DE69125115T2 - Multiplexierte, kodierte Modulation mit ungleichen Fehlerschutzebenen - Google Patents

Multiplexierte, kodierte Modulation mit ungleichen Fehlerschutzebenen

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DE69125115T2
DE69125115T2 DE69125115T DE69125115T DE69125115T2 DE 69125115 T2 DE69125115 T2 DE 69125115T2 DE 69125115 T DE69125115 T DE 69125115T DE 69125115 T DE69125115 T DE 69125115T DE 69125115 T2 DE69125115 T2 DE 69125115T2
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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren und eine Vorrichtung zur Verarbeitung eines Informationssignals.
  • Es wird allgemein bestätigt, daß für die nächste Generation der Fernseh-(TV-)Technik, die gewöhnlich als Hochzeilenfernsehen bzw. HDTV (high definition television) bezeichnet wird, irgendeine Form digitaler Übertragung erforderlich sein wird. Dieses Erfordernis beruht größtenteils auf der Tatsache, daß bei digitaler Signalverarbeitung viel leistungsfähigere Videokompressionsanordnungen implementiert werden können als bei analoger Signalverarbeitung. Es bestehen jedoch einige Bedenken bezüglich der Festlegung auf ein vollständig digitales Übertragungssystem aufgrund der möglichen Empfindlichkeit digitaler Übertragung für geringe Schwankungen des Rauschabstandes bzw. SNR (signal-to- noise ratio) an den verschiedenen Empfangsstellen.
  • Diese manchmal als "Schwelleneffekt" bezeichnete Erscheinung läßt sich beschreiben, wenn man den Fall von zwei Fernsehempfängern betrachtet, die sich 50 (80) bzw. 63 (101) Meilen (Kilometer) von einer Fernsehsendeanstalt entfernt befinden. Da sich die Leistung des Rundfunksignals grob gesehen mit dem inversen Quadrat der Entfernung verändert, läßt sich leicht überprüfen, daß die Differenz der von den Fernsehempfängern empfangenen Signalleistungshöhe ca. 2 dB beträgt. Man nehme nun an, daß eine digitale Übertragungsanordnung Verwendung findet und daß die Übertragung zu dem 80 Kilometer entfernten Empfänger eine Bitfehlerrate von 10&supmin;&sup6; aufweist. Wenn sich die 2 dB zusätzlichen Signalverlusts beim anderen Fernsehgerät in eine 2-dB-Verringerung des Rauschabstandes am Eingang des Empfängers umsetzen, dann wird dieser Empfänger mit einer Bitfehlerrate von ca. 10&supmin;&sup4; betrieben. Bei derartigen Bitfehlerraten würde das 80 Kilometer entfernte Fernsehgerät einen sehr guten Empfang aufweisen, während der Empfang beim anderen Fernsehgerät wahrscheinlich sehr schlecht sein würde. Diese Art schneller Leistungsminderung über kurze Entfernungen wird von der Rundfunkindustrie allgemein nicht als annehmbar angesehen. (Im Vergleich ist die Leistungsminderung bei gegenwärtig angewandten analogen TV-Übertragungsanordnungen viel sanfter.)
  • Es ist daher eine digitale Übertragungsanordnung erforderlich, die zur Verwendung bei Fernsehanwendungen angepaßt werden kann und dieses Problem überwindet. Es ist klar, daß in anderen digitalen Übertragungsumgebungen benutzte Lösungen wie beispielsweise die Verwendung von a) Zwischenregeneratoren in kabelgebundenen Übertragungssystemen oder b) Ersatzdatenraten oder konditionierte Fernsprechleitungen in Sprachband-Datenanwendungen - nicht auf das Freiraum-Rundfunkumfeld des Fernsehens anwendbar sind.
  • Die gleichzeitig anhängige Patentanmeldung EP-A-0 485 105 offenbart ein Verfahren zur Überwindung der Mängel standardmäßiger digitaler Übertragung für die drahtlose Ausstrahlung von digitalen Fernsehsignalen. Insbesondere wird in der Patentanmeldung von Lawrence et al.das Konzept der Charakterisierung des HDTV-Signals in Klassen von "unwichtigeren" und "wichtigeren" Informationen gelehrt, die dann eine Konstellation nicht gleichmäßig beabstandeter Signalpunkte verwenden. Dieser Weg bietet ungleichen Fehlerschutz, das heißt mehr Fehlerschutz für die wichtigeren Informationen, und ermöglicht eine sanfte Minderung der Empfangsgüte am Ort des Fernsehgerätes, da bei steigender Bitfehlerrate am Empfänger mit sich vergrößernder Entfernung vom Rundfunksender die verhältnismäßig weniger der Fernsehsignalinformationen darstellenden Bit als erste beeinflußt werden.
  • In EP-A-0 282 298 wird ein Kommunikationssystem beschrieben, das eine Kombination von fehlerkorrigierender Codierung und Modulation zum Vergrößern des euklidischen Abstandes zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten benutzt. Insbesondere ist ein Datenwort in Gruppen bzw. Teilmengen von Bit eingeteilt. Diese Gruppen werden getrennt fehlerkorrigiert codiert und kanalabgebildet, um verschiedene Teilräume zu bilden. Wenn entschieden wird, daß die fehlerkorrigierten Code minimale Hamming-Abstände haben sollen, die sich invers mit dem quadratischen euklidischen Abstand von Teilräumen verändern, ist es möglich, eine große euklidische Abstandstrennung zwischen aufeinanderfolgenden Signalpunkten zu erzeugen.
  • Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren nach Anspruch 1 vorgesehen.
  • Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung nach Anspruch 5 vorgesehen.
  • Obwohl in EP-A-0485105 ein vorteilhaftes Verfahren zur Bereitstellung ungleichen Fehlerschutzes für eine Mehrzahl von Informationsklassen innerhalb eines Signals gelehrt wird, ist von uns ein alternatives und ebenfalls vorteilhaftes Verfahren zur Bereitstellung ungleichen Fehlerschutzes entdeckt wordexi. Insbesondere wird ungleicher Fehlerschutz für ein Signal bereitgestellt, das aus einer Mehrzahl von Informationsklassen besteht, in dem a) jede der Mehrzahl von Informationsklassen unter Verwendung eines unterschiedlich codierten Modulationsverfahrens getrennt codiert und b) die Mehrzahl codierter Ausgaben zur Übertragung gemultiplext wird.
  • Nach einem Merkmal der vorliegenden Erfindung können gleichmäßig beabstandete Signalpunkte benutzt werden.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein HDTV-Signal zur Bereitstellung einer Mehrzahl von Informationsklassen quellcodiert. Jede Informationsklasse wird dann getrennt durch ein unterschiedliches und herkömmlich codiertes Modulationsverfahren, z.B. einen 4D-8-Zustands-Trelliskode und eine gleichmäßig beabstandete QAM-Signalkonstellation codiert. Die codierten Ausgaben der getrennt codierten Modulationsverfahren werden dann zur Übertragung des HDTV- Signals zeitgemultiplext.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung
  • In der Zeichnung ist:
  • Figur 1 ein Blockschaltbild eines beispielhaften Senders mit der Erfindung;
  • Figur 2 ein Blockschaltbild eines beispielhaften Empfängers;
  • Figuren 3-4 im Zusammenhang miteinander ein im Sender der Figur 1 benutzter beispielhafter Trelliscodierer;
  • Figur 5 eine Ausführungsform eines gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens mit einer 12-QAM-Signalkonstellation und einer 48-QAM-Konstellation im Sender der Figur 1;
  • Figur 6 eine alternative Ausführungsform eines gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens mit einer 12-QAM-Signalkonstellation und einer 96-QAM-Konstellation im Sender der Figur 1;
  • Figur 7 eine weitere alternative Ausführungsform eines gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens mit einer 16-QAM-Signalkonstellation und einer 60-QAM-Konstellation im Sender der Figur 1;
  • Figur 8 eine Tabelle eines Vergleichs der nominellen Codiergewinne für die drei Ausführungsformen der Figuren 5-7;
  • Figur 9 ein Blockschaltbild eines beispielhaften Senders mit der Erfindung, unter Verwendung eines verketteten Codierverfahrens.
    • Ausführliche Beschreibung
  • Bevor die Beschreibung der beispielhaften Ausführungsform fortgesetzt wird, ist darauf hinzuweisen, daß die verschiedenen hier beschriebenen digitalen Signalisierungskonzepte (natürlich mit der Ausnahme des erfindungsgemäßen Konzepts selbst) alle beispielsweise in der Technik der digitalen Funk- und Sprachbanddatenübertragung (Modem) gut bekannt sind und daher hier nicht ausführlich beschrieben werden müssen. Dazu gehören solche Konzepte wie multidimensionale Signalisierung unter Verwendung von 2N-dimensionalen Kanalsymbolkonstellationen, wobei N irgendeine Ganzzahl ist; Trelliscodierung; Teilcodierung; Verwürfelung; Paßbandformgebung; Entzerrung; Viterbi- oder Maximum-Likelihood-Decodierung usw. Diese Konzepte sind in solchen US-Patenten wie dem am 7. Mai 1974 I. Kalet erteilten US 3,810,021; dem am 29. März 1977 J. Werner erteilten US 4,015,222; dem am 9. Oktober 1979 J. Salz et al. erteilten US 4,170,764; dem am 27. Januar K. H. Mueller et al. erteilten US 4,247,940; dem am 8. Dezember 1981 R. D. Fracassi et al. erteilten US 4,304,962; dem am 26. Juni 1984 A. Gersho et al. erteilten US 4,457,004; dem am 18. Dezember 1984 J. E. Mazo erteilten US 4,489,418; dem am 28. Mai 1985 L.-F. Wei erteilten US 4,529,490; dem am 24. Juni 1986 G. D. Forney, Jr. erteilten US 4,597,090 und dem am 10 Juli 1990 L.-F. Wei erteilten US 4,941,154 beschrieben. Zusätzlich kann auch Bezug genommen werden auf "Efficient modulation for band-limited signals" (Wirksame Modulation für bandbegrenzte Signale), G.D. Forney, Jr. et al., IEEE J. Select. Areas Commun. Band SAC-2, Seiten 632-647, September 1984; "Trellis-coded modulation with multidimensional constellations" (Auf Trellis codierte Modulationen mit mehrdimensionalen Konstellationen), L.-F. Wei IEEE Trans. Inform. Theory, Band IT-33, Seiten 483-501, Juli 1987; und "Multidimensional constellations - Part I: Introduction, figures of merit and generalized cross constellations" (Mehrdimensionale Konstellationen - Teil I: Einführung, Leistungszahlen und verallgemeinerte Kreuzkonstellationen) G.D. Forney Jr. / L.-F. Wei, IEEE J. Select. Areas Commun., Band SAC-7, Seiten 877-892, August 1989. Alle obigen werden hiermit durch Bezugnahme aufgenommen.
  • Wie schon erwähnt ist in der gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung EP-A-0485105 ein Verfahren zur Überwindung der Mängel standardmäßiger digitaler Übertragung für die drahtlose Ausstrahlung von digitalen Fernsehsignalen offenbart. Insbesondere lehrt diese Patentanmeldung das Konzept der Charakterisierung des HDTV-Signals in Klassen von "unwichtigeren" und "wichtigeren" Informationen, die dann eine Konstellation nicht gleichmäßig beabstandeter Signalpunkte verwenden. Dieser Weg bietet ungleichen Fehlerschutz, das heißt mehr Schutz für die wichtigeren Informationen, und ermöglicht eine sanfte Minderung der Empfangsgüte am Ort des Fernsehgeräts, da bei steigender Bitfehlerrate am Empfänger mit sich vergrößernder Entfernung vom Rundfunksender die verhältnismäßig weniger der Fernsehsignalinformationen darstellenden Bit zuerst beeinflußt werden. Es ist von uns jedoch ein alternatives ebenfalls vorteilhaftes Verfahren zur Bereitstellung ungleichen Fehlerschutzes entdeckt worden. Insbesondere wird ungleicher Fehlerschutz für ein aus einer Mehrzahl von Informationsklassen bestehendes Signal bereitgestellt, in dem a) jede der Mehrzahl von Informationsklassen unter Verwendung eines unterschiedlich codierten Modulationsverfahrens getrennt codiert und b) die Mehrzahl codierter Ausgaben zur Übertragung gemultiplext wird. Vor der Fortsetzung einer Beschreibung von beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung wird das erfindungsgemäße Konzept selbst allgemein beschrieben.
  • Insbesondere bezugnehmend auf Figur 1 erzeugt die Informationssignalquelle 101 ein analoges HDTV-Videosignal (HDTV-Signal), das Bildinformationen darstellt. Das HDTV-Signal wird zum Quellcodierer 110 weitergegeben, der ein Digitalsignal erzeugt, das aus einer Mehrzahl von Datenelementen besteht, die in "Informationsklassen" gruppiert sind, wobei mindestens eine Infomationsklasse wichtiger ist, d.h. "wichtigere Daten" enthält, als die übrigen Informationsklassen, die daher "unwichtigere Daten" enthalten. Beispielsweise stellen die wichtigeren Daten die Informationen dar, die bei richtigem Empfang ein grobes Bild bilden werden, z.B. Toninformationen, Bildsynchronisationsinformationen usw., und die unwichtigeren Daten stellen die Informationen dar, die das übrige HDTV-Signal umfassen. Wie hier dargestellt werden die wichtigeren Daten auf Leitung 20 erzeugt und die unwichtigeren Daten werden auf Leitung 30 erzeugt. Beispielhafterweise ist jedes Datenelement ein Datenbit, wobei auf der Leitung 20 (30) durchschnittlich m&sub1; (m&sub2;) Bit für jedes durch den Multiplexer 140 den wichtigeren (unwichtigeren) Daten (siehe unten) zugewiesene Signalisierungsintervall erzeugt werden, wobei jedes Signalisierungsintervall eine Dauer von T Sekunden aufweist.
  • Wie in Figur 1 gezeigt werden die wichtigeren Daten auf der Leitung 20 in den Kanalcodierer 121 der Schaltung 120 für codierte Modulation eingegeben und die unwichtigeren Daten auf der Leitung 30 werden in den Kanalcodierer 131 der Schaltung 130 für codierte Modulation eingegeben. Die Schaltung 120 (130) für codierte Modulation stellt ein codiertes Modulationsverfahren dar und besteht aus Kanalcodierer 121 (131) und Konstellationsumcodierer 122 (132).
  • Die durch die (unten beschriebene) Schaltung 120 und 130 für codierte Modulation implementierten codierten Modulationsverfahren sind so gewählt, daß den wichtigeren Daten mehr Fehlerschutz als den unwichtigeren Daten geboten wird, das heißt die Schaltungen 120 und 130 für codierte Modulation unterscheiden sich, wobei Kanalcodierer 121 und 131 und/oder Konstellationsumcodierer 122 und 132 sich voneinander unterscheiden. Der Kanalcodierer 121 (131) funktioniert nach bekannten (unten beschriebenen) Codierverfahren und die "codierte Ausgabe" des Kanalcodierers 121 (131) besteht aus m&sub1; + r&sub1; (m&sub2; + r&sub2;) Datenbit, wobei r&sub1; (r&sub2;) die vom Codierer 121 (131) in jedem durch den Multiplexer 140 den wichtigeren (unwichtigeren) Daten zugewiesenen Signalisierungsintervall eingeführte Durchschnittszahl redundanter Bit darstellt. Die codierte Ausgabe des Kanalcodierers 121 (131) wird für jedes zugewiesene Signalisierungsintervall durch den Konstellationsumcodierer 122 (132) auf einen Signalpunkt aus der Konstellation A (B) abgebildet, um die "codierte Ausgabe" auf Leitungen 22 (32) zum Multiplexer 140 bereitzustellen.
  • Der Multiplexer 140, beispielsweise ein Zeitmultiplexer, ist als Schalter mit einem Auslegungsparameter t&sub1;/t&sub2; dargestellt, d.h. der Multiplexer 140 wird über einen Zeitrahmen tf = t&sub1; + t&sub2; zwischen den Schaltungen 120 und 130 für codierte Modulation umschalten. Beispielsweise wird während des Zeitintervalis t&sub1; der Multiplexer 140 die codierte Ausgabe von der Schaltung 120 für codierte Modulation dem Modulator 150 zuführen und während des Zeitintervalis t&sub2; wird der Multiplexer 140 die codierte Ausgabe von der Schaltung 130 für codierte Modulation dem Modulator 150 zuführen. (Es wird darauf hingewiesen, daß obwohl hier der einfache Fall von nur zwei Informationsklassen beschrieben wird, sich das Konzept leicht auf eine größere Mehrzahl von Klassen erweitern läßt.) Jedes Zeitintervall ti für i = 1,2 besteht aus einer Anzahl von Signalisierungsintervallen T, d.h. t&sub1; = N&sub1;T und t&sub2; = N&sub2;T, wobei N&sub1;(N&sub2;) die Anzahl von Signalisierungsintervallen in t&sub1;(t&sub2;) ist. Tatsächlich bezeichnet der Auslegungsparameter t&sub1;/t&sub2; das Verhältnis der den wichtigeren Daten und den unwichtigeren Daten zugewiesenen Anzahlen von Signalisierungsintervallen (d.h. der den Kanalcodierern 121 und 132 zugewiesenen Signalisierungsintervalle). Beispielsweise wird für jedes Signalisierungsintervall in t&sub1; (t&sub2;) der Kanalcodierer 121 (131) so auf einen Signalpunkt aus der Konstellation A (B) abgebildet, daß über das Zeitintervall t&sub1;(t&sub2;) die codierte Ausgabe der Schaltung 120 (130) für codierte Modulation aus N&sub1;(N&sub2;) Signalpunkten besteht. Durch Zuteilung getrennter Zeitintervalle für die wichtigeren Daten und die unwichtigeren Daten in einem Zeitrahmen tf lassen sich daher die wichtigeren Daten getrennt und unterschiedlich von den unwichtigeren Daten codieren. Weiterhin kann durch Ändern des Verhältnisses von t&sub1;/t&sub2; zusätzliche Flexibilität in der Auslegung der getrennten Codierungsverfahren erreicht werden, um weiteren Fehlerschutz für die wichtigeren Daten auf Kosten der unwichtigeren Daten bereitzustellen. Beispielsweise kann durch Vergrößern der Dauer von t&sub1; relativ zu t&sub2; die Größe der vom Konstellationsumcodierer 122 benutzten Signalkonstellation kleiner sein, d.h. die Signalpunkte können weiter beabstandet sein, aber dies hat zur Folge, daß t&sub2; kleiner ist, wodurch der Konstellationsumcodierer 132 eine größere Konstellation von Signalpunkten benutzen muß, d.h. die Signalpunkte werden näher beieinander liegen. Infolgedessen wird, da die Entfernung zwischen Signalpunkten in einer Konstellation sich auf die Höhe des von einem codierten Modulationsverfahren bereitgestellten Fehlerschutzes auswirkt, der Fehlerschutz der wichtigeren Daten auf Kosten der unwichtigeren Daten verbessert. Die Schaltung 120 und 130 für codierte Modulation und der Multiplexer 140 sind für eine Implementation eines "gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens" beispielhaft. Der Bandbreitennutzwert des gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens der Figur 1 ist gegeben durch (m&sub1;t&sub1; + m&sub2;t&sub2;)/(t&sub1; + t&sub2;) Datenbit pro Signalisierungsintervall, wobei der Bruchteil wichtiger Daten (m&sub1;t&sub1;)/(m&sub1;t&sub1; + m&sub2;t&sub2;) des Gesamtwertes beträgt. Die codierten Ausgaben des gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens werden dem Modulator 150 zugeführt, der für herkömmliche Fernsehrundfunkschaltungen repräsentativ ist, zur Übertragung des Rundfunk-EDTV-Signals auf Rundfunkkanal 200.
  • Das ausgestrahlte EDTV-Signal wird vom Rundfunkkanal 200 durch den Empfänger 300 empfangen, der in Figur 2 dargestellt ist. Das ausgestrahlte BDTV-Signal wird vom Demodulator 350 empfangen, der für herkömmliche Empfangs- und Demodulationsschaltungen, z.B. die Antenne, Demodulation, Analog-Digitalwandlung usw. repräsentativ ist. Der Demodulator 350 liefert auf Leitung 90 ein die empfangenen codierten Ausgaben darstellendes digitales Zeitmultiplexsignal, das vom Demultiplexer 340 verarbeitet wird, um die getrennten empfangenen codierten Ausgaben bereitzustellen. Die die wichtigeren Daten darstellende empfangene codierte Ausgabe wird dem Kanaldecodierer 331 zugeführt und die die unwichtigeren Daten darstellende empfangen Ausgabe wird dem Kanaldecodierer 332 Der Kanaldecodierer 331 (332) decodiert die die wichtigeren (unwichtigeren) Daten darstellende empfangene codierte Ausgabe zur Bereitstellung der wichtigeren (unwichtigeren) Daten, d.h. Informationsklasse, für den Quelldecodierer 310. Der Quelldecodierer 310 stellt die inverse Funktion des Quellcodierers 110 des Senders 100 bereit, um das empfangene HDTV-Signal der Bildröhrenanzeige 301 zuzuführen.
  • Nach der obigen Beschreibung des allgemeinen erfinderischen Konzepts werden nunmehr verschiedene beispielhafte Ausführungsformen eines gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens beschrieben. Obwohl jedes codierte Modulationsverfahren in den Schaltungen 120 und 130 für codierte Modulation implementiert werden kann, erlaubt die vorliegende Erfindung vorteilhafterweise die Verwendung einfacher Kanalcodierer und Konstellationen von gleichmäßig beabstandeten Signalpunkten. Für die übrige Besprechung wird angenommen, daß Kanalcodierer 121 und 131 unter Verwendung eines einfachen 4D-8-Zustands- Trelliscodierers nach der Darstellung in Figuren 3-4 implementiert sind (in der Figur 3 sind die mit "T" bezeichneten Kästen T-Sekunden-Verzögerungselemente, die mit "+" bezeichneten Kreise sind exklusive Oder-Gatter und der Bitumsetzer funktioniert nach Figur 4). Es wird weiterhin angenommen, daß Signalkonstellationen 122 und 132 für gleichmäßig beabstandete QAM-Konstellationen repräsentativ sind und, obwohl sie in der Größe (d.h. der Anzahl von Signalpunkten) unterschiedlich sind, dieselbe Durchschnittsleistung (Durchschnittsenergie pro Signalpunkt) aufweisen.
  • Figuren 5-7 zeigen mehrere Ausführungsformen eines beispielhaften gemultiplexten codierten Modulationsverfahrens für verschiedene a) Werte von m&sub1; und m&sub2;, b) QAM-Signalkonstellationen und c) t&sub1;/t&sub2;-Multiplexerverhältnisse. In der Figur 8 sind verschiedene Eigenschaften dieser Ausführungsformen aufgelistet. Der Bandbreitennutzwert jeder dieser Ausführungsformen beträgt vier Datenbit pro Signalisierungsintervall, wobei der Prozentsatz wichtigerer Daten zwischen 37,5% und 62,5% des Gesamtwertes variiert. (Es ist zu bemerken, daß diese Ausführungsformen nur Vergleichszwecken dienen, zum Beispiel können andere Bandbreitennutzwerte benutzt werden, unterschiedliche Signalkonstellationen können benutzt werden (mit unterschiedlichen Größen), usw.). Beispielsweise ergibt die Anwendung der oben erwähnten Bandbreitennutzwertformel auf die in Figur 5 gezeigte Ausführungsform, d.h. (m&sub1; = 3, m&sub2; = 5) und (t&sub1; = t&sub2; = T) vier Datenbit pro Signalisierungsintervall:
  • In jeder Ausführungsform werden die Größen der Signalkonstellationen und die nominellen Codiergewinne für die wichtigeren und unwichtigeren Daten auf Grundlage der obigen Annahme bestimmt, daß der einfache 4D-8-Zustands- Trelliskode der Figuren 3-4 in den beiden Kanalcodierern 121 und 131 benutzt wird.
  • Aus Figur 3 ist ersichtlich, daß alle zwei Signalintervalle zwei Inputbit codiert werden, um drei codierte Bit bereitzustellen (d.h. das Verzögerungselement des 4D-8-Zustands-Trelliskodes beträgt 2T-Signalisierungsintervalle). Die drei codierten Bit zusammen mit einem uncodierten Eingangsbit, werden dann durch den Bitumsetzer der Figur 4 in zwei Paare von Ausgangsbit umgewandelt. Jedes Paar von Ausgangsbit wird als nächstes dazu benutzt, in den ersten oder zweiten Signalisierungsintervallen eine aus vier 2D-Teilmengen von Signalpunkten zu kennzeichnen, wie durch das Beispiel der Konstellation (A) in der Figur 5 gezeigt, wo jede durch ein Zweibitmuster gekennzeichnete Teilmenge aus diesen Signalpunkten besteht. Die vier 2D-Teilmengen werden durch Aufteilung der entsprechenden Konstellation erhalten, so daß die Entfernung zwischen den Signalpunkten in jeder Teilmenge größer als die zwischen den Signalpunkten der Gesamtkonstellationen ist, wie bei der herkömmlichen codierten Modulation. Jede drei überschreitende Anzahl von Eingangsbit bleibt uncodiert und wird zur Auswahl eines 2D- Signalpunkts aus jeder der beiden gekennzeichneten 2D- Teilmengen benutzt (zur Vereinfachung des Auswahlvorganges wird unter Umständen etwas Verarbeitung der uncodierten Bit notwendig sein, z.B. siehe das am 10 Juli 1990 L.-F. Wei erteilte US-Patent 4,941,154 und "Multidimensional constellations - Part I: Introduction, figures of merit and generalized cross constellations", G.D. Forney, Jr. & L.-F. Wei, IEEE J. Select. Areas Commun., Band SAC-7, Seiten 877-892, August 1989).
  • Es wird erwartet, daß der wirkliche Codiergewinn in jeder Ausführungsform geringer als sein entsprechender nomineller Codiergewinn ist, was auf dem großen Fehlerkoeffizienten beruht, der mit dem Mindestwert des quadratischen euklidischen Abstandes (MSED - Minimum Squared Euclidean Distance) des 4D-8-Zustands-Trelliskode verbunden ist. Der Leistungs-Spitzenfaktor (PAR - Peak-to- Average Power Ratio) der drei Ausführungsformen wird durch die für die unwichtigeren Daten benutzten größeren Konstellationen bestimmt, die alle etwas größer als zwei sind.
  • Auch wird bemerkt werden, daß in einem gemultiplexten codierten Modulationsverfahren zusätzliche codierte Modulationsverfahren implementiert werden können, um gegen andere Formen von Rauschen zu schützen, die in einem Kommunikationssystem vorhanden sein können. Beispielsweise sind die in Figuren 5-7 benutzten herkömmlichen codierten Modulationsverfahren nicht gegen Impulsstörungen wirksam, und daher kann in Verbindung mit einem Trelliskode ein gut bekannter Reed-Solomon-Kode, der gegen Impulsstörungen wirksam ist, benutzt werden, um einen verketteten Kode zu bilden. In Figur 9 ist ein Blockschaltbild einer beispielhaften Ausführungsform dargestellt, bei der ein verketteter Kode benutzt wird. In der Figur 9 werden die wichtigeren (unwichtigeren) Daten zuerst getrennt vom ersten Kanalcodierer 115 (116) codiert, der einen gut bekannten Reed-Solomon-Kode benutzt (d.h. es werden zusätzliche redundante Bit zu m&sub1; (m&sub2;) hinzugefügt), und dann weiterhin vom zweiten Kanalcodierer 121 (131) unter Verwendung des oben beschriebenen Trelliskodes codiert (es wird darauf hingewiesen, daß Kanalcodierer 121 (131) und Konstellationsumcodierer 122 (132) entsprechend modifiziert werden müssen, um die durch den ersten Kanalcodierer 115 (116) eingeführten zusätzlichen redundanten Bit bearbeiten zu können.
  • Das Obige dient nur zur Darstellung der Erfindung. Obwohl beispielsweise die Erfindung hier so dargestellt ist, daß sie mit diskreten Funktionsbausteinen, z.B. Quelldecodierern, Kanalcodierern usw. implementiert ist, können die Funktionen eines beliebigen oder mehrerer dieser Bausteine unter Verwendung eines oder mehrerer entsprechender programmierter Prozessoren, Digitalsignalverarbeitungs-(DSP-)Bausteine usw. ausgeführt werden.
  • Zusätzlich kinnte die Erfindung so implementiert werden, daß einige der diskreten Funktionsblöcke zeitlich gemeinsam benutzt werden, zum Beispiel physikalisch nur ein Kanalcodierer benutzt wird, der zwischen zwei Signalkonstellationen umgeschaltet wird. Auch kann das codierte Modulationsverfahren für jede Informationsklasse unter Verwendung von Verschachtelungsverfahren oder komplizierteren codierten Modulationsverfahren verbessert werden, um gegen andere Formen von Rauschen zu schützen, z.B. um gegen "farbiges" Rauschen zu schützen. Weiterhin können anstelle von Zeitmultiplex- andere Multiplexverfahren benutzt werden.
  • Man kann daher erkennen, daß der Fachmann in der Lage sein wird, zahlreiche und verschiedenartige alter native Anordnungen auszuarbeiten.

Claims (8)

1. Verfahren zur Verarbeitung eines Informationssignals mit einer Mehrzahl von Informationsklassen, wobei das Verfahren durch folgende Schritte gekennzeichnet ist:
getrenntes Codieren (130, 120) jeder einzelnen der Mehrzahl von Informationsklassen unter Verwendung eines Verfahrens zur getrennten codierten Modulation zur Bereitstellung einer codierten Ausgabe, so daß eine der Mehrzahl von Informationsklassen mehr Fehlerschutz besitzt als die übrigen der Mehrzahl von Informationsklassen, wobei jede einzelne der Mehrzahl codierter Ausgaben eine Mehrzahl von Signalpunkten umfaßt, die aus einer Signalpunktkonstellation entnommen sind und wobei die Signalpunktkonstellation von mindestens eines der Verfahren zur codierten Modulation eine andere Größe als die Signalpunktkonstellationen der übrigen Verfahren zur codierten Modulation aufweist; und
Multiplexen (140) der Mehrzahl codierter Ausgaben zur Übertragung.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Multiplexens Zeitmultiplexen betrifft.
3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Multiplexens den Schritt des Zuweisens jeder einzelnen der Mehrzahl codierter Ausgaben zu einem Zeitintervall in einem Zeitrahmen enthält, wobei der Zeitrahmen größer als die oder gleich der Summe der Mehrzahl zugewiesener Zeitintervalle ist.
4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des getrennten Codierens folgende Schritte umfaßt:
Codieren (131, 121) jeder einzelnen der Mehrzahl von Informationsklassen zur Bereitstellung einer codierten Ausgabe; und
Abbilden (132, 122) jeder einzelnen der Mehrzahl codierter Ausgaben auf einen Signalpunkt der entsprechen den Signalpunktkonstellation zur Bereitstellung der codierten Ausgabe.
5. Einrichtung zur Verarbeitung eines Informationssignals mit einer Mehrzahl von Informationsklassen, wobei die Einrichtung aus auf das Informationssignal reagierenden Quellcodiermitteln (110) zur Bereitstellung der Mehrzahl von Informationsklassen besteht; gekennzeichnet durch auf die Mehrzahl von Informationsklassen reagierende Codiermittel (130, 120) zur getrennten Codierung jeder einzelnen der Mehrzahl von Informationsklassen unter Verwendung eines Verfahrens zur getrennten codierten Modulation zur Bereitstellung einer codierten Ausgabe für jede einzelne der Mehrzahl von Informationsklassen, so daß mindestens eine der Mehrzahl von Informationsklassen mehr Fehlerschutz besitzt als die übrigen der Mehrzahl von Informationsklassen, wobei jede einzelne der codierten Ausgaben eine Mehrzahl von Signalpunkten umfaßt, die einer Signalpunktkonstellation entnommen sind und wobei die Signalpunktkonstellation von mindestens eines der Verfahren zur codierten Modulation eine andere Größe als die Signalpunktkonstellationen der übrigen Verfahren zur codierten Modulation aufweist; und
Mittel zum Multiplexen (140) der Mehrzahl codierter Ausgaben zur Übertragung.
6. Einrichtung nach Anspruch 5, wobei die Mittel zum Multiplexen gemäß dem Zeitmultiplexen arbeiten.
7. Einrichtung nach Anspruch 5, wobei die Mittel zum Multiplexen jeder einzelnen der Mehrzahl von codierten Ausgaben ein Zeitintervall in einem Zeitrahmen zuweisen, wobei der Zeitrahmen größer als die oder gleich der Summe der Mehrzahl zugewiesener Zeitintervalle ist.
8. Einrichtung nach Anspruch 5, wobei die Codiermittel weiterhin aus folgendem bestehen:
Mitteln zum Kanalcodieren (131, 121) jeder einzelnen der Mehrzahl von Informationsklassen zur Bereitstellung einer codierten Ausgabe; und
Mitteln zum Abbilden (132, 122) jeder einzelnen der codierten Ausgaben auf einen Signalpunkt einer Signalkonstellation zur Bereitstellung der codierten Ausgabe.
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