DE2625038C3

DE2625038C3 - Konverter zur Konvertierung einer Folge digitaler binärer Signale in eine Folge mehrphasig phasenmodulierter Trägerimpulse bzw. umgekehrt

Info

Publication number: DE2625038C3
Application number: DE2625038A
Authority: DE
Inventors: Toshihiko Tokio Mitani
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1975-06-04
Filing date: 1976-06-03
Publication date: 1979-11-15
Also published as: IT1079520B; US4109101A; CA1083720A; JPS51144167A; FR2313813B1; DE2625038B2; FR2313813A1; DE2625038A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Konverter der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art, und zwar sowohl in der Verwendung als Modulatoren als auch in der Verwendung als Demodulatoren.

Allgemein handelt es sich dabei um Phasenmodulatoren bzw. -demodulatoren zur Konvertierung einer Folge /V-wertiger Codes in eine Folge von Trägerimpulsen, die 2 /V-Phasenzustände annehmen können (im folgenden: 2 /V-Phasen-Trägerimpulse) bzw. umgekehrt. Dabei ist im folgenden N stets gleich 2", η eine ganze positive Zahl. Durch die Verwendung eines herkömmlichen Konverters zwischen der Folge binärer digitaler Signale und einer Folge /V-wertiger Codes gewinnt man einen Modulator bzw. Demodulator mit einer Redundanz, die es ermöglicht, ein beliebiges Korrelationsgesetz zwischen den binären digitalen Signalen der Folge zu berücksichtigen. Der Konverter kann also als Korrelationsphasenmodulator bzw. als -demodulator ausgebildet sein.

Bei solchen digitalen Phasenmodulatoren werden die Phasen auf ganz bestimmte Phasenverschiebungen festgelegt (Phase Shift Keying = PSK). Dies erfolgt bei der Übertragung von digitalen Signalen über Übertragungskanäle, die Bandpässe sind, wie z. B. ein Radiokanal. Die möglichen Phasenzustände der Trägerimpulse sind dabei den einzelnen digitalen Signalen zuordenbar. Es gibt auch bereits Modulatoren, bei denen eine Festlegung auf bestimmte differentielle Phasenverschiebungen erfolgt (Differential Phase Shift Keying = DPSK). Bei ihnen entspricht dem zu übertragenden digitalen Signal jeweils eine bestimmte Phasenverschiebung zwischen einem bestimmten Trägerimpuls und dem nächst vorhergehenden. Dabei nehmen die Trägerimpulse ebenfalls diskrete Phasenwinkel an, die mit gleichen Abständen in einem Bereich zwischen 0 und 2 π, einschließlich nur eines Endes dieses Bereichs, angeordnet sind. Die einfachste Modulation dieser Art ist also eine 2-Phasen-Modulation, in der die Phasenzustände oder die Phasenverschiebungen 0 und π sind, und zwar je nachdem, ob die binären Codes »0'< oder »1« sind. Bei einer 4-Phasen-Modulation sind die Phasenwinkel oder die Phasenverschiebungen 0, n/2, π und 3 π/2, je nachdem, welcher quaternäre Code übertragen werden soll, wobei in jedem Zeitschlitz bzw. mit jedem Codesymbol zwei Bits übertragen werden. Allgemein kann man je Codesymbol η Bits übertragen, wenn man eine /V-Phasen-Modulation einsetzt und jedem der /V-wertigen Codes eine von N Phasenlagen zuordnet. Bei einem derartigen mehrphasigen Modulator für /V-Phasen-Modulation ist die Übertragungsgeschwindigkeit (Bits pro Sekunde) folgende:

IV = F/Iog₂/V.

■η =

= {\og₂N)/2

in Bits pro Hertz innerhalb der belegten Bandbreite von 2WHz. Ist N = 2, 4, 8 und 16, dann ergeben sich Übertragungswirkungsgrade von 0,5, 1, 1,5 bzw. 2 Bit/Hz. Obwohl es theoretisch möglich ist, den Übertragungswirkungsgrad dadurch zu erhöhen, daß die belegte Bandbreite auf ein Frequenzintervall von weniger als 2 Wbegrenzt ist, und zwar entweder durch entsprechende Formung der Trägerimpulse oder durch die Verwendung eines Filters zur Unterdrückung unerwünschter Seitenbänder und Formung des Leistungsspektrums, läßt sich in der Praxis dies deshalb nicht durchführen, weil es eine unerträgliche Zunahme der Interferenz zwischen den einzelnen Symbolen mit sich bringt. Es ist ferner möglich, den Übertragungswirkungsgrad durch Erhöhung der Anzahl der verschiedenen Phasenzustände anzuheben. Das ist jedoch wiederum deshalb unpraktisch, weil die entsprechende Abnahme der Differenz zwischen den einzelnen Phasenzuständen, d. h. die Abnahme des Abstandes zwischen zwei benachbarten Signalpegeln zu einer beachtlichen Reduktion der Toleranz für Rauschsignale führt. Es ist daher praktisch sehr schwierig, einen Übertragungswirkungsgrad von mehr als 2 Bit/Hz zu erreichen.

Es ist ein quaternärer orthogonaler Amplitudenmodulator bekannt, der nach dem Prinzip der auf einen Teil des Frequenzbandes begrenzten Frequenzantwort (Partial-Response-System; im folgenden: PR-System) arbeitet. Dabei werden ein Paar zueinander orthogonale Trägersignale unabhängig voneinander mit zwei Folgen von binären 3-Pegel-Signalen im Basisband moduliert, die man nach der bei der Übertragung digitaler Signale im Basisband bekannten Bildung von 3-Pegel-Signalen in einem PR-System erhält. Bei einem derartigen Modulator nimmt die spektrale Dichte des modulierten Signals bei der Frequenz f_c ± W/2 bis auf Null ab, so daß man die belegte Bandbreite leicht auf IVbegrenzen, dabei die Frequenzen zu beiden Seiten des durch die Frequenzen f_c ± W/2 gegebenen Bandes als unerwünschte Seitenbänder unterdrücken und demgemäß einen Übertragungswirkungsgrad von 2 Bit/Hz erzielen kann. Diesen Modulator kann man jedoch für eine Hochfrequenzübertragung nicht einsetzen, da bei ihm für das Übertragungssystem unbedingt in .sehr hohem Maß Linearität gewährleistet sein muß.

Bei einem bekannten System zur Datenübertragung auf einer Telefonleitung (DE-OS 18 14 478) ist der Modulator aufgebaut aus einem Kodierer zur Konvertierung einer Folge digitaler binärer Codes in eine Folge von binären digitalen Gray-Codes, einen Vorkodierer, dei an seinem Ausgang in Abhängigkeit der vorgeschriebenen Gesetzmäßigkeit der Vorkodierung Signale abgibt, die 4 unterschiedliche Pegel annehmen können, 4 Quadraturmodulatoren, an die die beiden

4-Pegelsignale gelangen, und die an ihrem Ausgang in 4 Phasenlagen differentiel! phasenmodulierte Wellen abgeben, die jeweils um einen Winkel von π74 gegeneinander verschoben sind, sowie aus einem Filter (gebildet als Kombination des Filters auf der Sendeseite, der Telefonleitung und/oder des Filters auf der Empfangsseite), das eine Kennlinie mit begrenzter Frequenzantwort aufweist (Partial Response), in dem die benachbart angeordneten 4-phasig differentiell phasenmodulierten Wellen aufsummiert werden und derart das 2-Pegel- und 8-Phasen-Trägersignal erzeugt wird. Der Demodulator besteht aus 8 Produkt- Demodulatoren zur Demodulation der empfangenen Trägerwellen, 8 Tiefpaßfiltern für die demodulierten Signale und einem Dekoder, der daraus die digitale Signalfolge im Gray-Code ableitet, sowie einem weiteren Dekoder zur Konvertierung der derart rückgewonnenen Gray-Codes in die ursprüngliche Folge binärer digitaler Signale.

Nachteilig an diesem System ist seine Kompliziertheit, insbesondere bei der konkreten Auslegung auf genau spezifizierte Einsatzbedingungen. Die Kennlinien der Filter und auch die Signale, die 2 Pegel und 8 Phasenlagen annehmen können, sind für Veränderungen im Pegel und/oder in der Phasenlage außerordentlich empfindlich, insbesondere solche, die im Übertragungspfad einer Mikrowellensende- und -empfangsanlage auftreten können. Außerdem haben Nichtlinearitäten auf diese Parameter großen Einfluß. Das führt zu einer Zunahme von Codefehlern.

Es sind ferner bei der Übertragung digitaler Signale Korrelationstechniken bekannt, bei denen eine Korrelationskodierung erfolgt, um damit den Übertragungswirkungsgrad zu erhöhen (vgl. Adam Lender, »The Duobinary Technique for High-Speed Data Transmission«, IEEE Trans, on Communication and Electronics, Vol. 82, S. 214-218 [Mai 1963]; sowie ders„ »Correlative Digital Communication Techniques«, IEEE Trans, on Communication Technology, Vol. COM-12, S. 128- 135 [Dezember 1964]). Damit kann man auf der Empfängerseite Codefehler erkennen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Konverter der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, bei dem die Leistungsdichte und damit der Übertragungswirkungsgrad gegenüber den bekannten Konvertern verbessert ist, wobei die Frequenzverteilung derart ausgebildet sein soll, daß zur Fehlerfeststellung die Mitübertragung eines Pilotsignals möglich ist.

Insbesondere sollen Übertragungsgeschwindigkeiten von mehr als 2 Bit/Hz erzielt werden können. Ferner soll dabei der Forderung entsprochen werden können, daß, sowohl in der Ausbildung als Modulator als auch als Demodulator, jeweils nach Art eines Korreiationsmodulators bzw. -demodulators sich ein möglichst einfacher Schaltungsaufbau, der die schaltungstechnische Auslegung in einfacher Weise ermöglicht, ergibt

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst Die Erfindung umfaSt außerdem mehrere vorteilhafte Weiterbildungen.

Bei der Verwendung als Korrelationsmodulator kann die spektrale Leistungsdichte wegen der mehrphasigen Trägerimpulse bei der Trägerfrequenz im wesentlichen auf Null reduziert werden, so daß bei der Frequenz des Trägersignais ein Pilotsignal übertragen werden kann, das einen Bezug zum Trägersignal gibt

Die erste Schalteinheit bewirkt eine herkömmliche Konvertierung zwischen der Folge von Informationssignalen und einer Folge von /V-wertigen Codes; dabei entsprechen beide Folgen einander. Jeder /V-wertige

Code ist ein Element Peiner Gruppe (0,1, 2 N— \)

Die zweite Schalteinheit bewirkt eine korrelative Konvertierung zwischen den /V-wertigen Codes und der 2 /V-Phasen-Trägerimpulsen, die diesen nach ihrer verschiedenen Phasenzuständen zugeordnet sind. Die Anzahl der Phasenzustände beträgt 2 N; sie haber jeweils gleiche Abstände voneinander im Interval zwischen 0 und 2 π; dabei ist lediglich einer der beider

κι Werte 0 und 2 π mit einbegriffen. Wenn Pein Elemem der Gruppe darstellt, erhält jeder der 2 /V-Phasen-Trägerimpulse eine Phase bzw. eine Phasenverschiebung entsprechend einem Vergleich mit dem in dei Folge vorhergehenden Trägerimpuls, ausgewählt au· Ρπ/Ν und (P + N) π/Ν, entsprechend einem vorbestimmten Korrelationsgesetz zwischen den /V-wertiger Codes in der Folge. 1st P nicht das vorbestimmte mindestens eine Element, dann wird jeder dei 2 N- Phasen-Trägerimpulse mit demjenigen oben er wähnten Phasenzustand und derjenigen Phasenver Schiebung versehen, die gleich dem vorbestimmter Wert innerhalb Pπ/N und (P + N)n/N\sl. Die zweit« Schalteinheit ist also ein neuartiger 2"-wertigei 2"+ '-Phasen-Korrelationsmodulator oder -demodula tor. Phasenlage bzw. Phasenverschiebung keiner dei 2 /V-Phasen-Trägerimpulse ist gleich dem aus der Werten Ρπ/Ν und (P + Ν)π/Ν ausgewählten Wert wenn der Phasenzustand oder die Phasenverschiebung jedes der 2 A/-Phasen-Trägerimpulse aus den Werter Ρπ/Ν und (P+ Ν)π/Ν gemäß dem vorgegebener Korrelationsgesetz ausgewählt ist.

Die Erfindung und ihre vorteilhaften Weiterbildunger werden im folgenden unter Bezugnahme auf di« Zeichnungen beschrieben. Es stellt dar

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungs beispiels eines quaternären 8-Phasen-Korrelationsmo dulators;

F i g. 2 die Phasenzustände des Phasenmodulator: nach F i g. 1;

Fig.3 die schematische Darstellung des Leitungs Spektrums einer bekannten Folge mehrphasiger Träger impulse;

F i g. 4 bei (A) das Leistungsspektrum einer Folge vor 3-Pegel-Signalen im Basisband, die von einer Folg!

quaternärer Codes mit einem PR-System der Klasse 1 abgeleitet worden sind, sowie bei (B) ein Leistungsspek trum einer Folge mehrphasiger Trägerimpulse, die vor einer derartigen Folge von 3-Pegel-Signalen abgeleite sind;

so Fig.6 zeigt bei (A) das Leistungsspektrum einei Folge von 3-Pegel-Signalen, die mit Hilfe der Technil· bipolarer Codes abgeleiiei worden sind und bei (B) eir Leistungsspektrum einer Folge von mehrphasiger Trägerimpulsen, die von einer derartigen Folge diesei 3-Pegel-Signale abgeleitet worden sind,

F i g. 7 ein Blockschaltbild eines Korrelationskodie rers, wie er bei einem Phasenmodulator nach dem erster Ausführungsbeispiel Verwendung findet,
F i g. 8 ein Blockschaltbild eines Paritätszählers, wü er in den Korrelationskodierern nach F i g. 7 bei einen PR-System der Klasse 1 Verwendung findet,

F i g. 9 ein Blockschaltbild eines Paritätszählers, wi( er in dem Korrelationscodierer nach F i g. 7 bei einen PR-System der Klasse 4 Verwendung findet,

Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Paritätszählers, wif er bei dem Korrelationskodierer nach F i g. 7 bei einen System bipolarer Codes Verwendung findet,
F i g. 11 den logischen Aufbau einer Multiplex-Ver

knüpfungsschaltung, wie sie bei einem Korrelationskodierer nach F i g. 7 Verwendung findet,

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines Differential-Korrelationskodierers, der eine Modifizierung des ersten Ausführungsbeispiels darstellt,

Fig. 13 die Phasenzustände für 8-Phasen-Trägerimpulse einer von einem Differential-Phasenmodulator nach einer Modifikation des ersten Ausführungsbeispiels abgegebenen Folge von Trägerimpulsen,

Fi g. 14 ein Blockschaltbild eines Differential-Phasenmodulators, der gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel einen quaternären 8-Phasen-Korrelationsmodulator aufweist,

Fig. 15 die Phasenverschiebungen für einen 8-Phasen-Trägerimpuls einer Folge, die von einem Differentiai-Phasenmoduiator gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel abgegeben wird,

Fig. 16 schematisch das Leistungsspektrum einer Folge mehrphasiger Trägerimpulse, die von einem Differential-Phasenmodulator gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel abgegeben werden,

Fig. 17 ein Blockschaltbild eines Korrelations-Kodierers mit einem logischen Differential-Konverter, wie er in dem Differential-Phasenmodulator gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel Verwendung findet,

Fig. 18 ein Blockschaltbild eines Phasendemodulators gemäß einem Ausführungsbeispiel, der einen quaternären 8-Phasen-Korrelationsphasendemodulator aufweist,

Fig. 19 ein teil weises Blockschaltbild eines Phasendemodulators gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel und

F i g. 20 ein teilweises Blockschaltbild eines Phasendemodulators gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel.

Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 und 2 zeigt einen Phasenmodulator. An der Eingangsklemme 21 geht eine Folge von Informationssignalen ein; an der Ausgangsklemme 22 wird eine Folge von Trägerimpulsen, die acht verschiedene Phasenzustände annehmen können, abgegeben (diese werden im folgenden als 8-Phasen-Trägerimpulse bezeichnet). Der Phasenmodulator enthält einen Kodierer 25; er wandelt die eingehende Folge von Informationssignalen in eine Folge von quaternären Codes um. Die Folge der quaternären Codes stellt zu einem bestimmten Zeitpunkt eine der quaternären Zahlen 0, 1, 2 oder 3 dar. In anderen Worten: Jeder quaternäre Code ist ein Element P der Gruppe (0, 1, 2, 3). Die Folge der quaternären Codes wird in der praktischen Durchführung durch zwei Folgen der binären Codes a und b dargestellt Die vier möglichen Kombinationen (a, b), die jeweils durch ein Paar binärer Codes a und b gebildet werden., bilden in ihrer Aufeinanderfolge die Folge der quaternären Codes. Insoweit im vorliegenden Zusammenhang eine Folge quaternärer Codes verwendet wird, ist der Phasenmodulator derart ausgelegt, daß mit jedem Codesymbol zwei Bits übertragen werden. Ein derartiger Codierer ist an sich bekannt und nicht Gegenstand vorliegender Erfindung; er ist daher hier nicht weiter zu beschreiben. Der Phasenmodulator weist ferner einen quaternären 8-Phasen-Korrelationsphasenmodulator 26 (im folgenden: Korrelationsmodulator) auf, der seinerseits einen weiter unten noch beschriebenen Korrelationskodierer 27 aufweist, der die Folge quaternärer Codes in eine Folge von Oktal-Codes umwandelt, und zwar in Übereinstimmung mit einem vorgeschriebenen Korrelationsgesetz, das zwischen jedem der quaternären Codes und einem vorbestimmten weiteren der in der Folge vorhergehenden quaternären Code in der weiter unten noch beschriebenen Weise gelten seil. Die Folge der Oktal-Codes wird in der praktischen Durchführung durch drei Folgen der binären Codes x. y und ζ dargestellt. Die acht möglichen Kombinationen (x, y, z) dieser binären Codes bilden jeweils in ihrer Aufeinanderfolge die Folge der Oktal-Codes. Der Korrelationsmodulator 26 weist ferner einen Phasenmodulator 28 auf, der ein Trägersignal C phasenmoduliert. Dies erfolgt gemäß den drei binären Folgen der Codes x, y und z. Er gibt eine Folge von Trägerimpulsen an die Ausgangsklemme 22 ab. Die Trägerimpulse können acht verschiedene Phasenzustände haben. Diese Phasenzustände sind durch die Phasenwinkel Θ* der Trägerimpulse c im Intervall zwischen 0 und 2π, einschließlich lediglich eines der Enden dieses Intervalls, gekennzeichnet. Es ergeben sich acht diskrete Phasenwinkel k χ π/4; dabei ist k = 0, 1, 2, ..., 7. Welchen Phasenzustand ein Trägerimpuls annimmt, hängt von der jeweils vorliegenden Kombination (x, y z^derdrei Folgen binärer Codes x.y.zzb.

Aus der bis jetzt gegebenen Beschreibung geht hervor, daß die Folge der quaternären Codes durch den Korrelationsmodulator 26 in eine Folge von 8-Phasen-Trägerimpulsen umgewandelt werden. Dabei wird für die Korrelation eine bestimmte Gesetzmäßigkeit berücksichtigt. Die Wahl von drei Folgen binärer Codes *,yund zerfolgt lediglich der Einfachheit halber bei der praktischen Durchführung. Ferner sei erwähnt, daß eine Phasenverschiebung ΔΘ/, des Trägersignals c eines Trägerimpulses gegenüber dem in der Folge von Trägerimpulsen jeweils nächst vorhergehenden Trägerimpuls ebenfalls einen der acht Werte, und zwar die Werte k χ π/4 annehmen kann. Demgemäß kann man zwischen den quaternären Codes, angegeben durch das von ihnen dargestellte Element P, und den Phasen Qk bzw. den Phasenverschiebungen AQk die in Tabelle 1 wiedergegebene Beziehung angeben. Aus Tabelle 1 ergibt sich zusammenfassend folgende Entsprechung:

P-Θ* oder 4Θ*.

Dabei ist k = P (mod 4). Der Phasenwinkel Θ* bzw. die Phasenverschiebung AQk jedes Trägerimpulses wird aus einer Gruppe von möglichen Phasenwinkeln 5 ausgewählt. Diese Gruppe wird durch die beiden Phasenwinkel P π/4 und (P + 4)π/4 gebildet. Das entspricht einem vorgeschriebenen Korrelationsgesetz.

Tabelle

P	e	V oder Δ	θ,	4	X	*π/4*
0	0	X π/4	und	5	X	*π/4*
1	1	X ff/4	und	6	X	*π/4*
2	2	X π/4	und	7	X	*π/4*
3	3	X π/4	und

Um die Auswahl der Phasenwinkel 0* bzw. der Phasenverschiebungen AQk in Abhängigkeit von einem vorgeschriebenen Korrelationsgesetz zu erläutern, sei zunächst angenommen, daß die Folge quaternärer Codes in vier Folgen A, B, C und D je eines 3-Pegel-Signals, d. h. eines Signals, das die drei Pegel 0, +1, und — 1 annehmen kann, umgewandelt werden soll. Dies soll derart erfolgen, daß einem 3-Pegel-Signal in einer der vier Folgen ein 3-Pegel-Signal in jeder der restlichen Folgen entspricht. Stellt der quaternäre Code

P den Wert 0 dar, dann nimmt das 3-Pegel-Signal in der ersten Folge A nach Tabelle 2 (s. unten) für eine willkürliche Folge quaternärer Codes einen von 0 verschiedenen Pegel an, während die entsprechenden Signale in den anderen Folgen B bis D den Pegel 0 annehmen. Stellt der quaternäre Code P die Werte 1, 2 und 3 dar, dann nimmt nur eines der 3-Pegel-Signale in jeder der anderen Folgen B, C bzw. D einen von 0 verschiedenen Pegel an. Wenn das 3-Pegel-Signal die Pegel +1 bzw. -1 annimmt, dann werden für die Phasenwinkel die Werte (P + 4)πΙ4 und Ρπ/4 ausgewählt. Unter dieser Annahme reduziert sich das vorgeschriebene Korrelationsgesetz für die Auswahl der Werte für die Phasenwinkel Θ* oder die Phasenverschiebungen AQk auf eine bestimmte Gesetzmäßigkeit bei der Auswahl der Polaritäten +1 oder —! für das 3-Pegel-Signal. Dieses »bestimmte« Korrelationsgeselz kann irgendein bekanntes Korrelationsgesetz sein, das dazu dient, um von einer Folge binärer Codes eine Folge von 3-Pegel-Signalen im Basisband zu deren Übertragung abzuleiten. Die Auswahl kann z. B. nach dem Bipolarcode oder nach den Codes erfolgen, bei denen die Frequenzzahl auf einen Teil des Frequenzbandes begrenzt ist (Partial Response Codes, im folgenden PR-Codes) bzw. in der Technik der Duobinary-Codes erfolgen. Zum Beispiel werden die Polaritäten des 3-Pegel-Signals bei einem PR-System der Klasse 1 (Einteilung nach Kretzmer, IEEE Trans, on Com. Techn., Februar 1966, S. 67, 68) folgendermaßen bestimmt: Die Polarität +1 oder —1 eines 3-PegeI-Signals mit einem anderen Pegel als 0 ist in einer der vier Folgen A bis B, je nachdem dieselbe oder die entgegengesetzte eines anderen 3-Pegel-Signals mit ebenfalls dem Pegel +1 oder — 1, das in bezug auf das erstgenannte 3-Pegel-Signal in derselben Folge das nächst vorhergehende ist, dadurch bestimmt, ob die Zahl (einschließlich der Zahl 0) der dazwischenliegenden 3-Pegel-Signale mit dem Pegel 0 gerade oder ungerade ist. Die unten folgende Tabelle Nr. 2 zeigt eine Folge quaternärer Codes P, sowie vier Folgen A bis D von 3-Pegel-Signalen, die der Folge Pin einem PR-System der Klasse 1 zugeordnet sind, sowie die Phasenwinkel Qk bzw. Phasenverschiebungen ÄQ_K der entsprechenden 8-Phasen-Trägerimpulse.

Tabelle	2	0	B	C	0	D	0	e_k oder @k
P	A	0	+ 1	cv 1	0	5 X ff/4
1	+ 1	0	<o	0	2 X ff/4
2	+ 1	0		0	4 X ff/4
0	0	0	-1	0	4 X ff/4
0	-J	0	0	0	2 X ff/4
2	0	0	0	_ 1	OX ff/4
0	0	0	0	-1	3 X ff/4
3	0	0	0	0	3 X ff/4
3	+ 1	-1	0	0	IX ff/4
1	0	0	+1	0	4 X ff/4
0	0	0	0	+1	6 X ff/4
2	+1	0	0	0	7 X ff/4
3	0	0	+ 1	0	4 X ff/4
0	0	0	+1	0	6 X ff/4
2	0	0	0	0	6 X ff/4
2	-1	-1	0	0	IX ff/4
1	0	0	0	0	OX ff/4
0		+1			5 X ff/4
1

Θι oder 0,

2	0	1	0	2 X ff/4
3	0	0	-1	3 X ff/4
1	+ 1	0	0	5 X π/4
3	0	0	+ 1	7 X ff/4
3	0	0	+ 1	7 X ff/4
2	0	-1	0	2 X ff/4
1	-1	0	0	1 X ff/4

Im folgenden wird auf F i g. 3 Bezug genommen. Es ist bekannt, daß die spektrale Leistungsdichte W(Q einer Folge von im Basisband liegenden rechteckigen Impulsen wie folgt angegeben werden kann:

W(O = WI (sin πf/W)!(nf) | *.

Dabei ist f die Frequenz des Basisbandes. Die spektrale Leistungsdichte Wc(I) einer Folge von

>o mehrphasigen Trägerimpulsen, wie sie durch eine Mehrphasenmodulation eines Trägersignals mit einer Folge von Rechteckimpulsen abgeleitet werden, erhält man dadurch, daß die spektrale Leistungsdichte W(f)der im Basisband liegenden Folge von Impulsen auf das Trägerfrequenzband transformiert wird. Man erhält:

WJiO= W\ [sin n(f- fc)l WJ/ [jc(f- f_cj\ \ *.

Dabei ist f_c die Trägerfrequenz. Die spektrale Leistungsdichte Wc(O dieser Folge von mehrphasigen

jo Trägerimpulsen hat bei den Frequenzen f_c±nW Nullstellen, wie das bereits eingangs erläutert wurde.

Aus den Fig.4 bis 6 ist zu ersehen, daß sich bei der Konvertierung der Folge quaternärer Codes in die vier Folgen A bis D der 3-Pegel-Signale gemäß einem

j5 »bestimmten« Auswahlgesetz auch die Möglichkeit ergibt, die spektrale Leistungsdichte WJf), Folgen der 8-Phasen-Trägerimpulse, zu untersuchen. Bildet man jeweils für jede der Folgen A bis D dadurch eine Unterfolge der 8-Phasen-Trägerimpulse, daß man 3-Pegel-Signale bildet, und zwar mit dem Pegel 0, wenn kein Trägerimpuls vorliegt, mit dem Pegel 1, wenn ein Trägerimpuls mit dem Phasenwinkel (P + 4)π/4 vorliegt, und ferner mit dem Pegel — 1, wenn ein Trägerimpuls mit dem Phasenwinkel Ρπ/4 vorliegt, dann kann man die spektrale Leistungsdichte einer Teilfolge durch eine Bandtransformation der spektralen Leistungsdichte im Basisband für die in Betracht kommende der vier Folgen A bis D ableiten. Soweit die Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse durch Zusammenfügen der Teilfolgen entsteht, ergibt sich die spektrale Leistungsdichte WJO der Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse nach entsprechender Transformation und Berücksichtigung der Phasenlage durch Zusammenfügen der im Basisband für die entsprechende Folgendichte. Sie ist ähnlich der spektralen Leistungsdichte jeder Teilfolge. Die spektrale Leistungsdichte W(I) einer Folge von 3-Pegel-Signalen im Basisband ist:

W(O= W\G(0\²Z/2.

Dabei ist G(O die spektrale Amplitudendichte eines einzelnen Impulses. Sie ist für einen rechtwinkligen Impuls:

G(O = (sin π f/W)I[

Dabei ist Z:

Z = 2p(l -p)(i + cos 2itf/W)

« [1 -2(2p-1) cos 2jtf/W + (2p-1)²]

für ein PR-System der Klasse 1, sowie

Z = 2p(\-p)(\-cos4nf/W)

= [l-2(2p-1)cos47r//H'+ (2p- 1)2]

für ein PR-System der Klasse 4, sowie

Z = 2p(l -p){\ -cos 2nf/\V)

= [1 -2(1 -2p)cos lnf/W + (1 -2p/]

für ein bipolares System. Dabei ist wiederum ρ die Wahrscheinlichkeit des Auftretens von Signalen mit den Pegeln +1 und —!.Soweit die Wahrscheinlichkeit ρ bei quaternärer Phasenmodulation gleich 1/4 ist, ergeben sich die spektralen Leistungsdichten WJf) der Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse wie folgt:

WJ) - W\G(f-f_c)l*Z.

Dabei wurde in den oben angegebenen drei Gleichungen für Z für die Wahrscheinlichkeit ρ der Wert 1/4 und für /nunmehr f—f_c eingesetzt. Wie am besten aus Fig.4 bei (B) ersichtlich, hat die spektrale Leistungsdichte WJf) für ein PR-System der Klasse i Nullstellen bei den Frequenzen f_c ± W/2. Für ein PR-System der Klasse 4 hat die spektrale Leistungsdichte WJf) Nullstellen bei den Frequenzen f_c und fc ± W/2, wie aus F i g. 5 bei (B) zu ersehen. Für die bloße Unterdrückung der spektralen Leistungsdichte WJf) bei der Trägerfrequenz f_c ist, wie in F i g. 6 bei (B) gezeigt, die Technik des Bipolarcodes ausreichend.

Der in den F i g. 1 und 2 gezeigte Codierer 25 erzeugt gemäß der unten angegebenen Tabelle 3 für quaternäre Codes P Gray-Codes a und b (siehe die beiden linken Spalten). Aus ihnen leitet der Korrelationscodierer 27 die drei Folgen binärer Codes x, y ζ gemäß den beiden mittleren Spalten der Tabelle 3 ab. Die beiden binären Codes a und b haben zu den drei binären Codes x, y und zdie folgende Beziehung:

a = χ

b = y © z.

Daraus folgt, daß Kombinationen jeweils zweier binärer Codes /und ζ der drei Folgen binärer Codes für b = 0 und b = 1 entweder (0,0) oder (1,1) und (0,1) oder (1,0) sind. Das entspricht der vorgeschriebenen Gesetzmäßigkeit für die Korrelation. Daraus folgt, daß die Kombinationen (0,0,0), (0,1,1), (0,0,1),... der drei binären Codes x, y und ζ den Kombinationen (— 1,0,0,0), (1,0,0,0), (0,-1,0,0), ... der oben erwähnten 3-Pegel-Signale entsprechen und daß die Kombinationen (x, y, z) denjenigen Phasenwinkeln Θι_: in der Weise entsprechen, wie dies in den beiden rechten Spalten der Tabelle 3 angegeben ist.

Der Korrelationsmodulator 26 weist ferner ein Spektrum formendes Filter 29 auf, das die unerwünschten Seitenbänder in der Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse unterdrückt

Tabelle 3

(ft ft) (X,.V.

0	(0,0)	D	(0,0,0), (0,1,1)	0	X	π/4,4	X	*π/4*
1	(0,	D	(0,0,1), (0,1,0)	1	X	ff/4,5	X	*π/4*
2	(1,	0)	(1,0,1) , (1,1,0)	2	X	π/4, 6	X	*π/4*
3	(1,	(1,1,1) , (1,0,0)	3	X	^/4,7	X	*π/4*

Die Fig. 7 bis 11 zeigen ein Beispiel eines Korrelationscodierers 27, wie er im Korrelationsmodulator 26 des ersten Ausführungsbeispiels einsetzbar ist. Zunächst ist eine Verbindungsleitung 30 vorgesehen, auf ·-, der die binären Codes a der beiden Folgen von binären Codes a und b als binäre Codes χ der drei Folgen binärer Codes x, y und ζ ohne jade Modifizierung weiter übertragen werden. Ferner ist eine Multiplex-Verknüpfungsschaltung 32 vorgesehen, die weiter unten noch

ίο beschrieben wird, sowie eine an sich bekannte logische Matrix 34, die die beiden binären Codes a und b in vier Folgen Ml, M 2, M 3 und M 4 trennt und dabei für jede Kombination (a, b) der beiden die Folgen von binären Codes a und b die zugeordneten Elemente a ■ b, a ■ b, ä · b, ä ■ b des quaternären Codes (a ■ b, a ■ b, ä ■ b, ä ■ b) angibt.

Die vier Folgen quaternärer Codes Ml bis M 4 gelangen an die Multiplex-Verknüpfungsschaltung 32. Der Korrelationscodierer 27 weist ferner Paritätszähler 36,37,38 und 39 auf, an die jeweils eine der Folgen M1 bis M 4 der quaternären Codes gelangt und die die quaternären Codeelemente a ■ b usw. entsprechend dem vorgeschriebenen Korreiationsgesetz zählen. Sie geben vier Folgen N 1, N2, N3 bzw. N4 von Signalen an die Multiplex-Verknüpfungsschaltung 32 ab. Für die Anpassung an ein PR-System der Klasse 1 ist jeder der Paritätszähler 36 bis 39 gemäß F i g. 8 derart aufgebaut, daß er ein EXCLUSIV-ODER-Glied 40 enthält, dem eine der vier Folgen quaternärer Codes Mj zugeführt wird. Ferner enthält jeder Paritätszähler ein 1-Bit-Verzögerungselement 41, das das Ausgangssignal des EXCLUSIV-ODER-Gliedes 40 verzögert, sowie ferner einen Inverter 42, der die Polarität des um 1 Bit verzögerten Signals invertiert und dieses Signal mit invertierter Polarität an das EXCLUSIV-ODER-Glied 40 weiterleitet. Dieser Paritätszähler zählt die Anzahl von Zeitschlitzen, während deren ihm »0«-Codes als relevante quaternäre der Code-Elemente a ■ b, a ■ b, ä · b oder I · b zugeführt werden, und erzeugt die jeweils entsprechende der vier Folgen von Signalen Nj, bei der die Polaritäten der aufeinander folgenden Signale danach bestimmt sind, ob die Zahl gerade oder ungerade ist. Für ein PR-System der Klasse 4 weist gemäß Fig.9 jeder Paritätszähler 36 bis 39 ein EXCLUSIV-ODER-Glied 40, ein 1-Bit-Verzögerungselement 41, sowie ein weiteres 1-Bit-Verzögerungselement 43 auf, das das bereits um 1 Bit verzögerte Signal noch um ein weiteres Bit verzögert und das resultierende, um 2 Bit verzögerte Signal an das EXCLUSIV-ODER-Glied 40 zurückleitet. Zur Realisierung der Technik der Bipolar-Codes weist gemäß Fig. 10 jeder Paritäts7.ähler 36 bis 39 ein EXCLUSIV-ODER-Güed 40 sowie ein 1-Bit-Verzögerungselement 41 auf, das das um 1 Bit verzögerte Ausgangssignal des EXCLUSIV-ODER-Gliedes 40 an dessen Eingang zurückführt. Dieser Paritätszähler zählt die »1 «-Codes die ihm als zu berücksichtigende der quaiernären Code-Elemente a ■ b, a ■ b, a ■ b oder a · b zugeführt werden, und bestimmt die Polaritäten der aufeinanderfolgenden

_b0 Signale der entsprechenden der vier Folgen Nj in Abhängigkeit davon, ob die Zahl der »1 «-Codes gerade oder ungerade ist Der oben bereits erwähnte Paritätszähler für ein PR-System der Klasse 4 führt die Bestimmung wie bei der Technik der Bipolar-Codes

_b5 unabhängig bezüglich jedes anderen Zeitschlitzes durch, und zwar insbesondere einzeln für jeden geradzahligen und ungeradzahligen Zeitschlitz. Die Multiplex-Verknüpfungsschaltung 32 enthält vier NAND-Glieder 44,

45,46 und 47, denen entsprechende Kombinationen (M, N) der Signalfolgen MX bis M4 und NX bis NA zugeführt werden. Ferner enthält sie ein einzelnes NAND-Glied 48, der» die Ausgangssignale der vier NAND-Glieder 44 bis 47 zugeführt werden und das die Codes y der binären Codefolgen x,y und ζ produziert Es ergibt sich, daß diese Folge der Codes y einer Folge von Multiplex-Signalen der oben erwähnten Folgen A bis D von 3-Pegel-Signalen äquivalent ist, sofern man die binären Codes »1« und »0« für die Werte » + 1« und » -1« in den 3-Pegel-Signalen substituiert Der Korrelationscodierer 27 weist ferner ein EXCLUSIV-ODER-Glied 49 auf, dem die Codes b der beiden Folgen binärer Codes a und b und die Codes y der drei Folgen binärer Codes x,y\ma ζ zugeführt werden. Dieses EXCLUSIV-ODER-Glied erzeugt die Codes z.

Die Fig. 12 und 13 zeigen einen Phasenmodulator, der eine Modifizierung des ersten Ausführungsbeispiels darstellt Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszeichen versehen, wie in Fig. 1, mit der Ausnahme, daß anstelle des Korrelationsmodulators 26, der direkt auf »Vorwärts«-Betrieb ausgelegt war, nunmehr ein quaternärer 8-Phasen-Differential-Phasenmodulator 26" (im folgenden: Differential-Phasenmodulator) verwendet wird. Neben den bereits beschriebenen Schalteinheiten 27 bis 29 enthält er einen an sich bekannten quaternären logischen Differentialkonverter 50 zwischen dem Kodierer 25 und dem Korrelationscodierer 27, der die quaternären Codes P, in quaternäre Differential-Codes 5_; gemäß folgender Beziehung umwandelt:

S, = P,■+ Si-1 (mod 4).

Dabei ist / die Anzahl der Zeitschlitze. Die 8-Phasen-Trägerimpulse mit den Phasenwinkeln Θ, haben zu den quaternären Codes P, am Eingang folgende Beziehung:

Δθί= θ,-θ,_, = kj χ π/4.

Dabei ist k, = P, (mod 4). 4). Am besten ist dies aus F i g. 13 zu ersehen. Darin stellen die in durchgezogenen Linien dargestellten Pfeile die Phasenwinkel Θ, dar, die von den 8-Phasen-Trägerimpulsen eingenommen werden können, welche bei Auftreten der entsprechenden

Werte 0, 1, 2 7 jedes quaternären Codes P₁ am

Eingang erzeugt werden. Der gestrichelt eingezeichnete Pfeil zeigt den Phasenwinkel θ/_ι eines 8-Phasen-Trägerimpulses an, der von dem dem quaternären Code P, nächst vorhergehenden Code Pi-\ eingenommen wurde. Wie aus Tabelle 4 (s. unten) zu ersehen ist, entsprechen die Phasenverschiebungen <4Θ* mit den Werten P χ π/4 und (P + 4)π/4 jeweils je einem quaternären Code P am Eingang gemäß einem vorgeschriebenen Korrelationsgesetz.

Tabelle	A	4	ff/4.	4	X	ff/4
P	0	0	π/4.	5	X	ff/4
0	1	X	ff/4,	6	X	ff/4
1	2	X	ff/4,	7	X	ff/4
2	3	X
3	X

sind mit gleichen Bezugszeichen vergehen, mit de: Ausnahme, daß anstelle des Korrelationsmodulators 2( ein quaternärer 8-Phasen-Differential-KorreIationspha senmodulator (im folgenden: Differential-Korrelations modulator) vorgesehen ist Dem Differential-Korrela tionsmodulator wird die Folge von quaternären Codes J zugeführt; er erzeugt eine Folge von 8-Phasen-Träger impulsen, deren Phasenverschiebungen ΔΘ auf die fün Werte 0, ±π/4 und ±π/2 beschränkt sind. Die zwe

ίο Werte P χ π/4 und (P + 4)π/4 der Phasenverschiebun gen ΔΘ sind lediglich einem bestimmten Wert dei quaternären Codes P zugeordnet; ferner wird einer dei beiden Werte P χ π/4 und (P + 4)π/4 ausgewählt unc jedem der restlichen Werte der quaternären Codes i zugeordnet, wie dies aus Tabelle 5 und in F i g. 15, derer Darstellung Fig. 13 entspricht, zu ersehen ist Eine: dieser Werte für die Phasenverschiebung ΔΘ wird füi lediglich einen vorbestimmten Wert der quaternärer Codes P ausgewählt, und zwar gemäß einem vorbe stimmten Korrelationsgesetz zwischen den Codes Pdei Folge der quaternären Codes. Dabei muß erwähni werden, daß die Phasenwinkel θ der Trägerimpulse 8 Werte annehmen können, und zwar entsprechend der verschiedenen Kombinationen der Phasenverschiebungen 0, ±π/4 und ±.τ/2 und des Phasenwinkels θ de« nächst vorhergei .enden Trägerimpulses. Eine Beschränkung der Phasenverschiebungen ΔΘ auf fünf Werte schafft jedoch einen hohen Korrelationskoeffizienten zi der Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse, so daß die

in Hauptteile der Seitenbandenergie in der spektraler Leistungsdichte Wc(O für die Folge von 8-Phasen Trägerimpulsen in einem Frequenzband /_c± W/2 kon zentriert ist. Das vorgeschriebene Korrelationsgeset; kann so ausgelegt werden, daß die Auswahl der beider Phasenverschiebungen derart erfolgt, daß die Wahr scheinlichkeit für das Auftreten der Phasenverschiebun gen P χ π/4 und (P + 4)π/4 gleich werden. In dieserr Fall kann die spektrale Leistungsdichte W/f) durcr folgende Formel angegeben werden:

W₁(O = W\ ίψ-fc) I ² ■ 4 Z(f-f_c).

Dabei ist:

Z(f) = (1 - PJ)I(X -2Λ cos 2πί/Ψ + W).

Dabei ist wieder R = (1 + ]ß)/4. Die spektrale ⁴^ Leistungsdichte VV^istin Fig. 16dargestellt.

Die F i g. 14 bis 16 zeigen ein zweites Ausführungsbeispiel eines Phasenmodulators, der speziell für eine korrelative differentielle Korrelations-Phasenmodulation geeignet ist. Gleiche Schalteinheiten wie in Fig. 1

Tabelle 5	Δ	Θ	ff/4	6	X	π/4
P	0	X	ff/4	7	X	ff/4
0	1	X	ff/4
1	2	X
2
3

Wie aus Fig. 14 und ferner noch aus Fig. 17 hervorgeht, weist der Differential-Korrelationsmodulator 26" anstelle eines Korrelationskodierers 27 gemäC Fig. 1 einen logischen Korrelations-Konverter 51 (irr folgenden: Konverter) auf. Er führt eine logische differentielle Transformation aus. Er enthält al: Bestandteil einen weiteren Korrelationskodierer 52 unc einen Oktaladdierer 53; der Konverter 51 gibt eine Folge von differentiellen Oktal-Codes Ki ab, wenn ihrr die Folge quaternärer Codes P, zugeführt wird; dabe wird ein vorgeschriebenes Korrelationsgesetz berück sichtigt. Die differentiellen Oktal-Codes K können alle

möglichen 8 Kombinationen (X Y, Z) der drei »endgültigen« binären Codes X, Y\ir\a Zannehmen. Die binären Codes X, Y und Z gelangen an den Phasenmodulator 28, der ebenso wie in F i g. 1 vorgesehen ist Tritt nun eine Folge quaternärer Codes Pi, dargestellt durch die Gray-Codes a und b, auf und gelangt an den Korrelaticaskodierer 52, so erzeugt dieser eine »Zwischen«-Folge von Oktal-Codes (?„ wobei das vorgeschriebene Korrelationsgesetz berücksichtigt wird. Werden die natürlichen Okial-Codes Q, von den 8 möglichen Kombinationen (R, S, T) der drei »Zwischen«-Folgen der binären Codes R, 5 und 7"(siehe Tabelle 6) gezeigt, so ergibt sich die vorgeschriebene Korrelation, die ebenfalls in Tabelle 6 dargestellt ist. Bei Auftreten der »Zwischen«-Folge von Oktal-Codes Q, berechnet der Oktaladdierer 53 die Folge der differentiellen Oktal-Codes K₁ wie folgt:

K₁= Qi

i-i (mod 8)

Tabelle	6	(a	b)	O	6	*(R.S.T)*	,(1,	1,	0)
P	(0,	D	0	7	(0, 0, 0)	(1,	1,	D
0	(0,	D	1		(0, 0, 1)
1	(1,	D	2,	(0, 1, 0)
2	(1,	0)
3

Im Rahmen der Erläuterung von F i g. 17 sei zunächst erwähnt, daß das vorgegebene Korrelationsgesetz, das auch in Tabelle 6 zum Ausdruck kommt, durch folgende logische Gleichungen ausgedrückt wird:

R = a-b+a-b-q

S = a

Dabei ist q eine einzelne Folge binärer Codes, die die binären Codes R der ersten der drei »Zwischen« Folgen gleich 0 und 1 macht und dadurch den Oktal-Codes der Zwischenfolge O, die Werte 2 und 6 gibt. Der Korrelationskodierer 52 enthält zu diesem Zweck als Bestandteil ferner ein logisches Netzwerk 55, an das die binären Codes a und ZMder beiden Folgen quaternärer Codes a ■ b und a ■ b gelangen und das daraufhin^ lediglich zwei Folgen quaternärer Codes a · b und a · b der Gesamtheit aller Folgen quaternärer Codes produziert. Ferner ist im Korrelationskodierer 52 ein Paritätszähler 36 vorgesehen, wie er z. B. an Hand von Fig. 8 bereits erläutert wurde. An ihn gelangen die quaternären Codes a · b einer der nur zwei Folgen. Er produziert dann die einzelne Folge binärer Codes q. Ferner ist ein UND-Glied 56 vorgesehen, an das die quaternären Codes a · b des anderen der nur zwei Folgen, sowie ferner die binären Codes q gelangen. Es gibt an seinem Ausgang das logische Produkt a ■ b ■ q ab. Ferner ist ein ODER-Glied 57 vorgesehen, das die logischen Summen a ■ b + a ■ b ■ q, d. h. die binären Codes R der drei Zwischenfolgen erzeugt bzw. abgibt. Der Korrelationskodierer 52 weist ferner eine Verbindungsleitung 58 auf, auf der die binären Codes a als binäre Codes S ohne Modifizierung weitergeleitet werden. Ferner ist ein EXCLUSIV-ODER-Glied 59 vorgesehen, dem die binären Codes a und b zugeführt werden und das an seinem Ausgang die binären Codes T abgibt. Alternativ kann man die quaternären Codes Qi gleich 2 und 6 machen, wenn der quaternäre Code flam Eingang gleich 2 ist, und zwar je nachdem, ob die Phasenwinkel θ,·_ι des Trägerimpulses für den zunächst vorhergehenden quaternären Code P,_i ein gerades oder ungerades ganzzahliges Vielfaches von jr/4 ist, d. h. je nachdem, ob der differenzielle Oktal-Code K₁-1 gleich einer geraden oder ungeraden ganzen Zahl ist In diesem Fall werden die binären Codes q durch ein Signal Zd, das im folgenden noch beschrieben wird, angegeben. Der Oktaladdierer 53 besteht aus einem ersten Volladdierer 61, einem zweiten Volladdierer 62 und einem Halbaddierer 63. Die drei 1-Bit-Verzögerungselemente 66, 67 und 68 verzögern jeweils die Signale am Ausgang der Addierer 61 bis 63 und erzeugen so verzögerte Signale X₀, Yd und Z₀. Bei Auftreten der binären Codes R, 5 und Γ und der verzögerten Signale Xd, Yd und Zd geben die Addierer 61 bis 63 die binären Codes X, Vund Zund damit die drei endgültigen Folgen der differentiellen Oktal-Codes K, ab.

Fig. 18 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines Phasendemodulators. An der Eingangsklemme 71 geht die Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse, die von einem Phasenmodulator gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, d.h. ohne differentielle Phasenmodulation, erzeugt worden sind, ein. An der Ausgangsklemme 72 wird eine Folge von reproduzierten Original-Informationssignalen abgegeben. Der Phasendemodulator nach F i g. 18 weist einen quaternären 8-Phasen-Korrelationsdemodulator 75 auf (im folgenden: Korrelationsdemodulator), der die Folge von Trägerimpulsen in eine Folge reproduzierter quaternärer Codes P' umwandelt. Der Korrelationsdemodulator 75 enthält ein Bandpaßfilter 76, durch das die Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse hindurchgeleitet wird, sowie ferner einen herkömmli-

j-5 chen 8-Phasen-Demodulator 77, der die Folge der 8-Phasen-Trägerimpulse in drei Folgen binärer Codes x',y'und z'demoduliert. Letztere entsprechen den oben erwähnten binären Codes λ, y und z. Ferner ist ein Korreiationsdekodierer oder logischer Konverter 78 vorgesehen. Er konvertiert die drei Folgen binärer Codes x', y', z'in zwei Folgen binärer Codes a'und b', die die reproduzierten quaternären Codes P' darstellen. Der Phasendemodulator enthält ferner einen herkömmlichen Dekodierer 29, der die reproduzierte Folge quaternärer Codes P' in die ursprüngliche Folge von Informationssignalen umwandelt und diese an die Ausgangsklemme 72 abgibt. Der Korreiationsdekodierer 78 weist ferner eine Verbindungsleitung 80, die die binären Codes x'als binäre Codes a'ohne Modifizierung

so weitergibt, auf. Ferner ist ein EXCLUSIV-ODER-Glied 81 vorgesehen, an das die binären Codes y' und z' gelangen und das die binären Codes b' erzeugt und abgibt.

Fig. 19 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Phasendemodulators. Es eignet sich zur Demodulation einer Folge von Trägerimpulsen, wie sie von einem Phasenmodulator gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, jedoch ohne differentielle Phasenmodulation, erzeugt wird. Anstelle des Korrelationsdemodulators 75

bo nach Fig. 18 ist ein Korrelationsdemodulator 75' vorgesehen. Ansonsten sind die gleichen Schalteinheiten wie in Fig. 18 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Der Korrelationsdemodulator 75' enthält eine Frequenzverdopplungsschaltung 84, die die Fre-

bi quenz der Folge von 8-Phasen-Trägerimpulsen, die ihr vom Bandpaßfilter 76 zugehen, mit dem Faktor 2 multipliziert, so daß sich ohne Verlust von Information eine Folge von 4-Phasen-Trägerimpulsen ergibt. Ferner

ist ein herkömmlicher 4-Phasen-Demodulator 85 vorgesehen, der die nunmehr vorliegende Folge der 4-Phasen-Trägerimpulse in eine Folge reproduzierter quaternärer Codes P', die durch die beiden Folgen binärer Codes a'und /»'dargestellt werden, demoduliert.

Ein Phasendemodulator, wie er sich durch Modifikation der bis jetzt beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiele ergibt, ist für eine Folge von 8-Phasen-Trägerimpulsen geeignet, die von einem Phasenmodulator gemäß der oben beschriebenen Modifikation des ersten Ausführungsbeispiels des Phasenmodulators abgegeben werden. Wie in Fig. 18 und 19 jeweils gestrichelt zusätzlich eingezeichnet, enthält der sich gemäß dieser Modifikation ergebende Phasendemodulator noch zusätzlich einen herkömmlichen quaternären logischen differentiellen Konverter 88 zwischen entweder dem Korrelationsdekodierer 78 oder dem 4-Phasen-Demoduiator 84 und dem Dekodierer 79.

F i g. 20 zeigt schließlich ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Phasendemodulators. Er ist für eine Folge von 8-Phasen-Trägerimpulsen geeignet, wie sie von einem Phasenmodulator abgegeben werden, gemäß Beschreibung anhand des zweiten Ausführungsbeispiels. Dieser Phasendemodulator weist anstelle des Korrelationsdemodulators 75 nach Fig. 18 einen Korrelationsdemodulator 75" auf. Er weist seinerseits einen herkömmlichen logischen differentiellen Oktal-Konverter 89 zwischen dem 8-Phasen-Demodulator 77 und dem logischen Oktal/Quaternär-Konverter 78 auf.

Aus dem Vorhergehenden ergibt sich, daß es sich sowohl bei den Korrelations-Phasenmodulatoren 26,26' oder 26" als auch bei den Korrelations-Phasendemodulatoren 75, 75' oder 75" allgemein um Schalteinheiten handelt, die für A/-wertige Codes geeignet sind und 2Λ/ Phasenwinkel annehmen können. Ein Konverter zur Konvertierung eines Informationssijirnals in eine Folge von 2N-Phasen-Trägerimpulsen durch Erzeugung von Zwischcnfolgen von Mwertigen Codes wird somit geschaffen. Die oben erwähnten Aufgaben werden dadurch gelöst Dennoch ist die Anzahl der Phasenwinkel des mehrphasigen Trägerimpulses gleich dem Zweifachen der Anzahl, die bei herkömmlichen

ίο mehrphasigen Modulations- oder Demodulationseinrichtungen vorliegen. Es ergeben sich die eingangs erwähnten Vorteile ferner, wenn man für ein bestimmtes Korrelationsgesetz entweder ein PR-System der Klasse 4 oder die Technik der Bipolar-Codes anwendet.

Außerdem ergibt eine Frequenzverdopplung der von einem Phasenmodulator nach dem ersten Ausführungsbeispiel abgegebenen Folge von 2/V-Phasen-Trägerimpulsen eine Folge von /V-wertigen N-Phasen-Trägerimpulsen, die leicht auf herkömmliche Art und Weise demoduliert werden können.

Schließlich sei darauf hingewiesen, daß das zweite Ausführungsbeispiel lediglich eine Differential-Phasenmodulation biw. -demodulation betraf, da die Phasenzustände des mehrphasigen Trägerimpulses ansonsten nicht die Anzahl nach 2/V ergeben würden. Schließlich sei erwähnt, daß es in der Praxis nicht wünschenswert ist, als Zahl N eine andere als 2" auszuwählen; ferner ist es nicht wünschenswert, die 2/V-Phasenzustände anstatt in gleichen Abständen von π/Ν in ungleichen Abständen anzuordnen oder ein Paar von Phasenzuständen oder Phasenverschiebungen derart zu bestimmen, daß sich zu jedem vorbestimmten A/-wertigen Code oder Codes ein anderer Abstand als π ergibt.

Hicizu 4 I)IuIl Zeiehnuimen

Claims

Patentansprüche:

1. Konverter zur Konvertierung einer Folge digitaler binärer Signale in eine Folge mehrphasig diskret phasenmodulierter Trägerimpulse und umgekehrt, bei der eine erste Schalteinheit zur Konvertierung der Folge digitaler binärer Signale in eine Folge diesen eindeutig zuordenbarer ZV-weniger Codes bzw. umgekehrt vorgesehen ist, wobei N = 2" und η eine positive ganze Zahl ist, und jeder der /V-wertigen Codes ein Element Peiner durch N Elemente gebildeten Menge JO, 1,.., (N- I)) ist, und ferner eine zweite Schalteinheit zur Konvertierung der durch die N-wertigen Codes gebildeten Folge in die übertragene Folge phasenmodulierter Trägerimpulse bzw. umgekehrt vorgesehen ist, wobei die verschiedenen Phasenlagen, die die Trägeriinpulse einnehmen können, der Zahl nach gleich 2/V und im Bereich von 0 und 2π mit Einschluß nur eines der Endpunkte mit gleichem Phasenabstand angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung als Modulator die zweite Schaltdnheit (26, 26', 26") als Korrelationsphasenmodulator ausgebildet ist, der, sofern P mindestens ein >■> vorbestimmtes Element der Menge darstellt, jedem der Trägerimpulse eine Phasenlage (θ) gibt bzw. eine Phasenverschiebung (AQ) gegenüber der Phasenlage des nächst vorhergehenden Trägerimpulses in der Folge modulierter Trägeriinpulse so erteilt, die im Intervall von PπΙN und (P + Ν)π1Ν nach einem bestimmten Korrelationsgeseu zwischen den aufeinanderfolgenden N-wertigen Codes bestimmt ist, und der, sofern P nicht das mindestens eine vorbestimmte Element der Menge darstellt, r> jedem der Trägerimpulse die Phasenlage piht bzw. diejenige Phasenverschiebung erteilt, die gleich einem der Werte ΡπΙΝ und (P+ Ν)π/Ν ist, und daß bei Verwendung als Demodulator die zweite Schalteinheit (75, 75', 75") als Korrelationsphasen- to demodulator ausgebildet ist und die mehrphasig phasenmodulierten Trägerimpulse unabhängig von dem genannten Korrelationsgesetz in die ursprünglichen N-wertigen Codes umsetzt, wobei die Umsetzung derart erfolgt, daß jeder der N-wextigen Vt Codes durch das Element P'einer Menge (0, 1,..., (N- 1)| dargestellt wird, das die Phasenlage (θ) bzw. Phasenverschiebung (AQ) hat, die entweder gleich Ρ'π/NoderfN + Ρ')πΙΝκ\.

2. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekenn- ■-> <) zeichnet, daß der Korrelationsphasenmodulator (26) einen Korrelationskodierer (27), der die Folge der /V-wertigen Codes in eine Folge von 2 N-wertigen Codes gemäß dem vorgenannten Korrelationsge setz umwandelt, sowie einen 2 N-Phasenmodulator v> (28) aufweist, der ein Trägersignal (f_c) entsprechend den 2 /V-wertigen Codes moduliert und damit die 2 /V-Phasen-Trägerimpulse erzeugt.

3. Konverter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsphasenmodulalor als t>o Differentialphasenmodulator (26') ausgebildet ist und ein logisches Netzwerk (50) aufweist, das die Folge /V-wertiger Codes (P₁) in eine Folge N-wertiger differentieller Codes (S) gemäß der Beziehung

S₁ - P₁ + Si-\ (mod N)

umwandelt, wobei / ganze Zahlen, P₁ die /-ten /V-wertigen Codes und S,-_i bzw. S, die (7-1)-ten bzw. /-ten /V-wertigen differentiellen Codes sind, die an den Korrelationskodierer (27) gelangen, der die Folge von 2 N-wertigen Codes gemäß dem genannten Korrelationsgesetz erzeugt, die im 2 N- Phasenmodulator (28) das Trägersignal (f_c) modulieren.

4. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsphasenmodulator (26") als Differentialphasenmodulator ausgebildet ist, und daß die Phasenverschiebungen auf N+i Phasenzustände begrenzt sind, die in gleichen Abständen in dem genannten Bereich angeordnet sind.

5. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsphasenmodulator als Differentialphasenmodulator (26") ausgebildet ist und einen logischen Korrelationskodierer (52) mit einem logischen Netzwerk (55—59) aufweist, in den die Folge N-wertiger Codes in eine Folge 2 N-wertiger Codes umgesetzt wird, die den (N+\) 2 /V-wertigen Zahlen 0, 1, ..., j, j + N. .. „ 2 N-1 entsprechen, wobei j eine vorbestimmte positive ganze Zahl ist, und wobei diejenigen der 2 N-wertigen Codes, die den Zahlen j und j + N entsprechen, demjenigen /V-wertigen Code zugeordnet sind, der das vorbestimmte eine Element darstellt, und die restlichen 2 /V-wertigen Codes den anderen N-wertigen Codes mit Ausnahme dieses einen zugeordnet sind, ::nd ferner ein Additionsmeßwerk (61 —68) die Folge der 2 /V-wertigen Codes in eine Folge 2 /V-wertiger differentieller Codes gemäß der Beziehung

Ki= Qi+ Ki,, (mod 2 N)

umsetzt, wobei / ganze Zahlen, Q, die /-ten 2 /V-wertigen Codes und K,-_i bzw. K₁die (i— l)-ten bzw. /-ten 2 N-wertigen differentiellen Codes sind, und die Trägerimpulse mit den 2 /V-wertigen differentiellen Codes moduliert werden.

6. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsphasendemodulator (75) einen weiteren 2 /V-Phasendemodulator (77), der die 2 /V-Phasen-Trägerimpulse in 2 N-wertige Codes umsetzt, und einen Korrelationsdekodierer (78), der die 2 /V-wertigen Codes gemäß dem genannten Korrelationsgesetz umsetzt, aufweist.

7. Konverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsphastndemodulator (75) einen 2 N/N-Konverter (78) zur Umwandlung der 2 /V-wertigen Codes in /V-wertige Codes gemäß dem genannten Korrelationsgesetz, sowie ferner ein logisches Netzwerk (88) zur Umsetzung der N-wertigen differentiellen Codes in die /V-wertigen Codes aufweist.

8. Konverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsphasendemodulator als Differentialphasendemodulator (75") ausgebildet ist und einen Konverter (89) zur Umwandlung der von dem 2 /V-Phasendemodulator (77) erzeugten 2 /V-wertigen Code in neue 2 /V-wertige Codes und einen 2 MW-Konverter (78) zur Umwandlung dieses neuen 2 N-wertigen Codes in die genannten A/-wertigen Codes gemäß dem vorbestimmten Korrelationsgesetz aufweist.

9. Konverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der /V-wertige 2 N-Phasen-Korrelationsphasendemodulator ferner eine Schaltung zur Frequenzverdoppelung (84) aufweist, die die Folge von 2 yV-Phasen-Trägerimpulsen in eine Folge von

/V-Phasen-Trägerimpulsen umsetzt und ferner ein /V-Phasen-Demodulator (85) die N-Phasen-Trägerimpulse in die /V-wertigen Codes entsprechend dem vorgegebenen Korrelationsgesetz umwandelt.

10. Konverter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zu dem TV-Phasendemodulator (85) ein weiterer /^-Phasendemodulator (88) vorgesehen ist, der die /V-Phasen-Trägerimpulse in A/-wertige differentielle Codes und die Mwertigen differentiellen Codes in /V-wertige Codes umsei zL

Es ist bekannt, daß die spektrale Leistungsdichte einer Folge von /V-Phaserj-Trägerimpulsen zu der Trägerfrequenz f_c symmetrisch ist und bei den Frequenzen f_c± η W Nullstellen hat Soweit nun die hauptsächliche Seitenbandenergie in einen Frequenzbereich zwischen f_c- W und fc+ Wfällt, kann man dadurch, daß man die Energie in den anderen Frequenzbändern als unerwünschte Seitenbänder unterdrückt, erreichen, daß das Band zwischen f_c- W und f_c+ W 99% der tatsächlich übertragenen Leistung aufnimmt. Für e>nen /V-Phasen-Modulator ergibt sich demnach der Übertragungswirkungsgrad wie folgt: