DE3687603T2

DE3687603T2 - Kodiertes modulationssystem mit einem vereinfachten dekoder, faehig zur verminderung der folge der kanalverzerrung.

Info

Publication number: DE3687603T2
Application number: DE8686304724T
Authority: DE
Inventors: Vedat M Eyuboglu
Original assignee: Codex Corp
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1985-06-19
Filing date: 1986-06-19
Publication date: 1993-05-19
Anticipated expiration: 2006-06-20
Also published as: DE3687603D1; EP0206770A2; EP0206770A3; EP0206770B1; US4713829A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft modulierte Trägersysteme, beispielsweise sogenannte Systeme vom codierten Typ, in denen digitale Zeichen, die über einen bandbegrenzten Kanal gesendet werden sollen, als eine Folge diskreter Signalpunkte codiert werden, die aus einem zur Verfügung stehenden Signalpunktalphabet ausgewählt werden, wobei Abhängigkeiten zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten in der Folge eingeführt werden, um die Unanfälligkeit gegenüber Rauschen und Verzerrung zu erhöhen.
In typischen, solchen codierten Systemen, beispielsweise den Systemen, die beschrieben sind in Csajaka u. a. US-A- 3,877,768, und Ungerboeck, "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, No. 1, Januar, 1982, wird die Information über die Abhängigkeiten zwischen aufeinanderfolgenden Signalelementen beim Empfänger ausgenutzt, wobei eine Umcodiertechnik verwendet wird, die auf dem Viterbi Algorithmus basiert, der beschrieben ist in Forney, "The Viterbi Algorithm", Proceedings of the IEEE, 61(3) 268 (März 1973), und hier durch Bezugnahme eingegliedert wird. Bei einer solchen Technik wird, statt jedes empfangene Signal unabhängig in den Signalpunkt umzucodieren, der dem empfangenen Signal im Sinne eines Euklidischen Abstandes am nahesten ist, eine Folge von empfangenen Signalen in eine Folge von Signalpunkten umcodiert, die der Folge von empfangenen Signalen im Sinne der algebraischen Summe der quadrierten Euklidischen- Abstände am nahesten ist. In solchen codierten Systemen werden die endgültigen Entscheidungen, um eine ausreichende Anzahl von Übertragungsintervallen verzögert, um mit einer annehmbaren hohen Wahrscheinlichkeit sicherzustellen, daß die Folge, von der Signalpunkte gesendet worden sind, richtig entschieden wird. Im Gegensatz zu codierten Systemen wird bei herkömmlichen nichtcodierten Systemen jedes Zeichen in einen Signalpunkt lediglich auf der Grundlage des zu codierenden Zeichens codiert, wobei keine Abhängigkeit zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten vorliegt; bei dem Empfänger wird das Umcodieren jeweils nur an einem Zeichen zur Zeit durchgeführt.
Empfänger für Datenübertragungssysteme schließen typischerweise einen Entzerrer ein, um die Wirkungen von Zwischenzeichenstörungen zu verringern, die durch den Kanal eingeführt werden, wie es beschrieben ist in Qureshi, "Adaptive Equalization", IEEE Communications Magazine, März, 1982, und hier durch Bezugnahme eingegliedert wird. Ein sogenannter linearer Entzerrer für ein Quadratur-Amplitudenmodulations- System (QAM-system) ist typischerweise ein Querfilter, das Proben eines empfangenen Signals nimmt, jede Probe mit einem komplexen Koeffizienten multipliziert und die Produkte addiert, um ein entzerrtes, empfangenes Signal zur Verwendung bei der Umcodierung zu erhalten. Bei Kanälen mit starker Amplitudenverzerrung hebt ein solcher Querentzerrer Rauschen hervor und korreliert das Rauschen in aufeinanderfolgenden Intervallen. In codierten Systemen, die den herkömmlichen Viterbi-Algorithmus-Umcodierer verwenden, erhöht eine solche Rauschkorrelation die Wahrscheinlichkeit, Entscheidungsfehler zu machen.
Bei herkömmlichen nichtcodierten Systemen kann der lineare Entzerrer durch einen Entzerrer vom Entscheidungsrückkopplungstyp ersetzt werden, um eine Entzerrung mit geringerer Rauschhervorhebung durchzuführen. Entzerrer vom Entscheidungsrückkopplungstyp besitzen auch die Eigenschaft, unkorrelierte Rauschproben zu erzeugen. Entzerrer vom Entscheidungsrückkopplungstyp sind in dem oben genannten Artikel von Qureshi beschrieben und angegeben in C. A. Belifore und J. H. Park, Jr., "Decision Feedback Equalization", Proceedings of the IEEE, August, 1979, und in D. D. Falconer "Application of Passband Decision Feedback Equalization in Two- Dimensional Data Communication Systems", IEEE Transactions on Communications, Oktober, 1976, die hier durch Bezugnahme eingegliedert sind. Im allgemeinen multipliziert ein Entzerrer vom Entscheidungsrückkoppelungstyp vorhergehende Entscheidungen mit Rückkoppelungskoeffizienten und summiert die Produkte, um einen Wert zu erzeugen, der auf das demodulierte, teilweise entzerrte, nichtcodierte, empfangene Signal angewendet wird, um die angenommene Kanal-Zwischenzeichenstörung (aufgrund vorhergehender Signalpunkte) bei dem gegenwärtig empfangenen Signal zu korrigieren.
Empfänger für herkömmliche, nichtcodierte Systeme verwenden manchmal abgeänderte Entzerrer vom Entscheidungsrückkopplungstyp (die Rauschprädiktoren genannt werden können), um die Rauschkomponente in dem empfangenen Signal vorauszusagen und auszugleichen, wie es in dem Artikel von Belfiore und Park beschrieben ist. Der Rauschprädiktorausgang ist eine gewichtete Summe vergangener Fehlersignale (jedes auf der Grundlage eines Vergleichs eines vergangenen, empfangenen Signals mit der entsprechenden Entscheidung), wobei die Gewichtungskoeffizienten ausgewählt werden, um die mittlere Leistung der restlichen Rauschsignale nach der Vorhersage zu minimieren, indem die Korrelation entfernt wird, die zwischen aufeinanderfolgenden Fehlersignalen vor der Vorhersage besteht. Anders als bei dem herkömmlichen Entzerrern vom Entscheidungsrückkopplungstyp sind in Rauschprädiktoren die Koeffizienten des linearen (oder Vorwärts-) Entzerrers unabhängig von den Rauschprädiktorkoeffizienten oder Rauschrückkopplungskoeffizienten. Die Vorwärtsentzerrerkoeffizienten können aktualisiert werden, um den mittleren, quadratischen Fehler vor der Vorhersage wie bei einem herkömmlichen, linearen Entzerrer zu minimieren. Typischerweise ist die Anzahl der Rückkopplungskoeffizienten klein. Beispielsweise kann in Hochgeschwindigkeits-Sprechband-Modems ein einziger Koeffizient selbst bei Kanälen schlechtester Güte und bei hohen Baud-Raten der Größenordnung von 2800 Baud ausreichend sein. Fig. 1 stellt einen Rauschprädiktor dar, der nur einen einzigen Vorhersagekoeffizienten aufweist.
Andere Entscheidungsrückkopplungstechniken sind verwendet worden, um andere Arten von kanalbedingter Verzerrungen zu korrigieren. Beispielsweise korrigieren anpassende Phasenprädiktoren Phasenrauschen, wobei die Entwicklung der gerade vorliegenden Phasenfehler verwendet wird, die sich in den allerletzten Entscheidungen als eine Anzeige einer Phasenlaufzeitverzerrung niedergeschlagen hatte.
Wenn Entscheidungsrückkopplungstechniken bei herkömmlichen, nichtcodierten Systemen verwendet werden, stehen Entscheidungen, welche Signalpunkte gesendet worden sind, ohne Verzögerung zur Verfügung. In codierten Systemen, die Entzerrer vom Entscheidungsrückkopplungstyp verwenden, sind im allgemeinen vorläufige Entscheidungen mit keiner Verzögerung erforderlich. Vorläufige Entscheidungen könnten von der wahrscheinlichsten Pfadentwicklung des Viterbi-Algorithmus erhalten werden, jedoch wären solche vorläufigen Entscheidungen nicht ausreichend zuverlässig für eine Rückkopplung.
Die Verwendung des Viterbi-Algorithmus als ein optimales Verfahren zum Erfassen einer Folge übertragener Signale, die über einen rauschstarken Kanal mit Zwischenzeichenstörung (151) erhalten werden, in einem herkömmlichen, nichtcodierten System ist beschrieben in Forney, "Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference", IEEE Transactions on Information Theory, vol. IT-18, No. 3, Mai 1972. Diese Anwendung des Viterbi-Algorithmus ist dem Erfassen einer durch codierte Modulation übertragenen Signalfolge dahingehend ähnlich, daß in beiden Fällen Abhängigkeiten zwischen aufeinanderfolgenden Signalelementen durch ein sequentielles Fortschreiten bzw. Verfahren (finite-state process) eingeführt werden. Bei codierten Modulationssystemen ist das endliche Fortschreiten bzw. Verfahren der Codierer in dem Sender. Bei herkömmlichen, nichtcodierten Systemen mit Zwischensymbolstörung (ISI) stellt das Zwischensymbolstörungsmodell des Kanals (unter Einschluß der Sende- und Empfangsfilter) das sequentielle Fortschreiten dar, wie es in dem Artikel von Forney erklärt ist. Der Zustand in dem sequentiellen Fortschreiten wird durch die allerletzten K Signalpunkte bestimmt, wobei K die Anzahl der Zwischenzeichenstörungsausdrücke in dem Kanalmodell ist. Wenn somit angenommen wird, daß L Bit jedes Übertragungsintervall gesendet werden, werden dem Viterbi-Algorithmus (2L)K mögliche Zustände zugrundeliegen. Bei dieser Anwendung des Viterbi- Algorithmus berücksichtigen die Zweigmetrikberechnungen das Vorliegen einer Zwischenzeichenstörung.
Es ist auch möglich, den Viterbi-Algorithmus als ein optimales Verfahren zu verwenden, um die Rauschkorrelation am Ausgang eines linearen Entzerrers auszunutzen. Im Hinblick auf die Leistung wäre dieses der herkömmlicheren Verwendung äquivalent, die in dem Artikel von Forney beschrieben ist, vorausgesetzt, der lineare Entzerrer entfernt die Zwischenzeichenstörung. Bei diesem Vorgehen werden dem Viterbi-Algorithmus wieder (2L)K Zustände zugrundeliegen, die in derselben Weise definiert sind, mit der Ausnahme, daß die Zweigmetrikberechnungen eher auf einer Rauschkorrelation als auf einer Zwischenzeichenstörung basieren.
In codierten Systemen ist es auch möglich den Viterbi-Algorithmus zu verwenden, um die Wirkungen der Kanalverzerrung in einer optimalen Weise zu verringern, wie es beispielsweise beschrieben ist in A. Viterbi und J. Omura in "Principles of Digital Communication and Coding", McGraw Hill Company, 1979. Bei diesem Vorgehen liefert der Viterbi-Algorithmus gleichzeitig eine Decodierung und Kanalentzerrung, wobei eine größere Anzahl von Zuständen als in dem Codierer verwendet wird. Insbesondere wird für jeden Codierzustand eine neuer Satz Decodierzuständen in Größen von K möglichen, vorhergehenden Signalpunkten definiert, so daß mit N Decodierzuständen eine große Anzahl --N(2L)X-- an Decodierzuständen benötigt wird und eine komplizierte Eingliederung erforderlich ist.
Zusammenfassend ergibt sich, daß in codierten Systemen die Kombinationen einer Entscheidungsrückkopplungsentzerrung und Viterbi-Erfassung im allgemeinen nicht unmittelbar wegen der Umcodierungsverzögerung bzw. der komplexen Eingliederung zur Verfügung steht.
In IEEE Global Telecommunications Conference, San Diego, California, 28. November - 1. Dezember 1983, Globecom 83, Conference record, vol. 2, Seiten 1032-1038, IEEE, New York, US und in R. Fong u. a.: "Four-Dimensionally Coded PSK Systems for Combatting Effects of Secure ISI and CCI", ist geoffenbart, daß es vorteilhaft ist, vierdimensionale Konstellationen zur Kanalcodierung mit Mehrfachpegel-Phasensignalen zu verwenden, wobei dies eine beträchtliche Codiergewinn ergibt.
Eine Familie von gitterförmig codierten, mehrdimensionalen Systemen ist in EP-A-0200505 geoffenbart, die eine Priorität vom 25. April 1985 beansprucht und am 10. Dezember 1986 veröffentlicht wurde.
Beispielsweise könnte ein Code zum Senden von 7 Bit pro Übertragungsintervall einen Codierer mit 32 Zuständen verwenden, der zwei Intervalle mit Bit (14 Bit) zur Zeit nimmt und auf zwei dimensionale (2D) Signalkonstellationen abbildet, um zwei zweidimensionale (2D) Signalpunkte zu erhalten, die in zwei aufeinanderfolgenden Übertragungsintervallen übertragen werden. Die empfangenen Signale können mit einem Viterbi-Algorithmus, der 32 Zustände aufweist, decodiert werden, wobei die Pfadmetriken und die Pfadentwicklung einmal alle zwei Übertragungsintervalle auf der Grundlage einer vierdimensionalen (4D) Zweigmetrik aktualisiert werden. In mehrdimensionalen Systemen kann der Viterbi-Algorithmus wiederum verwendet werden, die Wirkungen der Kanalverzerrung in einer optimalen Weise zu verringern.
Wenn nicht anders angegeben, werden wir, in dem was folgt, den Ausdruck "Signalpunkte" verwenden, die jedes Übertragungsintervall gesendeten übertragenen Zeichen zu bezeichnen und den Ausdruck "Signalkonstellation", den Satz unterschiedlicher, möglicher Signalpunkte zu bezeichnen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Zielsetzung der Erfindung, die Schwierigkeit des Kombinierens einer Entscheidungsrückkopplungsentzerrung und Viterbi-Erfassung zu überwinden oder wenigstens zu verringern.
Die vorliegende Erfindung schafft ein moduliertes Trägersystem umfassend einen Sender und einen Empfänger, um auf der Grundlage von entsprechenden von Rauschen beeinflußten Signalen, die über einen verzerrenden Kanal empfangen wurden, zu entscheiden, welche Signalpunkte von dem genannten Sender gesendet wurden, wobei die von Rauschen beeinflußten genannten Signale Informationen über eine besondere Folge von Codierzuständen tragen, die in einer Reihenfolge von Zeitintervallen durch ein sequentielles Fortschreiten bzw. Verfahren (finite state process) besetzt sind, das eine endliche Anzahl der möglichen benannten Codierzustände besitzt, wobei die benannte endliche Anzahl eine Konstellation definiert, die in Teilmengen unterteilt ist, wobei der Empfänger umfaßt
einen Decodierer mit einer endlichen Anzahl von möglichen Decodierzuständen auf der Grundlage der benannten möglichen Codierzustände und um auf der Grundlage des Schätzens einer besonderen Zeitfolge der benannten Decodierzustände, die der benannten besonderen Folge von Codierzuständen entspricht, zu entscheiden, welche Signalpunkte gesendet wurden, gekennzeichnet durch
eine Abänderungsschaltungsanordnung zum Erzeugen einer Mehrzahl von unterschiedlichen abgeänderten Fassungen von jedem benannten empfangenen Signal, und wobei jede abgeänderte Fassung mit einer der benannten Entscheidungsteilmengen verbunden wird und gemäß einem geschätzten Fehler abgeändert worden ist, der auf einer der benannten Entscheidungsteilmengen basiert.
Die bevorzugten Ausführungsformen schließen die folgenden Merkmale ein. Die Anzahl der Codierzustände kann eins sein (d. h. ein nichtcodiertes System). Bei einigen Ausführungsformen ist das sequentielle Fortschreiten (finite-state process) ein Codierer in dem Sender, der die Signalpunkte von den Codierteilmengen der Signalpunktkonstellation bezieht und Codierzustandsübergänge mit Codierteilmengen verbindet. Bei anderen Ausführungsformen wird das sequentielle Fortschreiten durch die Verzerrungscharakteristik des Kanals eingesetzt. Die unterschiedlich abgeänderten Fassungen basieren auf alternativen Entscheidungen der empfangenen Signale. Die alternativen Entscheidungen werden nach keiner Verzögerung oder nach einer Verzögerung von weniger Zeitintervallen endgültige Entscheidungen erzeugt. Jede alternative Entscheidung wird mit einer besonderen Teilmenge verbunden. Die Entscheidungsteilmengen werden durch Unterteilung der Konstellation gebildet. Bei einigen Ausführungsformen sind die Entscheidungsteilmengen dieselben wie die Codierteilmengen; bei anderen sind die Entscheidungsteilmengen nicht dieselben wie die Codierteilmengen, beispielsweise können sie Vereinigungen von Codierteilmengen sein. Die Entscheidungsteilmengen können eine größere Anzahl von Dimensionen als die Anzahl von Dimensionen der Signalkonstellation besitzen. Die alternativen Entscheidungen sind die Signalpunkte in den Entscheidungsteilmengen, die am dichtesten bei dem zu allerletzt empfangenen Signal sind. Jede abgeänderte Fassung wird durch einen Rauschprädiktor erhalten, der jedes empfangene Signal um einen Rauschvorhersagewert versetzt, der auf Fehlern zwischen vorher empfangenen Signalen und entsprechenden, alternativen Entscheidungen basiert. Das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Codierzuständen kann eine Vielzahl von (beispielsweise 2) aufeinanderfolgenden Übertragungsintervallen überspannen. Der Sender besitzt einen Modulator und der Empfänger einen Demodulator. Die Anzahl der Pfadentwicklungen ist größer als zwei. Es können vier Entscheidungsteilmengen und vier abgewandelte Versionen vorhanden sein. Decodiererzustände werden gebildet, indem Codiererzustände mit Entscheidungsteilmengen kombiniert werden. Der Decodierer kann metrische Zweigberechnungen aufeinanderfolgend in bezug auf jeden der Signalpunkte durchführen, der von dem Zeitintervall übergriffen wird.
Die Erfindung ermöglicht, bessere Entzerrtechniken in codierten Systemen zu verwenden, indem die Rauschkorrelation am Ausgang eines linearen Entzerrers verwendet wird. Die Erfindung kann eine Vereinfachung des Qureshi-Schemas schaffen, wenn die Anzahl der Rückkopplungskoeffizienten klein ist. Die Erfindung schafft auch eine neue Einrichtung, um die Anzahl von Zuständen bei dem optimalen Viterbi- Algorithmus zu verringern, wenn er verwendet wird, um die Wirkungen von Kanalverzerrungen in Systemen mit einer großen Anzahl von Signalpunkten zu verringern. Der Decodierer ist verglichen mit Decodierern nach dem Stand der Technik einfacher, da im allgemeinen weniger Zweigmetrikberechnungen und Abänderungen des empfangenen Signals benötigt werden. Die zusätzliche Codiererkomplexität in bezug auf einen herkömmlichen Viterbi-Decodierer ist im allgemeinen unabhängig von der Anzahl der Zustände in dem Viterbi-Algorithmus und der Anzahl der Dimensionen des Codierers. Die geringere Komplexität des Decodierers könnte dessen Verwendung bei Hochgeschwindigkeits-Sprechband-Modems erlauben, die einen typischen digitalen Signalprozessor verwenden. Der Decodierer kann bei einer nahezu optimalen Leistung bei verringerter Komplexität arbeiten, indem man die Kanalverzerrung beim Decodierverfahren berücksichtigt. Der tatsächliche Leistungsvorteil hängt von der Kanaldämpfungsverzerrung, dem verwendeten Codiersystem und der beim Empfänger zugelassenen Komplexität ab. Bei einer typischen Anwendung kann ein Vorteil von einem Signal/Rauschverhältnis von 0,5 bis 1,5 dB mit Rauschprädiktoren erhalten werden, die gerade einen einzigen Koeffizienten besitzen, und indem dieselbe Anzahl von Zuständen in dem Decodierer wie in dem Codierer verwendet wird.
Andere Vorteile und Merkmale werden aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform und aus den Ansprüchen offensichtlich.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Wir beschreiben zunächst kurz die Zeichnungen.

Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers zur Verwendung mit einem nichtcodierten System und enthält einen Rauschprädiktor nach dem Stand der Technik.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders mit einem vierdimensional codierten, modulierten Trägerübertragungssystem mit 32 Zuständen.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm der Codierer und der Auswähleinrichtung der Fig. 2.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers zur Verwendung mit dem Sender der Fig. 2.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm des Decodierers der Fig. 4.
Fig. 6 ist ein Diagramm einer zweidimensionalen Signalkonstellation zur Verwendung mit dem Sender der Fig. 2.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm des Codierers und des Bit- Umwandlers der Fig. 3.
Fig. 8 ist ein Diagramm von vierdimensionalen Teilmengen, zweidimensionalen Teilmengenpaaren und entsprechenden Bitmustern.
Fig. 9 ist ein repräsentativer Bereich eines Gitterdiagramms.
Fig. 10 ist eine Gittertabelle.
Fig. 11 ist eine Bit-Tabelle die dem Blockcodierer der Fig. 7 entspricht.
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm der Rauschprädiktorschaltungsanordnung und des Decodierers der Fig. 4.
Fig. 13 ist ein Flußdiagramm des Decodierverfahrens.
Fig. 14 ist ein repräsentativer Bereich eines Gitterdiagramms.
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm eines 16-Quadratur-Amplitudenmodulations-(QAM)-Systems das den vereinfachten Viterbi-Decodierer verwendet.
Fig. 16 ist eine unterteilte 16-QAM-Signalkonstellation.
Fig. 17 ist eine Gittertabelle.

AUFBAU UND ARBEITSWEISE

Es wird auf die Fig. 2 Bezug genommen; in dem Sender 10 empfängt ein Verwürfler 12 einen seriellen Bitinformationsstrom, der über einen Kanal 14 mit der Rate von 7 Bit pro Übertragungsintervall gesendet werden soll. Die 14 Informationsbit, die in jedem Paar aufeinanderfolgender Übertragungsintervalle auftreten und als E1n bis I7n für n = 1,2 bezeichnet sind, werden an Codierer und eine Gruppierungseinrichtung 18 geliefert, die wiederum in Folge zwei Paare von In-Phase- und Quadratur-Koordinaten liefert, wobei jedes Paar- einen Punkt in einer zweidimensionalen (2D) Signalkonstellation entspricht. In jedem Übertragungsintervall modulieren ein Modulator, ein Impulsformungsfilter, und ein Digital/Analog-Umwandler 20 einen Träger gemäß dem nächsten Koordinatenpaar von den Codierern und der Gruppierungseinrichtung 18 und liefern die modulierten Trägerkanalsignale zu dem Kanal 14.
Es wird auf die Fig. 3 Bezug genommen; die Decodierer und die Gruppierungseinrichtung 18 schließen einen Seriell/Parallel-Bit-Umwandler 29 ein, der die seriell auftretenden, verwürfelten Bit empfängt, sie in Gruppen von Informationsbit ordnet, von denen jede 14 Bit umfaßt, und jede Gruppe an einen differentiellen Decodierer 30 liefert, der die Informationsbit erhält und differentiell einige von ihnen codiert. Die Informationsbit, die die differentiell codierten enthalten, gelangen dann durch eine sequentielle Einrichtung in der Form eines Faltungscodierers 32, der einige der Bit faltungsmäßig codiert, ein Redundanzbit addiert, das den gegenwärtigen Zustand der sequentiellen Einrichtung anzeigt, die durch den Faltungscodierer repräsentiert wird. Die Informationsbit, die die differentiell und faltungsmäßig codierten Bit einschließen, gehen dann durch einen Bit-- Umwandler und Block-Codierer 34 hindurch. Der Block-Codierer codiert einige der Informationsbit und fügt ein zusätzliches Bit hinzu. Der Bit-Umwandler ordnet erneut einen Satz von Bit unter Einschluß der differentiell und faltungsmäßig codierten Bit.
Die Ausgangsbit des Bit-Umwandlers und des Block-Codierers 34 sind ein Satz von 16 Punktauswahlbit, die in zwei Gruppen Z0n bis Z7n, n = 1,2, geordnet sind. Die Bit-Gruppeneinrichtung und der Parallel/Seriell-Bitgruppenumwandler 36 nimmt die Gruppen eine zur Zeit und gibt sie zu einer zweidimensionalen Zuordnungstabelle 38. Für jede Bitkombination in einer Gruppe enthält die Tabelle 38 das entsprechende Paar von Modulationskoordinaten, die dann einem Modulator 20 (Fig. 2) zugeführt werden.
Da der gegenwärtige Zustand der endlichen Vorrichtung, die durch den Faltungscodierer wiedergegeben ist, von seinem früheren Zustand und von den gegenwärtigen Informationsbit abhängt, tragen die Ausgangsbit des Faltungscodierers (und daher die übertragenen Signale) eine entwicklungsmäßige Information über die gesendeten Informationsbit. Die entwicklungsmäßige Information wird auf der Empfängerseite des Kanals 14 ausgenutzt.
Es wird auf die Fig. 4 Bezug genommen; in dem Empfänger 40 werden die empfangenen, modulierten Trägerkanalsignale durch einen Analog/Digital-Umwandler 41, einen linearen Entzerrer 44 und einen Demodulator 45 hindurchgeschickt. Die entzerrten und demodulierten Koordinatenpaare werden seriell von dem Entzerrer 44 einem Änderungsschaltkreis 46 zugeführt. Vier abgeänderte Fassungen der empfangenen Signale werden dann jeweils über vier Leitungen 47 einem Decodierer 48 zugeführt. Der Decodierer 48 liefert nach einer Verzögerung von mehreren Übertragungsintervallen endgültige Entscheidungsbit für jede Gruppe von 14 Informationsbit, die gesendet worden sind, an einen Entwürfeler 52, um den ursprünglichen seriellen Bitstrom wieder zu erhalten.
Es wird auf die Fig. 5 Bezug genommen; im Decodierer 48 werden die abgeänderten Fassungen der empfangenen Signale einer abgeänderten Viterbi-Algorithmus-Einrichtung 60 zugeführt, die nach einiger Verzögerung zwei endgültige Koordinatenpaarentscheidungen liefert. Der Parallel/Seriell-Koordinatenpaarpaarumwandler 62 gibt die Koordinatenpaare seriell ein Paar zur Zeit an eine Bit-Zuordnungstabelle 64. Für jedes auf die Tabelle 64 angewendete Koordinatenpaar wird eine entsprechende Gruppe von acht Entscheidungsbit einem Seriell/Parallel-Bitgruppenumwandler 65 zugeführt, dann einem Bit-Zurückumwandler und einem Block-Decodierer 66, daraufhin zu einem differentiellen Decodierer 68 und schließlich zu einem Parallel/Seriell-Bitumwandler 69. Der Zurückumwandler und der Decodierer führen die umgekehrten Vorgänge der Umwandlung und Codierung durch, die bei dem Sender durchgeführt worden sind. Der differentielle Decodierer liefert dann Abschätzungen der ursprünglichen Gruppen von sieben Informationsbit, I1nbis I7n, n = 1,2 über einen Konverter 69.
Es wird sich wieder dem Sender zugewandt; die vierzehn Informationsbit, die in zwei aufeinanderfolgenden Übertragungsintervallen auftreten, werden in zwei zweidimensionale (2D) Signalpunkte codiert, die aus einer zweidimensionalen Konstellation mit 192 Punkten herausgenommen worden sind.
Fig. 6 zeigt, wie die zweidimensionale Konstellation 70 aufgebaut und unterteilt ist. Die zweidimensionale Konstellation schließt die Kreuzkonstellation 72 (befindet sich innerhalb der gezeigten Grenzen) mit 128 Punkten ein, die typischerweise mit einem nichtcodierten System zum Senden von 7 Bit pro Übertragungsintervall verwendet wird. Diese 128 Punkte (als Punkte angegeben) innerhalb der Grenze werden innere Gruppenpunkte genannt. Die zweidimensionale Konstellation schließt auch eine äußere Gruppe von 64 Punkten ein, halb soviele Punkte wie in der inneren Gruppe. Die Punkte der äußeren Gruppe werden aus den möglichen Punkten ausgewählt, die auf einer Ausdehnung des rechteckförmigen Gitters der inneren Gruppe in Bereichen über die Grenze der Kreuzkonstellation mit 128 Punkten hinaus liegen. Die Punkte der äußeren Gruppe sind so nahe dem Ursprung wie möglich angeordnet.
Die zweidimensionale Konstellation aus 129 Punkten ist in vier gleich große Teilmengen unterteilt, die mit A, B, C und D bezeichnet sind. In Fig. 6 ist die Teilmenge, zu der jeder Punkt gehört, durch einen kleingeschriebenen Buchstaben a, b, c oder d angegeben. Die Teilmengen sind in zwei zweidimensionale Familien gruppiert, die mit AUB (die Vereinigung von A mit B) und CUD bezeichnet sind. Alle Teilmengen besitzen dieselbe Anzahl von Punkten der inneren Gruppe und der äußeren Gruppe. Das Verhältnis der Anzahl der Punkte der äußeren Gruppe zu der Anzahl der Punkte der inneren Gruppe ist in jeder Teilmenge dasselbe wie das Verhältnis zu der gesamten zweidimensionalen Konstellation. Der minimale quadratische Abstand 4d&sub0;² zwischen Punkten, die derselben Teilmenge angehören, ist größer als der minimale quadratische Abstand 2d&sub0;² zwischen Punkten, die unterschiedlichen Teilmengen innerhalb derselben zweidimensionalen Familie angehören, der wiederum größer als der minimale quadratische Abstand d&sub0;² zwischen irgend zwei Punkten ist. (Beispiele solcher Abstände sind unter Bezugnahme auf den Punkt 74 in Fig. 6 gezeigt).
Bei der Konstellation der Fig. 6 sind einige der zweidimensionalen Punkte mit einem Sechs-Bitwert markiert, der das Bitmuster Z2n+i Z3n+i Z4n+i Z5n+i Z6n+i Z7n+i (i = 0,1) darstellt. Dasselbe Bitmuster wird jedem der vier zweidimensionalen Punkte zugeordnet, die voneinander durch Drehungen der Konstellation um 90º erhalten werden können.
Zwei identische solcher zweidimensionalen Konstellationen zusammengenommen können als eine einzige vierdimensionale Konstellation mit 36864 (= 192·192) vierdimensionalen Punkten angesehen werden kann, wobei die vier Koordinaten für jeden vierdimensionalen Punkt dieselben wie die zwei Paare von Koordinaten des entsprechenden Paares von zweidimensionalen Punkten sind, eines aus jeder zweidimensionalen Konstellation. Nur 32768 (= 2¹&sup5;) der 36864 vierdimensionalen Punkte werden verwendet, nämlich diejenigen, deren entsprechendes Paar von zweidimensionalen Punkten nicht zu der äußeren Gruppe gehört. Von nun an werden wir bei der Erörterung des 32-stufigen Codes zur Übertragung von 7 Bit pro Übertragungsintervall auf diese vierdimensionale Konstellation mit 32768 Punkten als die vierdimensionale Konstellation Bezug nehmen.
Wir definieren nun 16 (= 4·4) vierdimensionale Teilmengen, von denen jede einem Paar von zweidimensionalen Teilmengen entspricht, und jede wird als (A,A), (A,B), . . . und (D,D) bezeichnet. Jede vierdimensionale Teilmenge besitzt 2048 Punkte und der minimale, quadratische Abstand zwischen zwei vierdimensionalen Punkten, die zu derselben Teilmenge gehören, ist 4 d&sub0;², was dasselbe wie der minimale, quadratische Abstand zwischen zwei zweidimensionalen Punkten ist, die derselben zweidimensionalen Teilmenge angehören. (Der quadratische Abstand zwischen zwei vierdimensionalen Punkten ist einfach die Summe der quadratischen Abstände in bezug auf die zwei Paare von zweidimensionalen Punkten, denen diese zwei vierdimensionalen Punkte entsprechen.) Man sehe auch, daß jede vierdimensionale Teilmenge wie allgemein die vierdimensionale Konstellation nur vierdimensionale Punkte enthält, bei denen nicht beide des entsprechenden Paares zweidimensionaler Punkte zu den äußeren Gruppen der zweidimensionalen Teilmengen gehören, die dieser vierdimensionalen Teilmenge entsprechen.
Die sechzehn vierdimensionalen Teilmengen sind in zwei vierdimensionale Familien gruppiert, welche als 0U1U2U3U4U5U6U7 und 8U9U10U11U12U13U14U15 bezeichnet werden. Der minimale, quadratische Abstand 4d&sub0;² zwischen vierdimensionalen Punkten, die derselben vierdimensionalen Teilmenge angehören, ist größer als der minimale, quadratische Abstand 2d&sub0;² zwischen vierdimensionalen Punkten, die unterschiedlichen vierdimensionalen Teilmengen innerhalb derselben vierdimensionalen Familie angehören, welche wiederum größer als der minimale, quadratische Abstand d&sub0;² zwischen irgend zwei vierdimensionalen Punkten ist.
Die Auslegung eines 32 Zustände aufweisenden, 180º-drehinvarianten, linearen Faltungscodes mit diesen sechzehn vierdimensionalen Teilmengen, ist in den Fig. 7 und 8 dargestellt. Ein 32-stufiger, linearer Faltungscodierer 84 mit einer Rate 3/4 wird verwendet, vier Bit (Y0n I1n I2n I3n) zu erzeugen, die benötigt werden, die vierdimensionale Teilmenge festzulegen, von der ein vierdimensionaler Punkt herausgenommen werden soll. (Man bemerke, daß die Bitmuster in den Y0n I1n I2n T3n Spalten der Fig. 8 der Dezimalzahl für jede vierdimensionale Teilmenge entspricht.)
Bei dem Faltungscodierer 84 stellt jedes mit 2T bezeichnete Kästchen ein schnelles Zwischenspeicherelement dar, das irgendeinen Eingangswert für zwei Übertragungsintervalle hält; der in dem Element gehaltene Wert erscheint stets an seinem Ausgang. Die mit + bezeichneten Kreise sind "exklusive ODER- Elemente". Die Ausgänge der 2T Elemente sind Bit, die mit W1n W2n W3n W4n und W5n bezeichnet sind, die zusammen den Zustand der endlichen Vorrichtung umfassen, die durch den Codierer 84 dargestellt ist.
Nur gewisse Folgen von Zustandsübergängen des Faltungscodierers sind zulässig, wie es durch die Zweige in dem Gitterdiagramm der Fig. 9 dargestellt ist. In Fig. 9 sind die 32 möglichen gegenwärtigen Zustände durch eine Spalte von Punkten 86 dargestellt, von denen jede mit dem entsprechenden Muster von den Zustand definierenden Bit bezeichnet ist. Die 32 möglichen nächsten Zustände sind durch die Spalte 88 dargestellt. Gitterzweige 90, die die gegenwärtigen Zustände mit den nächsten Zuständen verbinden, stellen erlaubte Zustandsübergänge dar (nur repräsentative Bereiche der Gitter sind in Fig. 9 dargestellt. Das gesamte Gitter kann aus dem Diagramm der Fig. 10 rekonstruiert werden). Jedem Zustand können nur acht mögliche Übergänge folgen. Jedem Übergang ist eine vierdimensionale Teilmenge zugeordnet. Die Zuordnung für die Übergänge von jedem gegenwärtigen Zustand sind durch die vierdimensionalen Teilmengenzahlen dargestellt, die in Spalte 92 links von dem Zustand erscheinen. Beispielsweise sind den acht Übergängen von dem gegenwärtigen Zustand 00000 jeweils vierdimensionale Teilmengen 01452367 zugeordnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Nur die ersten drei Übergänge sind in Fig. 9 gekennzeichnet.
Wir beschreiben nun wie die vier Ausgangsbit des Faltungscodierers und die elf übrigen nichtcodierten Informationsbit in die vierdimensionale Konstellation abgebildet werden. Vier Koordinatenwerte werden benötigt, um jeden vierdimensionalen Punkt zu definieren. Eine Tabelle mit 96 (= 48·2) zweidimensionalen Koordinatenwerten wird zweimal verwendet, um nach den vier benötigten Koordinatenwerten nachzusehen. Die Tabelle, auf die Bezug genommen wird, kann aus der Konstellation der Fig. 6 einfach dadurch aufgebaut werden, daß die Koordinaten von jedem Punkt mit den acht Bit verbunden werden, die zur Darstellung des Punktes notwendig sind, nämlich die sechs Bit, die unter dem Punkt angegeben sind, und die zwei Bit, die benötigt werden, seine zweidimensionale Teilmenge zu spezifizieren. Beispielsweise sind für den Punkt 74 die Koordinaten 5,5 in der Tabelle mit den acht Z Bit 10001010 verbunden.
Es wird erneut auf die Fig. 7 und 8 Bezug genommen; nachdem die vier Ausgangsbit des Faltungscodierers verwendet worden sind, um eine vierdimensionale Teilmenge zu spezifizieren, wandelt ein Bit-Umwandler 96 die vier Bit (Y0n, I1n, I2n, I3n) in zwei Paare von Auswahlbit Z0n Z1n, und Z0n+1, Z1n+1 um, die verwendet werden, das Paar von zweidimensionalen Teilmengen auszuwählen, die der vierdimensionalen Teilmenge entsprechen. Bei der Konstellation der Fig. 6 entspricht jedes Paar von Auswahlbit in einer zweidimensionalen Teilmenge gemäß der folgenden Tabelle:

Zweidimensionale Teilmenge Z0n Z1n oder Z0n+1 Z1n+1

A 00
B 01
C 10
D 11
Die elf nichtcodierten Informationsbit, die übrigbleiben, werden verwendet, einen besonderen, vierdimensionalen Punkt aus der vorhergehend ausgewählten, vierdimensionalen Teilmenge auszuwählen.
Es wird auf die Fig. 7 und 11 Bezug genommen; ein vierdimensionaler Block-Codierer 97 nimmt drei der restlichen, nichtcodierten Informationsbit (I1n+1, I2n+1 und I3n+1) und erzeugt zwei Paare von Auswahlbit (Z2n Z3n und Z2n+1 Z3n+1). Jedes Paar dieser Auswahlbit kann irgendeinen der Werte 00, 01 oder 10 annehmen, aber sie können beide nicht den Wert 10 annehmen. Das erste Paar Z2n Z3n wird verwendet, die innere Gruppe oder die äußere Gruppe der ersten zwei dimensionalen Teilmenge auszuwählen, die der vorhergehend ausgewählten vierdimensionalen Teilmenge entspricht, ähnlich für das zweite Paar Z2n+1 und Z3n+1 in bezug auf die zweite zweidimensionale Teilmenge. Die innere Gruppe wird in zwei Hälften geordnet. Wenn das Paar von Auswahlbit 00 ist, wird eine der Hälften der inneren Gruppe ausgewählt; wenn die Bit 01 sind, wird die andere Hälfte der inneren Gruppe ausgewählt; anderenfalls wird die äußere Gruppe ausgewählt.
Es gibt sechzehn zweidimensionale Punkte in der äußeren Gruppe oder in jeder Hälfte der inneren Gruppe einer zweidimensionalen Teilmenge, und acht nichtcodierte Informationsbit bleiben zum Auswählen aus diesen zweidimensionalen Punkten übrig. Diese acht Bit werden zu zwei Gruppen von je vier Bit genommen und werden umgenannt als Z4n Z5n Z6n Z7n und Z4n+1 Z5n+1 Z6n+1 Z7n+1. Die erste Gruppe Z4n Z5n Z6n Z7n wird verwendet, einen zweidimensionalen Punkt aus der vorhergehend ausgewählten äußeren Gruppe oder der ausgewählten Hälfte der inneren Gruppe der ersten zweidimensionalen Teilmenge auszuwählen, und ebenso erfolgt dies für die zweite Gruppe Z4n+1 Z5n+1 Z6n+1 Z7n+1.
Zusammenfassend ergibt sich, daß der Bitumwandler 96 und der vierdimensionale Block-Codierer 97 die vier Ausgangsbit des Faltungscodierers und die elf verbleibenden, nichtcodierten Informationsbit nehmen und sechzehn codierte Auswahlbit erzeugen. Diese sechzehn Auswahlbit werden dann durch den Verwürfler (sampler) 36 zu zwei Gruppen von je acht Auswahlbit Z2n Z3n Z4n Z5n Z6n Z7n Z0n Z1n und Z2n+1 Z3n+1 Z4n+1 Z5n+1 Z6n+1 Z7n+1 Z0n+1 Z1n+1 gruppiert. Die erste Gruppe Z2n Z3n Z4n Z5n Z6n Z7n Z0n Z1n wird verwendet, eine zweidimensionale Abbildungstabelle 30 zu adressieren (die in der vorhergehend beschriebenen Weise aufgebaut ist), um das Koordinatenpaar für den ersten zweidimensionalen Punkt zu erhalten, der dem vierdimensionalen Punkt entspricht, der durch vier Ausgangsbit des Faltungscodierers und die elf übrigen uncodierten Informationsbit definiert ist. Entsprechend adressiert die zwei zweite Gruppe der Auswahlbit dieselbe Tabelle 38, um die Koordinaten des zweiten zweidimensionalen Punktes zu erhalten. Da jede Gruppe aus acht Auswahlbit Z2m Z3m Z4m Z5m Z7m Z0m Z1m, wenn m = n oder n + 1 ist, nur 192 Werte annehmen kann (da Z2m Z3m nicht 11 sein kann) besitzt die Tabelle nur 384 (= 192·2) Koordinatenwerte. Die Tabelle kann ferner auf nur 96 (= 48·2) Koordinatenwerte verringert werden, wenn wir auch fordern, daß dasselbe Muster von Z2m Z3m Z4m Z5m Z6m Z7m für entweder m = n oder n + 1 mit jedem der vier zweidimensionalen Punkte verbunden wird, die von anderen durch Drehungen um 90º erhalten werden können. In diesem Fall liefert die Tabelle die Koordinatenpaarwerte, die Z2m Z3m Z4m Z5m Z6m Z7m für ein besonderes Muster von Z0m Z1m, m = n oder n + 1 entsprechen. Die Koordinatenpaarwerte, die den anderen Mustern von Z0m Z1m entsprechen, können durch 90º Drehungen der Koordinatenpaare erhalten werden, die für das besondere Muster Z0m Z1m erhalten worden sind.
Tatsächlich trägt die Folge von Signalpunkten, die von dem Codierer 26 ausgesendet werden, mit sich die Informationen (in der Form von Teilmengen, von denen diese Signalpunkte bezogen wurden) über den Codierpfad durch das Gitter.
Beim Empfänger nützt der Decodierer 48 diese entwicklungsmäßige Information aus, um den Pfad durch das Gitter abzuschätzen, der wahrscheinlich bei dem Sender durchlaufen worden ist, indem auch die Rauschkorrelation berücksichtigt wird, und die Verwendung dieses abgeschätzten Pfades bestimmt die Signalpunkte, die gesendet worden sind. Das Decodierverfahren basiert auf einem abgewandelten Viterbi-Decodier Algorithmus.
Für jeden Punkt in der Zeit, der durch das Gitter dargestellt ist (beispielsweise die Zeit, die durch die Spalte 86 in Fig. 9 dargestellt wird), speichert der Codierer für jeden der möglichen 32 Zustände eine sich behauptende Pfadentwicklung, die die Liste der L allerletzten vierdimensionalen Signalpunkte umfaßt, die auf einem irgendwie wahrscheinlichen Gitterpfad liegen, der in diesem Zustand endet. (2L ist die Anzahl der Signalintervalle - beispielsweise - das zwischen den Zeitpunkt, zu dem ein Signal empfangen worden ist, und dem Zeitpunkt verstreicht, zu dem eine entsprechende endgültige Entscheidung darüber getroffen worden ist, welcher Signalpunkt gesendet worden war). Der Decodierer speichert auch für jeden möglichen Zustand eine sich behauptende Pfadmetrik, die das quadratische Abstandsaggregat zwischen den vierdimensionalen Signalpunkten auf dem sich behaupteten Pfad, der in diesem Zustand endet, und gewissen auf Rauschen korrigierten Fassungen (wird unten beschrieben) der Folge der empfangenen, vierdimensionalen Signale darstellt.
Nachdem zwei weitere Übertragungsintervalle verstrichen sind, dehnt der Decodierer das Gitter zu dem nächsten Zeitpunkt längs des Gitters (beispielsweise die Zeit die durch die Spalte 88 in Fig. 9 dargestellt ist) aus. Die Ausdehnung des Gitters wird im allgemeinen dadurch gemacht, daß der sich mit Minimummetrik behauptete Gitterpfad, der beim nächsten möglichen Zustand endet, auf der Grundlage von vorhergehend gespeicherten, sich behaupteten Pfadmetriken und von Berechnungen der quadratischen Abstände (Zweigmetriken) für alternative mögliche Übergänge (Zweige) identifiziert wird, die zu jedem nächsten möglichen Zustand führen. Sobald das Gitter ausgedehnt worden ist, wird der älteste, vierdimensionale Signalpunkt in der wahrscheinlichsten der sich behauptenden Pfadentwicklungen eine endgültige Entscheidung. Dieses Verfahren des Ausdehnens des Gitters wird alle zwei Signalintervalle wiederholt.
Es wird auf Fig. 12 Bezug genommen; genauer gesagt schließt der Abänderungsschaltkreis 46 vier Rauschprädiktoren 102, 104, 106, 108 ein, die den vier unterschiedlichen, zweidimensionalen Teilmengen A, B, C bzw. D zugeordnet sind. Beispielsweise ist der Prädiktor 104 der zweidimensionalen Teilmenge B zugeordnet. Im folgenden stellen wir zweidimensionale Teilmengen durch ganze Zahlen dar:
A0
B1
C2
D3
Obgleich bei diesem Beispiel die mit den Prädiktoren verbundenen Teilmengen dieselben wie die Teilmengen sind, die in dem Codierer verwendet werden, können allgemein die Teilmengen, die mit den Prädiktoren verwendet werden, unterschiedlich sein, und werden somit Entscheidungsteilmengen genannt, während die Teilmengen des Codierers Codierteilmengen genannt werden.
Der Abänderungschaltkreis 46 erhält von dem Demodulator Paare von zweidimensionalen, empfangenen Signalen, wobei jedes Paar zwei Intervallen mit durch den Sender codierten Bit entspricht. Die zwei empfangenen Signale in jedem Paar werden der Reihe nach zugeführt. Das gerade empfangene Paar wird mit r1,neu und r2,neu bezeichnet, während das vorhergehende Paar mit r1,neu und r2,alt bezeichnet wird. Somit ist die Reihenfolge, mit der die Signale zugeführt werden r1,alt und r2,alt, r1,neu und r2,neu. Diese empfangenen Signale werden alle zu den Prädiktoren geführt.
In allen Prädiktoren wird derselbe Prädiktorkoeffizient für beide empfangenen Signale des laufend empfangenen Paares verwendet und wird mit bneu bezeichnet. Für das frühere Paar der empfangenen Signale ist der Koeffizient balt. Die abgeänderten, empfangenen Signale, die von den Prädiktoren geliefert werden, werden durch Apostrophe bezeichnet: Im ersten Übertragungsintervall werden sie mit r'1,neu (i), i = 0,1,2,3 bezeichnet; im zweiten Übertragungsintervall werden sie mit r'2,neu (i), i = 0,1,2,3 bezeichnet. Die Rauschvorhersagen, die bei dem ersten und zweiten Intervall verwendet werden, werden mit &sub1; (i), &sub2; (i), i = 0,1,2,3 bezeichnet. Die vorläufigen Entscheidungen, welche Signale in dem gegenwärtigen Paarintervallen gesendet worden sind, werden jeweils bezeichnet mit 1,neu, 2,neu und die vorläufigen Entscheidungen für das frühere Paar von Intervallen werden bezeichnet mit 1,alt, 2,alt. Diese Entscheidungen werden zur Aktualisierung der Prädiktorkoeffizienten verwendet. Die nahesten Signalpunkte von jeder der zweidimensionalen Entscheidungsteilmengen zu den empfangenen Signalen werden durch Doppelbegrenzer (slicer) 110, 112, 114, 116 bestimmt und sind bezeichnet mit 1,neu (i), 2,neu (i), 1,alt (i), 2,alt (i), i = 0,1,2,3. Diese alternativen Entscheidungen werden von den Prädiktoren verwendet, um die Eingangsfehlersignale zu bilden, wie es unten beschrieben wird.
Es wird auf die Fig. 13 Bezug genommen; die Decodierung für jedes Paar von Übertragungsintervallen geschieht auf einer Intervall-zu-Intervall-Basis. In dem ersten Intervall des Paares (120) besteht der erste Schritt darin, den Prädiktorkoeffizienten (bneu) zu aktualisieren, der von allen vier Prädiktoren in beiden Intervallen des Paares (122) verwendet wird. bneu = balt - Δ(r2,alt - (r1,alt - 1,alt) balt - 2,alt - (r1,alt - ,alt)*, worin * das Komplexkonjungierte darstellt und A eine positive Konstante ist. 1,alt und 2,alt sind die vorläufigen Entscheidungen in den früheren Übertragungsintervallen, die den allerletzten Signalpunkten bei der besten Pfadentwicklung mit der minimalen Pfadmetrik entsprechen.
Der nächste Schritt besteht darin, eine Rauschvorhersage für jeden der vier Prädiktoren (124) auf der Grundlage von jeweils den Punkten in dem vorhergehenden Übertragungsintervall ( 2,alt (i) von jeder zweidimensionalen Entscheidungsteilmenge (i = 0,1,2,3)) zu berechnen, die dem entsprechenden, nichtabgeänderten, empfangenen Signal in diesem Intervall am nahesten sind;
&sub1;(i) = (r2,alt - 2,alt (i) bneu, i = 0,1,2,3
Als nächstes verwendet jeder Prädiktor die Rauschvorhersage, um das gegenwärtig empfangene Signal rneu abzuändern (126). Die Ausgänge des Abänderungsschaltkreises sind dann:
r'1,neu (i) = r1,neu - &sub1;(i), i = 0,1,2,3.
Dann werden die vier zweidimensionalen Zweigmetriken für jedes abgeänderte, empfangene Signal berechnet (128), nämlich die Zweigmetriken für die Signalpunkte in den vier zweidimensionalen Codierteilmengen, die diesem abgeänderten Punkt am nahesten sind. Insgesamt werden somit sechzehn zweidimensionale Zweigmetriken berechnet: d&sub1;²(j,i), i = 0,1,2,3, j = 0,1,2,3, mit d&sub1;²(j, i) dem quadratischen Abstand zwischen dem abgeänderten, empfangenen Signal r'1,neu(i) und dem nahesten Signalpunkt von der j-ten zweidimensionalen Codierteilmenge. Die 16 Zweigmetriken werden aufgehoben.
Als nächstes werden die nahesten Punkte in jeder zweidimensionalen Entscheidungsteilmenge -- 1,neu(i) -- zu dem nichtabgeänderten, empfangenen Signal r1,neu herausgefunden und neue Rauschvorhersagen werden zur Verwendung in dem zweiten Übertragungsintervall berechnet (130).
&sub2;(i) = (r1,neu - 1,neu(i)) bneu; i = 0,1,2,3.
In dem zweiten Übertragungsintervall (132) werden diese Rauschvorhersagen verwendet, um das empfangene Signal (134) abzuändern. Die Ausgänge der vier Abänderungsschaltkreise sind dann:
r'2,neu(i) = r2,neu - &sub2;(i); i = 0,1,2,3
Als nächstes werden für jeden abgeänderten, empfangenen Punkt vier zweidimensionale Zweigmetriken berechnet d²&sub2; (j,i), i = 0,1,2,3, j = 0,1,2,3, mit d&sub2;²(j,i) dem quadratischem Abstand zwischen dem abgeänderten, empfangenen Signal r'2,neu(i) und dem nahesten zweidimensionalen Signalpunkt in der j-ten zweidimensionalen Codierteilmenge (136). Diese sechzehn Zweigmetriken werden aufgehoben.
Die aufgehobenen, zweidimensionalen Zweigmetriken in dem ersten und dem zweiten Intervall werden insgesamt zu 64 vierdimensionalen Zweigmetriken kombiniert (138). Jede vierdimensionale Zweigmetrik ist die Summe aus einer der zweidimensionalen Zweigmetriken des ersten Intervalls und einer der zweidimensionalen Zweigmetriken des zweiten Intervalls. Jede der 64 vierdimensionalen Zweigmetriken wird bezeichnet als
D²(l,i) = d&sub1;²(j,i) + d&sub2;²(k,j), l = 0,1,...,15 i = 0,1,2,3.
worin 1 die vierdimensionale Teilmenge darstellt, die den zweidimensionalen Codierteilmengen j und k entspricht. Beispielsweise ist die vierdimensionale Zweigmetrik D²(l,i) die Summe aus (a) dem quadrierten Stand zwischen dem ersten Intervallausgang des i-ten Abänderungsschaltkreises und dem nahesten zweidimensionalen Punkt von der ersten zweidimensionalen Codierteilmenge j, die der l-ten vierdimensionalen Teilmenge entspricht, plus (b) dem quadratischen Abstand zwischen dem zweiten Intervallausgang des Abänderungsschaltkreises, der der ersten zweidimensionalen Entscheidungsteilmenge j zugeordnet ist, die der l-ten vierdimensionalen Teilmenge entspricht, und dem nahesten zweidimensionalen Punkt von der zweiten zweidimensionalen Codierteilmenge k, die der l-ten vierdimensionalen Teilmenge entspricht. Die vierdimensionale Zweigmetrik ist also eine Verkettung von zwei zweidimensionalen Zweigmetriken für die zwei Übertragungsintervalle. Die zweidimensionalen Metriken basieren jeweils auf den nahesten Punkten von den zwei zweidimensionalen Codierteilmengen, die die vierdimensionale Teilmenge ergeben. In dem ersten Intervall wird die Metrik von irgendeinem i-ten abgeänderten, empfangenen Signal gemessen; in dem zweiten Intervall von dem abgeänderten, empfangenen Signal, das der zweidimensionalen Entscheidungsteilmenge des ersten Intervalles zugeordnet ist.
Die 64 vierdimensionalen Zweigmetriken werden dann verwendet, das Gitter (140) dadurch auszudehnen, daß zuerst jedem Gitterzweig eine geeignete der vierdimensionalen Zweigmetriken zugeordnet wird. Insbesondere werden einem Gitterzweig, dem eine vierdimensionale Teilmenge l zugeordnet worden ist und der von einem Zustand mit einer Pfadentwicklung stammt, deren allerletzter zweidimensionaler Signalpunkt in der zweidimensionalen Entscheidungsteilmenge i ist, Zweigmetriken D²(l,i) zugeordnet. Sobald die Zweigmetriken zugeordnet worden sind, wird die Ausdehnung des Gitters in der üblichen Weise dadurch durchgeführt, daß die besten, sich behaupteten Pfade mit minimal akkumulierter Metrik gefunden werden, die in jedem möglichen nächsten Zustand enden.
Als nächstes wird der beste, sich behauptete Gitterpfad identifiziert. Der allerletzte vierdimensionale Signalpunkt 1,neu, 2,neu in diesem Pfad wird aufgehoben, um ihn zum Aktualisieren des Prädiktorkoeffizienten in dem nächsten Übertragungsintervall zu verwenden. Der älteste vierdimensionale Signalpunkt in diesem Pfad wird als eine endgültige Entscheidung zum Zuführen zu dem Umwandler 62 (Fig. 5) freigegeben (144).
Wegen der Vereinfachung bei der vierdimensionalen Konstellationsabbildung ist die Abbildung bzw. Zuordnung von jedem endgültig entschiedenen vierdimensionalen Punkt zurück zu den 14 Informationsbit in dem Decodierer vereinfacht. Jeder zweidimensionale Punkt des Paares von zweidimensionalen Punkten, der dem vierdimensionalen Punkt entspricht, kann zuerst zurück auf acht Z-Bit abgebildet werden, indem eine Einzelbit-Abbildungstabelle 64 (Fig. 4) verwendet wird. Die darauffolgende Durchführung der umgekehrten Umwandlungen, die dem Bit-Umwandler und dem vierdimensionalen Block-Codierer entspricht, erzeugt die 14 Informationsbit.
Somit hängt die Anzahl der Rauschprädiktoren nicht von der Anzahl der Zustände oder der Anzahl der Dimensionen des Codes ab. Nur 16 mögliche Zweigmetriken müssen in jedem Übertragungsintervall berechnet werden, und nur 64 vierdimensionale Metriken müssen berechnet werden. Mit relativ wenigen, durchzuführenden Zweigmetrik- und Rauschvorhersageberechnungen kann der Decodierer relativ einfach ohne wesentlichen Verzicht auf Leistung sein.
Andere Ausführungsformen werden von den folgenden Ansprüchen überdeckt.
Der Code kann von dem Vierdimensionalen unterschiedlich sein, beispielsweise zweidimensional, achtdimensional, sechzehndimensional und so fort, und kann andere Anzahlen von Zuständen aufweisen, beispielsweise 8 Zustände, 16 Zustände, 64 Zustände und so weiter. Die Rauschprädiktoren können ersetzt werden durch oder kombiniert werden mit anderen Rückkopplungseinrichtungen, wie anpassungsfähige Phasenprädiktoren. Ein Basisbandkommunikationssystem kann verwendet werden.
Beim Erzeugen abgewandelter Versionen des empfangenen Signals kann die Abänderungsschaltungsanordnung eine feinere oder gröbere Unterteilung der zweidimensionalen Signalkonstellation als die in dem Codierer verwendete Unterteilung verwenden. Beispielsweise kann bei dem Code mit 32 Zuständen die Abänderungsschaltungsanordnung die zweidimensionale Signalkonstellation mit 192 Punkten in 8 Entscheidungsteilmengen mit 24 Punkten in jeder Entscheidungsteilmenge unterteilen, wobei wiederum der Abstand zwischen Punkten in einer Entscheidungsteilmenge so groß wie möglich gehalten wird. In diesem Fall werden 8 Rauschvorhersagen und 8 abgeänderte Versionen des empfangenen Signales erzeugt. Für jede abgeänderte Version werden 4 zweidimensionale Zweigmetriken in bezug auf jede der zweidimensionalen Codierteilmengen A, B, C und D berechnet. Die in jedem Übertragungsintervall berechneten 32 Zweigmetriken werden kombiniert, um 128 vierdimensionale Zweigmetriken D² (l, i), l = 0,1....15, i = 0,1....,7, zu erhalten. Einem Gitterzweig, dem eine vierdimensionale Teilmenge 1 zugeordnet worden ist und der von einem Zustand mit einer Pfadentwicklung herstammt, dessen letzter zweidimensionaler Signalpunkt in der zweidimensionalen Entscheidungsteilmenge i (0-7) liegt, werden die Zweigmetriken D² (l,i) zugeordnet. Sonst verläuft das Decodieren in derselben Weise, wie es oben beschrieben wurde.
Das Schema kann auch mit mehrfachen Prädiktorkoeffizienten verwendet werden. In diesem Fall werden Entscheidungsteilmengen mehrdimensional. Um beispielsweise bei dem Code mit 32 Zuständen zwei Prädiktorkoeffizienten zu verwenden, können wir die 16 vierdimensionalen Codierteilmengen als die Entscheidungsteilmengen wählen. Dann werden jedes Übertragungsintervall 16 vierdimensionale alternative Entscheidungen gebildet. Beispielsweise bildet in dem ersten Übertragungsintervall die Abänderungsschaltungsanordnung 4 zweidimensionale alternative Entscheidungen 1,neu(i), i= 0,1,2,3 wie vorher, indem die Signalpunkte in jeder der zweidimensionalen Teilmengen i = 0,1,2,3 gewählt wird, die dem nichtabgeänderten, empfangenen Signal r1,neu am nahesten sind. Diese werden dann mit den 4 zweidimensionalen, alternativen Entscheidungen 2,alt (j), j = 0,1,2,3 von dem vorhergehenden Übertragungsintervall (in derselben Weise berechnet) kombiniert, um die sechzehn vierdimensionalen, alternativen Entscheidungen ( 1,neu (i), 2,alt (j)), i,j = 0,1,2,3 zu bilden. Für jede vierdimensionale, alternative Entscheidung wird ein unterschiedlicher Rauschvorhersagewert &sub2; (l), l = 0,1..., 15 zur Verwendung in dem zweiten Übertragungsintervall erzeugt: &sub2; (l) = (r1,neu - 1,neu (i)) b1,neu + (r2,alt - 2,alt (j)) b2,neu, l = 0,1,...15, i, j = 0,1,2,3, worin l =(i,j) die vierdimensionale Entscheidungsteilmenge darstellt, die mit den zweidimensionalen Teilmengen j und i verbunden ist. Die Größen b1,neu und b2,neu sind die Prädiktorkoeffizienten der ersten bzw. zweiten Ordnung. Diese können anpassungsmäßig in einer ähnlichen Weise aktualisiert werden wie das Aktualisieren des Koeffizienten bneu, das vorhergehend für den Prädiktor mit einem einzelnen Koeffizienten beschrieben wurde. Im zweiten Übertragungsintervall werden 16 abgeänderte Versionen r2,neu(l), l = 0,1.. .15 des empfangenen Signals r2,neu gebildet:
r'2,neu(l) = r2,neu - &sub2;(l), l = 0,1,...15.
Für jede abgeänderte Version werden 4 zweidimensionale Zweigmetriken in bezug auf 4 zweidimensionale Codierteilmengen A, B, C und D berechnet, wobei die sich ergebenden 64 Zweigmetriken dann zusammen mit den 64 Zweigmetriken von dem ersten Übertragungsintervall (in derselben Weise berechnet) kombiniert werden, um 256 vierdimensionale Zweigmetriken D&sub2;(i, l), i = 0,1,...15, l = 0,1,...,15, zu erhalten. Ein Gitterzweig, dem eine vierdimensionale Teilmenge i zugeordnet worden ist und der von einem Zustand mit einer Pfadentwicklung herstammt, dessen letztes Paar von Signalpunkten in der vierdimensionalen Entscheidungsteilmenge l (0-15) ist, werden die Zweigmetriken D²(l,i) zugeordnet. Die Gitteraktualisierung kann sonst in derselben Weise wie vorhergehend beschrieben erfolgen. Wiederum können die Entscheidungsteilmengen von den Codierteilmengen unterschiedlich sein. Beispielsweise müssen im Prinzip nur 8 Entscheidungsteilmengen verwendet werden.
Der Decodierer kann eine größere Anzahl von Zuständen als von dem Codierer gefordert verwenden, um eine verbesserte Leistung zu erreichen. Beispielsweise kann im Fall des einzelnen Koeffizienten beim vierdimensionalen Decodierer mit 32 Zuständen jeder gegenwärtige Codierzustand durch vier neu Decodierzustände auf der Grundlage der allerletzten zweidimensionalen Entscheidungsteilmengen ersetzt werden. Genauer, wenn die Entscheidungsteilmengen dieselben wie die zweidimensionalen Codierteilmengen sind, können die neuen Decodierzustände als (i,a), (i,b) (i,c) und (i,d) bezeichnet werden, worin i (0-31) den Codierzustand und a,b,c oder d die zweidimensionale Entscheidungsteilmenge darstellt, die mit dem letzten Signalpunkt in einem Gitterpfad verbunden ist. Somit gibt es 128 (= 32·4) Decodierzustände mit 8 Übergängen (Zweigen) von jedem Decodierzustand. Das Zustandsübergangsdiagramm für diese neue Decodierzustandszuordnung kann ohne weiteres von der Fig. 10 erhalten werden. Im allgemeinen besitzt der Zustand (k,j) mit k (0-31), der ein codierzustand ist, und mit j (a,b,c oder d) einer zweidimensionalen Entscheidungsteilmenge Übergänge von den Decodierzuständen (n,a), (n,b), (n,c), (n,d) und (m,a), (m,b), (m,c), (m,d), wobei n und m die zwei Codierzustände darstellen, die einen Übergang zu dem Codierzustand k besitzen, der einer vierdimensionalen Teilmenge entsprechen, deren zweite zweidimensionale Teilmenge j ist. Beispielsweise werden die Übergänge zu dem Zustand (0,a) sein, wie es in Fig. 14 gezeigt ist. Bei dem Decodierverfahren 128, werden sich behauptete Pfadmetriken und Pfadentwicklungen gespeichert. Die Erzeugung der vier geänderten Versionen des empfangenen Signals und die Berechnung der 64 vierdimensionalen Zweigmetriken ist dieselbe. Das Gitteraktualisieren kann in einer ähnlichen Weise erfolgen. Beispielsweise ist die neue Pfadmetrik für den Zustand (0,a) die minimale akkumulierte Pfadmetrik aller sich behaupteten Pfade, die in Fig. 14 gezeigt sind und zu dem Zustand (0,a) führen. Die vorübergehenden Entscheidungen 1,neu und 2,neu und die endgültigen Entscheidungen werden von der besten Pfadentwicklung mit der kleinsten Pfadmetrik erhalten.
Der beschriebene Decodierer besitzt eine verringerte Anzahl von Zuständen relativ zu einem optimalen Viterbi-Decodierer (optimal für kombiniertes Decodieren/Entzerren), weil die Zustände in Größen von Teilmengen von Signalpunkten statt vielmehr in Größen von einzelnen Signalpunkten definiert sind. Man bemerke, daß im Falle des einzelnen Koeffizienten der optimale Decodierer 6144 (= 32·192) Decodierzustände und wesentlich mehrere kompliziertere Zweigmetrikrechnungen benötigen würde. Die eingestellte Unterteilung, die in dem Decodierer verwendet wird, kann wiederum unterschiedlich von der Unterteilung sein, die in dem Codierer verwendet wird. In dem besonderen Fall, wenn die Anzahl der Entscheidungsteilmengen gleich der Anzahl der Signalpunkte ist, wird der Decodierer optimal für den Fall mit dem einzelnen Koeffizienten. Durch Verwendung einer bescheidenen Anzahl von Entscheidungsteilmengen kann eine nahezu optimale Leistung mit beträchtlich weniger Komplexität erhalten werden, als sie für den optimalen Decodierer erforderlich ist. Das Verfahren kann auf Code mit irgendeiner Anzahl von Zuständen oder Dimensionen angewendet werden. Es kann auch in Verbindung mit dem Qureshi-Schema verwendet werden, indem empfangene Signale mit alternativen Entscheidungen abgeändert werden, die unmittelbar von den Pfadentwicklungen oder vorherigen Zweigmetrikberechnungen genommen werden. Mehrfache Prädiktorkoeffizienten können gehandhabt werden, indem die Zustände in Größen von mehrdimensionalen Entscheidungsteilmengen festgelegt werden.
Dieses Verfahren kann auch verwendet werden, um eine Viterbi-Algorithmuserfassungseinrichtung mit verringerten Zuständen in ein nichtcodiertes System mit Kanalverzerrung einzubauen. Es wird auf die Fig. 15 Bezug genommen, in der bei einem nichtcodierten 16-QAM-Übertragungssystem ein Strom von Binärziffern 160 in Vierergruppen durch einen Seriell/Parallel-Umwandler 162 gesammelt werden und in der Zuordnungseinrichtung 164 mit der Signalrate in einen komplexen Signalpunkt gemäß der Signalpunktzuordnung, die in Fig. 16 gezeigt ist, codiert wird. Die Signalpunkte werden moduliert, in einem Übertragungsfilter gefiltert und digital/analog konvertiert 166, um ein Analogsignal zu erzeugen, das über einen bandbegrenzten, von Rauschen beeinflußten Kanal gesendet wird.
Bei dem Empfänger wird das von Rauschen beeinflußte Signal analog/digital-umgewandelt und durch einen linearen Entzerrer 168 hindurchgeschickt, um eine Folge von empfangenen Signalen bei der Signalrate zu erzeugen. Der Entzerrer unterdrückt irgendwelche Nachbarzeichenstörungen, die durch den Kanal eingeführt werden, aber sein Ausgang ist durch eine Rauschfolge gestört, die typischerweise zwischen aufeinanderfolgenden Intervallen korreliert ist. Der Einfachheit halber nehmen wir an, daß ein Prädiktor mit einem einzelnen Koeffizienten für eine minimale, mittlere quadratische Fehlervorhersage dieser Rauschfolge ausreichend ist. Dies bedeutet, daß eine optimale Viterbi-Erfassungseinrichtung 16¹ = 16 Zustände benötigen würde.
Die empfangene Folge wird in der Abänderungsschaltungsanordnung 170 zugeführt, die die Signalkonstellation in vier Entscheidungsteilmengen gemäß der Fig. 16 unterteilt. Wenn ein neues Signal rneu empfangen wird, erzeugt die Abänderungsschaltungsanordnung eine alternative Entscheidung für jede Teilmenge, indem die Signalpunkte in der Teilmenge gewählt werden, die am nahesten bei rneu im Sinne des euklidischen Abstandes sind. Wir werden diese Entscheidungen als neu(i), i = 0,1,2,3, bezeichnen.
Das empfangene Signal rneu wird abgeändert, indem die alternativen Entscheidungen von dem vorhergehenden Übertragungsintervall verwendet werden:
r'neu(i) = rneu - [ralt - alt(i)] b1,neu, i = 0,1,2,3,
worin b1,neu der Prädiktorkoeffizient ist. Diese vier abgeänderten, empfangenen Signale werden einer Viterbi-Algorithmuseinrichtung 172 zugeführt. Der Viterbi-Algorithmus besitzt nur vier Zustände, die in Größen der Entscheidungsteilmengen definiert sind. Das zugeordnete Zustandsübergangsdiagramm ist in Fig. 17 gezeigt. Hier sind für jeden Zustand vier Übergänge angegeben. Jeder Übergang ist mit einer Entscheidungsteilmenge verbunden und jeder stellt vier mögliche Übergänge dar, die mit den vier Signalpunkten in dieser Teilmenge verbunden sind.
Für jedes abgeänderte Signal berechnet der Viterbi-Algorithmus vier Zweigmetriken gemäß
d²&ijlig; = r'neu(i) = (i,j)², i,j = 0,1,2,3.
worin (i,j) der Signalpunkt in der Teilmenge j ist, die dem i-ten abgeänderten Signal r'neu(i) am nahesten ist. Dann werden für einen Übergang von dem i-ten Zustand die Zweigmetriken di,j², i,j = 0,1,2,3 verwendet. Sonst kann die Gitteraktualisierung in einer herkömmlichen Weise vorgenommen werden. Die beste Pfadentwicklung wird identifiziert und der ältestes Signalpunkt auf diesem Pfad wird als eine endgültige Entscheidung zur Weitergabe an die umgekehrte Zuordnungseinrichtung 174 und zu dem Parallel/Seriell-Umwandler 176 freigegeben. Der Prädiktorkoeffizient kann anpassungsmäßig aktualisiert werden, wobei die vorläufigen Entscheidungen von dem Viterbi-Algorithmus verwendet werden.
Die Verfahren zur Ausnutzung der Rauschkorrelation am Ausgang eines linearen Entzerrers können auch bei anderen Formen von DFE oder Viterbi-Erfassungseinrichtungen verwendet werden. Andere Maßnahmen zum Aktualisieren der Prädiktorkoeffizienten können verwendet werden.

Claims

1. Ein moduliertes Trägersystem umfassend einen Sender (10) und einen Empfänger (40), um auf der Grundlage von entsprechenden von Rauschen beeinflußten Signalen, die über einen verzerrenden Kanal empfangen wurden, zu entscheiden, welche Signalpunkte von einem Sender (10) gesendet wurden, wobei die von Rauschen beeinflußten Signale Informationen über eine besondere Folge von Codierzuständen tragen, die in einer Reihenfolge von Zeitintervallen durch ein sequentielles Verfahren (finite state process) besetzt sind, das eine endliche Anzahl der möglichen benannten Codierzustände besitzt, wobei die benannte endliche Anzahl eine Konstellation definiert, die in Teilmengen unterteilt ist, wobei der Empfänger umfaßt

einen Decodierer (48) mit einer endlichen Anzahl von möglichen Decodierzuständen auf der Grundlage der benannten möglichen Codierzustände und um auf der Grundlage des Schätzens einer besonderen Zeitfolge der benannten Decodierzustände, die der benannten besonderen Folge von Codierzuständen entspricht, zu entscheiden, welche Signalpunkte gesendet wurden, gekennzeichnet durch

eine Abänderungsschaltungsanordnung (46) zum Erzeugen einer Mehrzahl von unterschiedlichen abgeänderten Versionen von jedem benannten empfangenen Signal, und wobei jede abgeänderte Version mit einer der benannten Entscheidungsteilmengen verbunden wird und gemäß einem geschätzten Fehler abgeändert worden ist, der auf einer der benannten Entscheidungsteilmengen basiert.

2. Das System nach Anspruch 1, bei dem das sequentielle Verfahren einen Codierer (18) in dem benannten Sender zum Codieren eines Stroms von Informationszeichen in die benannten Signalpunkte umfaßt, wobei die benannten Signalpunkte aus einer Konstellation herausgezogen werden, die in Codierteilmengen unterteilt ist, wobei mögliche Übergänge von einem benannten möglichen Codierzustand in einem nächsten Zeitintervall mit den benannten Codierteilmengen verbunden werden.

3. Der Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das endliche Verfahren die verzerrenden Eigenschaften des benannten Kanals umfaßt.

4. Das System nach Anspruch 2, bei dem die benannten Entscheidungsteilmengen dieselben wie die benannten Codierteilmengen sind.

5. Das System nach Anspruch 2, bei dem die benannten Entscheidungsteilmengen von den benannten Codierteilmengen unterschiedlich sind.

6. Das System nach Anspruch 2, bei dem die benannten Entscheidungsteilmengen Vereinigungen der benannten Codierteilmengen sind.

7. Das System nach Anspruch 1, bei dem die benannten Entscheidungsteilmengen eine Anzahl von Dimensionen aufweisen, die größer als die Anzahl der Dimensionen der Signalkonstellation der benannten Signalpunkte ist.

8. Das System nach Anspruch 1, bei dem die benannte Abänderungsschaltungsanordnung die benannten alternativen Entscheidungen erzeugt, indem der Signalpunkt in jeder Entscheidungsteilmenge gewählt wird, die im Sinne eines euklidischen Abstandes dem letzten der benannten empfangenen Signale am nahesten ist.

9. Das System nach Anspruch 1, bei dem die benannte Abänderungsschaltungsanordnung eine Mehrzahl Rauschprädiktoren umfaßt, von denen jeder eine der benannten abgeänderten Versionen erzeugt, indem jedes benannte empfangene Signal um einen Rauschvorhersagewert versetzt wird, wobei den Rauschvorhersagewerten für die benannten Rauschprädiktoren Fehler zwischen früheren benannten empfangenen Signalen und entsprechenden benannten alternativen Signalen zu Grunde liegen.

10. Das System nach Anspruch 1, bei dem jede benannte Zeitfolge zwei Signalintervalle umfaßt.

11. Das System nach Anspruch 1, bei dem es vier benannte Entscheidungsteilmengen und vier benannte abgeänderte Versionen gibt.

12. Das System nach Anspruch 2, bei dem die benannten Decodierzustände durch Kombinieren der benannten Codierzustände mit den benannten Entscheidungsteilmengen gebildet werden.

13. Das System nach Anspruch 1, bei dem der benannte Decodierer die benannte besondere Folge von Decodierzuständen auf der Grundlage des Schätzens der wahrscheinlichsten der benannten möglichen Pfadentwicklungen, die an unterschiedlichen der möglichen Decodierzustände in einem ersten Zeitintervall enden, und auf der Grundlage des Ausdehnens der benannten Pfadentwicklungen für jeden benannten möglichen Decodierzustand in dem benannten ersten Zeitintervall zu möglichen Decodierzuständen in einem nächsten Zeitintervall mittels Zweigmetrikberechnungen in bezug auf Zustandsübergänge abschätzt, die zu jedem der benannten möglichen Decodierzustände in dem nächsten Zeitintervall führen,

wobei der benannte Decodierer eine Gruppe von Entscheidungsteilmengen der benannten möglichen Signalpunkte definiert,

wobei der benannte Decodierer die benannten Zweigmetrikberechnungen durch Auffinden des euklidischen Abstandes zwischen der abgeänderten Version, die mit einer Entscheidungsteilmenge für die letzten Signalpunkte in den benannten Pfadgeschichten verbunden ist, und dem nahesten Signalpunkt in der benannten Codierteilmenge von Signalpunkten durchführt, der mit dem laufenden Signalintervall verbunden ist, und

wobei der Decodierer die benannten Zweigmetrikberechnungen aufeinanderfolgend in bezug auf jeden der benannten Signalpunkte durchführt, der von dem benannten Zeitintervall übergriffen wird.

14. Das System nach Anspruch 13, bei dem der Decodierer die benannte Zweigmetrikberechnung durch Auffinden des euklidischen Abstandes zwischen jeder abgeänderten Version und dem nahesten Signalpunkt in jeder der benannten Codierteilmengen durchführt.