DE69124727T2

DE69124727T2 - Kodierte Modulation mit ungleichen Fehlerschutzebenen

Info

Publication number: DE69124727T2
Application number: DE69124727T
Authority: DE
Inventors: Lee-Fang Wei
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1990-11-07
Filing date: 1991-10-30
Publication date: 1997-10-23
Anticipated expiration: 2011-10-31
Also published as: DE69124727D1; EP0485108A3; SG46318A1; JP2665091B2; JPH04322592A; KR920011266A; HK119297A; KR950014380B1; EP0485108B1; EP0485108A2; US5105442A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Datenkommunikationsverfahren, Einrichtungen zur Kanalcodierung und Verfahren und Anordnungen zur Verwendung in einem Empfänger.
Es wird allgemein anerkannt, daß für die nächste Generation der Fernsehtechnik, die gebräuchlicherweise mit hochauflösendem Fernsehen bzw. HDTV (high definition television) bezeichnet wird, irgend eine Form von digitaler Übertragung erforderlich sein wird. Dieses Erfordernis beruht zum großen Teil darauf, daß bei digitaler Signalverarbeitung viel leistungsfähigere Videokompressionsanordnungen implementiert werden können als bei analoger Signalverarbeitung. Wegen der möglichen Empfindlichkeit der digitalen Übertragung für geringe Schwankungen des Signal-Rauschverhältnisses bzw. SNR (signal-tonoise ratio) an den verschiedenen Empfangsstellen sind jedoch Bedenken aufgekommen, sich auf ein rein digitales Übertragungssystem festzulegen.
Dieses manchmal als "Schwelleneffekt" bezeichnete Phenomen läßt sich dadurch erläutern, daß man den Fall von zwei Fernsehempfängern betrachtet, die sich 50 bzw. 63 Meilen entfernt von einer Fernsehrundfunkstation befinden. Da die Leistung des Rundfunksignals grob gesehen eine Funktion des Kehrwerts des Quadrats der Entfernung ist, läßt sich leicht überprüfen, daß der Unterschied zwischen den von den Fernsehempfängern empfangenen Signalleistungshöhen rund zwei dB beträgt. Man nehme nun an, daß eine digitale Übertragungsanordnung benutzt wird und daß die Übertragung zum Empfänger, der sich in einer Entfernung von 50 Meilen befindet, eine Bitfehlerrate von 10&supmin;&sup6; aufweist. Wenn sich die zwei dB zusätzlichen Signalverlusts beim anderen Fernsehgerät in eine Abnahme des SNR von zwei dB am Eingang des Empfängers umsetzen, dann arbeitet dieser Empfänger mit einer Bitfehlerrate von rund 10&supmin;&sup6;. Bei derartigen Bitfehlerraten würde das 50 Meilen entfernte Fernsehgerät einen sehr guten Empfang aufweisen, während der Empfang am anderen Fernsehgerät wahrscheinlich sehr schlecht sein würde. Diese Art von schneller Leistungsabnahme über geringe Entfernungen wird von der Rundfunkindustrie im allgemeinen nicht als annehmbar angesehen. (Im Vergleich dazu ist die Leistungsabnahme bei gegenwärtig benutzten analogen Fernsehübertragungsanordnungen viel sanfter.)
Es besteht daher ein Erfordernis einer zur Verwendung bei Fernsehanwendungen anpassbaren digitalen Übertragungsanordnung, bei der dieses Problem überwunden wird. Bei anderen digitalen Übertragungsumgebungen benutzte Lösungen wie beispielsweise die Verwendung von a) Zwischengeneratoren bei kabelgebundenen Übertragungssystemen oder b) Ausweichdatenraten oder konditionierte Fernsprechleitungen bei Sprachband-Datenanwendungen sind eindeutig nicht auf die Rundfunkumgebung des Fernsehens im freien Raum anwendbar.
Ein - von Mitarbeitern des hiesigen Neunachfolgers entwickeltes - vorteilhaftes Verfahren zur Bewältigung der Nachteile standardmäßiger digitaler Übertragung für die Austrahlung digitaler TV-Signale umfaßt eine bestimmte Art eines Quellcodierschritts gefolgt von einer bestimmten Art von Kanalabbildungsschritt. Insbesondere bewirkt der Quellcodierschritt, daß das Fernsehsignal durch zwei oder mehrere Datenströme dargestellt wird während im Kanalabbildungsschritt die Abbildung derart ist, daß die Datenelemente der verschie denen Datenströme unterschiedliche Wahrscheinlichkeiten einer fehlerhaften Erkennung am Empfänger aufweisen. Beispielhafterweise führt ein erster der oben erwähnten Datenströme Komponenten des Gesamtfernsehsignals, die als die wichtigsten angesehen werden - beispielsweise der Ton, die Bildsynchroninformationen und die wesentlichen Teile der Videoinformation - und dieser dauernde Datenstrom wird so abgebildet, daß seine Datenelemente die niedrigste Fehlerwahrscheinlichkeit aufweisen. Ein zweiter der Datenströme führt Komponenten des Gesamtfernsehsignals, die als weniger wichtig als diejenigen des ersten Datenstroms angesehen werden und dieser Datenstrom wird so abgebildet, daß seine Datenelemente eine Fehlerwahrscheinlichkeit aufweisen, die nicht so niedrig wie diejenigen des ersten Datenstroms sind. Im allgemeinen ist es möglich, das Gesamtfernsehsignal mit einer beliebigen Anzahl von Datenströmen darzustellen, die jeweils Komponenten von unterschiedlicher Wichtigkeit führen und jeweils eine entsprechende Fehlerwahrscheinlichkeit aufweisen. Mit diesem Ansatz wird eine sanfte Abnahme der Empfangsgüte am Standort des Fernsehgeräts ermöglicht, da bei steigender Bitfehlerrate am Empfänger mit zunehmender Entfernung vom Rundfunksender diejenigen Bit, die einen verhältnismäßig geringeren Anteil der Fernsehsignalinformationen darstellen, als erstes beeinflußt werden.
In US-A-4941154 ist ein Signalcodierverfahren zur Verwendung mit Teilbitraten, was bei einer gegebenen Dimensionalität die Verwendung kleinerer Konstellationen erlaubt und damit eine größere Robustheit in der Gegenwart verschiedener Beeinträchtigungen bietet, als sonst der Fall sein würde. Bei diesem Verfahren werden ein oder mehrere der Eingangsbit trelliscodiert und die trelliscodierten Bit kennzeichnen eine von einer vorbestimmten Mehrheit von Teilmengen der Signalkonstellation und die zur Übertragung aus zwei oder mehr gekennzeichneten Teilmengen ausgewählten bestimmten Symbole werden in gegenseitiger Abhängigkeit durch die nichttrelliscodierten Bit gewählt.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren nach Anspruch 1 vorgesehen.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren nach Anspruch 8 vorgesehen.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung nach Anspruch 12 vorgesehen.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Anordnung nach Anspruch 19 vorgesehen.
Die vorliegende Erfindung bietet eine Anordnung, die das oben beschriebene Gesamtkonzept der Bereit stellung unterschiedlicher Niveaus von Fehlerschutz für durch den Quellcodierschritt erzeugte unterschiedliche Klassen von Datenelementen implementiert - daß aber durch die Verwendung codierter Modulation wie beispielsweise trelliscodierter Modulation, verbesserte Rauschfestigkeit bietet.
In bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung werden insbesondere die Symbole in einer vorbestimmten 2N-dimensionalen Kanalsymbolkonstellation, N ≥ 1, in Gruppen eingeteilt, die jeweils hier als "Supersymbol" bezeichnet werden. Während jeder einer Folge von Symbolintervallen wird eine vorbestimmte Anzahl der wichtigsten Datenelemente kanalcodiert und die sich ergebenden kanalcodierten Datenelemente kennzeichnen ein bestimmtes der Supersymbole. Die übrigen Datenelemente, die ebenfalls kanalcodiert werden können, werden zur Auswahl eines bestimmten Symbols aus dem gekennzeichneten Supersymbol zur Übertragung benutzt.
Der bis jetzt beschriebene Ansatz gleicht allgemein herkömmlichen Anordnungen codierter Modulation, indem die letzteren ebenfalls die Kanalsymbole in Gruppen einteilen, die typischerweise als "Teilmengen" bezeichnet werden. Die Teilmengen des Standes der Technik werden jedoch unter der Beschränkung gebildet, daß der (hiernach als "Mindestabstand" bezeichnete) euklidische Mindestabstand zwischen den Symbolen in einer Teilmenge größer als der Mindestabstand zwischen den Symbolen in der Konstellation insgesamt ist - siehe US-A-4941154 oben. In der vorliegenden Erfindung ist jedoch der Mindestabstand zwischen den Symbolen eines Supersymbols derselbe wie der Mindestabstand zwischen den Symbolen in der Konstellation insgesamt. Durch diese Abstandseigenschaft wird eine größere Rauschfestigkeit für die wichtigsten Datenelemente als für die anderen Datenelemente ermöglicht, wobei diese Festigkeit dadurch optimiert wird, daß der Mindestabstand zwischen Supersymbolen so groß wie möglich gehalten wird - gewöhnlich größer als der Mindestabstand der Konstellation. Insbesondere ist es möglich, sobald die Supersymbole definiert sind, Codes für die wichtigsten Datenelemente aufgrund der Abstände zwischen den Supersymbolen zu konstruieren, das heißt als ob jedes Supersymbol ein herkömmliches Symbol in einer herkömmlichen Konstellation wäre. Aufgrund dieser Tatsache kann für die wichtigsten Datenelemente ein bestimmter Grad an Rauschfestigkeit erreicht werden, der größer ist als der, der für die anderen Datenelemente erreicht werden kann.
In der Tat findet ein Kompromiß statt, indem diese anderen Datenelemente einen Codierverlust erleiden, das heißt eine etwas geringere Rauschfestigkeit. Es ist jedoch wichtig, daß der für die wichtigsten Datenelemente erreichbare Codiergewinn größer ist als der, der unter Verwendung herkömmlicher Anordnungen mit codierter Modulation erreicht werden kann.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

In der Zeichnung zeigt:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines Senders mit der Erfindung;
Figur 2 ein Blockschaltbild eines Empfängers für vom Sender der Figur 1 übertragene Signale;
Figur 3 eine Signalkonstellation des Standes der Technik;
Figur 4 eine beispielhafte Weise vom Sender der Figur 1 benutzte Signalkonstellation;
Figur 5 ein Bitzuweisungsschema für die Konstellation der Figur 4;
Figur 6 eine Art von Trelliscodierer, die im Sender der Figur 1 benutzt werden kann;
Figur 7 eine Tabelle, in der die Leistung der verschiedenen beispielhaften Ausführungsformen der hier offenbarten Erfindung verglichen werden;
Figur 8 eine alternative Signalkonstellation, die in dem Sender der Figur 1 benutzt werden kann;
Figuren 9-11 zusammen eine weitere Art von Trelliscodierer, die im Sender der Figur 1 benutzt werden kann;
Figur 12 eine weitere Signalkonstellation, die im Sender der Figur 1 benutzt werden kann;
Figur 13 eine weitere Art von Trelliscodierer, die im Sender der Figur 1 benutzt werden kann;
Figur 14 eine weitere Signalkonstellation, die im Sender der Figur 1 benutzt werden kann;
Figur 15, wie einem der Kanalcodierer im Sender der Figur 1 ein Bitverschachtler hinzugefügt werden kann, um eine verbesserte Impulsrauschfestigkeit zu bieten.

Ausführliche Beschreibung

Vor Beginn einer Beschreibung der beispielhaften Ausführungsformen wird darauf hingewiesen, daß die verschiedenen hier beschriebenen digitalen Signalisierungskonzepte - natürlich mit Ausnahme des erfindungsgemäßen Konzepts selbst - alle beispielsweise in den Techniken der digitalen Funk- und Sprachbanddatenüber tragung (Modem) gut bekannt sind und daher hier nicht ausführlich beschrieben werden müssen. Dazu gehören solche Konzepte wie multidimensionale Signalisierung unter Verwendung von 2 N-dimensionalen Kanalsymbolkonstellationen, wobei N irgend eine Ganzzahl ist; Trelliscodierung; Verwürfelung; Paßbandformung; Entzerrung; Viterbi- oder Maximum-Likelihood-Decodierung usw. Diese Konzepte sind in solchen US-Patenten wie dem am 7 Mai 1974 I. Kalet et al. erteilten US. 3,810,021; dem am 29 März 1977 J. Werner erteilten US 4,015,222; dem am 9 Oktober 1979 J. Salz et al. erteilten US 4,170,764; dem am 27 Januar 1981 K.H. Müller et al. erteilten US 4,247,940; dem am 8 Dezember 1981 R.D. Fracassi et al. erteilten US 4,304,962; dem am 26 Juni 1984 A. Gerscho et al. erteilten US 4,457,004; dem am 18 Dezember 1984 J.E. Mazo erteilten US 4,489,418; dem am 28 Mai 1985 L. Wei erteilten US 4,520,490; und dem am 24 Juni 1986 G.D. Forney Jr. erteilten US 4,597,090 beschrieben, die alle hiermit durch Bezugnahme aufgenommen sind.
Nunmehr bezugnehmend auf Figur 1 erzeugt die Videosignalquelle 101 ein analoges, Bildinformationen bzw. "Nutzinformationen" darstellendes Videosignal, das an den Quellcodierer 104 weitergeleitet wird. Vom letzteren wird ein Digitalsignal erzeugt, in dem mindestens eine Teilmenge der Datenelemente einen Anteil der Informationen bzw. Nutzinformationen darstellt, der wichtiger als der durch den Rest der Datenelemente dargestellten Anteil der Informationen bzw. Nutzinformationen ist. Beispielhafterweise ist jedes Datenelement ein Datenbit, wobei für jedes einer Abfolge von Symbolintervallen m+k Informationsbit erzeugt werden. Die Symbolintervalle bestehen aus N Signalisierungsintervalien, wobei 2N die Anzahl von Dimensionen der Konstellation (wie unten beschrieben) ist. Die Signalisierungsintervalle weisen eine Dauer von T Sekunden auf und dementsprechend weisen die Symbolintervalle jeweils eine Dauer von NT Sekunden auf. In Ausführungsformen mit zweidimensionalen Konstellationen, d.h. N = 1, sind natürlich die Signalisierungs intervalle und die Symbolintervalle die gleichen.
Von den oben erwähnten m+k Informationsbit sind die auf Leitung 105 erscheinenden Bit in dem Strom von m Bit pro Symbolinterval wichtiger als die Bit in dem Strom von k Bit pro Symbolinterval, die auf Leitung 106 erscheinen. Hierunter werden zwei Beispiele gegeben, wie ein derartiges Fernsehsignal erzeugt werden könnte.
Die Bit auf Leitungen 105 und 106 werden getrennt in Verwürflern 110 und 111 verwürfelt, die m bzw. k parallele Bit auf Leitungen 112 und 113 ausgeben. (Verwürfelung wird herkömmlicherweise an einem seriellen Bitstrom ausgeführt. So kann angenommen werden, daß, obwohl dies nicht explizit in Figur 1 dargestellt ist, die Verwürfelung 110 und 111 vor der Verwürfelung eine Parallel-Serienwandlung an ihren entsprechenden Eingangsbit und eine Serien-Parallelwandlung an ihren Ausgängen durchführen). Wie ausführlicher unten beschrieben werden die entsprechenden Gruppen von Bit auf Leitungen 112 und 113 zu Kanalcodierern - beispielhaf terweise Trelliscodierern - 114 und 115 weitergeleitet, die für jedes Symbolinterval entsprechende erweiterte Gruppen der erweiterten r und p Bit auf Leitungen 121 und 122 erzeugen, wobei r > m und p > k. Die Werte dieser Bitkennzeichnen zusammen ein bestimmtes Kanalsymbol einer vorbestimmten Konstellation von Kanalsymbolen (wie beispielsweise der Konstellation der Figur 4, wie ausführlich unten beschrieben). Durch den Konstellationsumcodierer 131 werden Koordinaten auf komplexer Ebene des gekennzeichneten Kanalsymbols ausgegeben, die beispielhafterweise als Nachschlagetabelle oder als einfache Kombination von Logikelementen realisiert sind. Danach werden herkömmliche Paßbandformungen und Fernsehmodulation durch den Paßbandformer 141 bzw. Fernsehmodulator 151 durchgeführt. Das sich ergebende Analogsignal wird dann über die Antenne 152 über einen Kommunikationskanal, im vorliegenden Fall einen Freiraumkanal, ausgetrahlt.
Um die theoretische Untermauerung der Erfindung zu verstehen wird es an diesem Punkt nützlich sein, auf eine Betrachtung der Figur 3 abzuschweifen. Die letztere zeigt eine standardmäßige zweidimensionale Datenübertragungskonstellation der herkömmlich bei digitalen Funk- und Sprachbanddatenübertragungssystemen benutzten Art. Bei dieser Standardanordnung - die herkömmlich als Quadraturamplitudenmodulation (QAM) bezeichnet wird - werden jeweils aus vier Informationsbit bestehende Datenworte jeweils auf eines von 16 möglichen zweidimensionalen Kanalsymbolen abgebildet. Jedes Kanalsymbol weist eine gleichphasige bzw. I-Koordinate auf der Horizontalachse auf und weist eine quadraturphasige bzw. Q-Koordinate auf der Vertikalachse auf. Man beachte daß auf jeder Achse die Kanalsymbolkoordinaten ± 1 oder ± 3 sind, so daß der Abstand zwischen jedem Symbol und jedem der im horizontal oder vertikal benachbarten Symbole der gleiche für alle Symbole ist - wobei dieser Abstand "2" ist. Als Ergebnis dieser gleichförmigen Beabstandung wird im wesentlichen dieselbe Menge an Rauschfestigkeit für alle vier Informationsbit bereitgestellt.
Wie wohl bekannt ist, ist es möglich, eine verbesserte Rauschfestigkeit ohne Aufgabe von Bandbreitennutzwert (Informationsbit pro Signalisierungsinterval) unter Verwendung eines Ansatzes mit codierter Modulation bereitzustellen, bei dem. eine "erweiterte" zweidimensionale Konstellation mit mehr als (im vorliegenden Beispiel) 16 Symbolen in Verbindung mit einem Trellis- oder sonstigen Kanalcode angewandt wird. Beispielsweise ist in meinem obenerwähnten Patent '490 die Verwendung einer zweidimensionalen 32-Symbol-Konstellation zusammen mit einem Trelliscode mit 8 Zuständen offenbart. Mit dieser Anordnung codierter Modulation wird eine verbesserte Rauschfestigkeit von annähernd 4 dB gegenüber dem uncodierten Fall der Figur 3 erreicht und dabei die Übertragung von vier Informationsbit pro Signalisierungsinterval bereitgestellt. Auch hier wird jedoch im wesentlichen die Menge an Rauschfestigkeit für alle vier Informationsbit geboten.
Die bekannten Vorteile der Rauschfestigkeit und des Bandbreitennutzwertes werden bei Bereitstellung unterschiedlicher Niveaus von Fehlerschutz für unterschiedliche Klassen von Bit erreicht. Es hat sich insbesondere herausgestellt, daß es möglich ist, eine Höhe von Fehlerschutz für eine Klasse "wichtigster" Bit zu erreichen, die wesentlich höher ist, als die, die mit dem oben erwähnten herkömmlichen Einsatz codierter Modulation erreicht werden kann. In der Tat wird das erfinderische Konzept durch den Sender der Figur 1 verkörpert, wie nunmehr ausführlicher beschrieben wird.
Die im Sender der Figur 1 benutzte Konstellation ist beispielhafterweise die in Figur 4 gezeigte zweidimensionale 64-Symbol-Konstellation (jedes Symbol ist in der figur als Punkt dargestellt). Die Symbole in der Signalkonstellation sind in Gruppen eingeteilt, die hier als "Supersymbole" bezeichnet werden. Insbesondere ist die Konstellation der Figur 4 in 2r = 2³ = 8 Supersymbole eingeteilt. Vier der als 000, 011, 100 und 111 etikettierten Supersymbole umfassen jeweils 8 zusammenhängende Kanalsymbole, die diesem Supersymbol zugewiesen sind. Die andern 4 001, 010, 101 und 110 etikettierten Supersymbole umfassen jeweils zwei nichtzusammenhängende Gruppen, die jeweils vier zusammenhängende Kanalsymbole umfassen. (Durch die Verwendung dieser Zwei-Gruppen- Supersymbole wird ermöglicht, daß die Gesamtkonstellation beispielsweise ein besseres Signal-Rauschverhältnis, niedrigeres Spitzen-Durchschnittsleistungsverhältnis und bessere Symmetrie aufweist, als sonst möglich sein würde).
Im vorliegenden Beispiel ist m = k = 2. Das heißt 50% der Bit befinden sich in der Klasse der wichtigsten Bit. Von jedem der Codierer 114 und 115 wird ein redundantes Bit hinzugefügt, so daß r = p = 3. Die r = 3 Bitaufleitung 121 kennzeichnen eines der acht Supersymbole und die p = 3 Symbole auf der Leitung 122 wählen ein bestimmtes der acht Kanalsymbole innerhalb des gekennzeichneten Supersymbols aus. Der Mindestabstand zwischen den Symbolen eines Supersymbols - wobei dieser Abstand mit d&sub2; bezeichnet wird - ist derselbe wie der Mindestabstand zwischen den Symbolen in der Konstellation insgesamt. Es läßt sich in der Tat durch Beobachtung bestätigen, daß diesem Kriterium in der Figur 4 genügt wird. Bei dieser Eigenschaft läßt sich erhöhte Rauschfestigkeit für die wichtigsten Bit durch entsprechende Auswahl von a) den von Codierern 114 und 115 implementierten Codes und b) dem Verhältnis d&sub1;/d&sub2; bereitstellen, wobei d&sub1; der Mindestabstand zwischen den Supersymbolen ist. (Der Parameter d&sub1; ist durch den Mindestwert der Abstände zwischen allen Paaren von Supersymbolen gegeben. Der Abstand zwischen einem beliebigen Paar von Supersymbolen ist wiederum der Mindestabstand zwischen einem beliebigen Symbol eines des Paars von Supersymbolen und eines beliebigen Symbols des anderen).
Insbesondere kann nun für die wichtigsten Bit ein Schema codierter Modulation aufgebaut werden, als wenn die acht Supersymbole acht herkömmliche Symbole in einer herkömmlichen Konstellation wären. (Es trifft zu, daß in einer herkömmlichen Konstellation ein Symbol nicht in die Hälfte geteilt werden kann, wie es der Fall für Supersymbole 001, 010, 101 und 110 ist. Für die Codierungsentwurfszwecke kann man jedoch jedes der halbierten Supersymbole so behandeln, als befände es sich nur an einer seiner zwei Positionen). Zum Aufbau eines solchen Schemas codierter Modulation werden die acht Supersymbole wie herkömmlich in eine vorbestimmte Anzahl von Teilmengen unterteilt und zur Codierung einiger der wichtigs ten Eingangsbit wird ein entsprechender Code zur Erzeugung eines Stroms codierter Ausgangsbit benutzt, die eine Folge von Teilmengen definieren. Die übrigen wichtigsten Eingangsbit werden dann zur Auswahl eines Supersymbols aus jeder gekennzeichneten Teilmenge benutzt. Im vorliegenden spezifischen Beispiel enthält jede Teilmenge nur ein einziges Supersymbol, d.h. es gibt acht Teilmengen und es werden alle wichtigsten Eingangsbit - d.h. die zwei Bit auf Leitung 112 - codiert. So wird mit der Kennzeichnung einer bestimmten Teilmenge auch ein bestimmtes Supersymbol gekennzeichnet. Dies ist das bestimmte Supersymbol, aus dem das letztendlich zu übertragende Symbol als Funktion der anderen bzw. unwichtigeren Bit ausgewählt werden wird.
Man wird erkennen daß mit diesem Ansatz bedeutenderweise - aufgrund der Einteilung und des ausgewählten Codes - ein bestimmter Grad an Rauschfestigkeit für die wichtigsten Datenelemente erreicht wird, der größer ist, als für die unwichtigeren Datenelemente erreicht werden kann und in der Tat größer ist, als mit herkömmlicher codierter Modulation erreicht werden kann, wenn alle anderen Parameter gleich sind.
Wie oben bemerkt werden dann die unwichtigeren Bit auf Leitung 113 zur Auswahl eines bestimmten Symbols aus dem gekennzeichneten Supersymbol zur Übertragung benutzt. In bevorzugten Ausführungsformen gehört zu dieser Auswahl auch die Verwendung codierter Modulation, wobei mindestens einige der unwichtigeren Bit codiert werden, um eine bestimmte Teilmenge von Symbolen innerhalb eines Supersymbols zu kennzeichnen und wenn die Teilmenge mehr als ein Symbol enthält, werden alle übrigen Bit zur Auswahl eines bestimmten dieser Symbole benutzt. (Die Anordnung der Symbole innerhalb eines Supersymbols sollte natürlich im Zusammenhang mit dem Codierer 115 zur Maximierung seines Codiergewinns gewählt werden.) In diesem Beispiel gibt es wiederum acht Teilmengen von Symbolen innerhalb jedes Supersymbols, d.h. ein Symbol pro Teilmenge, und beide der unwichtigeren Bit auf Leitung 113 werden codiert. So kennzeichnen die drei codierten Bit auf Leitung 122 zur gleichen Zeit sowohl eine Teilmenge als auch ein spezifisches Symbol aus dem vorher gekennzeichneten Supersymbol.
Eine bestimmte beispielhafte Ausführungsform für die beiden Codierer 114 und 115 ist in Figur 6 dargestellt. (In dieser Figur sind die mit "T" etikettierten Kästchen Elemente mit T Sekunden Verzögerung, die mit "+" etikettierten Kreise sind exklusiv-oder-Gatter und die Gatter mit zwei Eingängen sind UND-Gatter, bei denen an einem die Eingänge invertiert sind.) Wie oben bemerkt kennzeichnet die 3-Bit-Ausgabe des Codierers 114 ein bestimmtes Supersymbol. Insbesondere kennzeichnen die vom Codierer 114 an seinen drei Ausgangsleitungen ausgegebenen Bitwerte "110" (von oben nach unten gelesen in der Figur 6) das mit 110 in der Figur 4 etikettierte Supersymbol, usw. für jedes der sieben anderen möglichen Bitmuster. Zusätzlich wird durch die 3-Bit-Ausgabe des Codierers 115 ein bestimmtes Symbol innerhalb des gekennzeichneten Supersymbols ausgewählt. Insbesondere ist die Zuweisung von Bitwerten zu bestimmten Kanalsymbolen innerhalb der Supersymbole in der Figur 5 für den rechten oberen Quadranten der Konstellation der Figur 4 dargestellt. Zu der Bitzuweisungsanordnung für die anderen drei Quadranten gelangt man durch einfache Drehung der Figur 5. So kennzeichnen die vom Codierer 115 an seinen drei Ausgangsleitungen ausgegebenen Bitwerte "001" (von oben nach unten gelesen) das mit 001 etikettierte Kanalsymbol im gekennzeichneten Supersymbol - wobei es in jedem Supersymbol ein derartiges Symbol gibt.
Bei gegebener Verwendung des durch den Codierer der Figur 6 implementierten bestimmten Trelliscodes können verschiedene Betriebsparameterkompromisse durch Verändern der Werte von d&sub1; und d&sub2; erzielt werden. In der Tabelle der Figur 7 sind zwei Möglichkeiten für die Konstellation der Figur 4 dargestellt. Insbesondere wird bei d&sub1;/d&sub2; = 2,5 ein (relativ zu einem uncodierten 16-QAM- Schema wie dem in Figur 3 gezeigten gemessen - das denselben Bandbreitennutzwert wie das gegenwärtige Beispiel aufweist - bei einer Blockfehlerrate von 10&supmin;³ für eine Blockgröße von 1000 Bit) ein Codiergewinn von 5,7 dB für die wichtigsten Bit erreicht, zu Kosten eines Codiergewinns von -2,8 dB (d.h. eines Codierverlusts) für die unwichtigeren Bit. Als Alternative wird bei d&sub1;/d&sub2; = 3,5 ein Codiergewinn von 6,6 dB für die wichtigeren Bit zu Kosten eines Codiergewinns von -4,6 dB für die unwichtigeren Bit erreicht. Das Spitze-Mittelwert-Leistungsverhältnis beträgt rund "2" (genau wie bei allen hier beschriebenen Beispielen), was mit dem mit herkömmlicher uncodierter Modulation erreichten vergleichbar ist.
Nunmehr bezugnehmend auf den Empfänger der Figur 2 wird das analoge Rundfunksignal von der Antenne 201 empfangen, herkömmliche Fernsehvorstufenverarbeitung einschließlich beispielsweise der Demodulation in der Verarbeitungseinheit 211 unterworfen und vom A/D-Wandler 212 in Digitalform umgewandelt. Danach wird das Signal vom Passband-Kanalentzerrer 221 entzerrt und auf parallelen Leitungen 222 und 223 zu den Kanaldecodierern 231 uni 232 weitergeleitet. Jeder der Kanaldecodierer ist beispielhafterweise ein Maximum-Likelihood-Decodierer wie beispielsweise ein Viterbi-Decodierer. Insbesondere besteht die Funktion des Kanaldecodierers 231 in der Kennzeichnung der wahrscheinlichsten Folge von Supersymbolen, während es die Aufgabe des Kanaldecodierers 232 ist, die wahrscheinlichste Folge von Symbolen bei dieser gegebenen Folge von Supersymbolen zu kennzeichnen. So sind im Decodierer 231 Informationen über den vom Kanalcodierer 114 benutzten Code gespeichert, während im Decodierer 232 Informationen über den vom Kanalcodierer 115 benutzten Code gespeichert sind. Zusätzlich sind in diesen beiden Decodierern Informationen über die benutzte Konstellation und die Art und Weise, auf die die Symbole ihren entsprechenden Supersymbolen zugewiesen sind, gespeichert.
Im Kanaldecodierer 231 besteht der erste Decodierschritt darin, daß Supersymbol bzw. halbe Supersymbol in jeder Teilmenge zu suchen, das dem empfangenen Symbol am nächsten liegt - wie beispielsweise der "A" bezeichnete Punkt in Figuren 4 und 5. Man erinnere sich daß es in diesem Fall nur ein Supersymbol pro Teilmenge gibt. Vom Kanaldecodierer 231 wird für jedes Supersymbol bzw. halbe Supersymbol eine spezifische Einzelstelle im Signairaum angenommen. In Figur 4 sind drei derartige Stellen dargestellt, die mit einem gestrichelten "x" bezeichnet sind. Die anderen Stellen sind ähnlich plaziert. Danach wird der Abstand zwischen diesem Supersymbol bzw. halben Supersymbol und dem Empfangssymbol bestimmt. (Der Abstand zwischen dem Empfangssymbol und einem Supersymbol bzw. halben Supersymbol ist der Abstand zwischen dem Ersteren und der vorher definierten Stelle des letzteren). Danach wird mit der Decodierung fortgeschritten, um die wahrscheinlichste Folge übertragener Supersymbole auf genau dieselbe Weise zu finden, wie ein Viterbi-Decodierer in einem herkömmlichen System codierter Modulation funktioniert, um die wahrscheinlichste Folge herkömmlicher Symbole zu finden.
Die Funktionsweise des Kanaldecodierers 232 wird anhand der Figur 5 erläutert. Der erste Schritt besteht in der Drehung des Empfangssysmbols um ein ganzzahliges mehrfaches von 90 Grad, so daß sich das ergebene Symbol stets beispielsweise im sogenannten ersten Quadranten befindet, der der in Figur 5 gezeigte Quadrant ist. Danach wird bestimmt, ob das gedrehte Symbol näher am supersymbol 000 oder einem der Hälften von Supersymbolen 001 und 101 im ersten Quadranten liegt. Danach wird für jede Teilmenge von Symbolen des Supersymbols bzw. zwei Supersymbolhälften (im vorliegenden Decodierungsverfahren werden diese zwei Supersymbolhälften so behandelt, als ob sie zum selben Supersymbol gehörten) das am nächsten zum rotierten Symbol liegende Symbol gekennzeichnet und es werden die Abstände zwischen ihnen berechnet. Diese Informationen werden dann vom Kanaldecodierer 232 zur Kennzeichnung der wahrscheinlichsten Folge übertragener Symbole zum Zweck der Rückgewinnung der unwichtigeren Bit benutzt. Anders gesagt findet diese Bestimmung der wahrscheinlichsten Folge übertragener Symbole nur für Zwecke der Ausblendung der unwichtigeren Bit statt. Die wichtigeren Bit werden wie oben beschrieben aus dem Kanaldecodierer 231 rückgewonnen.
Eine Alternative zur Realisierung des Decodierers 232 ist, darauf zu warten daß der Decodierer 231 seine Entscheidung hinsichtlich der Identität jedes Supersymbols trifft, und dann diese Information in der Rückgewinnung der unwichtigeren Bit zu benutzen (in diesem Falle wäre keine Drehung erforderlich). Ein solcher Ansatz hat den möglichen Vorteil, daß man für die unwichtigeren Bit einen aufwendigeren Code benützen und damit eine größere Rauschfestigkeit für diese erlangen könnte - jedoch zu Kosten einer erhöhten Empfänger-Verarbeitungslaufzeit.
Bei Verwendung von Mehrdimensionalen Symbolen - wie den unten beschriebenen vierdimensionalen Beispielen - wird die Decodierung auf ähnliche Weise ausgeführt, wie der Fachmann erkennen wird.
Die von Decodierern 231 und 232 ausgegebenen Bit werden von Entwürflern 241 und 242 entwürfelt, die jeweils die inverse Funktion der Verwürfler 110 und 111 im Sender durchführen. Ein Videosignal, das so formatiert ist, daß es besipielsweise durch eine Kathodenstrahlröhrenanzeige angezeigt werden kann, wird dann vom Quelldecodierer 253 aus den Entwürflerausgaben erzeugt, wodurch die ursprüngliche Videoinformation bzw. Nutzinformation rückgewonnen wird. Dieses Signal wird dann an die Kathodenstrahlröhrenanzeige 260 angelegt.
Es sind zahlreiche Abwandlungen der Erfindung möglich. Man betrachte beispielsweise die Zweidimensionalkonstellation der Figur 8, die aus vier Supersymbolen besteht, die jeweils wiederum aus acht Symbolen bestehen. Diese Konstellation könnte in einem System mit m = 1, k = 2 benutzt werden, d.h. der Wandbreitennutzwert beträgt drei Informationsbit pro Signalisierungsinterval und die wichtigsten Bit stellen 33,3% des Gesamtwertes dar - und wobei jeder Kanalcodierer ein redunantes Bit einführt, d.h. r = 2 und p = 3. Um jedoch den Bandbreitennutzwert zu erhöhen, kann diese selbe Konstellation als Basis eines vierdimensionalen Codes benutzt werden, der vier Informationsbit pro Signalisierungsinterval unterstützt.
Insbesondere wird die vierdimensionale Konstellation durch Verkettung der Konstellation der Figur 8 mit sich selbst aufgebaut, so daß jedes vierdimensionale Symbol aus einem ersten Punkt besteht, der aus der zweidimensionalen Konstellation ausgewählt wurde, verkettet mit einem zweiten derartigen Punkt. (Das Wort "Punkt" wird hier zur Bezugnahme auf ein Element der zweidimensionalen Konstellation der Figur 8 benutzt, wodurch dieses von der codierten Gesamtinstanz unterschieden wird, die hier konsequent als "Symbol" bezeichnet wird, ungeachtet ihrer Dimensionalität. Der Begriff "Superpunkt" wird auf ähnliche Weise benutzt werden). Für dieaen vierdimensionalen Fall werden für jedes Symbolinterval mit Dauer 2T m = 3, k = 5 Informationsbit in Kanalcodierer 114 bzw. 115 eingegeben. Damit werden durchschnittlich vier Informationsbit pro Signalisierungsinterval (bzw. acht Informationsbit pro Symbolinterval) bereitgestellt. Die wichtigeren Bit bilden in diesem Fall 3/(3+5) = 3/8 = 37,5% der Informationsbit.
Figur 9 zeigt den Aufbau der Kanalcodierer 114 und 115 für diese vierdimensionale Ausführungsform. Der Codierer 114 fügt seiner 3-Bit-Eingabe ein einzelnes redundantes Bit hinzu, um ein Paar von 2-Bit-Ausgaben bereitzustellen, die erste bzw. zweite Superpunkte aus Figur 8 kennzeichnen. Der erste Punkt des zu übertragenden vierdimensionalen Symbols soll aus dem ersten derartigen Superpunkt ausgewählt werden und der zweite Punkt des zu übertragenden vierdimensionalen Symbols soll aus dem zweiten derartigen Superpunkt ausgewählt werden. Zur Bereitstellung dieser Auswahl werden die unwichtigeren Bit benutzt. Insbesondere wird vom Codierer 115 der 5-Bit-Eingabe auf Leitung 113 ein einzelnes redundantes Bit hinzugefügt, um zwei 3-Bit-Ausgaben bereitzustellen, die wie eben bemerkt spezifische Punkte aus den vom Codierer 114 gekennzeichneten ersten bzw. zweiten Superpunkten auswählen.
Figur 10 zeigt spezifische Schaltungen zur Ausführung der eigentlichen Codierung in den Kanalcodierern 114 und 115, deren Bitwandler entsprechend der Tabelle der Figur 11 arbeitet.
In der Figur 7 sind die bei dieser Ausführung mit verschiedenen Werten von d&sub1;/d&sub2; erreichten relativen Leistungen. Man beachte, daß wenn es annehmbar ist, daß die wichtigsten Bit einen geringeren Prozentsatz des Gesamtwertes bilden - 37,5% in der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich mit 50% bei der ersten Ausführungsform - kann für diese Bit ein größerer Codiergewinn erreicht werden.
Eine weitere Eigenschaft von auf der Figur 8 basierenden Anordnungen codierter Modulation - die von der Dimensionalität des Gesamtcodes unabhängig ist - besteht darin, daß sie die Verwendung von Anordnungen codierter Modulation ermöglicht, von denen erwartet wird, daß sie größere Festigkeit als andere Konstellationen, wie die in Figur 4 und Figur 12 gezeigten (wobei die letztere unten beschrieben wird) gegen Impulsrauschen für die wichtigsten Bit bieten. Der Grund besteht darin, daß die Positionen der verschiedenen Superpunkte relativ zueinander einzig auf der Grundlage von Winkelinformationen im Gegensatz zu Amplitudeninformationen definiert werden können.
Ein weiterer Schutz gegen Impulsrauschen für die wichtigsten Bit in Anordnungen codierter Modulation auf Grundlage von Konstellationen der Art der Figur 8 kann durch Umordnung der vom Kanalcodierer 114 ausgegebenen Bit erreicht werden, so daß in der Nähe voneinander vom Codierer erzeugte Bit soweit wie möglich voneinander getrennt sind, vorausgesetzt, daß den Systemlaufzeitvorgaben entsprochen wird. Dahingehend kann der Kanalcodierer 114 einen Bitverschachtler enthalten, der wie in Figur 15 gezeigt eine solche Umordnung durchführt. (Im Empfänger wird natürlich ein komplementärer Entschachtler vor dem Kanaldecodierer 231 benutzt werden). Einerseits läßt sich zeigen, daß bei Anordnungen codierter Modulation, bei denen der euklidische Abstand zwischen gültigen Folgen von Supersymbolen (mit möglicher ausnahme eines Skalierfaktors) derselbe wie der Hammingabstand zwischen den Folgen von Bit ist, die mit diesen Folgen von Supersymbolen verbunden sind - was der Fall für das eben beschriebene Schema codierter Modulation ist - eine solche Umordnung der Bit nicht die Leistung des Codes gegenüber additiven weißen Gaußschen Rauschen verschlechtert. Andererseits bietet eine solche Umordnung jedoch verbesserte Festigkeit gegen Impulsrauschen. Dies ergibt sich aus der stoßartigen Beschaffenheit von Impulsrauschen. (Verbesserte Impulsrauschfestigkeit läßt sich auch bei Anordnungen codierter Modulation erreichen, die den obigen Kriterien nicht entsprechen - wie beispielsweise in verschiedenen anderen hier offenbarten Anordnungen - durch Umordnung der zweidimensionalen Signalpunkte vor ihrer Übertragung. Dieser Ansatz ist jedoch etwas weniger wirksam als wenn die Bit umgeordnet werden.)
Als weitere Alternative betrachte man beispielsweise die zweidimensionale Konstellation der Figur 12, die aus acht Supersymbolen besteht, die jeweils wiederum aus vier Symbolen bestehen. Diese Konstellation könnte in einer zweidimensionalen Signalisierungsanordnung mit m = 2, k = 1 benutzt werden, d.h. der Bandbreitennutzwert beträgt drei Informationsbit pro Signalisierungsinterval und die wichtigeren Bit bilden 66,7% des Gesamtwertes - und wobei jeder Kanalcodierer ein redundantes Bit einführt, d.h. r = 3 und p = 2. Wie zuvor kann jedoch zur Steigerung des Bandbreitennutzwertes diese gleiche Konstellation als Basis eines vierdimensionalen Codes benutzt werden. Dabei würde sich für durchschnittlich vier Informationsbit pro Signalisierungsinterval m = 5 und k = 3 ergeben. Die wichtigeren Bit bilden in diesem Fall 5/8 = 62,5% der Informationsbit. Man wird erkennen, daß diese Ausführungsform der oben beschriebenen ähnlich ist, nur sind die Kanalcodierer für die wichtigsten und unwichtigeren Bit vertauscht. Abschliessend ist aus Figur 7 ersichtlich, daß der erhöhte Prozentsatz von wichtigsten Bit einen verringerten Codiergewinn für diese Bit mit sich bringt.
Auch ist es wichtig, zu beachten, daß die zur Implementierung der Erfindung benutzten Konstellationen keine orthogonal ausgerichteten Punkte aufweisen müssen, wie es der Fall für alle bislang beschriebenen Konstellationen ist. Beispielsweise weist die Konstellation der Figur 14 radial ausgerichtete Punkte auf. Es gibt acht Supersymbole, von denen jedes aus acht Symbolen besteht. Diese Konstellationen können daher eine zweidimensionale Anordnung codierter Modulation mit m = 2, k = 2 unterstützen. Jedes der Supersymbole können daher allein aufgrund von Winkelinformationen gekennzeichnet werden. Diese Konstellation ermöglicht daher wie die der Figur 8 die Verwendung von Anordnungen codierter Modulation, von denen erwartet wird, daß sie für die wichtigeren Bit größere Festigkeit gegen Impulsrauschen bieten als andere Konstellationen.
Durch das obige werden nur die Grundsätze der Erfindung erläutert. Beispielsweise wird in Figur 1 angenommen, daß nur eine Rundfunksignalpolarisation benutzt wird. Es ist jedoch möglich, den Bandbreitennutzwert der Anordnung durch Verwendung eines zweiten Satzes von Codierschaltungen zur Codierung eines zweiten quellcodierten Datenstroms parallel zum ersten und zur Übertragung des sich ergebenden codierten modulierten Signals unter Verwendung einer zweiten Polarisation zu verdoppeln. Als Alternative kann eine einzige Datencodierschiene eingesetzt werden, aber durch Übertragung von abwechselnden Signalpunkten mit den beiden Polarisationen läßt sich ihre Geschwindigkeit verdoppeln.
Es ist zu bemerken, daß obwohl in allen hier gezeigten Beispielen die unwichtigeren Bit stets codiert werden, dies nicht notwendig ist. Das heißt es können zur Auswahl eines Symbols aus dem gekennzeichneten Supersymbol uncodierte Bit benutzt werden. Auch ist zu bemerken, daß obwohl in allen hier gezeigten Beispielen der Mindestabstand d&sub1; zwischen Superpunkten stets größer als der Mindestabstand d&sub2; zwischen Punkten ist, dies nicht notwendig ist. Beispielsweise kann in der Figur 8 d&sub1; gleich d&sub2; sein. Auch ist zu bemerken, daß obwohl in allen hier gezeigten Beispielen nur zwei Klassen von Datenelementen aufgenommen werden, die Erfindung nicht darauf begrenzt ist. In der Tat können so viele Klassen von Datenelementen wie gewünscht aufgenommen werden, indem die Klasse unwichtigere Bit in zwei oder mehr Unterklassen eingeteilt und die Grundsätze der Erfindung auf die Codierung dieser Unterklassen auf einfache Weise angewandt werden. Weiterhin ist, obwohl alle hier gezeigten Beispiele entweder drei oder vier Informationsbit auf einmal codieren, die Erfindung nicht irgendwie auf diese begrenzt.
In den hier gezeigten Beispielen sind die Codierer 114 und 115 stets von derselben Dimensionalität. Dies ist jedoch nicht notwendig. Beispielsweise könnte für die wichtigeren Datenelemente ein zweidimensionaler Code zur Kennzeichnung einer Folge von Superpunkten einer vorbestimmten zweidimensionalen Konstellation benutzt werden. Danach könnte für die unwichtigeren Datenelemente ein vierdimensionaler Code zur Auswahl von Punkten aus aufeinanderfolgenden Paaren von Superpunkten aus dieser Folge benutzt werden. Umgekehrt könnte für die wichtigeren Datenelemente ein vierdimensionaler Code und für die unwichtigeren Datenelemente ein zweidimensionaler Code benutzt werden.
In den hier gezeigten Beispielen werden in den Codierern 114 und 115 stets Trelliscode mit acht Zuständen implementiert. Dies ist jedoch nicht notwendig. Code mit anderen Zuständen als acht sind ebenfalls benutzbar. Weiterhin können anstatt von Trelliscodes andere Codesarten wie beispielsweise Blockcodes benutzt werden.
Bei manchen Anwendungen kann es wünschenswert sein, die Möglichkeit von durch Kanalstörung verursachten Phasendrehungen im Empfangssignal zu berücksichtigen. In diesen Anwendungen können zur Berücksichtigung dieses Problems differentielle Codierschaltungen im Kanalcodierer 114 enthalten sein.
Zusätzlich ist die Erfindung hier im Zusammenhang mit einem digitalen Videoübertragungssystem dargestellt. Sie ist jedoch gleichermassen auf andere Arten von digitalen Übertragungssystemen anwendbar. Darüber hinaus können, obwohl hier bestimmte Konstellationen gezeigt sind, zahlreiche andere Konstellationen benutzt werden, die von jeder gewünschten Dimensionalität sein können.
Auch wird darauf hingewiesen, daß obwohl die Erfindung hier als mit diskreten Funktionsbausteinen implementiert dargestellt ist, zum Beispiel Quellcodieren, Verwürfeln, usw., können die Funktionen eines beliebigen oder mehrerer dieser Bausteine unter Verwendung von einem oder mehreren entsprechend programmierten Prozessoren, digitalen Signalverarbeitungs-(DSP - digital signal processing)Chips usw. ausgeführt werden. Obwohl daher jedes der verschiedenen in den Ansprüchen dieser Erfindung angegebenen "Mittel" in manchen Ausführungsformen spezifischen Schaltungen entsprechen kann, die spezifisch zur Durchführung der Funktion genau dieses Mittels ausgelegt sind, wird man erkennen, daß diese "Mittel" als Alternative in anderen Ausführungsformen der Kombination von prozessorbasierenden Schaltungen in Kombination mit gespeicherten Programmanweisungen entsprechen können, die die Durchführung der in Frage stehenden Funktion durch diese Schaltungen verursachen.
Man wird daher erkennen, daß der Fachmann in der Lage sein wird, zahlreiche und verschiedene alternative Anordnungen auszuarbeiten, die hier nicht ausdrücklich gezeigt oder beschrieben sind.

Claims

1. Datenkommunikationsverfahren mit dem Schritt des Codierens (in 114) einer ersten Gruppe von Datenelementen zur Erzeugung einer ersten erweiterten Gruppe von Datenelementen und gekennzeichnet durch folgende Schritte:

Kennzeichnen (in 131) eines von einer Mehrzahl von supersymbolen (z.B. 000, 001, usw.) einer vorbestimmten Kanalsymbolkonstellation als Reaktion auf die erste erweiterte Gruppe von Datenelementen, wobei jedes Supersymbol aus einer entsprechenden Mehrzahl von Symbolen der Konstellation besteht und der Mindestabstand zwischen mindestens einzelnen der Symbole von mindestens einem der Supersymbole derselbe ist wie der Mindestabstand zwischenden Symbolen der Konstellation insgesamt,

Auswählen (in 131) eines einzelnen der Symbole des gekennzeichneten Supersymbols mindestens als Reaktion auf eine zweite Gruppe von Datenelementen, und Anlegen eines das ausgewählte Symbol darstellenden Signals an einen Kommunikationskanal (152).

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Auswählens folgende Schritte enthält:

Codieren (in 115) der besagten zweiten Gruppe von Datenelementen zur Erzeugung einer zweiten erweiterten Gruppe von Datenelementen, und

Auswählen (in 131) des besagten Einzelsymbols als Reaktion auf die zweite erweiterte Gruppe von Datenelementen.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der besagte Schritt des Codierens den Schritt des Trelliscodierens (in 114) der besagten ersten Gruppe von Datenelementen enthält.

4. Verfahren nach Anspruch 1 mit dem Schritt des Erzeugens der besagten Datenelemente durch Quellcodierung (in 104) von Eingangsinformationen auf solche Weise, daß die besagte erste Gruppe von Datenelementen einen Teil der besagten Informationen darstellt, der wichtiger als der durch die besagte zweite Gruppe von Datenelementen dargestellte Teil ist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die besagten Informationen Fernsehinformationen sind.

6. Verfahren nach Anspruch 1 mit dem Schritt des Umordnens (in 114, Fig. 15) der ersten erweiterten Gruppe von Datenelementen vor dem besagten Schritt des Kennzeichnens.

7. Verfahren nach Anspruch 1, wobei mindestens eines der besagten Supersymbole aus mindestens zwei nicht zusammenhängenden Gruppen von Symbolen (Fig. 12) besteht.

8. Verfahren zur Verwendung in einem Empfänger, der dem besagten Empfänger von einem Sender übermittelte Informationen empfängt, wobei der besagte Sender zur Kanalcodierung von aufeinanderfolgenden Gruppen von m + k Datenbit geeignet ist, die mit entsprechenden Symbolintervallen verbunden sind, über für jedes besagte Intervall durchgeführte folgende Schritte: a) Codieren (in 114) von m der Bit einer der Gruppen unter Verwendung eines ersten vorbestimmten Codes zur Erzeugung einer erweiterten Gruppe von r Bit, r > m; b) Kennzeichnen (in 131) einer bestimmten von 2r Gruppen von Symbolen (z.B., 000, 001, usw.) einer vorbestimmten Kanalsymbolkonstellation als Funktion der Werte besagter r Bit, wobei jede der besagten Gruppen von Symbolen aus einer Mehrzahl von dieser zugewiesenen Symbolen der besagten Konstellation besteht; c) Erzeugen (in 141, 151) eines ein ausgewähltes der Kanalsymbole der gekennzeichneten einen Gruppe von Symbolen darstellenden Signals, wobei die Auswahl (in 131) als Funktion der Werte der anderen k Bit der besagten einen Gruppe durchgeführt werden; und d) Übermitteln des besagten Signals zum besagten Empfänger über einen Kommunikationskanal (152);

mit folgenden Schritten:

Empfangen (an 211) des besagten Signals vom besagten Kanal, und

Wiedergewinnen der besagten Informationen aus dem empfangenen Signal, wobei die besagte Wiedergewinnung als Reaktion auf im besagten Empfänger (in 231) gespeicherte Informationen über den besagten ersten vorbestimmten Code, über die besagte Konstellation und die Art und Weise, auf die die besagten Symbole ihren entsprechenden Gruppen von Symbolen zugewiesen sind, ausgeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß jede der besagten Gruppen von Symbolen ein Supersymbol ist (z.B. 000, 001 usw.), wobei der Mindestabstand zwischen den Symbolen jedes Supersymbols derselbe ist wie der Mindestabstand zwischen den Symbolen der Konstellation insgesamt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Schritt des Signalerzeugens im Sender folgende Schritte enthält: a) Codieren (in 115) der anderen k Bit der besagten einen der Gruppen unter Verwendung eines zweiten vorbestimmten Codes zur Erzeugung einer zweiten erweiterten Gruppe von p Bit (in 122), p > k; und b) Auswählen (in 131) des besagten Einzelsymbols als Reaktion auf die zweite erweiterte Gruppe von Datenbit, und

der besagte Wiedergewinnungsschritt weiterhin als Reaktion auf im besagten Empfänger (in 232) über den besagten zweiten vorbestimmten Code gespeicherte Informationen ausgeführt wird.

10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei die besagten Informationen Fernsehinformationen sind.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der besagte Wiedergewinnungsschritt den Schritt des Decodierens (in 231, 232) des Empfangssignals zur Wiedergewinnung der besagten aufeinanderfolgenden Gruppen von Datenbit unter Verwendung von Maximum-Likelihood-Decodierung enthält.

12. Während jedes einer Folge von Symbolintervallen zur Kanalcodierung von entsprechenden Gruppen von m + k Datenbit tätige Vorrichtung mit einem Mittel (114) zum Codieren von m der Bit einer der Gruppen zur Erzeugung einer erweiterten Gruppe von r Bit, r > m, gekennzeichnet durch ein Mittel (131) zum Kennzeichnen eines bestimmten von 2r Supersymbolen einer vorbestimmten Kanalsymbolkonstellation als Funktion der Werte der besagten r Bit, wobei jedes der besagten Supersymbole aus einer Mehrzahl von Symbolen der besagten Konstellation besteht und der Mindestabstand zwischen den Symbolen jedes Supersymbols derselbe ist wie der Mindestabstand zwischen den Symbolen der Konstellation insgesamt, und

Mittel (115, 131, 141, 151) zum Erzeugen eines ein ausgewähltes der Kanalsymbole des gekennzeichneten einen Supersymbols darstellenden Signais, wobei die Auswahl als Funktion der Werte der anderen k Bit der besagten einen Gruppe durchgef:ihrt wird.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die besagten Datenbit Fernsehinformationen darstellen.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13 mit einem Mittel (104) zum Erzeugen der besagten Datenbit durch Quellcodierung von Eingangsinformationen auf solche Weise, daß die besagten m Bit einen Teil der besagten Informationen darstellen, der wichtiger ist als der durch die besagten k Bit dargestellte Teil der besagten Informationen.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei das besagte Mittel zum Erzeugen Mittel (115, 131) zum Codieren der anderen k Bit der besagten einen der Gruppen zum Erzeugen einer erweiterten Gruppe von p Bit, p > k, und zum Auswählen eines Einzelsymbols als Reaktion auf die besagte erweiterte Gruppe von p Bit enthält.

16. Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die besagten m-Bit- und k-Bit-Codiermittel Mittel (Fig. 6) zur Trelliscodierung der besagten m bzw. k Bit enthalten.

17. Vorrichtung nach Anspruch 15 wobei mindestens einzelne der besagten Supersymbole jeweils aus mindestens zwei nicht zusammenhängenden Gruppen von Symbolen (Fig. 12) bestehen.

18. Vorrichtung nach Anspruch 16 mit Mitteln zum Umordnen (in 114, Fig. 15) der besagten Erweiterungsgruppe von r Bit vor dem besagten Schritt des Kennzeichnens.

19. Anordnung zur Verwendung in einem Empfänger, der dem besagten Empfänger von einem Sender übermittelte Informationen empfängt, wobei der besagte Sender Vorrichtungen (114, 115, 131, 141, 151) für folgendes enthält: a) Codieren eines ersten Stroms der Datenelemente unter Verwendung eines ersten vorbestimmten Codes zur Erzeugung eines ersten erweiterten Stroms von Datenelementen; b) Kennzeichnen einer Folge von Gruppen von Symbolen einer vorbestimmten Kanalsymbolkonstellation als Reaktion auf den ersten erweiterten Strom von Datenelementen; c) Codieren (115) eines zweiten Stroms von Datenelementen unter Verwendung eines zweiten vorbestimmten Codes zur Erzeugung eines zweiten erweiterten Stroms von Datenelementen; d) Auswählen eines einzelnen der Symbole jeder Gruppe von Symbolen der besagten Folge zumindest als Funktion des zweiten erweiterten Stroms von Datenelementen; und e) Anlegen eines die ausgewählten Symbole darstellenden Signals an einen Kommunikationskanal,

wobei die besagte Vorrichtung ein Mittel (201) zum Empfangen des Signals aus dem Kommunikationskanal, und

Mittel (231, 232) zum Ausführen einer Maximum- Likelihood-Decodieroperation am Empfangssignal zur Wiedergewinnung des besagten ersten Stroms von Datenelementen und zum Ausführen einer zweiten Maximum- Likelihood-Decodieroperation am Empfangssignal zur Wiedergewinnung des besagten zweiten Stroms von Datenelementen enthält, dadurch gekennzeichnet, daß jede der besagten Gruppen von Symbolen ein Supersymbol ist, wobei der Mindestabstand zwischen mindestens einzelnen der Symbole von mindestens einem der Supersymbole derselbe ist wie der Mindestabstand zwischen den Symbolen der Konstellation insgesamt.

20. Anordnung nach Anspruch 19, wobei der besagte erste und zweite Code Trelliscodes sind.

21. Anordnung nach Anspruch 19, wobei die besagten Informationen Fernsehinformationen sind.