Hintergrund der Erfindung
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Diese Erfindung betrifft Frequenz-Synthesizer mit Phasenregelschleife
im allgemeinen und im besonderen einen phasenverriegelten Frequenz-
Synthesizer, der ein kontinuierlich adaptives Schleifenfilter benutzt,
das effektiv zwei weich verbundene Flanken für seine
Ladungsübertragungskennlinie besitzt, was eine schnelle Betriebsart für große
Frequenzveränderungen und eine langsame Betriebsart für kleine Frequenz-
Veränderungen zur Folge hat. Ein solcher Synthesizer kann
gleichzeitig eine schnelle Verriegelungszeit, niedriges Seltenbandrauschen und
niedrige Bezugsnebenwellenpegel bei geringen Kosten erreichen.
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Bei herkömmlichen phasenverriegelten Synthesizern muß ein Kompromiß
zwischen dem Störsignalverhalten und der Zeit eingegangen werden, die
benötigt wird, um einen gegebenen Frequenzversatz von der endgültigen
gewünschten Frequenz zu erreichen. Ein Frequenz-Synthesizer, der in
elektronischen Geräten verwendet wird, die schnelle periodische
Frequenzänderungen erfordern, z.B. Kommunikationsgeräte mit
"springenden Frequenzen", wird mit solchen Anforderungen konfrontiert, daß
eine herkömmliche schleife die benötigte Verriegelungszeit und das
störsignalverhalten nicht gleichzeitig vollbringen kann. Von
vorgeschlagenen Funktelefongeräten kann z.B. verlangt werden, Frequenzsprünge
von bis zu 25 MHz in dem Betriebsband von etwa 1000 MHz auszuführen
und einen RMS-Phasenfehler von weniger als 5 Grad in unter 866
Mikrosekunden zu erreichen. Dieser Phasenfehler schließt auch jegliche
Empfänger- und Demodulatorfehler ein. Der Synthesizer muß daher sehr
sauber und sehr schnell sein. Es wäre möglich, beide Anforderungen durch
direkte Syntheseverfahren zu erfüllen, aber diese Verfahren sind für
ein konkurrenzfähiges Zellentelefon-Teilnehmergerät verboten teuer.
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Eine Synthesizerschaltung, die auf den ersten Blick dem vorliegenden
erfinderischen Synthesizer ähnlich erscheint, ist die, die in U.S.
Patent Nr. 4,387,348, "Phase-Controlled High Frequency Oscillator",
erteilt an Bernd Fritze, dargelegt und beschrieben ist. Diese
Hochfrequenz-Oszillatorschaltung wird hier als Fig. 1 wiedergegeben und
benutzt einen Korrekturstrom, der dem Integral der Differenz der
kurzzeitigen Ladungsimpulse proportional ist, die von Phasenvergleichs-
Ladungspumpenstromquellen geliefert werden. Das heißt,
Hochfrequenzanteile und Spitzen, die von den Ladungspumpenstromquellen ausgegeben
werden, werden von den lang dauernden niederfrequenten
Frequenzsteuerimpulsen getrennt und benutzt, um einen Korrekturstrom zu entwickeln.
Der Korrekturstrom wird benutzt, um die Langzeitdrift des
Hochfrequenzoszillators aufzuheben, die durch Leckage der Varaktordiode,
ungleiche Restströme in den Stromquellen und/oder durch andere Langzeit-
Drifteffekte verursacht wird.
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Es ist möglich, die Hochfrequenzanteile der Ladungspumpenausgänge auf
andere Weise auszunutzen. Eine geeignete Verbindung dieser
Hochfrequenzsignale kann sehr vorteilhaft bei der Verminderung der
Verriegelungszeit eines Frequenz-Synthesizers benutzt werden.
Zusammenfassung der Erfindung
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Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen
verbesserten Frequenz-Synthesizer mit Phasenregelschleife zur Verfügung zu
stellen.
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Die vorliegende Erfindung stellt folglich einen Synthesizer mit
kontinuierlich adaptiver Phasenregelschleife, wie in dem Anspruch
beansprucht, zur Verfügung.
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Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß sie die Fähigkeit
besitzt, die Zeit zu verringern, die benötigt wird, um einen
verriegelten Zustand für einen phasenverriegelten Frequenz-Synthesizer zu
erlangen.
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Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß sie die
fähigkeit bereitstellt, hochfrequente und niederfrequente Anteile des
Ausgangs eines Phasen/Frequenz-Vergleichers zu trennen.
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Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß sie ein
kontinuierlich adaptives Schleifenfilter mit im Grunde zwei weich
verbunden Flanken der Ladungsübertragung bereitstellt, um eine
verminderte Verriegelungszeit für einen Frequenz-Synthesizer zu liefern.
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Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß sie die
Fähigkeit besitzt, die Hochfrequenzanteile mit der Steuerleitung in einer
Weise zu verbinden, die mögliches Hochfrequenzrauschen vermindert.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1 ist ein Schaltbild eines phasengesteuerten
Hochfrequenz-Oszillators, der vorangehend offenbart worden ist.
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Fig. 2 ist ein Schaltbild eines Synthesizers mit kontinuierlich
adaptiver Phasenregelschleife, der die vorliegende Erfindung verwendet.
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Fig. 3 ist ein Schaltbild einer vereinfachten
Impulsextraktionsschaltung für eine kontinuierlich adaptive Phasenregelschleife, die in der
vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
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Fig. 4 ist eine Kurve der Ladungsübertragung in das Schleifenfilter
über der Impulsbreite des Phasendetektors, die zwei Steigungen zeigt,
die den zwei Betriebsarten einer kontinuierlich adaptiven Schleife
der vorliegenden Erfindung entsprechen.
Beschreibung der bevorzugten Ausführung
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Fig. 1 zeigt einen vorangehend offenbarten phasengesteuerten
Hochfrequenz-Oszillator. Damit Langzeit-Drifteffekte aufgehoben werden
können, werden kurze Impulse, die durch den Phasenvergleicher 102 an dem
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 104 vorgenommene Korrekturen
kennzeichnen, benutzt, um einen Kompensationsstrom I zu erzeugen, der
der Steuerleitung des VCO 104 fortlaufend zugeführt wird. Die
Steuerimpulse aus dem Phasenvergleicher 102 werden in den
Ladungspumpenstromquellen 106 und 108 in Stromimpulse entsprechender Dauer
umgesetzt, die dann einem Schleifenfilter-Ladekondensator 110 zugeführt
werden, in dem die Impulse über der Zeit integriert werden, um die
Steuerspannung der Steuerleitung für den VCO 104 zu erzeugen.
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Die Gleichrichter 115 und 117 werden jeweils getrennt von dem
Stromimpulsen aus den zwei Stromquellen 106 und 108 getrieben. Die
Ausgänge der zwei Stromquellen 106 und 108 sind mit zwei Spulen 119 und
121 verbunden. Die Spulen 119 und 121 beeinflussen kurze
Stromimpulse nicht, die den Gleichrichtern 115 und 117 über die Hochfrequenz-
Trennkondensatoren 123 und 125 zugeführt werden. Die Spulen 119 und
121 haben die Wirkung, daß im Ruhezustand, d.h., zwischen den
einzelnen Stromimpulsen, keine Spannungen an den weiteren
Gleichrichtern 127 und 129 vorhanden sind. Über einen Widerstand 131 und einen
weiteren Verstärker mit Einheitsverstärkung 133 wird Symmetrie
hergestellt. Ein weiterer Gleichrichter 135 begrenzt Spannungsimpulse
am Ende der Stromimpulse.
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Eine Spannung, die dem Integral der Differenz der Stromimpulse von den
zwei Stromquellen 106 und 108 proportional ist, wird durch die
Integrationswirkung eines zweiten Kondensators 137 erzeugt. Der
Widerstand 139 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 141 verbunden, so daß
nach der Impulszeit keine Restströme fließen.
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Die Werte der Trennkondensatoren 123 und 125 sind 50 gewählt, daß die
Ladung im Kondensator 137 beim Auftreten einer Frequenzänderung so
wenig wie möglich verändert wird und längere Stromimpulse von den
Stromquellen 106 und 108 daher nur über die zusätzlichen
Gleichrichter 127 und 129 fließen. Außerdem besitzen die Gleichrichter 127 und
129 einen größeren Durchlaßspannungsabfall, und die Spulen 119 und 121
bilden eine größere Hochfrequenzimpedanz für die kurzen Impulse, die
vorzugsweise mit den Gleichrichtern 115 und 117 verbunden werden
sollten.
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Die Schaltung von Fig. 1 stellt daher eine Schaltung zum Versetzen der
Langzeitdrlft eines VCO zur Verfügung, wobei die kurzen
Korrekturimpulse des Phasendetektors in ein Ausgleichssignal integriert werden,
das an die VCO-Steuerleitung angelegt wird. Durch Integrieren der
Impulsdifferenz, um einen Strom gleich und entgegengesetzt der Leckage
bereitzustellen, werden die Nebenwellen des Bezugssignals (die
vorhanden wären, wenn die Steuerspannung wegen der Leckage abfallen
könnte) vermindert.
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Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines Synthesizers mit kontinuierlich
adaptiver Phasenregelschleife, der die vorliegende Erfindung
verwendet. Ein solcher Synthesizer kann in Funktelefonsystemen
verwendet werden, deren Funkfrequenz schnell gewechselt werden muß (d.h.
deren Frequenz springen muß). Bei der bevorzugten Ausführung werden
die Anforderungen an das Springen der Frequenz erfüllt, indem eine
kontinuierlich adaptive Schleife benutzt wird. "Adaptiv" bedeutet
allgemein, daß die Schleifenbadbreite anfangs groß ist, um ein
schnelles Verriegeln zu erlauben, und dann in einen viel kleineren Wert
der Bandbreite umgewandelt wird, um die Störsignal-Spezifikationen
zu erfüllen.
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Derzeit verwendete adaptive Verfahren schalten die
Filterkomponenten und/oder die Verstärkung des Phasendetektors mit einer festen
Stufe zu einer Zeit um, die entweder durch ein digitales Zählschema
oder eine Verriegelungsanzeige des Phasendetektors bestimmt wird.
Diese feste Stufe der Phasendetektorverstärkung oder der
Filtercharakteristik hat einen Übergangssprung in der Frequenz zur Folge. In
Syntheslzern für Produkte, deren Frequenz nicht springt, ist die
Größe des Übergangs so, daß die zum Wiederverriegeln nach der
Umschaltung der Schleifenbandbreite erforderliche Zeit (2-5 Millisekunden)
nicht wichtig ist. Für eine Funktelefon-Teilnehmereinheit, die in
einem frequenzspringenden Funktelefonsystem benutzt werden könnte, ist
diese Wiederverriegelungszeit verboten lang, eine Verriegelungszeit
von 866 Mikrosekunden vorausgesetzt.
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Ein weiteres Problem, dem in der Praxis begegnet wird, ist das des
Ungleichgewichts der Ladungspumpen-Stromquelle. Normal wird erwartet,
daß, sowie die Schleife verriegelt ist, die Impulsbreite des
Phasendetektorausgangs nach null tendiert. In der Praxis ist dies nicht
erwünscht, weil jede praktische Stromquelle eine Impulsbrelte von
wenigstens einigen Nanosekunden benötigt, um sicherzustellen, daß sie
einschalten wird. Um dieses Problem zu korrigieren, wird eine Art
von Phasendetektor eine minimale Impulsbreite sowohl auf der
Impulsanstieg- als auch der Impulsabfall-Steuerleitung ausgeben, wenn die
Schleife verriegelt ist. Idealerweise werden die Stromimpulse in der
Minimalimpulsbreitenzeit in Zeit, Dauer und Größe gleich, aber von
entgegengesetzter Polarität sein. Dies hat eine Nettoübertragung ei-
Ladung Null in das Filter zur Folge. Ein wirkliche Stromquelle wird
jedoch kein perfektes Gleichgewicht in dem Zustand minimaler
Impulsbreite erreichen. Wenn eine der Quellen eine etwas höhere
Stromamplitude als die andere aufweist, tendiert dieses Ungleichgewicht nach
Null, sowie die Schleife verriegelt, wenn nicht die minimale
Impulsbreite vorläge. Wegen der endlichen Impulsbreite wird eine
Ladungsübertragung eintreten, die gleich dem Stromungleichgewicht
multipliziert mit der minimalen Impulsbreite ist. Der VCO justiert seine
Frequenz, bis die Impulsbreite der Stromquelle mit der kleineren
Amplitude genug zunimmt, um eine Nettoladungsübertragung pro
Bezugsperiode von Null zu ergeben. Dies hat zwei Probleme zu Folge:
erstens, ein Unterschied in der positiven und negativen Impulsbreite
im verriegelten Zustand hat eine Zunahme der Bezugsnebenwellen zur
Folge. Zweitens, wenn die Schleife durch Wechseln von Stromquellen
adaptiert wird, wird ein neues Ungleichgewicht vorhanden sein, das
einen neuen VCO-Phasenversatz und einen Übergang in der Frequenz zum
Zeitpunkt der Adaption zur Folge hat.
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Der Ausgang des dreistufigen Phasen/Frequenz-Vergleichers, wie in dem
Phasendetektor der vorliegenden Erfindung (ein MC145158) benutzt,
besteht aus einem AUF-Impuls und einem AB-Impuls, um eine Stromquelle
bzw. eine Stramsenke zu steuern. Diese zwei Stromquellen werden
kombiniert, wie in Fig. 2 gezeigt, um die gemeinsame minimale
Impulsbreitenzeit (im ideal ausgeglichenen Fall) aufzuheben. Das Nettoergebnis
ist eine Folge von Stromimpulsen, die dazu neigen, in der Breite
reduziert zu werden, sowie die Schleife ihre Endfrequenz erreicht.
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Das Grundkonzept hinter der kontunierlich adaptiven Schleife der
vorliegenden Erfindung ist, breite Stromimpulse (die einem großen
Frequenzversatz des VCO zu der gewünschten Frequenz entsprechen) einem
schnell einrastenden Pfad der VCO-Steuerleitung und die
Vorderflanken der breiten Impulse und irgendwelche schmalen Impulse
(entsprechend einem kleinen Frequenzversatz) einem langsam einrastenten Pfad
der VCO-Steuerleitung zuzuführen. Daher wird eine Schleife gebildet,
bei der zu Anfang der schnell einrastende Modus benutzt wird, bis sich
die Frequenz nahe bei ihrem endgültigen Wert befindet, worauf dann
die Schleife automatisch, weich und kontinuierlich die Bandbreite hin
zu einem langsameren und reineren Modus verandert. Die Vorteile dieses
erfinderischen Verfahrens sind, daß es kein plötzliches Umschalten
der Schleifenbandbreite und daher keinen Adaptionsübergang gibt, und
wenn die Schleife aus irgendeinem Grund von der Frequenz weggezogen
werden sollte, wird automatisch wieder in den schnellen
Verriegelungsmodus eingetreten.
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Viele verschiedene Verwirklichungen dieses Konzepts sind möglich. Das
bevorzugte Verfahren der kontinuierlichen Adapation der
Schleifenbandbreite wird realisiert, indem feste Stromquellen und zwei Pfade
in das Schleifenfilter der VCO-Steuerleitung verwendet werden. Ein
Pfad wird von den schmalen Impulsen und den Vorderflanken von
breiteren Impulsen genommen. Dieser Pfad stellt ein Schmalbandfilter für
solche Schmalimpuls/Vorderflanken-Steuersignale bereit, die an den
VCO angelegt werden. Dies hat eine langsame, aber spektral reine,
Betriebsart der Schleife zur Folge. Der andere Pfad leitet die Masse
aller breiten Impulse direkt in das Schleifenfilter, was eine
schnelle Verriegelungszeit zur Folge hat. Eine Impulstrennschaltung 209 kann
daher zwischen den zwei Stromquellen seriengespeist oder parallel
gespeist werden, wobei die Stromquellen miteinander verbunden sind.
Fig. 3 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der bevorzugten
Realisierung der Impulsextraktionsschaltung 209. Ein an den AUF-Eingang
angelegter Impuls 301 mit ausreichender Impulsbreite wird einen
Vorderflanken-Ausgangsimpuls 303 dem Schmalbandfilter des langsamen
Verriegelungspfades und den Rest des Impulses 305 dem Schleifenfilter
direkt zur Verfügung stellen. Es ist ersichtlich, daß, sowie der
Eingangsimpuls schmaler wird, der Hauptausgang der
Impulsextraktlonsschaltung in der Form des Ausgangsimpulses 303 sein wird. Diese
kontinuierliche Trennung der Impulse nach Impulsbreite wird vom Rest der
Schaltung von Fig. 2 benutzt, um das Schleifenfilter mit zwei
Geschwindigkeiten gemäß dem schnellen Verriegelungspfad (breite
Impulsbreite) und dem langsamen Verriegelungspfad (schmale Impulsbreite)
zu laden.
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Ein zweites Verfahren zur Realisierung einer kontinuierlich adaptiven
Schleife besteht darin, die Stromquellen fortlaufend zu wechseln. Der
große Strom für den schnellen Verriegelungsmodus wird in eine
Schaltung geführt, die eine "Totzone" in den summierten
Stromquellenausgängen erzwingt. Die Ströme des langsamen Verriegelungsmodusses
besitzen die Totzonenschaltung nicht und sind daher für alle
Impulsbreiten aktiv. Das Ergebnis ist, daß, wenn die Nettoimpulse sehr kurz
werden, die großen Stromquellen wirksam abgeschaltet werden. Eine
solche "Totzonen"-Schaltung kann eine herkömmliche Stromamplituden-
Korrekturschaltung sein.
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Die Vorderflanken-Impulstrennschaltungen und die
"Totzonen"-Schaltungen können unter Bedingungen einer niegrigen Versorgungsspannung zu
viel des für den Steuerleitungseingang in den VCO zur Verfügung
stehenden Spannungsausschlags verbrauchen. Um dieses Problem zu
vermeiden, kann die Vorderflanken-Trennschaltung für Stromquellen auf den
"AUF"- und "AB"-Signalen vor deren Eingabe in die Stromquellen und
-senken ausgeführt werden.
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Die Vorderflanken-Trennschaltung kann entweder analog oder digital
ausgeführt werden. Ein aktives Filter in der schnellen Schleife
könnte einen Operationsverstärker verwenden, der am Eingang auf die Hälfte
der Versorgungsspannung vorgespannt wird. Eine solche Konstruktion
würde den Spannungsausschlag minimieren, wäre aber in einem
integrierten
Schaltungsentwurf schwer zu verwirklichen.
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Eine andere Variante, die Stromquellen kontinuierlich zu adaptieren,
besteht darin, eine gesteuerte Totzone auf einem Paar von
Großstromquelleneingängen zu plazieren, so daß schmale Impulse diese
Stromquellen nicht erreichen, aber immer noch ein getrenntes Paar von
Stromquellen niedrigen Stromes aktivieren. Diese Anordnung könnte so
modifiziert werden, daß ein einziger Satz von Stromquellen von zwei
Eingängen gesteuert wird, wobei einer einen großen Strom und der andere
einen kleinen Strom hervorruft.
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Noch eine andere Variante ist, eine gesteuerte Totzone innen in der
größeren der zwei Stromquellen zu bewirken, so daß die größere
Stromquelle nicht auf schmale Impulse und Vorderflanken von Impulsen
anspricht. Dies kann z.B. durch die Verwendung von langsamen
Bauteilen in den größeren Stromquellen durchgeführt werden.
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Der Entwurf einer kontinierlich adaptiven Schleife ist viel
verwickelter als der einer herkömmlichen Phasenregelschleife. Bei einer
herkömmlichen Schleife muß ein Kompromiß zwischen der Verrlegelungszelt
und dem Störsignalverhalten gemacht werden. Ferner muß die sich
ergebende Schleife stabil und frei von unkontrollierten "Totzonen" sein.
Dieser gleiche Kompromiß muß bei der kontinuierlich adaptiven
Schleife erwogen werden, außer es gibt zwei zu erwägende Schleifen. In dem
Pfad des schnellen Verriegelungsmodusses ist die Schleife besonders
auf Geschwindigkeit optimiert. Bei der bevorzugten Ausführung
verriegelt der Pfad des schnellen Verriegelungsmodusses einen
Anfangsversatz von 25 MHz bis innerhalb 100 Hz in etwa 450 us. Die Closed-
Loop-Bandbreite dieser Schleife beträgt etwa 12 kHz und würde einen
ziemlich verrauschten Oszillator zur Folge haben, wenn keine
zusätzlichen Änderungen vorgenommen würden. Im Pfad des langsamen
Verriegelungsmodusses ist die Schleife auf bestes Störsignalverhalten
optimiert.
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Um einen Oszillator mit einem brauchbaren Grad des
Störsignalverhaltens zu erhalten, wird der lamgsame Verriegelungsmodus bei der
bevorzugten Ausführung auf eine Closed-Loop-Bandbreite von etwa 500 Hz
eingestellt. Beide Pfade müssen stabil und frei von unkontrollierten
Totzonen sein, und beide werden justiert, um die optimale
Verriegelungsgeschwindigkeit für eine gegebene Schleifenbandbreite zu erhalten.
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Für die kontinuierlich adaptive Schleife muß eine Schaltung benutzt
werden, die die Vorderflanken von Impulsen aus dem Phasendetektor
abtrennt und sie dem geeigneten Verriegelungspfad zuführt. Schmale
Impulse und die Vorderflanken aller Impulse werden dem Pfad des
langsamen Verrlegelungsmodusses zugeleitet. Der Rest von irgendwelchen
"breiten" Impulsen wird dem Pfad des schnellen Verrlegelungsmodusses
zugeleitet. Zweitens, der Schnellverriegelungspfad wird vom Zustand
der optimalen Geschwindigkeit geringfügig dejustiert, um den
übergangspunkt zwischen den zwei Schleifen zu optimieren. Diese ganzen
Konzepte werden nun erklärt, indem die Konstruktion des
Frequenzsprung-Synthesizers der bevorzugten Ausführung genau betrachtet wird.
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Nochmals auf Fig. 2 verweisend basiert der Frequenzsprung-Synthesizer
auf einer kontinuierlich adaptiven Schleife mit zwei festen
Stromquellen und zwei Pfaden in das Schleifenfilter. Der Schnellmoduspfad
besitzt eine gesteuerte Totzone derart, daß sie bei kleinen
Frequenzfehlern keine Ladung in das Schleifenfilter leiten wird. Der
Langsammoduspfad besitzt keine Totzone und wird daher für alle
Impulsbreiten Ladung in das Schleifenfilter leiten. Wie oben
zusammengefaßt, besitzt der Langsammoduspfad eine viel niedrigere Bandbreite als
der Schnellmoduspfad und liefert daher einen spektral reineren
Ausgang. Die Ladungspumpen-Stromquellen werden mit klassischen
Stromspiegeln realisiert, die als Stromquellen 202 und 203 dargestellt sind.
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Die PULS-AUF-Steuerung vom Phasendetektor 205 ist normalerweise Hoch,
wodurch die Stromquelle 202 abgeschaltet wird. Wenn die
PULS-AUF-Leltung Tief geht, wird Strom von der Stromquelle 202 geliefert. Wenn
die PULS-AB-Leitung Tief geht, führt die Stromquelle 203 Strom ab.
Bei der bevorzugten Ausführung ist eine dritte Stromquelle 207
zwischen dem Phasendetektor 205 und der Stromquelle 203 angeordnet. Da
die PULS-AB-Steuerleitung von dem Phasendetektor normal Hoch ist,
dann wäre, wenn sie direkt mit der Stromquelle 203 verbunden wäre,
wie es bei der Stromquelle 202 der Fall ist, die Stromquelle 203
während der meisten Zeit eingeschaltet. Um dies zu korrigieren, treibt
die Stromspiegelquelle 207 nur dann Strom durch die Stromquelle 203,
wenn die PULS-AB-Leitung Tief geht. Um die Funktion der
Impulsvorderflanken- (Hochfrequenzanteil) Extraktionsschaltung 209 zu verstehen,
sollten diese drei Fälle betrachtet werden: unverriegelt, der
Verriegelung nahe und verriegelt.
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Zunächst angenommen, die Schleife ist unverriegelt und die Pulsbreite
der Stromquelle 202 ist viel größer als die Pulsbreite der
Stromquelle 203 (d.h. die Schleifenfrequenz ist zu niedrig, und der
Phasendetektor versucht, die VCC-Spannung zu erhöhen). Der
Pufferverstärker 211 wird von der Steuerleitung des VCO 213 gespeist. Sowie
der Strom aus der Quelle 202 ansteigt, wird der Pufferverstärker 211
über den Widerständen 215 und 217 und der Spule 219 eine Spannung
entwickeln. Diese ansteigende Spannung wird zu Anfang durch den
Kondensator 221 geleitet werden, da ein Kondensator seine Spannung nicht in
der Zeit Null wechseln kann. Wenn einmal die Spannung genug ansteigt,
um den Vorwärtsdurchbruch der Diode 223 zu überwinden, wird ein Strom
in die Langsammodus-Schleifenfilterkondensatoren 225 und 227 fließen,
wodurch diese Kondensatoren aufgeladen werden. Dieser Zustand wird
sich schnell ändern, sowie die Spannung über dem Kondensator 221
ansteigt (i=CdV/dt). Wenn einmal die Spannung des Kondensators 221
genug ansteigt, um den Vorwärtsdurchbruch der Reihenschaltung der
Dioden 229 und 231 zu überwinden, wird die Stromquelle 202 effektiv
dlrekt mit dem herkömmlichen Schleifenfilter aus dem Kondensator 233
und der Reihenschaltung aus dem Kondensator 235 und dem Widerstand
237 verbunden sein.
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Nachdem das durch den Phasendetektor 205 bestimmte
Nettozeitlntervall von PULS-AUF vergangen ist, werden sowohl die Stromquelle 202
als auch die Stromquelle 203 für die minimale Impulsbreite
eingeschaltet sein. Wenn die Stromquelle 203 einschaltet, wird
idealerweise der gesamte Strom der Stromquelle 202 durch die Spulen 219
und 239 in die Stromquelle 203 fließen. Über den Spulen 219 und 239
werden sich Spannungen aufbauen, aber diese Spulenwerte sind so
gewählt, daß die Spannungen keine der Dioden einschalten werden. Wenn
die Stromquelle 202 und die Stromquelle 203 amplitudenmäßig nicht
genau ausgeglichen sind, wird über den Widerständen 215 und 217 eine
Spannung entwickelt werden. Wenn die entwickelte Spannung kleiner
ist als der Vorwärtsdurchbruch der Dioden 229 und 231 minus dem
Abfall über der Spule 219 (oder der Dioden 241 und 243 minus einem
Abfall an der Spule 239), wird kein Strom in das Schleifenfilter
fließen. Aus diese Weise dient die Vorderflanken-Trennschaltung auch
dazu, ein Ungleichgewicht der Stromquelle-/Stromsenke-Amplitude zu
korrigieren, das sich über der minimalen Pulsbreitenzeit akkumulieren
würde.
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Schließlich, wenn die Stromquelle 202 und die Stromquelle 203
abschalten, dann dienen die Dioden 223 und 245 dazu, alle Ströme zu
blockieren, die von den Kondensatoren 225 und 227 genommen werden
würden, sowie die Kondensatoren 221 und 247 ihre Ladungen über die
Widerstände 249, 252 und 215 (und die Spulen 219 und 239 und den
Widerstand 217) in Vorbereitung auf den nächsten Satz von
Stromimpulsen justieren.
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Wenn die Schleife ihrem endgültigen verriegelten Zustand sehr nahe
ist, ist die Pulsbreite der Stromquelle 202 geringfügig größer als
die Pulsbreite der Stromquelle 203. Wenn die Stromquelle 202
einschaltet, wird der Strom zu Anfang durch den Kondensator 221 und die
Diode 223 fließen, um die Kondensatoren 225 und 227 aufzuladen.
Während dieser Zeit baut sich die Spannung über dem Kondensator 221 auf,
aber bevor die Spannung die Vorwärtsdurchbruchsspannung der Dioden
229 und 231 übersteigt, schaltet die Stromquelle 203 ein und hält den
Stromfluß in den Kondensator 221 an. Dies wird den Spannungsanstieg
anhalten, und der direkte Pfad in die Hauptschleife über die Dioden
229 und 231 wird daher für diesen Satz von Pulsen nicht einschalten.
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Die in den Kondensatoren 225 und 227 gesammelte Ladung wird jedoch
dazu führen, daß die Spannung des Pufferspeichers 253 ansteigt.
Diese Spannung wird durch den Widerstand 255 in einen sehr kleinen
Korrekturstrom umgesetzt und durch den Kondensator 256 und den
Widerstand 257 weiter gefiltert. Der Widerstand 255 und der Kondensator
258 bilden eine Nullstelle für die optimale Übertragungsfunktion der
langsamen Schleife. Dieser kleine Korrekturstrom wird dann dem
Hauptschleifenfilter zugeführt. Der Pfad für die kleinen Impulsbreiten
entspricht einer viel niedrigeren Schleifenbandbreite.
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Wenn die Schleife vollkommen verriegelt ist, schalten sowohl die
Stromquelle 202 als auch die Stromquelle 203 gleichzeitig ein und
sind für die minimale Pulsbreitenzeit eingeschaltet. Der Strom fließt
von der Stromquelle 202 durch die Spulen 219 und 239 in die senkende
Stromquelle 203. Die über den Spulen 219 und 239 entwickelten
Spannungen werden nicht ausreichend sein, um eine der Dioden
einzuschalten. Daher wird zu keiner Schleife eine Ladung übertragen.
(Vorausgesetzt, daß das Ungleichgewicht der Stromamplitude nicht groß genug
ist, um einen Spannungsabfall über den Widerständen 215 und 217
zubewirken, der die Dioden einschalten wird). Ein Diagramm der
Ladungsübertragung in das Schleifenfilter (Kondensatoren 233, 235 und
Widerstand 237) über der Impulsbreite des Phasendetektors 205 ist
in Fig. 4 dargestellt und zeigt die Doppelsteilheit, die den zwei
Betriebsarten entspricht. Fig. 4 ist eine Kurve der
Ladungsübertragung in die Ladungsspeicherelemente des Schleifenfilters, aufgetragen
über der Impulsbreite der angelegten Korrekturimpulse. Ein solches
Doppelsteilheitsansprechen des Schleifenfilters zeigt an, daß die
Spannung über den Ladungsspeicherelementen (die proportional der
Kapazität und gesamten gespeicherten Ladung ist) sich schnell verändern
wird, sowie die Breite des angelegten Pulses den Wert (t), der dem
"Knie" bei 403 (oder -t für negative Pulse bei Knie 405) entspricht,
übersteigt. Die Spannung wird sich langsamer ändern, sowie die
Pulsbreite unter den Wert t fällt. Ein schneller
Schleifen-Verriegelungsvorgang tritt daher auf, wenn die Pulsbreite über dem Knie der
Ladungsübertragungskennlinie liegt, und ein langsamer
Schleifen-Verriegelungsvorgang tritt auf, wenn die Pulsbreite unterhalb des Knies
der Ladungsübertragungskennlinie liegt. Ein Pulsbreite Null entspricht
einem perfekten verriegelten Zustand. Es ist ein wichtiges Merkmal
der vorliegenden Erfindung, daß die Ladungsübertragungskennlinie von
dem langsamen Modus in den schnellen Modus weich und ohne
Unterbrechungen übergeht, wie z.B. denen, die typischerweise bei
geschalteten adaptiven Schleifenfiltern vorhanden sind.
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Die Pulsbreite, bei der das "Knie" (403, 405) des Übergangs zwischen
den Betriebsarten auftritt, wird durch die Kondensatoren 247, 221 und
227 sowie die Vorwärts-Durchbruchsspannungen der Dioden bestimmt. Sie
entspricht ungefähr der Zeit, die benötigt wird, um einen
Dioden-Spannungsabfall über der Reihenkombination aus dem Kondensator 227 und dem
Kondensator 247 (oder den Kondensatoren 221 und 227) aufzubauen. Eine
genaue Bestimmung der Übergangspulsbreite wird durch Beobachten der
Ladungsübertragung in die Hauptschleife ermittelt, die während der
Einschaltzeit der Stromquellen 202 und 203 auftritt. Bei der
bevorzugten Ausführung ist vorgesehen, daß der Wert von t zwischen 0.3 und
1.0 ns und q zwischen 1 und 2 Pikocoulomb liegt.
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Die Spulen 219 und 239 sind enthalten, um Totzonenprobleme zu
vermeiden. Wenn die Spulen 219 und 239 kurzgeschlossen wären, würde die
Funktion der Schaltung im Idealfall nicht beeinflußt werden. In der
Praxis werden jedoch parasitäre Kapazitäten (nicht gezeigt, aber in
allen Verbindungsleitern und, ganz besonders, in der Stromquelle oder
der Stromsenke, die während eines Nettostrompulses nicht "Ein" ist,
vorhanden) Strom von der aktiven Stromquelle rauben, bis die
parasitäre Kapazität aufgeladen ist. Während der Aufladezeit dieser
parasltären Kapazität kann der Strom die Dioden in keinem Pfad einschalten,
was daher eine Situation zur Folge hat, wo die Schleife auf sehr
schmale Impulse nicht ansprechen wird. Die Spulen 219 und 239 trennen
die Stromquellenausgänge voneinander, um dadurch die parasitäre
Kapazität, die überwunden werden muß, zu vermindern. Außerdem wird die
über diesen Spulen entwickelte Spannung helfen, die Dioden des
schnellen Pfades einzuschalten. Dies wird den Übergang zwischen den zwei
Schleifen so glätten, daß der schnelle Pfad etwas aktiv ist, bis die
Schleife im wesentlichen verriegelt ist. Die Spulen 219 und 239
könnten bei der Verwirklichung der vorliegenden Erfindung durch
Widerstände ersetzt werden, aber eine Verschlechterung der Totzonenbreite
wurde bei einer solchen Implementierung erfahren.
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Es ist erwünscht, das Knie des Übergangs so nahe wie möglich bei
einer Pulsbreite Null zu wählen. Dies hat einen minimalen
Frequenzfehler zur Folge, der in der langsameren Schleife auszuregeln ist.
Leider werden, wenn die Stromquellen um mehr als eine
Übergangsimpulsbreite zeitlich im Ungleichgewicht sind, dann kurze Stromstöße durch
den direkten schnellen Verriegelungspfad fließen. Diese Durchleitung
würde das Störsignalverhalten der Schleife ernsthalft verschlechtern.
Deshals wird ein Übergangspunkt, wie in Fig. 4 gezelgt, so gewählt,
daß das zeitliche Ungleichgewicht der Stromquelle niemals den
Übergangspunkt überschreiten wird, sondern so klein wie möglich ist.
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Zwei Ladungspfade der Schleifensteuerleitung, ein schnell
verrlegelnder Pfad und langsam verriegelnder Pfad, sind in der vorangehenden
Erörterung identifiziert worden. Der schnell verriegelnde Pfad
entspricht einem Strompfad, der durch die Dioden 229 und 231 (oder die
Dioden 241 und 243) direkt in das Hauptschleifenfilter fließt, das
aus dem Kondensator 233 und der Relhenschaltung aus dem Kondensator
235 und dem Widerstand 237 besteht. In dem schnell verriegelnden Pfad
ist das kontinuierlich adaptive Filter nach Maßgabe normaler
Verfahren basierend auf der benötigten Verriegelungszeit aufgebaut. Da
der langsame Pfad nach dem Übergang einen Restfehler zu beruhigen
hat, ist es erforderlich, daß der schnell verriegelnde Pfad
konstruiert
wird, daß er die Verriegelungszeitanforderung des Geräts um die
Zelt übertrifft, die für den langsamen Pfad benötigt wird, um die
endgültige Verriegelung zu erlangen.
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Bei der bevorzugten Ausführung beträgt die schnelle
Verrlegelungszeit etwa 450 us. Diese Verriegelungszelt läßt etwa 400 us für die
langsame Schleife übrig, um irgendeinen Restfehler auszuregeln. Bei
der bevorzugten Ausführung ist die schnelle Schleife eine normale
Konstruktion dritter Ordnung mit einem
Open-loop-Einheitsverstärkungspunkt von etwa 6000 Hz und einer nominellen symmetrischen
Nullstellen-Pol-Verteilung von 2.6. Für diesen Synthesizer beträgt die
Closed-Loop-Bandbreite 12 kHz bei einer Referenzfrequenz von 200 kHz.
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Für den langsamen Verrlegelungsfpad werden die Vorderflanken von
breiten Impulsen und alle schmalen Impulse über die Kondensatoren 221
und 247 und die entsprechenden Dioden 223 oder 245 der Vorderflanken-
Trennschaltung 209 in den langsam verriegelnden Pfad gekoppelt. Diese
hochfrequenten Stromimpulse laden die Kondensatoren 225 und 227, was
eine Spannungsänderung zur folge hat, die durch den Pufferverstärker
253, den Widerstand 257 den Parallelkondensator 256 und die parallele
Widerstand/Kondensator-Kombination 255 und 258 in das
Hauptschleifenfllter gekoppelt wird. Die Kondensatoren 225 und 227 sind gewählt,
um sehr langsam auf die kurzen Stromimpulse anzusprechen. Dieses
langsame Ansprechen hätte eine sehr dürftige Gesamtverriegelungszelt
zur Folge, wenn die Kondensatoren 225 und 227 die Spannung auch nur um
wenige zehntel Volt ändern müßten. Um diese Situation zu vermeiden,
muß die "Masse"-Seite der Kondensatoren 225 und 227 die Spannung des
schnellen Verriegelungspfades führen. Der augenfälligste Weg, um dies
durchzuführen, wäre, die Masseselte der Kondensatoren 225 und 227
dlrekt mit dem Steuerleitungseingang des VCO 213 zu verbinden. Die
Stromimpulse, die diese Kondensatoren speisen, sind jedoch sehr kurz,
und die Mehrheit der Ladung wird daher durch die Kondensatoren
hindurchgehen. Wenn die Kondensatoren direkt mit der Steuerleitung
verbunden wären, dann würden diese Stromimpulse mit den bereits auf der
Steuerleitung (von der Extraktionsschaltung 209) befindlichen breiten
Impulsen rekomblniert und direkt in das Schleifenfilter
(Kondensatoren 233 und 235 und Widerstand 237) geführt, um dadurch die adaptive
Natur der Schleife zunichte zu machen.
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Es ist ein wichtiges Merkmal der vorliegenden Erfindung, daß die
Kondensatoren 225 und 227 nicht direkt mit der Steuerleitung des VCO 213
verbunden sund. (U.S. Patent Nr. 4,387,348 verbindet in der Tat einen
gleichwertigen Kondensator, d.h. Kondensator 137 in Fig. 1, direkt
mit der Steuerleitung, wodurch keine adaptive Schlelfe erzeugt wird.
Es war beabsichtigt, daß die Ladung direkt in das Schleifenfilter
fließt, um irgendeine Anderung der Schleifencharakeristik zu
vermeiden). Anstatt die Kondensatoren 225 und 227 direkt mit der
Steuerleitung des VCO 213 zu verbinden, wird der Pufferverstärker 259
benutzt, um die Steuerleitungsreferenz für die Kondensatoren 225 und 227
bereitzustellen. Dieser Pufferkreis verhindert, daß Stromimpulse, die
durch die Kondensatoren 225 und 227 gekoppelt werden, an die
Steuerleitung angelegt werden, um so die adaptive Natur der Schleife zu
bewahren. Um die endliche Ausgangsimpedanz des Pufferverstärkers 259 zu
überwinden, wird ein Kondensator 261 hinzugefügt, um den in die
Kondensatoren 225 und 227 gekoppelten Impulsen eine niedrigere Impedanz
zur Verfügung zu stellen. Bei der bevorzugten Ausführung werden die
Widerstände 263, 265 und 267 wie auch der Kondensator 269 dem
Rückkopplungsnetzwerk des Pufferverstärkers 259 hinzugefügt, um die
Stabilität infolge der kapazitiven Belastung des Kondensators 261 am
Ausgang des Pufferverstärkers 259 aufrechtzuerhalten.
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Das Hinzufügen des Pufferverstärkers 259 ermöglicht es daher der
langsamen Schleife, der schnellen Schleife zu folgen, bis die
Nettostromimpulsbreite klein genug wird, um nur die langsame Schleife zu laden.
Während der schnellen Verriegelungszeit werden die Vorderflanken der
breiten Impulse in der langsamen Schleife einen gewissen Fehler
verursachen. Zum Glück wird der schnelle Verriegelungsmodus eine nahezu
gleiche Zahl von AUF- und AB-Pulsen besitzen, um so diesen
Anfangsfehler zu minimieren.
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Der Pufferverstärker 271 wird benutzt, um einen Nachladungspfad für
die Kondensatoren 247 und 221 bereitzustellen. Wenn die Kondensatoren
247 und 221 direkt mit den Kondensatoren 225 und 227 verbunden wären,
könnte es keine Gleichstromübertragung in den Kondensator 225 oder
den Kondensator 227 und daher keine Gleichstrom-Spannungsänderung
geben. (Das heißt, die Kondensatoren 247 und 221 können nur einen
Verschiebungsstrom übertragen). Mit den Dioden 223 und 245 in der
Schaltung wird der Verschiebungsstrom durch die Kondensatoren 247 oder
221 geführt, vorausgesetzt, der Strom ist auf das Einschalten der
Stromquelle 202 oder der Stromquelle 203 zurückzuführen. Wenn der
Strom durch die Kondensatoren 221 und 247 auf das Stromabschalten
zurückzuführen ist (die Kondensatoren laden nach), dann blockieren die
Dioden den Strom aus den Kondensatoren 225 und 247 und die
Widerstände 249 und 251 liefern den benötigten Strom aus dem Ausgang des
Verstärkers 271. Auf diese Weise kann eine
Gleichstrom-Ladungsübertragung durchgeführt werden.
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Die Analyse der Schleifenstabilität für die langsame Schleife wird
vereinfacht, indem man zuerst beachtet, daß die Kondensatoren 247 und
221, die Widerstände 249 und 251 und die Dioden 223 und 245 für kurze
Impulse, die aus der Stromquelle 202 und der Stromquelle 203 in den
Kondensator 225 und den Kondensator 227 fließen, Im wesentlichen
durchlässig sind. Die Pufferverstärker 253 und 259 können als ideale
Spannungsfolger angesehen werden. Die Open-Loop-Gleichung dieses
Modells wird dann:
Konstante
-
worin: Sz1 = 1/(C&sub2;&sub3;&sub5; * R&sub2;&sub3;&sub7;)
-
Sz2 = 1/(C&sub2;&sub2;&sub5; * R&sub2;&sub2;&sub6;)
-
Sz3 = 1/(C&sub2;&sub5;&sub8; * R&sub2;&sub5;&sub5;)
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Sp1 = 1/(C&sub2;&sub3;&sub3; C&sub2;&sub3;&sub5;) * R&sub2;&sub3;&sub7;
-
Sp2 = 1/(C&sub2;&sub2;&sub7; C&sub2;&sub2;&sub5;) * R&sub2;&sub2;&sub6;
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Konstante = Wert hängt von Schaltung ab
Parameter
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N = Teilungsverhältnis der Schleife
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Kv = Empfindlichkeit des VCO
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K= Verstärkung des Phasendetektors
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Einer der Pole bei Null ist auf den VCO 213 zurückzuführen, ein
anderer ist auf die Treiberkondensatoren 225 und 227 der Stromquelle
und -senke zurückzuführen, der dritte ist auf den Widerstand 255, den
Kondensator 233, den Kondensator 235 und die Rückkopplung des
Verstärkers 259 zurückzuführen. Von diesem letzten Pol würde erwartet
werden, daß er ohne die Rückkopplung bei einer Nicht-Null-Frequenz
auftritt. Deshalb ist der Wert des Widerstands 255 innerhalb weiter
Grenzen relativ unbedeutend. (D.h. der Pol liegt ungeachtet des Werts
des Widerstandes 255 bei Null). Die Pole infolge des Kondensators 227
und des Widerstandes 226 und infolge des Kondensators 233 und des
Widerstandes 237 treten bei Frequenzen außerhalb des
interessierenden Bereichs auf. Der Kondensator 225 bildet mit dem Widerstand 226
eine Null, die in der Frequenz so tief wie möglich gelegt wird, so
daß sie einen Pol bei Null-Frequenz im wesentlichen aufhebt. Dies
läßt in Grunde die Null des Kondensators 258, des Widerstandes 255
und den Pol des Kondensators 227 und des Widerstandes 226 bei einem
optimalen Ansprechen dritter Ordnung übrig.
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Das Open-Loop-Ansprechen kann dann benutzt werden, um eine Gleichung
für das Closed-Loop-Ansprechen zu erhalten. Ein
Routh-Stabilitätstest kann auf dem Nenner des Closed-Loop-Ansprechens ausgeführt
werden, um die Stabilitätsgrenzen bei der bevorzugten Ausführung
festzustellen.
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Der Übergang zwischen der schnellen und der langsamen Betriebsart
wird von der Impulsbreite des Phasendetektorausgangs bestimmt. Diese
Impulsbrelte ist ein Phasenfehler, nicht ein Frequenzfehler. Indem
die Schleife die Verriegelung erreicht, nimmt die Impulsbreite ab,
sowie der Frequenzfehler abnimmt. Da jedoch die Phase das Integral
der Frequenz ist, wird der Übergangspunkt bei einem maximalen
Frequenzfehler eintreten, wenn die Fehlerwellenform sinusförmig ist. Für
den Optimalgeschwindigkeitsfall von symmetrisch beabstandeten Polen
und Nullen in einer Schleife dritter Ordnung ist die Wellenform des
Frequenzfehlers eine gedämpfte Sinuswelle. Dies hat einen nahe bei
einem maximalen Frequenzfehler eintretenden Übergang zur Folge, der
die Einstellzeit des langsamen Verriegelungspfades verschlechtern
wird. Die ideale Frequenzfehler-Wellenform, die dieses Problem
überwindet, durchläuft den Null-Frequenzfehler einmal und verläuft dann
exponentiell zum Nullfehler, ohne Null nochmals zu kreuzen. Das
Integral dieser Wellenform (d.h. die Phase) besitzt nur einen
Nullfehlerpunkt, der zu einer Zeit eintritt, während der der
Frequenzfehler klein ist. Es wurde herausgefunden, daß durch Beibehalten der
gleichen Open-Loop-Bandbreite, aber Erhöhen des Pol-Nullstellen-
Verhältnisses von 2.6 (das beste Verhältnis für die schnelle
Verriegelungsschleife allein) auf 3.0, die Frequenzfehler-Wellenform
dem gewünschten Ansprechen für minimalen Frequenzfehler beim
Übergang nahekommen konnte. Der schnelle Verriegelungsmodus ist in diesem
Fall etwas langsamer, aber der Einstellzeitunterschied in der
langsamen Schleife kann dramatisch kürzer sein.
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Zusammenfassend ist also ein Synthesizer mit kontinuierlich adaptiver
Phasenregelschleife dargelegt und beschrieben worden. Von einem
Phasendetektor ausgegebene Fehlerkorrekturimpulse werden nach
Impulsbreite in Impulse schmaler Impulsbreite, die für langsame Korrekturen
benutzt werden, und in Impulse breiter Impulsbreite getrennt, die für
schnelle Korrekturen der VCO-Frequenz benutzt werden. Die Impulse mit
breiter Impulsbreite werden im Grunde direkt mit dem Steuerleitungs-
Schleifenfilter verbunden, um so eine schnelle Ladung des
Schleifenfilters und eine schnelle Änderung der VCO-Frequenz zu ermöglichen.
Die Impulse mit schmaler Impulsbreite (die vorhanden sind, wenn die
Schleife der Verriegelung nahe oder verriegelt ist) werden durch ein
Schmalbandfilter gefiltert (um den Nebenwellenausgang zu reduzieren),
bevor sie an das Steuerleitungs-Schleifenfilter angelegt werden. Diese
Schmalbandfilterung verlangsamt wirksam die Ladungsgeschwindigkeit
des Schleifenfilters und bewirkt nur langsame Änderungen in der VCO-
Frequenz. Da der Unterschied zwischen Impulsen mit breiter
Impulsbreite und Impulsen mit schmaler Impulsbreite eine Frage des Grades
ist und ein Impuls mit schmaler Impulsbreite in einen Impuls mit
breiter Impulsbreite übergeht, sowie die Breite eines schmalen
Impulses zunimmt, wird eine kontinuierliche Funktion der
Schleifenfilter-Ladungsgeschwindigkeit über Impulsbreite mit zwei Steigungen
gewonnen.
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Weil das Schmalbandfilter nur durch die Impulse mit schmaler
Impulsbreite geladen wird, wäre eine lange Zeit erforderlich, wenn es auf
Massepotential bezogen wäre. Wenn das Schmalbandfilter direkt auf
die Steuerleitungsspannung bezogen wäre, würden die Impulse mit
schmaler Impulsbreite direkt in die Steuerleitung geleitet werden, was
höhere Referenz-Nebenwellensignale zur Folge hat und die
Zwei-Steigungs-Ladungsfunktion teilweise zunichte macht. Das
Schmalbandfilter wird auf eine Spannung bezogen, die aus der Spannung der
Steuerleitung abgeleitet, aber von der Steuerleitungsspannung so
entkoppelt wird, daß die von den Impulsen mit schmaler Impulsbreite
verursachten Referenz-Nebenwellensignale praktisch beseltigt werden.
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Während eine einzelne Ausführung der Erfindung dargelegt und
beschrieben worden ist, ist zu verstehen, daß die Erfindung nicht als auf
die spezifische Ausführung hierin beschränkt anzusehen ist und daß
Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können. Es ist
deshalb beabsichtigt, die vorliegende Erfindung und alle derartigen
Anderungen und Modifikationen durch den anliegenden Anspruch
abzudecken.