DE69233450T2 - Halbleitermodul - Google Patents

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Ryuichi Saito
Shin Kimura
Kiyoshi Nishiibaraki-gun Nakata
Syuuji Saitoo
Akira Horie
Yoshihiko Hitachinaka-shi Koike
Shigeki Sekine
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Description

  • Die Erfindung betrifft ein zur Verringerung eines durch Rauschen verursachten Energieverlusts, zur Verringerung der Größe, für ein Hochfrequenzschalten, ein geringeres Rauschen und eine verbesserte Zuverlässigkeit einer Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung geeignetes Halbleitermodul.
  • Bei einer Antriebssteuereinheit für einen Fahrzeugmotor wird eine Wechselrichtervorrichtung verwendet, die zur Steuerung der Drehzahl eines Wechselstrommotors die Frequenz der Stromzufuhr verändern kann. Bisher war es üblich, daß eine minimale Einheit einer Wechselrichtervorrichtung aus zwei in Reihe geschalteten Schaltvorrichtungen zusammengesetzt ist, die abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. Statt der Zwei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung steht in jüngster Zeit eine (auch als Neutralpunktklemmspannungswechselrichter bezeichnete) Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung im Mittelpunkt, bei der eine minimale Einheit vier in Reihe geschaltete Schaltvorrichtungen umfaßt (27th Railway Cybernetics Application Symposium, 1990, S. 198–202). Es wird angenommen, daß der Grund hierfür ist, daß die Schwingungsform der Ausgangsspannung der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung einen Zwischenpotentialpunkt außerhalb eines Punkts P mit hohem Potential und eines Punkts N mit niedrigem Potential aufweist, wodurch sie drei gleichmäßig abgestufte Pegel aufweist, so daß sie im Vergleich mit einer Zwei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung, die nur einen Punkt P mit hohem Potential und einem Punkt N mit niedrigem Potential aufweist, die Vorteile hat, daß Harmonien niedriger Ordnung, ein Drehmomentpulsieren und der Rauschpegel reduziert werden können.
  • Im Vergleich mit der Zwei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung erfordert die Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung jedoch zusätzlich die doppelte Anzahl an Schaltvorrichtungen und die der Anzahl der Arme der Wechselrichtervorrichtung entsprechende Anzahl an Klemmdioden, so daß die Wechselrichtervorrichtung größer und der Wärmeverlust der Vorrichtungen gesteigert werden, was ein Problem darstellt. Die Zunahme des Wärmeverlusts macht eine große Kühlvorrichtung erforderlich, und das System, in dem die Wechselrichtervorrichtung verwendet wird, wird groß, was ein weiteres Problem darstellt. Diese Probleme haben eine verbreitete Verwendung der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtungen verhindert.
  • Zusätzlich zu den vorstehend genannten Problemen bedeutet bei der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung die Verwendung mehrerer Vorrichtungen, daß die Länge der Verdrahtung zunimmt, die Leitungsinduktivität größer ist, das Spannungsrauschen, das durch die Leitungsinduktivität und eine Stromänderung di/dt zum Zeitpunkt des Umschaltens der Schaltvorrichtungen erzeugt wird, stark ist, so daß von den vorliegenden Erfindern die Erfordernis eines Dielektrizitätswiderstands der Schaltvorrichtungen festgestellt wurde. Durch eine Steigerung des Dielektrizitätswiderstands der Schaltvorrichtungen wird jedoch die Ausgangsstromdichte der Vorrichtungen verringert, wodurch Vorrichtungen mit größeren Chipabmessungen erforderlich sind, so daß die Bemühungen um eine Verkleinerung der Wechselrichtervorrichtung vergeblich sind.
  • In PESC '89 RECORD VOLUME II, 20th Annual IEEE Power Electronics Specialist Conference, 26.–29. Juni 1989, Milwaukee, S. 672–682, 1 ist eine Drei-Phasen-Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung mit Stegkonfiguration offenbart, die zwei Gleichstromanschlüsse, einen Knotenpunkt am Zwischenpotential zwischen den Potentialen der beiden Gleichstromanschlüsse, Wechselstromanschlüsse und mehrere, jeweils zwischen dem Gleichstromanschluß und dem Wechselstromanschluß angeschlossene Arme mit zwei in Reihe geschalteten Schaltelementen umfaßt, wobei jedes Schaltelement einen bipolaren Isolierschichttransistor (IGBT) und eine Diode mit der der des bipolaren Isolierschichttransistors entgegengesetzten Leitungsrichtung und mehrere jeweils zwischen einem Knotenpunkt der beiden parallelen Schaltungen des Arms und dem Knotenpunkt an einem Potential zwischen den Potentialen der beiden Gleichstromanschlüsse angeschlossene Dioden umfaßt.
  • In der DE-A-35 16 995 ist eine Halbleitervorrichtung mit einem Isolationssubstrat, mindestens einem Halbleiterelement zum jeweiligen Zuführen und Unterbrechen von elektrischem Strom, einem mit dem Isolationssubstrat verbundenen Stromanschluß, einer als Leitermuster auf das Substrat aufgebrachten Leiterschicht, die das Halbleiterelement mit dem Stromanschluß verbindet, und einem auf der Leiterschicht angeordneten Leiter offenbart.
  • In der EP 0 379 346 ist ein Stromwandlermodul mit Leistungsschaltungselementen, die zur Erzeugung eines Drei-Phasen-Spannungsausgangs über eine Gleichstromzufuhr verbunden sind, und einem Reibungsschaltkreis als Reihenschaltung aus einem asymmetrischen Spannungselement und einem mit jedem Leistungsschaltungselement und/oder über die Gleichstromzufuhr parallel geschalteten Kondensators beschrieben.
  • Es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein zur Verwendung in einer Vorrichtung, durch die die vorstehend beschriebenen Probleme gelöst werden, geeignetes Halbleitermodul zu schaffen.
  • Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein zur Verwendung in einer Vorrichtung, die die Merkmale einer verringerten Größe, einer Hochfrequenzschaltung, eines geringen Rauschens und einer hohen Zuverlässigkeit aufweist, geeignetes Halbleitermodul zu schaffen.
  • Die Aufgaben werden erfindungsgemäß durch das Halbleitermodul gemäß Anspruch 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Merkmale des Halbleitermoduls werden in den Unteransprüchen beansprucht.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung zeigt;
  • die 2A und 2B sind schematische Schaltungsdiagramme zur Erläuterung der Funktionsweise und Wirkung der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung gemäß 1;
  • die 3A und 3B sind schematische Schaltungsdiagramme, die eine Modifikation der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung gemäß 1 zeigen;
  • die 4A, 4B, 4C und 4D zeigen eine Draufsicht, eine Schnittansicht entlang der Linie IVB-IVB in 4A, eine Außenansicht und eine äquivalente Schaltung gemäß einer Ausführungsform des IGBT (bipolaren Isolierschichttransistors) zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Wechselrichtervorrichtung;
  • die 5A, 5B und 5C zeigen eine Draufsicht, eine Außenansicht und eine äquivalente Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform des IGBT zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Wechselrichtervorrichtung;
  • die 6A und 6B sind kreisförmige Diagramme, die die Verluste des IGBT in der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung zeigen;
  • die 7A, 7B und 7C sind kreisförmige Diagramme, die die Verluste der Diode in der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung zeigen;
  • 8 ist eine Schnittansicht, die einen zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Wechselrichtervorrichtung geeigneten IGBT zeigt;
  • 9 ist eine Schnittansicht, die eine zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Wechselrichtervorrichtung geeignete Diode zeigt;
  • 10 ist eine schematische Draufsicht, die eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Halbleitermoduls zeigt;
  • 11 ist eine schematische Schnittansicht entlang der Linie XI-XI in 10;
  • 12 ist eine schematische Schnittansicht entlang der Linie XII-XII in 10;
  • die 13A und 13B zeigen äquivalente Schaltungen des Halbleitermoduls gemäß 10 und ein erläuterndes Diagramm;
  • 14 ist eine 11 entsprechende schematische Schnittansicht, die den Status der Verwendung des erfindungsgemäßen Halbleitermoduls zeigt;
  • 15 ist eine schematische Draufsicht, die eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Halbleitermoduls zeigt;
  • 16 ist ein äquivalentes Schaltungsdiagramm des Halbleitermoduls gemäß 15;
  • 17 ist eine schematische Draufsicht; die eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Halbleitermoduls zeigt;
  • 18 ist eine schematische Draufsicht, die eine andere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Halbleitermoduls zeigt; und
  • 19 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung zeigt, für die ein erfindungsgemäßes Halbleitermodul verwendet wird.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform einer Wechselrichtervorrichtung zeigt. In 1 bezeichnen das Bezugszeichen E eine Gleichstromquelle, T1 und T2 einen ersten und einen zweiten Gleichstromanschluß, die jeweils mit der Seite der Gleichstromquelle E mit dem hohen Potential und der Seite mit dem niedrigen Potential verbunden sind, C1 und C2 zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß in Reihe geschalteten Kondensatoren zur Erzeugung eines dritten Gleichstromanschlusses T3 an einem Zwischenpotential zwischen den Potentialen des ersten und des zweiten Gleichstromanschlusses und T4, T5 und T6 Wechselstromanschlüsse, deren jeweilige Enden mit einem Motor verbunden sind. Zwischen dem ersten und dem zweiten Gleichstromanschluß sind eine Reihenschaltung, die Schaltvorrichtungen S11, S12, S13 und S14 umfaßt, eine Reihenschaltung, die Schaltvorrichtungen S21, S22, S23 und S24 umfaßt, und eine Reihenschaltung angeschlossen, die Schaltvorrichtungen S31, S32, S33 und S34 umfaßt. Dioden D11, D12, D13, D14, D21, D22, D23, D24, D31, D32, D33 und D34 sind so mit jeder Schaltvorrichtung verbunden, daß die Dioden die der der Schaltungsvorrichtungen entgegengesetzte Leitungsrichtung aufweisen. Die mittleren Knotenpunkte der jeweiligen Reihenschaltungen der Schaltvorrichtungen sind mit den anderen Enden der Wechselstromanschlüsse T4, T5 und T6 verbunden. Drei Paare von jeweils in Reihe geschalteten Klemmdioden Dc11 und Dc12, Dc21 und Dc22 und Dc31 und Dc32 sind jeweils so zwischen dem Knotenpunkt der Schaltvorrichtungen S11, S12 und dem Knotenpunkt der Schaltvorrichtungen S13 und S14, zwischen dem Knotenpunkt der Schaltvorrichtungen S21, S22 und dem Knotenpunkt der Schaltvorrichtungen S23, S24 und zwischen dem Knotenpunkt der Schaltvorrichtungen S31, S32 und dem Knotenpunkt der Schaltvorrichtungen S33, S34 angeschlossen, daß ihre Leitungsrichtungen denen der Schaltvorrichtungen entgegengesetzt sind. Jeder Knotenpunkt der Klemmdioden ist mit dem dritten Gleichstromanschluß T3 verbunden. Bei dieser Ausführungsform sind, wie durch gestrichelte Linien dargestellt, die jeweils mit den Dioden D11 und D12 mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung parallelgeschalteten Schaltvorrichtungen S11 und S12 in einzigen Modul M11 enthalten, und die jeweils mit den Dioden D13 und D14 mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung parallelgeschalteten Schaltvorrichtungen S13 und S14 sind in einzigen Modul M12 enthalten. Ähnlich sind die jeweils mit den Dioden D21 und D22 mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung parallelgeschalteten Schaltvorrichtungen S21 und S22 in einzigen Modul M12 enthalten, die jeweils mit den Dioden D23 und D24 mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung parallelgeschalteten Schaltvorrichtungen S23 und S24 sind in einzigen Modul M22 enthalten, die jeweils mit den Dioden D31 und D32 mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung parallelgeschalteten Schaltvorrichtungen S31 und S32 sind in einzigen Modul M31 enthalten, und die jeweils mit den Dioden D33 und D34 mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung parallelgeschalteten Schaltvorrichtungen S33 und S34 sind in einzigen Modul enthalten.
  • Bei dieser Ausführungsform werden IGBTs als Schaltvorrichtungen verwendet. Statt IGBTs können bipolare Transistoren, Leistungs-MOS-Transistoren, Gate-Ausschaltthyristoren oder statische Induktionsthyristoren verwendet werden.
  • Von der Verwendung einer so aufgebauten Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung können die folgenden Wirkungen erwartet werden. Das bedeutet, daß durch jeweiliges Parallelschalten der ersten und zweiten Diode D11 und D12 mit der ersten und der zweiten Schaltvorrichtung S11 und S12 mit umgekehrter Leitungsrichtung, anders ausgedrückt, durch das einzelne Modul M11, das aus einem der Armabschnitte der Wechselrichtervorrichtung besteht, die Verdrahtungslänge kurz und die Induktivität gering gehalten werden können. Dies wird unter Bezugnahme auf die 2A und 2B beschrieben. Die 2A und 2B zeigen Schaltungsdiagramme, wobei 2A zeigt, daß das einzelne Modul M11 die jeweils mit den Schaltvorrichtungen S11 und S12 mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung parallelgeschalteten Dioden D11 und D12 umfaßt, und 2B zeigt, daß jeweilige Vorrichtungen miteinander verbunden sind, ohne ein Modul zu bilden. Die Bezugszeichen L11, L12, L13, L14, L15 und L16 bezeichnen die Leitungsinduktivität. Wie aus einem Vergleich der beiden Fälle deutlich hervorgeht, sind durch Fertigen der Schaltung als Modul die zwischen der Parallelschaltung der Schaltvorrichtung S11 und der Diode D11 und der Parallelschaltung der Schaltvorrichtung S12 und der Diode D12 vorliegenden Induktivitäten L12 und L13 sehr klein (weniger als ein Zehntel). Eine Verringerung der Leitungsinduktivität bringt die drei folgenden Vorteile mit sich. Der erste Vorteil ist, daß Spannungsschwankungen (von weniger als einem Zehntel), die durch eine Stromänderung di/dt beim Umschalten und durch die Induktivität verursacht werden, gering gehalten, der Dielektrizitätswiderstand der Schaltvorrichtung und der Diode verringert und die Ausgangsstromdichte der Schaltvorrichtung und der Diode (um mehr als 30%) erhöht werden können, so daß die Wechselrichtervorrichtung verkleinert werden kann. Da eine für ein Fahrzeug verwendete Wechselrichtervorrichtung unter dessen Boden installiert wird, ist der Raum für ihre Installation begrenzt, die Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung kann jedoch entsprechend dem vorstehend beschriebenen ersten Vorteil klein gehalten werden, und auch ihr Gewicht und ihr Stromverbrauch können reduziert werden. Der zweite Vorteil ist, daß die Schaltgeschwindigkeit der Schaltvorrichtungen eine hohe Frequenz aufweist, wodurch der untere Bereich der hörbaren Frequenzen eliminiert und eine Verringerung des Rauschens erreicht werden. Das Rauschen ist insbesondere bei Untergrundbahnen, Nahverkehrszügen und Regionalzügen ein lästiges Problem. Durch Erhöhen von di/dt kann der Schaltvorgang jedoch mit einer hohen Frequenz erfolgen, so daß das vom fahrenden Zug erzeugte Rauschen erheblich reduziert werden kann. Der dritte Vorteil ist, daß das Spannungsrauschen verringert wird, so daß Fehlzündungen der Schaltvorrichtung eliminiert werden können, wodurch eine hohe Zuverlässigkeit des Schaltvorgangs erzielt werden kann. Dieser Vorteil ist bei für Züge des öffentlichen Nahverkehrs verwendeten Wechselrichtervorrichtungen besonders effektiv zur Realisierung von Zuverlässigkeit und Sicherheit.
  • Wenn IGBTs als Schaltvorrichtung verwendet werden, kann der folgende zusätzliche Vorteil erzielt werden. Dies bedeutet, daß bei der Verwendung einer Oberleitungsspannung von 1500 Volt oder mehr ein hochspannungsisolierter Transformator zur Verwendung für den Zug erforderlich ist, da die Schaltvorrichtungen S11, S12, S13 und S14 bei einer Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung jeweils unterschiedliche Potentiale aufweisen. Wenn eine strombetriebene Vorrichtung als Schaltvorrichtung verwendet wird, tritt der Nachteil auf, daß die Steuerschaltung kompliziert ist, da die Zufuhr einer großen Menge an Ansteuerenergie erforderlich ist. Durch die Verwendung eines durch eine niedrige Spannung gesteuerten IGBT kann der Strom leicht mit unterschiedlichen Potentialen zugeführt werden, wodurch die Wechselrichtervorrichtung klein gehalten werden kann. Neben IGBTs sind Leistungs-MOS-Transistoren spannungsgesteuerte Vorrichtungen. Bei einer Anwendung, bei der eine Oberleitungsspannung von 1500 Volt für ein Fahrzeug verwendet wird, ist jedoch der auftretende Verluststrom einige zehnmal größer als bei einem IGBT, so daß keine Verkleinerung erzielt werden kann.
  • Die Ausführungsform kann wie folgt modifiziert werden. Eine erste Modifikation ist, daß eine Klemmdiode Dc11 in das Modul M11 aufgenommen wird. Durch diesen Aufbau wird aufgrund der Induktivität (L15 in den 2A und 2B) von durch die Klemmdiode fließendem Strom eine Spannungsoszillation verursacht, wodurch es möglich ist, den Dielektrizitätswiderstand zu reduzieren und die Ausgangsstromdichte des IGBT zu verbessern. Auch der durch ein Spannungsrauschen verursachte, fehlerhafte Betrieb kann verringert werden. Eine zweite Modifikation ist die Aufnahme einer Reibungsdiode Ds11 in das Modul oder, genauer, die Aufnahme der Klemmdiode Dc11 und der Reibungsdiode Ds11 in ein einziges Diodenmodul Mp11, wie in 3A gezeigt, oder die Aufnahme der Klemmdiode Dc11 und der Klemmdiode Dc11 in ein Modul M11, wie in 3B gezeigt. Daher können das beim Schalten von durch die Reibungsdiode Ds11 und einen Reibungskondensator Cs fließendem Strom verursachte Spannungsrauschen weiter verringert, eine Vorrichtung mit einem geringeren Dielektrizitätswiderstand verwirklicht, die Chipgröße aufgrund der Verbesserung der Ausgangsstromdichte verringert und die Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung durch die Verwendung des die Vorrichtungen integral enthaltenden Moduls verkleinert werden. Dadurch kann die Breite des Wechselrichters zur Verwendung in einem Zug von 3,32 auf 1,6 m, d. h. auf die Hälfte der herkömmlichen Vorrichtung, verringert werden. Zudem wird durch die Verringerung des Rauschens die Zuverlässigkeit der Schaltvorrichtung verbessert, und die Wechselrichtervorrichtung ist selbst dann nicht für fehlerhafte Schaltvorgänge anfällig, wenn die Stromänderungsrate (di/dt) gesteigert oder die Schaltgeschwindigkeit erhöht werden, so daß ein Hochfrequenzschaltvorgang realisiert werden kann. Herkömmlicherweise wird die Schaltgeschwindigkeit durch Begrenzung auf ca. 2 kHz gesteuert, doch erfindungsgemäß kann der Schaltvorgang mit über 5 kHz realisiert werden. Durch den Hochfrequenzschaltvorgang wird die Effizienz des Motors verbessert, und das Rauschen wird gegenüber dem herkömmlichen Pegel von 80 dB auf 65 dB verringert.
  • Die 4A, 4B, 4C und 4D zeigen eine Draufsicht, eine Schnittansicht, eine Außenansicht und ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels eines bevorzugten Modulaufbaus gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 4A bezeichnen die Bezugszeichen 20 ein Metallsubstrat, beispielsweise aus Kupfer, 11a und 11b zwei voneinander getrennte und an dem Metallsubstrat 20 befestigte Isolationsplatten, 12a, 13a, 14a und 12b, 13b, 14b jeweils auf den Isolationsplatten 11a und 11b befestigte Elektrodenplatten. Die Elektrodenplatten 12a, 12b und 13a, 13b sind U-förmig ausgebildet, und der Zweigabschnitt der Elektrodenplatten 12a und 12b wird zwischen den Zweigabschnitt der Elektrodenplatten 13a und 13b geführt und dort plaziert. Streifenförmige Elektrodenplatten 14a und 14b werden zwischen die Zweigabschnitte der Elektrodenplatten 12a und 12b geführt und dort plaziert. Ein Diodenchip 32a und drei IGBT-Chips 31a sind in der angegebenen Reihenfolge von ihrem entfernten Ende an jedem Zweigabschnitt der Elektrodenplatte 12a montiert, während ein Diodenchip 32b und drei IGBT-Chips 31b in der angegebenen Reihenfolge von ihrem entfernten Ende auf jedem Zweigabschnitt der Elektrodenplatten 12b montiert sind. Jeder der Diodenchips ist durch (nicht dargestellte) Drahtverbindungen mit den Elektrodenplatten 13a, 13b und 14a, 14b verbunden. Das Bezugszeichen C1 bezeichnet einen in Längsrichtung an einem Ende des Moduls auf einem Verbindungsteil der Elektrodenplatte 12a befestigten Kollektoranschluß, E1 bezeichnet einen in Längsrichtung am anderen Ende des Moduls an einem Verbindungsteil der Elektrodenplatte 13b befestigten Emitteranschluß, N1 bezeichnet einen in der Mitte des Moduls auf einem Verbindungsteil der nebeneinander liegenden Elektrodenplatten 12b und 13a befestigten mittleren Anschluß, G1 und G2 bezeichnen auf der Seite der Elektrodenplatten 13a und 13b befestigte Gate-Anschlüsse, die nahe an den Elektrodenplatten 14a und 14b liegen, wie in 4B gezeigt, Ea1 und Ea2 Emitteranschlüsse zur Verwendung in auf dem den Elektrodenplatten 14a und 14b gegenüberliegenden Teil der Elektrodenplatten 13a und 13b befestigten Gate-Schaltungen und 21 ein an dem Metallsubstrat 20 befestigtes Harzgehäuse, das das Modul abdeckt. Jeder der Anschlüsse liegt auf der äußeren Oberfläche des Harzgehäuses 21 frei, wie in 4C gezeigt, und jeder der freiliegenden Abschnitte ist auf den durch drei vorstehende Teile 21a, die sich in der zur Längsrichtung des Harzgehäuses 21 quer verlaufenden Richtung erstrecken, unterteilten Oberflächen angeordnet. Es wird darauf hingewiesen, daß die Gate-Anschlüsse G1, G2 und die Emitter-Anschlüsse Ea1, Ea2 für die Gate-Schaltung auf der gleichen unterteilten Oberfläche angeordnet sind. Dieses Modul ist in 4D in Form eines Schaltungsdiagramms gezeigt. Wird die Wechselrichtervorrichtung gemäß 1 unter Verwendung des Moduls realisiert, kann jeder der Arme der Wechselrichtervorrichtung durch das Modul ersetzt werden.
  • Bei dem wie beschrieben aufgebauten Modul sind die Elektrodenplatten 12b und 13a an ihren oberen Oberflächen mittels des mittleren Anschlusses N1 direkt angeschlossen, wie in 4B gezeigt, so daß das Ansprechverhalten der Verdrahtung um bis zu mehrere nH verbessert und der unter Bezugnahme auf 1 beschriebene Vorteil erzielt werden können.
  • Die 5A, 5B und 5C sind eine Draufsicht, eine perspektivische Außenansicht und ein Schaltungsdiagramm, die eine Modifikation des in den 4A, 4B, 4C und 4D dargestellten Modulaufbaus zeigen. Der Unterschied zu 4A ist, daß zwei der in 4A gezeigten Module parallel angeordnet sind.
  • Bei dem Modul mit dem vorstehend beschriebenen Aufbau kann die Ausgangskapazität durch Verbinden der nebeneinander liegenden Anschlüsse verdoppelt werden, ohne die Leitungsinduktivität im Vergleich zur Verwendung von zwei Modulen zu erhöhen.
  • Bei der in 1 gezeigten Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung wird die Lebensdauer der anstelle der in der Nähe der Gleichstromanschlüsse T1 und T2 angeordneten Schaltvorrichtungen S11, S14, S21, S24, S31, S34 verwendeten IGBTs kürzer veranschlagt, als die der ähnlich anstelle der in der Nähe der Wechselstromanschlüsse T4, T5 und T6 angeordneten Schaltvorrichtungen S12, S13, S22, S23, S32 und S33 verwendeten IGBTs, wodurch niedrige Verlustleistungen erzielt werden. Eine Beschreibung erfolgt nachstehend. Die 6A und 6B zeigen Verlustleistungen am Ausgang jeder der Schaltvorrichtungen für eine Phase, die von den Modulen M11 und M12 der in 1 gezeigten Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung gebildet werden. In diesem Fall weisen sämtliche Schaltvorrichtungen und Dioden annähernd die gleiche Lebensdauer und im wesentlichen die gleichen elektrischen Charakteristika auf. Es wird darauf hingewiesen, daß der Schaltverlust der Schaltvorrichtungen S11 und S14 größer als die durch die Durchlaßspannung verursachte Verlustleis tung ist, wie in 6A gezeigt, wobei die durch die Durchlaßspannung verursachte Verlustleistung der Schaltvorrichtungen S12 und S13 erheblich größer als der Schaltverlust ist, wie in 6B gezeigt. Dies bedeutet, daß die Schaltvorrichtungen S11 und S14 eine Steigerung der Schaltgeschwindigkeit durch Verkürzen der Lebensdauer und Verringerung des Schaltverlusts erfordern. Andererseits erfordern die Schaltvorrichtungen S12 und S13 eine Verlängerung der Lebensdauer, um so die Durchlaßspannung und die durch die Durchlaßspannung verursachte Verlustleistung zu verringern. Anders ausgedrückt, zeigt sich, daß bei der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung die Verlustleistung jeder Schaltvorrichtung minimiert wird und die Verlustleistung des Moduls verringert werden kann, indem die Lebensdauer der Schaltvorrichtungen jedes Moduls unterschiedlich eingestellt wird. Insbesondere die Lebensdauer von IGBTs unter den Schaltvorrichtungen kann beispielsweise durch eine Bestrahlung mit Elektronenstrahlen, durch die der Schaltverlust und die Verlustleistung durch die Durchlaßspannung frei und erheblich verändert werden können, um mehr als eine Größenordnung verändert werden, wodurch der IGBT zur Verwendung als Schaltvorrichtung für die Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung geeignet ist. Der herkömmliche Leistungs-MOS-Transistor kann als unipolare Vorrichtung das Verhältnis zwischen Schaltverlust und Verlustleistung durch die Durchlaßspannung nicht verändern. Wenn bei einem Gate-Abschaltthyristor oder bei einem bipolaren Transistor die Lebensdauer verändert wird, verändert sich der Gate-Strom (Basisstrom). Bei einer Hochgeschwindigkeitsschaltvorrichtung ist ein sehr starker Strom erforderlich. Bei einer Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung sind doppelt so viele Schaltvorrichtungen wie bei einer herkömmlichen Zwei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung erforderlich. Daher ist eine Erhöhung des Gate-Stroms (Basisstroms) nicht wünschenswert, da sie zu einer Steigerung der Größe der Steuerschaltung führt, die eine Steigerung der Größe der Wechselrichter vorrichtung zur Folge hat. Zudem geht damit die Komplexität einher, daß für die einzelnen Schaltschaltungen unterschiedliche Steuerschaltungen verwendet werden. Werden dagegen IGBTs verwendet, können IGBTs ausgewählt werden, deren Lebensdauer einem charakteristischen Betrieb der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung entspricht, wodurch der Verluststrom der Wechselrichtervorrichtung verringert wird; und IGBTs mit unterschiedlichen elektrischen Charakteristika können leicht durch die gleiche Steuereinheit gesteuert werden. Die Verringerung des Verluststroms durch die Verwendung von IGBTs mit unterschiedlicher Lebensdauer ist bei Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtungen für Anwendungen ohne regenerativen Modus möglich. Bei einer Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung für Anwendungen mit regenerativem Modus wird die Wirkung der Verringerung des Verluststroms verringert, da das in den 6A und 6B gezeigte Verhältnis zwischen Schaltverlust und Verlustleistung durch die Durchlaßspannung bei einer Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung für Anwendungen mit regenerativem Modus umgekehrt wird.
  • Bei der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung gemäß 1 kann die Verringerung des Verluststroms erreicht werden, indem die Lebensdauer der Schwungraddioden D11, D12, D13, D14, D21, D22, D23, D24, D31, D32, D33 und D34 länger als die Lebensdauer der Klemmdioden Dc11, Dc12, Dc21, Dc22, Dc31 und Dc32 eingestellt wird. Die 7A, 7B und 7C zeigen einen Fall, in dem Dioden mit im wesentlichen der gleichen Lebensdauer und im wesentlichen den gleichen elektrischen Charakteristika als Schwungraddioden und Klemmdioden verwendet werden. Bei den Schwungraddioden D11, D14, D21, D24, D31 und D34 auf der Seite der Gleichstromanschlüsse sind der Wiederkehrverlust und die Verlustleistung durch die Durchlaßspannung im wesentlichen gleich und ausgeglichen (7A). Gleichzeitig tritt bei der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung in den Schwungraddioden D12, D13, D22, D23, D32 und D33 auf der Seite des Gleichstromanschlusses gemäß 7B kaum ein Wiederkehrverlust auf. Daher ist es wünschenswert, die Lebensdauer der Schwungraddioden zu verlängern, um den Verlust durch die Durchlaßspannung zu verringern. Überdies ist bei den Klemmdioden Dc11, Dc12, Dc21, Dc22, Dc31 und Dc32 die Verlustleistung durch die Durchlaßspannung gemäß 7C größer als der Wiederkehrverlust, und daher ist es zur Verringerung der Verlustleistung wünschenswert, daß die Klemmdioden eine längere Lebensdauer als die Schwungraddioden D11 und D14 und eine kürzere Lebensdauer als die Schwungraddioden D12 und D13 aufweisen. Auf diese Weise kann die Verlustleistung der Dioden minimiert werden, indem die Lebensdauer der Dioden unterschiedlich eingestellt wird.
  • Wie beschrieben, kann bei der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung die Verlustleistung der gesamten Wechselrichtervorrichtung durch Einstellen einer unterschiedlichen Lebensdauer für die IGBTs und Dioden verringert werden, wodurch die Wechselrichtervorrichtung verkleinert werden kann.
  • Die 8 und 9 zeigen den Aufbau eines IGBT 300 und einer Diode 200, die für eine Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung zweckmäßig sind. Das Merkmal des IGBT 300 gemäß 8 ist, daß sowohl eine n-Schicht 332, eine p+-Schicht 331, eine p-Schicht 334 als auch eine n+-Schicht 335 durch Diffusion von Verunreinigungen von den beiden Hauptoberflächen auf ein Siliciumplättchen 333 des n–-Typs gebildet werden. Die p+-Schicht 331 liegt auf einer Hauptoberfläche frei, während die n–-Schicht 333, die p-Schicht 334 und die n+-Schicht 335 auf der anderen Hauptoberfläche freiliegen. Die p+-Schicht steht in Ohm'schem Kontakt mit einer Kollektorelektrode 311, die p-Schicht 334 und die n+-Schicht stehen in Ohm'schem Kontakt mit einer Emitterelektrode 312, und auf der n–-Schicht 333, der p-Schicht 334 und der n+-Schicht 335 sind Gate-Elektroden 310 ausgebildet, wobei Gate-Isolierschichten 320 zwischen ihnen ausgebildet sind. Die Gate-Elektroden sind durch Isolierschichten 321 von den Emitterelektroden 312 getrennt. Durch das vorstehend beschriebene Erzeugen sämtlicher Schichten durch Diffusion von Verunreinigungen kann ein IGBT hergestellt werden, dessen n–-Schicht eine höhere Qualität aufweist und dessen Lebensdauer höher als die eines herkömmlichen IGBT ist, bei dem die n–-Schicht durch epitaxiales Wachstum hergestellt wird. Insbesondere ist bei für Fahrzeuge bei einer Oberleitungsspannung von 1500 Volt oder mehr verwendeten IGBTs mit einem Dielektrizitätswiderstand von 2000 Volt oder mehr eine n–-Schicht mit einem spezifischen Widerstand von ca. 150 bis 200 Ωcm erforderlich, und wenn diese Schicht durch epitaxiales Wachstum erzeugt wird, treten zahlreiche leitfähige Kristalldefekte unterschiedlicher Länge auf, die die Lebensdauer verkürzen. Andererseits weisen mittels des Zugverfahrens (Czochralski) gefertigte Siliciumplättchen eine bessere Kristallinität und eine unverändert lange Lebensdauer auf. Daher können durch anfängliches Bereitstellen von IGBTs mit langer Lebensdauer und Steuern der Lebensdauer durch Bestrahlung mit Elektronenstrahlen oder dergleichen leicht IGBTs mit unterschiedlicher Lebensdauer hergestellt werden, die für eine Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung geeignet sind. Darüber hinaus weisen mit einem Neutronenstrahl bestrahlte Siliciumplättchen einen weniger schwankenden spezifischen Widerstand auf, und der Ausgangsstrom eines so gefertigten IGBT ist stabil.
  • Wenn die p+-Schicht durch Diffusion von Verunreinigungen erzeugt wird, kann die Konzentration der Verunreinigungen in der p+-Schicht um ca. eine Größenordnung höher als bei einem mittels des bei dem System mit dem epitaxialen Wachstum verwendeten Zugverfahrens hergestellten p+-Substratplättchen eingestellt werden, und die p+-Schicht kann mit einer geringen Dicke von ca. einigen 100 Mikron bis zu ca. 10 Mikron gefertigt werden. Daher kann die Injektionseffizienz von Löchern aus der p+-Schicht verbessert werden. Auch der Spannungsabfall in der p+-Schicht kann verringert werden, und die Ausgangsstromdichte des IGBT kann verbessert werden, so daß die Größe der Wechselrichtervorrichtung verringert werden kann.
  • 9 zeigt eine Diode 200, die auf die gleiche Weise wie oben beschrieben durch Erzeugen sämtlicher Schichten durch Diffusion von Verunreinigungen in ein n–-Schicht-Siliciumplättchen 232 hergestellt wurde. Wie bei dem mehrschichtigen Gefüge gemäß 8, ist die Lebensdauer steuerbar, und ein hoher Ausgang kann erzielt werden, so daß die Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung, wie nicht extra betont werden muß, verkleinert werden kann. Eine Kathode 211 steht mit geringem Widerstand mit einer n+-Schicht 231 in Kontakt. Eine Anode 212 bildet Ohm'sche Verbindungen mit p+-Schichten 233 und Schottky-Verbindungen mit p–-Schichten 234. Durch die Verwendung der Schottky-Verbindungen wird die Injektion von Löchern aus der p–-Schicht 234 in die n–-Schicht 232 unterdrückt, wodurch der Wiederkehrverlust aufgrund gespeicherter Träger reduziert wird. Andererseits kann bei einer herkömmlichen Diode, bei der die gesamte Oberfläche der Anode in Ohm'schem Kontakt mit der p+-Schicht steht, die Ausgangsstromdichte höher als bei der Diode gemäß 9 eingestellt werden, und wenn Dioden dieser Art in einer Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung als Schwungraddioden auf der Seite des Wechselstromanschlusses verwendet werden, auf der kaum ein Schaltverlust auftritt, kann eine erheblich größere Verringerung der Verlustleistung der Wechselrichtervorrichtung erzielt werden. Die Diode gemäß 9, bei der der Wiederkehrverlust gering ist, ist zur Verwendung als Klemmdioden C11, D14 und Schwungraddioden D11, D14 auf der Seite der Gleichstromanschlüsse geeignet und sollte vorzugsweise für D11 und D14 verwendet werden. Überdies zeigt die Diode gemäß 9 eine weiche Wiederkehrkennlinie, und da sie eine geringe Stromänderungsrate di/dt aufweist, trägt diese Diode zur Verringerung des Spannungsrauschens bei und ist zum Realisieren einer reduzierten Spannung und einer hohen Zuverlässigkeit der Vorrichtung effizient.
  • Die 10, 11 und 12 sind eine Draufsicht und Schnittansichten einer Mindesteinheit des in einer Stromwandlervorrichtung verwendeten Halbleitermoduls. In den Figuren bezeichnen die Bezugszeichen 30 ein beispielsweise aus Kupfer ausgebildetes, rechteckiges Metallsubstrat, 31 eine erste, U-förmige, über eine dazwischen angeordnete, beispielsweise aus Aluminiumoxid ausgebildete Isolierschicht 32a am Randabschnitt des Metallsubstrats 30 montierte Elektrodenschicht, 33 eine streifenförmige zweite Elektrodenplatte, die im wesentlichen parallel zu den beiden Seiten der ersten Elektrodenplatte 31 ist, die in Längsrichtung parallel verlaufen, 34 auf dem Metallsubstrat 30 montierte, von der ersten Elektrodenplatte 31 und der zweiten Elektrodenplatte 33 getrennte und die zweite Elektrodenplatte 33 umgebende Pufferplatten aus einem Metallmaterial, wie Molybdän, mit einem Wärmeausdehnungskoeffizienten, der nahe bei dem eines Halbleiters liegt, 35 rechteckige IGBT-Chips, die in zwei Reihen angeordnet sind, die jeweils drei zwischen den beiden parallelen Seiten der ersten Elektrodenplatte 31 und der zweiten Elektrodenplatte 33 über den Pufferplatten 34 angeordnete Chips umfassen und 36 zwei rechteckige Diodenchips, die nebeneinander an zwei Ecken angeordnet sind, die von den beiden parallelen Seiten und der anderen Seite der ersten Elektrodenplatte 31 über der Pufferplatte ausgebildet sind. Jeder IGBT-Chip 35 weist zwei Hauptoberflächen auf, wobei eine Kollektorelektrode 35C so auf einer Hauptoberfläche ausgebildet ist, daß er der Pufferplatte 34 gegenüberliegt, und auf der anderen Hauptoberfläche Emitterelektroden 35E und eine Gate-Elektrode 35G vorgesehen sind. Der Diodenchip 36 weist zwei Hauptoberflächen auf, wobei auf der einen Hauptoberfläche eine Anode 36A vorgesehen ist und eine Kathode 36K so auf der anderen Hauptoberfläche angeordnet ist, daß sie der Pufferplatte 34 gegenüberliegt. Die Bezugszeichen 37, 38 und 39 bezeichnen beispielsweise aus Aluminium ausgebildete Verbindungsdrähte, die zwischen den Emitterelektroden 35E der IGBT-Chips 35 und der ersten Elektro denplatte 31, zwischen der Gate-Elektrode 35G der IGBT-Chips 35 und der zweiten Elektrodenplatte 33 und zwischen den Anoden 36A der Dioden-Chips 36 und der ersten Elektrodenplatte 31 angeschlossen sind, 40 eine Verbindungsschicht, wie ein Lötmittel, 41 einen ersten Erweiterungsanschluß, der sich von einer Seite mit offenem Ende der ersten Elektrodenplatte 31 des Metallsubstrats 30 erstreckt, 42 einen zweiten Erweiterungsanschluß, der sich von dem Teil der anderen Seite zwischen den beiden Seiten der ersten Elektrodenplatte 31 erstreckt, der elektrisch in der Nähe der Diodenchips 36 liegt, und 43 einen dritten Erweiterungsanschluß, der sich von der zweiten Elektrodenplatte 33 erstreckt. Die Erweiterungsanschlüsse können als integrale Bestandteile der Elektroden ausgebildet oder separat gefertigt und direkt oder indirekt mit den Elektroden verbunden sein.
  • 13A ist eine äquivalente Schaltung des wie beschrieben konstruierten Halbleitermoduls. Genauer ist die Schaltung gemäß 13A so konstruiert, daß zwei parallele Schaltungen parallelgeschaltet sind, die jeweils drei IGBT-Chips und einen Diodenchip 36 umfassen, die parallelgeschaltet sind. L1, L2, L3 und L4 bezeichnen Leitungsinduktivitäten der in 13B gezeigten ersten Elektrodenplatte 31. L1 bezeichnet die Leitungsinduktivität vom zweiten Erweiterungsanschluß 42 zu den Verbindungspunkten zwischen den Verbindungsdrähten 39 einer Diode 36 und der ersten Elektrodenplatte 31, L2 bezeichnet die Leitungsinduktivität von den Verbindungspunkten zwischen den Verbindungsdrähten 39 des Diodenchips 36 und der ersten Elektrodenplatte 31 zu den Verbindungspunkten zwischen den Verbindungsdrähten 37 eines IGBT-Chips 35 neben der Diode 36 und der ersten Elektrodenplatte 31, und L3 und L4 bezeichnen Leitungsinduktivitäten zwischen den Verbindungspunkten der Verbindungsdrähte 37 der IGBT-Chips 35 und der ersten Elektrodenplatte 31. Die Leitungsinduktivität L1 ist gering, da der zweite Erweiterungsanschluß 41 nahe an den Verbindungspunkten der Verbindungsdrähte 39 des Diodenchips 36 und der ersten Elektrodenplatte 31 liegt. Aus diesem Grund ist die beim Ausschalten der Dioden aufgrund der Leitungsinduktivität L1 auftretende Stromoszillation extrem gering, so daß die IGBTs am wenigsten anfällig für ein fehlerhaftes Einschalten sind, und der Schaltverlust beim Abschalten der IGBTs wird verringert. Da die Leitungsinduktivitäten (L1 + L2) mit sämtlichen IGBT-Chips ähnlich in Reihe geschaltet sind, werden Differenzen zwischen den Leitungsinduktivitäten L1 + L2, L1 + L3 und L1 + L2 + L3 + L4 vom zweiten Erweiterungsanschluß 42 zu den jeweiligen IGBTs verringert, wodurch die Ungleichmäßigkeit des Stroms zwischen den IGBT-Chips 35 verringert wird. Da das Metallsubstrat 30 groß ist, besteht auch kaum ein Unterschied zwischen den Leitungsinduktivitäten zwischen den IGBT-Chips auf dem Metallsubstrat 30, so daß die Ungleichmäßigkeit der Stromdichte zwischen den IGBT-Chips verringert und die Durchbruchspannung erhöht werden. Dies wird anhand konkreter Zahlenwerte genauer beschrieben. Es wird davon ausgegangen, daß die Leitungsinduktivitäten L1 + L2 50 nH, L3 15 nH und L3 + L4 30 nH betragen. Wenn die bei sämtlichen IGBTs in Reihe vorliegende Leitungsinduktivität L1 + L2 Null ist, beträgt die Ungleichmäßigkeit der Stromdichte zwischen den IGBTs 45%. Erfindungsgemäß beträgt die Ungleichmäßigkeit der Stromdichte jedoch ca. 20% oder weniger, was im Vergleich zu dem Fall, in dem die Leitungsinduktivität L1 + L2 null ist, eine große Verringerung ist. Allgemein gilt, daß gelegentlich der Fall eintritt, daß die oszillierende Spannung zum Zeitpunkt der Rückgewinnung ca. 8% beträgt und der Spannungswert 100 Volt oder mehr erreicht, wenn die Diodenchips weit vom zweiten Erweiterungsanschluß 21 entfernt angeordnet sind und die Leitungsinduktivität L1 ca. 100 nH beträgt, so daß ein Rauschen von ca. mehreren zehn Volt an den Gate-Elektroden auftritt, was zu Fehlfunktionen der Schaltvorrichtungen führt. Bei dem erfindungsgemäßen Modulaufbau wird der oszillierende Spannungswert dagegen zum Zeitpunkt der Rückgewinnung dras tisch auf ca. 10% oder weniger verringert, wenn die Leitungsinduktivität L1 ca. 10 nH beträgt.
  • Um die Unterschiede zwischen den Leitungsinduktivitäten zwischen den IGBT-Chips weiter zu verringern, ist es effektiv, die Leitungsinduktivitäten L3 und L4 zu verringern. Bei der Konstruktion gemäß 13B kann die Induktivität L4 verringert werden, indem die Verbindungspunkte der ersten Elektrodenplatte 31 und der Verbindungsdrähte des am weitesten vom zweiten Erweiterungsanschluß 42 entfernten IGBT-Chips so nahe wie möglich am zweiten Erweiterungsanschluß 42 angeordnet werden. Zudem werden die Induktivität L3 erheblich verringert und die Induktivität L2 gesteigert, indem ein Aufbau erzeugt wird, bei dem die Verbindungspunkte der ersten Elektrodenplatte 31 und der Verbindungsdrähte des dem zweiten Erweiterungsanschluß 42 zunächst gelegenen IGBT-Chips so nahe wie möglich an den Verbindungspunkten der ersten Elektrodenplatte 31 und der Verbindungsdrähte des am weitesten vom zweiten Erweiterungsanschluß 42 entfernten IGBT-Chips angeordnet werden. Durch diese Anordnung werden die Unterschiede zwischen den Leitungsinduktivitäten zwischen den IGBT-Chips weiter verringert, und die Ungleichmäßigkeit der Stromdichte zwischen den IGBT-Chips wird weiter verringert. Zur weiteren Verringerung der Unterschiede zwischen den Leitungsinduktivitäten der Dioden muß die Induktivität L1 verringert werden. Zu diesem Zweck ist es bei der Konstruktion gemäß 13B beispielsweise effektiv, einen Modulaufbau zu erzeugen, bei dem die Verbindungspunkte der Verbindungsdrähte der Diodenchips und der ersten Elektrodenplatte 31 so nahe wie möglich am zweiten Erweiterungsanschluß 42 angeordnet sind.
  • Da überdies die sechs kleinen IGBT-Chips 35 und die zwei kleinen Diodenchips 36 getrennt auf dem Metallsubstrat 30 angeordnet sind, sind die wärmeerzeugenden Teile verteilt in dem Modul angeordnet, und die Modultemperatur wird gleichmäßig gehalten. Dadurch werden die lokalen Temperaturzunahmen auf dem Metallsub strat 30 eliminiert, und die aus Wärmebelastungen resultierende Verkürzung der Lebensdauer der Verbindungsschicht und der Verbindungsdrähte kann vermieden werden.
  • Durch das Anordnen der IGBT-Chips 35 und der Diodenchips 36 zwischen der ersten Elektrodenplatte 31 und der zweiten Elektrodenplatte 33 wird die Länge der Elektrode vom zweiten Erweiterungsanschluß 42 zu den Verbindungspunkten der Verbindungsdrähte gering gehalten, so daß die zu den Gate-Elektroden 35G und den Emitterelektroden 35E der IGBT-Chips führenden Leitungsinduktivitäten verringert werden können. Durch diese Anordnung kann eine steil ansteigende Spannung der IGBT-Chips reduziert werden, so daß ihr Dielektrizitätswiderstand und ihre Durchlaßspannung verringert werden können.
  • Dementsprechend ist es dank des Aufbaus, bei dem der erste Erweiterungsanschluß 41 und der zweite Erweiterungsanschluß 42 in der Längsrichtung des Metallsubstrats 30 an den entgegengesetzten Seiten angeordnet sind, leicht, zwischen den Anschlüssen den Kriechabstand über die Außenfläche des Moduls zu verlängern, und der erhöhte Dielektrizitätswiderstand des Moduls kann erzielt werden.
  • Überdies sind die Chips, die Elektroden und die Anschlüsse in bezug auf die Mittelachse, die den zu den Emitterelektroden führenden zweiten Erweiterungsanschluß 42 mit dem zu den Kollektorelektroden führenden ersten Erweiterungsanschluß 41 verbindet, im wesentlichen symmetrisch angeordnet. Dank dieses Aufbaus ist die Länge der Verdrahtung von den Anschlüssen zu den jeweiligen IGBT-Chips im wesentlichen gleich, so daß sämtliche Leitungsinduktivitäten einschließlich der zu den Emitterelektroden führenden Leitungsinduktivitäten, der zu den Kollektorelektroden führenden Leitungsinduktivitäten und der zu den Gate-Elektroden führenden Leitungsinduktivitäten in bezug auf die einzelnen Chips gleich sind, so daß die Ungleichmäßigkeit des Stroms zwischen den Chips eliminiert werden kann. Daher kann der gesteigerte Dielektrizitätswiderstand der IGBT-Chips leicht realisiert werden, und die Wärmeverteilung des Moduls kann gleichmäßig gehalten werden.
  • Weitere Vorteile der vorliegenden Erfindung sind:
    • (1) Da mehr als zwei Verbindungsdrähte vorgesehen sind, die jede Gate-Elektrode mit der zweiten Elektrodenplatte 33 verbinden, bleiben selbst dann weitere Drähte intakt, wenn ein Draht unterbrochen wird, so daß verhindert wird, daß das Gate-Potenital einen fließenden Zustand annimmt, und der Dielektrizitätswiderstand wird über eine lange Lebensdauer sichergestellt.
    • (2) Da sie klein sind, können die Chips mit hohem Ertrag gefertigt werden.
    • (3) Die Emitterelektroden, an die zahlreiche Verbindungsdrähte angeschlossen sind, weisen breite Abmessungen auf, und die Chips sind zwischen der ersten Elektrodenplatte 31 und der zweiten Elektrodenplatte 33 angeordnet, so daß der Drahtverbindungsvorgang leicht ausgeführt werden kann.
    • (4) Die Chips 35 und 36 sind über die dazwischen liegenden Pufferplatten auf dem Metallsubstrat 30 angeordnet, ohne daß Isolierschichten dazwischen angeordnet sind, und daher kann die Wärmeermüdung der Verbindungsschichten reduziert werden.
  • In bezug auf die in den 10, 11 und 12 gezeigten Ausführungsformen erfolge die Beschreibung eines Falls, in dem sechs IGBT-Chips und zwei Dioden verwendet werden. Es erübrigt sich, darauf hinzuweisen, daß die vorliegende Erfindung auf Module mit mehr parallelgeschalteten Chips angewendet werden kann und daß die gleichen Wirkungen wie die vorstehend beschriebenen erwartet werden können.
  • 14 zeigt die Art und Weise, in der das in den 10, 11 und 12 gezeigten Halbleitermodul eingesetzt wird. In 14 bezeichnen die Bezugszeichen 100 ein Haltesubstrat, auf dem die erste Elektrodenplatte über die dazwischen liegende Isolierschicht montiert ist, 102 eine Verbindungsschicht, 103 eine Isolierabdeckung, die zusammen mit dem Haltesubstrat 100 einen Behälter zur Aufnahme eines Halbleitermoduls bildet, und 104 ein in den Behälter gefülltes, isolierendes Harz. Das erfindungsgemäße Halbleitermodul wird normalerweise in diesem Zustand verwendet.
  • 15 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Halbleitermoduls. Das strukturelle Merkmal dieser Ausführungsform ist, daß zwei streifenförmige erste Elektrodenplatten parallel zur Längsrichtung des Metallsubstrats 30 an den entgegengesetzten Seiten angeordnet sind, zwei Reihen von Chips, die jeweils vier IGBT-Chips 35 und einen Diodenchip 36 in der Mitte der Reihe umfassen, längs der jeweiligen ersten Elektrodenplatte 31 vorgesehen sind, eine streifenförmige zweite Elektrodenplatte 33 zwischen den beiden Reihen von Chips angeordnet ist und daß zwei zweite Erweiterungsanschlüsse an den Positionen der ersten Elektrodenplatten 31 nahe an den Diodenchips 36 liegen. Eine äquivalente Schaltung des wie vorstehend beschrieben aufgebauten Halbleitermoduls ist in 16 gezeigt. Verglichen mit der Schaltung gemäß den 13A und 13B existiert keine Leitungsinduktivität L4, und daher werden die Unterschiede zwischen den Leitungsinduktivitäten L11 + L12 und L11 + L12 + L13 vom zweiten Erweiterungsanschluß 42 zu den jeweiligen IGBT-Chips weiter verringert, so daß die Ungleichmäßigkeit des Stroms zwischen den IGBT-Chips weiter verringert wird. L11 bezeichnet die Leitungsinduktivität des zweiten Erweiterungsanschlusses 42, L12 bezeichnet die Leitungsinduktivität der ersten Elektrodenplatte 31 zwischen zwei Gruppen von Verbindungspunkten, wobei eine Gruppe von Verbindungspunkten zwischen der ersten Elektrodenplatte 31 und den Verbindungsdrähten liegt, die die Anode eines Diodenchips 36 mit der zweiten Elektrodenplatte 33 verbinden, und die andere Gruppe von Verbindungspunkten zwischen der ersten Elektrodenplatte 31 und den Emitterelektroden des IGBT-Chips 35 neben dem Diodenchip 36 liegt, L13 bezeichnet die Leitungsinduktivität der ersten Elektrodenplatte 31 zwischen zwei Gruppen von Verbindungspunkten, wobei eine Gruppe von Verbindungspunkten zwischen der ersten Elektrodenplatte 31 und den Verbindungsdrähten liegt, die die erste Elektrodenplatte 31 mit den Emitterelektroden des IGBT-Chips 35 neben dem Diodenchip 36 verbinden, und die andere Gruppe von Verbindungspunkten zwischen der ersten Elektrodenplatte 31 und den Verbindungsdrähten liegt, die die erste Elektrodenplatte 31 mit den Emitterelektroden des IGBT-Chips 35 neben dem Diodenchip 36 verbinden.
  • 17 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Halbleitermoduls. Das strukturelle Merkmal dieser Ausführungsform ist, daß drei IGBT-Chips 35 und ein Diodenchip 36 in zwei Reihen von zwei Chips angeordnet sind, wobei die erste Elektrodenplatte 31 so angeordnet ist, daß sie sich vom Diodenchip 36 zu den IGBT-Chips 35 erstreckt und zumindest drei Seiten der Chips umgibt, und die zweite Elektrodenplatte 33 ist so zwischen den Chips angeordnet, daß sie neben den Chips liegt. Selbst bei diesem Aufbau ist die Leitungsinduktivität vom zweiten Erweiterungsanschluß 42 zu dem Teil, an dem die Verbindungsdrähte des Diodenchips mit der ersten Elektrodenplatte 31 verbunden sind, minimal, und die Leitungsinduktivität ist bei sämtlichen IGBT-Chips 35 in Reihe geschaltet, so daß die Ungleichmäßigkeit des Stroms zwischen den IGBT-Chips 35 verringert wird, wodurch die Wahrscheinlichkeit, daß ein Rauschen auftritt, geringer ist und der Schaltverlust verringert wird. Diese Ausführungsform bietet die Wirkung, daß die im wesentlichen quadratische Form des Metallsubstrats das Realisieren der Gleichmäßigkeit der Dicke der Verbindungsschicht im Vergleich zu dem rechteckigen Metallsubstrat gemäß anderen Ausführungsformen erleichtert.
  • 18 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Halbleitermoduls. Das Merkmal dieses Aufbaus liegt darin, daß die erste Elektrodenplatte 31 und die zweite Elektrodenplatte 33 in der Mitte angeordnet sind und zwei Reihen von Chips, die jeweils drei IGBT-Chips 35 und einen Diodenchip 36 umfassen, auf den gegenüberliegenden Seiten des Moduls angeordnet sind. Die übrigen strukturellen Einzelheiten unterscheiden sich nicht von den in den 10, 11 und 12 gezeigten Ausführungsformen, und daher wird die Ungleichmäßigkeit des Stroms zwischen den IGBT-Chips 35 verringert, wodurch die Wahrscheinlichkeit, daß ein Rauschen auftritt, geringer wird und der Schaltverlust verringert wird.
  • Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen beschränkt.
  • Erfindungsgemäß kann das Spannungsrauschen bei einer Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung, wie der in 19 gezeigten, verringert werden, wodurch der Dielektrizitätswiderstand der Schaltvorrichtungen und Dioden verringert werden kann, wodurch der Ausgang der Vorrichtungen gesteigert, die Vorrichtungen verkleinert und die Wechselrichtervorrichtung realisiert werden können. Überdies können durch Verändern der Lebensdauer der als Schaltvorrichtungen verwendeten IGBTs und der Dioden nach Maßgabe des Betriebs der Drei-Pegel-Wechselrichtervorrichtung die Verlustleistung des IGBT-Moduls reduziert und die Kühlvorrichtung und die gesamte Wechselrichtervorrichtung verkleinert werden. Da das Spannungsrauschen aufgrund einer Stromänderung verringert wird, weisen die Schaltvorrichtungen überdies eine hohe Zuverlässigkeit auf, es kann ein Hochgeschwindigkeitsschaltvorgang realisiert werden, und das Rauschen kann reduziert werden. Da zudem der zweite Erweiterungsanschluß in der Nähe des Diodenchips angeordnet ist, ist ferner die Leitungsinduktivität der ersten Elektrodenschicht in der Nähe des Diodenchips mit mehreren IGBT-Chips in Reihe geschaltet, und die Differenzen der Leitungsinduktivität zwischen den IGBT-Chips wird verringert, so daß die Ungleichmäßigkeit des Stroms zwischen den IGBT-Chips reduziert werden kann. Durch diesen Aufbau kann die Leitungsinduktivität L in der Nähe des Diodenchips minimiert werden. Daher ist selbst bei einer großen Stromänderung di/dt zum Zeitpunkt des Umschaltens ein Überschwingen des Stroms gering, der durch die Stromoszillation verursachte Rauschstrom an den Gate-Elektroden wird verringert und eine Zunahme des Stromverbrauchs kann verhindert werden. Weitere Wirkungen der vorliegenden Erfindung sind, daß die großen Abmessungen der Chips des IGBT-Moduls das Schalten von starkem Strom ermöglichen, dank der separaten und weiten Verteilung der wärmeerzeugenden Bauteile und der verringerten und weitgehend gleichmäßigen Leitungsinduktivität die Stromdichte und die exothermische Dichte gleichmäßig gehalten werden, der Dielektrizitätswiderstand hoch ist, die Ermüdungslebensdauer des Lötmittels und der Drähte lang ist und das Modul klein ist.

Claims (4)

  1. IGBT-Modul mit – einem Metallsubstrat (20), – mehreren auf dem Metallsubstrat (20) angeordneten IGBTs (31a, 31b) mit zwei Hauptoberflächen, einer auf einer Hauptoberfläche vorgesehenen Hauptelektrode und einer weiteren Hauptelektrode sowie einer Steuerelektrode, die auf der anderen Hauptoberfläche angeordnet sind, wobei die eine Hauptoberfläche dem Metallsubstrat (20) zugewandt ist, – mindestens einer auf dem Metallsubstrat angeordneten Diode (32) mit zwei Hauptoberflächen, wobei auf einer Hauptoberfläche eine Hauptelektrode vorgesehen ist, – über Isolierplatten (11a, 11b) auf dem Metallsubstrat (20) angeordneten Elektrodenplatten (12a, b; 13a, b; 14a, b), – mehreren leitenden Kontaktabschnitten zum Verbinden der anderen Hauptelektroden des IGBT und der Diode mit den Elektrodenplatten (12a, 12b), – einem ersten Leitungsanschluß zum Verbinden der einen Hauptelektrode des IGBT mit der anderen Hauptelektrode der Diode, – einem auf der Elektrodenplatte vorgesehenen zweiten Leitungsanschluß und – einem Harzgehäuse (50), das das Modul bedeckt, – wobei der erste und der zweite Leitungsanschluß für die jeweiligen Module so aus dem Harzgehäuse (50) führen, daß die mehreren Module außerhalb des Harzgehäuses verbunden sind, – sowohl die IGBTs als auch die Dioden mit einander entgegengesetzten Leitungsrichtungen parallelgeschaltet sind, – die Hauptoberflächen Oberflächen sind, auf denen die Hauptelektroden ausgebildet sind, und – ein zentraler Anschluß (N1) auf einem Verbindungsteil der nebeneinander liegenden Elektrodenplatten (12b, 13a) angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Lebensdauer des IGBT (31a) auf der einen (12a) der Elektrodenplatten von der Lebensdauer des IGBT (31b) auf der anderen (12b) der Elektrodenplatten unterscheidet und die Lebensdauer des IGBT auf der Seite des Gleichstromanschlusses geringer als die Lebensdauer des IGBT auf der Seite des Wechselstromanschlusses ist.
  2. IGBT-Modul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Leitungsanschluß näher an einem Knotenpunkt, an dem der leitende Verbindungsabschnitt zum Anschließen der Hauptelektrode der Diode (32a, 32b) mit der Elektrodenplatte verbunden ist, als an einem Knotenpunkt angeordnet ist, an dem der leitende Verbindungsabschnitt zum Anschließen der einen Hauptelektrode der Schaltvorrichtung an die Elektrodenplatte mit der Elektrode verbunden ist.
  3. IGBT-Modul nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere der Elektrodenplatten (11a, 11b) mit IGBT und Diode auf dem Metallsubstrat (20) angeordnet sind.
  4. IGBT-Modul nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß drei IGBTs und eine Diode in zwei Reihen und zwei Spalten als Modul angeordnet sind.
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