JP2707883B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JP2707883B2 JP2707883B2 JP3241681A JP24168191A JP2707883B2 JP 2707883 B2 JP2707883 B2 JP 2707883B2 JP 3241681 A JP3241681 A JP 3241681A JP 24168191 A JP24168191 A JP 24168191A JP 2707883 B2 JP2707883 B2 JP 2707883B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- inverter device
- diode
- lifetime
- terminals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/19—Details of hybrid assemblies other than the semiconductor or other solid state devices to be connected
- H01L2924/1901—Structure
- H01L2924/1904—Component type
- H01L2924/19041—Component type being a capacitor
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/30—Technical effects
- H01L2924/301—Electrical effects
- H01L2924/30107—Inductance
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は各アーム又は各インバー
タ単位を単一のモジュールで構成した改良されたインバ
ータ装置に関する。
タ単位を単一のモジュールで構成した改良されたインバ
ータ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】車両用モ−タの駆動制御装置では、交流
モータの回転数を任意に制御するために周波数を変えら
れるインバータ装置が使用されている。これまでは、一
インバータ単位が直列接続された2個のスイッチング素
子で構成され、それを交互にオンオフする2レベルイン
バータ装置が一般的であった。最近、2レベルインバー
タ装置に代わって一インバータ単位が直列接続された4
個のスイッチング素子で構成された3レベルインバータ
(中性点クランプ電圧型インバータとも言う)装置が、
脚光を浴びている(第27回鉄道サイバネティクス利用
シンポジウム、1990年、198頁から202頁)。
その理由は、3レベルインバータ装置では出力電圧波形
が、従来の高電位点Pと低電位点Nの2レベルしか現れ
ない2レベルインバータ装置に比べ、高電位点Pと低電
位点Nの他に中間電位点があり3レベルとなり滑らか階
段状になることから、低次高調波,トルク脈動及び騒音
レベルなどが低下するという利点があるためと考えられ
る。
モータの回転数を任意に制御するために周波数を変えら
れるインバータ装置が使用されている。これまでは、一
インバータ単位が直列接続された2個のスイッチング素
子で構成され、それを交互にオンオフする2レベルイン
バータ装置が一般的であった。最近、2レベルインバー
タ装置に代わって一インバータ単位が直列接続された4
個のスイッチング素子で構成された3レベルインバータ
(中性点クランプ電圧型インバータとも言う)装置が、
脚光を浴びている(第27回鉄道サイバネティクス利用
シンポジウム、1990年、198頁から202頁)。
その理由は、3レベルインバータ装置では出力電圧波形
が、従来の高電位点Pと低電位点Nの2レベルしか現れ
ない2レベルインバータ装置に比べ、高電位点Pと低電
位点Nの他に中間電位点があり3レベルとなり滑らか階
段状になることから、低次高調波,トルク脈動及び騒音
レベルなどが低下するという利点があるためと考えられ
る。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、3レベ
ルインバータ装置は、2レベルインバータ装置に比べ、
2倍の個数のスイッチング素子とアーム数だけのクラン
プダイオードが新たに必要となることから、インバータ
装置が大きくなり、素子の発熱損失も増えるという問題
があった。発熱損失の増大は大型の冷却装置を必要と
し、さらにインバータ装置を使用するシステムが大きく
なるという問題があり、これが3レベルインバータ装置
の普及を妨げていた。
ルインバータ装置は、2レベルインバータ装置に比べ、
2倍の個数のスイッチング素子とアーム数だけのクラン
プダイオードが新たに必要となることから、インバータ
装置が大きくなり、素子の発熱損失も増えるという問題
があった。発熱損失の増大は大型の冷却装置を必要と
し、さらにインバータ装置を使用するシステムが大きく
なるという問題があり、これが3レベルインバータ装置
の普及を妨げていた。
【0004】上記問題の他に、3レベルインバータ装置
は、使用する素子数が多いことから配線長が長くなり、
配線インダクタンスが大きくなり、配線インダクタンス
と素子のスイッチング時に生じる電流変化di/dtで
発生する電圧ノイズが大きくなり、スイッチング素子の
高耐圧化が必要なことを本発明者らは見出した。スイッ
チング素子を高耐圧化すると素子の出力電流密度が低下
し、より大きなチップ面積の素子が必要となり、インバ
ータ装置の小型化が出来なくなるという新たな問題が生
じる。
は、使用する素子数が多いことから配線長が長くなり、
配線インダクタンスが大きくなり、配線インダクタンス
と素子のスイッチング時に生じる電流変化di/dtで
発生する電圧ノイズが大きくなり、スイッチング素子の
高耐圧化が必要なことを本発明者らは見出した。スイッ
チング素子を高耐圧化すると素子の出力電流密度が低下
し、より大きなチップ面積の素子が必要となり、インバ
ータ装置の小型化が出来なくなるという新たな問題が生
じる。
【0005】このような問題は、3レベルインバータ装
置の場合に特に顕著であるが、3レベルインバータ装置
に限られるものではなく、2レベルインバータ装置の場
合においても同様に存在している。
置の場合に特に顕著であるが、3レベルインバータ装置
に限られるものではなく、2レベルインバータ装置の場
合においても同様に存在している。
【0006】本発明の目的は、上述の問題を解決したイ
ンバータ装置を提供することにある。
ンバータ装置を提供することにある。
【0007】本発明の他の目的は、小型化,高周波化,
低騒音化,高信頼化を図ったインバータ装置を提供する
ことにある。
低騒音化,高信頼化を図ったインバータ装置を提供する
ことにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】上記目的を解決する本発
明インバータ装置の特徴とするところは、一対の直流端
子と、一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点
と、交流出力の相数と同数の交流端子と、各直流端子と
各交流端子との間に接続され、それぞれスイッチング素
子とそれと逆極性のダイオードとの並列回路を2個直列
接続した構成からなる複数個のアームと、各アームの並
列回路間と一対の直流端子の各電位の中間の電位を有す
る点との間にそれぞれ接続したダイオードとを具備し、
各アームをそれぞれ単一のモジュールで構成した点にあ
る。
明インバータ装置の特徴とするところは、一対の直流端
子と、一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点
と、交流出力の相数と同数の交流端子と、各直流端子と
各交流端子との間に接続され、それぞれスイッチング素
子とそれと逆極性のダイオードとの並列回路を2個直列
接続した構成からなる複数個のアームと、各アームの並
列回路間と一対の直流端子の各電位の中間の電位を有す
る点との間にそれぞれ接続したダイオードとを具備し、
各アームをそれぞれ単一のモジュールで構成した点にあ
る。
【0009】スイッチング素子としては、絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ(IGBT),バイポーラトラン
ジスタ,パワーMOSトランジスタ,ゲートターンオフ
サイリスタ,静電誘導サイリスタ等が使用できる。
イポーラトランジスタ(IGBT),バイポーラトラン
ジスタ,パワーMOSトランジスタ,ゲートターンオフ
サイリスタ,静電誘導サイリスタ等が使用できる。
【0010】IGBTを使用する時、直流端子側のIG
BTまたはダイオードのライフタイムが交流端子側のI
GBTやダイオードのライフタイムと異なるようにする
ことが好ましい。具体的には、直流端子側のダイオード
のライフタイムを交流端子側のダイオードのそれより短
くし、回生モードを持つインバータ装置では直流端子側
のIGBTと交流端子側のIGBTのライフタイムを略
等しくし、回生モードを持たないインバータ装置では直
流端子側のIGBTのライフタイムを交流端子側のIG
BTのそれより短くすることが好ましい。
BTまたはダイオードのライフタイムが交流端子側のI
GBTやダイオードのライフタイムと異なるようにする
ことが好ましい。具体的には、直流端子側のダイオード
のライフタイムを交流端子側のダイオードのそれより短
くし、回生モードを持つインバータ装置では直流端子側
のIGBTと交流端子側のIGBTのライフタイムを略
等しくし、回生モードを持たないインバータ装置では直
流端子側のIGBTのライフタイムを交流端子側のIG
BTのそれより短くすることが好ましい。
【0011】また、各アームを単一のモジュールで構成
する時、クランプダイオード及びスナバダイオードをそ
の中に内蔵してもよい。
する時、クランプダイオード及びスナバダイオードをそ
の中に内蔵してもよい。
【0012】更にまた、交流端子側のダイオードが均一
な深さのpn接合をもつpnダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いpn接合とショットキ接合を有する
浅いpn接合をもつダイオードであることがこのまし
い。
な深さのpn接合をもつpnダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いpn接合とショットキ接合を有する
浅いpn接合をもつダイオードであることがこのまし
い。
【0013】上記目的を解決する本発明インバータ装置
の他の特徴とするところは、一対の直流端子と、交流出
力の相数と同数の交流端子と、一対の直流端子間に接続
され、それぞれスイッチング素子とそれと逆極性のダイ
オードとの並列回路を2個直列接続した構成からなり、
並列回路の相互接続点が異なる交流端子に接続された交
流出力の相数と同数のインバータ単位とを具備し、各イ
ンバータ単位をそれぞれ単一のモジュールで構成した点
にある。この場合においても、スイッチング素子として
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT),
バイポーラトランジスタ,パワーMOSトランジスタ,
ゲートターンオフサイリスタ,静電誘導サイリスタ等が
使用できるし、各アームを単一のモジュールで構成する
時、クランプダイオード及びスナバダイオードをその中
に内蔵してもよい。
の他の特徴とするところは、一対の直流端子と、交流出
力の相数と同数の交流端子と、一対の直流端子間に接続
され、それぞれスイッチング素子とそれと逆極性のダイ
オードとの並列回路を2個直列接続した構成からなり、
並列回路の相互接続点が異なる交流端子に接続された交
流出力の相数と同数のインバータ単位とを具備し、各イ
ンバータ単位をそれぞれ単一のモジュールで構成した点
にある。この場合においても、スイッチング素子として
は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT),
バイポーラトランジスタ,パワーMOSトランジスタ,
ゲートターンオフサイリスタ,静電誘導サイリスタ等が
使用できるし、各アームを単一のモジュールで構成する
時、クランプダイオード及びスナバダイオードをその中
に内蔵してもよい。
【0014】
【作用】本発明インバータ装置は、各アーム又はインバ
ータ単位を単一のモジュール構成としたため、配線長が
短くなり配線インダクタンスが著しく小さくなる。この
結果、スイッチング素子のスイッチング時の電流変化d
i/dtと配線インダクタンスとで発生する電圧ノイズ
が小さくなり、IGBT及びダイオードの耐圧を下げる
ことができ、IGBT及びダイオードの出力電流密度を
高めることができる効果を奏する。従って、所望の容量
の車両用モータを駆動する場合、IGBTやダイオード
のチップ面積を小さくでき、インバータ装置を小型化す
ることができる。
ータ単位を単一のモジュール構成としたため、配線長が
短くなり配線インダクタンスが著しく小さくなる。この
結果、スイッチング素子のスイッチング時の電流変化d
i/dtと配線インダクタンスとで発生する電圧ノイズ
が小さくなり、IGBT及びダイオードの耐圧を下げる
ことができ、IGBT及びダイオードの出力電流密度を
高めることができる効果を奏する。従って、所望の容量
の車両用モータを駆動する場合、IGBTやダイオード
のチップ面積を小さくでき、インバータ装置を小型化す
ることができる。
【0015】また、モジュール内にインバータ装置では
不可欠のスナバダイオードを内蔵することにより、上記
効果が一層高まる。
不可欠のスナバダイオードを内蔵することにより、上記
効果が一層高まる。
【0016】更に、上記手段に加えて、直流端子側のダ
イオードのライフタイムを交流端子側のダイオードのそ
れより短くすることによって、スイッチング損失がほと
んど生じない交流端子側のダイオードの順方向電圧降下
を低減即ち損失低減が図れ、さらに冷却装置の小型化,
3レベルインバータ装置の小型化を実現できる。この効
果はIGBTを用いた回生モードを持っていないインバ
ータ装置において、直流端子側のIGBTのライフタイ
ムを交流端子側のIGBTのそれより短くすることによ
っても達成できる。
イオードのライフタイムを交流端子側のダイオードのそ
れより短くすることによって、スイッチング損失がほと
んど生じない交流端子側のダイオードの順方向電圧降下
を低減即ち損失低減が図れ、さらに冷却装置の小型化,
3レベルインバータ装置の小型化を実現できる。この効
果はIGBTを用いた回生モードを持っていないインバ
ータ装置において、直流端子側のIGBTのライフタイ
ムを交流端子側のIGBTのそれより短くすることによ
っても達成できる。
【0017】更にまた、交流端子側のダイオードが均一
な深さのpn接合をもつpnダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いpn接合とショットキ接合を有する
浅いpn接合をもつダイオードであることによって、さ
らに本発明の3レベルインバータ装置の小型化の効果を
高めることができる。
な深さのpn接合をもつpnダイオードで、直流端子側
のダイオードが深いpn接合とショットキ接合を有する
浅いpn接合をもつダイオードであることによって、さ
らに本発明の3レベルインバータ装置の小型化の効果を
高めることができる。
【0018】
【実施例】以下本発明の実施例を、図面を使って説明す
る。
る。
【0019】図1は本発明インバータ装置の1実施例を
示す回路図である。図において、Eは直流電源、T1及
びT2は直流電源Eの高電位側及び低電位側に接続され
た第1及び第2の直流端子、C1及びC2は直列接続し
て第1及び第2の直流端子間に接続され、接続点から第
1及び第2の直流端子の電位の中間の電位を持つ第3の
直流端子T3を設けるためのコンデンサ、T4,T5及
びT6は一端がモータに接続された交流端子である。第
1及び第2の直流端子間には、スイッチング素子S1
1,S12,S13,S14の直列回路、スイッチング
素子S21,S22,S23,S24の直列回路及びスイ
ッチング素子S31,S32,S33,S34の直列回
路が並列接続され、各スイッチング素子にはスイッチン
グ素子と導通方向が逆方向となるようにダイオードD1
1,D12,D13,D14,D21,D22,D2
3,D24,D31,D32,D33,D34が接続さ
れている。スイッチング素子の各直列回路の中点はそれ
ぞれ交流端子T4,T5及びT6の他端に接続されてい
る。更に、スイッチング素子S11及びS12の接続点
とスイッチング素子S13及びS14の接続点の間、ス
イッチング素子S21及びS22の接続点とスイッチング
素子S23及びS24の接続点の間及びスイッチング素
子S31及びS32の接続点とスイッチング素子S33
及びS34の接続点の間にスイッチング素子と導通方向
が逆方向となるように直列接続した2個のクランプダイ
オードDC11及びDC12,DC21及びDC22,DC
31 及びDC32 が接続され、各クランプダイオード
の接続点はそれぞれ第3の直流端子T3に接続されてい
る。この実施例においては、点線で示すように、スイッ
チング素子S11とS12及びそれらに逆並列に接続さ
れたダイオードD11とD12,スイッチング素子S1
3とS14及びそれらに逆並列に接続されたダイオード
D13とD14,スイッチング素子S21とS22及び
それらに逆並列に接続されたダイオードD21とD2
2,スイッチング素子S23とS24及びそれらに逆並
列に接続されたダイオードD23とD24,スイッチン
グ素子S31とS32及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードD31とD32,スイッチング素子S33と
S34及びそれらに逆並列に接続されたダイオードD3
3とD34がそれぞれ単一のモジュールM11,M1
2,M21,M22,M31,M32で構成されてい
る。
示す回路図である。図において、Eは直流電源、T1及
びT2は直流電源Eの高電位側及び低電位側に接続され
た第1及び第2の直流端子、C1及びC2は直列接続し
て第1及び第2の直流端子間に接続され、接続点から第
1及び第2の直流端子の電位の中間の電位を持つ第3の
直流端子T3を設けるためのコンデンサ、T4,T5及
びT6は一端がモータに接続された交流端子である。第
1及び第2の直流端子間には、スイッチング素子S1
1,S12,S13,S14の直列回路、スイッチング
素子S21,S22,S23,S24の直列回路及びスイ
ッチング素子S31,S32,S33,S34の直列回
路が並列接続され、各スイッチング素子にはスイッチン
グ素子と導通方向が逆方向となるようにダイオードD1
1,D12,D13,D14,D21,D22,D2
3,D24,D31,D32,D33,D34が接続さ
れている。スイッチング素子の各直列回路の中点はそれ
ぞれ交流端子T4,T5及びT6の他端に接続されてい
る。更に、スイッチング素子S11及びS12の接続点
とスイッチング素子S13及びS14の接続点の間、ス
イッチング素子S21及びS22の接続点とスイッチング
素子S23及びS24の接続点の間及びスイッチング素
子S31及びS32の接続点とスイッチング素子S33
及びS34の接続点の間にスイッチング素子と導通方向
が逆方向となるように直列接続した2個のクランプダイ
オードDC11及びDC12,DC21及びDC22,DC
31 及びDC32 が接続され、各クランプダイオード
の接続点はそれぞれ第3の直流端子T3に接続されてい
る。この実施例においては、点線で示すように、スイッ
チング素子S11とS12及びそれらに逆並列に接続さ
れたダイオードD11とD12,スイッチング素子S1
3とS14及びそれらに逆並列に接続されたダイオード
D13とD14,スイッチング素子S21とS22及び
それらに逆並列に接続されたダイオードD21とD2
2,スイッチング素子S23とS24及びそれらに逆並
列に接続されたダイオードD23とD24,スイッチン
グ素子S31とS32及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードD31とD32,スイッチング素子S33と
S34及びそれらに逆並列に接続されたダイオードD3
3とD34がそれぞれ単一のモジュールM11,M1
2,M21,M22,M31,M32で構成されてい
る。
【0020】この実施例では、スイッチング素子として
IGBTを使用しているが、IGBTの代わりにバイポーラ
トランジスタ,パワーMOSトランジスタ,ゲートター
ンオフサイリスタ,静電誘導サイリスタ等が使用でき
る。
IGBTを使用しているが、IGBTの代わりにバイポーラ
トランジスタ,パワーMOSトランジスタ,ゲートター
ンオフサイリスタ,静電誘導サイリスタ等が使用でき
る。
【0021】3レベルインバータ装置をかかる構成とす
ることによって、次のような効果が期待できる。即ち、
第1及び第2のスイッチング素子S11及びS12とそ
れらに逆並列に接続された第1及び第2のダイオードD
11及びD12、換言すればインバータ装置の1アーム
分を単一のモジュールM11にすることによって、配線
長を短くしてインダクタンスを小さくすることができ
る。これを図2を用いて説明する。図2は、スイッチン
グ素子S11とS12及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードD11とD12を単一のモジュールM11に
した場合(a)とをモジュールにしないで個別素子のま
ま接続した場合(b)を電気回路でしめしている。L1
1,L12,L13,L14,L15,L16は配線イ
ンダクタンスを示す。両者を比較すれば判るように、単
一のモジュールにすることによって、スイッチング素子
S11とダイオードD11の並列回路とスイッチング素
子S12とダイオードD12の並列回路との間に存在し
たインダクタンスL12及びL13が極めて(10分の
1以下)小さくなる。この配線インダクタンスの低減は
次の3つの効果を奏す。第1の効果は、スイッチング時
の電流変化di/dtとインダクタンスによる電圧変動
を(10分の1以下に)小さくし、スイッチング素子及
びダイオードの耐圧を下げ、スイッチング素子及びダイ
オードの出力電流密度を(30%以上)高めることがで
き、インバータ装置を小型化できることである。第2の
効果は、スイッチング素子のスイッチング速度を高周波
化して可聴周波数の低い部分を除くことができるので、
低騒音化が図れることである。第3の効果は、電圧ノイ
ズが小さくなってスイッチング素子の誤点呼がなくな
り、高信頼化が図れることである。
ることによって、次のような効果が期待できる。即ち、
第1及び第2のスイッチング素子S11及びS12とそ
れらに逆並列に接続された第1及び第2のダイオードD
11及びD12、換言すればインバータ装置の1アーム
分を単一のモジュールM11にすることによって、配線
長を短くしてインダクタンスを小さくすることができ
る。これを図2を用いて説明する。図2は、スイッチン
グ素子S11とS12及びそれらに逆並列に接続された
ダイオードD11とD12を単一のモジュールM11に
した場合(a)とをモジュールにしないで個別素子のま
ま接続した場合(b)を電気回路でしめしている。L1
1,L12,L13,L14,L15,L16は配線イ
ンダクタンスを示す。両者を比較すれば判るように、単
一のモジュールにすることによって、スイッチング素子
S11とダイオードD11の並列回路とスイッチング素
子S12とダイオードD12の並列回路との間に存在し
たインダクタンスL12及びL13が極めて(10分の
1以下)小さくなる。この配線インダクタンスの低減は
次の3つの効果を奏す。第1の効果は、スイッチング時
の電流変化di/dtとインダクタンスによる電圧変動
を(10分の1以下に)小さくし、スイッチング素子及
びダイオードの耐圧を下げ、スイッチング素子及びダイ
オードの出力電流密度を(30%以上)高めることがで
き、インバータ装置を小型化できることである。第2の
効果は、スイッチング素子のスイッチング速度を高周波
化して可聴周波数の低い部分を除くことができるので、
低騒音化が図れることである。第3の効果は、電圧ノイ
ズが小さくなってスイッチング素子の誤点呼がなくな
り、高信頼化が図れることである。
【0022】また、スイッチング素子としてIGBTを
用いる場合には、更に次のような効果がある。即ち、3
レベルインバータ装置では、スイッチング素子S11,
S12,S13,S14の電位が異なるため、スイッチン
グ素子として電流駆動型素子を使用すると多量の制御電
力を供給する必要から制御回路が複雑かつ大型化する欠
点があるが、小電力の電圧で制御できるIGBTを用い
ることによって、異なる電位に容易に電力を供給するこ
とができ、装置の小型化を図ることができる。電圧制御
の素子として、IGBTの他にパワーMOSトランジス
タがあるが、車両用などの1500Vの架線電圧を用い
る用途では、損失がIGBTに比べ数10倍大きく装置
の小型化には不向きである。
用いる場合には、更に次のような効果がある。即ち、3
レベルインバータ装置では、スイッチング素子S11,
S12,S13,S14の電位が異なるため、スイッチン
グ素子として電流駆動型素子を使用すると多量の制御電
力を供給する必要から制御回路が複雑かつ大型化する欠
点があるが、小電力の電圧で制御できるIGBTを用い
ることによって、異なる電位に容易に電力を供給するこ
とができ、装置の小型化を図ることができる。電圧制御
の素子として、IGBTの他にパワーMOSトランジス
タがあるが、車両用などの1500Vの架線電圧を用い
る用途では、損失がIGBTに比べ数10倍大きく装置
の小型化には不向きである。
【0023】本実施例は次のような変形が可能である。
第1の変形は、クランプダイオードDC11 をモジュー
ルM11に内蔵することである。これにより、クランプ
ダイオードを通って流れる電流で生じるインダクタンス
(図2のL15)による電圧振動を防ぐことができるの
で、更にIGBTの耐圧低減及び出力電流密度向上が可
能となるとともに、電圧ノイズによる誤動作も極めて少
なくなる効果がある。第2の変形は、図3に示すように
スナバダイオードDs11をモジュールに内蔵すること
である。具体的には、クランプダイオードDC11 とス
ナバダイオードDs11とを単一のダイオードモジュー
ルMD11 とすること(a)、及びクランプダイオード
DC11 とスナバダイオードDs11とをモジュールM
11に内蔵すること(b)である。これによって、スイ
ッチング時にスナバダイオードDs11やスナバコンデ
ンサCsに流れる電流で発生する電圧ノイズをさらに低
減でき、素子の低耐圧化を図ることができ、出力電流密
度の向上によるチップサイズの縮小と、素子の一体モジ
ュール化による3レベルインバータ装置の小型化を図る
ことができる。本発明者らが検討した結果、従来3.2
m の幅があった電車のインバータ装置を半分の1.6m
まで縮小することができた。勿論、ノイズの低減によ
って信頼性が向上し、さらに電流変化(di/dt)を
大きく、つまりスイッチング速度を速くしても誤動作し
ないため、高周波動作が可能となった。従来2kHz程
度が限界であったのが、本発明により5kHz以上で動
作できるようになった。高周波化により、モータ効率も
向上し、騒音も従来の80dBから65dBまで低減す
ることができた。
第1の変形は、クランプダイオードDC11 をモジュー
ルM11に内蔵することである。これにより、クランプ
ダイオードを通って流れる電流で生じるインダクタンス
(図2のL15)による電圧振動を防ぐことができるの
で、更にIGBTの耐圧低減及び出力電流密度向上が可
能となるとともに、電圧ノイズによる誤動作も極めて少
なくなる効果がある。第2の変形は、図3に示すように
スナバダイオードDs11をモジュールに内蔵すること
である。具体的には、クランプダイオードDC11 とス
ナバダイオードDs11とを単一のダイオードモジュー
ルMD11 とすること(a)、及びクランプダイオード
DC11 とスナバダイオードDs11とをモジュールM
11に内蔵すること(b)である。これによって、スイ
ッチング時にスナバダイオードDs11やスナバコンデ
ンサCsに流れる電流で発生する電圧ノイズをさらに低
減でき、素子の低耐圧化を図ることができ、出力電流密
度の向上によるチップサイズの縮小と、素子の一体モジ
ュール化による3レベルインバータ装置の小型化を図る
ことができる。本発明者らが検討した結果、従来3.2
m の幅があった電車のインバータ装置を半分の1.6m
まで縮小することができた。勿論、ノイズの低減によ
って信頼性が向上し、さらに電流変化(di/dt)を
大きく、つまりスイッチング速度を速くしても誤動作し
ないため、高周波動作が可能となった。従来2kHz程
度が限界であったのが、本発明により5kHz以上で動
作できるようになった。高周波化により、モータ効率も
向上し、騒音も従来の80dBから65dBまで低減す
ることができた。
【0024】図4は本発明を実施する上で好ましいモジ
ュール構造の1例を示す平面図,断面図,外観斜視図及
び回路図である。図において、20は例えば銅からなる
金属基板、11a及び11bは金属基板20上に互いに
離れて接着された2枚の絶縁板、12a,13a,14
a及び12b,13b,14bは各絶縁板11a及び1
1b上にそれぞれ接着された電極板である。電極板12
a,12b及び13a,13bはコ字形を有し、電極板
12a,12bの脚部が電極板13a,13bの脚部間
に案内され、かつ電極板12a,12bの脚部間にスト
ライプ状の電極板14a,14bが案内された配置とな
っている。電極板12a,12bの両脚部上にそれぞれ
1個のダイオードチップ32a,32bと3個のIGB
Tチップ31a,31bが脚部の端部側から順次マウン
トされている。各チップはワイヤボンディング(図示せ
ず)によって電極板13a,13b及び14a,14b
と接続されている。C1はモジュールの長手方向の一端
において電極板12aの連結部上に設けられたコレクタ
端子、E1はモジュ−ルの長手方向の他端において電極
板13bの連結部上に設けられたエミッタ端子、N1は
モジュ−ルの中央において隣接する電極板12b及び電
極板13aの連結部上に設けられた中央端子、G1及び
G2は電極板14a,14bの電極板13a,13b側
に設けられたゲート端子、Es1及びEs2は電極板1
3a,13bの電極板14a,14bに対向する個所上
に設けられたゲート回路用のエミッタ端子、21は金属
基板20上に接着されてモジュールを被覆する樹脂ケー
スである。樹脂ケース21の外部上面には(c)に示す
ように各端子が露出し、各露出部は樹脂ケースの長手方
向と直角をなす方向に伸びる3個の突出部21aによっ
て仕切られてた面に配置されている。尚、ゲート端子G
1,G2及びゲート回路用のエミッタ端子Es1,Es2
は仕切られてた同一面に配置されている。このモジュー
ルを回路図で示すと(d)のようになる。このモジュー
ルを用いて図1のインバータ装置を実現する場合は、各
アームをこのモジュールで置き換えればよい。
ュール構造の1例を示す平面図,断面図,外観斜視図及
び回路図である。図において、20は例えば銅からなる
金属基板、11a及び11bは金属基板20上に互いに
離れて接着された2枚の絶縁板、12a,13a,14
a及び12b,13b,14bは各絶縁板11a及び1
1b上にそれぞれ接着された電極板である。電極板12
a,12b及び13a,13bはコ字形を有し、電極板
12a,12bの脚部が電極板13a,13bの脚部間
に案内され、かつ電極板12a,12bの脚部間にスト
ライプ状の電極板14a,14bが案内された配置とな
っている。電極板12a,12bの両脚部上にそれぞれ
1個のダイオードチップ32a,32bと3個のIGB
Tチップ31a,31bが脚部の端部側から順次マウン
トされている。各チップはワイヤボンディング(図示せ
ず)によって電極板13a,13b及び14a,14b
と接続されている。C1はモジュールの長手方向の一端
において電極板12aの連結部上に設けられたコレクタ
端子、E1はモジュ−ルの長手方向の他端において電極
板13bの連結部上に設けられたエミッタ端子、N1は
モジュ−ルの中央において隣接する電極板12b及び電
極板13aの連結部上に設けられた中央端子、G1及び
G2は電極板14a,14bの電極板13a,13b側
に設けられたゲート端子、Es1及びEs2は電極板1
3a,13bの電極板14a,14bに対向する個所上
に設けられたゲート回路用のエミッタ端子、21は金属
基板20上に接着されてモジュールを被覆する樹脂ケー
スである。樹脂ケース21の外部上面には(c)に示す
ように各端子が露出し、各露出部は樹脂ケースの長手方
向と直角をなす方向に伸びる3個の突出部21aによっ
て仕切られてた面に配置されている。尚、ゲート端子G
1,G2及びゲート回路用のエミッタ端子Es1,Es2
は仕切られてた同一面に配置されている。このモジュー
ルを回路図で示すと(d)のようになる。このモジュー
ルを用いて図1のインバータ装置を実現する場合は、各
アームをこのモジュールで置き換えればよい。
【0025】この構成のモジュールによれば、中央端子
N1により電極板12bと電極板13aとが該電極板上
で直接結線されているため、配線のリアクタンスを数n
Hまで小さくすることができ、図1で述べた効果を達成
できるのである。
N1により電極板12bと電極板13aとが該電極板上
で直接結線されているため、配線のリアクタンスを数n
Hまで小さくすることができ、図1で述べた効果を達成
できるのである。
【0026】図5は図4に示すモジュール構造の変形例
を示す平面図,外観斜視図及び回路図である。図4と相
違は、図4に示すモジュールを2個並列配置した点にあ
る。この構成のモジュールによれば、隣どうしの同一端
子を結線することにより、2個のモジュールを使用する
場合に比較して配線のインダクタンスの増加を招くこと
なく、出力容量を倍増することが可能である。
を示す平面図,外観斜視図及び回路図である。図4と相
違は、図4に示すモジュールを2個並列配置した点にあ
る。この構成のモジュールによれば、隣どうしの同一端
子を結線することにより、2個のモジュールを使用する
場合に比較して配線のインダクタンスの増加を招くこと
なく、出力容量を倍増することが可能である。
【0027】また、図1の3レベルインバータ装置にお
いて、直流端子T1,T2に近い側のスイッチング素子
S11,S14,S21,S24,S31,S34をIG
BTとしそのライフタイムを、交流端子T4,T5,T6
に近い側のスイッチング素子S12,S13,S22,
S23,S32,S33を同じくIGBTとしそのライ
フタイムより短くすることにより、低損失化を図ること
ができる。これを説明する。図6は図1の3レベルイン
バータ装置のモジュールM11,M12で構成された1
相分の各素子の出力時の損失を示す。この場合、各スイ
ッチング素子及び各ダイオードはほぼ同じライフタイム
を持ち、ほぼ同じ電気特性を持っている。スイッチング
素子S11,S14のはスイッチング損失がオン電圧に
よる損失より大きく(a)、スイッチング素子S12,
S13のはオン電圧による損失がスイッチング損失より
極めて大きいことがわかる(b)。これは、スイッチン
グ素子S11,S14はライフタイムの短縮によってス
イッチング時間を速くし、スイッチング損失を減らす必
要があり、一方、スイッチング素子S12,S13はラ
イフタイムを長くすることによってオン電圧を低減し、
オン電圧による損失を減らす必要があることを示してい
る。つまり、3レベルインバータ装置では、同じモジュ
ール内のスイッチング素子であっても、ライフタイムを
違えることによって、各スイッチング素子の損失を最小
化し、モジュールとしての損失を低減できることを示し
ている。しかもスイッチング素子の内特にIGBTは、
例えば電子線照射によってのライフタイムを1桁以上変
化させることができ、それによってスイッチング損失と
オン電圧損失を自由にかつ大きく変えられので、3レベ
ルインバータ装置のスイッチング素子として極めて好適
である。従来のパワーMOSトランジスタは、ユニポー
ラ素子であるのでライフタイムによるスイッチング損失
とオン電圧損失の関係を変えることができない。また、
ゲートターンオフサイリスタやバイポーラトランジスタ
はライフタイムを変えると、ゲート(ベース)電流が変
化し、高速のスイッチング素子は極めて大きな電流を必
要とする。3レベルインバータ装置では、従来の2レベ
ルインバータ装置に比べ2倍のスイッチング素子数を必
要とするので、ゲート(ベース)電流の増大は制御回路
の大型化を招き、装置全体を大きくするので好ましくな
い。しかも、各スイッチング素子毎に制御回路が異なる
という煩雑さを伴う。これに比べ、IGBTとすること
によって、3レベルインバータ装置特有の動作にあわせ
たライフタイムのIGBTを選ぶことができ、損失を低
減でき、かつ異なった電気特性持つIGBTでも同じ制御回
路で容易にコントロールすることができる。尚、このよ
うにIGBTのライフタイムを変えて損失低減が図れるの
は、回生モードのない用途に使用する3レベルインバー
タ装置の場合であって、回生モードを持つ用途に使用す
る3レベルインバータ装置の場合には図6に示すスイッ
チング損失とオン電圧による損失との関係が逆になるた
め、損失低減の効果はない。
いて、直流端子T1,T2に近い側のスイッチング素子
S11,S14,S21,S24,S31,S34をIG
BTとしそのライフタイムを、交流端子T4,T5,T6
に近い側のスイッチング素子S12,S13,S22,
S23,S32,S33を同じくIGBTとしそのライ
フタイムより短くすることにより、低損失化を図ること
ができる。これを説明する。図6は図1の3レベルイン
バータ装置のモジュールM11,M12で構成された1
相分の各素子の出力時の損失を示す。この場合、各スイ
ッチング素子及び各ダイオードはほぼ同じライフタイム
を持ち、ほぼ同じ電気特性を持っている。スイッチング
素子S11,S14のはスイッチング損失がオン電圧に
よる損失より大きく(a)、スイッチング素子S12,
S13のはオン電圧による損失がスイッチング損失より
極めて大きいことがわかる(b)。これは、スイッチン
グ素子S11,S14はライフタイムの短縮によってス
イッチング時間を速くし、スイッチング損失を減らす必
要があり、一方、スイッチング素子S12,S13はラ
イフタイムを長くすることによってオン電圧を低減し、
オン電圧による損失を減らす必要があることを示してい
る。つまり、3レベルインバータ装置では、同じモジュ
ール内のスイッチング素子であっても、ライフタイムを
違えることによって、各スイッチング素子の損失を最小
化し、モジュールとしての損失を低減できることを示し
ている。しかもスイッチング素子の内特にIGBTは、
例えば電子線照射によってのライフタイムを1桁以上変
化させることができ、それによってスイッチング損失と
オン電圧損失を自由にかつ大きく変えられので、3レベ
ルインバータ装置のスイッチング素子として極めて好適
である。従来のパワーMOSトランジスタは、ユニポー
ラ素子であるのでライフタイムによるスイッチング損失
とオン電圧損失の関係を変えることができない。また、
ゲートターンオフサイリスタやバイポーラトランジスタ
はライフタイムを変えると、ゲート(ベース)電流が変
化し、高速のスイッチング素子は極めて大きな電流を必
要とする。3レベルインバータ装置では、従来の2レベ
ルインバータ装置に比べ2倍のスイッチング素子数を必
要とするので、ゲート(ベース)電流の増大は制御回路
の大型化を招き、装置全体を大きくするので好ましくな
い。しかも、各スイッチング素子毎に制御回路が異なる
という煩雑さを伴う。これに比べ、IGBTとすること
によって、3レベルインバータ装置特有の動作にあわせ
たライフタイムのIGBTを選ぶことができ、損失を低
減でき、かつ異なった電気特性持つIGBTでも同じ制御回
路で容易にコントロールすることができる。尚、このよ
うにIGBTのライフタイムを変えて損失低減が図れるの
は、回生モードのない用途に使用する3レベルインバー
タ装置の場合であって、回生モードを持つ用途に使用す
る3レベルインバータ装置の場合には図6に示すスイッ
チング損失とオン電圧による損失との関係が逆になるた
め、損失低減の効果はない。
【0028】更にまた、図1の3レベルインバータ装置
において、フライホイールダイオードD11,D12,
D13,D14,D21,D22,D23,D24,D
31,D32,D33,D34のライフタイムをクランプ
ダイオードDC11,DC12,DC21,DC22,DC3
1,DC32 のライフタイムより長くすることによっ
て、低損失化を図ることができる。フライホイールダイ
オード及びクランプダイオードにほぼ同じライフタイ
ム、ほぼ同じ電気特性を持つダイオードを適用した場合
を図7に示す。直流端子側のフライホイールダイオード
D11,D14,D21,D24,D31,D34はリ
カバリー損失と順方向電圧による損失がほぼ均等でバラ
ンスがとれている(a)。一方、3レベルインバータ装
置では、交流端子側のフライホイールダイオードD1
2,D13,D22,D23,D32,D33にはほとん
どリカバリー損失は生じない(b)。従って、フライホ
イールダイオードのライフタイムは長くし、順方向電圧
による損失を低減することが望ましい。更に、クランプ
ダイオードDc11,Dc12,Dc21,Dc22,
Dc31,Dc32は、順方向電圧による損失がリカバ
リー損失より大きい(c)ので、フライホイールダイオー
ドD11,D14に比べてライフタイムを長くフライホ
イールダイオードD12,D13に比べてライフタイム
を短くすることが損失低減上望ましい。このように、3
レベルインバータ装置では、ダイオードもライフタイム
を違えることにより、各ダイオードの損失を最小化で
き、装置全体の損失を低減できる。
において、フライホイールダイオードD11,D12,
D13,D14,D21,D22,D23,D24,D
31,D32,D33,D34のライフタイムをクランプ
ダイオードDC11,DC12,DC21,DC22,DC3
1,DC32 のライフタイムより長くすることによっ
て、低損失化を図ることができる。フライホイールダイ
オード及びクランプダイオードにほぼ同じライフタイ
ム、ほぼ同じ電気特性を持つダイオードを適用した場合
を図7に示す。直流端子側のフライホイールダイオード
D11,D14,D21,D24,D31,D34はリ
カバリー損失と順方向電圧による損失がほぼ均等でバラ
ンスがとれている(a)。一方、3レベルインバータ装
置では、交流端子側のフライホイールダイオードD1
2,D13,D22,D23,D32,D33にはほとん
どリカバリー損失は生じない(b)。従って、フライホ
イールダイオードのライフタイムは長くし、順方向電圧
による損失を低減することが望ましい。更に、クランプ
ダイオードDc11,Dc12,Dc21,Dc22,
Dc31,Dc32は、順方向電圧による損失がリカバ
リー損失より大きい(c)ので、フライホイールダイオー
ドD11,D14に比べてライフタイムを長くフライホ
イールダイオードD12,D13に比べてライフタイム
を短くすることが損失低減上望ましい。このように、3
レベルインバータ装置では、ダイオードもライフタイム
を違えることにより、各ダイオードの損失を最小化で
き、装置全体の損失を低減できる。
【0029】図8及び図9はそれぞれ3レベルインバー
タ装置に好ましいIGBT及びダイオードの構造を示し
ている。図8に示すIGBTは、n−のシリコンウェハ
333にn層332,p+層331,p層334及びn+
層335が全てシリコンウェハの両主面から不純物を拡
散して形成されている点に特徴がある。一方の主面には
p+層331が露出し、他方の主面にはn−層333,
p層334及びn+層335が露出している。p+層3
31にはコレクタ電極311がオーミック接触し、p層
334及びn+層335にはエミッタ電極312がオー
ミック接触し、n−層333,p層334及びn+層3
35上にはゲート絶縁膜320を介してゲート電極31
0が形成されている。ゲート電極310とエミッタ電極
312は絶縁膜321で絶縁分離されている。このよう
に、全ての層を拡散で形成することにより、n−層をエ
ピタキシャル法で形成していた従来のIGBTに比べ、
n−層の品質を高めることができ、ライフタイムを長く
できる。特に架線電圧1500Vの車両に使う耐圧2000
VのIGBTは、比抵抗150−200オームcm程度の
n−層が必要で、これをエピタキシャル法で形成した場
合結晶欠陥が多く、ライフタイムが短く、しかもばらつ
くという問題がある。これに対して、引上げ法によって
製造したシリコンウェハは、その結晶性が良くしかも均
質で長いライフタイムを得ることができる。従って、ラ
イフタイムの長いIGBTを用意し、このライフタイム
を電子線照射等によって制御することにより、3レベル
インバータ装置に適合した種々のライフタイムを持つI
GBTを容易に製作することができる。特に、中性子線
を照射したシリコンウェハはその比抵抗のバラツキも少
なく、IGBTの出力電流も安定している。
タ装置に好ましいIGBT及びダイオードの構造を示し
ている。図8に示すIGBTは、n−のシリコンウェハ
333にn層332,p+層331,p層334及びn+
層335が全てシリコンウェハの両主面から不純物を拡
散して形成されている点に特徴がある。一方の主面には
p+層331が露出し、他方の主面にはn−層333,
p層334及びn+層335が露出している。p+層3
31にはコレクタ電極311がオーミック接触し、p層
334及びn+層335にはエミッタ電極312がオー
ミック接触し、n−層333,p層334及びn+層3
35上にはゲート絶縁膜320を介してゲート電極31
0が形成されている。ゲート電極310とエミッタ電極
312は絶縁膜321で絶縁分離されている。このよう
に、全ての層を拡散で形成することにより、n−層をエ
ピタキシャル法で形成していた従来のIGBTに比べ、
n−層の品質を高めることができ、ライフタイムを長く
できる。特に架線電圧1500Vの車両に使う耐圧2000
VのIGBTは、比抵抗150−200オームcm程度の
n−層が必要で、これをエピタキシャル法で形成した場
合結晶欠陥が多く、ライフタイムが短く、しかもばらつ
くという問題がある。これに対して、引上げ法によって
製造したシリコンウェハは、その結晶性が良くしかも均
質で長いライフタイムを得ることができる。従って、ラ
イフタイムの長いIGBTを用意し、このライフタイム
を電子線照射等によって制御することにより、3レベル
インバータ装置に適合した種々のライフタイムを持つI
GBTを容易に製作することができる。特に、中性子線
を照射したシリコンウェハはその比抵抗のバラツキも少
なく、IGBTの出力電流も安定している。
【0030】また、p+層331を拡散で形成すると、
エピタキシャル法で使う引上げ法によるp+基板ウェハ
に比べ、p+層の濃度を約1桁高くでき、かつ数100
ミクロンから10ミクロン程度にp+層を薄くできる。
これによって、p+層からのホールの注入効率を高める
ことができるとともに、p+層による電圧降下を低減及
びIGBTの出力電流密度を向上が図れ、従って3レベ
ルインバータ装置の小型化を図ることができる。
エピタキシャル法で使う引上げ法によるp+基板ウェハ
に比べ、p+層の濃度を約1桁高くでき、かつ数100
ミクロンから10ミクロン程度にp+層を薄くできる。
これによって、p+層からのホールの注入効率を高める
ことができるとともに、p+層による電圧降下を低減及
びIGBTの出力電流密度を向上が図れ、従って3レベ
ルインバータ装置の小型化を図ることができる。
【0031】図9も同様にn−シリコンウェハ232を
使って各層を全て不純物の拡散で作ったダイオードを示
している。図8と同様、ライフタイムの制御性及び高出
力化が可能となり、3レベルインバータ装置の小型化が
実現できることはいうまでもない。カソード電極211
はn+層231に低抵抗接触している。アノード電極2
12はp+層233とオーミック接合を、p−層234
とショットキー接合をそれぞれ形成している。このよう
にショットキー接合を用いることにより、さらにp−層
234からn−層232へのホールの注入を抑制し、蓄
積キャリアによるリカバリー損失を低減することができ
る。一方、アノード電極が全面p+層とオーミック接触
する従来のダイオードは、図9のダイオードに比べ出力
電流密度を高くできるので、3レベルインバータ装置で
は、スイッチング損失がほとんど生じない交流端子側の
フライホイールダイオードに用いると装置の低損失化を
一層図ることができる。図9のダイオードはリカバリー
損失が小さいので、クランプダイオードDc11,Dc
12及び直流端子側のフライホイールダイオードD1
1,D14に好適で、特にD11,D14には用いるこ
とが望ましい。
使って各層を全て不純物の拡散で作ったダイオードを示
している。図8と同様、ライフタイムの制御性及び高出
力化が可能となり、3レベルインバータ装置の小型化が
実現できることはいうまでもない。カソード電極211
はn+層231に低抵抗接触している。アノード電極2
12はp+層233とオーミック接合を、p−層234
とショットキー接合をそれぞれ形成している。このよう
にショットキー接合を用いることにより、さらにp−層
234からn−層232へのホールの注入を抑制し、蓄
積キャリアによるリカバリー損失を低減することができ
る。一方、アノード電極が全面p+層とオーミック接触
する従来のダイオードは、図9のダイオードに比べ出力
電流密度を高くできるので、3レベルインバータ装置で
は、スイッチング損失がほとんど生じない交流端子側の
フライホイールダイオードに用いると装置の低損失化を
一層図ることができる。図9のダイオードはリカバリー
損失が小さいので、クランプダイオードDc11,Dc
12及び直流端子側のフライホイールダイオードD1
1,D14に好適で、特にD11,D14には用いるこ
とが望ましい。
【0032】図10は本発明インバータ装置の他の実施
例としての2レベルインバータ装置を示す。図1の3レ
ベルインバータ装置と相違する点は、直流端子間に接続
される各インバータ単位Inv1,Inv2,Inv3
が単一のモジュ−ルで構成されている点にある。直流端
子T1及びT2間に接続されるインバータ単位は、スイ
ッチング素子Sと逆極性のダイオ−ドDとの並列接続回
路を2個直列接続した構成からなっている。従って、イ
ンバータ単位を単一のモジュールで構成すると、インバ
ータ単位は図4に示す構成となる。図4のモジュールで
図10の2レベルインバータ装置を構成する時は、コレ
クタ端子C1及びエミッタ端子E1をそれぞれ直流端子
T1及びT2に接続し、中央端子N1を交流端子T4,
T5及びT6に接続すればよい。このように、図4に示
すモジュールは3レベルインバータ装置以外のインバー
タ装置にも適用でき、配線インダクタンスの低減に寄与
する。
例としての2レベルインバータ装置を示す。図1の3レ
ベルインバータ装置と相違する点は、直流端子間に接続
される各インバータ単位Inv1,Inv2,Inv3
が単一のモジュ−ルで構成されている点にある。直流端
子T1及びT2間に接続されるインバータ単位は、スイ
ッチング素子Sと逆極性のダイオ−ドDとの並列接続回
路を2個直列接続した構成からなっている。従って、イ
ンバータ単位を単一のモジュールで構成すると、インバ
ータ単位は図4に示す構成となる。図4のモジュールで
図10の2レベルインバータ装置を構成する時は、コレ
クタ端子C1及びエミッタ端子E1をそれぞれ直流端子
T1及びT2に接続し、中央端子N1を交流端子T4,
T5及びT6に接続すればよい。このように、図4に示
すモジュールは3レベルインバータ装置以外のインバー
タ装置にも適用でき、配線インダクタンスの低減に寄与
する。
【0033】本発明はこれら実施例に限定されることな
く、本発明の技術思想の範囲内で種々の変形が可能であ
る。
く、本発明の技術思想の範囲内で種々の変形が可能であ
る。
【0034】
【発明の効果】本発明によれば、レベルインバータ装置
の電圧ノイズを低減でき、スイッチング素子及びダイオ
ードの耐圧を低減できるので、素子の高出力化を図るこ
とができ、素子サイズの縮小,装置の小型化を図ること
ができる。また、スイッチング素子としてのIGBTや
ダイオードのライフタイムをレベルインバータ動作にあ
わせて違えることにより、IGBTモジュールの損失低
減,冷却装置の縮小,インバータ装置の小型化を実現で
きる。更に、電流変化による電圧ノイズが小さくなるの
で、高信頼化を図ることができるとともに、高周波化で
き、騒音を低減できる。
の電圧ノイズを低減でき、スイッチング素子及びダイオ
ードの耐圧を低減できるので、素子の高出力化を図るこ
とができ、素子サイズの縮小,装置の小型化を図ること
ができる。また、スイッチング素子としてのIGBTや
ダイオードのライフタイムをレベルインバータ動作にあ
わせて違えることにより、IGBTモジュールの損失低
減,冷却装置の縮小,インバータ装置の小型化を実現で
きる。更に、電流変化による電圧ノイズが小さくなるの
で、高信頼化を図ることができるとともに、高周波化で
き、騒音を低減できる。
【図1】本発明を適用した3レベルインバータ装置の実
施例を示す回路図である。
施例を示す回路図である。
【図2】図1の3レベルインバータ装置の作用効果を説
明するための概略回路図である。
明するための概略回路図である。
【図3】図1の3レベルインバータ装置の変形例を示す
概略回路図である。
概略回路図である。
【図4】本発明インバータ装置に使用するIGBTモジ
ュールの実施例を示す平面図,断面図,外観図及び等価
回路である。
ュールの実施例を示す平面図,断面図,外観図及び等価
回路である。
【図5】本発明インバータ装置に使用するIGBTモジ
ュールの他の実施例を示す平面図,外観図及び等価回路
である。
ュールの他の実施例を示す平面図,外観図及び等価回路
である。
【図6】3レベルインバータ装置でのIGBTの損失の
関係を示す円グラフである。
関係を示す円グラフである。
【図7】3レベルインバータ装置でのダイオードの損失
の関係を示す円グラフである。
の関係を示す円グラフである。
【図8】本発明インバータ装置に好適なIGBTを示す
断面図である。
断面図である。
【図9】本発明インバータ装置に好適なダイオードを示
す断面図である。
す断面図である。
【図10】本発明を適用した2レベルインバータ装置の
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
T1,T2,T3…直流端子、T4,T5,T6…交流
端子、S11−S34…スイッチング素子、D11−D
34…フライホイールダイオード、DC11 −DC32
…クランプダイオード、M11−M32…モジュール。
端子、S11−S34…スイッチング素子、D11−D
34…フライホイールダイオード、DC11 −DC32
…クランプダイオード、M11−M32…モジュール。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 仲田 清 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 斉藤 秀治 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 堀江 哲 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 平3−159570(JP,A) 特開 平3−195376(JP,A) 実開 昭59−66390(JP,U) 実開 昭63−44696(JP,U)
Claims (10)
- 【請求項1】一対の直流端子と、 一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点と、 相数と同数の交流端子と、 各直流端子と各交流端子との間に接続され、それぞれス
イッチング素子と逆極性のダイオードの並列回路を2個
直列接続した構成からなる複数個のアームと、 各アームの並列回路間と一対の直流端子の各電位の中間
の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオード
とを具備し、直流端子に近い側のスイッチング素子のライフタイムが
交流端子に近い側のスイッチング素子のライフタイムよ
り短い ことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項2】一対の直流端子と、 一対の直流端子の各電位の中間の電位を有する点と、 相数と同数の交流端子と、 各直流端子と各交流端子との間に接続され、それぞれス
イッチング素子と逆極性のダイオードの並列回路を2個
直列接続した構成からなる複数個のアームと、 各アームの並列回路間と一対の直流端子の各電位の中間
の電位を有する点との間にそれぞれ接続したダイオード
とを具備し、 前記並列回路の前記ダイオードの内、直流端子に近い側
のダイオードのライフタイムが交流端子に近い側のダイ
オードのライフタイムより短いことを特徴とするインバ
ータ装置。 - 【請求項3】請求項2のインバータ装置において、各ア
ームの並列回路間と一対の直流端子の各電位の中間の電
位を有する点との間にそれぞれ接続した前記ダイオード
のライフタイムが、直流端子に近い側のダイオードのラ
イフタイムと交流端子に近い側のダイオードのライフタ
イムとの間にあることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項4】請求項1乃至3のいずれかのインバータ装
置において、前記スイッチング素子 が絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタであることを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項5】請求項4のインバータ装置において、前記
一対の直流端子の間の電圧が1500Vであることを特徴と
するインバータ装置。 - 【請求項6】直流電源回路の高電位点に接続される第1
の直流端子と、 直流電源回路の低電位点に接続される第2の直流端子
と、 直流電源回路の高電位点と低電位点との中間の電位点に
接続される第3の直流端子と、 交流出力の相数と同数の交流端子と、 第1の直流端子と第2の直流端子との間に相数と同数並
列接続され、それぞれの中点が異なる交流端子に接続さ
れた複数個の単位インバータとを備え、 各単位インバータが直列接続された第1,第2,第3及
び第4のスイッチング素子と、各スイッチング素子のそ
れぞれに逆並列に接続された第1,第2,第3及び第4
のダイオードと、第1及び第2のスイッチング素子の接
続点並びに第3及び第4のスイッチング素子の接続点と
第3の直流端子との間に接続された第5及び第6のダイ
オードとを備え、 第1及び第4のスイッチング素子のライフタイムが第2
及び第3のスイッチング素子のライフタイムより短いこ
とを特徴とする3レベルインバータ装置。 - 【請求項7】直流電源回路の高電位点に接続される第1
の直流端子と、 直流電源回路の低電位点に接続される第2の直流端子
と、 直流電源回路の高電位点と低電位点との中間の電位点に
接続される第3の直流端子と、 交流出力の相数と同数の交流端子と、 第1の直流端子と第2の直流端子との間に相数と同数並
列接続され、それぞれの中点が異なる交流端子に接続さ
れた複数個の単位インバータとを備え、 各単位インバータが直列接続された第1,第2,第3及
び第4のスイッチング素子と、各スイッチング素子のそ
れぞれに逆並列に接続された第1,第2,第3 及び第4
のダイオードと、第1及び第2のスイッチング素子の接
続点並びに第3及び第4のスイッチング素子の接続点と
第3の直流端子との間に接続された第5及び第6のダイ
オードとを備え、 第1及び第4のダイオードのライフタイムが第2及び第
3のダイオードのライフタイムより短いことを特徴とす
る3レベルインバータ装置。 - 【請求項8】請求項7の3レベルインバータ装置におい
て、第5及び第6のダイオードのライフタイムが第1及
び第4のダイオードのライフタイムと第2及び第3のダ
イオードのライフタイムとの間にあることを特徴とする
3レベルインバータ装置。 - 【請求項9】請求項6乃至8のいずれかの3レベルイン
バータ装置において、前記スイッチング素子が絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタであることを特徴とする3レ
ベルインバータ装置。 - 【請求項10】請求項9の3レベルインバータ装置にお
いて、前記一対の直流端子の間の電圧が1500Vであ
ることを特徴とする3レベルインバータ装置。
Priority Applications (14)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3241681A JP2707883B2 (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | インバータ装置 |
DE69226141T DE69226141T2 (de) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Dreiphasiger dreistufiger Wechselrichter |
DE69233450T DE69233450T2 (de) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Halbleitermodul |
EP92115929A EP0533158B1 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Three-phase three-level inverter device |
EP04021377A EP1492220A3 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | IGBT-module |
EP97122703A EP0838855B1 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | Semiconductor module |
EP07007832A EP1808954A3 (en) | 1991-09-20 | 1992-09-17 | IGBT-module |
ZA927163A ZA927163B (en) | 1991-09-20 | 1992-09-18 | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device. |
KR1019920017130A KR100323996B1 (ko) | 1991-09-20 | 1992-09-19 | 인버터장치 |
US07/947,544 US5459655A (en) | 1991-09-20 | 1992-09-21 | Neutral-point clamped inverter device using semiconductor modules |
US08/480,399 US5801936A (en) | 1990-12-20 | 1995-06-07 | Semiconductor module for a power conversion device |
US08/473,937 US5731970A (en) | 1989-12-22 | 1995-06-07 | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device |
US08/979,778 US5929519A (en) | 1989-12-22 | 1997-11-26 | Semiconductor module including switching device chips and diode chips |
KR1020000022459A KR100311538B1 (ko) | 1991-09-20 | 2000-04-27 | 전력변환장치 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3241681A JP2707883B2 (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | インバータ装置 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP21290597A Division JP3262032B2 (ja) | 1997-08-07 | 1997-08-07 | インバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0583947A JPH0583947A (ja) | 1993-04-02 |
JP2707883B2 true JP2707883B2 (ja) | 1998-02-04 |
Family
ID=17077940
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3241681A Expired - Fee Related JP2707883B2 (ja) | 1989-12-22 | 1991-09-20 | インバータ装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2707883B2 (ja) |
ZA (1) | ZA927163B (ja) |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SE9502249D0 (sv) * | 1995-06-21 | 1995-06-21 | Abb Research Ltd | Converter circuitry having at least one switching device and circuit module |
SE512795C2 (sv) * | 1998-09-18 | 2000-05-15 | Abb Ab | VSC-strömriktare |
JP4691813B2 (ja) * | 2001-03-30 | 2011-06-01 | 三菱電機株式会社 | 二重チョッパ用パワー基板 |
JP2006246576A (ja) * | 2005-03-01 | 2006-09-14 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | マルチレベルインバータ |
WO2008075418A1 (ja) * | 2006-12-20 | 2008-06-26 | Mitsubishi Electric Corporation | 3レベル電力変換装置 |
JP5643752B2 (ja) * | 2009-05-14 | 2014-12-17 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
US8611120B2 (en) | 2009-06-19 | 2013-12-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion apparatus |
WO2012046521A1 (ja) * | 2010-10-05 | 2012-04-12 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
JP2013045882A (ja) * | 2011-08-24 | 2013-03-04 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
DE112011105580T5 (de) * | 2011-08-30 | 2014-06-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Halbleiterbauteil |
KR101686313B1 (ko) | 2012-04-26 | 2016-12-13 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 파워 모듈 및 그것을 이용한 3레벨 전력 변환 장치 |
JP6079861B1 (ja) | 2015-12-16 | 2017-02-15 | 株式会社明電舎 | 共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法 |
JP6714834B2 (ja) * | 2016-04-06 | 2020-07-01 | 富士電機株式会社 | 3レベル電力変換回路 |
WO2018139172A1 (ja) * | 2017-01-25 | 2018-08-02 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及び電力変換方法 |
JP7408941B2 (ja) | 2019-07-25 | 2024-01-09 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5966390U (ja) * | 1982-10-22 | 1984-05-04 | 三菱電機株式会社 | インバ−タ装置 |
JPS6344696U (ja) * | 1986-09-02 | 1988-03-25 | ||
JP2685606B2 (ja) * | 1989-11-17 | 1997-12-03 | 株式会社日立製作所 | インバータ装置 |
JP2692765B2 (ja) * | 1989-12-22 | 1997-12-17 | 株式会社日立製作所 | ダイオード及びigbtとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
-
1991
- 1991-09-20 JP JP3241681A patent/JP2707883B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-09-18 ZA ZA927163A patent/ZA927163B/xx unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ZA927163B (en) | 1993-03-22 |
JPH0583947A (ja) | 1993-04-02 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5459655A (en) | Neutral-point clamped inverter device using semiconductor modules | |
US5731970A (en) | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device | |
JP2707883B2 (ja) | インバータ装置 | |
JP4277169B2 (ja) | 電力用半導体モジュール | |
US20180269799A1 (en) | Power conversion apparatus | |
JPWO2018186353A1 (ja) | パワーモジュール | |
JP5963385B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP2010016947A (ja) | 電力変換装置のパワーモジュール | |
JP2751707B2 (ja) | 半導体モジュール及びそれを使った電力変換装置 | |
EP3340446B1 (en) | Semiconductor apparatus and inverter system | |
JP2009032769A (ja) | 半導体装置 | |
JP6787690B2 (ja) | 高速ダイオード及びその製造方法 | |
WO2015128975A1 (ja) | パワーモジュールおよび電力変換装置 | |
JP7337711B2 (ja) | 半導体装置 | |
US10439606B2 (en) | Semiconductor module | |
JP3262032B2 (ja) | インバータ装置 | |
JP3896940B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP6641782B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP4479365B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP2000049337A (ja) | 半導体装置 | |
WO2018130408A1 (en) | Power module with optimized pin layout | |
JPH08306859A (ja) | ダイオード及びigbtとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 | |
JP3379429B2 (ja) | ブリッジ回路のモジュール内構造 | |
JPH05199769A (ja) | 高周波インバータ | |
JP2021191156A (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071017 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081017 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091017 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091017 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101017 Year of fee payment: 13 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |