = u(D) + d(D) erzeugten Signalpunktsequenz x(D), wobei d(D) eine von Null verschiedene Differenz zwischen einer ausgewählten Sequenz c(D) und einer nachfolgenden Intersymbolstörungssequenz p(D) repräsentiert, die im Wesentlichen die Form p(D) = x(D)[h(D) – 1] hat, wobei c(D) derart ausgewählt ist, dass die Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) eine Kodesequenz in dem Trellis-Kode ist, und u(D) derart ausgewählt ist, dass eine Komponente u_k zu einer gegebenen Zeit k teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ...} einer Kanalausgabesequenz y(D) ausgewählt ist, basierend auf von dem Vorkodierer (510) bereitgestellten Feedback-Informationen.
Digitaler Kommunikationsempfänger nach Anspruch 3, wobei die Wiedergewinnungsmittel (520) umfassen: Wiedergewinnungs-Filtermittel (604), die funktional angeschlossen sind, um die geschätzte Ausgabesequenz y ^(D) zu empfangen, um eine geschätzte, nachfolgende Intersymbolstörungssequenz p ^(D) bereitzustellen, Wiedergewinnungs-Unterteilungsmittel (606), die funktional mit den Wiedergewinnungs-Filtermitteln (604) verbunden sind, um eine geschätzte, von Null verschiedene Dither-Sequenz d ^(D) bereitzustellen, die im Wesentlichen mit dem zur Bereitstellung der Übertragungssequenz x(D) verwendeten d(D) korreliert, dritte Kombinationsmittel (610), die funktional angeschlossen sind, um die geschätzte Ausgabesequenz y ^(D) zu empfangen, und die funktional mit den Wiedergewinnungs-Unterteilungsmitteln (606) verbunden sind, um die geschätzte Sequenz u ^(D) zu bestimmen, die im Wesentlichen die Form hat u ^(D) = y ^(D) – p ^(D) – d ^(D), und inverse Umsetzungsmittel (612), die funktional mit den dritten Kombinationsmitteln verbunden sind, um die geschätzt Sequenz u ^(D) invers umzusetzen, um eine wiedergewonnene digitale Datensequenz bereitzustellen, und wobei die nicht-ideale Antwort h(D) die Impulsantwort eines Rauschprädiktionsfilters repräsentiert; und die Dekodierungsmittel (518) weiter umfassen: Sequenzabschätzungsmittel reduzierter Komplexität, die eine Korrelation zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen yi verwenden, und wobei die Sequenzabschätzungsmittel reduzierter Komple xität einen Sequenzabschätzer mit einer reduzierten Anzahl von Zuständen verwenden, die unter Verwendung von Zustandszusammenführungstechniken zur Sequenzabschätzung mit reduzierter Komplexität bestimmt werden.
Verfahren zum Umsetzen einer Digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz x(D) zur Übertragung über einen Kanal mit einer nicht-idealen Kanalantwort h(D) unter Verwendung eines Trellis-Kodes, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Umsetzen (702) der digitalen Datensequenz in eine Signalpunktsequenz u(D), dadurch gekennzeichnet, dass eine Komponente u_k von u(D) zu einer gegebenen Zeit k teilweise auf Grundlage vergangener Komponenten {y_k–1, y_k–2, ...} einer Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) ausgewählt ist, basierend auf von einem Vorkodierer (104) bereitgestellten Feedback-Informationen, Erzeugen der Signalpunktsequenz x(D) gemäß x(D) = u(D) + d(D), wobei d(D) eine von Null verschiedene Differenz zwischen einer ausgewählten, von Null verschiedenen Sequenz c(D) und einer nachfolgenden Intersymbolstörungssequenz p(D) repräsentiert, die im Wesentlichen die Form p(D) = x(D)[h(D) – 1] hat, wobei c (D) derart ausgewählt ist, dass die Kanalausgabesequenz y(D) eine Kodesequenz in dem Trellis-Kode ist.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei Komponenten c_k von c(D) aus einem Nullzeit-Gitter Λ₀ des Trellis-Kodes oder einem Untergitter Λ_S davon ausgewählt sind; wobei die Komponenten u_k von u(D) ausgewählt sind auf Grundlage des Zustandes s_k der Kanalausgabesequenz y(D) in dem Trellis-Kode und die Komponenten u_k von u(D) zur Zeit k aus einer der Nebenklassen des Nullzeitgitters Λ₀ auf Grundlage des Zustandes sk der Kanalausgabesequenz y(D) in dem Trellis-Kode ausgewählt werden und weiterhin die Nebenklassen des Nullzeit-Gitters unter Verwendung eines Faltungskodierers bestimmt werden; und der Trellis-Kode ein vierdimensionaler Trellis-Kode ist, wobei der Trellis-Kode auf einer Gitterteilung RZ⁴/2D₄ beruht und sein Nullzeitgitter RD₄ ist darüberhinaus der Umsetzungsschritt weiter eine Differentialkodierung und eine Konstellationsformung umfasst, wobei die Konstellationsformung unter Verwendung einer Shell-Umsetzung (Shell-Mapping) erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Kanal ein diskreter Zeitkanal ist, die nicht-ideale Kanalantwort eine Impulsantwort ist und wobei der Umsetzer (102) in einem Computerspeichermedium verkörpert ist.
Empfänger nach Anspruch 3, wobei die Dekodierungsmittel (518) ein Dekodierer für einen Trellis-Kode sind, der eine verrauschte Empfangssequenz r(D) der Form r(D) = x(D)h(D) + w(D) = y(D) + w(D) = [u(D) + c(D)] + w(D), empfängt und dekodiert, um einen Schätzwert y ^(D) der Kanalausgabesequenz y(D) = x(D)h(D) bereitzustellen, und wobei die Wiedergewinnungsmittel (520), die funktional mit den Dekodierungsmitteln (518) verbunden sind, im Wesentli chen einen Schätzwert u ^(D) der Eingabesequenz u(D) wiedergewinnen, wobei die Komponenten c_k von c(D) aus einem Nullzeit-Gitter Λ₀ des Trellis-Kodes oder einem Untergitter Λ_S davon ausgewählt sind; und die Komponenten u_k von u(D) ausgewählt sind auf Grundlage des Zustandes s_k der Kanalausgabesequenz y(D) in dem Trellis-Kode.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Komponenten u_k von u(D) zur Zeit k aus einer der Nebenklassen des Nullzeitgitters Λ₀ ausgewählt sind auf Grundlage des Zustandes s_k der Kanalausgabesequenz y(D) in dem Trellis-Kode, derart, dass die Nebenklassen des Nullzeit-Gitters unter Verwendung eines Faltungskodierers bestimmt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der Trellis-Kode ein vierdimensionaler Trellis-Kode ist und wobei der Trellis-Kode auf einer Gitterteilung RZ⁴/2D₄ beruht und sein Nullzeitgitter RD₄ ist und der Umsetzer (102) weiter einen Differentialkodierer und eine Konstellationsformung umfasst, wobei die Konstellationsformung unter Verwendung einer Shell-Umsetzung erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 10, weiter umfassend: Unterteilungsmittel (410) zur Unterteilung der ausgewählten Sequenz c(D) durch Auswahl der Symbole c_2k und c_2k+1 aus einem ganzzahligen Gitter 2Z², durch Auswahl eines Symbols c₂k aus RZ² in einem esrten Symbolintervall und eines zweiten Symbols c_2k + 1 aus entweder 2Z² oder seiner Nebenklasse 2Z² + (1, 0) in einem zweiten Symbolintervall, auf Grundlage von c₂k, wobei k ein Zeitindex ist und wobei die Auswahl von ck weiter Zwangsbedingungen umfasst, um einen Bereich der Symbole y_i der Kanalausgabesequenz y(D) zu beschränken.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Vorkodierer (104) erste Kombinationsmittel (204), Modulo-Mittel (210) und einen Filter (212) umfasst, wobei die ersten Kombinationsmittel (204) funktional mit dem Umsetzer (102) und den Modulo-Mitteln (210) verbunden ist, um u(D) und wenigstens die Dither-Sequenz d(D) zu kombinieren, um eine vorkodierte Sequenz x(D) bereitzustellen; wobei die Modulo-Mittel (210) funktional mit dem Filter (212) verbunden sind und verwendet werden, um die Dither-Sequenz d(D) auf Basis der nachfolgenden Intersymbolstörungssequenz p(D) zu finden; wobei der Filter (212) funktional mit den ersten Kombinationsmitteln (204) verbunden ist und verwendet wird, um die nachfolgende Intersymbolstörungssequenz p(D) aus der Übertragungssequenz x(D) zu extrahieren, wobei die ersten Kombinationsmittel (204) ein Addierer sind und wobei der Vorkodierer (104) weiter zweite Kombinationsmittel (208) umfasst, die funktional mit den ersten Kombinationsmitteln (204) und dem Filter (212) verbunden sind, um die Kanalausgabesequenz y(D) zu erhalten, die im Wesentlichen die Form y(D) = x(D) + p(D) hat.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Vorkodierer (104) umfasst: einen Filter (212), Unterteilungsmittel (402) und erste Kombinationsmittel, die funktional mit den Umsetztermitteln (102) und den Unterteilungsmitteln (402) verbunden sind, um u(D) und wenigstens die Sequenz c(D) zu kombinieren, um die Kanalausgabesequenz y(D) bereitzustellen, wobei die Unterteilungsmittel (402) funktional mit dem Filter (212) verbunden sind und verwendet werden, um die nachfolgende Sequenz p(D) in eine Sequenz von Signalpunkten c(D) zu unterteilen, deren Komponenten ck aus einem Nullzeit-Gitter Λ₀ des Trellis-Kodes oder einem Untergitter Λ_S davon ausgewählt sind, und wobei der Vorkodierer (104) weiter umfasst: zweite Kombinationsmittel (208), die funktional mit den ersten Kombinationsmitteln und dem Filter (212) verbunden sind, um die Kanalausgabesequenz y(D) und die nachfolgende Intersymbolstörungssequenz p(D) zu kombinieren, um die vorkodierte Sequenz x(D) zu bilden, und wobei der Filter (212) funktional mit den zweiten Kombinationsmitteln (208) verbunden ist und verwendet wird, um die nachfolgende Intersymbolstörungssequenz p(D) aus der Übertragungssequenz x(D) zu extrahieren, wobei die ersten Kombinationsmittel ein Addierer sind; und die zweiten Kombinationsmittel ein Addierer sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Trellis-Kode ein Blockkode ist.