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Gebiet der
Erfindung
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Die
Erfindung bezieht sich allgemein auf Frequenzkompensation und insbesondere
auf Frequenzkompensation für
Verstärkungsabweichungen im
Durchlassbbereich eines Kommunikationssenders.
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Hintergrund
der Erfindung
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In
der Kommunikationstechnik werden spektrale Leistungsdichten-(PSD:
power spectral density)Schablonen für Sendesignale spezifiziert,
um ein Zusammenwirken unter konkurrierenden Produkten sicherzustellen.
Es ist gut verstanden, dass während des
Prozesses normaler Signalaufbereitung Frequenzen außerhalb
des erwünschten
PSD-Schablonenbereichs eingeführt
werden. Als ein Ergebnis besteht eine Notwendigkeit, diese externen
Frequenzkomponenten zu begrenzen. Dies wird durch verschiedene Filtertechniken
erreicht, die Fre quenzen über
einen spezifizierten Bereich limitieren. Beispielsweise können entweder
analoge Filter oder digitale Filter verwendet werden, um Hochpass-
und Tiefpass-Filterantworten zu liefern. Solche Filterung führt jedoch
Verstärkungsabweichungen
in die Durchlassbereiche des gefilterten Signals ein. Diese Verstärkungsabweichungen
enthalten Komponenten, wie Welligkeit im Durchlassbereichs und "Dachschrägen" (droop) am Rand
des Durchlassbereichs. Zusätzlich
zu Verstärkungsabweichungen
haben Filter andere Effekte, die bei einem Design-Prozess beachtet
werden müssen,
wie etwa Impulsantwortlängen-
und Gruppenverzögerungsabweichung,
die beide unerwünschte
Ergebnisse einbringen können.
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Es
ist allgemein wünschenswert,
die Abschwächung
im Sperrbereich zu maximieren, während
die Verstärkungsabweichung
im Durchlassbereich minimiert werden soll. Es gibt jedoch eine fundamentalen
Abwägung
zwischen der Verstärkungsabweichung
im Durchlassbereich und der Abschwächung, die im Übergangsbereich
und im Sperrbereich vorliegt. Für
ein Filter gegebener Ordnung verursacht eine Steigerung der Abschwächung im Sperrbereich
einen Anstieg der Verstärkungsabweichung
im Durchlassbereich. Gleichermaßen
würde ein
Filter derselben Ordnung, welches designt ist, die Verstärkungsabweichung
im Durchlassbereich zu minimieren, zu einer verringerten Abschwächung im Sperrbereich
führen.
Allgemein werden Filter hoher Ordnung benötigt, um die Verstärkungsabweichungskomponenten
im Durchlassbereich zu minimieren und die Sperrbereichsabschwächung zu
maximieren.
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Die
Verwendung von Filtern hoher Ordnung ist teuer im Hinblick auf Design,
Größe, Komplexität und Leistung.
Als ein Ergebnis müssen
die Design-Ingenieure zwischen der Ver wendung teurer Filter hoher
Ordnung und weniger effizienter Filtern niedrigerer Ordnung wählen, wenn
sie sich bemühen,
Design-Spezifikationen zu erfüllen.
Es wäre
daher vorteilhaft, ein Filterschema zu implementieren, welches die
Komplexität
und Kosten eines bestimmten Sendefilters reduziert.
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GB-A-2
261 142 offenbart ein Verfahren zum Codieren einer Rundsendungsübermittlung,
um zusätzliche
Daten zu tragen, wie beispielsweise eine Identifizierung des betroffenen
Senders.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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In
einem ersten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung einen Sender
zum Bereitstellen eines gefilterten Datenstroms zur Verfügung, wie
in Anspruch 1 beansprucht.
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In
einem weiteren Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren
zum Betrieb eines Kommunikationssystems zur Verfügung, wie in Anspruch 8 beansprucht.
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Weitere
Aspekte sind in den abhängigen
Ansprüchen
beansprucht.
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Detaillierte
Beschreibung der Zeichnungen
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1 illustriert
in graphischer Form eine Reihe von Frequenz- und Zeitdomänen-Graphen
für ein Kommunikations-Sende-/Empfangsgerät.
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2 illustriert
in Form eines Blockdiagramms ein Kommunikations-Sende-/Empfangsgerät gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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3 illustriert
in graphischer Form eine Reihe von Zeit- und Frequenzdomänen-Graphen
für ein Kommunikations-Sende-/Empfangsgerät gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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4 illustriert in graphischer Form eine
Serie von Frequenzdomänen-Wellenformen
und Skalierungsfaktoren gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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5 illustriert
in Form eines Flussdiagramms ein Verfahren zur Signalkorrektur gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Detaillierte
Beschreibung der Erfindung
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Bei
Betrieb empfängt
die vorliegende Erfindung einen zu sendenden Datenstrom. Der Datenstrom
wird von einer digitalen Schnittstelle in frequenzcodierte Daten
gewandelt. Ein Verstärkungsblock
empfängt
die frequenzcodierten Daten und Verstärkungsanpassungsdaten.
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Basierend
auf den Verstärkungsanpassungsdaten
erzeugen die frequenzcodierten Daten verstärkungsangepasste Daten. Die
verstärkungsangepassten
Daten werden in Zeitdomänendaten
gewandelt. Die Zeitdomänendaten
werden von einem Hochpass- und einem Dachschrägen-Korrekturfilter bearbeitet,
um gefilterte Daten zu erzeugen. Die gefilterten Daten werden durch
ein Analog-Frontend geschickt, um gefilterte analoge Daten zu liefern.
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Verschaltung
der Erfindung
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In
der folgenden Beschreibung der Verschaltung der vorliegenden Erfindung
wird der Ausdruck "Bus" verwendet, um sich
auf die Mehrzahl von Signalen oder Leitern zu be ziehen, die verwendet
werden können,
um einen oder mehrere verschiedene Informationstypen, wie etwa Daten,
Adressen, Steuerung oder Status zu senden. Die Ausdrücke "Setzen" und "Negieren" werden verwendet,
um sich auf das Ändern
eines Signals, eines Status-Bits oder eines ähnlichen Elemtents in seinen
logisch wahren bzw. logisch falschen Zustand zu beziehen. Wenn der
logisch wahre Zustand ein logischer Pegel Eins ist, ist der logisch
falsche Zustand ein logischer Pegel Null. Wenn der logisch wahre
Zustand ein logischer Pegel Null ist, wäre der logisch falsche Zustand
ein logischer Pegel Eins.
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2 illustriert
in Form eines Blockdiagramms ein ADSL-Sende-/Empfangsgerät 50,
welches eine ADSL-ATU-R (ADSL: Asymmetric Digital Subsriber Lines;
ATU-R: transmitter unit remote terminal end) oder eine ADSL-ATU-C
(ATU-C: transmitter unit office end) darstellt. Der Bereich des ADSL-Sende-/Empfangsgerätes 50 umfasst
eine digitale Schnittstelle 52, eine Verstärkungsschaltung 54,
eine IFFT-Schaltung 56 (IFFT:
inverse fast transform: inverse schnelle Transformation), ein Hochpassfilter 58,
ein Dachschrägen-Korrekturfilter 59, ein
Analog-Frontend 60, ein Hochpassfilter 62, einen FFT-Bereich 64 (FFT
fast transform: schnelle Transformation) und einen FEQ-Bereich 66 (FEQ:
frequency equalizer: Frequenzegalisierer). Die digitale Schnittstelle 52 kommuniziert
Information über
einen Datenstrom. Die digitale Schnittstelle 52 ist mit
der Verstärkerschaltung 54 gekoppelt,
um einen frequenzcodierten Datenstrom zu liefern. Die Verstärkungsschaltung 54 ist
mit der IFFT 56 gekoppelt, um einen verstärkungsangepassten
Datenstrom zu liefern. Die IFFT 56 ist mit dem Hochpassfilter 58 gekoppelt,
um einen Zeitdomänen-Datenstrom
zu liefern.
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Das
Hochpassfilter 58 ist mit dem Dachschrägen-Korrekturfilter 59 gekoppelt,
um einen gefilterten Datenstrom zu liefern. Das Dachschrägen-Korrekturfilter 59 ist
mit dem Analog-Frontend 60 gekoppelt, um einen dachschrägenfilterkorrigierten Datenstrom
zu liefern. Das Analog-Frontend 60 kommuniziert einen gefilterten
analogen Datenstrom bidirektional. Das Analog-Frontend 60 ist
mit dem Hochpassfilter 62 gekoppelt, um eine Repräsentation
des gefilterten, analogen Datenstroms zu liefern. Das Hochpassfilter 62 ist
mit der FFT 64 gekoppelt, um einen hochpassgefilterten
Datenstrom zu liefern. Die FFT 64 ist mit dem FEQ 66 gekoppelt,
um einen transformierten Datenstrom zu liefern. Der FEQ 66 ist mit
der digitalen Schnittstelle 52 gekoppelt.
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Beschreibung
des Betriebs
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1 illustriert
ein Diagramm 10, welches die Effekte eines nichtkompensierten
Kommunikationssystems auf einen Eingangsdatenstrom zeigt. Das Kommunikationssystem
von 1 ist repräsentativ
für ein
ADSL-System (Asymmetric Digital Subsriber Lines). Diese Figur illustriert
unerwünschte
Verstärkungsabweichungen,
die das Ergebnis praktischer Grenzen von Filtertechniken sind.
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Block 12 illustriert
eine Datenstromrepräsentation
in der Frequenzdomäne.
Der Datenstrom wird von einer spektralen Leistungsdichte (PSD: power spectral
density) auf der Y-Achse repräsentiert,
die auf 1 normiert ist. Der Datenstrom hat eine konstante PSD-Komponente über seinen
Frequenzbereich. Block 14 illustriert den Datenstrom von
Block 12 nach einer Verstärkungsstufe. Die Verstärkungsstufe
hat eine Verstärkung
oder einen Skalierungsfaktor N in den Da tenstrom eingeführt, um
einen verstärkungsangepassten
Datenstrom zu erzeugen. Block 17 illustriert den verstärkungsangepassten
Datenstrom von Block 14 nach einer Wandlung von der Frequenzdomäne in die
Zeitdomäne.
Diese Wandlung führt
zusätzliche
Frequenzkomponenten ein, die in Block 16 illustriert sind,
der eine Frequenzdomänen-Repräsentation
des in Block 17 dargestellten Signals ist. Zum Zwecke der
Illustration ist die unerwünschte
Signalkomponente oder das Rauschen, wobei Rauschen jegliche unerwünschte Energieabweichung
vom Ideal ist, als am tiefen Ende des Frequenzspektrums, welches
zuvor keine Frequenzinformation enthielt, dargestellt. Außerdem sollte
beachtet werden, dass zusätzliche
Frequenzkomponenten, wie in Block 16 dargestellt, in einer
Stärke vorliegen,
die etwas kleiner ist als die Vollverstärkungsrepräsentation des übrigen Signals.
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Block 19 repräsentiert
das Signal von Block 17 nach einer Hochpass-Filterstufe.
Man beachte, dass die Darstellungen der Zeitdomänensignale von Block 17 und
Block 19 keine verwendbare Information zeigen. Daher werden
die Frequenzdomänenrepräsentationen
für die
Zeitdomänenblöcke 17, 19 und 21 zur
Verfügung
gestellt. Die Frequenzdomänenrepräsentation
des Signals von Block 19 ist in Block 18 gezeigt.
In Block 18 kann man sehen, dass die niedrigen Frequenzkomponenten
des Signals von Block 19 gefiltert wurden, was eine Abschwächung niedriger
Frequenzen verursacht. Schließlich ist
in Block 21 das Signal von Block 19 gezeigt, nachdem
es von einem Analog-Frontend bearbeitet wurde. Das Analog-Frontend
würde einen
Leitungstreiber enthalten, um verarbeitete Information auf einem abschließenden Sendemedium zu
präsentieren.
Das Signal von Block 20 stellt die Frequenzdomänenrepräsentation
des Signals von Block 21 dar.
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1 illustriert
den Effekt der Datenverarbeitung durch ein Kommunikationssystem
auf einen Datenstrom. Die unerwünschten
Signalkomponenten können
von einer Anzahl von Faktoren verursacht werden, einschließlich Frequenz-zu-Zeitdomänenwandlung
und einer mit einem Sigma-Delta Digital-zu-Analog-Wandler (DAC:
digital to analog converter) verbundenen Interpolation. Die unerwünschte Signalkomponente
ist in Block 20 durch hohe und niedrige Frequenzenergie
außerhalb
einer erwünschten
PSD-Schablone, die eine ideale, durch das Signal von Block 12 dargestellte
Form hat, dargestellt. Mit anderen Worten würde bei einer idealen Situation
das Datenstromsignal von Block 20 im Wesentlichen durch
die Datenstromform von 12 repräsentiert werden.
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Bei
einem ADSL-System, das eine Ausführungsform
eines Kommunikationssystems ist, erfordert es die vorgeschlagene
Spezifikation, dass die Abschwächung
und Welligkeit in dem Durchlassbereich auf nicht mehr als 3 dB limitiert
ist. Lediglich ein begrenzter Bereich der 3 dB der erlaubten Verstärkungsabweichung
steht den Filtern, die das in 1 dargestellte
Signal erzeugen, zur Verfügung.
Beispielsweise kann es sein, dass nur 1,5 dB für die analogen Bereiche der
Schaltung, die die Signale von 1 erzeugen,
verfügbar
ist. Als ein Ergebnis dieser Beschränkung ist es wichtig, dass
die in 1 beschriebenen Effekte nicht mehr als 1,5 dB
Verstärkungsabweichung,
wie durch die Spezifikation bestimmt, einführen. Diese Spezifikation zu
erfüllen, führt zur
Verwendung teurer Filter hoher Ordnung.
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2 illustriert
ein ADSL-Kommunikationssende-/Empfangsgerät 50.
Das Sende-/Empfangsgerät 50 repräsen tiert
sowohl ein ADSL-ATU-R (transmitter unit remote terminal end) als
auch ein ADSL-ATU-C (transmitter central office end). Obgleich eine
ADSL-Implementation gezeigt ist, sollte verstanden werden, dass
die vorliegende Erfindung nicht speziell auf ADSL-Kommunikationstechnologien
beschränkt
ist.
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Bei
Betrieb wird ein Datenstrom von der digitalen Schnittstelle 52 empfangen.
Der Datenstrom repräsentiert
irgendwelche Daten, von denen gewünscht wird, dass sie gesendet
werden. Beispielsweise wäre
ein digitales Video eine mögliche
Quelle des präsentierten
Datenstroms. Die digitale Schnittstelle 52 wandelt die
empfangenen Daten in frequenzcodierte Daten. Für ein ADSL-System würden die
frequenzcodierten Daten von einer Anzahl von Frequenz-Bins präsentiert,
wobei für
jedes Frequenz-Bin oder jede Region ein frequenzcodiertes Signal
eine bestimmte Anzahl von Bitwerten repräsentiert.
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Ein
Verstärkungsblock 54 empfängt die
frequenzcodierten Daten und ein Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal. Das
Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal
enthält
Verstärkungsanpassungsdaten
zum Spezifizieren einer Verstärkung,
die auf spezielle Frequenzen der frequenzcodierten Daten angewendet
werden soll. Der Zweck des Durchlassbereichs-Abweichungsanpassungssignals
ist es, in einer frühen
Stufe diejenigen Teile der schlussendlichen, gefilterten Analogdaten,
von denen bekannt ist, dass sie Abweichungen im Durchlassbereich
enthalten, anzupassen. Basierend auf dem Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal wird
eine Gesamtverstärkung
berechnet und auf die frequenzcodierten Daten angewendet. Die Durchlassbereichs-Verstärkungsabwei chungsanpassungsdaten,
die die erforderliche Verstärkungsanpassung
für die
frequenzcodierten Bins repräsentieren,
können
den Datenstrom in vielfältiger
Weise beeinflussen. Beispielsweise könnte das Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal eine
sich steigernde Verstärkung
für jedes
spezielle Bin der frequenzcodierten Daten spezifizieren; oder das
Verstärkungsanpassungssignal
könnte
einen sich steigernden Verstärkungswert
repräsentieren, der
auf einen Frequenzbereich, der eine Anzahl von Bins umfasst, anzuwenden
ist.
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Auch
kann das Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal in
einer Anzahl von Weisen repräsentiert
werden und es soll durch die unten stehenden Beispiele nicht beschränkt werden.
Beispielsweise könnte
eine Gleichung verwendet werden, um das Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal zu
erzeugen. Dies würde
erfolgen, indem eine gegebene Frequenz oder ein Frequenzbereich
Information an die Gleichung liefern und das Ergebnis verwenden
würde.
Auch könnte
eine Tabelle verwendet werden, um auf das Verstärkungsanpassungssignal für eine gegebene
Frequenz oder einen gegebenen Frequenzbereich zuzugreifen. Diese
Gleichungen oder Tabellen könnten
extern von einem Benutzer, basierend auf beobachteten Resultaten,
erzeugt werden oder man könnte
sie erhalten, indem ein Trainingsalgorithmus in einer integrierten
Weise mit einem Kommunikations-Sende-/Empfangsgerät, wie etwa
dem Sende-/Empfangsgerät 50 implementiert
würde.
Diese Optionen sollen weiter unten diskutiert werden.
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Als
nächstes
wird bei Block 56 eine IFFT (inverse fast transform: inverse
schnelle Transformation) auf den verstärkungsangepassten Daten durchgeführt, um
die Frequenzin formation in die Zeitdomäne zu wandeln. Die Zeitdomänendaten
werden weiter von den Hochpassfiltern 58 und dem Dachschrägen-Korrekturfilter 59 gefiltert.
Die Filter 58 und 59 sind implementiert, um weiter
die erwünschte PSD-Schablone,
wie spezifiziert, zu erhalten. Die von dem Dachschrägen-Korrekturfilter 59 gelieferten
gefilterten Daten werden von der Analog-Frontend und Leitungstreiberschnittstelle 60 empfangen.
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Der
Analog-Frontend- und Leitungstreiberschnittstellenblock 60 umfasst
eine Vielzahl von Sendekomponenten on- und off-Chip, einschließlich: ein Interpolationsfilter;
einen Sigma-Delta-Modulator; einen herkömmlichen Digital-zu-Analog-Wandler (DAC);
ein Glättungsfilter
und einen Sendetreiber. Außerdem
würden
on-Chip-Empfangskomponenten umfassen: einen Abschwächer zum
Empfangen von Daten aus der Leitung; einen programmierbaren Egalisierer
zum Bereitstellen einer Verstärkung
für kleine
Signale; einen Analog-zu-Digital-Wandler (ADC). Bei einer Implementation
würden
off-Chip-Bereiche
des Analog-Frontend und Leitungsschnittstellenblocks 60 einen
Leitungstreiber und eine Hybrid-Komponente umfassen, die sowohl
zum Senden als auch zum Empfangen von Daten dient. Die Hybridkomponente
wird als Schnittstelle zwischen dem ADSL-Sende-/Empfangsgerät 50 und
Sendemedien (nicht dargestellt) verwendet, indem sie gesendete Daten
von empfangenen Daten trennt.
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Von
der Analog-Frontend- und Leitungstreiberschnittstelle 60 empfangene
Daten werden durch den Hochpassfilterblock 62 geschickt.
Dieser Block entfernt niedrige Frequenzkomponenten und ist im Stand
der Technik wohlbekannt und soll nicht weiter diskutiert werden.
Die Information aus dem Hochpassfilterblock 62 wird von
dem Zeit-zu-Fre quenzwandlungsblock 64 empfangen, der bei
dieser Implementation eine schnelle Transformation (FFT) implementiert.
Die Frequenzdomänenausgabe
von Block 64 enthält
codierte Daten in Frequenz-Bins. Die Frequenzdomäneninformation aus der FFT 64 ist mit
einem Frequenzegalisierungsblock (FIQ) 66 gekoppelt. Der
FIQ 66 liefert jegliche erforderliche Egalisierung unter
den Bins des empfangenen Signals. Der SEQ 66 ist mit der
digitalen Schnittstelle 52 gekoppelt. Die von dem Block 66 her
empfangenen, frequenzcodierten Daten werden von der digitalen Schnittstelle 52 decodiert,
um die codierten Daten wieder herzustellen.
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3 illustriert
ein Diagramm 30, welches die Effekte eines ADSL-Kommunikations-Sende-/Empfangsgerätes 50 von 2 auf
einen Datenstrom zeigt. Block 32 illustriert eine PSD-Repräsentation
eines digitalen Datenstroms, umfassend frequenzcodierte Daten von
der digitalen Schnittstelle 52 von 2. Block 34 illustriert
die Verstärkung
des Signals von Block 32, die von dem Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal abhängt. In
Block 34 von 3 kann man sehen, dass nicht
nur eine Verstärkung
angewendet wurde, sondern eine Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungskomponente
hinzugefügt
wurde (vergleiche Block 14 von 1). Man
beachte, dass bei normalem Betrieb der Verstärkungsblock 34 eine
Verstärkung
des Datenstroms wie erforderlich liefern würde und dass lediglich zum
Zwecke der Diskussion die Durchlassbereichs-Abweichungsanpassung
in 3 illustriert ist.
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Das
Frequenzdomänensignal
von Block 34 wird in dem IFFT-Block 56 von 2 in
ein Zeitdomänensignal
gewandelt. Das resultierende Signal ist in Block 37 von 3 repräsentiert.
Block 36 illustriert eine Frequenzdomänen repräsentation des Signals von Block 37.
Die IFFT-Wandlung führt
eine niederfrequente Signalkomponente ein und ist in Block 36 illustriert.
Als nächstes
wird das Signal von Block 37 hochpassgefiltert, um die
zusätzliche
Niederfrequenzkomponente abzuschwächen und ist in Block 39 in
der Zeitdomäne
repräsentiert.
Wie in Block 38, der eine Frequenzdomänenrepräsentation von Block 39 ist,
gezeigt, tritt eine Abschwächung
des Signals der zusätzlichen
Niederfrequenzkomponente auf. Das hochpassgefilterte Signal von
Block 39 wird mittels des Analog-Frontends 60,
wie in 2 repräsentiert,
bearbeitet. Nach diesen abschließenden Filtern kann man sehen,
dass das Zeitdomänensignal 41, wie
von dem Frequenzdomänensignal 40 repräsentiert,
sehr viel näher
bei dem Eingangssignal von Block 32 liegt, als dies sein
Gegenstück
von Block 20 in 1 tut.
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Man
kann daher sehen, dass durch Verwendung des Verstärkungsblocks 54 von 2,
um bekannte Verstärkungsabweichungen
zu kompensieren, schlussendlich ein saubereres Signal realisiert wird,
wie in Block 40 illustriert. Modifizieren des Signals in
dem Verstärkungsblock 54 erlaubt
es, dass in den Schritten 58 und 59 ein Filterblock
niedrigerer Ordnung verwendet wird, was es gestattet, ein kosteneffektiveres
und platzeffizientes Design zu implementieren.
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4 repräsentiert
eine Folge von Figuren, nämlich
die 4-1 bis 4-5,
die eine Sequenz von Wellenform- und
Skalierungsfaktor-Diagrammen zum Bestimmen des Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignals
von 2 illustrieren. 4-1 repräsentiert
einen PSD-Plot der gefilterten
analogen Daten, wie sie von dem Analog-Frontend 60 von 1 gesendet
würden.
Die Y-Achse des Graphen von 4-1 repräsentiert dBm/Hz,
wohingegen die X-Achse die Frequenz repräsentiert.
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Ein
idealer PSD-Plot ist in 4-1 durch eine
gestrichelte Linie repräsentiert.
Das ideale Signal weist scharfe Ränder auf, die den Durchlassbereich
definieren. Ein repräsentatives
PSD-Signal, welches möglicherweise
vorliegt, ist durch eine durchgezogene Linie illustriert. Das repräsentative Signal
weist eine Welligkeit im Durchlassbereich und Dachschrägen-Komponenten,
die am Anfang und Ende des Durchlassbereichs auftreten, auf. Wie
zuvor diskutiert, weicht das repräsentative Signal von dem erwünschten
PSD-Signal dadurch
ab, dass durch Verwendung ökonomisch
machbarer Filtertechniken nicht-ideale Verstärkungsabweichungen innerhalb
des Durchlassbereichs auftreten. Zum Zwecke des Beispiels ist bei
der Frequenz fx die ideale PSD –40
dBm/Hz, während
die repräsentative PSD –35 dBM/Hz
ist.
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4-2 ist ein Plot, der die Differenz zwischen den
idealen und repräsentativen
PSDs von 4-1 illustriert. Man sollte
beachten, dass bei anderen Ausführungsformen
die ideale PSD tatsächlich eine
erwünschte
PSD sein könnte,
welche Verstärkungsvariationen
definiert. Man sollte weiter beachten, dass 4-2 die
Unterschiede vom Ideal innerhalb des Durchlassgebietes lediglich
illustriert und nicht als Beschränkung
gemeint ist. Bei der Frequenz fx besteht eine Differenz von 5 dB.
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4-3 repräsentiert
ein Inverses des Plots von 4-2.
Die Frequenz fx ist –5
dB. Dieser Wert würde,
wenn er mit dem repräsentativen
Plot von 4-2 kombiniert würde, den
idealen PSD-Plotwert von –40
dBm/Hz liefern. Dies kann mittels der vorliegenden Erfindung erreicht
werden, indem das Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsan passungssignal,
wie es von Block 54 von 2 aus der Signalinformation
von 4-3 empfangen wird, erzeugt
wird. Das Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungssignal kann
durch Bereitstellung einer Gleichung, die den Plot von 4-3 repräsentiert, durch
Implementieren einer Tabelle von Werten, die die Plotwerte von 4-3 repräsentieren
oder auf irgendeine andere angemessene Weise definiert werden. Dies
erlaubt es, dass Signal von Block 34 von 3 zu
erzeugen. Auf die zuvor diskutierte Weise wird schlussendlich ein
gefiltertes analoges Datensignal von dem Frontend- und Leitungs-Schnittstellenblock 60 von 2 empfangen,
welches das ideale Signal besser annährt. 4-5 repräsentiert
dieses gefilterte analoge Datensignal bei der betrachteten Erfindung.
Man beachte, dass man, obgleich der Plot von 4-5 mit
dem idealen Signal von 4-1 überein zu
stimmen scheint, aufgrund von Prozessabweichungen oder einer anderen
Störung,
die bei der vorliegenden Diskussion nicht in Betracht gezogen wurde,
Abweichungen erhalten kann.
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Eine
aus dem Plot von 4-3 abgeleitete Gleichung, die
verwendet wird, um das Durchlassbereichs-Abweichungsanpassungssignal
von 2 zu erzeugen, würde es erlauben, dass Werte
für jede
erwünschte
Frequenz berechnete würden.
Wenn das Durchlassbereichs-Abweichungsanpassungssignal Tabellen-generiert
ist, würde
ein Speicherbereich (in 2 nicht dargestellt) verwendet
werden, um die Tabellendaten zum Zugriff durch die Verstärkungsbereiche 54 zu
speichern.
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5 illustriert
ein Verfahren 80 zum Erlangen eines Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignals,
wie von Block 54 von 2 empfangen.
Bei Schritt 82 wird ein Eingangsdatenstrom mit vorausgewähltem Frequenzinhalt
im Durchlassbereich empfangen. Der Frequenzinhalt sollte die Frequenzbereiche
und die Amplituden bei diesen Frequenzen enthalten, so dass die
PSDs bestimmt werden können.
Als nächstes
werden bei Schritt 84 Daten am Senderausgang eines Kommunikationssystems
empfangen. Als nächstes
wird in Schritt 86 eine Frequenzdomänenanalyse auf den an dem Ausgang
des Systems empfangenen Daten durchgeführt. Als nächstes wird in Schritt 88 eine
Verstärkungsabweichung
als eine Funktion der Frequenz, basierend auf den Frequenzdomänenanalysedaten
von Schritt 86 bestimmt. Als nächstes wird in Schritt 90 eine
Verstärkungsskalierung
definiert, um die Verstärkungsabweichung
zu korrigieren. Als nächstes
werden in Schritt 92 frequenzabhängige Skalierungsfaktoren,
basierend auf den Verstärkungsskalierungsdaten
aktualisiert.
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Die
Aktualisierung von Schritt 92 könnte in der Form des Erzeugens
einer neuen Gleichung, um die zu korrigierenden Verstärkungsabweichungen
zu repräsentieren,
des Erzeugens von geeigneten Skalierungsfaktoren enthaltender Tabellen
oder in anderem geeignetem Format erfolgen. Als nächstes wird in
Schritt 94 eine Frequenzrepräsentation des Eingangsdatenstroms,
wie in Schritt 82 bereitgestellt, mit den in Schritt 92 erzeugten
Verstärkungsskalierungsdaten
multipliziert. Als nächstes
wird in Schritt 96 die Frequenzrepräsentation von Schritt 94 in
eine Zeitrepräsentation
gewandelt, um ein verstärkungsangepasstes
Signal zu erzeugen. Als nächstes
wird in Schritt 98 eine Hochpass-Filteroperation auf den verstärkungsangepassten
Daten durchgeführt,
um gefilterte Daten zu erzeugen. Als nächstes werden in Schritt 100 die
gefilterten Daten interpoliert oder moduliert, um bearbeitete Daten
zu erzeugen. Als nächstes wird
in Schritt 102 eine DAC-Wandlung auf den bearbeiteten Daten
durchgeführt,
um analoge Daten zu erhalten. Als nächsten wird in Schritt 104 eine
Tiefpass-Filterfunktion auf die analogen Daten angewendet, um analoge
gefilterte Daten zu erzeugen.
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Die
Schritte 94–104 können auf
jeglichen neuen Daten, die von der digitalen Schnittstelle 52, wie
in 2 repräsentiert,
empfangen werden, wiederholt werden. Sie Filterfunktionen des Analog-Frontends
und des ADSL-Kommunikations-Sende-/Empfangsgerätes 50 sind jedoch
im Allgemeinen festgelegt und sollten, wenn sie einmal bestimmt sind,
nicht geändert
werden. Als solche könnten
die Schritte 82–92 des
Verfahrens 80 von einem Benutzer durchgeführt und
dem Sende-/Empfangsgerät zur
Verfügung
gestellt werden oder sie könnten
von dem System 50 dynamisch bestimmt und zur weiteren Verwendung
gespeichert und von dem System dynamisch neu berechnet werden, wie
erforderlich.
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Es
sollte nunmehr offensichtlich sein, dass durch Bestimmen einer einem
Kommunikationssystem inne wohnenden Verzerrung und durch Anpassung
an den Verzerrungsbetrag während
eines anfänglichen
Verstärkungsanpassungsschrittes
die Gesamtsystemleistung verbessert werden kann. Diese Verbesserung
wird weiter durch eine Technik erreicht, die einen Systemüberbau minimiert,
indem der Verstärkungsanpassungsbereich
der Schaltung bereits besteht und durch weiteres Verwenden dieser vorexistierenden
Schaltung können
andere Bereiche der Kommunikationsvorrichtung ebenfalls hinsichtlich
Größe und Kosten
minimiert werden.
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Es
sollte verstanden werden, dass, obgleich eine spezielle ADSL-Implementation
der vorliegenden Erfindung präsentiert
wurde, andere Erfindungen nicht ausgeschlossen sind. Beispielsweise
könnten andere
diskrete Multiton-Implementationen
außer ADSL
von der vorliegenden Erfindung profitieren. Spezieller wurde die
Verstärkungsanpassung
unter Bezugnahme auf 4 als nur innerhalb
des idealen Durchlassbereichs auftretend gezeigt; tatsächlich kann
es wünschenswert
sein, eine Anpassung an Effekte außerhalb des idealen Durchlassbereichs
vorzunehmen. Wenn ein Flankenabfall außerhalb des Durchlassbereichs
berücksichtigt
wird, wird man verstehen, dass das Durchlassbereichs-Verstärkungsabweichungsanpassungssignal
Verstärkungskomponenten
außerhalb
des spezifizierten Durchlassbereichs hätte. Im Allgemeinen könnte jedes
System, welches in der Frequenzdomäne codierte Information beinhaltet,
von der Verwendung der vorliegenden Erfindung profitieren.