JPH07177078A - 結合フィルタの伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方法 - Google Patents
結合フィルタの伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方法Info
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- JPH07177078A JPH07177078A JP4153733A JP15373392A JPH07177078A JP H07177078 A JPH07177078 A JP H07177078A JP 4153733 A JP4153733 A JP 4153733A JP 15373392 A JP15373392 A JP 15373392A JP H07177078 A JPH07177078 A JP H07177078A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
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- Transmitters (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Materials For Photolithography (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 自動車無線システムにおける結合フィルタの
伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方法を
提供する。 【構成】 結合フィルタＣＯＭＢの伝達関数は、まず有
用な信号のベース・バンドに変えられる。それは低級通
過型フィルタの伝達関数に似ている。そこでこの低級通
過型フィルタの伝達関数の反転値が算出されると、高級
通過型フィルタの伝達関数が得られる。したがって未変
調信号は、結合フィルタのひずみを補償するためにその
ようなフィルタに供給される。
伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方法を
提供する。 【構成】 結合フィルタＣＯＭＢの伝達関数は、まず有
用な信号のベース・バンドに変えられる。それは低級通
過型フィルタの伝達関数に似ている。そこでこの低級通
過型フィルタの伝達関数の反転値が算出されると、高級
通過型フィルタの伝達関数が得られる。したがって未変
調信号は、結合フィルタのひずみを補償するためにその
ようなフィルタに供給される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動無線通信システ
ム、特に自動車無線通信システムにおいて、結合フィル
タの伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方
法に関する。
ム、特に自動車無線通信システムにおいて、結合フィル
タの伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方
法に関する。
【０００２】
【従来の技術】空洞または誘電型の結合フィルタは、数
個の電力増幅器からの周波数の異なる出力信号を共通ア
ンテナに接続するのに使用される。結合フィルタは、そ
れぞれの電力増幅器に使用される周波数に同調される。
結合フィルタの伝達関数は理想的ではないので、結合フ
ィルタを通過する信号に矩形波を許容できない位相およ
び振幅ひずみが生じることがある。一例として、結合フ
ィルタにおける周波数に依存する群遅延は位相誤差を起
こす。さらに、変調帯域幅内の非一定振幅レスポンスは
振幅脈動を発生させる。これは特に、広いフィルタを可
能にする極めて大きなチャネル距離が使用されないなら
ば、単極フィルタを使用することができないことを意味
する。
個の電力増幅器からの周波数の異なる出力信号を共通ア
ンテナに接続するのに使用される。結合フィルタは、そ
れぞれの電力増幅器に使用される周波数に同調される。
結合フィルタの伝達関数は理想的ではないので、結合フ
ィルタを通過する信号に矩形波を許容できない位相およ
び振幅ひずみが生じることがある。一例として、結合フ
ィルタにおける周波数に依存する群遅延は位相誤差を起
こす。さらに、変調帯域幅内の非一定振幅レスポンスは
振幅脈動を発生させる。これは特に、広いフィルタを可
能にする極めて大きなチャネル距離が使用されないなら
ば、単極フィルタを使用することができないことを意味
する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
の位相および振幅誤差が減少されたり除去されるような
方法で、移動無線通信システムにおける結合フィルタの
伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方法を
提供することである。
の位相および振幅誤差が減少されたり除去されるような
方法で、移動無線通信システムにおける結合フィルタの
伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方法を
提供することである。
【０００４】
【問題を解決するための手段】この目的は、本発明によ
り、ベース・バンドでの搬送周波数変調と関連して有用
な送信機信号をフィルタを用いてフィルタリングし、全
体の伝達関数が少なくともほぼ、結合フィルタ（ＣＯＭ
Ｂ）のベース・バンドに変換された伝達関数の反転され
た値から成ることによって達成される。
り、ベース・バンドでの搬送周波数変調と関連して有用
な送信機信号をフィルタを用いてフィルタリングし、全
体の伝達関数が少なくともほぼ、結合フィルタ（ＣＯＭ
Ｂ）のベース・バンドに変換された伝達関数の反転され
た値から成ることによって達成される。
【０００５】本発明はその目的および利点と共に、さら
に付図に関する下記説明を参照することにより最も良く
理解することができる。
に付図に関する下記説明を参照することにより最も良く
理解することができる。
【０００６】
【実施例】図１は、ひずみのない結合フィルタの伝達関
数を示す線図である。このひずみのないフィルタは、そ
れが通過帯域内で増幅１を持ちかつ通過帯域外で増幅０
をもつ帯域通過性フィルタであるという特徴を備えてい
る。さらに、フィルタは周波数と共に線形に変化する位
相回転を示す（図１のダッシュ線）。有用な送信機信号
は周波数変調されるので、帯域内の周波数偏移に対応す
る振幅または位相回転あるいはその両方は、そのような
ひずみのない結合フィルタによってひずみを受けない。
数を示す線図である。このひずみのないフィルタは、そ
れが通過帯域内で増幅１を持ちかつ通過帯域外で増幅０
をもつ帯域通過性フィルタであるという特徴を備えてい
る。さらに、フィルタは周波数と共に線形に変化する位
相回転を示す（図１のダッシュ線）。有用な送信機信号
は周波数変調されるので、帯域内の周波数偏移に対応す
る振幅または位相回転あるいはその両方は、そのような
ひずみのない結合フィルタによってひずみを受けない。
【０００７】しかし、実際には図１のひずみのない結合
フィルタを得ることは不可能である。図２は実際にしば
しば使用される結合フィルタ、すなわち単極フィルタの
伝達関数を示す。この場合に、通過域は、変化する増幅
率および周波数と共に非線形に変化する位相回転（図２
においてダッシュ線で表される）をも含む。この理由
で、有用な送信機信号の振幅または位相回転あるいはそ
の両方に対応する周波数偏移は、変調された信号のひず
みにつながる。
フィルタを得ることは不可能である。図２は実際にしば
しば使用される結合フィルタ、すなわち単極フィルタの
伝達関数を示す。この場合に、通過域は、変化する増幅
率および周波数と共に非線形に変化する位相回転（図２
においてダッシュ線で表される）をも含む。この理由
で、有用な送信機信号の振幅または位相回転あるいはそ
の両方に対応する周波数偏移は、変調された信号のひず
みにつながる。
【０００８】しかし、結合フィルタに起因するひずみ
は、フィルタの伝達関数が既知であるので知られてい
る。したがって、本発明の基本の考え方により、結合フ
ィルタに起因するひずみは、送信機信号が結合フィルタ
に送られる前に送信機信号をフィルタリングすることに
よって補償することができ、１つのフィルタでは、少な
くともほぼ、送信機信号によって占められる周波数範囲
内でその伝達関数は、同じ周波数範囲内の結合フィルタ
の伝達関数の反転値から成る。
は、フィルタの伝達関数が既知であるので知られてい
る。したがって、本発明の基本の考え方により、結合フ
ィルタに起因するひずみは、送信機信号が結合フィルタ
に送られる前に送信機信号をフィルタリングすることに
よって補償することができ、１つのフィルタでは、少な
くともほぼ、送信機信号によって占められる周波数範囲
内でその伝達関数は、同じ周波数範囲内の結合フィルタ
の伝達関数の反転値から成る。
【０００９】図３は、本発明の方法の好適な実施例を遂
行するための装置を示す。
行するための装置を示す。
【００１０】送信機にある制御器ＣＯＮＴは、既知の位
相変調法（例えば「技術者用データ：無線、エレクトロ
ニクス、コンピュータおよび通信用データ」、ハワード
Ｗサムス株式会社著の第２３−５頁、図６参照）にした
がって、変調のために記録すべきディジタル信号のブロ
ックを図３でＱおよびＩで表わされる２個のＰＲＯＭに
供給する。これらのＰＲＯＭからの出力信号は複素数に
対応するが、その位相はこの実施例では位相変調のため
に使用される。これらの出力信号は、それぞれの D／A
変換器で変換されて変調器ＭＯＤに供給されるととも
に、変調器には例えば９００MHz 程度の周波数を持つ搬
送信号が供給される。変調された信号は電力増幅器ＰＡ
に供給され、その後結合フィルタＣＯＭＢおよび最終的
にはアンテナに供給される。これまで説明されたような
システムは、既知の原理にしたがって作動する。
相変調法（例えば「技術者用データ：無線、エレクトロ
ニクス、コンピュータおよび通信用データ」、ハワード
Ｗサムス株式会社著の第２３−５頁、図６参照）にした
がって、変調のために記録すべきディジタル信号のブロ
ックを図３でＱおよびＩで表わされる２個のＰＲＯＭに
供給する。これらのＰＲＯＭからの出力信号は複素数に
対応するが、その位相はこの実施例では位相変調のため
に使用される。これらの出力信号は、それぞれの D／A
変換器で変換されて変調器ＭＯＤに供給されるととも
に、変調器には例えば９００MHz 程度の周波数を持つ搬
送信号が供給される。変調された信号は電力増幅器ＰＡ
に供給され、その後結合フィルタＣＯＭＢおよび最終的
にはアンテナに供給される。これまで説明されたような
システムは、既知の原理にしたがって作動する。
【００１１】本発明の基本的な考え方を実行する１つの
可能性は、変調器ＭＯＤと結合フィルタＣＯＭＢとの間
に上記にしたがって反転されたフィルタを挿入すること
である。しかし、結合フィルタは超高周波（本例では９
００MHz ）で狭いピークを持つ伝達関数を有するので、
そのような解決策を実現することは困難である。この理
由で、結合フィルタＣＯＭＢの伝達関数は、本発明によ
り、まず有用な信号のベース・バンドに変換される。そ
こで、それは低域通過フィルタの伝達関数に類似するこ
とになる。この低域通過フィルタの伝達関数の反転値が
算出されると、高域通過フィルタの伝達関数が得られ
る。したがって、未変調信号は結合フィルタのひずみを
補償するためのそのようなフィルタを介して供給される
ことになる。
可能性は、変調器ＭＯＤと結合フィルタＣＯＭＢとの間
に上記にしたがって反転されたフィルタを挿入すること
である。しかし、結合フィルタは超高周波（本例では９
００MHz ）で狭いピークを持つ伝達関数を有するので、
そのような解決策を実現することは困難である。この理
由で、結合フィルタＣＯＭＢの伝達関数は、本発明によ
り、まず有用な信号のベース・バンドに変換される。そ
こで、それは低域通過フィルタの伝達関数に類似するこ
とになる。この低域通過フィルタの伝達関数の反転値が
算出されると、高域通過フィルタの伝達関数が得られ
る。したがって、未変調信号は結合フィルタのひずみを
補償するためのそのようなフィルタを介して供給される
ことになる。
【００１２】ベース・バンドにおける補償のための補償
フィルタは、以下の様に導き出される。
フィルタは、以下の様に導き出される。
【００１３】結合フィルタが次の伝達関数を持つものと
想定する。
想定する。
【数１】 ただしωは結合信号の角周波数、ωc は搬送波の角周波
数、Ｑは結合フィルタのＱ値である。ωc およびＱの典
型値はそれぞれ２π・９００・１０6 ラジアン／秒なら
びに２０００である。
数、Ｑは結合フィルタのＱ値である。ωc およびＱの典
型値はそれぞれ２π・９００・１０6 ラジアン／秒なら
びに２０００である。
【００１４】１／Ｈcomb（ｊ（ωb ＋ωc ））と同じ位
相および振幅特性を有する伝達関数Ｈ（ｊωb ）を持つ
補償フィルタが求められるが、ただしωb はベース・バ
ンド角周波数である。すなわち、求められるフィルタ
は、ベース・バンドに変換されその後反転された結合フ
ィルタの伝達関数によって形成される伝達関数を有す
る。実際に０＜ωb ＜２π・２００・１０3 ラジアン／
秒であるので、この条件は与えられた範囲内でのみ満た
されなければならない。与えられた例では、ωb ≪ωc
とすると：
相および振幅特性を有する伝達関数Ｈ（ｊωb ）を持つ
補償フィルタが求められるが、ただしωb はベース・バ
ンド角周波数である。すなわち、求められるフィルタ
は、ベース・バンドに変換されその後反転された結合フ
ィルタの伝達関数によって形成される伝達関数を有す
る。実際に０＜ωb ＜２π・２００・１０3 ラジアン／
秒であるので、この条件は与えられた範囲内でのみ満た
されなければならない。与えられた例では、ωb ≪ωc
とすると：
【数２】 ただしＨb （ｊωb ）はベース・バンドに変換された結
合フィルタの伝達関数である。したがって、求める伝達
関数Ｈ（ｊωb ）はほぼ下記の通りである：
合フィルタの伝達関数である。したがって、求める伝達
関数Ｈ（ｊωb ）はほぼ下記の通りである：
【数３】
【００１５】好適実施例では、この高域通過フィルタは
搬送波変調のコーディング表Ｉ，Ｑ（表１〜表１２）を
変形することによって実現することができ、それはフィ
ルタ機能が既に変調コーディング（この場合Ｑは表を示
し上記のフィルタのＱ値と混同してはならないことに注
意すべきである）でシミュレートされるような方法で行
われる。この場合、追加のハードウェアは不要である。
搬送波変調のコーディング表Ｉ，Ｑ（表１〜表１２）を
変形することによって実現することができ、それはフィ
ルタ機能が既に変調コーディング（この場合Ｑは表を示
し上記のフィルタのＱ値と混同してはならないことに注
意すべきである）でシミュレートされるような方法で行
われる。この場合、追加のハードウェアは不要である。
【００１６】これらのコーディング表は、補償を考慮し
なければ次式で定められる。
なければ次式で定められる。
【数４】Ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ（ψ（ｔ）） Ｑ（ｔ）＝ｓｉｎ（ψ（ｔ）） ただしψ（ｔ）は例えば欧州規格ＧＳＭ０５．０４セク
ション２．５によって定められる。Ｉ，Ｑ用の抜き取ら
れた表の一例は本明細書の終りに示されている。これら
の表の１つの列は１ビット時間中の８個のサンプルを表
わす。制御器ＣＯＮＴは、変調が位置している象限およ
び新しいビットのデータ内容ならびに最後の３ビットに
より、新しい各ビットについて６４列の内の１つの列を
選ぶ。この手順は標準化されるがこの発明の目的ではな
い。
ション２．５によって定められる。Ｉ，Ｑ用の抜き取ら
れた表の一例は本明細書の終りに示されている。これら
の表の１つの列は１ビット時間中の８個のサンプルを表
わす。制御器ＣＯＮＴは、変調が位置している象限およ
び新しいビットのデータ内容ならびに最後の３ビットに
より、新しい各ビットについて６４列の内の１つの列を
選ぶ。この手順は標準化されるがこの発明の目的ではな
い。
【００１７】ここで、上記の諸機能は、結合フィルタの
ひずみが補償されるような方法で修正すべきである。こ
の理由により、有用な信号の瞬時周波数偏移は次式で定
められる。
ひずみが補償されるような方法で修正すべきである。こ
の理由により、有用な信号の瞬時周波数偏移は次式で定
められる。
【数５】
【００１８】さらに、角周波数の関数としての結合フィ
ルタの群遅延ひずみは次式で定められる。
ルタの群遅延ひずみは次式で定められる。
【数６】
【００１９】代入により、
【数７】ω＝ωc ＋ωi （ｔ） この群遅延ひずみは、Ｇd （ｔ）のようなｔの関数とし
て表わすことができる。結合フィルタにより作られる位
相誤差は、その後、次式によりベース・バンドに変換さ
れる。
て表わすことができる。結合フィルタにより作られる位
相誤差は、その後、次式によりベース・バンドに変換さ
れる。
【数８】ψdist（ｔ）＝２πＧd （ｔ）ωi （ｔ）
【００２０】結合フィルタにより作られる振幅誤差は、
次の公式により算出される。
次の公式により算出される。
【数９】 Ａdist（ｔ）＝ａｂｓ［Ｈcomb（ωc ＋ωi （ｔ））］
【００２１】上記の式を用いて、修正されたＩの値およ
びＱの値は次式により算出することができる。
びＱの値は次式により算出することができる。
【数１０】
【００２２】Ｉ，Ｑについての上述の表に対応する修正
された表を、この明細書の終りに示す。これらの表は上
記に例示された結合フィルタに修正を加えるものであ
る。
された表を、この明細書の終りに示す。これらの表は上
記に例示された結合フィルタに修正を加えるものであ
る。
【００２３】これらの修正公式の一般形により、修正は
２つの段階で行うこともできる。まず、位相修正はＩＱ
−変調段階で行われる。本例においては、振幅修正はか
わりに送信機において行われ、同じことであれば可能な
限り後の方、なるべく最終段において行われるのが適し
ている。この理由は、通常の送信機がＩＱ−変調段階で
加えられた振幅修正を除去したり減少もさせたりする多
かれ少なかれ飽和された増幅段を何段か含むことが多い
からである。信号１／Ａdist（ｔ）により制御される可
変増幅を持つ最終段が使用されることが望ましい。この
実施例では、位相のみの修正を行っているが、Ｉ，Ｑの
表は次式で与えられる。
２つの段階で行うこともできる。まず、位相修正はＩＱ
−変調段階で行われる。本例においては、振幅修正はか
わりに送信機において行われ、同じことであれば可能な
限り後の方、なるべく最終段において行われるのが適し
ている。この理由は、通常の送信機がＩＱ−変調段階で
加えられた振幅修正を除去したり減少もさせたりする多
かれ少なかれ飽和された増幅段を何段か含むことが多い
からである。信号１／Ａdist（ｔ）により制御される可
変増幅を持つ最終段が使用されることが望ましい。この
実施例では、位相のみの修正を行っているが、Ｉ，Ｑの
表は次式で与えられる。
【数１１】 Ｉcorr（ｔ）＝ｃｏｓ［ψ（ｔ）−ψdist（ｔ）］ Ｑcorr（ｔ）＝ｓｉｎ［ψ（ｔ）−ψdist（ｔ）］
【００２４】
【発明の効果】本発明による方法は多極フィルタと共に
使用することもできるが、そのようなフィルタはフィル
タの中心周波数の近くでより平らな伝達関数を持つので
補償の必要が少ないことが認められる。
使用することもできるが、そのようなフィルタはフィル
タの中心周波数の近くでより平らな伝達関数を持つので
補償の必要が少ないことが認められる。
【００２５】種々の変形および変更が特許請求の範囲で
定められる本発明の趣旨および範囲内で本発明に対して
可能であることは当業者には理解されよう。
定められる本発明の趣旨および範囲内で本発明に対して
可能であることは当業者には理解されよう。
【００２６】
【表１】
【００２７】
【表２】
【００２８】
【表３】
【００２９】
【表４】
【００３０】
【表５】
【００３１】
【表６】
【００３２】
【表７】
【００３３】
【表８】
【００３４】
【表９】
【００３５】
【表１０】
【００３６】
【表１１】
【００３７】
【表１２】
【図１】ひずみのない結合フィルタの伝達関数を示す
図。
図。
【図２】単極結合フィルタの伝達関数を示す図。
【図３】本発明の方法の好適な実施例を実現する装置の
図。
図。
【符号の説明】 ＣＯＮＴ 制御器 Ｑ Ｑ軸用ＰＲＯＭ Ｉ Ｉ軸用ＰＲＯＭ Ｄ／Ａ ディジタル・アナログ変換器 ＭＯＤ 変調器 ＰＡ 電力増幅器 ＣＯＭＢ 結合フィルタ
Claims (6)
- 【請求項１】 移動無線通信システムにおける結合フィ
ルタの伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する
方法であり、搬送波の周波数変調に係る有用な送信機信
号がフィルタを用いてベース・バンドでフィルタリング
され、全体の伝達関数が少なくともほぼ、結合フィルタ
（ＣＯＭＢ）のベース・バンドに変換された伝達関数の
反転値から成る、ことを特徴とする方法。 - 【請求項２】 搬送波変調のコーディング表（Ｉ，Ｑ）
は、フィルタ動作が変調段階自体で行われるように変更
される、ことを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 搬送波変調前の有用な送信機信号がベー
ス・バンドにおいて第１フィルタ部分を用いてフィルタ
リングされ、前記第１フィルタ部分の伝達関数が一定の
振幅を有しかつ少なくともほぼ、結合フィルタ（ＣＯＭ
Ｂ）のベース・バンドに変換された伝達関数の位相の符
号を逆にした値から成る位相を有すること、ならびに送
信機出力信号が第２フィルタ部分を用いてフィルタリン
グされ、前記第２フィルタ部分の伝達関数が一定の位相
を有しかつ少なくともほぼ結合フィルタ（ＣＯＭＢ）の
伝達関数の振幅の反転された値から成る、ことを特徴と
する請求項１記載の方法。 - 【請求項４】 搬送波変調のコーディング表（Ｉ，Ｑ）
は、第１フィルタ部分が変調段階自体で実現されるよう
に変更される、ことを特徴とする請求項３記載の方法。 - 【請求項５】 第２フィルタ部分は送信機の最終段階の
増幅を制御することによって実現される、ことを特徴と
する請求項３または請求項４記載の方法。 - 【請求項６】 結合フィルタが単極フィルタである、こ
とを特徴とする前記請求項１から５までの各項記載の方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9101805A SE468616B (sv) | 1991-06-12 | 1991-06-12 | Foerfarande foer kompensering av saendarnyttosignalens beroende av oeverfoeringsfunktionen foer ett combinerfilter |
| SE9101805-1 | 1991-06-12 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07177078A true JPH07177078A (ja) | 1995-07-14 |
| JP3244772B2 JP3244772B2 (ja) | 2002-01-07 |
Family
ID=20383018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15373392A Expired - Lifetime JP3244772B2 (ja) | 1991-06-12 | 1992-06-12 | 結合フィルタの伝達関数に依存する有用な送信機信号を補償する方法 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5499389A (ja) |
| EP (1) | EP0518835B1 (ja) |
| JP (1) | JP3244772B2 (ja) |
| DE (1) | DE69206199T2 (ja) |
| DK (1) | DK0518835T3 (ja) |
| FI (1) | FI108379B (ja) |
| MX (1) | MX9202632A (ja) |
| SE (1) | SE468616B (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SI9300025A (en) * | 1993-01-21 | 1994-09-30 | Spase Drakul | Digital communication system in n-dimensional vector space for transmission coded waveforms in bandlimited chanels |
| US5748683A (en) * | 1994-12-29 | 1998-05-05 | Motorola, Inc. | Multi-channel transceiver having an adaptive antenna array and method |
| DE29704209U1 (de) * | 1997-03-07 | 1998-07-02 | Robert Bosch Gmbh, 70469 Stuttgart | Freiausstoßender Starter |
| WO1998059471A2 (en) * | 1997-06-20 | 1998-12-30 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for digital compensation of radio distortion in a wireless communication system |
| US6889034B1 (en) * | 1998-04-02 | 2005-05-03 | Ericsson Inc. | Antenna coupling systems and methods for transmitters |
| US6920191B2 (en) * | 2001-02-02 | 2005-07-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Estimation and compensation of the pulse-shape response in wireless terminals |
| US7020070B2 (en) | 2001-04-10 | 2006-03-28 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Selectively controlled modulation distortion of an IQ-baseband signal |
| US7782978B2 (en) * | 2006-04-13 | 2010-08-24 | Harris Corporation | Phase correction of a constant envelope signal without introducing amplitude modulation |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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