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GEBIET DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung betrifft allgemein elektronische Schaltungen und insbesondere
Phasenverriegelungsschleifen-Schaltungen.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Eine
Phasenverriegelungsschleife (PLL) synchronisiert ein Ausgangssignal
mit einem Referenzsignal. Phasenverriegelungsschleifen werden in den
verschiedensten elektronischen Schaltungen u. a. zur Frequenzsynthese,
Frequenz- und Phasenmodulation
und -demodulation, Taktrückgewinnung
und Taktsynchronisation verwendet.
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1a zeigt
ein Grundschaltbild einer PLL-Schaltung. Ein Phasenfrequenzdetektor
(PFD) 12 empfängt
zwei Signale: FR – ein
Referenzsignal und Fv – eine heruntergeteilte Version
des Ausgangssignals. Der PFD erzeugt UP- und DN-(DOWN-) Signale, die angeben, ob ein
Heraufsetzen (UP auf hohem Pegel) oder ein Herabsetzen (DN auf hohem Pegel)
der Frequenz des Ausgangssignals erforderlich ist, Die Signale UP
und DN werden in ein Schleifenfilter 16 eingegeben. Wenn
UP auf hohem Pegel und DN auf niedrigem Pegel ist, steigt Vc an, wodurch die Frequenz des Ausgangssignals
des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 18 zunimmt.
Genauso sinkt Vc, wenn DN auf hohem Pegel
und UP auf niedrigem Pegel ist, wodurch die Frequenz des Ausgangssignals
des VCO 18 abnimmt. In vielen Fällen wird ein Teiler 20 verwendet,
um die Frequenz durch einen Faktor N in eine niedrigere Frequenz
zu teilen; in diesem Fall ist Fout = N·FR.
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1b zeigt
ein Schaltschema eines aktiven Filters des Standes der Technik,
das als Schleifenfilter 16 in der PLL-Schaltung von 1a verwendet werden
kann. Das DN-Signal vom PFD 12 wird über den Widerstand 24 in
den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OPV) 22 eingekoppelt. Das
UP-Signal vom PFD 12 wird über den Widerstand 26 in
den nichtinvertierenden Eingang des OPV 22 eingekoppelt.
Die Ausgabe des OPV 22 wird über den Kondensator 28 und
den Widerstand 30 in seinen invertierenden Eingang eingekoppelt.
Der nichtinvertierende Eingang ist über den Widerstand 32 und
den Kondensator 34 mit Masse verbunden.
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Dieser
Typ von Filter wird bei integrierten Anwendungen nicht oft eingesetzt,
hauptsächlich
deshalb, weil er eine Versorgung mit zwei Betriebsspannungen erfordert
und zwei eng angepasste Filter benötigt. Da sowohl der invertierende
als auch der nichtinvertierende Eingang durch den PFD 12 angesteuert
werden, bereitet dieses Filter außerdem Gleichtaktprobleme.
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1c zeigt
ein Schema eines zweiten aktiven Filters, das als Schleifenfilter 16 in
der PLL-Schaltung von 1a verwendet werden kann. Das
UP-Signal vom PFD 12 wird über den Widerstand 42 in
den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (OPV) 40 eingekoppelt.
Das DN-Signal vom PFD 12 wird über den Widerstand 44 in
den nichtinvertierenden Eingang des OPV 40 eingekoppelt.
Die Ausgabe des OPV 40 wird über den Widerstand 46 in
seinen invertierenden Eingang eingekoppelt. Der nichtinvertierende
Eingang des OPV 40 ist über
den Widerstand 48 mit Masse verbunden. Die Ausgabe des
OPV 40 wird über
den Widerstand 52 in den invertierenden Eingang des OPV 50 eingekoppelt.
Die Ausgabe des OPV 50 wird über den Kondensator 54 und
den Widerstand 56 in seinen invertierenden Eingang eingekoppelt.
Der nichtinvertierende Ausgang ist an eine Gleichspannung VDC angeschlossen.
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Diese
Ausführung
ist ebenfalls nicht besonders zweckmäßig für integrierte Bauweisen, da
sie zwei OPVs erfordert, was einen größeren Flächenbedarf, stärkeres Rauschen
und eine höhere
Leistungsaufnahme zur Folge hat. Wiederum ist das Anpassen der Filter,
um eine optimale Leistungsfähigkeit
zu erzielen, schwierig. Außerdem
weist der OPV 40 keinen Zustand mit hoher Impedanz gegenüber dem OPV 50 auf,
und folglich werden all das Rauschen von den Widerständen 42, 46, 44 und 48 und
dem PFD 12 und die Gleichstrom-Fehlanpassung zwischen dem
OPV 40 und dem invertierenden Eingang des OPV 50 Nebeneffekte
(Durchschleifen) einführen.
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Ein
anderer Typ von PLL-Schaltung ist die Phasenverriegelungsschleife
mit Ladungspumpe (CP-PLL). Eine CP-PLL-Schaltung pumpt in Reaktion
auf erfasste Abweichungen zwischen der Ausgangsfrequenz und der
Referenzfrequenz Strom in ein Schleifenfilter hinein bzw. aus diesem
heraus. CP-PLL-Schaltungen
werden, was den Frequenzbereich und die Kosten angeht, neben anderen
Faktoren, als überlegen
angesehen. Jedoch kann es schwierig sein, diese Einrichtungen auf
Siliciumchips zu integrieren, was bei vielen Anwendungen höchst wünschenswert
ist.
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In 2 ist
ein Blockschaltbild einer CP-PLL-Schaltung 58 gezeigt.
Bei dieser Ausführung empfängt ein
Phasenfrequenzdetektor (PFD) 12 zwei Signale: FR – ein Referenzsignal
und F – eine
heruntergeteilte Version des Ausgangssignals. Der PFD 12 erzeugt
UP- und DOWN-Impulse, die angeben, ob es erforderlich ist, die Frequenz
des Ausgangssignals heraufzusetzen (UP gepulst) oder herabzusetzen (DOWN
gepulst). Die UP- und DOWN-Impulse bewirken, dass eine Ladungspumpe 14 entweder
Strom in ein Schleifenfilter 16 schickt oder Strom aus
dem Schleifenfilter 16 zieht. Wenn Strom in das Schleifenfilter 16 geschickt
wird, steigt Vc an, wodurch die Frequenz
des Ausgangssignals des VCO 18 zunimmt. Genauso fällt Vc ab, wenn die Ladungspumpe 14 Strom
aus dem Schleifenfilter 16 zieht, wodurch die Frequenz
des Ausgangssignals des VCO 18 abnimmt.
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Das
Grundrauschen einer digitalen Schaltung und der Rauschstrom der
analogen Ladungspumpe 14 stellen die Hauptbeiträge zum Rauschen in
einer CP-PLL-Schaltung
innerhalb der PLL-Bandbreite dar. Bei einer herkömmlichen Ausführung einer analogen
Ladungspumpe, die bei CP-PLL-Anwendungen benutzt wird, kommen die
Rauschbeiträge direkt
von den aktiven Einrichtungen, die in der analogen Ladungspumpe
verwendet werden, um als Stromsenke und Stromquelle wirksam zu werden. Zur
Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses kann in der Ladungspumpe
ein stärkerer
Referenzstrom benutzt werden, jedoch kann der stärkere Referenzstrom einen höheren Kapazitätswert bei
dem Schleifenfilter 16 erfordern, was einer möglicher
Integration in einen Siliciumchip im Wege steht. Außerdem erhöhen Fehlanpassungen
zwischen Senken- und Quelleneinrichtungen den Störpegel, der mit einem Filter
mit einer geringeren Bandbreite (wozu wieder ein größerer Kondensator
erforderlich ist) und folglich einer längeren Einschwingzeit herausgefiltert werden
muss.
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Ein
weiteres kritisches Problem der herkömmlichen Ladungspumpe besteht
darin, dass sie eine komplizierte und rauscharme Vorspannungsschaltung
benötigt
und besondere Anforderungen hinsichtlich der Kopffreiheit für die Versorgung
stellt.
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Folglich
ist ein Bedarf an einer kompakten, rauscharmen Phasenverriegelungsschleife
mit Ladungspumpe entstanden.
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Ein
Beispiel für
eine abstimmbare Phasenverriegelungsschleifen-Schaltung ist in dem
europäischen
Patent mit der Veröffentlichungsnummer
0 416 840 beschrieben. Die
japanische Patentanmeldung
5 183
431 beschreibt eine Schaltung zur Vermeidung der Erzeugung
eines Pseudotaktes durch Vergleichen einer Phase eines Vergleichstaktsignals
mit einer Phase einer Ausgabe eines Frequenzteilers, wobei ein Phasenfehlersignal
und ein Frequenzfehlersignal an einen VCO angelegt werden, um die Schwingfrequenz
einem vorgegebenen Wert anzunähern.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine Phasenverriegelungsschleifen-Schaltung geschaffen, die einen Phasendetektor,
eine Ladungspumpe zum Erzeugen einer Ladung an einem ersten Knoten in
Reaktion auf die Ausgabe des Phasendetektors, eine Spannungserzeugungsschaltung
zum Erzeugen einer vorgegebenen Spannung an einem zweiten Knoten
in Reaktion auf eine Versorgungsspannung, die von einer Stromversorgung
bereitgestellt wird, ein aktives Filter zum Erzeugen einer Ausgabe
in Reaktion auf Spannungen an dem ersten und zweiten Knoten, und
einen spannungsgesteuerten Oszillator zum Erzeugen einer Ausgangsfrequenz
in Reaktion auf die Ausgabe des aktiven Filters umfasst. Ein digital
gesteuerter Schalter, der zwischen den zweiten Knoten und das aktive
Filter geschaltet ist, stellt während
inaktiver Perioden der Ladungspumpe wahlweise einen Zustand mit
hoher Impedanz zwischen dem zweiten Knoten und dem aktiven Filter
bereit, um das Filter von der Stromversorgung zu isolieren.
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Folglich
wird die Frequenzausgabe der Phasenverriegelungsschleifen-Schaltung
durch Schwankungen in der Stromversorgungseinrichtung weniger beeinflusst.
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KURZBESCHREIBUNG DER VERSCHIEDENEN ANSICHTEN
DER ZEICHNUNG
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Für ein umfassenderes
Verständnis
der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden
Beschreibungen in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung verwiesen, worin:
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1a ein
Blockschaltbild einer Phasenverriegelungsschleifeneinrichtung des
Standes der Technik ist;
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1b eine
schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform eines aktiven Filters
ist, das in der PLL-Schaltung von 1a verwendet
werden kann;
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1c eine
schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform eines aktiven Filters
ist, das in der PLL-Schaltung von 1a verwendet
werden kann;
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2 ein
Blockschaltbild einer Phasenverriegelungsschleifen-Schaltung mit
Ladungspumpe nach Stand der Technik ist;
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3 ein
Teil eines Blockschaltbildes, ein Teil einer Prinzipskizze einer
rauscharmen Phasenverriegelungsschleife mit geringer Störaussendung ist,
die in einen Halbleiterchip integriert werden kann;
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4 ein
Diagramm ist, das Rauschbeitragsleistende zeigt;
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5a bis 5c Impulspläne sind,
die Rauschpegel und die Funktionsweise eines dynamisch gesteuerten Übertragungsgatters
zum Blockieren von Rauschen zeigen;
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6 einen
Teil eines Blockschaltbildes, einen Teil einer Prinzipskizze einer
Phasenverriegelungsschleifen-Schaltung mit einer Schaltungsanordnung,
um den Betriebsspannungsdurchgriff des Schleifenfilters zu verbessern,
zeigt; und
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7a ein
Diagramm darstellt, das die Beziehung zwischen dem Rauschen bei
verschiedenen Frequenzen und seiner Auswirkungen auf eine Ausgabe
eines spannungsgesteuerten Oszillators zeigt; und
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7b ein
Diagramm darstellt, das die Verbesserung des Betriebsspannungsdurchgriffs
in einem Schleifenfilter bei verschiedenen Rauschfrequenzen zeigt.
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BESCHREIBUNG BESONDERER AUSFÜHRUNGSFORMEN
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung ist am besten mit Bezug auf 3 bis 7a-b
der Zeichnung zu verstehen, wobei in den verschiedenen Figuren für gleichartige
Elemente gleiche Bezugszeichen benutzt worden sind.
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3 zeigt
ein Schaltschema einer PLL-Schaltung 60, die voll in einen
Halbleiterchip integriert werden kann, rauscharm ist, niedrige Störpegel und
eine hohe Linearität
aufweist. Ein Referenzsignal FR wird in den PFD 62 eingegeben.
Der PFD 62 gibt UP- und DN-Impulse an eine digitale Ladungspumpe 64 aus.
Der UP-Knoten des PFD 62 ist an einen nichtinvertierenden
Puffer 66 angeschlossen, und der DN-Knoten der PFD 62 ist
an einen invertierenden Puffer 68 angeschlossen. Der Ausgang des
nichtinvertierenden Puffers 66 ist an beide Gates eines
p-Kanal-Transistors 70 und eines n-Kanal-Transistors 72 angeschlossen,
die eine logische Inversion des Signals an den Gates der Transistoren erzeugen.
Ein erster Source/Drain-Anschluss des p-Kanal-Transistors 70 ist
an VDD angeschlossen, und ein zweiter Source/Drain-Anschluss
des p-Kanal-Transistors 70 ist an einen ersten Source/Drain-Anschluss
des n-Kanal-Transistors 72 angeschlossen. Der zweite Source/Drain-Anschluss des
n-Kanal-Transistors 72 ist mit Masse verbunden. Der Knoten,
der den zweiten Source/Drain-Anschluss des p-Kanal-Transistors 70 mit dem
ersten Source/Drain-Anschluss des n-Kanal-Transistors 72 verbindet,
ist an einen ersten Anschluss des Widerstands 74 (mit dem
Widerstandswert R1) angeschlossen. Der zweite Anschluss des Widerstands 74 ist
an den Eingang des Übertragungsgatters 76 angeschlossen.
Das Übertragungsgatter 76 wird durch
die dynamische, digitale Steuerung 78 gesteuert.
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Der
Ausgang des invertierenden Puffers 68 ist mit beiden Gates
des p-Kanal-Transistors 80 und des
n-Kanal-Transistors 82 gekoppelt, die eine weitere logische
Inversion erzeugen. Ein erster Source/Drain-Anschluss des p-Kanal-Transistors 80 ist
an VDD angeschlossen, und ein zweiter Source/Drain-Anschluss
des p-Kanal-Transistors 80 ist an einen ersten Source/Drain-Anschluss
des n-Kanal-Transistors 82 angeschlossen.
Der zweite Source/Drain-Anschluss des n-Kanal-Transistors 82 ist mit Masse
verbunden. Der Knoten, der den zweiten Source/Drain-Anschluss des
p-Kanal-Transistors 80 mit dem ersten Source/Drain-Anschluss des n-Kanal-Transistors 82 verbindet,
ist an einen ersten Anschluss des Widerstands 84 (mit dem
Widerstandswert R2) angeschlossen. Der zweite Anschluss des Widerstands 84 ist
ebenfalls an den Eingang des Übertragungsgatters 76 angeschlossen.
Der Strom durch den Widerstand 74 ist mit I1 bezeichnet,
der Strom durch den Widerstand 84 ist mit I2 bezeichnet, und
der Strom durch das Übertragungsgatter 76 zu dem
invertierenden Eingang des OPV 86 ist mit Icp bezeichnet.
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Der
Ausgang des Übertragungsgatters 76 ist an
den invertierenden Eingang des OPV 86 des aktiven Filters 87 angeschlossen.
Der nichtinvertierende Eingang des OPV 86 ist an eine Gleichspannungsquelle
angeschlossen. Diese Spannungsquelle umfasst den p-Kanal-Transistor 90 und
den n-Kanal-Transistor 92. Das Gate des p-Kanal-Transistors 90 ist
mit Masse verbunden und das Gate des n-Kanal-Transistors 92 ist
an VDD angeschlossen. Ein erster Source/Drain-Anschluss des p-Kanal-Transistors 90 ist
an VDD angeschlossen, und ein zweiter Source/Drain-Anschluss
des p-Kanal-Transistors 90 ist an einen ersten Anschluss
des Widerstands 91 angeschlossen. Der erste Source/Drain-Anschluss
des n-Kanal-Transistors 92 ist an einen ersten Anschluss des
Widerstands 93 angeschlossen. Der zweite Source/Drain-Anschluss
des n-Kanal-Transistors 92 ist mit Masse verbunden. Die
zweiten Anschlüsse
der Widerstände 91 und 93 sind
an den nichtinvertierenden Eingang des OPV 86 angeschlossen.
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Der
Ausgang des OPV 86 ist über
den Kondensator 94 und den Widerstand 96 mit seinem
invertierenden Eingang gekoppelt. Außerdem ist der Ausgang des
OPV 86 an einen ersten Anschluss des Widerstands 98 angeschlossen.
Der zweite Anschluss des Widerstands 98 ist an den integrierten
VCO 100 angeschlossen. Zwischen den Eingang des VCO 100 und
Masse ist ein Kondensator 102 geschaltet. Die Ausgabe des
VCO 100 wird in den Teiler 104 eingegeben. Der
Ausgang des Teilers 104 (F) ist mit dem PFD 62 gekoppelt.
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Der
Wert der Widerstände
ist derart konzipiert, dass R1 = R2 = n·R3 = n·R4. Da R1 annähernd R2
und R3 annähernd
R4 sein wird, sollte der Abgleich der Verhältnisse sehr genau sein, auch
angesichts von Verfahrensschwankungen (besser als 1 % Abgleich bei
Verwendung üblicher
Verarbeitungstechniken). Im Betrieb werden der nichtinvertierende Puffer 66 und
der Inverter 68 als Senke oder Quelle für den Strom von bzw. zu dem
invertierenden Eingang des OPV 86 wie folgt wirksam: Angenommen, das Übertragungsgatter 76 ist
offen (d. h. in einem Zustand mit hoher Impedanz), dann werden,
wenn UP und DN beide auf hohem Pegel sind, die Widerstände 84 und 74 zwischen
VDD und Masse in Reihe geschaltet sein.
Wenn UP und DN beide auf niedrigem Pegel sind, werden die Widerstände 74 und 84 zwischen
VDD und Masse in Reihe geschaltet sein.
In jedem Fall wird kein Strom in den invertierenden Knoten geschickt
oder aus diesem gezogen. Angenommen, das Übertragungsgatter 76 ist
geschlossen (d. h. in einem Zustand mit niedriger Impedanz), dann werden, wenn
UP und DN beide auf hohem Pegel sind, die Widerstände 84 und 74 zwischen
VDD und Masse in Reihe geschaltet sein.
Wenn UP und DN beide auf niedrigem Pegel sind, werden die Widerstände 74 und 84 zwischen
VDD und Masse in Reihe geschaltet sein.
Auf jeden Fall wird aufgrund des Abgleichs zwischen den Verhältnissen
R1/R2 und R3/R4 kein Strom in den invertierenden Knoten geschickt
oder aus diesem gezogen.
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Wenn
UP auf hohem Pegel und DN auf niedrigem Pegel ist, wird der Widerstand 74 zwischen Masse
und dem invertierenden Eingang sein, und der Widerstand 84 wird
zwischen Masse und dem invertierenden Eingang sein. Demzufolge wird
Strom vom invertierenden Eingang gezogen, und die Spannungsausgabe
des aktiven Filters wird sich erhöhen. Entsprechend wird die
Frequenz, die vom VCO 100 ausgegeben wird, zunehmen.
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Andererseits,
wenn UP auf niedrigem Pegel und DN auf hohem Pegel ist, wird der
Widerstand 74 zwischen VDD und
dem invertierenden Eingang sein, und der Widerstand 84 wird
zwischen VDD und dem invertierenden Eingang
sein. Demzufolge wird Strom zum invertierenden Eingang gezogen,
und die Spannungsausgabe des aktiven Filters wird abnehmen. Entsprechend
wird die Frequenz, die vom VCO 100 ausgegeben wird, abnehmen.
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Die
Funktionsweise der vorliegenden Erfindung, wie so weit beschrieben,
verbessert in starkem Maße
das Rauschverhalten gegenüber
dem Stand der Technik. Bei der herkömmlichen analogen Ladungspumpe,
die für
eine integrierte PLL-Schaltung verwendet wird, kommen die Rauschbeiträge größtenteils
von den aktiven Einrichtungen, die in der analogen Ladungspumpe
selbst verwendet werden, und von der Unausgeglichenheit zwischen
als Senke und Quelle wirkenden Einrichtungen. Das Grundrauschen
in der PLL-Bandbreite der PLL-Schaltung des Standes der Technik
ist durch die analoge Ladungspumpe begrenzt. Die Ladungspumpe verwendet großflächige Transistoren
und arbeitet mit einem verhältnismäßig starken
Strom, um das Signal-Rausch-Verhältnis
zu verbessern.
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Bei
der obigen Erläuterung
ist vorausgesetzt worden, dass das Übertragungsgatter 76 offen
ist. In der bevorzugten Ausführungsform
wird das Übertragungsgatter 76 unter
der Steuerung durch die dynamische digitale Steuerung 78 verwendet,
um für
eine zusätzliche,
digitale Rauschfilterung zu sorgen. Die dynamische, digitale Steuerschaltungsanordnung 78 wird
in Reaktion auf die UP- und
DN-Signale wirksam, um den invertierenden Eingang des OPV 86 während der
Zeiträume,
in denen die Ladungspumpe 64 nicht als Senke oder Quelle
für den
Strom von dem bzw. in den invertierenden Eingang wirksam werden
soll, vom Rest der Schaltungsanordnung zu isolieren. Insbesondere
schafft die dynamische, digitale Steuerschaltung 78 ab
einem Zeitraum unmittelbar vor dem Übergang des UP- oder DN-Signals
auf einen aktiven Spannungspegel einen Strompfad zu dem invertierenden
Eingang und isoliert den invertierenden Eingang unmittelbar nach
dem Übergang
des UP- oder DN-Signals auf einen inaktiven Spannungspegel (obschon
die genaue Zeitsteuerung des Öffnens
und Schließens
des Übertragungsgatters 76 im Allgemeinen
nicht kritisch ist). Auf diese Weise wird ein großer Teil
des Rauschens, das auf die Stromversorgung und die Widerstände zurückzuführen ist,
von dem invertierenden Eingang entkoppelt, wodurch eine Verminderung
des digitalen Grundrauschens und der Nebeneffekte infolge eines
geringfügigen Spannungsungleichgewichts
zwischen dem invertierenden und dem nichtinvertierenden Eingang
bewirkt wird.
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Aufgrund
der Dämpfung
des Rauschens können
die Widerstandswerte von R1 R2, R3 und R4 bei geringem Einfluss
auf das Phasenrauschen (bis zu dem Pegel, bei dem es im Vergleich
zu dem Eingangsrauschen des OPV 86 vernachlässigbar
ist) erhöht
werden, was die Verminderung des Ladungspumpstroms in einer solchen
Weise zur Folge hat, dass eine Verringerung der Kapazität des Kondensators 94 möglich ist.
Wenn dieser Kondensator eine kleinere Kapazität aufweist, kann es möglich sein,
ihn mit dem Rest der PLL-Schaltung in den Siliciumchip zu integrieren.
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4 zeigt
die Phasenrauschbeitragsleistenden für die in 3 gezeigte
Ausführungsform. Das
Rauschen wird bei einem geringen Frequenzversatz (Frequenz < 1 kHz) durch das
Phasenrauschen des Referenztaktes FR dominiert, in der nahen Bandbreite
durch das digitale Grundrauschen (wie gezeigt ist, weist die PLL-Schaltung
ein sehr niedriges Grundrauschen auf), an der Schleifenbandgrenze
der PLL-Schaltung durch das Filter und den OPV 86 und jenseits
der PLL-Schleifenbandbreite durch das Rauschen des VCO.
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Der
Vorteil der Ausführungsform
von 3 besteht darin, dass die aktive Einrichtung (OPV 86) einen
verhältnismäßig geringen
Einfluss auf den Rauschbeitrag hat, da sie nur an der Grenze der Bandbreite
wie die Filter-Beitragsleisten den (Widerstände 96 und 98)
beiträgt,
und ein OPV mit üblichen Kennwerten
ausreicht, um einen hohen Leistungsstand zu erzielen. Die Widerstände 91 und 93 haben einen
sehr geringen Einfluss auf den Rauschbeitrag, da sie mit dem nichtinvertierenden
Eingang des OPV 86 verbunden sind und folglich eine 1:1-Verstärkung haben.
Die Widerstände 74 und 84,
die Inverter-/nicht invertierenden Puffer 68 und 66 und
der PFD 62 tragen zum nahen Grundrauschen der PLL-Schaltung bei, wobei
der Rauschpegel aus zwei Gründen
sehr niedrig ist: (1) Der Eingangsstrom in den OPV 86 wird nicht
durch aktive Stromquellen erzeugt, sondern vielmehr durch die Widerstände 74 und 84 und
Gatter (d. h. Inverter-/nichtinvertierende
Puffer 68 und 66), die ein minimales Rauschen
erzeugen, und (2) das Übertragungsgatter 76 sorgt
für einen
Zustand mit hoher Impedanz bei schnellem Schaltverhalten, wodurch
der OPV 86 die meiste Zeit über von den digitalen Inverter-/nicht
invertierenden Puffern 68 und 66 und den Widerständen 74 und 84 isoliert
ist und der OPV 86 als Folger betrieben wird.
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5a-c
veranschaulichen besser die Vorteile des Zustandes mit hoher Impedanz,
für den
das Übertragungsgatter 76 sorgt. 5a zeigt
das im Allgemeinen niedrige Rauschen und die geringe Störabstrahlung
der PLL-Schaltung 60. Wie aus 5b und 5c ersichtlich
ist, geht das UP-Signal in Reaktion auf einen Aufwärtsübergang
des Referenzsignals FR auf den hohen Pegel über, und das DN-Signal geht
in Reaktion auf einen Aufwärtsübergang
des Signals Fv auf den hohen Pegel über. Das UP-Signal
und das DN-Signal überlappen
3 ns lang, bevor beide in einen Zustand niedriger Spannung übergehen.
Durch das Bereitstellen einer hohen Impedanz am Übertragungsgatter 76 wird
die digitale Ladungspumpe 64 von dem OPV 86 während der
gesamten Zeit, die von der Periode, in der das UP-Signal oder DN-Signal
auf einem aktiven logischen Pegel ist, verschieden ist, isoliert – bei einem
400 kHz-Beispiel, wie in 3b gezeigt,
ist das Übertragungsgatter
für (2,5 μs – 3 ns)/2,5 μs oder 99,88
% der Zeit (wenn im verriegelten Zustand) in einem Zustand mit hoher
Impedanz. Der dynamisch gesteuerte Übertragungsschalter 76 verbessert
das Signal-Rausch-Verhältnis
außerordentlich,
denn er ermöglicht
durch das schnelle Schalten der Gatter (Inverter-/nichtinvertierende
Puffer 68 und 66) und die Schnelligkeit des Übertragungsschalters 76,
ohne eine tote Zone, dass während
der Zeit, in welcher der Übertragungsschalter
in einem Zustand mit einer niedrigen Impedanz ist, das volle Signal
von der Ladungspumpe 64 das Filter mit hoher Linearität lädt, und
verhindert, dass während
der Restzeit Rauschen in den OPV 86 eindringt.
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Das
Rauschen und das Störverhalten
hängen
mit der Abstimmung zwischen den p-Kanal-Transistoren 70, 80 und 90,
zwischen den n-Kanal-Transistoren 72, 82 und 92,
zwischen den Verhältnissen R1/R2
und R3/R4 der Widerstände 74, 84, 91 und 93 zusammen.
Folglich sind die Einrichtungen, die aufeinander abgestimmt sein
müssen,
gleichartige Einrichtungen (und eben nicht komplementäre Einrichtungen),
und es kann ein Anpassungsverhalten mit einer besseren Dynamik erzielt
werden. Folglich hat eine Fehlanpassung von Komponenten einen vernachlässigbaren
Einfluss auf das Rauschen in dieser Struktur. Egal welches Rauschen
durch eine Fehlanpassung erzeugt wird, durch den Übertragungsschalter,
der normalerweise in einem Zustand mit einer hohen Impedanz ist,
wird es im Wesentlichen an einer Ausbreitung in Richtung des OPV 86 gehindert.
Der OPV ist während
des Zustandes mit hoher Impedanz im Folgerbetrieb und kann keinen
Fehlanpassungs- oder Offsetfehler einbeziehen. Des Weiteren werden keine
vorspannenden Blöcke
wie bei Ladungspumpeinrichtungen des Standes der Technik gebraucht, wodurch
sich die Größe des Analogabschnitts
verringert. Außerdem
wird eine Gleichspannung an den nichtinvertierenden Eingang des
OPV 86 angelegt, wodurch Gleichtakt-Probleme beseitigt
werden.
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Andererseits
erfordert eine übliche
analoge Stromquellen-Ladungspumpe eine Überlappungszeit zwischen UP-
und DN-Signalen, die, verglichen mit dem 3 ns-Signal, das bei der
vorliegenden Erfindung (für
ein Referenzsignal von 400 kHz) erforderlich ist, verhältnismäßig lang
ist, nämlich
für ein
Referenzsignal von 400 kHz in der Größenordnung von 10 ns. Dies
ist darauf zurückzuführen, dass
es für
die analoge Ladungspumpe schwierig ist, die Stromquelle abzuschalten,
und dass sie im Gegensatz zu schnell schaltenden Gattern eine Einschwingzeit
benötigt. Außerdem ist
das Einstellen des Stroms bei einer Quelle vom p-Leitungstyp schwer
mit einer Quelle vom n-Leitungstyp in Übereinstimmung zu bringen, weshalb
eine bestimmte Zeitdauer erforderlich ist, um dem Ausgang zu ermöglichen,
die Ladung an dem Filter zu neutralisieren, wenn das Signal "verriegelt" ist, ohne übermäßige Nebeneffekte
durch die Fehlanpassung bei den Stromspitzen, die durch Abschalten
der Stromquelle hervorgerufen werden, zu erzeugen. Die lange Überlappungszeit,
die benötigt wird,
verschlechtert bei der üblichen
Vorgehensweise das Rauschverhalten.
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6 zeigt
ein Schaltschema einer PLL-Schaltung 110, die eine Schaltungsanordnung zur
Verminderung des Betriebsspannungsdurchgriffs (PSRR: Power Supply
Rejection Ratio (engl.)) des aktiven Filters 87 einschließt. Zur
Verminderung des Betriebsspannungsdurchgriffs wird ein zweites Übertragungsgatter 112 zwischen
den Widerständen 91 und 93 und
dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 86 angeordnet.
Außerdem wird
ein kleiner Kondensator 114 zwischen dem nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 86 und
Masse angeordnet.
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Der
Betriebsspannungsdurchgriff ist ein Maß für die Auswirkung einer Schwankung
der Versorgungsspannung auf die Ausgabe des Operationsverstärkers 86.
Genauer ist der Betriebsspannungsdurchgriff das Verhältnis zwischen
der Veränderung, die
an einem bestimmten Ausgangssignal auftritt (in diesem Fall an der
Spannung am Eingang des VCO 100), und der Veränderung
bei der Stromversorgungsquelle (VDD), welche
die Veränderung
an dem Ausgangssignal hervorgerufen hat. Zum Beispiel wird, wenn
eine Schwankung von 1 VSS bei VDD eine Schwankung
von 0,5 VSS an dem Ausgangssignal hervorruft,
der Betriebsspannungsdurchgriff gleich 20 log(0,5/1) = –6,02 dB
sein. Wenn eine Schwankung von 1 VSS bei
VDD eine Schwankung von 0,25 VSS an
dem Ausgangssignal hervorruft, wird der Betriebsspannungsdurchgriff
gleich 20 log(0,25/1) = –12,04
dB sein. Folglich gibt ein niedriger Betriebsspannungsdurchgriff
an, dass die Schaltung wenig empfindlich gegen kleine Schwankungen
der Stromversorgungsausgabe ist.
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Im
Fall der PLL-Schaltung 60 von 3 wird eine
Schwankung bei der Spannungsversorgung VDD,
die an den p-Kanal-Transistor 90 gekoppelt ist, unmittelbar
eine Schwankung der Spannung am nichtinvertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 86 hervorrufen.
Eine Schwankung der Spannung am nichtinvertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 86 wird
eine Schwankung der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 86 bewirken.
Da die Ausgabe des Operationsverstärkers 86 den VCO 100 steuert,
wird also die Schwankung der Versorgungsspannung einen Fehler bei
VCO_out hervorrufen. Folglich wird die Frequenzausgabe einer PLL-Schaltung
mit einem geringen Betriebsspannungsdurchgriff in Bezug auf Rauschen
in der Stromversorgungseinrichtung stabiler als bei einer PLL-Schaltung
mit höheren
Werte des Betriebsspannungsdurchgriffs sein.
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Folglich
ist es für
einen stabilen PLL-Betrieb vorteilhaft, die Auswirkungen von Schwankungen
in der Versorgungsspannung so weit wie möglich zu vermindern. Mit R3
= R4 wird die Spannungsschwankung an dem nichtinvertierenden Eingang
die Hälfte der
Schwankung der VDD-Versorgung betragen. Dementsprechend
wird es bei dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers bei
einer 1:1-Verstärkung
nur eine Unterdrückung
der Schwankungen in der Stromversorgungseinrichtung von –6 dB geben.
Während
dies bei einem hochwertigen Spannungsregler zufriedenstellend ist,
könnte es
bei weniger präzisen
Spannungsreglern Probleme bereiten.
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Wie
nun wieder aus 6 ersichtlich ist, isoliert
in der PLL-Schaltung 110 das Übertragungsgatter 112 unter
der Steuerung durch die dynamische, digitale Steuerung 78 wahlweise
den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 86 von der
Stromversorgung. Während
das Übertragungsgatter
in einem geschlossenen Zustand (niedrige Impedanz) ist, ist der
nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 86 über den
Spannungsteiler aus den Widerständen 91 und 93 an
die VDD-Versorgung gekoppelt. Während dieser
Zeit wird der Kondensator 114 auf die Spannung am Ausgang
des Übertragungsgatters 112 (d.
h. VDD/2 bei R3 = R4) aufgeladen. Während das Übertragungsgatter
in einem offenen Zustand (hohe Impedanz) ist, erhält der Kondensator
die Spannung am nichtinvertierenden Eingang aufrecht.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
werden beide Übertragungsgatter 76 und 112 auf ähnliche Weise
gesteuert: Die dynamische, digitale Steuerschaltung 78 versetzt
die Übertragungsgatter 76 und 112 von
einem Zeitraum an, kurz bevor entweder das UP-Signal oder das ON-Signal
auf einen aktiven Spannungspegel übergeht, in einen geschlossenen Zustand
und versetzt die Übertragungsgatter 76 und 112,
kurz nachdem das UP-Signal oder das DN-Signal auf einen inaktiven
Spannungspegel übergegangen
ist, in einen offenen Zustand (wobei wiederum die genaue Zeitsteuerung
des Öffnens
und Schließens
des Übertragungsgatters 76 im
Allgemeinen nicht kritisch ist).
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Dementsprechend
werden, während
das Übertragungsgatter 112 in
einem offenen Zustand ist, Schwankungen der Versorgungsspannung
vom nichtinvertierenden Eingang isoliert und können folglich die Ausgangsfrequenz
des VCO 100 nicht beeinflussen, Währenddessen wird die Spannung
am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 86 durch
den Kondensator 114 aufrechterhalten. Der Kondensator 114 kann
in der Größenordnung von
50 pF sein. Der Operationsverstärker 86 zieht nur
eine vernachlässigbare
Menge Strom aus dem nichtinvertierenden Eingang; folglich sollte
die Spannung über
dem Kondensator 114 stabil bleiben. Jede kleine Veränderung
der Spannung über
dem Kondensator wird während
der Perioden, in denen das Übertragungsgatter 112 im
geschlossenen Zustand ist, korrigiert werden.
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7a und 7b veranschaulichen
die Vorteile der vorliegenden Erfindung anhand einer simulierten
Ausführung. 7a stellt
eine Rauschübertragungsfunktion
dar, die die Wirkung des Rauschens auf den Eingang des VCO 100 als
eine Funktion der Frequenz des Rauschens zeigt. Wie aus 7a ersichtlich
ist, hat diese Übertragungsfunktion
ihren Höchstwert
bei ungefähr
30 kHz (Grenzfrequenz der Regelkreis-Antwort der gesamten PLL-Schaltung 110).
Demnach ist der Frequenzbereich um 30 kHz für eine Verbesserung des Betriebsspannungsdurchgriffs
entscheidend, da das Rauschen in diesem Frequenzbereich den stärksten Einfluss
auf die Frequenzausgabe des VCO hat.
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7b ist
ein Diagramm des Betriebsspannungsdurchgriffs des aktiven Schleifenfilters 87 als eine
Funktion der Frequenz. Der Betriebsspannungsdurchgriff des Schleifenfilters 87 von 3,
dargestellt durch die Linie 120, hat einen Wert von ungefähr –6 dB bei
30 kHz. Hingegen hat die Schaltung von 6, dargestellt
durch die Linie 122, einen Betriebsspannungsdurchgriff
von ungefähr –28 dB bei 30
kHz, was eine wesentliche Verbesserung um 22 dB darstellt.
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Zusätzlich zu
den Verbesserungen des Signal-Rausch-Verhältnisses, für welche die Schaltung von 3 sorgt,
verbessert die Schaltung von 6 den Betriebsspannungsdurchgriff
der Schaltung, wodurch sich die Genauigkeit der Ausgangsfrequenz der
PLL-Schaltung verbessert.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung in Verbindung mit einem spezifischen Filter
beschrieben worden ist, das einen digital gesteuerten Schalter verwendet,
um eine Spannungsquelle wahlweise von einem nichtinvertierenden
Eingang eines Operationsverstärkers
zu isolieren oder mit diesem zu verbinden, könnte die Erfindung bei einer
Anzahl von Schaltungen verwendet werden, in denen es erforderlich
ist, dass ein Knoten auf einer bestimmten Spannung gehalten wird,
aber während
eines Teils der Zeit keinen erheblichen Strom zieht. Der digital gesteuerte
Schalter kann eine Verbindung zwischen einer Spannungsquelle und
dem Knoten ermöglichen,
wenn es erforderlich ist, um Strom zu liefern oder den Kondensator
wieder aufzuladen, und kann während
der Perioden, in denen die gewünschte Spannung
durch den Kondensator aufrechterhalten werden kann, die Spannungsquelle
von dem Knoten isolieren.
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Die
vorliegende Erfindung bietet wesentliche Vorteile gegenüber dem
Stand der Technik. Durch das Isolieren der Stromversorgung von dem
Operationsverstarker während
der Perioden, in denen die Stromversorgung nicht benötigt wird,
um den Kondensator oder einen Eingangsknoten des Operationsverstärkers aufzuladen,
wird der Betriebsspannungsdurchgriff stark verbessert.