TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum
Kompensieren der Abhängigkeit des nützlichen Sendersignals
von der Übertragungsfunktion eines Kombinierer-Filters in
einem Mobilfunk-Kommunikationssystem.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Kombinierer-Filter, gewöhnlicherweise von Hohlraum- oder
dielektrischem Typ, werden verwendet, um Ausgangssignale von
einigen Leistungsverstärkern und mit verschiedenen Frequenzen
mit einer gemeinsamen Antenne zu verbinden. Die Kombinierer-
Filter werden auf die Frequenzen abgestimmt, die in den
jeweiliegen Leistungsverstärkern verwendet werden. Da die
Übertragungsfunktionen der Kombinierer-Filter nicht ideal
rechteckig sind, kann sich eine nicht akzeptable Phasen- und
Amplitudenverzerrung des Signals, welches durch ein
Kombinierer-Filter läuft, ergeben. Beispielsweise verursacht
die frequenzabhängige Gruppenverzögerung in dem Kombinierer-
Filter einen Phasenfehler. Ferner erzeugt die nicht konstante
Amplitudenantwort innerhalb der Modulationsbandbreite eine
Amplitudenpulsation. Das bedeutet insbesondere, daß
Einzelpol-Filter nicht verwendet werden können, wenn ein sehr
großer Kanalabstand, der breite Filter erlaubt, nicht
verwendet wird.
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Ein Sender in einem Mobilfunksystem ist in der US-A-4868810
gezeigt. Der Sender besitzt mehrere verschiedene Bandpaß-
Filter, die mit einer gemeinsamen Antenne verbunden sind. Das
durch dieses Dokument angesprochene Problem betrifft die
strengen Anforderungen an die Frequenzbeabstandung von an die
Antenne geführten Signalen. Ein digitaler Koppler, der eine
dynamische Kanalzuordnung ermöglicht, wird verwendet, um die
verschiedenen Sender in Gruppen mit den Bandpaß-Filtern zu
verbinden. Der digitale Koppler führt eine Basisband-
Filterung aus.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin,
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- ein Verfahren zum Kompensieren der Abhängigkeit des
nützlichen Sendersignals von der Übertragungsfunktion
eines Kombinierer-Filters in einem Mobilfunk-
Kommunikationssystem vorzusehen, derart, daß die
obigen Phasen- und Amplitudenfehler verringert oder
beseitigt werden können.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch
eine Filterung des nützlichen Sendersignals in Verbindung mit
einer Trägerfrequenzmodulation in dem Basisband mit einem
Filter gelöst, dessen Gesamtübertragungsfunktion wenigstens
näherungsweise den invertierten Wert der Übertragungsfunktion
des Kombinierer-Filters (COMB) transformiert in das Basisband
umfaßt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die Erfindung zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen
davon läßt sich am besten unter Bezugnahme auf die folgende
Beschreibung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen
verstehen. In den Zeichnungen zeigen:
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Fig. 1 die Übertragungsfunktion eines
verzerrungsfreien Kombinierer-Filters;
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Fig. 2 die Übertragungsfunktion eines Einzelpol-
Kombinierer-Filters; und
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Fig. 3 eine Einrichtung zum Durchführen einer
bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens der
vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFUHRUNGSFORMEN
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Figur 1 zeigt schematisch die Übertragungsfunktion eines
verzerrungsfreien Kombinierer-Filters. Dieses
verzerrungsfreie Filter ist dadurch gekennzeichnet, daß es
ein Bandpaß-Filter mit der Verstärkung 1 in dem Durchlaßband
und mit der Verstärkung 0 außerhalb des Durchlaßbandes ist.
Ferner zeigt das Filter eine Phasenverschiebung, die sich
linear mit der Frequenz verändert (die gestrichelte Linie in
Figur 1). Da das nützliche Sendersignal frequenzmoduliert
ist, werden die Amplituden- und/oder Phasenverschiebungen,
die Frequenzverschiebungen in dem Durchlaßband entsprechen,
durch ein derartiges verzerrungsfreies Kombinierer-Filter
nicht verzerrt.
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Allerdings ist es in der Praxis unmöglich, das
verzerrungsfreie Kombinierer-Filter aus Figur 1 zu erhalten.
Figur 2 zeigt die Übertragungsfunktion eines Kombinierer-
Filters, welches oft in der Praxis verwendet wird, nämlich
ein Einzelpol-Filter. In diesem Fall enthält das Durchlaßband
eine sich verändernde Verstärkung und ferner eine
Phasenverschiebung, die sich mit der Frequenz nicht linear
verändert (durch die gestrichelte Linie in Figur 2
dargestellt). Deshalb führen die Frequenzverschiebungen
entsprechend der Amplituden- und/oder Phasenverschiebungen
des nützlichen Sendersignals zu einer Verzerrung des
modulierten Signals.
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Allerdings ist die durch das Kombinierer-Filter verursachte
Verzerrung bekannt, da die Übertragungsfunktion des Filters
bekannt ist. Deshalb kann gemäß der grundlegenden Idee der
Erfindung die durch das Kombinierer-Filter verursachte
Verzerrung kompensiert werden, indem das Sendersignal, bevor
es an das Kombinierer-Filter geführt wird, in einem Filter
gefiltert wird, dessen Übertragungsfunktion innerhalb des
durch das Sendersignal belegten Frequenzbereichs wenigstens
näherungsweise den invertierten Wert der Kombinierer-Filter-
Übertragungsfunktion innerhalb des gleichen Frequenzbereichs
umfaßt.
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Figur 3 zeigt eine Einrichtung zum Durchführen einer
bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens der Erfindung.
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Eine Steuereinrichtung CONT in dem Sender liefert gemäß
bekannter Phasenmodulationstechniken (siehe beispielsweise
"Reference Data for Engineers: Radio, Electronics, Computer
and Comnunications", 1985, 7. Auflage, Herausgeber E.C.
Jordan, Howard W. Sams & Co., Inc., Indianapolis, USA;
Kapitel 23, S. 23-5, Figur 6) Blöcke von digitalen Signalen,
die für eine Modulation aufgezeichnet werden sollen, an zwei
PROMS, die in Figur 3 mit Q und I bezeichnet sind. Die
Ausgangssignale von diesen PROMS entsprechen einer komplexen
Zahl, deren Phase in dieser Ausführungsform zur
Phasenmodulation verwendet wird. Diese Ausgangssignale werden
in jeweiligen D/A-Wandlern umgewandelt und an einen Modulator
MOD geführt, der ebenfalls ein Trägersignal mit einer
Frequenz in der Größenordnung von ungefähr 900 MHz erhält.
Das modulierte Signal wird an einen Leistungsverstärker PA
und danach an das Kombinierer-Filter COMB und schließlich an
die Antenne geführt. Das soweit beschriebene System arbeitet
gemäß der bekannten Prinzipien.
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Eine Möglichkeit gemäß der voranstehenden Beschreibung würde
sein, ein invertiertes Filter zwischen den Modulator MOD und
das Kombinierer-Filter COMB einzufügen. Da ein Kombinierer-
Filter allerdings eine Übertragungsfunktion mit einem
schmalen Maximum bei einer sehr hohen Frequenz (900 MHZ in
dem Beispiel) aufweist, ist die Umsetzung einer derartigen
Lösung schwierig. Deshalb wird genäß der Erfindung die
Übertragungsfunktion des Kombinierer-Filters COMB zunächst in
das Basisband des nützlichen Signals herunter transformiert.
Dort wird sie eine Ähnlichkeit mit der Übertragungsfunktion
eines Tiefpaßfilters aufweisen. Wenn der invertierte Wert der
Übertragungsfunktion dieses Tiefpaßfilters berechnet wird,
wird die Übertragungsfunktion für ein Hochpaßfilter erhalten.
Das nicht modulierte Signal kann deshalb durch ein derartiges
Filter geführt, um die Verzerrung des Kombinierer-Filters zu
kompensieren.
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Eine Ableitung eines Kompensationsfilters zur Kompensation
bereits in den Basisband folgt nun.
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Es sei angenommen, daß das Kombinierer-Filter die folgende
Übertragungsfunktion aufweist:
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wobei ω die Kreisfrequenz des Kombinierer-Signals ist, ωc die
Kreisfrequenz des Trägers ist und Q der Q-Wert des
Kombinierer-Filters ist. Tyische Werte für ωc und Q sind
2π 900 10&sup6; rad/s bzw. 2000.
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Gewünscht ist ein Kompensationsfilter mit der
Übertragungsfunktion H(jωb), die die gleichen Phasen- und
Amplitudeneigenschaften wie 1/Hcomb (j(ωb + ωc)) aufweist,
wobei ωb die Basisband-Kreisfrequenz ist. Das heißt, das
gewünschte Filter besitzt eine Übertragungsfunktion, die
durch die Übertragungsfunktion für das Kombinierer-Filter
transformiert in das Basisband und danach invertiert gebildet
ist. Da in der Praxis 0< ωb< 2π 200 10³ rad/s ist, muß diese
Bedingung nur innerhalb des gegebenen Bereichs erfüllt sein.
In den gegebenen Beispiel gilt unter der Annahme, daß ω«ωc
ist, folgendes:
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wobei Hb(jωb) die in das Basisband transformierte
Übertragungsfunktion des Kombinierer-Filters ist. Die
gewünschte Übertragungsfunktion H(jωb) kann deshalb
folgendermaßen approximiert werden:
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In einer bevorzugten Ausführungsform kann dieses
Hochpaßfilter verwirklicht werden, indem die
Kodierungstabellen I,Q der Trägermodulation in solcher Weise
modifiziert werden, daß die Filterfunktion bereits bei der
Modulationskodierung simuliert wird (es sei darauf
hingewiesen, daß Q hier eine Tabelle bezeichnet und nicht mit
dem voranstehend erwähnten Q-Wert des Filters verwechselt
werden darf). In diesem Fall wird keine weitere Hardware
benötigt. Diese Kodierungstabellen sind in nicht-korrigierter
Form wie folgt definiert:
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I(t) = cos(ψ(t))
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Q(t) = sin(ψ(t))
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wobei ψ(t) beispielsweise entsprechend dem europäischen
Standard GSM 05.04 Abschnitt 2.5 definiert ist. Ein Beispiel
von abgetasteten Tabellen für I, Q findet man an dem Ende
dieser Beschreibung. Eine Zeile in diesen Tabellen bezeichnet
8 Abtastwerte während eine Bitzeit. Die Steuereinrichtung
CONT wählt eine der 64 Zeilen für jedes neue Bit in
Abhängigkeit von dem Quadranten, in dem sich die Modulation
befindet und von dem Dateninhalt des neuen Bits und den drei
letzten Bits. Diese Prozedur ist standardisiert und nicht
Gegenstand dieser Erfindung.
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Die voranstehenden Funktionen werden nun in solcher Weise
korrigiert, daß die Verzerrung des Kombinierer-Filter
kompensiert wird. Deshalb wird die augenblickliche
Frequenzabweichung des nützlichen Signals wie folgt
definiert:
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ωi(t) = dψ (t)/dt
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Ferner wird die Gruppenverzögerungs-Verzerrung des
Kombinierer-Filters als eine Funktion der Kreisfrequenz wie
folgt definiert:
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Gd(ω) = -d/dωarg[Hcomb(jω)]
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Durch die Einsetzung von
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ω = ωc + ωi(t)
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kann diese Gruppenverzögerungs-Verzerrung als eine Funktion
von t ausgedrückt werden, das heißt als Gd(t). Der durch das
Kombinierer-Filter erzeugte Phasenfehler wird danach in das
Basisband folgendermaßen transformiert:
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ψdist(t) = 2πGd(t)ωi(t)
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Der durch ein Kombinierer-Filter erzeugte Amplitudenfehler
wird gemäß folgender Formel berechnet:
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Adist(t) = abs[Hcomb(ωc + ωi(t))]
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Unter Verwendung der voranstehenden Ausdrücke können nun die
Tabellen für die korrigierten I- und Q-Werte folgendermaßen
berechnet werden:
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Korrigierte Tabellen entsprechend den voranstehend erwähnten
Tabellen für I, Q findet man am Ende dieser Beschreibung.
Diese Tabellen erzeugen eine Korrektur für das voranstehende
beispielhafte Kombinierer-Filter.
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Aufgrund der allgemeinen Form dieser Korrekturformen kann die
Korrektur auch in zwei Schritten durchgeführt werden.
Zunächst wird in dem IQ-Modulationsschritt eine
Phasenkorrektur durchgeführt. In diesem Fall wird die
Amplitudenkorrektur anstelle davon in dem Sender
durchgeführt, in geeigneter Weise so spät wie möglich in
diesem, vorzugsweise in der letzten Stufe selbst. Der Grund
dafür liegt darin, daß ein normaler Sender oft mehrere mehr
oder weniger gesättigte Verstärkerstufen enthält, die die
Amplitudenkorrektur, die in dem IQ-Modulationsschritt
hinzugefügt worden ist, beseitigen oder verkleinern würden.
Vorzugsweise wird eine letzte Stufe mit einer veränderbaren
Verstärkung verwendet, die durch das Signal 1/Adist(t)
gesteuert wird. In dieser Ausführungsform sind die I/Q-
Tabellen, die nur Phasen-korrigiert sind, wie folgt gegeben:
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Icorr(t) = cos[ψ(t) - ψdist(t)]
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Qcorr(t) = sin[ψ(t) - ψdist(t)]
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Es läßt sich erkennen, daß das Verfahren gemäß der Erfindung
auch mit Multipol-Filtern verwendet werden kann, obwohl die
Notwendigkeit für eine Kompensation geringer ist, da
derartige Filter eine Übertragungsfunktion aufweisen, die in
der Nähe der Mittenfrequenz des Filters flacher ist.
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Denjenigen Personen, die mit der Technik vertraut sind, ist
ersichtlich, daß verschiedene Modifikationen und Änderungen
an der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können,
ohne von dem Umfang davon abzuweichen, so wie er durch die
beigefügten Ansprüche definiert ist.