-
Erfindungsgebiet
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft die Unterdrückung von Rauschen in Kommunikationssystemen
und insbesondere die Unterdrückung
von Bildrauschen in superheterodynen Kommunikationsempfängern, die
ein Bildunterdrückungsfilter
auf dem Chip verwenden.
-
Hintergrund
der Erfindung
-
In
mobilen Kommunikationssystemen werden weiterhin superheterodyne
Empfänger
als Basisarchitekturelement verwendet. Ein superheterodyner Empfänger besteht
am Frontende typischerweise aus einem rauscharmen Verstärker (LNA),
einem Bildunterdrückungsfilter,
einem Mischer und einem VCO, wie dies in der 1 gezeigt
ist. Ein LNA mit einer sehr niedrigen Rauschzahl ist typischerweise erforderlich,
um zu ermöglichen,
dass der Empfänger sehr
schwache Signale detektiert. Zusätzlich
muss der LNA einen ausreichenden Verstärkungsfaktor bereitstellen,
um Rauschen zu unterdrücken,
das durch die ihm folgenden Stufen erzeugt wird. Der Mischer ermöglicht eine
Abwärtsumsetzung
oder Translation des gewünschten
Signals von der Funkfrequenz (RF) auf eine Zwischenfrequenz (ff)
für die
Weiterverarbeitung durch das Empfänger-Back-End.
-
Ein
allgemein bekanntes Ereignis in superhetereodynen Empfängern ist,
dass der rauscharme Verstärker
(LNA) des Frontendes thermisches Rauschen an einer Bildfrequenz
erzeugen kann (im Abstand von zwei IFs von der gewünschten
Funkfrequenz gelegen), und dass während der Abwärtsumsetzung
das Bildrauschen auf dem thermischen Rauschen bei der gewünschten
Empfängerfrequenz
Falten bildet. Bei einem wahrscheinlicheren Szenario kann jedoch
irgendein anderes Signal, das auf der Bildfrequenz gesendet wird,
von der Antenne empfangen werden und durch den LNA zusammen mit dem
gewünschten
Signal verstärkt
werden. In jedem Fall ist vor der Abwärtsumsetzung zur Unterdrückung von
unerwünschten
Bildsignalen eine gewisse Form von Bildrauschunterdrückung erforderlich.
-
Die
US-PS 4,263,676 ("Liebel") offenbart ein RF-Verstärkungssystem
mit einer Bildunterdrückung. Wenn
das Bild oder eine unerwünschte
Frequenz empfangen wird, wird die Drain-Wannen-Impedanz des FET
sehr klein, während
die Source-Wannen-Impedanz relativ groß ist, was den Verstärkungsfaktor bei
der Bildfrequenz wirksam verschlechtert. Wenn dies auftritt ist
der Strom, welcher in die erste Wannenschaltung fließt, reduziert,
was bewirkt, dass die am Drain anliegende Spannung reduziert wird
und die unerwünschten
Signale werden in der IF-Sektion des Empfängers unterdrückt. Das
RF-Verstärkungssystem
von Liebel begünstigt
nicht die Integration.
-
Derzeit
werden häufig
für die
Bildunterdrückung "off-chip"-Passivfilter, wie
beispielsweise Akustische Oberflächenwellen-(SAW)-Filter
oder Keramikfilter verwendet. Diese Filter stellen jedoch ein Haupthindernis
bei der Anhebung des Integrationsniveaus von drahtlosen Funkgeräten dar,
da sie nicht leicht auf den Silizium (SI)-Substrat integriert werden können. Weiterhin
macht ihre Verwendung die Gestaltung des Empfänger-Frontendes kompliziert.
Beispielsweise muss der LNA so gestaltet sein, dass er 50 Ohm treibt,
wenn sein Ausgang chipextern (off-chip) kommt. Die Anpassung vom
LNA zum Filter muss daher entweder chipintern oder auf der Leiterplatte
durchgeführt
werden. Das Filter muss dann an den Mischereingang angepasst sein,
der ebenfalls mit 50 Ohm getrieben werden muss. Dies impliziert, dass
große
Funkfrequenz-(RF)-Signale an zwei Verbindungsdrähten in der für den Empfänger verwendeten
Packung vorhanden sind. Und der Verbindungsdrähte die Hauptquelle für Signalkopplung sind,
führt dies
zu einer erhöhten
Signalkopplung zwischen den jeweiligen Ports im Empfänger. Weiterhin müssen zusätzliche
Pins enthalten sein, um das chipexterne Filter aufzunehmen, was
zu teureren Packungen und häufig
zu größeren integrierten
Schaltungs-(IC)-Formen führt.
-
Chipexterne
Filter stellen auch einen signifikanten Teil der Gesamtkosten des
Empfängerfrontendes
dar. Wenn daher die Anstrengung ausgedehnt wird, das Filter monolithisch zu
integrieren, dann wird das Signal, bevor es die IF-Stufe in der Empfängerkette
erreicht, niemals den Chip verlassen müssen. Auf diese Weise kann
eine billigere Packung verwendet werden und das teure chipexterne Filter
kann eliminiert werden.
-
Bis
heute ist die monolithische Bildunterdrückung nur unter Verwendung
von Bildunterdrückungsmischern
zufrieden stellend gezeigt worden. Solche Implementierungen haben
jedoch nicht den erforderlichen Unterdrückungsgrad geschaffen, um die
bestehenden zellulären
Standards zu erfüllen. Ein
monolithisches Bildunterdrückungsfilter,
welches zwischen LNA und dem Mischer integriert ist, ist daher weiterhin
eine Herausforderung für
die RF-Design-Community.
-
Eine
nahe liegende Lösung
zur Realisierung eines monolithischen Bildunterdrückungsfilters
ist die Verwendung eines Bandpassfilters, um das gewünschte Signal
und nicht das Bild durchgehen zu lassen. Ein monolithisches Bandpassfilter,
dass eine für
ein Empfänger-Frontende
geeignete Leistung hat, ist jedoch noch nicht vorgestellt worden.
Abstimmbare monolithische Bandpassfilter mit geringer Leistung mit
hoher Selektivität
sind im Hinblick auf Stabilität, Linearität und Rauschen
schwierig zu realisieren.
-
Vor
kurzem wurde über
ein paar "chipinterne" Kerbfilter-Implementierungen
von Bildunterdrückungsfiltern
berichtet. Die Mehrheit derselben leidet jedoch an einer geringen
Linearität
und dürftigen Rauschzahl
(d. h. sie werden zu begrenzenden Faktoren bei der Qualität der empfangenen
Information). Die meisten dieser Implementierungen erfordern abgesehen
vom Strom auch einen großen
Anteil an Extraschaltungen und Chipfläche.
-
Da
die Popularität
von drahtlosen PC-Systemen (PCS) weiter wächst, ist der Bedarf an billigen Funkempfängern mit
niedriger Leistung übergeordnet.
Die niedrigen Kosten können
erzielt werden, indem die erforderlichen Funktionen soweit als möglich integriert
werden und die Anzahl der chipexternen Komponenten minimiert wird.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
Frühere chipinterne
Lösungen
zur Integrierung der des Bildunterdrückungsfilters auf einem Empfänger-Frontende
haben eine zusätzliche
Stufe verwendet, die auf das rauscharme Filter (LNA) folgt, um für den Empfänger die
Bildunterdrückungsfunktion
durchzuführen.
Die vorliegende Erfindung offenbart jedoch eine neue Topologie zur
Integrierung eines Bildunterdrückungsfilters
mit einem traditionellen LNA zur Verwendung in einem Frontende eines
superheterodynen Empfängers.
-
Gemäß einem
ersten breiten Aspekt der Erfindung ist die herkömmliche Topologie für einen
LNA modifiziert, indem der Degenerationsinduktor durch einen Resonator
ausgetauscht wird, um eine Kerbaktion in der Frequenz in Antwort
auf den LNA an der ungewünschten
Bildfrequenzkomponente vorzunehmen. Der LC-Resonator ist bei der
Bildfrequenz zentriert und zeigt eine hohe Impedanz am Emitter des treibenden
Verstärkers,
um zu bewirken, dass der treibende Verstärker einen im Wesentlichen
geringen Verstärkungsfaktor
bei der Bildfrequenz hat.
-
Gemäß einem
weiteren Aspekt ist eine integrierte Schaltung geschaffen, mit:
einem Mehrfachanschluss-Schaltungselement mit einem ersten leitenden
Anschluss zum Bereitstellen eines Ausgangssignals, einem zweiten
leitenden Anschluss, der an ein induktives Degenerationselement
angeschlossen ist, und einem Steueranschluss zum Empfangen eines
Eingangssignals; und einem Filternetzwerk, das an den zweiten leitenden
Anschluss des Mehrfachanschluss-Schaltungselementes gekoppelt ist,
um dem zweiten leitenden Anschluss eine im Wesentlichen hohe Impedanz
bei einer Bildfrequenz des Eingangssignals zu verleihen, um zu bewirken,
dass eine unerwünschte
Bildfrequenzkomponente in dem Ausgangssignal des Mehrfachanschluss-Schaltungselementes
im Wesentlichen eliminiert wird; wobei das Filternetzwerk eine Kombination
aus einem abstimmbaren, parallelen LC-Resonator und einem negativen Widerstandserzeugungsnetzwerk
aufweist, wodurch im Betrieb das negative Widerstanderzeugungsnetzwerk
einen negativen Widerstand erzeugt, der im Wesentlichen inhärente Widerstandsverluste
des LC-Resonators auslöscht.
-
Die
Topologie der vorliegenden Erfindung erfordert einen minimalen zusätzlichen
Schaltkreis zur Durchführung
der Filterfunktion, braucht nur minimal zusätzlichen Strom und leidet nicht
an den gleichen Leistungsbegrenzungen wie die derzeit verwendeten Topologien.
-
Andere
Aspekte und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden für den Fachmann
unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung der spezifischen
Ausführungsformen
der Erfindung in Verbindung mit den begleitenden Figuren ersichtlich.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
1 ist
ein Blockschaltbild des Frontendes eines superheterodynen Empfängers;
-
2 zeigt
einen herkömmlichen
rauscharmen Kaskoden-Verstärker
(LNA);
-
3 zeigt
eine modifizierte rauscharme Verstärker-(LNA)-Topologie, die eine
monolithische Bildunterdrückung
gemäß der vorliegenden
Erfindung bietet;
-
4 zeigt
eine modifizierte rauscharme Verstärker-(LNA)-Schaltung, welche
eine monolithische Bildunterdrückung
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung bereitstellt.
-
Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
-
In
der 2 ist die herkömmliche
Topologie für
einen rauscharmen Verstärker
(LNA) gezeigt, der im Allgemeinen in superheterodynen Empfängern verwendet
wird. Dieser zweistufige Verstärker
hat einen npn-Transistor Q1 als einen (CE)-Verstärker mit gemeinsamem Emitter
angeordnet, der einen npn-Kaskoden-Transistor Q treibt. Der LNA
hat ferner einen Induktor L und einen Kondensator C, die so angeordnet
sind, dass sie am Kollektor des Kaskoden-Transistors Q eine LC-Resonanzwanne
bilden. Der Emitter des Transistors Q1 ist durch einen Emitter-Degenerationsinduktor
Le an Masse gelegt. Anzu merken ist, dass
alle Vorspannungseinzelheiten für diese
Schaltung dem Fachmann allgemein bekannt sind, und als solches weggelassen
worden sind. Die Topologie der 2 wird üblicherweise
für den
LNA in einem Kommunikationsempfänger
gewählt,
um die Rauschzahl zu minimieren, wobei der gute Verstärkungsfaktor
noch erhalten bleibt.
-
Bei
der in der 2 gezeigten herkömmlichen
Topologie wirkt der Kaskoden-Transistor Q zur Verbesserung der Stabilität, der Frequenzantwort und
der umgekehrten Isolation in der Schaltung. Der Induktor L und der
Kondensator C setzen die Mittenfrequenz der Verstärkungsstufe,
d. h. die Frequenz, bei der der Verstärkungsfaktor des Verstärkers am Höchsten ist.
Schlussendlich trägt
der Degenerationsinduktor Le zur Verbesserung
der Anpassung der Schaltung an den Eingang bei und verbessert auch die
Linearität
auf Kosten einer gewissen Verstärkung.
-
Bezüglich der
Funktionsweise wird eine RF-Eingangsspannung RRin,
die an die Basis des treibenden Verstärkertransistors Q1 angelegt
wird, in einen Strom umgewandelt, der durch den Kaskoden-Transistor
Q geleitet wird, um eine Ausgangsspannung RFout bereitzustellen.
In der Praxis wird jedoch der Ausgang RFout des
LNA üblicherweise
einem chipexternen Bildunterdrückungsfilter
zugeleitet, um die unerwünschte
Bildfrequenz zu unterdrücken.
Diese Lösung
hat signifikante Nachteile aus den früher angegebenen Gründen.
-
Die
vorliegende Erfindung führt
eine neue Topologie ein, mit einem Kerbfilter, das bei der ungewünschten
Bildfrequenz zentriert ist und mit einem traditionellen LNA integriert
ist. Eine derartige Topologie kann beispielsweise zur Herstellung
eines vollständigen
monolithischen superheterodynen Empfänger-Frontendes führen. Die
Grundidee, auf der die vorliegende Erfindung basiert, ist in der 3 gezeigt,
in welcher die herkömmliche
Topologie für
den Kaskoden-LNA der 2 modifiziert ist, indem der Degenerationsinduktor
Le durch ein LC-Resonator ersetzt ist. Der übrige Teil
des Schaltkreises der 3 ist im Wesentlichen mit dem
in der 2 angegebenen identisch. Zur Bezeichnung gleicher Komponenten
sind daher gleiche Bezugszeichen verwendet worden. Der Einfachheit
halber sind die Vorspannungsdetails ebenfalls weggelassen worden.
-
Der
LC-Resonator am Emitter des treibenden Verstärkers Q1 hat einen Induktor
Le und einen Kondensator Ce, die geeignet
gewählt
sind, um bei einer gewünschten
Kerbfrequenz zentriert zu sein, d. h. der in Frage stehenden, besonderen
Bildfrequenz.
-
In
Verbindung mit den LC-Resonator wird es auch einige Verluste geben
und die werden durch ein Widerstandselement Rloss wie
in der 3 gezeigt, modelliert. Bei der Resonanzfrequenz
des LC-Resonators wird am Emitter des treibenden Transistors Q1 eine
hohe Impedanz präsentiert.
Eine hohe Impedanz bedeutet hier, dass der treibende Verstärker-Transistor Q1 bei
der Bildfrequenz einen sehr niedrigen Verstärkungsfaktor haben wird. Somit
wird der LNA das Bild reflektieren. Idealerweise wird eine unendliche
Impedanz am Emitter des treibenden Verstärker-Transistors in einen Null-Verstärkungsfaktor bei
der Bildfrequenz übersetzt.
-
Bei
Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz der LC-Wanne am Emitter
von Q1 wird die LC-Schaltung induktiv sperren und wird eine Impedanz
nahe der des tatsächlichen
Induktors Le haben, der in der Schaltung
verwendet wird. In dem Durchlassbereich wird daher der LNA immer
noch wie ein gewöhnlicher
LNA mit induktiver Degeneration aussehen. Die induktive Degeneration
wird typischerweise benötigt,
um eine gute Anpassung und Linearität ohne Beeinträchtigung
der Rauschzahl zu schaffen.
-
Die
in der 3 präsentierte
Schaltungstopologie illustriert nur die Erfindung vom konzeptionellen
Standpunkt aus betrachtet. Vom praktischen Standpunkt aus betrachtet,
werden die Widerstandsverluste Rloss, die
dem LC-Resonator zugeordnet sind, dessen Effektivität ernsthaft
beeinträchtigen. Um
daher die Widerstandsverluste Rloss des
Resonators zu überwinden,
ist eine gewisse Form einer Aktivschaltung zusätzlich zu der Parallelkombination aus
Kondensator Ce und Induktor Le erforderlich.
In der 3 ist ein negatives Widerstandselement –Rloss enthalten, um das Auslöschen der
Widerstandsverluste Rloss durch eine geeignete
aktive Schaltung anzugeben. Wie gezeigt ist ein einfacher Weg zur
Implementierung eines derartigen Auslöschens der Resonatorverluste
das Hinzufügen
einer Rückkopplung
um die zwei Reihen-Kondensatoren.
-
Demgemäß zeigt 4 eine
vollständige LNA-Schaltungstopologie,
die eine monolithische Bildunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung
bereitstellt. Grundsätzlich
zeigt diese Schaltung ein "Kombinations"-Kerbfilter und eine
Verstärkungsstufe.
Die Verstärkungsstufe
ist mit der in den 2 und 3 identisch,
und hat einen (CE)-Verstärker Q1
mit gemeinsamem Emitter, der einen npn-Kaskoden-Transistor Q treibt. Ähnlich sind
ein erster Induktor L1 und ein erster Kondensator
C1 parallel angeordnet, um eine LC-Resonanz-Wanne am
Kollektor des npn-Kaskoden-Transistors Q2 zu bilden. Der Emitter des
treibenden CE-Verstärkers
Q1 ist über
einen Emitter-Degenerationsinduktor Le1 an
Masse gelegt.
-
In
der Schaltung gemäß 4 ist
der Emitter des treibenden CE-Verstärkers Q1 weiter an einen gewissen
zusätzlichen
Schaltkreis gekoppelt, bestehend aus einer parallelen Resonatorschaltung,
um eine Kerbfilterfunktion zu implementieren. Im einzelnen ist der
Emitter des treibenden Verstärkers
Q1 über
einen Kopplungskondensator Ccp an die Basis eines
npn-Emitterfolger-Transistors Q3 AC-gekoppelt, dessen Emitter mit
einer Kapazitätsdiode
Cf2_var belastet ist, deren Kapazität durch
Anlegen einer Gleichstrom-Vorspannung Vfreq_tune variiert
werden kann. Der Kollektor des Emitterfolgertransistors Q3 ist an
eine erste Energieversorgungsschiene oder Versorgungsspannung Vcc angeschlossen. Der Kollektor des Emitterfolgertransistors
ist auch über
einen Vorspannungswiderstand Rbias an seine
jeweilige Basis gekoppelt. Der Emitterfolgertransistor Q ist ferner an
seinem Emitter an eine Stromquelle Isharp angeschlossen,
während
ein Kondensator Cf1 an seinen Basis-Emitter-Übergang angeschlossen ist.
Für den Fachmann
ist klar zu ersehen, dass der zusätzliche Schaltkreis der 4 effektiv
als eine Hälfte
eines herkömmlichen
Colpitts-Oszillators mit gemeinsamen Kollektor angesehen werden
kann. Dieser Teil des Schaltkreises ist jedoch nicht unstabil, da
er genug Verstärkung
hat, um das Oszillieren zu beginnen.
-
Unter
Berücksichtigung
der Verstärkerstufe der 4 wird
eine Kaskodentransistorkonfiguration verwendet, um den Miller-Effekt
zu eliminieren, dem vorherrschenden Anteil an der Hochfrequenzdämpfung.
Der Kaskodentransistor Q ist zwischen den Kollektorpfad des treibenden
CE-Verstärkers
Q1 gesetzt, um zu verhindern, dass dessen Kollektor schwingt (wodurch
der Miller-Effekt eliminiert wird), während der Kollektorstrom unge ändert durchgeht. An
die Basis des Kaskodentransistors Q (d. h. es wird angenommen, dass
die Basis perfekt AC-geerdet ist) wird eine feststehende Gleichstrom-Vorspannung Vbias angelegt und ist üblicherweise auf ein paar Volt über der
Emitterspannung des treibenden CE-Verstärkers Q1 gesetzt, um den Kollektor
des treibenden CE-Verstärkers
Q1 festzulegen und ihn im aktiven Bereich zu halten. Im Wesentlichen
wird der Kaskodentransistor Q dazu verwendet, die Interaktion zwischen
dem abgestimmten Ausgang RFout und dem abgestimmten
Eingang RFin zu verringern.
-
LC-Resonanz-Wannen-Schaltungen,
wie die in der 4 verwendete, die den Induktor
L1 und den Kondensator C1 aufweist,
werden in großem
Umfang in Kommunikationsschaltungen verwendet, um eine selektive
Verstärkung
eines Signals bei einer gewünschten
Frequenz zu schaffen. Die Komponenten L1 und
C1 werden gewählt, um mit der bestimmten Frequenz
mitzuschwingen, die das gewünschte Durchlassverhalten
bereitstellt. Der Induktor L1 oder Kondensator
C1 könnten
auch variabel gemacht sein, um eine Abstimmung der Resonanzfrequenz
zu ermöglichen.
-
Die
Verwendung einer abgestimmten LC-Schaltung als einer Kollektor-Last
bietet auch mehrere andere Vorteilen: eine höhere Einzelstufenverstärkung, da
die Last eine hohe Impedanz bei der gewünschten Signalfrequenz bietet,
während
sie immer noch einen beliebigen Ruhestrom zulässt; die Eliminierung von unerwünschten
Ladeeffekten der Kapazität,
da die LC-Resonanz-Schaltung jegliche Kapazität abstellt, indem sie sie zu
einem Teil der abgestimmten Schaltungskapazität macht; und die Eliminierung
der bandexternen Signale und von Rauschen infolge der Frequenzselektivität der abgestimmten
Schaltung.
-
Schließlich erzeugt
der Emitter-Degenerationsinduktor Le1 die
Rückkopplung,
welche notwendig ist, um die Linearität zu verbessern, während die Rauschzahl
minimiert wird. Der Induktor Le1 sollte präzise bemessen
sein, um gleichzeitig eine Rausch- und Leistungsübereinstimmung zu schaffen
und die Rauschzahl zu minimieren. Gleichzeitig sollte der Induktor
Le1 ausreichend groß genug sein, um eine akzeptable
Linearität
und Stabilität
sicherzustellen.
-
In
der in der 4 präsentierten Topologie ist die
Filterfunktion zum Entfernen der Bildfrequenz durch den Resonanzschaltkreis
implementiert, der um den Degenerationsinduktor Le1 angeordnet
ist, um ihn bei der Bildfrequenz zur Resonanz zu bringen. Um die
Interaktion von Gleichströmen
zwischen benachbarten Stufen zu verhindern, (d. h. die Verstärkung- und Filterstufen)
wird der Kopplungskondensator Ccp verwendet.
(Kondensatoren sind bei Gleichstrom offene Schaltungen und falls
groß genug,
Kurzschlüsse über Verstärkungsbetriebsfrequenzen).
Daher ermöglicht
der Kopplungskondensator Ccp eine Gleichstrompegelverschiebung
zwischen dem treibenden Verstärker
Q1 und dem Emitterfolgertransistor Q des Filternetzwerkes.
-
Der
Transistor Q ist in einer Konfiguration mit gemeinsamem Kollektor
geschaltet und bildet eine aktive Rückkopplungsschaltung, die jegliche
Verluste im Resonator auslöscht,
daher eine perfekte offene Schaltung bei der Resonanzfrequenz bildet.
Der Vorspannungswiderstand Rbias bildet
einfach eine Vorspannung an der Basis des Transistors Q, so dass dieser
einschalten kann und aktiv sein kann. Die Kondensatoren Cf1, Cf2_var und der
Induktor Le1 setzen die Frequenz der Kerbe.
Der Kondensator Cf2_var ist unter Verwendung
einer abstimmbaren Kapazitanz (Kapazitätsdiode) implementiert, um
das Filter abstimmbar zu machen und um Änderungen in den Vorrichtungsparametern
zu überwinden,
die durch unbeabsichtigte Veränderungen
beim Herstellungsvorgang eingeführt
worden sind. Die Stromquelle Isharp setzt
den Strom, welcher durch den Transistor Q fließt. Infolge der Betriebsänderungen
kann es notwendig sein, dass die Stromquelle Isharp abgestimmt
wird, um eine perfekte Auslöschung
der Verluste in dem Resonator sicherzustellen. Dies ist eine wesentliche
Funktion, weil –Rloss der 3 proportional
zum Strom Isharp ist. Die Stromquelle Isharp ist daher so abgestimmt, dass –Rloss = Rloss gilt,
oder so abgestimmt, dass der Netzwiderstand Null ist.
-
Es
ist wichtig hier anzumerken, dass jegliche Kapazität, die in
dem Emitter des treibenden Verstärkers
Q1 platziert ist, zu einem negativen Widerstand an der Basis führen kann,
was zu Instabilität
in der Schaltung führen
kann. Dies ist deshalb der Fall, weil kapazitive Degeneration beim
Stand der Technik nicht in breitem Umfang verwendet wird. Bei der
Topologie der vorliegenden Erfindung wird jedoch der Frequenzbereich, über den
der Emitter des treibenden Verstärkers
Q1 eine signifikante negative Reaktanz hat, völlig begrenzt, was sein Schwingungsvermögen behindert.
-
Der
Resonanzschaltkreis der 4 eliminiert das "Stapeln" von Transistoren,
so dass die niedrigstmögliche
Versorgungsspannung Vcc verwendet werden
kann. Bei der Resonanzfrequenz wird die aktive Rückkopplungsschaltung annähernd eine
perfekt offene Schaltung sein und daher eine unendliche Impedanz
haben. Mit einer unendlichen Größe der Degeneration
oder des Widerstandes in dem Emitter des treibenden Verstärkers Q1
wird die Verstärkungsstufe
keinen Verstärkungsfaktor
haben. Als Ergebnis wird es in der Frequenzantwort des Verstärkers bei
dieser Frequenz eine "Kerbe" geben. Demgemäß ist die
Kerbfrequenz so abgestimmt, dass sie bei der Frequenz des ungewünschten
Bildes zentriert ist.
-
Wie
angegeben steuert die Kapazitätsdiode Cv2_var wirksam den Abstimmungsbereich. Somit
kann die Frequenz der Kerbe durch Einstellen der Kapazitätsdiodenkapazität Cf2_var mit der DC-Vorspannung Vfreq_tune zentriert
werden. Weiterhin kann die Kerbtiefe gesteuert werden, indem der
Strom Isharp eingestellt wird, was im Allgemeinen
als "Q-Abstimmung" bezeichnet wird.
Wenn der Strom Isharp für "Q-Abstimmung" eingestellt ist, wird dies auch die
Emitter-Basis-Kapazität
des Transistors Q ändern,
im Prinzip die Resonanzfrequenz beeinflussen. Der Kondensator Cf1, der über
die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Q geschaltet ist, entkoppelt
die Q-Abstimmung von der Frequenzabstimmung, d. h. die Kerbfrequenz
ist praktisch unverändert,
wenn die Q-Abstimmung durchgeführt
wird. Der Kondensator Cf1 verbessert auch
die Linearität
der Kerbschaltung durch Reduzieren der Spannungsgröße an der
Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Q.
-
In
der spezifischen Ausführungsform
der 4 ist die Resonatorschaltung mit negativer Rückkopplung
an den Emitter des treibenden Verstärkers Q1 mit dem Transistor
Q implementiert, der in einer Konfiguration mit gemeinsamem Kollektor
geschaltet ist. Es sollte hier jedoch angemerkt werden, dass dies
nur eine mögliche
Implementierung von vielen ist. Für den Fachmann ist klar zu
ersehen, dass ein Resonator mit negativer Rückkopplung in einer Vielzahl
von anderen Weisen implementiert sein kann, einschließlich, jedoch
nicht begrenzt auf Versionen mit gemeinsamer Basis und gemeinsamem
Emitter der im Einzel nen gezeigten Schaltung. Ähnlich sind mit Bezug auf die
MOSFET-Technologie auch Konfigurationen mit gemeinsamem Gate und
gemeinsamer Source gültig.
-
Zur
Veranschaulichung typischer Komponentenwerte, die verwendet werden
können,
um eine integrierte "LNA-Bild-Filter"-Topologie gemäß 4 zu
implementieren, ist zu berücksichtigen,
dass ein herkömmliches
Empfänger-Frontende
ein Durchgangsband von 5 GHz mit 1 GHz IF erfordert. Dies führt zu einer
Bildfrequenz bei 7 GHz. Mit Bezug auf die Verstärkungsschaltung sollten die
Transistoren Q1 und Q2 große
Vorrichtungen in der Größenordnung
von 2×20 μm-Emitter
(d. h. zwei Emitter-Finger jeweils mit einer Länge von 20 μm) sein. Um das gewünschte Durchlassverhalten
zu erzielen, sollte der Induktor L1 der
LC-Wanne ungefähr
0,9 nH und der Kondensator C1 ungefähr 750 fF
haben. Um die Rückkopplung
zu schaffen, die notwendig ist, um die Stabilität sicherzustellen und die Linearität zu verbessern,
während
die Rauschzahl minimiert wird, kann ein chipinterner 0,4 nH Degenerationsinduktor
Le1 verwendet werden. Der Kupplungskondensator
Ccp sollte ziemlich groß sein, beispielsweise 15 pF.
Der Kondensator Cf1 sollte ungefähr 2 pF
betragen, der Vorspannungswiderstand Rbias ungefähr 5 kΩ betragen
und die Kapazitätsdiode
Cf2_var sollte in der Größenordnung von 1,5 pF sein.
Schließlich
sollte der Transistor Q3, der die aktive Rückkopplungsschaltung bildet,
ebenfalls eine große
Vorrichtung sein, vergleichbar mit der Größe der Transistoren Q1, Q2, welche
die Verstärkungsstufe
aufweist, d. h. ungefähr
2 × 20 μm.
-
Die
Bemessung der Transistoren Q1 und Q2 und des Induktors Le1, welche der LNA-Teil der Schaltung aufweist,
sollten gleichzeitig die Rausch- und Leistungs-Übereinstimmungserfordernisse
erfüllen. Der
Wert des Degenerationsinduktors Le1 sollte
jedoch etwas reduziert sein, um die Tatsache zu kompensieren, dass
die Anwesenheit des Resonators ihn leicht gegenüber seinem Nennwert in dem
Durchgangsband der Schaltung anhebt. Der Widerstand Rbias bildet
eine Vorspannung für
den Transistor Q und sein Wert ist kein kritischer Gestaltungsparameter.
Der Kopplungskondensator Ccp sollte so groß als praktisch
möglich
gemacht sein, so dass seine Anwesenheit nicht das Vermögen der
Schaltung, seine Verluste zu überwinden,
beeinträchtigt,
jedoch nicht so groß sein,
dass seine parasitäre
Komponente einen großen
Signalverlust verursacht. Der Transistor Q sollte im allgemei nen
sehr groß sein,
damit sein parasitärer
Widerstand keine zusätzlichen,
zu überwindenden
Verluste erzeugt.
-
LNAs
haben traditionellerweise infolge der Anordnung der Transistoren
in dem Signalpfad eine gute Rauschzahl und eine gute Linearität erzeugt.
Filter sind jedoch üblicherweise
ziemlich kompliziert und die Anordnungen der Transistoren und anderen Schaltungselemente
führen
nicht üblicherweise
zu einer guten Leistung. Bei der vorliegenden Erfindung wird jedoch
der Resonator unterhalb seiner Resonanzfrequenz induktiv sperren
und wird daher eine Impedanz nahe derjenigen des aktuellen Induktors Le1 haben, der in der Schaltung angeordnet
ist. Daher sperrt die Topologie der vorliegenden Erfindung genau
wie ein traditioneller LNA mit induktiver Degeneration in dem gewünschten
Durchgangsband.
-
Für den Fachmann
ist klar zu ersehen, dass die Topologie der vorliegenden Erfindung
nicht auf die den spezifischen Ausführungsformen gezeigte bipolare
Technologie begrenzt ist, sondern alternativ unter Verwendung der
CMOS-Technologie von MESFETs, JFETs, Vakuumröhren, etc. implementiert werden
kann. Es ist allgemein eine bekannte Tatsache, dass RF-Schaltungen
unter Verwendung jeglicher zur Verfügung stehender Technologie
implementiert werden können,
die spannungsgesteuerte oder stromgesteuerte Stromquellen bildet.
Beispielsweise würde
die Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung auch funktionieren, wenn alle Bipolartransistoren durch
entsprechende CMOS-Transistoren ersetzt wären. Selbstverständlich müssten die
CMOS-Transistoren geeignet bemessen sein, um zu einer guten Leistung
zu führen.
Daher müsste
die Optimierung der Schaltung wie die für die in den spezifischen Ausführungsformen
beschriebene bipolare Implementierung durchgeführt werden.
-
Für den Fachmann
ist klar zu ersehen, dass die Anschlüsse an Masse der 4 alternativ
auch durch Anschlüsse
an eine zweite Stromversorgungsschiene ersetzt werden können. Beispielsweise
kann die Masse durch eine negative Stromversorgungsschiene oder
Versorgungsspannung, –VEE, ersetzt sein, solange als die Spannungsdifferenz
zwischen den zwei Versorgungsschienen ausreichend klein gehalten
ist.
-
Weiterhin
ist in der Implementierung gemäß 4 der
Kopplungskondensator Ccp dazu verwendet,
eine Wechselstromkopplung des Filternetzwerkes mit dem Emitter des
treibenden Verstärkers
Q1 zu bilden. Eine derartige Einrichtung zur Wechselstromkopplung
ist jedoch in keiner Weise auf die Verwendung eines Kondensators
begrenzt. Beispielsweise kann der Kopplungskondensator Ccp durch einen Transformator oder irgendein
anderes Element ersetzt sein, das eine offene Schaltung für Gleichstrom
und eine Kurzschlussschaltung für
Wechselstrom ist.
-
Zum
Schluss ist für
den Fachmann zu ersehen, dass das Konzept der Erfindung in keiner
Weise auf die beschriebene LNA-Anwendung begrenzt ist, sondern bei
jedem Mehrfachanschluss-Schaltungselement angewandt werden kann,
welches an seinem Ausgang ein Signal speist, das eine unerwünschte Bildfrequenzkomponente
enthält.
Beispielsweise kann das Kerbfilternetzwerk alternativ an einen Mischer
oder einen Pufferverstärker
wechselstrom-gekoppelt sein.
-
Obwohl
bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung beschrieben und dargestellt worden sind, ist für den Fachmann
klar zu ersehen, dass zahlreiche Modifikationen, Änderungen
und Anpassungen durchgeführt
werden können,
ohne von dem Umfang der Erfindung wie er in den anhängenden
Patentansprüchen
definiert ist, abzuweichen.