DE60304193T2 - Tiefpassfilter für einen pll, phasenregelkreis und integrierte halbleiterschaltung - Google Patents

Tiefpassfilter für einen pll, phasenregelkreis und integrierte halbleiterschaltung Download PDF

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Naoshi Osaka-shi YANAGISAWA
Masaomi Takatsuki-shi TOYAMA
Keijiro Uji-shi UMEHARA
Masahiro Ibaraki-shi FUKUI
Takefumi Yoshikawa
Toru Osaka-shi IWATA
Shiro Yawata-shi SAKIYAMA
Ryoichi Takatsuki-shi SUZUKI
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Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Tiefpassfilter, genauer, einen Tiefpassfilter, der zur Verwendung als Schleifenfilter in einem phase-locked Loop geeignet ist, und eine Technik für einen Phasenregelkreis (phase-locked loop), der einen derartigen Tiefpassfilter enthält.
  • Hintergrund
  • Ein Phasenregelkreis (engl. phase-locked loop, im Nachfolgenden als „PLL" bezeichnet) ist mittlerweile ein unverzichtbarer Bestandteil in integrierten Halbleitersystemen und ist in nahezu allen LSIs enthalten. Auch gibt es breite Anwendungsbereiche für PLLs, die sich über verschiedene Felder, wie Kommunikationseinrichtungen, Mikroprozessoren und IC-Karten erstrecken.
  • 32 zeigt die Architektur eines allgemeinen Ladungspumpen-PLLs. Der Aufbau des PLLs wird nun unter Bezugnahme auf diese Zeichnung beschrieben. Ein Phasenkomparator 10 vergleicht einen dem PLL zugeführten Eingangstakt CKin mit einem Rückkopplungstakt CKdiv, um so ein Aufsignal UP und ein Absignal DN in Übereinstimmung mit einer Phasendifferenz zwischen diesen Takt auszugeben. Eine Ladungspumpschaltung 20 gibt einen Ladungsstrom IP auf Basis des Aufsignals UP und des Absignals DN aus. Ein Schleifenfilter 30 glättet den Ladungsstrom IP, um so eine Spannung Vout auszugeben. Ein spannungsgesteuerter Oszillator 40 ändert die Frequenz eines Ausgangstakts CKout des PLLs auf Basis der Spannung Vout. Ein N-Frequenzteiler 50 teilt die Frequenz des Ausgangstakts CKout durch N, um so den geteilten Takt an den Phasenkomparator 10 als Rückkopplungstakt CKdiv zurückzukoppeln. Während diese Operationen wiederholt werden, konvergiert der Ausgangstakt CKout gegen die gewünschte Frequenz, die gesperrt werden soll. Unter den oben beschriebenen Elementen des PLLs ist der Schleifenfilter 30 besonders bedeutsam. Man kann sagen, dass die Antwortcharakteristik des PLLs in Abhängigkeit von der Filtercharakteristik des Schleifenfilters 30 bestimmt wird.
  • 33 zeigt einen allgemeinen Schleifenfilter. Der in 33(a) gezeigte passive Filter hat den Nachteil, dass sich seine Charakteristik ändert, wenn eine andere Schaltung an einer nachfolgenden Stufe angeschlossen wird. Wenn der Filter in einen aktiven Filter abgewandelt wird, um diesen Nachteil auszugleichen, so erhält man den in 33(b) gezeigten aktiven Filter. Die Übertragungscharakteristiken dieser Filter sind äquivalent. Der Schleifenfilter 30 wird daher allgemein als ein Tiefpassfilter realisiert, der aus einer Kombination eines Widerstandselements R und eines kapazitiven Elements C konstruiert ist.
  • In der Kontrolltheorie für den PLL wird die Antwortbandbreite des PLLs vorzugsweise auf eine Frequenz von ungefähr einem Zehntel des maximalen Eingangstakts gesetzt. Gemäß dieser Theorie ist es bei einem PLL, der als Eingang einen Eingangstakt mit vergleichsweise niedriger Frequenz erhält, erforderlich, die Abschneidefrequenz des Schleifenfilters herabzusetzen, um so die Antwortbandbreite zu verengen. Ein Schleifenfilter in einem herkömmlichen PLL hat deshalb eine vergleichsweise große Zeitkonstante, nämlich ein großes CR-Produkt. Um ein großes CR-Produkt zu realisieren, wird üblicherweise ein großes kapazitives Element verwendet.
  • Auf der anderen Seite hängt die Antwortgeschwindigkeit eines PLLs von seinem Dämpfungsfaktor ab. Der Dämpfungsfaktor wird in Übereinstimmung mit der Frequenz des Eingangstakts des PLLs geändert und wird vorzugsweise konstant gehalten, um die Antwortcharakteristik des PLLs zu stabilisieren. In einem herkömmlichen PLL, der als Eingabe einen Eingangstakt aus einem weiten Frequenzband akzeptiert, wird der Dämpfungsfaktor daher durch die Verwendung eines Schleifenfilters mit variabler Filtercharakteristik gesteuert.
  • 34 zeigt einen herkömmlichen Schleifenfilter mit variabler Filtercharakteristik. Der Schleifenfilter aus 34(a) beinhaltet Widerstandsleiterschaltungen 100. Die Widerstandsleiterschaltung 100 enthält, wie in 34(b) gezeigt ist, eine große Zahl von Widerständen und Schaltern, um so eine Variabilität von Widerstandswerten durch eine geeignete Steuerung der Schalter zur Verfügung zu stellen. Im Allgemeinen wird ein Schleifenfilter mit einer derartigen Widerstandsleiterschaltung 100 in dem PLL verwendet.
  • 35 zeigt alternativ ein anderes Beispiel des herkömmlichen Schleifenfilters mit einer variablen Filtercharakteristik. Der in 35 gezeigte Schleifenfilter 30 enthält einen Integrator 30-1, einen invertierenden Verstärker 30-2 und einen Addierer 30-3. Der Integrator 30-1 integriert einen Ladungsstrom Ip1, der von einer ersten Ladungspumpschaltung 20a ausgegeben wird, um so eine geglättete Spannung auszugeben. Der invertierende Verstärker 30-2 invertiert und verstärkt einen Ladungsstrom lp2, der von einer zweiten Ladungspumpschaltung 20b ausgegeben wird. Der Addierer 30-3 addiert die Ausgabe des Integrators 30-1 und die Ausgabe des invertierenden Verstärkers 30-2, um so eine Ausgangsspannung des Schleifenfilters 30 zu erhalten. In einem derartigen Schleifenfilter 30 kann der Dämpfungsfaktor des PLLs durch eine geeignete Änderung des Verhältnisses zwischen dem Ladungsstrom lp1 und dem Ladungsstrom lp2 angepasst werden (wie z. B. in dem japanischen Patent Nr. 22778521 beschrieben wird).
  • Das Dokument JP 56119520 beschreibt einen Tiefpassfilter, der die Summe des Eingangssignals und einer integrierten Version desselben als Ausgangssignal liefert. Die Eingabe für den Tiefpassfilter wird aus zwei digitalen Signalen mit entgegengesetzter Polarität gebildet. Die Eingangssignale werden abwechselnd angelegt und schalten eine positive und eine negative Stromquelle, um einen Kondensator zu laden bzw. zu entladen. Der Ausgangsanschluss liefert die Summe der Spannung über den Kondensator und einer skalierten Summe der Eingangssignale.
  • Wie oben beschrieben, wird in einem PLL, der als Eingabe einen Eingangstakt mit vergleichsweise niedriger Frequenz akzeptiert, ein kapazitives Element mit einer großen Größe verwendet, um ein großes CR-Produkt des Schleifenfilters zu erzielen. Außerdem ist es erforderlich, in einem PLL, der als Eingabe einen Eingangstakt mit einer breitbandigen Frequenz akzeptiert, die in 34 gezeigte Widerstandsleiterschaltung oder eine Vielzahl von Ladungspumpschaltungen und Operationsverstärkern, wie in 35 gezeigt, zu verwenden, um den Dämpfungsfaktor anzupassen. All diese Fälle sind Faktoren, die die Größe der Schaltung erhöhen.
  • In manchen Anwendungsprodukten von PLLs, bei denen es schwierig ist, ein großes kapazitives Element extern vorzusehen, ist es bedeutsam, die Größe der Schaltungsfläche des PLLs zu reduzieren. Insbesondere in einer IC-Karte sollten Elemente mit einer Größe größer als die Dicke der Karte aus dem Gesichtspunkt der Zuverlässigkeit nicht enthalten sein. Es ist deshalb praktisch unmöglich, ein großes kapazitives Element auf einer IC-Karte extern vorzusehen, und die Schaltungsflächenreduktion des PLLs ist ein Problem, das unausweichlich gelöst werden muss. Das betrifft auch eine LSI, in der ein PLL in einer Pad-Region aufgebaut ist.
  • Auch in einem LSI mit einer Chip-on-Chip-Struktur ist ein in dem oberen Chip enthaltener PLL vorzugsweise kleiner. Da außerdem eine große Zahl von PLLs in einem Mikroprozessor verwendet werden, hat die Schaltungsfläche der PLLs einen großen Einfluss auf die Schaltungsfläche des gesamten Mikroprozessors.
  • In Anbetracht der oben beschriebenen herkömmlichen Probleme ist es eine Aufgabe der Erfindung, einen Tiefpassfilter bereitzustellen, der eine Filtercharakteristik äquivalent zu der eines herkömmlichen Tiefpassfilters hat und auf einer kleineren Schaltungsfläche realisiert werden kann, sowie einen PLL und dergleichen, der einen derartigen Tiefpassfilter als Schleifenfilter enthält. Insbesondere ist es die Aufgabe, einen derartigen Tiefpassfilter ohne die Verwendung eines großen kapazitiven Elements zu realisieren. Eine weitere Aufgabe ist es, den Dämpfungsfaktor des PLLs einstellbar zu machen, indem die Filtercharakteristik eines derartigen Tiefpassfilters variabel gemacht wird.
  • Dies wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche erreicht. Bevorzugte Ausführungsformen sind der Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
  • 1 zeigt die Architektur eines Tiefpassfilters gemäß dieser Erfindung. Der Tiefpassfilter 30 dieser Erfindung enthält eine erste Filtereinrichtung 31, die als Eingabe ein Eingangssignal an den Tiefpassfilter akzeptiert und eine erste Spannung ausgibt; ein Schaltungselement 311, das in der ersten Filtereinrichtung 31 enthalten ist und einen ersten Strom in Übereinstimmung mit der ersten Spannung fließen lässt; Stromerzeugungseinrichtung 32 zur Erzeugung eines zweiten Stroms in einem gegebenen Verhältnis zu dem ersten Strom; zweite Filtereinrichtung 33, die als Eingabe den zweiten Strom akzeptiert und eine zweite Spannung ausgibt; eine Addiereinrichtung 34, die die erste Spannung und die zweite Spannung addiert, um ein Ausgangssignal des Tiefpassfilters 30 zu erhalten.
  • Gemäß dieser Erfindung wird das Eingangssignal an den Tiefpassfilter einer ersten Filterungsbehandlung durch die erste Filtereinrichtung 31 unterworfen, wodurch die erste Spannung ausgegeben wird. An diesem Punkt erzeugt die Stromerzeugungseinrichtung 32 den zweiten Strom in dem gegebenen Verhältnis zu dem ersten Strom, der durch das in der ersten Filtereinrichtung enthaltene Schaltungselement 311 in Übereinstimmung mit der ersten Spannung fließt. Die Stromerzeugungseinrichtung 32 verstärkt den ersten Strom nicht selbst und deshalb beeinflusst die Erzeugung des zweiten Stroms den Ausgang der ersten Filtereinrichtung 31 nicht. Die zweite Filtereinrichtung 33, die in der auf die erste Filtereinrichtung 31 folgenden Stufe vorgesehen ist, wird nicht mit dem ersten Strom versorgt, sondern mit dem von der Stromerzeugungseinrichtung 32 erzeugten zweiten Strom. Der zweite Strom wird einer zweiten Filterungsbehandlung durch die zweite Filtereinrichtung 33 unterworfen, wodurch die zweite Spannung ausgegeben wird. Zuletzt addiert die Addiereinrichtung 34 die erste Spannung und die zweite Spannung, um so das Ausgangssignal des Tiefpassfilters zu erhalten.
  • In dem Tiefpassfilter mit der vorgenannten Architektur wird das gegebene Verhältnis des zweiten Stroms zu dem ersten Strom geändert, um die Übertragungscharakteristik der zweiten Filtereinrichtung entsprechend zu ändern, und somit gibt die zweite Filtereinrichtung die zweite Spannung aus, die äquivalent ist zu der ursprünglichen Spannung. Der Tiefpassfilter behält daher anscheinend seine ursprüngliche Übertragungscharakteristik. In anderen Worten, sogar wenn die Struktur der zweiten Filtereinrichtung geändert wird, um die Schaltungsgröße zu reduzieren und womit die Übertragungscharakteristik geändert wird, kann die Filtercharakteristik des Tiefpassfilters vor einer Änderung bewahrt werden, indem das gegebene Verhältnis in Übereinstimmung mit der geänderten Übertragungscharakteristik geändert wird. Demgemäß kann die Erfindung einen Tiefpassfilter realisieren, der eine Filtercharakteristik hat, die äquivalent ist zu der eines konventionellen Tiefpassfilters und eine Schaltungsfläche hat, die kleiner ist als die konventionelle Schaltungsfläche.
  • In dem Tiefpassfilter dieser Erfindung ist das gegebene Verhältnis vorzugsweise eine positive Zahl kleiner als 1. Der zu erzeugende zweite Strom ist daher kleiner als der ers te Strom, und ein kapazitives Element mit einem kleineren Kapazitätswert kann daher als das kapazitive Element in der zweiten Filtereinrichtung verwendet werden. Dementsprechend kann die zweite Filtereinrichtung verkleinert werden, was in der Verkleinerung der Schaltungsfläche des Tiefpassfilters resultiert.
  • Typischerweise kann die Stromerzeugungseinrichtung des Tiefpassfilters dieser Erfindung als Stromspiegelschaltung ausgeführt werden, die als Eingabe den ersten Strom akzeptiert und den zweiten Strom ausgibt. Auf einer Eingangsseite der Stromspiegelschaltung ist ein erstes Halbleiterelement mit einer ersten Leiffähigkeit vorgesehen. Dieses Halbleiterelement ist zugleich das Schaltungselement, das in der ersten Filtereinrichtung enthalten ist. Zugleich wird auf einer Ausgangsseite der Stromspiegelschaltung ein zweites Halbleiterelement mit einer zweiten Leiffähigkeit in dem gegebenen Verhältnis zu der ersten Leitfähigkeit vorgesehen. Dieses Schaltungselement kann ein Widerstandselement mit einem Widerstandswert entsprechend der ersten Leitfähigkeit anstelle des ersten Halbleiterelements sein. In diesem Fall akzeptiert die Stromspiegelschaltung als Eingabe einen dritten Strom entsprechend des ersten Stroms anstelle des ersten Stroms.
  • Typischerweise kann das Schaltungselement des Tiefpassfilters dieser Erfindung als ein erster Spannungsstromumwandler mit einer ersten Leitfähigkeit zur Umwandlung der ersten Spannung in den ersten Strom ausgeführt werden, und die Stromerzeugungseinrichtung kann als ein zweiter Spannungsstromumwandler mit einer zweiten Leitfähigkeit zur Umwandlung der ersten Spannung in den ersten Strom ausgeführt werden, wobei die erste und die zweite Leitfähigkeit in dem gegebenen Verhältnis stehen.
  • Typischerweise kann die Addiereinrichtung des Tiefpassfilters dieser Erfindung als ein Operationsverstärker oder als ein Operations-Transkonduktanzverstärker ausgeführt sein. Wenn der Operationsverstärker verwendet wird, so hat er die zweite Filtereinrichtung in einem negativen Rückkopplungsteil desselben und akzeptiert als Eingabe die erste Spannung an einem nicht-invertierenden Eingangsanschluss desselben und gibt eine dritte Spannung als das Ausgangssignal des Tiefpassfilters aus. Wenn alternativ der Operations-Transkonduktanzverstärker verwendet wird, so gibt er einen dritten Strom als das Ausgangssignal des Tiefpassfilters aus.
  • In dem Tiefpassfilter dieser Erfindung sind das erste und das zweite Halbleiterelement vorzugsweise jeweils ein erster und ein zweiter Transistor zur Lieferung der ersten und der zweiten Leitfähigkeit in Übereinstimmung mit angelegten ersten und zweiten Bias-Strömen. Die Amplituden des ersten und des zweiten Bias-Stroms werden auf Basis eines gemeinsamen Bias-Steuerungssignals geändert. Die Änderung des ersten und des zweiten Bias-Stroms bedeutet eine Änderung der ersten und der zweiten Leitfähigkeit. Da die erste und die zweite Leitfähigkeit somit geändert sind, kann die Filtercharakteristik des Tiefpassfilters dynamisch variiert werden. Zusätzlich kann die Filtercharakteristik auf Basis des für den ersten und den zweiten Bias-Strom gemeinsam verwendeten Bias-Steuerungssignals variiert werden. Demzufolge besteht keine Notwendigkeit, eine Widerstandsleiterschaltung zur Variierung der Filtercharakteristik des Tiefpassfilters zur Verfügung zu stellen, und die Schaltungsgröße kann daher weiter reduziert werden. Des Weiteren kann, insbesondere wenn der Tiefpassfilter als Schleifenfilter für einen Phasenregelkreis oder dergleichen verwendet wird, der Dämpfungsfaktor effektiv und leicht in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal angepasst werden.
  • In ähnlicher Weise ändern der erste und der zweite Spannungsstromumwandler vorzugsweise die erste und die zweite Leitfähigkeit auf Basis eines gemeinsamen Bias-Steuerungssignals. Die Schaltungsgröße kann daher weiter reduziert werden aus den gleichen Gründen wie oben beschrieben.
  • Vorzugsweise hat des Weiteren in dem Tiefpassfilter dieser Erfindung die Stromspiegelschaltung eingangsseitig das zweite bis n-te (wobei n eine natürliche Zahl größer oder gleich 3 ist) Halbleiterelemente und enthält Schalter zum jeweiligen Schalten von Ausgängen von Strömen, die durch das zweite bis n-te Halbleiterelement fließen. Die Schalter erlauben es eines oder einer Summe einer Vielzahl der jeweils durch das zweite bis n-te Halbleiterelement fließenden Ströme als der zweite Strom ausgegeben zu werden. Die Amplitude des zweiten Stroms kann daher schrittweise geschaltet werden, nämliche digital.
  • Des Weiteren kann in der Architektur, in der das Schaltungselement ein Widerstandselement ist, das Schaltungselement anstelle des Widerstandselements eine Widerstandsleiterschaltung sein. In diesem Fall ist die Widerstandsleiterschaltung in der Lage, ihren Widerstandswert in Übereinstimmung mit einer Änderung der ersten Leitfähigkeit zu ändern. Die Filtercharakteristik des Tiefpassfilters kann daher dynamisch variiert werden.
  • Andererseits enthält das Rückkopplungssystem dieser Erfindung eine Ladungspumpschaltung zur Erzeugung eines Ladungsstroms auf Basis einer Phasendifferenz zwischen einem Eingangstakt und einem aus der Rückkopplung resultierenden Takt; ein Schleifenfilter, der den Ladungsstrom als Eingabe erhält; eine Ausgangstakterzeugungseinrichtung zur Erzeugung eines Ausgangstakts auf Basis eines Ausgangssignals des Schleifenfilters. Der Schleifenfilter enthält eine erste Filtereinrichtung, die den Ladungsstrom als Eingabe erhält und eine erste Spannung ausgibt; ein Schaltungselement, das in der ersten Filtereinrichtung enthalten ist, um einen ersten Strom in Übereinstimmung mit der ersten Spannung fließen zu lassen; eine Stromerzeugungseinrichtung zur Erzeugung eines zweiten Stroms in einem gegebenen Verhältnis zu dem ersten Strom; eine zweite Filtereinrichtung, die den zweiten Strom als Eingabe erhält und eine zweite Spannung ausgibt; und eine Addiereinrichtung zum Addieren der ersten Spannung und der zweiten Spannung und zur Ausgabe des Ausgangssignals. Der Tiefpassfilter mit der in 1 gezeigten Architektur wird daher als der Schleifenfilter des Rückkopplungssystems verwendet, und die Schaltungsfläche des Rückkopplungssystems kann daher reduziert werden.
  • Es sollte beachtet werden, dass mit Rückkopplungssystem eine Rückkopplungsschaltung gemeint ist, zur Erzeugung eines Ausgangstakts auf der Basis eines Eingangstakts und der Rückkopplung des Ausgangstakts (als Rückkopplungstakt), um den Ausgangstakt eine gewünschte Charakteristik annehmen zu lassen. Typische Beispiele sind ein Phasenregelkreise zur Erzeugung eines Ausgangstakts einer gewünschten Frequenz auf Basis eines Eingangstakts; und ein Verzögerungsregelkreis zur Erzeugung eines Ausgangstakts mit einer gewünschten Phasenverzögerung gegenüber des Eingangstakts.
  • Typischerweise ist die Ausgangstakterzeugungseinrichtung ein spannungsgesteuerter Oszillator, der den Ausgangstakt erzeugt und eine Oszillationsfrequenz auf der Basis des Ausgangssignals des Schleifenfilters ändert. Somit kann ein Phasenregelkreis mit einer kleinen Schaltungsfläche realisiert werden.
  • Alternativ ist die Ausgangstakterzeugungseinrichtung typischerweise eine spannungsgesteuerte Verzögerungsschaltung, die eine Verzögerung des Ausgangstakts gegenüber des Eingangstakts auf Basis des Eingangstakts und des Ausgangssignals des Schleifenfilters ändert. Somit kann ein Verzögerungsregelkreis mit einer kleinen Schaltungsfläche realisiert werden.
  • Vorzugsweise ist das Schaltungselement in der Lage, seine Leitfähigkeit zu ändern, und das Rückkopplungssystem enthält des Weiteren eine Bias-Steuerungseinrichtung zur Änderung der Leitfähigkeit des Schaltungselements und des Ladungsstroms in Übereinstimmung mit einem gemeinsamen Bias-Steuerungssignal. Die Leitfähigkeit des Schaltungselements und der Ladungsstrom werden somit beide auf der Basis des gemeinsamen Bias-Steuerungssignals geändert, und der Dämpfungsfaktor kann daher konstant gehalten werden.
  • Typischerweise ist die Stromerzeugungseinrichtung eine Stromspiegelschaltung, die eingangsseitig einen ersten Feldeffekttransistor zur Lieferung einer ersten Leitfähigkeit in Übereinstimmung mit einem zugeführten ersten Bias-Strom hat, und ausgangsseitig einen zweiten Feldeffekttransistor zur Lieferung der zweiten Leitfähigkeit in dem gegebenen Verhältnis zu ersten Leitfähigkeit in Übereinstimmung mit einem zugeführten zweiten Bias-Strom hat, den ersten Strom als Eingabe akzeptiert und den zweiten Strom ausgibt. In diesem Fall ist das Schaltungselement der erste Feldeffekttransistor, und die Bias-Steuerungseinrichtung ändert den ersten und den zweiten Bias-Strom und den Ladungsstrom in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal.
  • Typischerweise ist das Schaltungselement ein erster Spannungsstromumwandler mit einer ersten Leitfähigkeit, um die erste Spannung in den ersten Strom umzuwandeln, und die Stromerzeugungseinrichtung ist ein zweiter Spannungsstromumwandler mit einer zweiten Leitfähigkeit in dem gegebenen Verhältnis zu der ersten Leitfähigkeit, um die erste Spannung in den zweiten Strom umzuwandeln. Der erste und der zweite Spannungsstromumwandler sind jeweils in der Lage, die erste und die zweite Leitfähigkeit zu ändern. Die Bias-Steuerungseinrichtung ändert die erste und die zweite Leitfähigkeit und den Ladungsstrom in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal.
  • Vorzugsweise wird das Bias-Steuerungssignal auf der Basis des Ausgangssignals des Schleifenfilters erzeugt. Die Leitfähigkeit des Schaltungselements und der Ladungsstrom des Schleifenfilters können daher auf der Basis des Ausgangs des Schleifenfilters geeignet geändert werden. In anderen Worten, ein Rückkopplungssystem, das in der Lage ist, seine Antwortcharakteristik auf der Basis des Ausgangs des Schleifenfilters geeignet zu ändern, kann realisiert werden.
  • Vorzugsweise ist die Addiereinrichtung in dem Schleifenfilter ein Operationsverstärker, und die Bias-Steuerungseinrichtung ändert eine Bandcharakteristik des Operationsverstärkers in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Diagramm zur Darstellung der Architektur eines Tiefpassfilters dieser Erfindung.
  • 2 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung.
  • 3 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Übertragungscharakteristik des Tiefpassfilters von 2.
  • 4 ist ein Schaltungsdiagramm, das man durch Änderung des Spiegelverhältnisses einer Stromspiegelschaltung des Tiefpassfilters aus 2 erhält.
  • 5 ist ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels einer Offset-Kompensationseinrichtung des Tiefpassfilters aus 2.
  • 6 ist ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Beispiels der Offset-Kompensationseinrichtung des Tiefpassfilters aus 2.
  • 7 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters mit einer Replika-Schaltung zur Offset-Kompensation.
  • 8 ist ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels einer Bias-Anpassungseinrichtung des Tiefpassfilters aus 2.
  • 9 ist ein Schaltungsdiagramm einer Temperaturkompensationsschaltung, die als Bias-Anpassungseinrichtung des Tiefpassfilters aus 2 dient.
  • 10 ist ein Diagramm einer Abwandlung des Tiefpassfilters aus der Ausführungsform 1.
  • 11 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung.
  • 12 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 3 der Erfindung.
  • 13 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 4 der Erfindung.
  • 14 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 5 der Erfindung.
  • 15 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 6 der Erfindung.
  • 16 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 7 der Erfindung.
  • 17 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 8 der Erfindung
  • 18 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 9 der Erfindung.
  • 19 ist ein Schaltungsdiagramm eines Tiefpassfilters gemäß Ausführungsform 10 der Erfindung.
  • 20 ist ein Schaltungsdiagramm von geschalteten Kondensatorschaltungen, die parallel miteinander verbunden sind.
  • 21 ist ein Diagramm zur Darstellung der Architektur eines Phasenregelkreises gemäß Ausführungsform 11 der Erfindung.
  • 22 ist ein Diagramm zur Darstellung der Architektur eines Verzögerungsregelkreises gemäß Ausführungsform 12 der Erfindung.
  • 23 ist ein Diagramm zur Darstellung der Architektur eines Phasenregelkreises gemäß Ausführungsform 13 der Erfindung.
  • 24 ist ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels einer Anschalteinrichtung des Phasenregelkreises aus 23.
  • 25 ist ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels der Anschalteinrichtung, die auf eine Testbetriebsart anwendbar ist.
  • 26 ist ein Diagramm zur Darstellung der Architektur eines Rückkopplungssystems gemäß Ausführungsform 14 der Erfindung.
  • 27 ist ein Diagramm zur Darstellung der Architektur eines Phasenregelkreises gemäß Ausführungsform 15 der Erfindung.
  • 28 ist ein Diagramm einer beispielhaften Anwendung eines PLLs oder DLLs dieser Erfindung auf eine IC-Karte.
  • 29 ist ein Diagramm einer beispielhaften Anwendung eines PLLs oder DLLs dieser Erfindung auf eine COC-Komponente.
  • 30 ist ein Diagramm einer exemplarischen Anwendung eines PLLs oder DLLs dieser Erfindung, die auf einer LSI Pad-Region vorgesehen sind.
  • 31 ist ein Diagramm einer exemplarischen Anwendung eines PLLs oder DLLs dieser Erfindung, die in einem Mikroprozessor vorgesehen sind.
  • 32 ist ein Diagramm zur Darstellung der Architektur eines allgemeinen PLLs.
  • 33 ist ein Schaltungsdiagramm eines allgemeinen Schleifenfilters.
  • 34 ist ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Schleifenfilters mit variabler Filtercharakteristik.
  • 35 ist ein Schaltungsdiagramm eines weiteren herkömmlichen Schleifenfilters mit variabler Filtercharakteristik.
  • Bevorzugte Ausführungsformen
  • Die bevorzugten Ausführungsformen dieser Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
  • (1. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 2 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung. Der Tiefpassfilter 30A dieser Ausführungsform ist ein aktiver Filter zweiter Ordnung mit einem kapazitiven Element 312, einer Stromspiegelschaltung 32A, einem kapazitiven Element 33, einem Operationsverstärker 34A, Stromquellen 35a, 35b, Offset-Kompensationseinrichtungen 36 und Bias-Anpassungseinnchtung 37. Der Tiefpassfilter 30A kann als integrierte Halbleiterschaltung konstruiert werden.
  • Der Tiefpassfilter 30A kann z. B. auf den in 32 gezeigten PLL angewandt werden. In dieser Anwendung erhält der Tiefpassfilter 30A als Eingabe einen Ladungsstrom lp (wenngleich in umgekehrter Richtung zu der in 32 gezeigten) von der Ladungspumpschaltung 20 und gibt eine Steuerungsspannung Vout aus, um so den spannungs gesteuerten Oszillator 40 zu steuern. Die Stromspiegelschaltung 32A entspricht der Stromerzeugungseinrichtung dieser Erfindung. Die Stromspiegelschaltung 32A hat eingangsseitig einen Feldeffekttransistor 311A, der als ein erstes Halbleiterelement dient, und ausgangsseitig einen Feldeffekttransistor 321A, der als ein zweites Halbleiterelement dient, und akzeptiert einen ersten Strom lin als Eingabe und gibt einen zweiten Strom lout aus. Der Transistor 311A liefert als seine elektrische Charakteristik eine erste Leitfähigkeit gm1 in Übereinstimmung mit einem von der ersten Stromquelle 35a gelieferten ersten Bias-Strom lb1. In ähnlicher Weise liefert der Transistor 321A als seine elektrische Charakteristik eine zweite Leitfähigkeit gm2 in einem gegebenen Verhältnis zu der ersten Leitfähigkeit gm1 in Übereinstimmung mit einem von der Stromquelle 35b gelieferten Bias-Strom lb2. In dieser Ausführungsform entspricht das gegebene Verhältnis dem Spiegelverhältnis der Stromspiegelschaltung 32A.
  • Das kapazitive Element 312 bildet zusammen mit dem Transistor 311A die erste Filtereinrichtung 31A dieser Erfindung. Der Transistor 311A entspricht dem in der ersten Filtereinrichtung enthaltenen Schaltungselement dieser Erfindung. Die erste Filtereinrichtung 31A akzeptiert als Eingabe einen Strom lp, der ein Einganssignal des Tiefpassfilters 30A ist, und gibt eine erste Spannung Vp aus.
  • Das kapazitive Element 33 entspricht der zweiten Filtereinrichtung dieser Erfindung. Das kapazitive Element 33 akzeptiert als Eingabe den zweiten Strom lout, der von der Stromspiegelschaltung 32A ausgegeben wird, und gibt eine zweite Spannung aus. In der Architektur aus 2 entspricht die zweite Spannung einer Spannungsdifferenz einer Spannung Vout und einer Spannung Vm.
  • Der Operationsverstärker 34A entspricht der Addiereinrichtung dieser Erfindung. Der Operationsverstärker 34A hat das kapazitive Element in seinem negativen Rückkopplungsteil, akzeptiert als Eingabe die erste Spannung Vp an seinem nicht-invertierenden Eingangsanschluss und gibt die dritte Spannung Vout als das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 30A aus. In anderen Worten, der Operationsverstärker 34A bildet zusammen mit dem kapazitiven Element 33 einen Integrator vom aktiven Typ, der den als Eingabe akzeptierten zweiten Strom lout integriert und die dritte Spannung Vout ausgibt.
  • Die Offset-Kompensationseinrichtung und die Bias-Anpassungseinrichtung 37 werden später im Einzelnen beschriebenen. Die Funktionsweise des Tiefpassfilters 30A mit der oben genannten Architektur wird jetzt beschrieben. In dieser Beschreibung wird davon ausgegangen, dass die Offset-Kompensationseinrichtung 36 und die Bias-Anpassungseinrichtung 37 nicht vorgesehen sind.
  • Der Strom lp, der dem Tiefpassfilter 30A zugeführt wird, wird der ersten Filterbehandlung durch die erste Filtereinrichtung 31A unterworfen, um so die erste Spannung Vp auszugeben. An diesem Punkt wird der an der Eingangsseite der Stromspiegelschaltung 32A fließende erste Strom lin auf ihre Ausgangsseite gespiegelt. Wenn hiermit angenommen wird, dass die erste Leitfähigkeit gm1 und die zweite Leitfähigkeit gm2 gleich sind, das Spiegelverhältnis also "1" ist, fließt der zweite Strom lout, der einem invertierten Strom des ersten Stroms lin entspricht, an der Ausgangsseite der Stromspiegelschaltung 32A. Der zweite Strom lout wird der zweiten Filterbehandlung durch das kapazitive Element 33 unterworten, um so die zweite Spannung auszugeben. Da der invertierende Eingangsanschluss und der nicht-invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 34A durch den so genannten virtuellen Kurzschluss das gleiche Potenzial haben, gibt der Operationsverstärker 34A die dritte Spannung Vout aus, die durch Addition der zweiten Spannung zu der ersten Spannung Vp erhalten wurde.
  • Zugleich wird ein gemeinsames Bias-Steuerungssignal CS1 an die Stromquellen 35a und 35b angelegt, und der erste und der zweite Bias-Strom lb1 Und lb2 werden auf Basis dieses Bias-Steuerungssignals CS1 geändert. Wenn der erste und der zweite Bias-Strom lb1 und lb2 geändert werden, so werden auch die erste und die zweite Leitfähigkeit gm1 und gm2 der Transistoren 311A und 321A ebenfalls geändert. In anderen Worten, der Tiefpassfilter 30A kann seine Filtercharakteristik dynamisch in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal CS1 ändern, ohne eine Widerstandsleiterschaltung zu verwendet.
  • Als Nächstes wird die Übertragungscharakteristik des Tiefpassfilters 30A, die äquivalent ist zu der eines allgemeinen aktiven Filters zweiter Ordnung, beschrieben.
  • 3 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Übertragungscharakteristik des Tiefpassfilters 30A. 3(a) zeigt noch einmal den allgemeinen Filter zweiter Ordnung aus 33(b). Es wird hierbei angenommen, dass die beiden Widerstandselement 311A' und 321A' einen Widerstandswert R haben, dass ein kapazitives Element 312 einen Kapazitätswert Cx hat, dass ein kapazitives Element 33 einen Kapazitätswert C hat, und dass ein Operationsverstärker 34A einen Verstärkungsfaktor A hat. Unter diesen Bedingungen werden die Knotengleichungen an den Knoten n und m und die Spannung Vout jeweils durch die folgenden Gleichungen (1) bis (3) dargestellt:
  • Figure 00160001
  • An diesem Punkt kann unter der Annahme der Unendlichkeit des Verstärkungsfaktors A des Operationsverstärkers 34A die folgende Gleichung (4) als Übertragungsfunktion Vout/lp erhalten werden:
  • Figure 00160002
  • Andererseits, wenn in dem Tiefpassfilter 30A angenommen wird, dass die Transistoren 311A und 321A beide die Leitfähigkeit gm haben, dass die kapazitiven Elemente 312 und 33 die oben genannten Kapazitätswerte haben, und dass der Operationsverstärker 34A den oben genannten Verstärkungsfaktor hat, werden die Knotengleichungen an den Knoten n und m und die Spannung Vout jeweils durch die folgenden Gleichungen (5) bis (7) dargestellt: lp + Vp·sCx + Vp·gm = 0 ...(5) Vm·gm + (Vm – Vout)·sC = 0 ...(6) Vout = A·(Vp – Vm) ...(7)
  • An diesem Punkt kann unter der Annahme der Unendlichkeit des Verstärkungsfaktors A des Operationsverstärkers 34 in ähnlicher Weise die folgende Gleichung (8) als die Übertragungsfunktion Vout/lp erhalten werden:
  • Figure 00170001
  • Wenn gm = 1/R, ist die Gleichung (8) identisch zu der Gleichung (4). Insbesondere hat der Tiefpassfilter 30A die äquivalente Übertragungscharakteristik wie der in 33(b) gezeigte allgemeine aktive Filter zweiter Ordnung.
  • Als Nächstes wird die Reduktion der Schaltungsfläche des Tiefpassfilters 30A, und insbesondere die Verkleinerung des kapazitiven Elements 33 beschrieben.
  • 4 zeigt eine Schaltungskonfiguration, die man erhält, wenn das Spiegelverhältnis der Stromspiegelschaltung 32A des Tiefpassfilters 30A geändert wird. Wie in 4 gezeigt, ist das Leitfähigkeitsverhältnis zwischen dem Transistor 311A und dem Transistor 321A auf 1:α gesetzt. Die Leitfähigkeit eines Transistors kann gesteuert werden, indem z. B. W/L (wobei W eine Gate-Breite und L eine Gate-Länge ist) geändert wird. Zusätzlich ist das Verhältnis zwischen dem ersten und dem zweiten Bias-Strom in ähnlicher Weise auf 1:α gesetzt. In anderen Worten, das Spiegelverhältnis der Stromspiegelschaltung 32A ist auf α gesetzt.
  • Um die Übertragungscharakteristik des Tiefpassfilters 30A, in dem das Spiegelverhältnis der Stromspiegelschaltung 32A auf α gesetzt ist, identisch zu dem in 2 gezeigten ursprünglichen Tiefpassfilter 30A zu machen, entnimmt man der Gleichung (8), dass der Kapazitätswert des kapazitiven Elements 33 auf α·C gesetzt werden sollte. Dementsprechend kann der Kapazitätswert des kapazitiven Elements 33 reduziert werden, indem α auf eine positive Zahl kleiner als 1 gesetzt wird. In dem Fall, in dem α derart vermindert wurde, kann α zumindest auf 1/10 bis 1/100 vermindert werden, obwohl die tatsächliche Übertragungscharakteristik des Tiefpassfilters 30A von dem aus Gleichung (8) erhaltenen theoretischen Wert abweicht.
  • Als Nächstes wird die Kompensation eines Offset-Stroms durch die Offset-Kompensationseinrichtung 36 beschrieben. Da der Tiefpassfilter 30A die Stromspiegelschaltung 32A verwendet, tritt nachteiligerweise ein Fehler auf, und zwar ein Offset zwischen dem ersten Strom lin und dem zweiten Strom lout im stationären Zustand aufgrund von Variationen in der Charakteristik der Stromquellen 35a und 35b und der Charakteristik der Transistoren 311A und 321A. Aus diesem Grund ist die Offset-Kompensationseinrichtung 36 zur Kompensation des Offset-Stroms vorgesehen. Die Offset-Kompensationseinrichtung 36 adjustiert den zweiten Bias-Strom lb2 durch Ändern des Bias der zweiten Stromquelle 35b auf Basis der Spannung Vout, die erzeugt wird, wenn der erste Strom lin vom Eingang der Stromspiegelschaltung 32A abgetrennt ist, um so die Spannung Vout zu null zu machen.
  • 5 zeigt ein konkretes Beispiel für die Offset-Kompensationseinrichtung. Diese Offset-Kompensationseinrichtung 36A enthält einen Schalter 361, eine Spannungshalteeinrichtung 362 und eine Signalinvertierungseinrichtung 363. Wenn der Schalter 361 geschlossen und der erste Strom lin abgetrennt ist, dann wird die Spannung Vout an die Spannungshalteeinrichtung 362 angelegt und die Spannungshalteeinrichtung 362 hält diese Spannung Vout. Die Spannungshalteeinrichtung 362 kann z. B. realisiert werden unter Verwendung einer Sample-and-hold-Schaltung oder einem einfachen kapazitiven Element. Die von der Spannungshalteeinrichtung 362 gehaltene Spannung wird durch die Signalinvertierungseinrichtung 363 invertiert, um so als Steuerungsspannung Vc1 ausgegeben zu werden. Die Signalinvertierungseinrichtung 363 kann z. B. realisiert werden unter Verwendung eines invertierenden Verstärkers. Die Steuerungsspannung Vc1 wird auf die Stromquelle 35b zurückgekoppelt zur Verwendung zur Anpassung des zweiten Bias-Stroms lb2 der Stromquelle 35b. Eine derartige Rückkopplungsschleife ist stabilisiert, wenn der Offset-Strom null ist. Wenn der Schalter 361 geöffnet wird, nachdem die Rückkopplungsschleife stabilisiert wurde, wird der Tiefpassfilter 30A benutzbar. Zu diesem Zeitpunkt hält die Spannungshalteeinrichtung 362 die Spannung, an der die Rückkopplungsschleife stabilisiert ist, und der zweite Bias-Strom lb2 ist auf der Basis dieser Spannung angepasst.
  • Die von der Spannungshalteeinrichtung 362 gehaltene Spannung variiert jedoch aufgrund eines Leckstroms der Schaltung. Daher wird die Spannung, an der die Rückkopp lungsschleife stabilisiert ist, nicht als ein analoger Wert, sonder wie im Folgenden als ein digitaler Wert gehalten:
  • 6 zeigt ein weiteres konkretes Beispiel der Offset-Kompensationseinrichtung. Diese Offset-Kompensationseinrichtung 36B enthält einen Schalter 361, einen Komparator 364, einen Auf/Ab-Zähler 365 und einen DA-Wandler 366. Wenn der Schalter 361 geschlossen und der erste Strom lin abgetrennt ist, wird die Spannung Vout an den Komparator 364 angelegt. Der Komparator 364 vergleicht die Spannung Vout mit einer Referenzspannung (wie z. B. der Massespannung) und gibt in Übereinstimmung mit dem Ergebnis des Vergleichs die Betriebsspannung oder die Massespannung aus. Der Auf/Ab-Zähler 365 erhöht oder vermindert seinen Zählerwert auf der Basis der Ausgabe des Komparators 364. Der DA-Wandler 366 konvertiert den Zählerwert des Auf/Ab-Zählers 365 in einen analogen Wert einer Steuerspannung Vc1. Der Auf/Ab-Zähler 365 und der DA-Wandler 366 führen die Abtastung synchron zu einem gemeinsamen Steuertakt aus. Aufgrund dieser Konfiguration hält die Offset-Kompensationseinrichtung 36B die Spannung, an der die Rückkopplungsschleife stabilisiert ist, als den Zählerwert, also als einen digitalen Wert.
  • Obwohl die Offset-Kompensationseinrichtung 36A den Nachteil hat, dass die von der Spannungshalteeinrichtung 362 gehaltene Spannung variiert, kann sie in einer vergleichsweise kleinen Schaltung realisiert werden. Auf der anderen Seite kann die Offset-Kompensationseinrichtung 36B, obwohl die Schaltung vergrößert ist, den Offset-Strom hochgradig genau kompensieren. Des Weiteren kann die Genauigkeit der Kompensation des Offset-Stroms weiter gesteigert werden durch eine Erhöhung der Bit-Genauigkeit des DA-Wandlers 366.
  • Obwohl in der obigen Beschreibung die Steuerspannung Vc1 zu der Stromquelle 35b zurückgekoppelt wird, kann sie auch zu der Stromquelle 35a zurückgekoppelt werden. Alternativ können sowohl die Stromquelle 35a als auch 35b unter Verwendung der Steuerspannung Vc1 gesteuert werden. In jedem Falle kann der oben beschriebene Effekt erzielt werden. Alternativ kann der Offset-Strom kompensiert werden, indem eine Replika-Schaltung vorgesehen wird. 7 zeigt einen Tiefpassfilter, der mit einer Replika-Schaltung zur Offset-Kompensation versehen ist. Die Replika-Schaltung 38 enthält einen Transistor 21A', der dem Transistor 321A entspricht, eine Stromquelle 35b', die der Stromquelle 35b entspricht, ein kapazitives Element 33', das dem kapazitiven Element 33 entspricht, und einen Operationsverstärker 34', der dem Operationsverstärker 34A entspricht, und eine erste Spannung Vp als Eingabe akzeptiert und eine Spannung Vout' ausgibt, die der dritten Spannung Vout entspricht. Die Offset-Kompensationseinrichtung 36 invertiert die als Eingabe akzeptierte Spannung Vout' und gibt die invertierte Spannung Vc1 aus. Diese Offset-Kompensationseinrichtung 36 kann unter Verwendung eines invertierenden Verstärkers mit einer vorbestimmten Zeitkonstante realisiert werden. Die Steuerspannung Vc1 wird auf die Stromquelle 35b zurückgekoppelt um zur Anpassung eines Bias-Stroms lb2 der Stromquelle 35b' verwendet zu werden, um so den Offset-Strom der Replika-Schaltung 38 zu null zu machen. Wenn diese Steuerspannung Vc1 an die Stromquelle 35b angelegt wird, kann auch der Offset-Strom der Stromspiegelschaltung 32A ebenfalls kompensiert werden. Wenn auf diese Weise die Replika-Schaltung 38 verwendet wird, kann die Offset-Stromausgabe minimiert werden innerhalb des Bereichs relativer Genauigkeit zwischen den Schaltungselementen des Tiefpassfilters 30A und den entsprechenden Schaltungselementen, die in der Replika-Schaltung 38 enthalten sind.
  • Wie so weit beschrieben, kann die Offset-Kompensationseinrichtung 36 oder die Replika-Schaltung 38 den in der Stromspiegelschaltung 32A verursachten Offset-Strom kompensieren, um so eine Drift der von dem Offset-Strom abgeleiteten Spannung Vout zu eliminieren. Im Ergebnis kann die Filtergenauigkeit des Tiefpassfilters 30A verbessert werden.
  • Als Nächstes wird die durch die Bias-Steuerungseinrichtung 37 durchgeführte Bias-Steuerung beschrieben.
  • Die erste Filtereinrichtung 31A des Tiefpassfilters 30A verwendet den Transistor 311A als ein Widerstandsschaltungselement. Die erste Leitfähigkeit gm1 des Transistors 311A wird in Abhängigkeit des von der Stromquelle 35a gelieferten ersten Bias-Stroms lb1 bestimmt. Im Allgemeinen variiert die Leitfähigkeit eines Transistors jedoch gemäß der Temperatur, selbst wenn der Bias-Strom konstant ist. In anderen Worten, wenn sich die Temperatur ändert, ändert sich die Filtercharakteristik. Um dieses Problem zu lösen, ist der Tiefpassfilter 30A mit der Bias-Steuerungseinrichtung 37 versehen, um die Leitfä higkeit gm1 und gm2 der Transistoren 311A und 321A konstant gegenüber Temperaturänderungen zu machen.
  • 8 zeigt ein konkretes Beispiel der Bias-Steuerungseinrichtung. Diese Bias-Steuerungseinrichtung 37A enthält einen dritten Transistor 371a, der dem Transistor 311A entspricht, einen vierten Transistor 371b, der dem Transistor 321A entspricht, eine Stromquelle 372a, die der Stromquelle 35a entspricht, eine Stromquelle 372b, die der Stromquelle 35b entspricht, eine Stromquelle 373 zur Lieferung eines zusätzlichen Bias-Stroms Iref an den Transistor 371a und einen Differenzverstärker 374. Die Transistoren 371a und 371b sind beide Dioden-verbunden.
  • Die Transistoren 371a und 371b der Bias-Steuerungseinrichtung 37A werden jeweils mit Bias-Strömen mit einer Stromdifferenz lref versorgt. Daher wird eine Spannungsdifferenz ΔV zwischen den Transistoren 371a und 371b verursacht. Der Differenzverstärker 374 akzeptiert die Spannungsdifferenz ΔV als Eingabe und gibt eine Steuerspannung Vc2 aus, um diese Spannungsdifferenz an eine Spannung Vref anzugleichen. Die Steuerspannung Vc2 wird auf die Stromquellen 372a und 372b zurückgekoppelt, um zur Anpassung der Bias-Ströme dieser Stromquellen verwendet zu werden. Aufgrund dieser so konstruierten Rückkopplungsschleife werden die Bias-Ströme der Stromquellen 372a und 372b, auch wenn die Temperatur sich ändert, so gesteuert, dass eine Spannungsdifferenz Vref in Übereinstimmung mit der Stromdifferenz lref verursacht wird, und zwar so, dass die Leitfähigkeit (lref/Vref) konstant gehalten wird. Wenn der erste und der zweite Bias-Strom lb1 und lb2 der Stromquellen 35a und 35b unter Verwendung der Steuerspannung Vc2 gesteuert werden, nämlich in Übereinstimmung mit dieser Steuerung der Stromquellen 372a und 382b, können die von den Transistoren 311A und 321A gelieferten Leitfähigkeiten gm1 und gm2 konstant gegenüber Temperaturänderungen gehalten werden.
  • Im Allgemeinen neigt die Leitfähigkeit eines Transistors dazu, kleiner zu werden, wenn die Temperatur steigt. Wenn die Temperatur steigt, nimmt deshalb der Bias-Strom zu, so dass die Leitfähigkeit konstant gehalten werden kann. Insbesondere kann eine Temperaturkompensationsschaltung als Bias-Steuerungseinrichtung verwendet werden. 9 zeigt eine Temperaturkompensationsschaltung, die als Bias-Steuerungseinrichtung dient. Diese Temperaturkompensationsschaltung 37B wird allgemein verwendet und ist eine Konstantstromquellenschaltung, die in der Lage ist, einen konstanten Strom auf Basis einer Versorgungsspannung zu liefern. Es ist bekannt, dass der Ausgangsstrom proportional zur absoluten Temperatur der Temperaturkompensationsschaltung 37B ansteigt.
  • Auf diese Art kann die Bias-Steuerungseinrichtung 37 die Leitfähigkeit der Transistoren 311A und 321A gegenüber Temperaturänderungen konstant halten. Im Ergebnis kann die Frequenzcharakteristik des Tiefpassfilters 30A konstant gehalten werden unabhängig von der Temperatur.
  • Wie soweit beschrieben besteht gemäß dieser Ausführungsform keine Notwendigkeit, Widerstandselemente (wie die Widerstandselemente 311A' und 321A' des in 3(a) gezeigten Tiefpassfilters) vorzusehen, da die Transistoren 311A und 321A als aktive Lasten verwendet werden, womit die Schaltungsfläche reduziert werden kann. Des Weiteren können die kapazitiven Elemente 312 und 33 kleiner gemacht werden, indem die Leitfähigkeiten der Transistoren 311A und 321A reduziert werden.
  • Wenn des Weiteren das Spiegelverhältnis α der Stromspiegelschaltung 32A auf einen Wert kleiner als 1 gesetzt wird, kann der Kapazitätswert des kapazitiven Elements 33 auf ungefähr 1/10 bis 1/100 reduziert werden. Ein kapazitives Element, das üblicherweise für das kapazitive Element 33 verwendet wird, hat einen großen Kapazitätswert von ungefähr 100 bis 200 pF und seine Fläche belegt beispielsweise in einem herkömmlichen PLL ungefähr 50 bis 70 % der gesamten Schaltungsfläche. Da das kapazitive Element 33 in dem Tiefpassfilter 30A dieser Ausführungsform auf ungefähr 1/10 bis 1/100 des herkömmlichen Wertes verkleinert werden kann, kann die Schaltungsfläche stark verkleinert werden. Da auch der zweite Strom lout verkleinert ist, kann auch die Leistungsaufnahme reduziert werden. Da des Weiteren der in den Operationsverstärker 34A fließende Bias-Strom ebenfalls reduziert ist, können die für den Operationsverstärker 34A geforderten Spezifikationen, wie z. B. die Anstiegsrate vereinfacht werden. Da die üblicherweise für das kapazitive Element 312 verwendeten kapazitiven Elemente einen vergleichsweise kleinen Kapazitätswert (ungefähr 10 bis 20 pF) haben, der durch Verwendung eines MOS erzielt werden kann, besteht keine Notwendigkeit, besondere Anstrengungen zu unternehmen, diese kapazitive Element 312 zu verkleinern.
  • Des Weiteren kann auch ein anderes kapazitives Element oder Widerstandselement zusätzlich zu dem kapazitiven Element 312 und dem kapazitiven Element 33 als erste Filtereinrichtung und zweite Filtereinrichtung verwendet werden. Alternativ kann ein kapazitives Element unter Verwendung der parasitären Kapazität des Transistors 311A als das kapazitive Element 312 verwendet werden. Selbst wenn der Tiefpassfilter derart modifiziert wird, werden die oben genannten Effekte nicht gestört.
  • Darüber hinaus können die Stromquellen 35a und 35b in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungseinrichtung CS1 in dieser Ausführungsform gesteuert werden, was nicht immer erforderlich ist. Des Weiteren können die Offset-Kompensationseinrichtung 36 und die Bias-Steuerungseinrichtung 37 weggelassen werden. Diese Einrichtungen können vorgesehen werden, falls erforderlich.
  • Die Stromspiegelschaltung 32A kann durch ein Widerstandselement ersetzt werden, in dem gleichzeitig der Ladungsstrom und ein invertierter Strom, der durch die Invertierung des Ladungsstroms von der Ladungspumpschaltung an den Tiefpassfilter angelegt wird. 10 zeigt eine Ladungspumpschaltung, die in der Lage ist, gleichzeitig einen Ladungsstrom lp1 und einen invertierten Strom lp2 auszugeben, sowie einen Tiefpassfilter 30, in dem die Stromspiegelschaltung 32A des Tiefpassfilters 30A mit Widerstandselementen 311A' und 321A' ersetzt ist. In der Ladungspumpschaltung 20 steuert das Paar der Signale UP1 und UP2 und das Paar der Signale DN1 und DN2 jeweils das Paar der Schalter 23 und 26 und das Paar der Schalter 24 und 25. Der Ladungsstrom lp1 und der invertierte Strom lp2 werden gleichzeitig von der Ladungspumpschaltung 20 ausgegeben. Auf der anderen Seite akzeptiert der Tiefpassfilter 30 als Eingabe den Ladungsstrom lp1 und den invertierten lp2, um so in der gleichen Weise zu arbeiten, wie der Tiefpassfilter 30A, in dem der erste Strom lin durch die Stromspiegelschaltung 32A eingegeben wird.
  • In einem PLL, der eine derartige Ladungspumpschaltung 20 und einen Tiefpassfilter 30 enthält, wird das Gleichtaktschaltrauschen in der Ladungspumpschaltung 20 am nicht-invertierenden Eingangsanschluss und dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärker 34A des Tiefpassfilters 30 eingegeben, um so ausgelöscht zu werden. Als Ergebnis kann die in dem PLL auftretende Schwankungskomponente reduziert werden.
  • (2. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 11 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung. Den Tiefpassfilter 30B dieser Ausführungsform erhält man durch eine Abänderung der Addiereinrichtung des Tiefpassfilters 30A der ersten Ausführungsform. Im Folgenden werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zu denen der ersten Ausführungsform wird, übersprungen, indem auf sie mit den gleichen Referenzzeichen wie in 2 verwiesen wird.
  • In dem Tiefpassfilter 30B hat ein Operationsverstärker 331 das kapazitive Element 33 in seinem negativen Rückkopplungsteil und akzeptiert als Eingabe eine Referenzspannung an seinem nicht-invertierenden Eingangsanschluss und gibt eine zweite Spannung V2 aus. In anderen Worten, das kapazitive Element 33 und der Operationsverstärker 331 entsprechen zusammen der zweiten Filtereinrichtung in dieser Ausführungsform.
  • Ein Addierer 34B entspricht der Addiereinrichtung in dieser Ausführungsform. Der Addierer 34B akzeptiert die erste Spannung Vp und die zweite Spannung V als Eingabe und addiert diese Spannungen, um die dritte Spannung Vout auszugeben.
  • Auf diese Weise kann gemäß dieser Ausführungsform auf die erste Spannung Vp und auf die zweite Spannung V2 einzeln Bezug genommen werden. Wenn daher z. B. der Addierer 34B in den spannungsgesteuerten Oszillator 40 in 32 aufgenommen wird, um die erste und die zweite Spannung des Tiefpassfilters einzeln auszugeben, kann der spannungsgesteuerte Oszillator 40 direkt gesteuert werden.
  • (3. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 12 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der dritten Ausführungsform dieser Erfindung. Man erhält den Tiefpassfilter 30C dieser Ausführungsform durch eine Modifikation der Addiereinrichtung des Tiefpassfilters 30A der ersten Ausführungsform. Im Folgenden werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zu denen der ersten Ausführungsform, wird über sprungen, indem auf diese mit den gleichen Referenzzeichen wie in 2 Bezug genommen wird.
  • In dem Tiefpassfilter 30C ist ein Ende des kapazitiven Elements 33 auf eine Referenzspannung gesetzt. Das kapazitive Element 33 akzeptiert daher den zweiten Strom lout als Eingabe und gibt eine zweite Spannung V2 mit umgekehrter Polarität aus.
  • Die Addiereinrichtung dieser Ausführungsform ist ein Operations-Transkonduktanzverstärker (OTA) 34C. Der OTA 34C akzeptiert als Eingabe die erste Spannung Vp an seinem nicht-invertierenden Eingangsanschluss und die zweite Spannung V2 mit umgekehrter Polarität an seinem invertierenden Eingangsanschluss und gibt einen dritten Strom lout2 als Ausgangssignal des Tiefpassfilters 30C aus. Der dritte Strom lout2 hat einen Wert, den man durch Multiplikation der Differenzspannung zwischen diesen Eingangsanschlüssen mit einer vorbestimmten Leitfähigkeit erhält. In anderen Worten, die Summenspannung der ersten Spannung Vp und der zweiten Spannung V2 wird in einen Strom umgewandelt, der als der dritte Strom lout2 in dieser Ausführungsform ausgegeben wird.
  • Auf diese Weise kann gemäß dieser Ausführungsform, da der Operations-Transkonduktanzverstärker 34C als Addiereinrichtung verwendet wird, ein Stromsignal als Ausgangssignal des Tiefpassfilters ausgegeben werden. Da außerdem nicht ein Operationsverstärker als Addiereinrichtung verwendet wird, kann die Schaltungsgröße verkleinert und die Leistungsaufnahme reduziert werden.
  • (4. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • Obwohl der Tiefpassfilter 30A der ersten Ausführungsform die Transistoren 311A und 321A als lineare Widerstandselemente annimmt und verwendet, ist ein Transistor strenggenommen ein nichtlineares Bauteil. Demzufolge erscheint die Nichtlinearität des Transistors direkt als Nichtlinearität der Filtercharakteristik. Wenn deshalb der Tiefpassfilter 30A der ersten Ausführungsform verbessert wird, um seine Filtercharakteristik zu linearisieren, erhält man einen Tiefpassfilter gemäß der vierten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 13 zeigt den Tiefpassfilter dieser Ausführungsform. Im Folgenden werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zu denen der ersten Ausführungsform, wird übersprungen, indem auf sie mit den gleichen Referenzzeichen wie in 2 Bezug genommen wird.
  • Die erste Filtereinrichtung 31D dieses Tiefpassfilters 30D enthält das kapazitive Element 312 und eine Widerstandsleiterschaltung 311D. Die Widerstandsleiterschaltung 311D entspricht dem in der ersten Filtereinrichtung dieser Erfindung enthaltenen Schaltungselement und hat einen der ersten Leitfähigkeit gm1 des Transistors 311A der Stromspiegelschaltung 32A entsprechenden Widerstandswert. Wenn die erste Leitfähigkeit gm1 des Transistors 311A geändert wird, ändert die Widerstandsleiterschaltung 311D seinen Widerstandswert in Übereinstimmung mit der Änderung der ersten Leitfähigkeit gm1. Zusätzlich wird ein Bias-Strom entsprechend dem ersten Bias-Strom, der dem Transistor 311A zugeführt wird, durch die Stromquelle 35A der Widerstandsleiterschaltung 311D zugeführt.
  • Andererseits ist ein kapazitives Element 312' entsprechend dem kapazitiven Element 312 parallel zu dem Transistor 311A der Stromspiegelschaltung 32A vorgesehen. Insbesondere ist die Eingangsseite der Stromspiegelschaltung 32A der ersten Filtereinrichtung 31D gleichgesetzt. Wenn deshalb der Strom lp, der identisch ist zu der Eingabe der ersten Filtereinrichtung 31D, eingegeben wird, wird die Spannung auf der Eingangsseite der Stromspiegelschaltung 32A zu einer Spannung Vp' entsprechend der ersten Spannung Vp und der zu der Eingangsseite fließende Strom wird zu einem dritten Strom lin' entsprechend dem ersten Strom lin. Die Stromspiegelschaltung 32A akzeptiert den dritten Strom lin' als Eingabe und gibt den zweiten Strom lout aus. Demzufolge erzeugt die Stromspiegelschaltung 32A dieser Ausführungsform den zweiten Strom lout im Wesentlichen durch Spiegeln des ersten Stroms lin.
  • Die erste Spannung Vp, die dem Ausgang der ersten Filtereinrchtung 31D entspricht, wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 34A angelegt. Der Operationsverstärker 34A gibt eine dritte Spannung Vout aus, die sich durch Addition der ersten Spannung Vp und der zweiten Spannung ergibt.
  • In dieser Weise wird gemäß dieser Ausführungsform die Widerstandsleiterschaltung 311D als das Widerstandselement in der ersten Filtereinrichtung 31D anstelle des Transistors verwendet, und die Linearität der Filtercharakteristik des Tiefpassfilters 30D kann somit verbessert werden. Außerdem kann, da der Widerstandswert der Widerstandsleiterschaltung 311D sich in Übereinstimmung mit der Änderung der Leitfähigkeit des Transistors 311A ändert, die Filtercharakteristik des Tiefpassfilters 30D dynamisch variiert werden.
  • In dem Fall, in dem keinen Notwendigkeit besteht, die Filtercharakteristik dynamisch zu variieren, kann die Widerstandsleiterschaltung 311D mit einem einfachen Widerstandselement ersetzt werden. Auch in diesem Fall kann der Effekt zur Verbesserung der Linearität der Filtercharakteristik des Tiefpassfilters 30D erreicht werden.
  • (5. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 14 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der fünften Ausführungsform dieser Erfindung. Man erhält den Tiefpassfilter 30E dieser Ausführungsform durch Verbessern des Tiefpassfilters 30A der ersten Ausführungsform, so dass die Filtercharakteristik geschaltet werden kann. Im Folgenden werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zu denen der ersten Ausführungsform, wird übersprungen, indem auf sie mit den gleichen Referenzzeichen wie in 2 verwiesen wird.
  • Eine Stromspiegelschaltung 32E des Tiefpassfilters 30E hat eingangsseitig einen ersten Transistor 311A und ausgangsseitig zwei Transistoren, d. h. einen zweiten Transistor 321Ab und einen dritten Transistor 321Ac. Die Transistoren 321Ab und 321Ac werden jeweils durch Stromquellen 35b und 35c voreingestellt. Wenn der erste Strom lin zur Eingangsseite der Stromspiegelschaltung 32E fließt, wird ein Strom loutb von der Ausgangsseite mit dem Transistor 321Ab und ein Strom loutc von der Ausgangsseite mit dem Transistor 321Ac ausgegeben.
  • Der Tiefpassfilter 30E enthält Schalter 322b und 322c, um die Ausgabe der Ströme loutb und loutc zu schalten. Daher wird die Summe der Ströme, die durch die geschlos senen Schalter 322b und 322c fließen, an das kapazitive Element 33 als zweiter Strom lout angelegt.
  • In dieser Weise kann gemäß dieser Ausführungsform die Filtercharakteristik des Tiefpassfilters 30E stufenweise, also digital, geschaltet werden, indem die Betätigung der Schalter 322b und 322c in geeigneter Weise gesteuert wird. Daher kann z. B., wenn der Tiefpassfilter 30E als Schleifenfilter eines PLLs verwendet wird, der zweite Strom lout für ein schnelles Einschwingen bevor der Ausgangstakt eingeregelt ist, in großer Stärke fließen gelassen werden, und der zweite Strom lout kann reduziert werden, um die Bandcharakteristik zu erweitern, nachdem er eingeregelt ist.
  • Die beiden Transistoren sind an der Ausgangsseite der Stromspiegelschaltung 32E dieser Ausführungsform vorgesehen, wodurch die Erfindung aber nicht eingeschränkt wird. Der zweite bis n-te (wobei n eine natürliche Zahl größer oder gleich 3 ist) Transistor kann an der Ausgangsseite der Stromspiegelschaltung vorgesehen werden.
  • Ebenso können die Schalter zur Steuerung der Ausgabe einer Mehrzahl von Strömen aus der Stromspiegelschaltung 32E einen aus der Mehrzahl der Ströme oder mehrere gleichzeitig auswählen.
  • (6. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 15 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der sechsten Ausführungsform dieser Erfindung. Man erhält den Tiefpassfilter 30F dieser Ausführungsform, indem die Stromspiegelschaltung 34A des Tiefpassfilters 30A der ersten Ausführungsform durch einen ersten Spannungsstromumwandler 311F und einen zweiten Spannungsstromumwandler 32F ersetzt wird. Im Folgenden werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zu denen der ersten Ausführungsform, wird übersprungen, indem auf diese mit den gleichen Referenzzeichen wie in 2 verwiesen wird.
  • Der erste Spannungsstromumwandler 311F entspricht dem Transistor 311A und der Stromquelle 35a des Tiefpassfilters 30A der ersten Ausführungsform. Der erste Spannungsstromumwandler 311F liefert die erste Leitfähigkeit gm1, die gleich ist zu der des Transistors 311A und wandelt die erste Spannung Vp in den ersten Strom lin um. Die erste Leiffähigkeit gm1 kann in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal CS1 geändert werden. Der erste Spannungsstromumwandler 311F entspricht dem Schaltungselement, das in der ersten Filtereinrichtung dieser Erfindung enthalten ist, und bildet zusammen mit dem kapazitiven Element 312 die erste Filtereinrichtung 31F.
  • Der zweite Spannungsstromumwandler 32F entspricht dem Transistor 321A und der zweiten Stromquelle 35b des Tiefpassfilters 30A der ersten Ausführungsform. Der zweite Spannungsstromumwandler 32F entspricht der Stromerzeugungseinrichtung dieser Erfindung, liefert die zweite Leitfähigkeit gm2, die gleich ist zu der des Transistors 321A, und wandelt die erste Spannung Vp in den zweiten Strom lout um. Die zweite Leiffähigkeit gm2 kann in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal CS1 geändert werden.
  • Die Übertragungscharakteristik des Tiefpassfilters 30F mit dieser Architektur wird durch den Ausdruck (8) dargestellt, ähnlich zu der des Tiefpassfilters 30A der ersten Ausführungsform. Außerdem ist seine Arbeitsweise ähnlich zu der des Tiefpassfilters 30A. Demzufolge kann, wenn die zweite Leiffähigkeit gm2 des zweiten Spannungsstromumwandlers 32F auf einen Wert kleiner als die erste Leitfähigkeit gm1 des ersten Spannungsstromumwandlers 311F gesetzt wird, das kapazitive Element 33 verkleinert werden, so dass die Schaltungsfläche stark verkleinert werden kann.
  • Außerdem wird die erste und die zweite Leitfähigkeit gm1 und gm2 der Spannungsstromumwandler 311F und 32F in Übereinstimmung mit dem gemeinsamen Bias-Steuerungssignal CS1 geändert. Demzufolge kann die Filtercharakteristik des Tiefpassfilters 30F dynamisch variiert werden.
  • Demzufolge besteht gemäß dieser Ausführungsform, da der erste Spannungsstromumwandler 311F und der zweite Spannungsstromumwandler 32F als aktive Lasten verwendet werden, keine Notwendigkeit, ein Widerstandselement vorzusehen, was ebenfalls zu einer verminderten Schaltungsfläche führt. Außerdem können, wenn die Leitfähigkeit der Spannungsstromumwandler 311F und 32F verkleinert wird, die kapazitiven Elemente 312 und 33 noch weiter verkleinert werden. Deshalb kann, wenn die zweite Leitfähigkeit gm2 des zweiten Spannungsstromumwandlers 32F auf einen kleineren Wert als die erste Leitfähigkeit gm1 des ersten Spannungsstromumwandlers 311F gesetzt wird, das kapazitive Element 33 verkleinert und zugleich die Filtercharakteristik konstant gehalten werden.
  • Darüber hinaus verwendet der Tiefpassfilter 30F dieser Ausführungsform keine Stromspiegelschaltung als Stromerzeugungseinrichtung. Demzufolge wird, verglichen mit dem Fall, in dem eine Stromspiegelschaltung verwendet wird, ein Offset-Strom nur minimal verursacht, so dass eine genauere Filtercharakteristik erzielt werden kann.
  • (7. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 16 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der siebten Ausführungsform dieser Erfindung. Der Tiefpassfilter 30G dieser Ausführungsform enthält eine erste Tiefpassfiltereinheit 30a und eine zweite Tiefpassfiltereinheit 30b, akzeptiert als Eingabe ein Differenzsignal zwischen einem Strom lp+, d. h. ein erstes Eingangssignal, und einen Strom lp–, d. h. ein zweites Eingangssignal, und gibt ein Differenzsignal zwischen einer Spannung Vout+, d. h. ein erstes Ausgangssignal, und einer Spannung Vout–, d. h. ein zweites Ausgangssignal aus.
  • Der Tiefpassfilter 30G verwendet für die erste und die zweite Tiefpassfiltereinrichtung 30a und 30b die zu dem Tiefpassfilter 30A der ersten Ausführungsform äquivalente Architektur. Die erste Tiefpassfiltereinheit 30a akzeptiert den Strom lp+ als Eingabe und gibt die Spannung Vout+ aus. Die Tiefpassfiltereinheit 30b akzeptiert den Strom lp– als Eingabe und gibt die Spannung Vout aus. Die Architektur und die Funktionsweise der ersten und der zweiten Tiefpassfiltereinheit 30a und 30b werden in dieser Ausführungsform nicht beschrieben, da sie bereits in Ausführungsform 1 beschrieben wurden.
  • In dieser Weise kann gemäß dieser Ausführungsform, da Differenzsignale als Eingabe- und Ausgangssignale des Tiefpassfilters verwendet werden, die Unanfälligkeit gegenüber Gleichtaktrauschquellen verbessert werden. Zugleich kann, da der Tiefpassfilter 30A der ersten Ausführungsform als erste und zweite Tiefpassfiltereinheit 30a und 30b verwendet wird, das kapazitive Element 33 in der ersten und der zweiten Tiefpassfiltereinheit 30a und 30b verkleinert werden, so dass die Schaltungsfläche des gesamten Tiefpassfilters 30G stark verkleinert werden kann.
  • Die erste und die zweite Tiefpassfiltereinheit 30a und 30b sind nicht auf den Tiefpassfilter 30A der ersten Ausführungsform eingeschränkt, vielmehr kann jeder Tiefpassfilter mit einer äquivalenten Filtercharakteristik für sie verwendet werden. Demzufolge kann jeder der Tiefpassfilter 30A bis 30F der ersten bis sechsten Ausführungsform für eine der ersten oder der zweiten Filtereinheit 30a und 30b verwendet werden. Zugleich kann, wenn der Tiefpassfilter dieser Erfindung für die erste oder die zweite Filtereinheit 30a bzw. 30b verwendet wird, der Effekt zur Verkleinerung der Schaltungsfläche des Tiefpassfilters 30G erreicht werden.
  • (8. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 17 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der achten Ausführungsform dieser Erfindung. Auch der Tiefpassfilter 30H dieser Ausführungsform akzeptiert als Eingabe ein Differenzsignal zwischen einem Strom lp+, d. h. einem ersten Eingangssignal, und einem Strom lp–, d. h. einem zweiten Eingangssignal, und gibt ein Differenzsignal zwischen einer Spannung Vout+, d. h. einem ersten Ausgangssignal, und einer Spannung Vout–, d. h. einem zweiten Ausgangssignal, aus. Den Tiefpassfilter 30H erhält man, indem man insbesondere den Tiefpassfilter 30F der sechsten Ausführungsform differenziert.
  • Ein erster differenzieller Spannungsstromumwandler 311H entspricht dem Schaltungselement, das in der ersten Filtereinrichtung dieser Erfindung enthalten ist. Der erste differenzielle Spannungsstromumwandler 311H akzeptiert als eine erste Spannung eine Spannungsdifferenz zwischen einer Spannung Vp+ und einer Spannung Vp– und gibt als erste Ströme einen Strom lin+ und einen Strom lin– aus. Die Amplituden des Stroms lin+ und des Stroms lin– werden in Abhängigkeit von der ersten Leitfähigkeit des ersten differenziellen Spannungsstromumwandlers 311H bestimmt. Der erste differenzielle Spannungsstromumwandler 311H bildet zusammen mit dem kapazitiven Element 312H die erste Filtereinrichtung 31H.
  • Ein zweiter differenzieller Spannungsstromumwandler 32H entspricht der Stromerzeugungseinrichtung dieser Erfindung. Der zweite differenzielle Spannungsstromumwandler 32H akzeptiert als erste Spannung die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung Vp+ und der Spannung Vp und gibt als zweite Ströme einen Strom lout+ und einen Strom lout– aus. Die Amplituden des Stroms lout+ und des Stroms lout– werden in Abhängigkeit von der zweiten Leitfähigkeit des zweiten differenziellen Spannungsstromumwandlers 32H bestimmt. Die zweite Leitfähigkeit steht in einem gegebenen Verhältnis zu der ersten Leitfähigkeit des ersten differenziellen Spannungsstromumwandlers 311H.
  • Die kapazitiven Element 33a und 33b entsprechen der zweiten Filtereinrichtung dieser Erfindung. Die kapazitiven Element 33a und 33b akzeptieren jeweils als Eingabe den Strom lout+ und den Strom lout–, die von dem zweiten differenziellen Spannungsstromumwandler 32H erzeugt werden, und geben eine zweite Spannung aus. In diesem Fall entspricht die zweite Spannung eine Spannungsdifferenz zwischen einer Differenz zwischen den Spannungen Vout– und einer Spannung Vm– und einer Differenz zwischen den Spannungen Vout+ und einer Spannung Vm+.
  • Ein differenzieller Operationsverstärker 34H entspricht der Addiereinrichtung dieser Erfindung. Der differenzielle Operationsverstärker 34H hat die kapazitiven Elemente 33a und 33b in seinem negativen Rückkopplungsteil und akzeptiert als Eingabe die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung Vp+ und der Spannung Vp– an seinem nichtinvertierenden Eingangsanschluss und gibt die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung Vout+ und der Spannung Vout– als Ausgangssignal des Tiefpassfilters 30H aus.
  • Auf diese Weise kann gemäß dieser Ausführungsform, da Differenzsignale als Eingabe- und Ausgangssignale des Tiefpassfilters verwendet werden, die Unempfindlichkeit gegenüber Gleichtaktrauschquellen verbessert werden. Zugleich können, wenn die zweite Leitfähigkeit des zweiten differenziellen Spannungsstromumwandlers 32H auf einen kleineren Wert als die erste Leitfähigkeit des ersten differenziellen Spannungsstromumwandlers 311H gesetzt wird, die kapazitiven Elemente 33a und 33b verkleinert werden. Im Ergebnis kann die Schaltungsfläche des Tiefpassfilters 30H stark verkleinert werden.
  • (9. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • Der Tiefpassfilter 30A aus 2 verwendet die Stromspiegelschaltung 32A als Mittel zur Ladungsübertragung. Üblicherweise entsteht jedoch ein Leckstrom, nämlich ein Offset-Strom, in einer Stromspiegelschaltung aufgrund von Variationen in der Charakteristik von Transistoren und dergleichen, die auf der Eingangs- und der Ausgangsseite der Stromspiegelschaltung vorgesehen sind. Es ist deshalb in manchen Fällen erforderlich, die in 2 gezeigte Offset-Kompensationseinrichtung 36 wie oben beschrieben vorzusehen.
  • Als Mittel zur Ladungsübertragung kann eine geschaltete Kondensatorschaltung anstelle der Stromspiegelschaltung verwiendet werden. In einer geschalteten Kondensatorschaltung tritt, im Gegensatz zur Stromspiegelschaltung, ein Offset-Strom nicht auf. Demzufolge wird eine geschaltete Kondensatorschaltung anstelle der Stromspiegelschaltung zur Ladungsübertragung bei der Konstruktion eines Tiefpassfilters verwendet.
  • 18 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der neunten Ausführungsform dieser Erfindung. Der Tiefpassfilter 30I dieser Ausführungsform ist ein aktiver Filter zweiter Ordnung, der ein kapazitives Element 312, geschaltete Kondensatorschaltungen 311I und 32I, ein kapazitives Element 33 und einen Operationsverstärker 34A enthält. Im Folgenden werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zur ersten Ausführungsform, wird übersprungen, indem auf diese mit den gleichen Referenzzeichen wie in 2 verwiesen wird. Der Tiefpassfilter 30I kann als integrierte Halbleiterschaltung realisiert werden.
  • Die geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I sind von dem Typ, der als unempfindliche gegenüber parasitären Kapazitäten oder als P.I. (engl. Parasitic Insensitive)-Typ bezeichnet wird, und bilden zusammen mit dem kapazitiven Element 312 die erste Filtereinrichtung 31I. Jede der geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I ist elektrisch mit der Eingangsseite eines Stroms Ip verbunden, wenn ein Takt CK einen vorbestimmten Logikpegel, z. B. "H"-Pegel annimmt (dieser Zustand wird als erster Verbindungszustand bezeichnet). Demzufolge fließt ein erster Strom lin durch die geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I in Übereinstimmung mit einer ersten Spannung Vp. In anderen Worten, die geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I entsprechen einem Schaltungselement der ersten Filtereinrichtung 31I. Andererseits, wenn ein durch Invertierung aus dem Takt CK hervorgehender Takt/CK einen vorbestimmten Logikpegel, z. B. "H"-Pegel einnimmt, ist die geschaltete Kondensatorschaltung 311I elektrisch mit einer Referenzspannung verbunden, und die geschaltete Kondensatorschaltung 32I ist elektrisch mit dem kapazitiven Element 33 verbunden (dieser Zustand wird als zweiter Verbindungszustand bezeichnet). Demzufolge akzeptiert das kapazitive Element 33 einen zweiten Strom lout von der geschalteten Kondensatorschaltung 32I. Die geschaltete Kondensatorschaltung 32I entspricht also der Stromerzeugungseinrichtung.
  • An dieser Stelle wird das Verhältnis zwischen dem Gesamtkapazitätswert der geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I und dem Kapazitätswert der geschalteten Kondensatorschaltung 32I auf 1:α (wobei 0 < α < 1) gesetzt. Auf diese Weise wird der zweite Strom lout α-mal so groß wie der erste Strom lin, so dass der Kapazitätswert des kapazitiven Elements 33 verkleinert werden kann. Wie unter Bezug auf 4 beschrieben, kann α auf ungefähr 1/10 bis 1/100 verkleinert werden.
  • Wenn die Schaltrate der geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I hinreichend viel größer ist als die Zeitkonstante des Tiefpassfilters 30I, kann der Tiefpassfilter 30I eine Übertragungscharakteristik annehmen, die äquivalent ist zu der des Tiefpassfilters 30A aus 4. Als Schalttakt CK für die geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I kann z. B. der Eingangstakt eines PLLs, der den Tiefpassfilter 30I als Schleifenfilter enthält, verwendet werden. Zusätzlich kann mit höherer Schaltrate der kapazitive Wert des in der geschalteten Kondensatorschaltung verwendeten kapazitiven Elements kleiner sein, und daher wird vorzugsweise ein Takt mit einer höheren Frequenz, wie z. B. der Ausgangstakt des PLLs verwendet.
  • Auf diese Weise besteht gemäß dieser Ausführungsform, da kein Offset-Strom auftritt, keine Notwendigkeit, die Offset-Kompensationseinrichtung vorzusehen. Demzufolge kann die Schaltungsgröße im Vergleich zu der des Tiefpassfilters 30A aus 4 verkleinert werden. Darüber hinaus kann, da eine geschaltete Kondensatorschaltung üblicherweise kein Widerstandselement enthält, das thermisches Rauschen verursachen könnte, die Antirauschcharakteristik im Vergleich zu dem Fall, in dem eine Stromspiegelschaltung verwendet wird, verbessert werden.
  • Obwohl die geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I dieser Ausführungsform vom P.I.-Typ sind, können sie auch von einem Typ sein, der als sensitiv gegenüber parasitären Kapazitäten oder als P.S. (engl. Parasitic Sensitive)-Typ bezeichnet wird.
  • Selbstverständlich ist der Tiefpassfilter 30I dieser Ausführungsform sowohl für die erste Tiefpassfiltereinheit 30a und die zweite Tiefpassfiltereinheit 30b des in 16 gezeigten Tiefpassfilters 30H verwendbar.
  • (10. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 18 zeigt einen Tiefpassfilter gemäß der zehnten Ausführungsform dieser Erfindung. Der Tiefpassfilter 30J dieser Ausführungsform geht durch eine Abwandlung des Tiefpassfilters 30I aus 18 hervor, und ist ein aktiver Filter zweiter Ordnung mit einem kapazitiven Element 312, geschalteten Kondensatorschaltungen 311J und 32J vom P.S.-Typ, einem kapazitiven Element 33 und einer Addiereinrichtung 34J. Der Tiefpassfilter 30J kann als integrierte Halbleiterschaltung ausgeführt werden.
  • Die geschalteten Kondensatorschaltungen 311J und 32J bilden zusammen mit dem kapazitiven Element 312 die erste Filtereinrichtung 31J. Die Funktionsweise der geschalteten Kondensatorschaltungen 311J und 32J wird im Folgenden nicht weiter beschrieben, da sie dieselbe ist wie die der geschalteten Kondensatorschaltungen 311I und 32I aus 18.
  • Die Addiereinrichtung 34J enthält eine Spannungsfolgerschaltung 341. Konkret wird in dieser Ausführungsform ein Operationsverstärker verwendet, um die Spannungsfolgerschaltung 341 zu bilden. Die Spannungsfolgerschaltung 341 akzeptiert als Eingabe eine zweite Spannung V2, die erzeugt wird, wenn ein zweiter Strom lout durch das kapazitive Element 33 fließt. Die Ausgabe der Spannungsfolgerschaltung 341 wird als Referenzspannung verwendet, die mit jeweils einem Ende des kapazitiven Elements 312 und der geschalteten Kondensatorschaltung 311J verbunden ist. Demzufolge gibt die Addiereinrichtung 34J eine Spannung Vout aus, die man durch Addition der zweiten Spannung V2, die an den beiden Enden des kapazitiven Elements 33 erzeugt wird, zu einer in der ersten Filtereinrichtung 31J erzeugten ersten Spannung erhält.
  • Zusätzlich kann in dem Tiefpassfilter 30J, ähnlich zu dem Tiefpassfilter 30I aus 18, der Kapazitätswert des kapazitiven Elements 33 verkleinert werden, indem das Verhältnis zwischen dem Gesamtkapazitätswert der geschalteten Kondensatorschaltung 311J und 32J und dem Kapazitätswert des geschalteten Kondensators 32J auf 1:α (wobei 0 < α < 1) gesetzt wird. Außerdem kann als Takt CK zur Steuerung des Schaltens der geschalteten Kondensatorschaltungen 311J und 32J der Eingangstakt oder der Ausgangstakt eines PLLs, der einen Tiefpassfilter 30J als Schleifenfilter enthält, verwendet werden.
  • Auf diese Weise können gemäß dieser Ausführungsform die gleichen Effekte wie in der neunten Ausführungsform erzielt werden, nämlich eine Verkleinerung der Schaltungsgröße und eine Verbesserung der Antirauschcharakteristik.
  • In dem Tiefpassfilter 30I aus 18 oder dem Tiefpassfilter 30J aus 19 können zwei parallel miteinander verbundene geschaltete Kondensatorschaltungen als eine weitere geschaltete Kondensatorschaltung verwendet werden. 20 zeigt geschaltete Kondensatorschaltungen, die parallel zueinander geschaltet sind. In 20(a) sind Schaltungen vom P.S.-Typ parallel geschaltet und in 20(b) sind Schaltungen vom P.I.-Typ parallel geschaltet. Sowohl bei der Verwendung des einen als auch des anderen Typs ist eine der parallel geschalteten Schaltungen elektrisch mit dem Anschluss T1 verbunden und die andere mit dem Anschluss T2. Die so parallel zueinander verbundenen geschalteten Kondensatorschaltungen können im Vergleich zu einer einzelnen geschalteten Kondensatorschaltung die doppelte Abtastrate erreichen und ihre Kapazität ändert sich durch das Schalten zu keinem Zeitpunkt. In dem Tiefpassfilter 30I aus 18 können entweder parallel verbundene geschaltete Kondensatorschaltungen vom P.I.-Typ oder parallel verbundene geschaltete Kondensatorschaltungen vom P.S.-Typ verwendet werden.
  • Selbstverständlich ist der Tiefpassfilter 30J dieser Ausführungsform sowohl für die erste Tiefpassfiltereinheit 30a und die zweite Tiefpassfiltereinheit 30b des Tiefpassfilters 30H aus 16 verwendbar.
  • (11. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 21 zeigt die Architektur eines PLLs gemäß der elften Ausführungsform dieser Erfindung. Der PLL dieser Ausführungsform enthält einen Phasenkomparator 10, eine Ladungspumpschaltung 20, einen Schleifenfilter 30A, einen spannungsgesteuerten Oszillator 40, einen Spannungsstromumwandler 41, einen Bias-Umwandler 42 und einen N- Frequenzteiler 50. Der PLL dieser Ausführungsform ist verwendbar als Mehrfach-PLL, als Synchronisationsextraktions-PLL oder als Skew-Steuerungs-PLL. Der N-Frequenzteiler 50 kann je nach Anwendung weggelassen werden. Zugleich kann der PLL dieser Ausführungsform als integrierte Halbleiterschaltung ausgeführt werden.
  • Als Schleifenfilter 30A des PLLs dieser Ausführungsform wird der Tiefpassfilter 30A der ersten Ausführungsform verwendet, wobei die Offset-Kompensationseinrichtung 36 und die Bias-Steuerungseinrichtung 37 des Tiefpassfilters 30A weggelassen werden. In 21 werden die gleichen Referenzzeichen zum Verweis auf die gleichen Elemente des in 2 gezeigten Schleifenfilters 30A verwendet und die Beschreibung der Architektur und der Funktionsweise des Schleifenfilters 30A weggelassen. Der Schleifenfilter 30A akzeptiert als Eingabe einen Ladungsstrom lp, der von der Ladungspumpschaltung 20 ausgegeben wird, und gibt eine Spannung Vout als Ausgangssignal aus. Das in dem Schleifenfilter 30A verwendete kapazitive Element 33 kann wie oben beschrieben verkleinert werden.
  • Die Ladungspumpschaltung 20 erzeugt den Ladungsstrom lp auf Basis einer Phasendifferenz zwischen einem Eingangstakt Ckin und einem Rückkopplungstakt CKdiv, die von dem Phasenkomparator bestimmt wurde. Die in der Ladungspumpschaltung 20 enthaltenen Stromquellen 21 und 22 ändern die Amplitude des Ladungsstrom lp jeweils in Übereinstimmung mit Bias-Steuersignalen CS1 und CS2.
  • Der spannungsgesteuerte Oszillator 40 entspricht der Ausgangstakterzeugungseinrichtung dieser Erfindung. Der spannungsgesteuerte Oszillator 40 erzeugt einen Ausgangstakt CKout und ändert die Oszillationsfrequenz auf Basis der von dem Schleifenfilter 30A ausgegebenen Spannung. Genau genommen wird der spannungsgesteuerte Oszillator 40 nicht direkt auf Basis der Spannung Vout gesteuert, sondern ändert die Frequenz des Ausgangstakts CKout in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuersignal CS1, das als Eingabe akzeptiert wird und durch den Spannungsstromumwandler 41 in einen Strom umgewandelt wurde.
  • Der Spannungsstromumwandler 41 entspricht der Bias-Steuerungseinrichtung dieser Erfindung. Der Spannungsstromumwandler 41 wandelt die von dem Schleifenfilter 30A ausgegebene Spannung Vout in das Bias-Steuerungssignal CS1 um. Das Bias- Steuersignal CS1 steuert nicht nur den spannungsgesteuerten Oszillator 40 sondern auch die Stromquelle 21 der Ladungspumpschaltung 20 und die Stromquellen 35a und 35b des Schleifenfilters 30A. Darüber hinaus wird das Bias-Steuersignal CS1 durch den Bias-Umwandler 42 in das Bias-Steuersignal CS2 umgewandelt, wonach es die Stromquelle der Ladungspumpschaltung 20 steuert. Der Bias-Umwandler 42 ist vorgesehen, weil sich die Polarität der Bias-Steuerung der Stromquelle 22 von der der anderen Stromquellen unterscheidet. Außerdem steuert das Bias-Steuersignal CS1 die Bandcharakteristik des Operationsverstärkers 34A des Schleifenfilters 30A.
  • Durch die Steuerung der Stromquellen 21, 22, 35a und 35b durch die Bias-Steuersignale CS1 und CS2 dürfen sich die Amplituden der von diesen Stromquellen ausgegebenen Ströme im selben Maße ändern. Konkret, in dem Fall, in dem sich die Amplitude des von den Stromquellen 21 und 22 ausgegebenen Ladungsstroms lp um de Faktor A ändert, ändern sich auch die Amplituden des ersten und des zweiten Bias-Stroms lb1 und lb2, die von den Stromquellen 35a und 35b ausgegeben werden, ebenfalls um den Faktor A.
  • Als Nächstes wird die Funktionsweise des PLLs mit der oben genannten Architektur sowie insbesondere eine Methode zur Steuerung des Dämpfungsfaktors im Einzelnen beschrieben. Wenn der Schleifenfilter 30A in dem PLL verwendet wird, ist die Schleifenordnung des PLLs 3. Es ist jedoch schwierig, einen PLL mit einer Übertragungsfunktion der Schleife dritter Ordnung zu analysieren und deshalb wird im Folgenden als Näherung eine Beschreibung für eine Schleife zweiter Ordnung angegeben.
  • Die Antwortcharakteristik eines PLLs mit einem aktiven Schleifenfilter zweiter Ordnung wird bestimmt in Abhängigkeit von einer durch die folgende Gleichung (9) gegebenen Eigenfrequenz ωn und einem durch die folgende Gleichung (10) gegebenen Dämpfungsfaktor ζ, wobei Ko der Verstärkungsfaktor des spannungsgesteuerten Oszillators 40 ist:
  • Figure 00380001
  • Figure 00390001
  • Unter den Variablen zur Bestimmung der Eigenfrequenz ωn aus Gleichung (9) ist der Ladungsstrom lp leicht in der Schaltung zu verändern. Wenn daher die Schleifenbandbreite, d. h. die Eigenfrequenz ωn, in Übereinstimmung mit der Oszillationsfrequenz des PLLs geändert werden muss, wird üblicherweise der Ladungsstrom lp geändert.
  • Wenn der Ladungsstrom lp geändert wird, ändert sich gleichzeitig zwangsläufig der Dämpfungsfaktor ζ aus der Gleichung (10). Um jedoch die Antwortcharakteristik des PLLs zu stabilisieren, wird der Dämpfungsfaktor ζ vorzugsweise konstant gehalten. Für diesen Zweck sollte, angenommen, dass sich der Ladungsstrom lp um ein Verhältnis A in Gleichung (10) ändert, der Kapazitätswert C oder der Widerstandswert R um das Verhältnis 1/√A geändert werden.
  • Drain und Gate des Transistors 311A sind miteinander verbunden und dadurch ist der Transistor in einem Zustand, der eine so genannte Quadratgesetzcharakteristik liefert. Zugleich hat das Gate des Transistors 321A das gleiche Potential wie das Gate des Transistors 311A und daher ist auch der Transistor 321A in dem Zustand, der die Quadratgesetzcharakteristik liefert.
  • In dem Fall, in dem die Stromquellen 21 und 22 der Ladungspumpschaltung 20 den Ladungsstrom lp um das Verhältnis A in Übereinstimmung mit den angelegten Bias-Steuersignalen CS1 und CS2 ändert, ändern auch die Stromquellen 35a und 35b des Schleifenfilters 30A den ersten und den zweiten Bias-Strom lb1 und lb2 um das Verhältnis A in Übereinstimmung mit dem angelegten Bias-Steuersignal CS1. Im Ergebnis wird bezüglich des Transistors 311A der Drain-Strom um den Faktor A geändert, die erste Leitfähigkeit gm1 um den Faktor √A und die Gate-Spannung Vp um den Faktor √A. In anderen Worten, die Zeitkonstante der ersten Filtereinrichtung wird in Übereinstimmung mit der Bias-Änderung geändert. In ähnlicher Weise wird bezüglich des Transistors 321A der Drain-Strom um einen Faktor A geändert, die zweite Leitfähigkeit gm2 um einen Faktor √A und die Gate-Spannung Vm um einen Faktor √A.
  • Die Änderung der Leitfähigkeit gm1 und gm2 der Transistoren 311A und 321A um einen Faktor √A ist entspricht einem Änderungsverhältnis des Widerstandswerts R, der auf 1/√/A geändert wird. Demzufolge versteht es sich, dass das Änderungsverhältnis A des Ladungsstroms lp durch das Änderungsverhältnis 1/√A des Widerstandswerts R in Gleichung (10) aufgehoben wird, so dass der Dämpfungsfaktor ζ konstant sein kann.
  • Darüber hinaus wird in dem PLL dieser Ausführungsform die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 40 in Übereinstimmung mit dem von dem Spannungsstromumwandler 41 ausgegebenen Bias-Steuersignals CS1 geändert, und die Übereinstimmung mit dieser Änderung der Oszillationsfrequenz wird der von den Stromquellen 21 und 22 der Ladungspumpschaltung 20 gelieferte Ladungsstrom lp, die von den Stromquellen 35a und 35b des Schleifenfilters 30A gelieferten ersten und zweiten Bias-Ströme lb1 und lb2 und die Bandcharakteristik des Operationsverstärkers 34A des Schleifenfilters 30A geändert. In anderen Worten, anpassend an die Änderung der Oszillationsfrequenz des PLLs kann der Bias der Ladungspumpschaltung 20 und der Schleifenfilter 30A geändert werden (eine Methode, die im Folgenden als adaptive Bias-Methode bezeichnet wird). Konkret, in dem Fall, in dem die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 40 niedrig ist, sind der Ladungsstrom lp und der erste und der zweite Bias-Strom lb1 und lb2 des Schleifenfilters 30A klein und in dem Fall, in dem die Oszillationsfrequenz hoch ist, ist der Ladungsstrom lp und der erste und zweite Bias-Strom lb1 und lb2 des Schleifenfilters 30A groß.
  • Ein derartiger PLL, der die adaptive Bias-Methode verwendet, ist bekannt (wie in Dokument 1 beschrieben: John G. Maneatis, "Low-Jitter Process-Independent DLL and PLL Based on Self-Biased Techniques", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Vol. 31, No. 11, November 1996, pp. 1723–1732). Die in Dokument 1 beschriebenen Schaltungssysteme verwenden die adaptive Bias-Methode jedoch für einen PLL mit Antworten von lediglich zweiter Ordnung. Im Gegensatz dazu wird in dieser Ausführungsform die adaptive Bias-Methode in dem PLL mit Antworten dritter Ordnung verwendet, d. h. dem Schleifenfilter 30A zweiter Ordnung und dem spannungsgesteuerten Oszillator 40, und darüber hinaus in dem PLL mit Antworten vierter Ordnung, der zusätzlich die Steuerung der Bandcharakteristik des Operationsverstärkers 34A enthält.
  • Auf diese Weise kann gemäß dieser Ausführungsform das in dem Schleifenfilter 30A enthaltene kapazitive Element 33 verkleinert werden, so dass die Schaltungsfläche des gesamten PLLs stark verkleinert werden kann. Zugleich kann, wenn die Amplituden des ersten und zweiten Bias-Stroms lb1 und lb2 des Schleifenfilters 30A gesteuert werden, der Dämpfungsfaktor ζ des PLLs auf einen konstanten Wert eingestellt werden. Daher kann die optimale Antwortcharakteristik unabhängig von der Oszillationsfrequenz des PLLs in jedem Fall beibehalten werden. Zugleich besteht keine Notwendigkeit, eine Widerstandsleiterschaltung und dergleichen zur Anpassung des Dämpfungsfaktors ζ vorzusehen, und daher kann die Schaltungsfläche des PLLs verkleinert werden.
  • Darüber hinaus werden der Ladungsstrom lp, der erste und der zweite Bias-Strom lb1 und lb2 des Schleifenfilters 30A und die Bandcharakteristik des Operationsverstärkers 34A adaptiv geändert gemäß der Oszillationsfrequenz des PLLs. Deshalb kann die Antwortcharakteristik des PLLs über einen weiten Bereich von Oszillationsfrequenzen optimal gehalten werden. Darüber hinaus kann eine Bandlückenreferenz zur Lieferung einer Referenzspannung für die Stromquellen 21, 22, 35a und 35b weggelassen werden und daher kann die Schaltungsfläche des PLLs weiter verkleinert werden.
  • Der Ladungsstrom lp und der erste und der zweite Bias-Strom lb1 und lb2 des Schleifenfilters 30A werden nicht notwendigerweise auf Basis des von dem Spannungsstromumwandler 41 ausgegebenen Bias-Steuersignals CS1 gesteuert. Zugleich ist die Bandcharakteristik des Operationsverstärkers 34A nicht notwendigerweise steuerbar. Sogar, wenn der PLL somit die adaptive Bias-Methode nicht verwendet, kann die Schaltungsfläche verkleinert werden.
  • Der Tiefpassfilter 30A aus der ersten Ausführungsform wird in dieser Ausführungsform als Schleifenfilter 30A verwendet, wodurch diese Erfindung nicht eingeschränkt wird. Zum Beispiel kann jeder der Tiefpassfilter 30B bis 30F der Ausführungsformen 2 bis 6 und die Tiefpassfilter 30I und 30J der Ausführungsformen 9 und 10 als Schleifenfilter verwendet werden oder ein anderer Tiefpassfilter mit irgendeiner anderen Architektur kann verwendet werden.
  • (12. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 22 zeigt die Architektur eines Verzögerungsregelkreises (engl. delay-locked loop, DLL) gemäß der zwölften Ausführungsform dieser Erfindung. In dieser Ausführungsform wird ein Teil des PLLs der elften Ausführungsform ersetzt, um den DLL zu bilden. Im Folgenden werden lediglich die Unterschiede zur elften Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zu denen der elften Ausführungsform, wird weggelassen, indem auf sie mit den gleichen Referenzzeichen wie in 21 verwiesen wird.
  • Ein Schleifenfilter 30F des DLLs dieser Ausführungsform verwendet den Tiefpassfilter 30F der sechsten Ausführungsform. In 21 wird auf die entsprechenden Schaltungselemente des Schleifenfilters 30F mit den gleichen Bezugszeichen verwiesen, wie sie in 15 verwendet wurden, und die Beschreibung der Architektur und der Funktionsweise des Schleifenfilters 30F wird weggelassen. Der Schleifenfilter 30F akzeptiert als Eingabe einen Ladungsstrom lp, der von der Ladungspumpschaltung 20 ausgegeben wird, und gibt eine Spannung Vout als Ausgangssignal aus. Das in dem Schleifenfilter 30F verwendete kapazitive Element 33 kann wie oben beschrieben verkleinert werden. Die erste und die zweite Leitfähigkeit gm1 und gm2 des Spannungsstromumwandlers 311F und 32F des Schleifenfilters 30F werden mit einem Änderungsverhältnis √A geändert, in Übereinstimmung mit der Änderung des Ladungsstroms lp durch das Bias-Steuersignal CS1 mit einem Änderungsverhältnis A. Der Dämpfungsfaktor ζ kann daher so angepasst werden, dass er, wie in Ausführungsform 11 beschrieben, gegenüber Änderungen des Ladungsstroms lp konstant ist.
  • Eine spannungsgesteuerte Verzögerungsschaltung 40A entspricht der Ausgangstakterzeugungseinrichtung dieser Erfindung. Die spannungsgesteuerte Verzögerungsschaltung 40A erzeugt auf Basis der von dem Schleifenfilter 30F ausgegebenen Spannung Vout einen Ausgangstakt CKout durch Verzögern eines als Eingabe akzeptierten Eingangstakts CKin. Genau genommen wird die spannungsgesteuerte Verzögerungsschaltung 40A nicht direkt auf Basis der Spannung Vout gesteuert, sondern erzeugt den Ausgangstakt CKout durch Vorsehen einer Verzögerung in Übereinstimmung mit einem durch das Bias-Steuersignal CS1 gegebenen Bias, das durch den Spannungsstromumwandler 41 in einen Strom umgewandelt wurde.
  • Auf diese Weise kann gemäß dieser Ausführungsform das kapazitive Element 33 des Schleifenfilters 30F verkleinert werden, so dass die Schaltungsfläche des gesamten DLLs stark verkleinert werden kann. Zugleich kann, wenn die Leitfähigkeit der Spannungsstromumwandler 311F und 32F des Schleifenfilters 30F gesteuert werden, der Dämpfungsfaktor ζ des DLLs so angepasst werden, dass er konstant ist, ohne eine Widerstandsschalterleitung und dergleichen vorzusehen.
  • Der Tiefpassfilter 30F der sechsten Ausführungsform wird in dieser Ausführungsform als Schleifenfilter 30F verwendet, wodurch diese Erfindung nicht eingeschränkt wird. Zum Beispiel kann jeder der Tiefpassfilter 30A bis 30E der Ausführungsformen 1 bis 5 und die Tiefpassfilter 30I und 30J der Ausführungsformen 9 und 10 verwendet werden, oder ein anderer Tiefpassfilter mit irgendeiner anderen Architektur kann verwendet werden.
  • (13. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • In dem Fall, in dem wie in der elften Ausführungsform die adaptive Bias-Methode in einem PLL angewendet wird, werden, wenn der Ausgangsstrom des Spannungsstromumwandlers 41 null wird, auch der Ladungsstrom lp und der erste und der zweite Bias-Strom lb1 und lb2 des Schleifenfilters 30A in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuersignal CS1 ebenfalls auf null geregelt, und der PLL daher im Ruhezustand stabilisiert. Demgemäß wird in dem Fall, in dem die Oszillationsfrequenz zur Regelung allmählich erhöht wird, das System beim Anschalten in einem Nullzustand stabilisiert, was zu dem Problem führt, dass der PLL nicht funktioniert. Demzufolge wird in einem PLL, der die adaptive Bias-Methode anwendet, die Oszillationsfrequenz zur Regelung ausgehend von einem Maximum allmählich verringert, und somit der PLL mit einer Anschaltvorrichtung versehen.
  • 23 zeigt die Architektur eines PLLs gemäß der 13. Ausführungsform dieser Erfindung. Man erhält den PLL dieser Ausführungsform, indem in dem PLL der 11. Ausführungsform eine Anschalteinrichtung 60 vorgesehen wird. Im Folgenden wird die Anschaltreinrichtung 60 im Detail beschrieben.
  • Die Anschaltreinrichtung 60 schaltet eine Spannung Vout, die das Ausgangssignal des Schleifenfilters 30 ist, zwischen einem ersten Zustand, in dem die Spannung Vout auf den Ausgang der Addiereinrichtung des Schleifenfilters 30 gesetzt ist, und einem zweiten Zustand, in dem sie auf eine gegebene Anschaltspannung gesetzt ist. Beim Anschalten des PLLs ist der zweite Zustand gesetzt, so dass der PLL in den Zustand gebracht werden kann, in dem die Oszillationsfrequenz am Maximum ist.
  • Wenn der PLL in dem Zustand gestartet wird, in dem die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 40 am Maximum ist, wird, wenn die Frequenz zu hoch ist, eine Fehlfunktion in dem N-Frequenzteiler 50 verursacht, und die Frequenz des Rückkopplungstakts CKdiv kann null werden. Wenn dies passiert, steuert der Phasenkomparator 10 das System so, dass die Oszillationsfrequenz erhöht wird, was zu dem so genannten Deadlock-Zustand führt. Deshalb ist ein Begrenzer 43 in einer Stufe nach dem Stromspannungsstromumwandler 41 angebracht, um den an den spannungsgesteuerten Oszillator 40 angelegten Bias zu begrenzen, wodurch verhindert wird, dass die Oszillationsfrequenz zu hoch wird.
  • 24 zeigt ein konkretes Beispiel der Anschaltreinrichtung. Diese Anschaltreinrichtung 60A enthält einen Schalter 61 zum Schalten der Spannungsversorgung des Operationsverstärkers 34A, einen Schalter 62 zum Setzen der Ausgabe des Schleifenfilters 30 auf eine Spannung Vref2 und einen Schalter 63 zum Umschalten des Eingangsanschluss de Operationsverstärkers 34A zwischen kurzgeschlossen und unverbunden. Das kapazitive Element 33 und der Operationsverstärker 34A entsprechen jeweils der zweiten Filtereinrichtung und der Addiereinrichtung des Schleifenfilters 30.
  • Wenn ein Anschaltsignal S_UP auf einem ersten Logikpegel (z. B. auf "H"-Pegel) liegt, ist der Schalter 61 geöffnet und die Schalter 62 und 63 geschlossen. Da der Schalter 61 geöffnet ist, ist die Stromversorgung für den Operationsverstärker 34A abgetrennt, und es gibt daher keine Ausgabe aus dem Operationsverstärker 34A. Stattdessen ist der Schalter 62 geschlossen, so dass die Ausgangsspannung Vout des Schleifenfilters 30 auf die gegebene Anschaltspannung Vref2 (was dem zweiten Zustand entspricht) gesetzt werden kann. Da zugleich der Schalter 63 geschlossen ist, wird die Spannung an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 34A an das kapazitive Element 33 angelegt. Diese Spannung ist nichts anderes als die erste Spannung dieser Erfindung. In anderen Worten, wenn das Anschaltsignal S_UP auf dem ersten Logikpegel ist, wird der Operationsverstärker 34A in einen nichtfunktionalen Zustand versetzt, und der PLL wird in dem zweiten Zustand gestartet, in dem die Ausgabe des Schleifenfilters 30 auf die Spannung Vref2 gesetzt ist. Es kann daher verhindert werden, dass sich das System beim Anschalten im Nullzustand stabilisiert.
  • Nach dem Starten des PLLs wird das Anschaltsignal S_UP auf einen zweiten Logikpegel (z. B. "L"-Pegel) abgeändert. Somit ist der Schalter 61 geschlossen und die Schalter 62 und 63 geöffnet. Da die Schalter 62 und 63 geöffnet sind, sind die Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers 34A unverbunden, und die Spannung Vref2 ist von der Ausgangsseite des Schleifenfilters 30 abgetrennt. Zusätzlich wird, da der Schalter 61 geschlossen ist, der Operationsverstärker 34A in einen funktionellen Zustand gesetzt, und die Ausgabe des Schleifenfilters 30 ist auf die Ausgabe des Operationsverstärkers 34A (was dem ersten Zustand entspricht) gesetzt. Somit wird der PLL in dem stationären Zustand betriebsbereit.
  • Ein Operationsverstärker verstärkt eine Potentialdifferenz zwischen seinem invertierenden Eingangsanschluss und dem nicht-invertierenden Eingansanschluss. Demgemäß kann beim Schalten des Operationsverstärkers 34A von dem nichtfunktionalen Zustand des zweiten Zustands zum funktionalen Zustand des ersten Zustands, falls eine Potentialdifferenz zwischen den Eingangsanschlüssen vorliegt, momentan ein übergroßer Ausgang erzeugt werden, der das System stören kann. In dieser Ausführungsform sind die Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers 34A jedoch durch den Schalter 63 im zweiten Zustand kurzgeschlossen und daher besteht zwischen ihnen keine Potentialdifferenz. Deshalb gibt der Operationsverstärker 34A beim Schalten in den ersten Zustand nie eine übergroße Ausgabe aus. Auf diese Weise legt der Schalter 63 nicht nur die erste Spannung an das kapazitive Element 33 im ersten Zustand an, sondern hindert zusätzlich den Operationsverstärker 34A an der Ausgabe einer übergroßen Ausgabe beim Schalten in den zweiten Zustand.
  • Üblicherweise ist ein PLL mit einer Testbetriebsart zur Messung der Spannungs-Oszillationsfrequenz-Charakteristik des spannungsgesteuerten Oszillators 40 versehen. Die Anschaltreinrichtung 60 wird daher wie folgt verbessert, um für die Testbetriebsart anwendbar zu sein:
  • 25 zeigt ein konkretes Beispiel der für die Testbetriebsart anwendbaren Anschaltreinrichtung. Die Anschaltreinrichtung 60B enthält zusätzlich zu den Elementen der Anschaltreinrichtung 60A Schalter 64 und 65. Der Schalter 65 schaltet, in Übereinstimmung mit einem Testsignal TEST ein von dem Anschaltsignal S-UP zu steuerndes Ziel zwischen den Schaltern 62 und 64. Der Schalter 64 schaltet das Setzen des Ausgangs des Schleifenfilters 30 auf eine Spannung Vref3. Die Spannung Vref3 wird extern angelegt.
  • Wenn das Testsignal TEST auf einem ersten Logikpegel (z. B. auf "H"-Pegel) liegt, wählt der Schalter 65 den Schalter 64 als das von dem Anschaltsignal S_UP zu steuernde Ziel aus. Der PLL ist somit in eine Testbetriebsart gesetzt, in der der PLL gestartet werden kann, während der Ausgang des Schleifenfilters 30 auf die extern angelegte Spannung Vref3 gesetzt ist. Wenn daher der PLL gestartet wird, während die Spannung Vref3 auf verschiedene Werte gesetzt ist, kann die Spannungs-Oszillationsfrequenz-Charakteristik gemessen werden.
  • Wenn andererseits das Testsignal TEST auf einem zweiten Logikpegel (z. B. auf "L"-Pegel) liegt, wird die Testbetriebsart zurückgesetzt. Daher kann der PLL gestartet werden, während der Ausgang des Schleifenfilters 30 auf eine Spannung Vref2, d. h. der internen Spannungsversorgung, gesetzt ist.
  • Auf diese Weise ist, gemäß dieser Ausführungsform, der die adaptive Bias-Methode anwendende PLL mit der Anschaltreinrichtung 60 versehen, und es ist somit möglich, das Problem zu vermeiden, indem das System beim Anschalten im Nullzustand stabilisiert wird und der PLL nicht funktioniert. Darüber hinaus kann, wenn die Anschaltreinrichtung 60 für eine Testbetriebsart anwendbar gemacht wird, die Spannungs-Oszillationsfrequenz-Charakteristik des spannungsgesteuerten Oszillators 40 einfach gemessen werden.
  • Die Ausgabe des Operationsverstärkers 34A wird in dieser Ausführungsform angehalten, indem die Versorgungsspannung durch den Schalter 61 abgetrennt wird, wodurch diese Erfindung aber nicht eingeschränkt wird. Die Ausgabe des Operationsverstärkers 34A kann im Wesentlichen angehalten werden, indem z. B. eine hohe Impedanz an der Ausgangsseite des Operationsverstärkers 34A vorgesehen wird. Sogar, wenn die Aus gabe auf diese Weise angehalten wird, können die oben genannten Effekte unverändert erzielt werden.
  • (14. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • 26 zeigt die Architektur eines Rückkopplungssystems gemäß der 14. Ausführungsform dieser Erfindung, wobei 26(a) das Rückkopplungssystem für einen PLL und 26(b) das Rückkopplungssystem für einen DLL zeigt. Die Rückkopplungssysteme dieser Ausführungsform verwenden als Schleifenfilter 30 einen Filter, der Differenzsignale als Eingabe akzeptiert und als Ausgabe zur Verfügung stellt. Zusätzlich akzeptieren ein spannungsgesteuerter Oszillator 40 und eine spannungsgesteuerte Verzögerungsschaltung 48A Differenzsignale als ihre Eingaben.
  • Als Schleifenfilter 30 kann in dem Rückkopplungssystem dieser Ausführungsform z. B. der Tiefpassfilter 30G der siebten Ausführungsform oder der Tiefpassfilter 30H der achten Ausführungsform verwendet werden. Die Schaltungsfläche des gesamten Rückkopplungssystems kann somit stark verkleinert werden.
  • (15. AUSFÜHRUNGSFORM)
  • Wenn, wie oben beschrieben, eine Stromspiegelschaltung in einem Schleifenfilter verwendet wird, wird ein Offset-Strom verursacht. Wenn in einem Schleifenfilter ein Offset-Strom verursacht wird, wird ein der Rückkopplungsschleife entsprechender PLL so betrieben, dass der Offset-Strom aufgehoben wird, und ein Ladungsstrom wird von einer Ladungspumpschaltung geliefert. Als Ergebnis wird in dem Ausgangstakt des PLLs ein stationärer Phasenfehler verursacht. Deshalb wird ein PLL betrachtet, der in der Lage ist, einen stationären Phasenfehler aufzuheben.
  • 27 zeigt die Architektur eines PLLs gemäß der 15. Ausführungsform dieser Erfindung. Der PLL dieser Ausführungsform enthält als Schleifenfilter 30A einen Tiefpassfilter, der eine Stromspiegelschaltung gemäß beispielsweise der ersten Ausführungsform verwendet, und des Weiteren eine Stationärphasenfehler-Aufhebeschaltung 70. Im Folgenden werden lediglich die Unterschiede zur 11. Ausführungsform beschrieben. Die Beschreibung von Elementen, die ähnlich sind zu denen der 11. Ausführungsform, wird übersprungen, indem auf sie mit den gleichen Referenzzeichen wie in 21 verwiesen wird.
  • Die Stationärphasenfehler-Aufhebeschaltung 70 enthält eine Ladungspumpschaltung 71, die einen Strom l3 auf Basis einer Phasendifferenz zwischen einem Eingangstakt Ckin und einem Rückkopplungstakt CKdiv erzeugt, wobei die Phasendifferenz durch einen Phasenkomparator 10 festgestellt wird, d. h. in Übereinstimmung mit dem von den Phasenkomparator 10 ausgegebenen Signalen UP und DN; einem kapazitiven Element 72, das als Ladungsspeicherungseinrichtung für den Strom l3 dient; und einer spannungsgesteuerten Stromquelle 73 zur Erzeugung eines Stroms l4 in Übereinstimmung mit der in dem kapazitiven Element 72 erzeugten Spannung.
  • Die Stationärphasenfehler-Aufhebeschaltung 70 funktioniert wie folgt: die Ladungspumpschaltung 71 wandelt die als stationäre Phasenfehler erscheinenden Signale UP und DN in einen Strom l3 um. Der Strom l3 wird durch das kapazitive Element 72 integriert, um so einen Strom l4 auf Basis der integrierten Spannung zu erzeugen. Der von der spannungsgesteuerten Stromquelle 73 erzeugte Strom l4 wird auf die Ausgangsseite der Stromspiegelschaltung des Schleifenfilters 30A zurückgekoppelt. Dadurch kann ein in dem Schleifenfilter verursachter Offset-Strom kompensiert werden.
  • In dieser Weise kann gemäß dieser Ausführungsform ein stationärer Phasenfehler in einem PLL, der eine Stromspiegelschaltung in einem Schleifenfilter verwendet, automatisch aufgehoben werden.
  • Obwohl der von der spannungsgesteuerten Stromquelle 73 erzeugte Strom l4 in der obigen Beschreibung auf die Ausgangsseite der Stromspiegelschaltung des Schleifenfilters 30A zurückgekoppelt wird, kann er auch auf die Eingangsseite zurückgekoppelt werden. In diesem Fall sollte der von der Ladungspumpschaltung 71 erzeugte Strom l3 jedoch eine umgekehrte Polarität haben.
  • Ein DLL, der die Stationärphasenfehler-Aufhebeschaltung 70 enthält, kann ebenfalls konstruiert werden.
  • (Beispiele zur Anwendung des Rückkopplungssystems dieser Erfindung).
  • Der PLL und der DLL dieser Erfindung benötigen keine großformatigen kapazitiven Elemente und ihre Schaltungsausmaße können klein gemacht werden, so dass insbesondere eine Anwendung auf die folgenden Produkte erwartet werden kann:
  • 28 zeigt eine beispielhafte Anwendung des PLLs oder DLLs dieser Erfindung auf ein LSI für eine IC-Karte. Da ein in einer IC-Karte verwendeter LSI in der Fläche beschränkt ist, sind der PLL und der DLL dieser Erfindung, die in einer kleineren Schaltungsfläche konstruiert werden können, besonders geeignet, in einer IC-Karte angewendet zu werden.
  • 29 zeigt eine beispielhafte Anwendung des PLLs oder DLLs dieser Erfindung auf eine Chip-on-Chip (COC)-Komponente. In einer Chip-on-Chip-Struktur ist die obere integrierte Halbleiterschaltung in ihrer Schaltungsfläche beschränkt. Demzufolge sind der PLL und der DLL dieser Erfindung nützlich.
  • 30 zeigt eine beispielhafte Anwendung des PLLs oder DLLs dieser Erfindung, die in einer LSI Pad-Region vorgesehen sind. In der gleichen Art wie in der Chip-on-Chip-Struktur ist die Schaltungsfläche, die in einer LSI Pad-Region zur Verfügung gestellt werden kann, begrenzt. Demzufolge sind der PLL und der DLL dieser Erfindung nützlich.
  • 31 zeigt eine beispielhafte Anwendung des PLLs oder des DLLs dieser Erfindung, die in einem Mikroprozessor als Takterzeugungseinrichtung vorgesehen sind. Heutzutage enthält ein Mikroprozessor eine sehr große Zahl von PLLs und DLLs. Wenn demzufolge der PLL und DLL dieser Erfindung in einem Mikroprozessor verwendet werden, kann erwartet werden, dass die Schaltungsfläche des gesamten Mikroprozessors stark verkleinert wird. Demzufolge erzielt die Anwendung des PLLs und DLLs dieser Erfindung auf einem Mikroprozessor einen außerordentlich bemerkenswerten Effekt.
  • Bis hierher wurden verschiedene bevorzugte Ausführungsformen dieser Erfindung beschrieben. In der obigen Beschreibung können die Transistoren 311A und 321A der Stromspiegelschaltung 32A n-Kanal- oder p-Kanal-Transistoren sein. Obwohl diese Transistoren in dieser Ausführungsform Feldeffekttransistoren (MOS-Transistoren) sind, können sie auch bipolare Transistoren oder eine Kombination aus einem MOS-Transistor und einem bipolaren Transistor sein. Des Weiteren kann ihre Eingangsseite eine Diode sein. Derartige Modifikationen beeinträchtigen nicht den Effekt dieser Erfindung.
  • Des Weiteren können die in der ersten Filtereinrichtung enthaltenen kapazitiven Element Elemente 312, 312' und 312H und die der zweiten Filtereinrichtung entsprechenden kapazitiven Elemente 33, 33a und 33b ein kapazitives Element unter Verwendung zweilagigen Polysiliziums, ein MIM-Kondensator (Metall-Isolator-Metallkondensator) oder ein MOS-Kondensator unter Verwendung eines MOS-Transistors sein. Selbst wenn alternativ eine Kombination dieser kapazitiven Elemente verwendet wird, wird der Effekt dieser Erfindung nicht gestört.
  • Wie soweit beschrieben kann gemäß des Tiefpassfilters dieser Erfindung die Schaltungsfläche stark verkleinert werden, während die Filtercharakteristik äquivalent zu der eines herkömmlichen Tiefpassfilters gehalten wird. Insbesondere kann das als die zweite Filtereinrichtung verwendete kapazitive Element auf ungefähr 1/10 bis 1/100 eines konventionellen verkleinert werden und der Effekt zur Verkleinerung der Schaltungsfläche ist somit sehr bemerkenswert. Zugleich kann, da der zweite Strom kleiner ist als der von der Stromerzeugungseinrichtung erzeugte erste Strom, der Stromverbrauch verringert werden.
  • Des Weiteren kann gemäß dieser Erfindung in einem Rückkopplungssystem für einen Phasenregelkreis (PLL) oder einem Verzögerungsregelkreis (DLL), die mit dem oben beschriebenen Tiefpassfilter als Schleifenfilter versehen sind, der Dämpfungsfaktor angepasst werden, ohne eine Widerstandsleiterschaltung und dergleichen zur Verfügung zu stellen. Daher kann die Schaltungsfläche des Rückkopplungssystems weiter verkleinert werden.
  • Darüber hinaus kann die Antwortcharakteristik des Rückkopplungssystems gemäß des Ausgangs des Schleifenfilters adaptiv angepasst werden. Demgemäß kann die Antwortcharakteristik über einen weiten Frequenzbereich optimal gehalten werden.

Claims (43)

  1. Tiefpassfilter umfassend: eine erste Filtereinrichtung (31), die ein Eingangssignal des Tiefpassfilters filtert, um eine erste Spannung auszugeben; ein Schaltungselement (311), das einen ersten Strom in Übereinstimmung mit der ersten Spannung fließen lässt, wobei das Schaltungselement (311) in der ersten Filtereinrichtung (31) enthalten ist; eine zweite Filtereinrichtung (33), die einen zweiten Strom filtert, um eine zweite Spannung auszugeben; und eine Addiereinrichtung (34), die die erste Spannung und die zweite Spannung addiert, um ein Ausgangssignal des Tiefpassfilters auszugeben, gekennzeichnet durch eine Stromerzeugungseinrichtung (32), die den zweiten Strom in einem gegebenen Verhältnis zu dem ersten Strom erzeugt, wobei das gegebene Verhältnis eine positive Zahl kleiner als 1 ist.
  2. Tiefpassfilter nach Anspruch 1, wobei die Stromerzeugungseinrichtung (32) eine Stromspiegelschaltung ist, die eingangsseitig ein erstes Halbleiterelement mit einer ersten Leitfähigkeit (gm1) und ausgangsseitig ein zweites Halbleiterelement mit einer zweiten Leitfähigkeit (gm2) in dem gegebenen Verhältnis zur ersten Leitfähigkeit (gm1) hat, die als Eingabe den ersten Strom erhält und den zweiten Strom ausgibt, und das Schaltungselement (311) das erste Halbleiterelement ist.
  3. Tiefpassfilter nach Anspruch 2, wobei das Schaltungselement (311) anstelle des ersten Halbleiterelements ein Widerstandselement mit einem Widerstandswert entsprechend der ersten Leitfähigkeit (gm1) ist, und die Stromspiegelschaltung als Eingabe einen dritten Strom entsprechend des ersten Stroms anstelle des ersten Stroms erhält.
  4. Tiefpassfilter nach Anspruch 1, wobei das Schaltungselement (311) ein erster Spannungsstromumwandler mit der ersten Leitfähigkeit (gm1) zur Umwandlung der ersten Spannung in den ersten Strom ist, und die Stromerzeugungseinrichtung ein zweiter Spannungsstromumwandler mit der zweiten Leitfähigkeit (gm2) in dem gegebenen Verhältnis zur ersten Leitfähigkeit (gm1) zur Umwandlung der ersten Spannung in den zweiten Strom ist.
  5. Tiefpassfilter nach Anspruch 1, wobei die Addiereinrichtung (34) ein Operationsverstärker (34A) ist, der in einem negativen Rückkopplungsteil desselben die zweite Filtereinrichtung (33) enthält, und als Eingabe die erste Spannung an einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers erhält und eine dritte Spannung als das Ausgangssignal ausgibt.
  6. Tiefpassfilter nach Anspruch 1, wobei die Addiereinrichtung (34) ein Operations-Transkonduktanzverstärker (34B) ist, der als Eingabe die erste und die zweite Spannung erhält und einen dritten Strom als das Ausgangssignal ausgibt.
  7. Tiefpassfilter nach Anspruch 2, wobei das erste Halbleiterelement ein erster Transistor (311A) ist, der die erste Leitfähigkeit (gm1) in Übereinstimmung mit einem zugeführten Bias-Strom (lb1) liefert, das zweite Halbleiterelement ein zweiter Transistor (321A) ist, der die zweite Leitfähigkeit (gm2) in Übereinstimmung mit einem zugeführten zweiten Bias-Strom (lb2) liefert, und der erste und der zweite Bias-Strom (lb1, lb2) in ihren Amplituden auf Basis eines gemeinsamen Bias-Steuerungssignals (CS1) geändert werden.
  8. Tiefpassfilter nach Anspruch 2, wobei die Stromspiegelschaltung das zweite bis n-te, wobei n eine natürliche Zahl größer oder gleich 3 ist, Halbleiterelement hat und Schalter enthält, zum jeweiligen Schalten des Ausgangs von Strömen durch das zweite bis n-te Halbleiterelement, und wobei die Schalter es ermöglichen, einen oder eine Summe einer Vielzahl der jeweils durch die zweiten bis n-ten Halbleiterelemente fließenden Ströme als den zweiten Strom auszugeben.
  9. Tiefpassfilter nach Anspruch 3, wobei das erste Halbleiterelement ein erster Transistor (311A) ist, der die erste Leitfähigkeit (gm1) in Übereinstimmung mit einem ersten Bias-Strom (lb1) liefert, das zweite Halbleiterelement ein zweiter Transistor (321A) ist, der die zweite Leitfähigkeit (gm2) in Übereinstimmung mit einem zugeführten zweiten Bias-Strom (lb2) liefert, wobei der erste und der zweite Bias-Strom (lb1, lb2) in ihren Amplituden auf der Basis eines gemeinsamen Bias-Steuerungssignals (CS1) geändert werden, und das Schaltungselement (311) anstelle eines Widerstandselements eine Widerstandsleiterschaltung ist, die einen Widerstandswert entsprechend der ersten Leitfähigkeit (gm1) hat und in der Lage ist, den Widerstandswert in Übereinstimmung mit einer Änderung der ersten Leitfähigkeit (gm1) zu ändern.
  10. Tiefpassfilter nach Anspruch 4, wobei der erste und der zweite Spannungsstromumwandler jeweils die erste und zweite Leitfähigkeit (gm1, gm2) auf Basis eines gemeinsamen Bias-Steuerungssignals (CS1) ändern.
  11. Tiefpassfilter nach Anspruch 2, wobei wenigstens das erste oder das zweite Halbleiterelement ein Transistor ist, der wenigstens die erste oder die zweite Leitfähigkeit (gm1, gm2) in Übereinstimmung mit einem zugeführten Bias-Strom liefert, und der Tiefpassfilter des Weiteren eine Offset-Kompensationseinrichtung (36) enthält, um den Bias-Strom auf Basis des mittels des ersten Abschneidestroms erhaltenen Ausgangssignals anzupassen.
  12. Tiefpassfilter nach Anspruch 11, wobei die Offset-Kompensationseinrichtung (36) eine Spannungshalteeinrichtung (362) enthält, um eine Spannung des mittels des ersten Abschneidestroms erhaltenen Ausgangssignals zu halten, und den Bias-Strom auf Basis der in der Spannungshalteeinrichtung (362) gehaltenen Spannung anpasst.
  13. Tiefpassfilter nach Anspruch 11, wobei die Offset-Kompensationseinrichtung (36) enthält: einen Komparator (364), um eine Spannung des mit dem ersten Abschneidestrom erhaltenen Ausgangssignals mit einer Referenzspannung zu vergleichen; einen Aufwärts/Abwärtszähler (365), um einen Zählerwert desselben auf Basis der Ausgabe des Komparators (364) zu erhöhen oder zu vermindern; und einen DA-Umwandler (366), um den Zählerwert in einen analogen Wert umzuwandeln, und wobei die Offset-Kompensationseinrichtung (36) den Bias-Strom auf Basis der Ausgabe des DA-Umwandlers (366) anpasst.
  14. Tiefpassfilter nach Anspruch 2, wobei das zweite Halbleiterelement ein Transistor ist, der die zweite Leitfähigkeit (gm2) gemäß eines zugeführten Bias-Stroms liefert, und wobei der Tiefpassfilter weiterhin umfasst: eine Replikaschaltung mit einer Architektur identisch zu einem Teil, der das zweite Halbleiterelement, die zweite Filtereinrichtung (33) und die Addiereinrichtung (34) enthält; und Offset-Kompensationseinrichtung (36), um auf Basis des Ausgangs der Replikaschaltung einen Bias-Strom anzupassen, der einem in der Replikaschaltung enthaltenen Transistor zugeführt wird, entsprechend dem zweiten Halbleiterelement und dem dem zweiten Halbleiterelement zugeführten Bias-Strom.
  15. Tiefpassfilter nach Anspruch 14, wobei die Offset-Kompensationseinrichtung (36) ein invertierender Verstärker mit einer gegebenen Zeitkonstante ist.
  16. Tiefpassfilter nach Anspruch 2, wobei das erste Halbleiterelement ein erster Transistor (311A) ist, der die erste Leitfähigkeit (gm1) gemäß eines zugeführten ersten Bias-Stroms (lb1) liefert; das zweite Halbleiterelement ein zweiter Transistor (321A) ist, der die zweite Leitfähigkeit (gm2) gemäß eines zugeführten zweiten Bias-Stroms (lb2) liefert und der Tiefpassfilter des Weiteren eine Bias-Anpassungseinrichtung (37) umfasst, um den ersten und den zweiten Bias-Strom (lb1, lb2) in Übereinstimmung mit einer Temperaturänderung anzupassen.
  17. Tiefpassfilter nach Anspruch 16, wobei die Bias-Anpassungseinrichtung (37) enthält: einen dritten Transistor, der dem ersten Transistor (311A) entspricht; und einen vierten Transistor, der dem zweiten Transistor (321A) entspricht, und die Bias-Anpassungseinrichtung (37) Bias-Ströme mit einer gegebenen Stromdifferenz anpasst, die jeweils dem dritten und vierten Transistor zugeführt werden, in einer Weise, so dass eine gegebene Spannungsdifferenz zwischen dem dritten und dem vierten Transistor verursacht wird, und die den ersten und den zweiten Bias-Strom (lb1, lb2) gemäß der Anpassung des Bias-Stroms anpasst.
  18. Tiefpassfilter nach Anspruch 16, wobei die Bias-Anpassungseinrichtung (37) eine Temperaturkompensationsschaltung ist, die den ersten und den zweiten Bias-Strom (lb1, lb2) proportional zur Temperaturänderung ändert.
  19. Tiefpassfilter nach Anspruch 1, wobei das Schaltungselement (311) eine erste geschaltete Kondensatorschaltung und eine zweite geschaltete Kondensatorschaltung, bei der ein Ende mit einem Ende der ersten geschalteten Kondensatorschaltung verbunden ist und das andere Ende mit der zweiten Filtereinrichtung (33) verbunden ist, enthält und einen ersten Strom fließen lässt, wenn die erste und die zweite geschaltete Kondensatorschaltung in einem ersten Verbindungszustand sind, und die Stromerzeugungseinrichtung der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung entspricht, einen Kapazitätswert in dem gegebenen Verhältnis zu einer Summe von Kapazitätswerten der ersten und der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung hat, und den zweiten Strom erzeugt, wenn die erste und die zweite geschaltete Kondensatorschaltung in einem zweiten Verbindungszustand sind.
  20. Tiefpassfilter nach Anspruch 19, wobei die Addiereinrichtung (34) eine Spannungsfolgerschaltung enthält, die als Eingabe die zweite Spannung erhält und die erste Filtereinrichtung die erste Spannung auf Basis einer Ausgangsspannung der Spannungsfolgerschaltung ausgibt.
  21. Tiefpassfilter nach Anspruch 19, wobei wenigstens die erste oder die zweite geschaltete Kondensatorschaltung mit einer dritten geschalteten Kondensatorschaltung parallel verbunden ist, und, wenn entweder die erste oder die zweite geschaltete Kondensatorschaltung und die dritte parallel verbundene geschaltete Kondensatorschaltung elektrisch mit einem ersten Anschluss verbunden sind, die andere mit einem zweiten Anschluss elektrisch verbunden ist.
  22. Tiefpassfilter, der als Eingabe ein differenzielles Signal zwischen einem ersten und einem zweiten Eingangssignal erhält und ein differenzielles Signal zwischen einem ersten und zweiten Ausgangssignal ausgibt, wobei der Tiefpassfilter umfasst: eine erste Tiefpassfitereinheit, die das erste Eingangssignal als Eingabe erhält und das erste Ausgangssignal ausgibt; und eine zweite Tiefpassfiltereinheit, die das zweite Eingangssignal als Eingabe erhält und das zweite Ausgangssignal ausgibt, wobei wenigstens die erste oder die zweite Tiefpassfiltereinheit der Tiefpassfilter nach Anspruch 1 ist.
  23. Tiefpassfilter nach Anspruch 22, wobei die Stromerzeugungseinrichtung eine Stromspiegelschaltung ist, die eingangsseitig ein erstes Halbleiterelement mit einer ersten Leitfähigkeit (gm1) und ausgangsseitig ein zweites Halbleiterelement mit einer zweiten Leitfähigkeit (gm2) in dem gegebenen Verhältnis zur ersten Leitfähigkeit (gm1) hat, und die als Eingabe den ersten Strom erhält und den zweiten Strom ausgibt, und das Schaltungselement (311) das erste Halbleiterelement ist.
  24. Tiefpassfilter nach Anspruch 22, wobei das Schaltungselement (311) ein erster Spannungsstromumwandler mit der ersten Leitfähigkeit (gm1) ist, um die erste Spannung in den ersten Strom umzuwandeln, und die Stromerzeugungseinrichtung ein zweiter Spannungsstromumwandler mit der zweiten Leitfähigkeit (gm2) in dem gegebenen Verhältnis zur ersten Leitfähigkeit (gm1) ist, um die erste Spannung in den zweiten Strom umzuwandeln.
  25. Rückkopplungssystem zur Rückkopplung eines Ausgangstakts (CKout), der auf Basis eines Eingangstakts (CKin) erzeugt wird, um den Ausgangstakt (CKout) eine gewünschte Charakteristik annehmen zu lassen, wobei das Rückkopplungssystem umfasst: eine Ladungspumpschaltung (20), um einen Ladungsstrom auf der Basis einer Phasendifferenz zwischen dem Eingangstakt (CKin) und einem aus der Rückkopplung resultierenden Takt zu erzeugen; den Tiefpassfilter (30) Nach Anspruch 1 als Schleifenfilter, der den Ladungsstrom als Eingabe erhält; und eine Ausgangstakterzeugungseinrichtung, um den Ausgangstakt (CKout) auf Basis eines Ausgangssignals des Schleifenfilters zu erzeugen.
  26. Rückkopplungssystem nach Anspruch 25, wobei die Ausgangstakterzeugungseinrichtung ein spannungsgesteuerter Oszillator (40) ist, der den Ausgangstakt (CKout) erzeugt und eine Oszillationsfrequenz auf Basis des Ausgangssignals des Schleifenfilters ändert.
  27. Rückkopplungssystem nach Anspruch 25, wobei die Ausgangstakterzeugungseinrichtung eine spannungsgesteuerte Verzögerungsschaltung ist, die eine Verzögerung des Ausgangstakts (CKout) von dem Eingangstakt (CKin) auf Basis des Eingangstakts (CKin) und dem Ausgangssignal des Schleifenfilters ändert.
  28. Rückkopplungssystem nach Anspruch 25, das des Weiteren umfasst: eine Stationärphasenfehleraufhebeschaltung mit einer Pumpschaltung (20) zur Erzeugung eines dritten Stroms auf Basis einer Phasendifferenz zwischen dem Eingangstakt (CKin) und dem aus der Rückkopplung resultierenden Takt, Ladungsspeicherungseinnchtung, die den dritten Strom erhält, und einer spannungsgesteuerten Stromquelle zur Erzeugung eines vierten Stroms in Übereinstimmung mit einer Spannung, die in der Ladungsspeicherungseinrichtung erzeugt wird, wobei die Stromerzeugungseinrichtung eine Stromspiegelschaltung ist, die eingangsseitig einen ersten Feldeffekttransistor zur Erzeugung einer ersten Leitfähigkeit (gm1) in Übereinstimmung mit einem zugeführten ersten Bias-Strom (lb1), und ausgangsseitig einen zweiten Feldeffekttransistor zur Erzeugung einer zweiten Leitfähigkeit (gm2) in dem gegebenen Verhältnis zur ersten Leitfähigkeit (gm1) hat, an ihrer Eingangsseite den ersten Strom aufnimmt und den vierten Strom entweder an ihrer Eingangs- oder ihrer Ausgangsseite, und den zweiten Strom ausgibt, und das Schaltungselement (311) der erste Feldeffekttransistor ist.
  29. Rückkopplungssystem nach Anspruch 25, wobei das Schaltungselement (311) in der Lage ist, seine Leitfähigkeit zu ändern, und das Rückkopplungssystem des Weiteren eine Bias-Steuerungseinrichtung zur Änderung der Leitfähigkeit des Schaltungselements (311) und des Ladungsstroms in Übereinstimmung mit einem gemeinsamen Bias-Steuerungssignal (CS1) umfasst.
  30. Rückkopplungssystem nach Anspruch 29, wobei die Stromerzeugungseinrichtung eine Stromspiegelschaltung ist, die eingangsseitig einen ersten Feldeffekttransistor zur Erzeugung einer ersten Leitfähigkeit (gm1) in Übereinstimmung mit einem zugeführten ersten Bias-Strom (lb1) und ausgangsseitig einen zweiten Feldeffekttransistor zur Erzeugung einer zweiten Leitfähigkeit (gm2) in dem gegebenen Verhältnis zur ersten Leitfähigkeit (gm1) in Übereinstimmung mit einem zugeführten zweiten Bias-Strom (lb2) hat, den ersten Strom als Eingabe erhält und den zweiten Strom ausgibt, das Schaltungselement (311) der erste Feldeffekttransistor ist, und die Bias-Steuerungseinrichtung den ersten und den zweiten Bias-Strom (lb1, lb2) und den Ladungsstrom in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal (CS1) ändert.
  31. Rückkopplungssystem nach Anspruch 29, wobei das Schaltungselement (311) ein erster Spannungsstromumwandler mit der ersten Leitfähigkeit (gm1) zur Umwandlung der ersten Spannung in den ersten Strom ist, die Stromerzeugungseinrichtung ein zweiter Spannungsstromumwandler mit der zweiten Leitfähigkeit (gm2) in dem gegebenen Verhältnis zur ersten Leitfähigkeit (gm1) zur Umwandlung der ersten Spannung in den zweiten Strom ist, die erste und die zweite Leitfähigkeit (gm1, gm2) des ersten und des zweiten Spannungsstromumwandlers änderbar sind, und die Bias-Steuerungseinrichtung die erste und die zweite Leitfähigkeit (gm1, gm2) und den Ladungsstrom in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal (CS1) ändert.
  32. Rückkopplungssystem nach Anspruch 29, wobei das Bias-Steuerungssignal (CS1) auf Basis des Ausgangssignals des Schleifenfilters erzeugt wird.
  33. Rückkopplungssystem nach Anspruch 29, wobei die Addiereinrichtung (34) ein Operationsverstärker (34A) ist, und die Bias-Steuerungseinrichtung eine Bandcharakteristik des Operationsverstärkers (34A) in Übereinstimmung mit dem Bias-Steuerungssignal (CS1) ändert.
  34. Rückkopplungssystem nach Anspruch 32, das des Weiteren umfasst: Anschalteinrichtung (60) zur Schaltung eines Ausgangssignals des Schleifenfilters zwischen einem ersten Zustand, in dem das Ausgangssignal auf eine Ausgabe der Addiereinrichtung (34) gesetzt ist, und einem zweiten Zustand, in dem das Ausgangssignal auf eine gegebene Spannung gesetzt ist, wobei die Anschalteinrichtung (60) den zweiten Zustand beim Anschalten des Rückkopplungssystems setzt.
  35. Rückkopplungssystem nach Anspruch 34, wobei die Addiereinrichtung (34) ein Operationsverstärker (34A) ist, der die zweite Filtereinrichtung (33) in einem negativen Rückkopplungsteil davon hat und als Eingabe die erste Spannung an einem nicht invertierenden Eingangsanschluss erhält und eine dritte Spannung als das Ausgangssignal ausgibt, die Anschalteinrichtung (60) einen Schalter hat, um einen Verbindungszustand von Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers (34A) zwischen kurzgeschlossen und nicht-verbunden umzuschalten, und der Schalter die Eingangsanschlüsse in dem ersten Zustand trennt und die Eingangsanschlüsse in dem zweiten Zustand kurzschließt.
  36. Rückkopplungssystem nach Anspruch 34, wobei die Anschalteinrichtung (60) einen Schalter hat, um eine Spannungsquelle für die gegebene Spannung zwischen einer internen Spannungsquelle und einer externen Spannungsquelle umzuschalten.
  37. Rückkopplungssystem zur Rückkopplung eines Ausgangstakts (CKout), der auf Basis eines Eingangstakts (CKin) erzeugt wird, um den Ausgangstakt (CKout) eine gewünschte Charakteristik annehmen zu lassen, wobei das Rückkopplungssystem umfasst: eine Ladungspumpschaltung (20) zur Erzeugung eines ersten und zweiten Ladungsstroms auf Basis einer Phasendifferenz zwischen dem Eingangstakt (CKin) und einem aus der Rückkopplung resultierenden Takt; einen Schleifenfilter, der als Eingabe ein differenzielles Signal zwischen dem ersten und dem zweiten Ladungsstrom erhält und ein erstes und ein zweites Ausgangssignal ausgibt; und Ausgangstakterzeugungseinrichtung, die als Eingabe ein differenzielles Signal zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangssignal erhält und den Ausgangstakt (CKout) erzeugt, wobei der Schleifenfilter enthält: einen ersten Tiefpassfilter, der als Eingabe den ersten Ladungsstrom erhält und das erste Ausgangssignal ausgibt; und einen zweiten Tiefpassfilter, der den zweiten Ladungsstrom als Eingabe erhält und das zweite Ausgangssignal ausgibt, wobei zumindest der erste oder der zweite Tiefpassfilter ein Tiefpassfilter nach Anspruch 1 ist.
  38. Integrierte Halbleiterschaltung, die den Tiefpassfilter nach Anspruch 1 umfasst.
  39. Integrierte Halbleiterschaltung, die das Rückkopplungssystem nach Anspruch 25 umfasst.
  40. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 39, die in einer IC Karte verwendet wird.
  41. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 39, wobei die integrierte Halbleiterschaltung eine Chip-on-Chip Struktur hat, und das Rückkopplungssystem in einem oberen Teil der Chip-on-Chip Struktur enthalten ist.
  42. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 39, wobei das Rückkopplungssystem in einer Pad-Region der integrierten Halbleiterschaltung vorgesehen ist.
  43. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 39, wobei die integrierte Halbleiterschaltung ein Mikroprozessor ist.
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