JP3263317B2 - スイッチングモジュールおよびモジュールを用いた電力変換器 - Google Patents

スイッチングモジュールおよびモジュールを用いた電力変換器

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の自己消弧素子を
直列に接続して構成されるスイッチングモジュールおよ
びそれを用いて構成される中性点クランプ式電力変換器
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１７に従来から用いられている単一の
自己消弧素子からなるスイッチングモジュールＳＭ０を
示す。このモジュールＳＭ０はＩＧＢＴ（ゲート絶縁型
バイポーラトランジスタ）からなる１個の自己消弧素子
Ｓ１とそれに逆並列に接続された１個のフリーホイーリ
ングダイオードＤ１とから構成されている。自己消弧素
子Ｓ１のコレクタ端子（正側端子）が第１の外部端子１
として導出され、エミッタ端子（負側端子）が第２の外
部端子２として導出され、さらに素子のオン／オフ制御
のためにゲート信号用端子３０が導出されている。
【０００３】このようなモジュールＳＭ０を用いて構成
された従来の中性点クランプ式電力変換器（以下「ＮＰ
Ｃインバータ」と称する）１相分の構成例を図１８に示
す。また、図１８の変換器の回路構成図を図１９に示
す。
【０００４】図１８および１９のＮＰＣインバータは直
列接続の４個のスイッチングモジュール１〜４によって
構成されており、さらに各モジュールはそれぞれ１個の
自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とそれに個々に逆
並列接続されたフリーホイーリングダイオードＤ１，Ｄ
２，Ｄ３，Ｄ４とからなっている。モジュール１〜４
は、正側素子の外部端子２と負側素子の外部端子１とを
接続することによって直列接続され、また各素子にはス
ナバ回路が外部接続されている。各スナバ回路は、スナ
バダイオードＤｓと、それに直列接続されるスナバコン
デンサＣｓと、スナバダイオードＤｓに並列接続された
スナバ抵抗Ｒｓとからなっている。各素子の末尾の数字
符号１〜４によって対応するモジュールを示している。
モジュール１および２の接続点とモジュール３および４
の接続点との間に、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４とは逆向き
の極性でクランプダイオードＤｃ１およびＤｃ２が直列
に接続されている。電圧Ｖｄ１ないしＶｄ２で代表され
る直流電圧源（電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２）から正側端
子１０、零電圧端子１１および負側端子１２が導出され
ている。正負両電源端子１０，１２の間に直列接続の４
個のモジュールが配線インダクタンスＬ１，Ｌ３を介し
て接続されている。またクランプダイオードＤｃ１，Ｄ
ｃ２の接続点が零電圧端子１１に接続されるが、ここに
も配線インダクタンスＬ２が示されている。両モジュー
ル２，３の接続点から、変換器としての出力端子２０が
導出される。
【０００５】次に図１８，１９のＮＰＣインバータの動
作について説明する。スイッチング動作と各素子の電圧
レベルの関係の一例を以下に示す。この変換器は、自己
消弧素子Ｓ１とＳ２がオンのとき、電圧Ｖｄ１を出力
し、自己消弧素子Ｓ２とＳ３がオンのとき、電圧０を出
力し、自己消弧素子Ｓ３とＳ４がオンのとき、電圧Ｖｄ
２を出力する。説明の簡略化のため、ここでは、Ｖｄ１
＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とする。
【０００６】ＮＰＣインバータでは、例えば、自己消弧
素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたとすると、直流電圧Ｖ
ｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３−クランプダイオードＤｃ
２の経路で短絡回路が形成され、過大な短絡電流が回路
中の素子に流れる。これを防ぐために、素子Ｓ１とＳ３
を逆動作（一方がオンのとき、他方をオフ）させ、素子
Ｓ２とＳ４についても逆動作させる。
【０００７】次に図１８，１９に示されているスナバ回
路の動作について説明する。スナバ回路は配線インダク
タンスの影響を少なくするために自己消弧素子の近くに
配置される。配線インダクタンスＬ１、自己消弧素子Ｓ
１，Ｓ２を介して電流が流れている状態から、自己消弧
素子Ｓ１をターンオフさせると、図２０に示すように配
線インダクタンスＬ１の残留エネルギーは、スナバダイ
オードＤｓ１を介してスナバコンデンサＣｓ１を充電す
る。コンデンサＣｓ１の端子間電圧は、直流電圧Ｖｄ１
と配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーによる電圧
との和となる。コンデンサＣｓ１に充電された電荷は、
図２１に示すように、次に自己消弧素子Ｓ１がターンオ
ンするときにコンデンサＣｓ１→スナバ抵抗Ｒｓ１→自
己消弧素子Ｓ１の経路で放電され、電荷はほぼゼロとな
る。他の自己消弧素子Ｓ２〜Ｓ４においても同様であ
る。
【０００８】図１７に示されているスイッチングモジュ
ールＳＭ０は、自己消弧素子Ｓ１と逆並列ダイオードＤ
１との間の配線長が短くなり、その間の配線インダクタ
ンスを低減させることができるが、モジュールＳＭ０と
他の素子間に必要とする配線のインダクタンスを低減さ
せることはできない。また、図１９の回路構成によるス
ナバ回路では、スナバエネルギーはすべてスナバ抵抗Ｒ
ｓ１〜Ｒｓ４で消費するため効率も悪くなる。
【０００９】これを解決するため、ＮＰＣインバータ用
の低損失スナバ回路が提案されている（１９９５年電気
学会全国大会、Ｎｏ．５、ｐ．３２０、１１７８：「３
レベルインバータ用クランプスナバ方式」）。これを図
２２に示す。
【００１０】図２２は低損失スナバ回路を用いたＮＰＣ
インバータの１相分の主回路構成の一例を示すものであ
る。また、図２２の回路に対して、図１７に示されてい
る従来のスイッチングモジュールを適用したＮＰＣイン
バータの１相分の主回路構成例を図２３に示す。
【００１１】図２２および図２３においては、スナバ回
路要素としては、図１８，１９のインバータの放電型ス
ナバ回路に代わり、スナバダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４、
Ｄｓ２２，Ｄｓ３２、スナバコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ
４、およびスナバ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４が付加されてい
る。
【００１２】図２２，図２３に示されている低損失スナ
バ回路を用いたＮＰＣインバータの動作説明をする。配
線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１，Ｓ２を介して電流が
流れている状態から、自己消弧素子Ｓ１をターンオフさ
せると、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーによ
り、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ
１の端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧
を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向電圧が
加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。これによ
り配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーがスナバコ
ンデンサＣｓ１に流れ込む。このとき、スナバコンデン
サＣｓ１の端子間電圧が上昇し、直流電圧Ｖｄ１より高
くなると、コンデンサＣｓ１の端子間電圧が電圧Ｖｄ１
に等しくなるように余剰電圧はスナバ抵抗Ｒｓ１により
放電される。
【００１３】これらの状態を図２４および図２５に示
す。自己消弧素子Ｓ１には、スナバコンデンサＣｓ１の
電圧が印加され定常的には直流電圧Ｖｄ１が印加され
る。素子Ｓ１がターンオンした場合、コンデンサＣｓ１
は放電せず、直流電圧Ｖｄ１にクランプされたままとな
る。そのためターンオフ時の余剰電圧分だけが抵抗Ｒｓ
１を介して放電されるので、損失の少ないスナバ回路を
達成することができる。
【００１４】次に、自己消弧素子Ｓ２がターンオフする
ときの動作を説明する。自己消弧素子Ｓ２が導通してお
り、配線インダクタンスＬ２、クランプダイオードＤｃ
１および自己消弧素子Ｓ２を介して通電している状態か
ら、自己消弧素子Ｓ２をターンオフさせると、配線イン
ダクタンスＬ２の残留エネルギーにより自己消弧素子Ｓ
２の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ２の端子間電圧がス
ナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧を超過すると、スナ
バダイオードＤｓ２が導通状態となり、配線インダクタ
ンスＬ２の残留エネルギーがスナバコンデンサＣｓ２に
流れ込む。これによりスナバコンデンサＣｓ２の端子間
電圧が上昇し、コンデンサＣｓ２の端子間電圧が直流電
圧Ｖｄ２より高くなっても電荷の行き場がないので、充
電されたままになる。この状態を図２６に示す。
【００１５】図２７は、スナバコンデンサＣｓ２の過充
電された電荷を放電する経路を示している。自己消弧素
子Ｓ２が次にターンオンするときは、前記のスイッチン
グ制御に従い素子Ｓ３もオンの状態にある。放電経路
は、コンデンサＣｓ２→自己消弧素子Ｓ２→Ｓ３→クラ
ンプダイオードＤｃ２→直流電源Ｃｐ２→スナバダイオ
ードＤｓ２２→スナバ抵抗Ｒｓ２となり、スナバコンデ
ンサＣｓ２の端子間電圧は電圧Ｖｄ２にクランプされ、
電圧Ｖｄ２よりも高くなった分の電圧だけ、スナバ抵抗
Ｒｓ２を介して放電する。自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４のス
ナバ回路も同様である。
【００１６】以上述べた図２２および図２３に示す従来
の低損失スナバ回路には、スナバダイオードＤｓ２２，
Ｄｓ３２が新たに必要になる。このダイオードの働きを
以下に述べる。例えば、自己消弧素子Ｓ１とＳ２が導通
状態にあるとき、自己消弧素子Ｓ１の正側端子、すなわ
ちスナバコンデンサＣｓ２の一端の電位は、直流電圧源
の正側端子１０の電位に等しくなる。もし、スナバダイ
オードＤｓ２２が無いと仮定すると、スナバコンデンサ
Ｃｓ２の他端の電位は、直流電圧源の負側端子１２の電
位に等しくなる。つまり、スナバダイオードＤｓ２２
は、スナバコンデンサＣｓ２に直流の全電圧が印加され
るという事態、すなわち素子Ｓ２に直流電圧源の全電圧
が印加されるという事態を防ぐために必要となるのであ
る。スナバダイオードＤｓ３２も同様に、素子Ｓ３に全
電圧が印加されるのを防ぐ。
【００１７】図２２，図２３に示される従来の低損失ス
ナバ回路を用いたＮＰＣインバータの回路構成では、自
己消弧素子のスイッチングにおいて、オンオフの状態の
組み合わせが素子Ｓ１とＳ２、素子Ｓ２とＳ３、素子Ｓ
３とＳ４でなければならないという問題点がある。そこ
で他のスイッチング制御方式の例として、特開平４−２
９５２７９号の提案がある。
【００１８】この制御方式によれば、出力電流の向きに
より、必要な素子だけをオンさせ、無駄なスイッチング
動作を無くして損失の低減を図ることができる。すなわ
ち、出力電流が正のとき、素子Ｓ１，Ｓ２がオンで電圧
レベルはＶｄ１（＝Ｖｄ／２）、出力電流が正のとき、
素子Ｓ２がオンで電圧レベルは０、出力電流が負のと
き、素子Ｓ３がオンで電圧レベルは０、出力電流が負の
とき、素子Ｓ３，Ｓ４がオンで電圧レベルはＶｄ２（＝
−Ｖｄ／２）となる。言い換えると、出力電流が正の
時、素子Ｓ３とＳ４をオフ状態にし、無駄なスイッチン
グを行わせない。また、出力電流が負の時、素子Ｓ１と
Ｓ２をオフ状態にし、無駄なスイッチングを行わせない
ため、スイッチング損失を低減することができる。
【００１９】しかし、この制御方式を、従来の低損失ス
ナバ回路を用いたＮＰＣインバータに適用しようとする
と、以下の問題が生じる。すなわち、例えば、出力電流
が正のとき、素子Ｓ３とＳ４をオフ状態にしたまま、素
子Ｓ２をオン／オフさせる場合が生じる。この場合、素
子Ｓ２をオンさせても素子Ｓ３がオフ状態にあるためス
ナバコンデンサＣｓ２の過電圧分は放電されない。した
がって、素子Ｓ２がオフする毎にコンデンサＣｓ２の電
圧が上昇し、最終的には直流電圧源の全電圧（Ｖｄ＝Ｖ
ｄ１＋Ｖｄ２）にまで充電され、その結果、素子Ｓ２が
過電圧となる。そのため、図２２，図２３に示す低損失
スナバ回路を有するＮＰＣインバータに上記の制御方式
を適用することは困難である。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の電力変換器には次のような問題がある。 １．従来のスイッチングモジュールを用いて電力変換器
を構成した場合、外部配線が長くなり、配線インダクタ
ンスが増大し、その結果、回路動作上の不都合を生ず
る。 ２．配線インダクタンスの影響を少なくするため、スナ
バ回路をスイッチングモジュールにできるだけ近づけて
配置する必要があり、そのためスナバ回路の構成に制約
を受ける。 ３．スイッチングモジュールに近接して設置する従来の
スナバ回路は損失が大きく、変換器の効率が悪くなる。
それに関連して冷却設備が大型にならざるを得ない。 ４．従来の低損失スナバ回路を有する中性点クランプ式
電力変換器では、スイッチング制御上の制約があり、制
御方式によっては、素子に過大な電圧が印加される虞が
ある。
【００２１】したがって本発明は、第一に、電力変換器
の主回路内の配線インダクタンスを低減し、装置全体の
小型化を達成し、さらに低損失スナバ回路を構成しやす
いスイッチングモジュールを提供することを目的とす
る。
【００２２】本発明は、第二に、熱損失の少ないスナバ
回路を備えた電力変換器を提供することを目的とする。
【００２３】さらに本発明は、自己消弧素子のスイッチ
ング制御方式の制約を受けにくい主回路および低損失ス
ナバ回路を有する電力変換器を提供することを目的とす
る。
【００２４】
【００２５】
【課題を解決するための手段】 上記目的を達成するため
に請求項１ 記載の発明は、直列接続された第１および第
２の自己消弧素子と、第１の自己消弧素子に逆並列接続
された第１のダイオードと、第２の自己消弧素子に逆並
列接続された第２のダイオードと、第１の自己消弧素子
と第２の自己消弧素子との接続点にカソードを接続した
第３のダイオードと、第１の自己消弧素子の正側端子に
アノードを接続した第４のダイオードと、第２の自己消
弧素子の負側端子にカソードを接続した第５のダイオー
ドとを具備し、第１の外部端子として第１の自己消弧素
子の正側端子を、第２の外部端子として第２の自己消弧
素子の負側端子を、第３の外部端子として第３のダイオ
ードのアノードを、第４の外部端子として第４のダイオ
ードのカソードを、第５の外部端子として第５のダイオ
ードのアノードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端
子として第１および第２の自己消弧素子の制御信号用端
子を導出したスイッチングモジュールにおいて、第４の
外部端子と第３の外部端子との間、および第３の外部端
子と第５の外部端子との間に、それぞれスナバコンデン
サを外部接続したことを特徴とする。
【００２６】請求項２記載の発明は、直列接続された第
１および第２の自己消弧素子と、第１の自己消弧素子に
逆並列接続された第１のダイオードと、第２の自己消弧
素子に逆並列接続された第２のダイオードと、第１の自
己消弧素子と第２の自己消弧素子との接続点にアノード
を接続した第３のダイオードとを具備し、第１の外部端
子として第１の自己消弧素子の正側端子を、第２の外部
端子として第２の自己消弧素子の負側端子を、第３の外
部端子として第３のダイオードのカソードをそれぞれ導
出し、さらに制御用外部端子として第１および第２の自
己消弧素子の制御信号用端子を導出したスイッチングモ
ジュールにおいて、第１の外部端子と第３の外部端子と
の間、および第３の外部端子と第２の外部端子との間
に、それぞれスナバダイオードとスナバコンデンサの直
列回路を外部接続したことを特徴とする。
【００２７】請求項３記載の発明は、直列接続された第
１および第２の自己消弧素子と、第１の自己消弧素子に
逆並列接続された第１のダイオードと、第２の自己消弧
素子に逆並列接続された第２のダイオードと、第１の自
己消弧素子と第２の自己消弧素子との接続点にアノード
を接続した第３のダイオードとを具備し、第１の外部端
子として第１の自己消弧素子の正側端子を、第２の外部
端子として第２の自己消弧素子の負側端子を、第３の外
部端子として第３のダイオードのカソードをそれぞれ導
出し、さらに制御用外部端子として第１および第２の自
己消弧素子の制御信号用端子を導出したスイッチングモ
ジュールにおいて、第４の外部端子と第３の外部端子と
の間、および第３の外部端子と第５の外部端子との間
に、それぞれスナバコンデンサを外部接続したことを特
徴とする。
【００２８】請求項４記載の発明は、直列接続された第
１および第２の自己消弧素子と、第１および第２の自己
消弧素子にそれぞれ逆並列接続された第１および第２の
ダイオードと、第１の自己消弧素子と第２の自己消弧素
子との接続点にカソードを接続した第３のダイオードと
を具備し、第１の外部端子として第１の自己消弧素子の
正側端子を、第２の外部端子として第２の自己消弧素子
の負側端子を、第３の外部端子として第３のダイオード
のアノードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子と
して第１および第２の自己消弧素子の制御信号用端子を
導出した第１のスイッチングモジュールと、直列接続さ
れた第３および第４の自己消弧素子と、第３および第４
の自己消弧素子にそれぞれ逆並列接続された第４および
第５のダイオードと、第３の自己消弧素子と第４の自己
消弧素子との接続点にアノードを接続した第６のダイオ
ードとを具備し、第１の外部端子として第３の自己消弧
素子の正側端子を、第２の外部端子として第４の自己消
弧素子の負側端子を、第３の外部端子として第６のダイ
オードのカソードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部
端子として第３および第４の自己消弧素子の制御信号用
端子を導出した第２のスイッチングモジュールとを備
え、第１のスイッチングモジュールの第２の外部端子
と、第２のスイッチングモジュールの第１の外部端子と
を接続してその接続点から出力端子を導出し、第１のス
イッチングモジュールの第１の外部端子を直流電圧源の
正側端子に接続し、第１のスイッチングモジュールの第
３の外部端子と第２のスイッチングモジュールの第３の
外部端子を直流電圧源の零電圧端子に接続し、第２のス
イッチングモジュールの第２の外部端子を直流電圧源の
負側端子に接続する、モジュールを用いた中性点クラン
プ式電力変換器において、カソードが第１のスイッチン
グモジュールの第３の外部端子に接続された第１のスナ
バダイオードと、この第１のスナバダイオードのアノー
ドと第１のスイッチングモジュールの第１の外部端子と
の間に接続された第１のスナバコンデンサと、第１のス
ナバダイオードに並列に接続された第１のスナバ抵抗
と、カソードが第１のスイッチングモジュールの第２の
外部端子に接続された第２のスナバダイオードと、第１
のスイッチングモジュールの第３の外部端子と第２のス
ナバダイオードのアノードとの間に接続された第２のス
ナバコンデンサと、第２のスナバダイオードのアノード
と直流電圧源の負側端子との間に接続された第２のスナ
バ抵抗と、アノードが第２のスナバダイオードの第１の
外部端子に接続された第３のスナバダイオードと、この
第３のスナバダイオードのカソードと第２のスナバダイ
オードの第３の外部端子との間に接続された第３のスナ
バコンデンサと、第３のスナバダイオードのカソードと
直流電圧源の正側端子との間に接続された第３のスナバ
抵抗と、アノードが第２のスナバダイオードの第３の外
部端子に接続された第４のスナバダイオードと、この第
４のスナバダイオードのカソードと第２のスナバダイオ
ードの第２の外部端子との間に接続された第４のスナバ
コンデンサと、第４のスナバダイオードに並列に接続さ
れた第４のスナバ抵抗とをさらに具備したことを特徴と
する。
【００２９】請求項５記載の発明は、直列接続された第
１および第２の自己消弧素子と、第１および第２の自己
消弧素子にそれぞれ逆並列接続された第１および第２の
ダイオードと、第１の自己消弧素子と第２の自己消弧素
子との接続点にカソードを接続した第３のダイオード
と、第１の自己消弧素子の正側端子にアノードを接続し
た第４のダイオードと、第２の自己消弧素子の負側端子
にカソードを接続した第５のダイオードとを具備し、第
１の外部端子として第１の自己消弧素子の正側端子を、
第２の外部端子として第２の自己消弧素子の負側端子
を、第３の外部端子として第３のダイオードのアノード
を、第４の外部端子として第４のダイオードのカソード
を、第５の外部端子として第５のダイオードのアノード
をそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子として第１お
よび第２の自己消弧素子の制御信号用端子を導出した第
１のスイッチングモジュールと、直列接続された第３お
よび第４の自己消弧素子と、第３および第４の自己消弧
素子にそれぞれ逆並列接続された第６および第７のダイ
オードと、第３の自己消弧素子と第４の自己消弧素子と
の接続点にカソードを接続した第８のダイオードと、第
３の自己消弧素子の正側端子にアノードを接続した第９
のダイオードと、第４の自己消弧素子の負側端子にカソ
ードを接続した第１０のダイオードとを具備し、第１の
外部端子として第３の自己消弧素子の正側端子を、第２
の外部端子として第３の自己消弧素子の負側端子を、第
３の外部端子として第８のダイオードのアノードを、第
４の外部端子として第９のダイオードのカソードを、第
５の外部端子として第１０のダイオードのアノードをそ
れぞれ導出し、さらに制御用外部端子として第３および
第４の自己消弧素子の制御信号用端子を導出した第２の
スイッチングモジュールとを備え、第１のスイッチング
モジュールの第２の外部端子と第２のスイッチングモジ
ュールの第１の外部端子とを接続してその接続点から出
力端子を導出し、第１のスイッチングモジュールの第１
の外部端子を直流電圧源の正側端子に接続し、第１のス
イッチングモジュールの第３の外部端子と第２のスイッ
チングモジュールの第３の外部端子を直流電圧源の零電
圧端子に接続し、第２のスイッチングモジュールの第２
の外部端子を直流電圧源の負側端子に接続する、モジュ
ールを用いた中性点クランプ式電力変換器において、第
１のスイッチングモジュールの第１および第４の外部端
子の間に接続された第１のスナバ抵抗と、第１のスイッ
チングモジュールの第３および第４の外部端子の間に接
続された第１のスナバコンデンサと、第１のスイッチン
グモジュールの第３および第５の外部端子の間に接続さ
れた第２のスナバコンデンサと、第１のスイッチングモ
ジュールの第５の外部端子と直流電圧源の負側端子との
間に接続される第２のスナバ抵抗と、第２のスイッチン
グモジュールの第２および第５の外部端子の間に接続さ
れた第３のスナバ抵抗と、第２のスイッチングモジュー
ルの第３および第５の外部端子の間に接続された第３の
スナバコンデンサと、第２のスイッチングモジュールの
第３および第４の外部端子の間に接続された第４のスナ
バコンデンサと、第２のスイッチングモジュールの第４
の外部端子と直流電圧源の正側端子との間に接続される
第４のスナバ抵抗とをさらに具備したことを特徴とす
る。
【００３０】
【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞ （構成） 図１および図２は本発明の第１の実施形態で用いられる
スイッチングモジュールＳＭ１を示すものである。
【００３１】図１に示すモジュールＳＭ１は中性点クラ
ンプ式電力変換器において、直流電源の正側に接続して
用いられる。モジュールＳＭ１は、図示のごとく例えば
ＩＧＢＴ（ゲート絶縁型バイポーラトランジスタ）から
なり、直列接続された２個の自己消弧素子Ｓ１およびＳ
２と、各自己消弧素子に個々に逆並列接続されたフリー
ホイリング用ダイオードＤ１およびＤ２と、２個の自己
消弧素子の接続点にカソードを接続したクランプ用ダイ
オードＤｃ１とからなっている。このモジュールＳＭ１
では、第１の外部端子１として自己消弧素子Ｓ１のコレ
クタすなわち正側端子を、第２の外部端子２として自己
消弧素子Ｓ２のエミッタすなわち負側端子を、第３の外
部端子３としてダイオードＤｃ１のアノードを引き出
し、さらに各自己消弧素子のゲート信号用端子３１およ
び３２を外部に引き出している。
【００３２】図２はモジュールＳＭ１の構造例を示すも
のである。モジュールＳＭ１の上面中央部に第１〜第３
の外部端子１〜３をほぼ等間隔に、またモジュールＳＭ
１の一段低い両端部にゲート信号用端子３１および３２
を形成している。
【００３３】図３および図４はは中性点クランプ式電力
変換器において、直流電源の負側に接続して用いられる
スイッチングモジュールＳＭ５を示すものである。この
スイッチングモジュールＳＭ５は図１および図２のスイ
ッチングモジュールＳＭ１と直列接続して用いられる。
【００３４】図３に示すスイッチングモジュールＳＭ５
は、図１および図２のスイッチングモジュールＳＭ１に
おけるダイオードＤｃ１の代わりに、それと逆向きのダ
イオードＤｃ２を備えたものに相当する。すなわち、モ
ジュールＳＭ５は、直列接続された２個の自己消弧素子
Ｓ３，Ｓ４と、各自己消弧素子に個々に逆並列接続され
たフリーホイリング用ダイオードＤ３，Ｄ４と、２個の
自己消弧素子の接続点にアノードを接続したクランプ用
ダイオードＤｃ２とからなっている。このモジュールＳ
Ｍ５は、第１の外部端子１として自己消弧素子Ｓ３のコ
レクタすなわち正側端子を、第２の外部端子２として自
己消弧素子Ｓ４のエミッタすなわち負側端子を、第３の
外部端子３としてダイオードＤｃ２のカソードを引き出
し、さらに各自己消弧素子のゲート信号用端子３１およ
び３２を外部に引き出している。
【００３５】図４はモジュールＳＭ５の構造例を示すも
のである。モジュールＳＭ５の上面中央部に第１〜第３
の外部端子１〜３をほぼ等間隔に、またモジュールＳＭ
５の一段低い両端部にゲート信号用端子３１および３２
を形成している。
【００３６】図５および図６は、図１および図２のモジ
ュールＳＭ１および図３および図４のモジュールＳＭ５
を直列接続した形で組み込んで構成された低損失スナバ
回路を具備したＮＰＣインバータの一実施形態を示すも
のである。ここにはインバータの１相分（Ｕ相）の主回
路が示されており、三相出力インバータの場合はＶ相お
よびＷ相も同様に構成される。
【００３７】図５に示すＮＰＣインバータＰＣ１の各モ
ジュールＳＭ１，ＳＭ５にはスナバ回路が接続されてい
る。スナバ回路は、スナバコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４、
スナバダイオードＤｓ１〜ＤＳ４、およびスナバ抵抗Ｒ
ｓ１〜Ｒｓ４からなっている。直流電圧源（電圧Ｖｄ）
から正側端子１０、零電圧端子１１および負側端子１２
が導出され、正側端子１０と零電圧端子１１の間、およ
び零電圧端子１１と負側端子１２の間にそれぞれコンデ
ンサ電圧として図示された電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２の直流電
源が示されている。正負両電源端子１０，１２は直列接
続の２個のモジュールの両端、すなわちモジュールＳＭ
１の外部端子１と、モジュールＳＭ５の外部端子２に接
続される。モジュールＳＭ１の外部端子２およびモジュ
ールＳＭ５の外部端子１は出力端子２０に接続される。
また両モジュールの外部端子３はそれぞれ零電圧端子１
１に接続されている。これら電源への配線インダクタン
スはそれぞれＬ１〜Ｌ３で示されている。
【００３８】スイッチングモジュールＳＭ１の第３の外
部端子３に第１のスナバダイオードＤｓ１のカソードが
接続され、このスナバダイオードＤｓ１のアノードとス
イッチングモジュールＳＭ１の第１の外部端子１との間
に第１のスナバコンデンサＣｓ１が接続されている。ス
ナバダイオードＤｓ１に並列に第１のスナバ抵抗Ｒｓ１
が接続されている。スイッチングモジュールＳＭ１の第
２の外部端子２に第２のスナバダイオードＤｓ２のカソ
ードが接続され、スイッチングモジュールＳＭ１の第３
の外部端子３とスナバダイオードＤｓ２のアノードとの
間に第２のスナバコンデンサＣｓ２が接続されている。
スナバダイオードＤｓ２のアノードと直流電圧源の負側
端子１２との間に第２のスナバ抵抗Ｒｓ２が接続されて
いる。同様に、スイッチングモジュールＳＭ５の第１の
外部端子１に第３のスナバダイオードＤｓ３のアノード
が接続され、そのカソードとスイッチングモジュールＳ
Ｍ５の第３の外部端子３との間に第３のスナバコンデン
サＣｓ３が接続されている。スナバダイオードＤｓ３の
カソードと直流電圧源の正側端子１０との間に第３のス
ナバ抵抗Ｒｓ３が接続されている。スイッチングモジュ
ールＳＭ５の第３の外部端子３に第４のスナバダイオー
ドＤｓ４のアノードが接続され、そのカソードとスイッ
チングモジュールＳＭ５の第２の外部端子２との間に第
４のスナバコンデンサＣｓ４が接続され、さらにスナバ
ダイオードＤｓ４に第４のスナバ抵抗Ｒｓ４が並列に接
続されている。
【００３９】図６は、図５のモジュールＳＭ１，ＳＭ５
の内部構成を併せて示した回路結線図であり、実質的に
図５と同一である。
【００４０】スイッチング動作と電圧レベルの関係の一
例を以下に示す。自己消弧素子Ｓ１とＳ２がオンのと
き、電圧Ｖｄ１を出力し、自己消弧素子Ｓ２とＳ３がオ
ンのとき、０の電圧を出力し、自己消弧素子Ｓ３とＳ４
がオンのとき、電圧Ｖｄ２を出力する。説明の簡略化の
ため、ここでは、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とする。
【００４１】ＮＰＣインバータでは、例えば、自己消弧
素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたとすると、直流電圧Ｖ
ｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３−クランプダイオードＤｃ
２の経路で短絡し、過大な短絡電流が素子に流れる。こ
れを防ぐために、素子Ｓ１とＳ３を逆動作させ、素子Ｓ
２とＳ４を逆動作させる。
【００４２】配線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１、Ｓ２
を介して電流が流れている状態を想定する。このとき、
スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧はＶｄ１であり、
すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ１を
ターンオフさせると、配線インダクタンスＬ１の残留エ
ネルギーにより、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇
する。この端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子
間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向
の電圧が加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。
これにより、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギー
が図５に示すようにスナバコンデンサＣｓ１に流れ込み
吸収される。
【００４３】スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧が上
昇しても、直流電圧Ｖｄ１にクランプされているため、
スナバ抵抗Ｒｓ１によりコンデンサＣｓ１の端子間電圧
がＶｄ１に等しくなるように余剰電圧は放電される。こ
の放電の電流経路は図６に示すように、Ｃｓ１−Ｌ１一
Ｃｐ１−Ｌ２−Ｒｓ１−Ｃｓ１である。自己消弧素子Ｓ
１は、スナバコンデンサＣｓ１の電圧にクランプされて
いるため、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧をほぼ電圧Ｖ
ｄ１の状態に保つことができる。素子Ｓ１が再びターン
オンしても、スナバコンデンサＣｓ１は放電せずに電圧
Ｖｄ１の電圧を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ１
によって消費される損失は、スナバコンデンサＣｓ１に
充電されていた余剰電圧のみであり、従来の放電型スナ
バ回路に比べ損失を大幅に低減することができる。
【００４４】自己消弧素子Ｓ２の動作およびそのスナバ
回路の作用も素子Ｓ１の場合と同様である。配線インダ
クタンスＬ２とクランプダイオードＤｃ１、素子Ｓ２，
Ｓ３を介して電流が流れている状態を想定する。このと
き、スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧はＶｄ２であ
り、すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ
２をターンオフさせると、配線インダクタンスＬ２の残
留エネルギーにより、自己消弧素子Ｓ２の端子間電圧が
上昇する。素子Ｓ２の端子間電圧がスナバコンデンサＣ
ｓ２の端子間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ
２に順方向の電圧が加わり、ダイオードＤｓ２が導通状
態となる。これにより配線インダクタンスＬ２の残留エ
ネルギーがスナバコンデンサＣｓ２に流れ込み吸収され
る。スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧は上昇する
が、電圧Ｖｄ２にクランプされているため、スナバ抵抗
Ｒｓ２により端子間電圧が電圧Ｖｄ２に等しくなるよう
に余剰電圧は放電される。素子Ｓ２が再びターンオンし
ても、スナバコンデンサＣｓ２は放電せずに電圧Ｖｄ２
を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２によって消費
される損失はスナバコンデンサＣｓ２に充電されていた
余剰電圧のみであり、従来の放電型スナバ回路に比べ損
失を大幅に低減することができる。また、従来の低損失
スナバ回路と比較すると、従来の低損失スナバ回路にお
いては、スナバコンデンサＣｓ２に充電されている余剰
電圧が放電されるためには、素子Ｓ２が再びターンオン
となり、かつ、素子Ｓ３もオンの状態でなければならな
い。しかし、本発明による低損失スナバ回路では、素子
Ｓ２の動作状態にかかわらず、スナバコンデンサＣｓ２
および素子Ｓ２の端子間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２
と等しくなる。
【００４５】自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４のスナバ回路につ
いても上記の素子Ｓ３，Ｓ４の場合と同様である。
【００４６】本実施形態によれば、例えば、特開平４−
２９５２７９号公報に開示されている制御方式も適用で
きる。この制御方式によれば、出力電流の向きにより必
要な素子だけオンさせ、無駄なスイッチング動作を無く
して損失の低減を図ることができる。例えば、出力電流
が正のとき素子Ｓ３とＳ４をオフの状態に固定してお
く。また、出力電圧が負のとき素子Ｓ１とＳ２をオフの
状態にしておく。これにより無駄なスイッチングをなく
し、スイッチング損失を低減することができる。
【００４７】この制御方式を本発明によるＮＰＣインバ
ータに適用した場合と従来の低損失スナバ回路を有する
ＮＰＣインバータに適用した場合を比較してみる。例え
ば、出力電流が正で素子Ｓ３とＳ４がオフの状態となっ
ている状態で、素子Ｓ２をオン／オフさせる場合、従来
の低損失スナバ回路では、スナバコンデンサＣｓ２に充
電されている余剰電圧が放電されるためには、素子Ｓ２
が再びターンオンとなり、かつ、素子Ｓ３もオンの状態
でなければスナバコンデンサＣｓ２に充電されている余
剰電圧は放電されない。しかし、本発明による低損失ス
ナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態にかかわらず、スナ
バコンデンサＣｓ２の余剰電圧を放電することができ、
スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２の端子間電圧は
定常的に直流電圧Ｖｄ２と等しくすることができる。
【００４８】本発明による低損失スナバ回路では、従来
の低損失スナバ回路（図２２，２３）において必要であ
った、スナバダイオードＤｓ２２およびＤｓ３２の必要
がなくなる。図５の回路において、例えば、自己消弧素
子Ｓ１とＳ２が導通状態にあることを仮定する。このと
き、スナバコンデンサＣｓ２の一方の端子の電位は、配
線インダクタンスＬ２が小さいため、ほぼ直流電圧源の
零電圧端子１１に等しくなる。また、スナバコンデンサ
Ｃｓ２の他方の端子の電位は、直流電圧源の負側端子１
２の電位に等しくなる。この作用により、本発明による
低損失スナバ回路においては、従来の低損失スナバ回路
において問題となっていた、スナバコンデンサＣｓ２に
直流電圧の全電圧が印加されることはない。
【００４９】（作用および効果） 電力変換器を構成するための２個の自己消弧素子Ｓ１，
Ｓ２と３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄｃ１を１つのス
イッチングモジュールＳＭ１とし、同様に、２個の自己
消弧素子Ｓ３，Ｓ４と３つのダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ
ｃ２を１つのスイッチングモジュールＳＭ５とすること
により、主回路内の配線インダクタンスを低減すること
ができる。特にクランプ用ダイオードとして機能するダ
イオードＤｃ１（Ｄｃ２）と２個の自己消弧素子Ｓ１，
Ｓ２（Ｓ３，Ｓ４）の接続点との間の配線を極小化する
ことにより低損失スナバ回路を構成しやすいスイッチン
グモジュールとし、回路全体を小型化することができ
る。
【００５０】本発明によるＮＰＣインバータは、従来の
低損失スナバ回路を持つＮＰＣインバータに対し、自己
消弧素子のスイッチング制御が限定されない利点があ
る。さらに、従来の低損失スナバ回路において必要とさ
れていた外部スナバダイオードＤｓ２２、Ｄｓ３２を不
要とし、ダイオードの数を低減することができるという
利点がある。
【００５１】配線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１、Ｓ２
を介して電流が流れている状態を想定する。このとき、
スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧はＶｄ１であり、
すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ１を
ターンオフさせると、配線インダクタンスＬ１の残留エ
ネルギーにより、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇
する。この端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子
間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向
の電圧が加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。
これにより、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギー
が図５に示すようにスナバコンデンサＣｓ１に流れ込み
吸収される。
【００５２】スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧が上
昇しても、直流電圧Ｖｄ１にクランプされているため、
スナバ抵抗Ｒｓ１によりコンデンサＣｓ１の端子間電圧
がＶｄ１に等しくなるように余剰電圧は放電される。こ
の放電の電流経路は図６に示すように、Ｃｓ１一Ｌ１一
Ｃｐ１一Ｌ２一Ｒｓ１一Ｃｓ１である。自己消弧素子Ｓ
１は、スナバコンデンサＣｓ１の電圧にクランプされて
いるため、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧をほぼ電圧Ｖ
ｄ１の状態に保つことができる。素子Ｓ１が再びターン
オンしても、スナバコンデンサＣｓ１は放電せずに電圧
Ｖｄ１の電圧を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ１
によって消費される損失は、スナバコンデンサＣｓ１に
充電されていた余剰電圧のみであり、従来の放電型スナ
バ回路に比べ損失を大幅に低減することができる。
【００５３】自己消弧素子Ｓ２の動作およびそのスナバ
回路の作用も素子Ｓ１の場合と同様である。配線インダ
クタンスＬ２とクランプダイオードＤｃ１、素子Ｓ２，
Ｓ３を介して電流が流れている状態を想定する。このと
き、スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧はＶｄ２であ
り、すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ
２をターンオフさせると、配線インダクタンスＬ２の残
留エネルギーにより、自己消弧素子Ｓ２の端子間電圧が
上昇する。素子Ｓ２の端子間電圧がスナバコンデンサＣ
ｓ２の端子間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ
２に順方向の電圧が加わり、ダイオードＤｓ２が導通状
態となる。これにより配線インダクタンスＬ２の残留エ
ネルギーがスナバコンデンサＣｓ２に流れ込み吸収され
る。スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧は上昇する
が、電圧Ｖｄ２にクランプされているため、スナバ抵抗
Ｒｓ２により端子間電圧が電圧Ｖｄ２に等しくなるよう
に余剰電圧は放電される。素子Ｓ２が再びターンオンし
ても、スナバコンデンサＣｓ２は放電せずに電圧Ｖｄ２
を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２によって消費
される損失はスナバコンデンサＣｓ２に充電されていた
余剰電圧のみであり、従来の放電型スナバ回路に比べ損
失を大幅に低減することができる。また、従来の低損失
スナバ回路と比較すると、従来の低損失スナバ回路にお
いては、スナバコンデンサＣｓ２に充電されている余剰
電圧が放電されるためには、素子Ｓ２が再びターンオン
となり、かつ、素子Ｓ３もオンの状態でなければならな
い。しかし、本発明による低損失スナバ回路では、素子
Ｓ２の動作状態にかかわらず、スナバコンデンサＣｓ２
および素子Ｓ２の端子間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２
と等しくなる。
【００５４】＜第２の実施形態＞ （構成） 図９および図１０は本発明の第２の実施形態において直
流電源の正側に配置して用いられるスイッチングモジュ
ールＳＭ３を示すものである。図９は回路構成を示し、
図１０は構造例を示すものである。
【００５５】このモジュールＳＭ３は、図１，図２のモ
ジュールＳＭ１に比較し、自己消弧素子Ｓ１の正側端子
すなわちコレクタにアノードを接続した第４のダイオー
ドＤｓ１、および自己消弧素子Ｓ２の負側端子にカソー
ドを接続した第５のダイオードＤｓ２を付加的に備え、
さらに第４の外部端子４としてダイオードＤｓ１のカソ
ードを、また第５の外部端子５としてダイオードＤｓ２
のアノードを引き出しているのが特徴である。第１の外
部端子を第１の自己消弧素子Ｓ１の正側から導出し、第
２の外部端子を自己消弧素子Ｓ２の負側から導出し、第
３の外部端子をダイオードＤｃ１のアノードから導出し
ていることは、第１の実施形態の場合と同様である。
【００５６】図１０において、モジュールＳＭ３の上面
中央部に第１〜第５の外部端子１〜５を、またモジュー
ルＳＭ３の一段低い両端部にゲート信号用端子３１およ
び３２を形成している。
【００５７】図１１および図１２は直流電源の負側に配
置して用いられるスイッチングモジュールＳＭ７を示す
ものである。図１１は回路構成を示し、図１２は構造例
を示すものである。
【００５８】図１１，１２のモジュールＳＭ７は、図
９，１０に示したモジュールＳＭ３に比較し、回路的に
はダイオードＤｃ１の代わりに、それと逆向きのダイオ
ードＤｃ２を備えた点が特徴である。すなわち、第１の
外部端子を第３の自己消弧素子Ｓ３の正側から導出し、
第２の外部端子を自己消弧素子Ｓ４の負側から導出し、
第３の外部端子をダイオードＤｃ１のカソードから導出
し、第４の外部端子をダイオードＤｓ３のカソードか
ら、また第５の外部端子５をダイオードＤｓ４のアノー
ドからそれぞれ導出している。
【００５９】図１２はモジュールＳＭ７の構造例を示す
ものである。モジュールＳＭ７の上面中央部に第１〜第
５の外部端子１〜５を、またモジュールＳＭ７の一段低
い両端部にゲート信号用端子３１および３２を形成して
いる。
【００６０】図１３は、モジュールＳＭ３およびＳＭ７
を組み込んで構成されたＮＰＣインバータＰＣ３を示す
ものであり、図１４は図１３のインバータの回路構成を
示す結線図である。図は１相分（Ｕ相）の主回路を示
し、三相出力インバータの場合はＶ相およびＷ相も同様
に構成される。
【００６１】図１３に示すＮＰＣインバータＰＣ３は、
モジュールＳＭ３とモジュールＳＭ７を直列接続した形
で用いられている。各モジュールＳＭ３，ＳＭ７には図
５，６のものとは異なるスナバ回路が接続されている。
この実施形態のスナバ回路は、各モジュールに内蔵され
ているスナバダイオード（Ｄｓ１〜Ｄｓ４）を除いて、
スナバコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４およびスナバ抵抗Ｒｓ
１〜Ｒｓ４からなっている。ここでは、モジュール外で
スナバダイオードは用いられていない。直流電圧源（電
圧Ｖｄ）から正側端子１０、零電圧端子１１および負側
端子１２が導出され、正側端子１０と零電圧端子１１の
間、および零電圧端子１１と負側端子１２の間にそれぞ
れコンデンサＣｐ１ないしＣｐ２が接続され、コンデン
サＣｐ１，Ｃｐ２の電圧がそれぞれＶｄ１，Ｖｄ２で示
されている。正負両電源端子１０，１２は直列接続の２
個のモジュールの両端、すなわちモジュールＳＭ３の外
部端子１と、モジュールＳＭ７の外部端子２に接続され
る。モジュールＳＭ３の外部端子２およびモジュールＳ
Ｍ７の外部端子１は出力端子２０に接続される。また両
モジュールの外部端子３はそれぞれ零電圧端子１１に接
続されている。これら電源への配線インダクタンスはそ
れぞれＬ１〜Ｌ３で示されている。
【００６２】スイッチングモジュールＳＭ３の第１およ
び第４の外部端子１，４間に第１のスナバ抵抗Ｒｓ１が
接続され、第３および第４の外部端子３，４間に第１の
スナバコンデンサＣｓ１が接続され、第３および第５の
外部端子３，５間に第２のスナバコンデンサＣｓ２が接
続され、第５の外部端子５と電源負側端子１２との間に
第２のスナバ抵抗Ｒｓ２が接続されている。同様に、ス
イッチングモジュールＳＭ７の第４の外部端子４と直流
電圧源の正側端子１０との間に第３のスナバ抵抗Ｒｓ３
が接続され、第３および第４の外部端子３，４間に第３
のスナバコンデンサＣｓ３が接続され、第３および第５
の外部端子３，５間に第４のスナバコンデンサＣｓ４が
接続され、第２および第５の外部端子２，５間に第４の
スナバ抵抗Ｒｓ４が接続されている。
【００６３】（作用および効果） 図１３，１４に示すインバータＰＣ３における自己消弧
素子のスイッチング動作と電圧レベルの関係の一例を以
下に示す。自己消弧素子Ｓ１とＳ２がオンのとき、電圧
Ｖｄ１を出力し、自己消弧素子Ｓ２とＳ３がオンのとき
０電圧を出力し、自己消弧素子Ｓ３とＳ４がオンのと
き、電圧Ｖｄ２を出力する。説明の簡略化のため、ここ
では、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とする。
【００６４】ＮＰＣインバータでは、例えば、すでに述
べたように自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたと
すると、直流電圧Ｖｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３−クラ
ンプダイオードＤｃ２の経路で短絡し、過大な短絡電流
が素子に流れる。これを防ぐため、素子Ｓ１とＳ３を逆
動作させ、素子Ｓ２とＳ４を逆動作させる。
【００６５】配線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１，Ｓ２
を介して電流が流れている状態を想定する。このとき、
スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧はＶｄ１であり、
すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ１を
ターンオフさせると、配線インダクタンスＬ１の残留エ
ネルギーにより、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇
する。端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子間電
圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向の電
圧が加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。これ
により、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーがス
ナバコンデンサＣｓ１に流れ込み吸収される。この状態
を図１５に示す。このとき、スナバコンデンサＣｓ１の
端子間電圧は上昇するが、直流電圧Ｖｄ１にクランプさ
れているため、スナバ抵抗Ｒｓ１により、端子間電圧が
Ｖｄ１に等しくなるように余剰電圧は図１２に示される
Ｃｓ１→Ｒｓ１の経路で放電される。自己消弧素子Ｓ１
は、スナバコンデンサＣｓ１の電圧にクランプされてい
るため、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧をほぼＶｄ１に
保つことができる。
【００６６】素子Ｓ１が再びターンオンしても、スナバ
コンデンサＣｓ１は放電せずに電圧Ｖｄ１を維持する。
このため、スナバ抵抗Ｒｓ１によって消費される損失
は、スナバコンデンサＣｓ１に充電されていた余剰電圧
のみであり、従来の放電型のスナバ回路に比べ損失を大
幅に低減することができる。
【００６７】自己消弧素子Ｓ２の動作およびそのスナバ
回路について説明する。配線インダクタンスＬ２とクラ
ンプダイオードＤｃ１、素子Ｓ２，Ｓ３を介して電流が
流れている状態を想定する。このとき、スナバコンデン
サＣｓ２の端子間電圧はＶｄ２であり、すでに充電され
ている状態にある。自己消弧素子Ｓ２をターンオフさせ
ると、配線インダクタンスＬ２の残留エネルギーによ
り、自己消弧素子Ｓ２の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ
２の端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧
を超過すると、スナバダイオードＤｓ２に順方向の電圧
が加わり、ダイオードＤｓ２が導通状態となる。これに
より配線インダクタンスＬ２の残留エネルギーがスナバ
コンデンサＣｓ２に流れ込み吸収される。スナバコンデ
ンサＣｓ２の端子間電圧は上昇するが、電圧Ｖｄ２にク
ランプされているため、スナバ抵抗Ｒｓ２により端子間
電圧がＶｄ２に等しくなるように余剰電圧は放電され
る。素子Ｓ２が再びターンオンしても、スナバコンデン
サＣｓ２は放電せずに電圧Ｖｄ２を維持する。このた
め、スナバ抵抗Ｒｓ２によって消費される損失は、スナ
バコンデンサＣｓ２に充電されていた余剰電圧のみであ
り、従来の放電型のスナバ回路に比べ損失を大幅に低減
することができる。また、従来の低損失スナバ回路と比
較すると、従来の低損失スナバ回路においては、スナバ
コンデンサＣｓ２に充電されている余剰電圧が放電され
るためには、素子Ｓ２が再びターンオンとなり、かつ、
素子Ｓ３もオンの状態でなければならない。しかし、本
発明による低損失スナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態
にかかわらず、スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２
の端子間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２に等しくなる。
【００６８】自己消弧素子Ｓ３およびＳ４のスナバ回路
についても上記と同様である。
【００６９】本実施例の構成によれぱ、例えば、特開平
４−２９５２７９号公報に示されている制御方式も適用
できる。この制御方式によれば、出力電流の向きにより
必要な素子だけオンさせ、無駄なスイッチング動作を無
くして損失の低減を図ることができる。例えば、出力電
流が正のとき素子Ｓ３とＳ４をオフの状態に固定してお
く。また、出力電圧が負のとき素子Ｓ１とＳ２をオフの
状態にしておく。これにより無駄なスイッチングをなく
し、スイッチング損失を低減することができる。
【００７０】この制御方式を本発明によるＮＰＣインバ
ータに適用した場合と従来の低損失スナバ回路を有する
ＮＰＣインバータに適用した場合とを比較する。例え
ば、出力電流が正で素子Ｓ３とＳ４がオフの状態となっ
ている状態で、素子Ｓ２をオン／オフさせる場合、従来
の低損失スナバ回路においては、スナバコンデンサＣｓ
２に充電されている余剰電圧が放電されるためには、素
子Ｓ２が再びターンオンとなり、かつ、素子Ｓ３もオン
の状態でなければスナバコンデンサＣｓ２に充電されて
いる余剰電圧は放電されない。しかし、本発明による低
損失スナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態にかかわら
ず、スナバコンデンサＣｓ２の余剰電圧を放電すること
ができ、スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２の端子
間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２と等しくすることがで
きる。
【００７１】本発明による低損失スナバ回路において
は、従来の低損失スナバ回路（図２２，２３）において
必要であったスナバダイオードＤｓ２２およびＤｓ３２
の必要がない。図１４において、例えば、自己消弧素子
Ｓ１とＳ２が導通状態にあることを仮定する。このと
き、スナバコンデンサＣｓ２の一端の電位は、配線イン
ダクタンスＬ２が小さいため、ほぼ直流電圧源の零電圧
端子１１の電位に等しくなる。また、スナバコンデンサ
Ｃｓ２の他端の電位は直流電圧源の負側端子１２に等し
くなる。この作用により、本発明による低損失スナバ回
路においては、従来の低損失スナバ回路において問題と
なっていた、スナバコンデンサＣｓ２に直流電圧の全電
圧が印加されるということがない。
【００７２】本実施形態によれば、ＮＰＣインバータの
低損失スナバ回路を提供することができる。また、発明
のＮＰＣインバータは、従来の低損失スナバ回路を持つ
ＮＰＣインバータに対し、自己消弧素子のスイッチング
制御が限定されない利点がある。さらに、従来の低損失
スナバ回路において必要とされていた外部スナバダイオ
ードＤｓ２２，Ｄｓ３２を不要とし、ダイオードの数を
低減できるという利点がある。
【００７３】
【発明の効果】以上詳述したところから明らかなよう
に、本発明によれば次のような効果を奏することができ
る。 １． 本発明のスイッチングモジュールによれば、外部
配線を最短化し、配線インダクタンスの低減と装置の小
型化を図ることができる。特に、第３のダイオードと自
己消弧素子との間の配線長を最短化することにより、中
性点クランプ式インバータにおける低損失スナバ回路の
構成を容易にするスイッチングモジュールを提供するこ
とができる。また、２レベル出力インバータおよび３レ
ベル出力インバータ（中性点クランプ式インバータ）に
共用できるスイッチングモジュールを提供することがで
き、標準化に適したモジュールを提供することができ
る。 ２． 本発明の低損失スナバ回路を有する中性点クラン
プ式インバータは部品数を低減することができ、さら
に、スナバコンデンサの放電動作においてスイッチング
制御方式に依存せず、熱損失の少ないスナバ回路を備え
た高効率の電力変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態による第１のスイッチ
ングモジュールの内部結線図。
【図２】（ａ）は図１のモジュールの構造を示す平面
図、（ｂ）はその正面図。
【図３】本発明の第１の実施形態による第２のスイッチ
ングモジュールの内部結線図。
【図４】（ａ）は図３のモジュールの構造を示す平面
図、（ｂ）はその正面図。
【図５】本発明の第１の実施形態による第１および第２
のスイッチングモジュールを用いて構成された、低損失
スナバ回路を有する中性点クランプ式電力変換器の一実
施形態を示す結線図。
【図６】図５の電力変換器のモジュール内部結線を併せ
て示す回路図。
【図７】図５，６の電力変換器におけるスナバコンデン
サの充電動作を説明するための説明図。
【図８】図５，６の電力変換器におけるスナバコンデン
サとスナバ抵抗による放電動作を説明するための説明
図。
【図９】本発明の第２の実施形態による第１のスイッチ
ングモジュールの内部結線図。
【図１０】（ａ）は図９のモジュールの構造を示す平面
図、（ｂ）はその正面図。
【図１１】本発明の第２の実施形態による第２のスイッ
チングモジュールの内部結線図。
【図１２】（ａ）は図１１のモジュールの構造を示す平
面図、（ｂ）はその正面図。
【図１３】本発明の第２の実施形態による第１および第
２のスイッチングモジュールを用いて構成された、低損
失スナバ回路を有する中性点クランプ式電力変換器の一
実施形態を示す結線図。
【図１４】図１３の電力変換器のモジュール内部結線を
併せて示す回路図。
【図１５】図１３，１４の電力変換器におけるスナバコ
ンデンサの充電動作を説明するための説明図。
【図１６】図１３，１４の電力変換器におけるスナバコ
ンデンサとスナバ抵抗による放電動作を説明するための
説明図。
【図１７】従来のスイッチングモジュールの一例を示す
内部結線図。
【図１８】図１７のスイッチングモジュールを用いた中
性点クランブ式電力変換器の主回路構成を示す結線図。
【図１９】図１８の電力変換器の詳細な内部回路構成を
示す結線図。
【図２０】図１９の回路による自己消弧素子のターンオ
フに伴うスナバコンデンサヘの充電動作を説明するため
の説明図。
【図２１】図１９の回路による自己消弧素子のターンオ
ンに伴うスナバコンデンサの放電動作を説明するための
説明図。
【図２２】従来の低損失スナバ回路を有する中性点クラ
ンプ式電力変換器の主回路構成を示す結線図。
【図２３】図２２の電力変換器の主回路に従来のスイッ
チングモジュールを適用した構成例を示す回路図。
【図２４】図２２の低損失スナバ回路における自己消弧
素子のターンオフに伴うスナバコンデンサへの充電動作
を説明するための説明図。
【図２５】図２２の低損失スナバ回路におけるスナバコ
ンデンサの放電動作を説明するための説明図。
【図２６】図２２の低損失スナバ回路における自己消弧
素子のターンオフに伴うスナバコンデンサへの充電動作
を説明するための説明図。
【図２７】図２２の低損失スナバ回路におけるスナバコ
ンデンサの放電動作を説明するための説明図。
【符号の説明】
Ｖｄ，Ｖｄｌ，Ｖｄ２ 直流電圧 ＳＭ１，ＳＭ３，ＳＭ５，ＳＭ７ スイッチングモジュ
ール Ｓ１〜Ｓ４ 自己消弧素子 Ｄｌ〜Ｄ４ フリーホイーリングダイオード Ｄｃ１，Ｄｃ２ クランプダイオード Ｌ１〜Ｌ３ 配線インダクタンス Ｒｓｌ〜Ｒｓ４ スナバ抵抗 Ｃｓｌ〜Ｃｓ４ スナバコンデンサ Ｄｓｌ〜Ｄｓ４、Ｄｓ２２，Ｄｓ３２ スナバダイオー
ド １０ 直流電圧源の正側端子 １１ 直流電圧源の零電圧端子 １２ 直流電圧源の負側端子 ２０ 出力端子

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直列接続された第１および第２の自己消弧
    素子と、前記第１の自己消弧素子に逆並列接続された第
    １のダイオードと、前記第２の自己消弧素子に逆並列接
    続された第２のダイオードと、前記第１の自己消弧素子
    と前記第２の自己消弧素子との接続点にカソードを接続
    した第３のダイオードと、前記第１の自己消弧素子の正
    側端子にアノードを接続した第４のダイオードと、前記
    第２の自己消弧素子の負側端子にカソードを接続した第
    ５のダイオードとを具備し、第１の外部端子として前記第１の自己消弧素子の正側端
    子を、第２の外部端子として前記第２の自己消弧素子の
    負側端子を、第３の外部端子として前記第３のダイオー
    ドのアノードを、第４の外部端子として前記第４のダイ
    オードのカソードを、第５の外部端子として前記第５の
    ダイオードのアノードをそれぞれ導出し、さらに制御用
    外部端子として前記第１および第２の自己消弧素子の制
    御信号用端子を導出したスイッチングモジュールにおい
    て、 前記第４の外部端子と前記第３の外部端子との間、およ
    び前記第３の外部端子と前記第５の外部端子との間に、
    それぞれスナバコンデンサを外部接続したことを特徴と
    するスイッチングモジュール。
  2. 【請求項２】 直列接続された第１および第２の自己消弧
    素子と、前記第１の自己消弧素子に逆並列接続された第
    １のダイオードと、前記第２の自己消弧素子に逆並列接
    続された第２のダイオードと、前記第１の自己消弧素子
    と前記第２の自己消弧素子との接続点にアノードを接続
    した第３のダイオードとを具備し、 第１の外部端子として前記第１の自己消弧素子の正側端
    子を、第２の外部端子として前記第２の自己消弧素子の
    負側端子を、第３の外部端子として前記第３のダイオー
    ドのカソードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子
    として前記第１および第２の自己消弧素子の制御信号用
    端子を導出したスイッチングモジュールにおいて、 前記第１の外部端子と前記第３の外部端子との間、およ
    び前記第３の外部端子と前記第２の外部端子との間に、
    それぞれスナバダイオードとスナバコンデンサ の直列回
    路を外部接続したことを特徴とするスイッチングモジュ
    ール。
  3. 【請求項３】 直列接続された第１および第２の自己消弧
    素子と、前記第１の自己消弧素子に逆並列接続された第
    １のダイオードと、前記第２の自己消弧素子に逆並列接
    続された第２のダイオードと、前記第１の自己消弧素子
    と前記第２の自己消弧素子との接続点にアノードを接続
    した第３のダイオードとを具備し、 第１の外部端子として前記第１の自己消弧素子の正側端
    子を、第２の外部端子として前記第２の自己消弧素子の
    負側端子を、第３の外部端子として前記第３のダイオー
    ドのカソードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子
    として前記第１および第２の自己消弧素子の制御信号用
    端子を導出したスイッチングモジュールにおいて、 前記第４の外部端子と前記第３の外部端子との間、およ
    び前記第３の外部端子と前記第５の外部端子との間に、
    それぞれスナバコンデンサを外部接続したことを特徴と
    するスイッチングモジュール。
  4. 【請求項４】 直列接続された第１および第２の自己消弧
    素子と、前記第１および第２の自己消弧素子にそれぞれ
    逆並列接続された第１および第２のダイオードと、前記
    第１の自己消弧素子と前記第２の自己消弧素子との接続
    点にカソードを接続した第３のダイオードとを具備し、
    第１の外部端子として前記第１の自己消弧素子の正側端
    子を、第２の外部端子として前記第２の自己消弧素子の
    負側端子を、第３の外部端子として前記第３のダイオー
    ドのアノードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子
    として前記第１および第２の自己消弧素子の制御信号用
    端子を導出した第１のスイッチングモジュールと、 直列接続された第３および第４の自己消弧素子と、前記
    第３および第４の自己消弧素子にそれぞれ逆並列接続さ
    れた第４および第５のダイオードと、前記第３の自己消
    弧素子と前記第４の自己消弧素子との接続点にアノード
    を接続した第６のダイオードとを具備し、第１の外部端
    子として前記第３の自己消弧素子の正側端子を、第２の
    外部端子として前記第４の自己消弧素子の負側端子を、
    第３の外部端子として前記第６のダイオードのカソード
    をそれぞれ導出し、さらに制御用 外部端子として前記第
    ３および第４の自己消弧素子の制御信号用端子を導出し
    た第２のスイッチングモジュールと を備え、前記第１の
    スイッチングモジュールの第２の外部端子と、前記第２
    のスイッチングモジュールの第１の外部端子とを接続し
    てその接続点から出力端子を導出し、前記第１のスイッ
    チングモジュールの第１の外部端子を直流電圧源の正側
    端子に接続し、前記第１のスイッチングモジュールの第
    ３の外部端子と前記第２のスイッチングモジュールの第
    ３の外部端子を前記直流電圧源の零電圧端子に接続し、
    前記第２のスイッチングモジュールの第２の外部端子を
    前記直流電圧源の負側端子に接続する、モジュールを用
    いた中性点クランプ式電力変換器において、 カソードが前記第１のスイッチングモジュールの第３の
    外部端子に接続された第１のスナバダイオードと、この
    第１のスナバダイオードのアノードと前記第１のスイッ
    チングモジュールの第１の外部端子との間に接続された
    第１のスナバコンデンサと、前記第１のスナバダイオー
    ドに並列に接続された第１のスナバ抵抗と、カソードが
    前記第１のスイッチングモジュールの第２の外部端子に
    接続された第２のスナバダイオードと、前記第１のスイ
    ッチングモジュールの第３の外部端子と前記第２のスナ
    バダイオードのアノードとの間に接続された第２のスナ
    バコンデンサと、前記第２のスナバダイオードのアノー
    ドと前記直流電圧源の負側端子との間に接続された第２
    のスナバ抵抗と、アノードが前記第２のスナバダイオー
    ドの第１の外部端子に接続された第３のスナバダイオー
    ドと、この第３のスナバダイオードのカソードと前記第
    ２のスナバダイオードの第３の外部端子との間に接続さ
    れた第３のスナバコンデンサと、前記第３のスナバダイ
    オードのカソードと前記直流電圧源の正側端子との間に
    接続された第３のスナバ抵抗と、アノードが前記第２の
    スナバダイオードの第３の外部端子に接続された第４の
    スナバダイオードと、この第４のスナバダイオードのカ
    ソードと前記第２のスナバダイオードの第２の外部端子
    との間に接続された第４のスナバコンデンサと、前記第
    ４のスナバダイオードに並列に接続された第４のスナバ
    抵抗とをさらに具備したことを特徴とする中性点クラン
    プ式電力変換器。
  5. 【請求項５】 直列接続された第１および第２の自己消弧
    素子と、前記第１および第２の自己消弧素子にそれぞれ
    逆並列接続された第１および第２のダイオードと、前記
    第１の自己消弧素子と前記第２の自己消弧素子との接続
    点にカソードを接続した第３のダイオードと、前記第１
    の自己消弧素子の正側端子にアノードを接続した第４の
    ダイオードと、前記第２の自己消弧素子の負側端子にカ
    ソードを接続した第５のダイオードとを具備し、第１の
    外部端子として前記第１の自己消弧素子の正側端子を、
    第２の外部端子として前記第２の自己消弧素子の負側端
    子を、第３の外部端子として前記第３のダイオードのア
    ノードを、第４の外部端子として前記第４のダイオード
    のカソードを、第５の外部端子として前記第５のダイオ
    ードのアノードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端
    子として前記第１および第２の自己消弧素子の制御信号
    用端子を導出した第１のスイッチングモジュールと、 直列接続された第３および第４の自己消弧素子と、前記
    第３および第４の自己消弧素子にそれぞれ逆並列接続さ
    れた第６および第７のダイオードと、前記第３の自己消
    弧素子と前記第４の自己消弧素子との接続点にカソード
    を接続した第８のダイオードと、前記第３の自己消弧素
    子の正側端子にアノードを接続した第９のダイオード
    と、前記第４の自己消弧素子の負側端子にカソードを接
    続した第１０のダイオードとを具備し、第１の外部端子
    として前記第３の自己消弧素子の正側端子を、第２の外
    部端子として前記第３の自己消弧素子の負側端子を、第
    ３の外部端子として前記第８のダイオードのアノード
    を、第４の外部端子として前記第９のダイオードのカソ
    ードを、第５の外部端子として前記第１０のダイオード
    のアノードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子と
    して前記第３および第４の自己消弧素子の制御信号用端
    子を導出した第２のスイッチングモジュールとを備え、
    前記第１のスイッチングモジュールの第２の外部端子と
    前記第２のスイッチングモジュールの第１の外部端子と
    を接続してその接続点から出力端子を導出し、前記第１
    のスイッチングモジュールの第１の外部端子を直流電圧
    源の正側端子に接続し、前記第１のスイッチングモジュ
    ールの第３の外部端子と前記第２のスイッチングモジュ
    ールの第３の外部端子を前記直流電圧源の零電圧端子に
    接続し、前記第２のスイッチングモジュールの第２の外
    部端子を前記直流電圧源の負側端子に接続する、モジュ
    ールを用いた中性点クランプ式電力変換器におい て、 前記第１のスイッチングモジュールの第１および第４の
    外部端子の間に接続された第１のスナバ抵抗と、前記第
    １のスイッチングモジュールの第３および第４の外部端
    子の間に接続された第１のスナバコンデンサと、前記第
    １のスイッチングモジュールの第３および第５の外部端
    子の間に接続された第２のスナバコンデンサと、前記第
    １のスイッチングモジュールの第５の外部端子と前記直
    流電圧源の負側端子との間に接続される第２のスナバ抵
    抗と、前記第２のスイッチングモジュールの第２および
    第５の外部端子の間に接続された第３のスナバ抵抗と、
    前記第２のスイッチングモジュールの第３および第５の
    外部端子の間に接続された第３のスナバコンデンサと、
    前記第２のスイッチングモジュールの第３および第４の
    外部端子の間に接続された第４のスナバコンデンサと、
    前記第２のスイッチングモジュールの第４の外部端子と
    前記直流電圧源の正側端子との間に接続される第４のス
    ナバ抵抗とをさらに具備したことを特徴とする中性点ク
    ランプ式電力変換器。
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