DE69119815T2

DE69119815T2 - Telemetrie-Sender

Info

Publication number: DE69119815T2
Application number: DE69119815T
Authority: DE
Inventors: Dennis D Ferguson; Jeffrey J Kriz
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1990-03-30
Filing date: 1991-03-27
Publication date: 1996-12-12
Anticipated expiration: 2011-03-28
Also published as: EP0450476A2; JPH05122259A; US5818880A; EP0450476A3; DE69119815D1; EP0450476B1

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Telemetrie-Sender gemäß dem Gattungsbegriff des Patentanspruches 1 und insbesondere auf leistungswirksame frequenzmodulierte Sender.

Hintergrund der Erfindung

Telemetrie-Sender sind im Stand der Technik bekannt. Derartige Sender sind bis heute jedoch nicht effizient, benötigen keine geringe Leistung, sind nicht monolithisch und kompakt bei einem ausgezeichneten Übertragungsbereich mit Kompatibilität zu dem Telemetriestandard der Zwischenbereich-Instrumentierungsgruppe (IRIG). Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Telemetrie-Sender anzugeben, der effizient ist, geringe Leistung verbraucht, monolithisch und kompakt ist. Diese Aufgabe wird erzielt gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen dieses Senders können den abhängigen Ansprüchen entnommen werden.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine monolithische Telemetrie-Sender-Chipgruppe. Die Chipgruppe umfaßt verschiedene monolithisch integrierte Schaltkreise. Das gesamte Sendersystem kann auf einem monolithischen Chip enthalten sein, wobei aber eine solche Herstellung nicht so kostenwirksam ist, wie die Verwendung verschiedener Chips auf Grund der geringeren Ausbeutungsrate bei der Erzeugung des Einzelchips. Die Erfindung besitzt einen Oszillationsabschnitt, der einen fündamentalen Signalausgang mit hoher Frequenz vorgibt. Es gibt ein Frequenz-Stabilisierungselement in dem Oszillationsabschnitt, welches ein keramischer Resonator oder irgeneine andere Hochleistungs-Resonatorgruppe auf einem isolierenden Substrat sein kann. Der Oszillatorabschniff bzw. der Resonatorausgang wird durch einen monolithischen Frequenzverschiebungs-Tastschaltkreis moduliert. Das modulierte Signal wird durch einen monolithischen Leistungsverstärkerschaltkreis der Klasse F verstärkt. Die monolithischen Schaltkreise können auf Substraten hergestellt werden, die aus Galliumarsenid, Silizium oder einem ähnlichen Material bestehen.
Die vorliegende Erfindung gibt eine weitreichende Übertragung vor, die leistungseffizient, billig und kompakt ist und die in Subminiatur-Verpackung vorliegt, wobei eine monolithische integrierte Mikrowellen-Schaltkreistechnologie (MMIC) verwendet wird, die kompatibel mit dem Telemetriestandard der Zwischenbereichs-Instrumentierungsgruppe (IRIG) ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Figur 1 ist ein Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung;
Figuren 2a und 2b zeigen das Schema und die Auslegung des Resonatorschaltkreises.
Figuren 3a und 3b zeigen den Schaltkreis und seine Auslegung für den Modulator.
Figuren 4a und 4b zeigen den Schaltkreis und seine Auslegung für den einstufigen Verstärker.
Figur 5 ist ein Diagramm, das die Leistungscharakteristik der vorliegenden Erfindung aufzeigt.
Figuren 6a und 6b zeigen den Schaltkreis und seine Auslegung für den zweistufigen Verstärker.
Figur 7 ist ein Diagramm, das die Leistungscharakteristik des zweistufigen Verstärkers aufzeigt.

Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispieles.

Figur 1 zeigt die grundlegende Auslegung der vorliegenden Erfindung. Der Telemetrie- Sender 84 umfaßt den Resonatorschaltkreis 9, den Modulator 44 und den Verstärker 46.
Der Resonatorschaltkreis 9 und der Modulator 44 bilden den Oszillatorschaltkreis 82. Der Oszillatorschaltkreis 82 und der Verstärker 46 befinden sich auf einem Substrat 42. Der Ausgang des Senders ist an eine Antenne 83 angeschlossen. Figur 2a ist ein Diagramm des Frequenz-Stabilisierungselementes 40 eines Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung. Figur 2b zeigt die Auslegung des Frequenz-Stabilisierungselementes 40 bezüglich der anderen Elemente der Erfindung. Das Frequenz-Stabilisierungselement 40 ist ein zylinderförmiges Stück aus Keramik mit einer Resonanzfrequenz und ein Äquvalent zu einem induktiven/kapazitiven (LC)-Schwingschaltkreis oder zu einem Quarzkristall mit hoher Güte (Q). Das Frequenz- Stabilisierungselement 40 kann als ein keramischer bzw. dielektrischer Resonator (DR) bezeichnet werden. Dielektrische Resonatoren mit 2,2 GHz bis 2,29 GHz, die in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet werden, sind erhältlich unter der Artikelnummer D86-23-0630-Y-284-A von der Firma Trans-Tech, Inc. in Adamstown, Maryland und unter der Artikelnummer DRD24BMC110A von der Firma Murata Mfg. Co., Ltd. in Kyoto, Japan. Resonatoren mit anderen Frequenzen können für andere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung bestellt und verwendet werden. Das Frequenz- Stabilisierungselement 40 befindet sich in enger Nachbarschaft zu der Übertragungsleitung 2 und diese Nähe führt zu einer elektromagnetischen Kopplung zwischen der Übertragungsleitung 2 und dem Frequenz-Stabilisierungselement 40. Das Frequenz-Stabilisierungselement 40 kann auf dem Substrat 42 der Übertragungsleitung 2 angeordnet werden. Ein Ende der Übertragungsleitung 2 ist mit einem 50 Ohm-Widerstand 41 nach Masse abgeschlossen. Der Resonatorschaltkreis 9 ist durch eine metallische Umhüllung umgeben, die eine einstellbare Deckelhöhe bzw. Schraube aufweist, welche den Resonanz-Abstimmungsschaltkreis beeinflußt. Das nicht-abgeschlossene Ende der Übertragungsleitung 2 ist der Ausgang 48 des Resonatorschaltkreises 9. Der Ausgang 48 ist mit dem Eingang 49 des Chips 44 verbunden, der ein Galliumarsenid (GaAs)-Substrat mit einer Dicke von 0,177 mm (0,007 inch) aufweist und der einen Oszillationsschaltkreis enthält, wie er in Figur 3a gezeigt ist. Der Eingang 49 ist mit der 50 Ohnn-Übertragungsleitung 1 verbunden. Die Übertragungsleitung 1 besitzt eine Breite von 0,127mm (0,005 inch) und eine Länge von 1,77 mm (0,070 inch). Die Übertragungsleitung 1 ist mit dem Transistor 3 verbunden, welcher ein metallischer Halbleiter-Feldeffekttransistor (MESFET) sein kann. Der Abstand zwischen dem Resonatorschaltkreis 9 und dem Transistor 3 ist kritisch und kann zu einer Energiereflektierung führen, die gleichphasig mit der Eingangsenergie auf der Oszillationsfrequenz ist. Der Schaltkreis des Chips 44 verursacht eine Unstabilität des Transistors 3 bei der Frequenz (f&sub0;) des Frequenz-Stabilisierungselementes 40. Die Oszillationsfrequenz (f&sub0;) kann zwischen 2,20 bis 2,29 Gigahertz (GHz) eingestellt werden, was dem S-Band-Telemetriebereich entspricht, wie er durch IRIG vorgegeben ist. Andere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung können jedoch andere Bereiche von Oszillationsfrequenzen verwenden. Das Vorspannungs-Steuernetzwerk 4 gibt auswählbare Strompegel für den Transistor 3 vor. Das Netzwerk 4 macht es möglich, eine einzige Versorgungsspannung (VDD) für den Chip 44 am Anschluß 5 zu verwenden. Widerstände 10 werden bewertend ausgewählt, um eine geeignete Gate/Source-Spannung für den FET 3 vorzugeben, so daß der Senkenstrom des FET 3 50% von dem Strom-Maximalwert des FET 3 beträgt, der IDSS entspricht. Die Widerstände 10 weisen typischerweise Werte von 10, 20 und 30 Ohm auf. Der Kondensator 6 bildet einen Bypass zu den Widerständen 10 zusammen mit der Übertragungsleitung 7 und dem Kondensator 8, indem er Signale über einen breiten Frequenzbereich einschließlich der Resonanzfrequenz des Resonatorschaltkreises 9 leitet. Ferner bilden die Kondensatoren 6 und 8 und die Übertragungsleitung 7 einen reaktiven Abschluß der Quelle des Transistors 3, um die Instabilität des Transistors 3 zu verbessern, so daß er oszilliert. Der Kondensator 6 besitzt einen Wert von 14 Picofarad (pF) und der Kondensator 8 einen Wert von 4 pF. Die Übertragungsleitung 7 besitzt eine Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und eine Länge von 8,255 mm (0,325 inch).
Das induktive Vorspannungsnetzwert 11 gibt eine 50 Ohm-Ausgangsimpedanz für den Transistor 3 vor. Ferner gestattet das Netzwerk 11 eine Vorspannung des Transistors 3 auf die einzige Spannungsversorgung VDD am Anschluß 5. Die Übertragungsleitung 12 ist eine Übertragungsleitung mit hoher Impedanz, bezogen auf die 50 Ohm-Impedanz am Ausgangsanschluß 50. Die Übertragungsleitung 12 besitzt eine Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und eine Länge von 7,543 mm (0,297 inch). Der Bypass-Kondensator 13 besitzt einen Wert von 18 pF. Der Kondensator 18 blockiert Gleichstrom-Leckströme am Ausgang 50 des Chips 44. Ferner koppelt der Kondensator 18 die Ausgangssignale des Chips 44 aus. Der Kondensator 18 ist ein Kondensator mit 10 pF.
Der Frequenzverschiebungs-Tastschaltkreis (FSK) 45 dient der Modulation des Schaltkreises 20. Modulierende Datensignale treten an einem der zwei Eingänge 51 und 52 des Chips 44 ein und verlaufen durch einen oder zwei Widerstände 16 und den Kondensator 14 mit einem Wert von 1,0 pF zu dem Gate des Transistors 3. Die Signale sind binär und rufen eine Frequenzabweichung von der Resonanzfrequenz hervor, indem alternativ die Diode 17 ein- oder ausgeschaltet wird, um die Reaktanz des Oszillatorschaltkreises 20 zu verändern und die Frequenzabweichung hervorzurufen. Die Kondensatoren 15, die entsprechende Werte von 0,5 und 1,0 pF besitzen, geben zusammen mit den Widerständen 16, die einen Wert von 100 Ohm aufweisen, die geeignete Frequenzabweichung gemäß den Kapazitäts- und Widerstandswerten vor. Die Betriebsfrequenz wird in genauem Verhältnis zu der Datenrate des modulierenden Signales verändert. Dies führt zu einer binären FSK zwischen zwei Frequenzen, die durch eine Abweichung von der Mittenfrequenz von 2,25 GHz mit einer binären Frequenz von 2,251 MHz vorgegeben ist. Die optimale Frequenzabweichung basiert auf einer Datenrate, bei der die Frequenz des Bitstromes geteilt durch die Frequenzabweichung zwischen 0,7 und 1,2 liegt. Eine Abweichung von 1 MHz ist beispielsweise optimal für einen Datenstrom mit 1 Megabit. Eine optimale Frequenzabweichung gibt eine optimale Empfangsfeststellung vor. Es wird die geringste Abweichung gesucht aber mit einem ausreichenden Abstand zwischen den zwei Frequenzen für eine optimale Detektierung und immer noch in Übereinstimmung mit dem Telemetriestandard der Zwischenbereichs- Instrumentierungsgruppe (IRIG) mit einem Leistungsspektrum innerhalb 10 MHz Das Phasenverschiebe-Tastverfahren kann ebenfalls für die Modulation in der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Der Ausgang 50 des Chips 44 verläuft zu dem Eingang 53 des Chips 46 auf einem GaAs- Substrat mit einer Dicke von 0,177 mm (0,007 inch). Die Übertragungsleitung 21 ist eine Eingangs-Anpaßeinrichtung zur Vorgabe einer Impedanz von 50 Ohm am Eingang 53 des Chips 46. Die Übertragungsleitung 21 bildet eine Shunt-Reaktanz für den Eingang 53. Die Übertragungsleitung 21 besitzt eine Breite von 0,0254 mm ( 0,001 inch) und eine Länge von 4,19 mm (0,165 inch). Der Kondensator 22 ist in Reihe zu dem Eingang 54 und dem Transistor 23 geschaltet und bewirkt eine Blockierung der negativen Gleichspannung an dem Gate des Transistors 23. Der Kondensator 22 besitzt einen Wert von ungefähr 6 pF. Der Kondensator 22 besitzt keinen Einfluß auf die Schaltkreisleistung bzw. die Resonanz des Chips 45 bzw. des Chips 44. Der Eingang 53 des Chips 46 ist an den Ausgang 50 des Chips 44 angepaßt, um eine optimale Verstärkung und eine optimale Signalübertragung zu erreichen.
Das Ausgangs-Netzwerk 24 des Chips 46 is speziell entworfen, um harmonische Abschlüsse vorzugeben dergestalt, daß die zweite Harmonische an der Senke des Transistors 23 kurzgeschlossen wird. Das Netzwerk 24 bildet einen offenen Schaltkreis an der Senke des Transistors 23 für Frequenzen der dritten Harmonischen. Eine optimale Ausgangsimpedanz bei der Grundfrequenz wird für eine optimale Leistungsübertragung aus dem Chip 46 heraus und für eine maximale Signalübertragung vorgegeben. Das Netzwerk 24 liefert ferner ein Ausgangs-Schaltsignal, bei dem die Spannungs- und Stromsignale 180 Grad außer Phase sind, was zu einem geringen Leistungsverbrauch in dem Transistor 23 führt, da die meiste Leistung reaktiv ist. Tatsächlich kann der Verstärker des Chips 46 eine Wirksamkeit von 25 bis 75 % in Abhängigkeit von der Reaktanz, der Eingangsleistung, des Typs des Transistors 23 und der Versorgungsspannung(en) aufweisen. Der vorliegende Verstärker ist ein Verstärker der Klasse A mit einer Wirksamkeit von 25 %, die auf 50 bis 75 % Wirksamkeit verbessert wird durch Umwandlung in einen Verstärker der Klasse F durch den Einschluß von geeigneten harmonischen Abschlüssen.
Das Vorspannungs-Netzwerk 25 gibt eine einstellbare negative Spannungsversorgung an dem Gate des Transistors 23 vor. Die einstellbare Versorgung gestattet Veränderungen der Abstimmspannung für die Einrichtung 23. Eine negative Versorgungsspannung kann an einen von zwei Widerständen 28 bzw. 29 in Abhängigkeit von der Größe der Versorgungsspannung angeschlossen sein, von denen jeder einen Wert von 250 Ohm besitzt. Die Vorspannung kann entweder auf -0,7 oder -1,4 Volt eingestellt sein, in Abhängigkeit davon, ob die Verbindung 54 zwischen den Dioden 26 und 27 entsprechend an Masse angeschlossen ist oder nicht. Wenn die Verbindung 54 an Masse angeschlossen ist, so erfolgt der Stromfluß von Masse über die Diode 27, welche einen Spannungsabfall von -0,7 Volt in Bezug auf Masse vorgibt und über einen oder beide Widerstände 28 und 29 zu der negativen Spannungsversorgung. Wenn die Verbindung der Dioden nicht an Masse angeschlossen ist, so ergibt sich ein Dioden-Spannungsabfall von -1,4 Volt über die Dioden 26 und 27. Die Spannung von -0,7 oder -1,4 Volt wird an das Gate des Transistors 23 über einen Shuntwiderstand 31 von 100 Ohm angeschlossen. Der primäre Zweck des Shuntwiderstandes 31 und des Kondensators 30 mit 10 pF liegt in dem Kurzschluß der Mikrowellenfrequenzsignale von der Basis des Transistors 23 gegen Masse. Der Kondensator 30 umgeht das Auswahlnetzwerk 25 für die negative Vorspannung, so daß das Netzwerk 25 nicht störend mit dem Eingangs-Impedanz-Anpassnetzwerk überlappt, das die Spule 21 und den Shuntwiderstand 31 in der Übertragungsleitung enthält, die für die Anapassung der Impedanz für einen optimalen Empfang der eingehenden Signale verwendet werden.
Der Transistor 23 arbeitet als ein Schalifransistor mit einem hohen Leistungspegel unter Verwendung des Ausgangs-Netzwerkes 24, um Spannungs- und Strom-Schaltsignale zu erzeugen, die außer Phase sind. Die Quelle des Transistors 23 ist an Masse angeschlossen. Der Signalausgang des Transistors 23 befindet sich an der Senke. Der Transistor 23 kann ein MESFET sein, der in einer Technologie hergestellt wird, die eine Gatelänge von 1 µ und einen Abstand zwischen Gate und Quelle von 0,5 µ aufweist. Das Gate ist mit beträchtlichem Abstand gegenüber der Senke versetzt, um die Transistor- Durchbruchspannung auf 16 Volt zu verbessern. Die Übertragungsleitung 32 mit einer Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und einer Länge von 3,02 mm (0,119 inch) ist an die Senke des Transistors 23 angeschlossen und bildet einen Kurzschluß für Frequenzen mit der zweiten Harmonischen an der Senke. Die Übertragungsleitung 33, die ebenfalls eine Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und eine Länge von 3,02 mm (0,119 inch) aufweist, ist zwischen der Senke der Einrichtung 23 und einer positiven Spannungsversorgung am Anschluß 55 angeordnet. Die Übertragungsleitung 33 eliminiert den Einfluß der Übertragungsleitung 32 bei der Grundfrequenz und gibt eine Einrichtung zur Vorspannung des Transistors 23 vor. Der Kondensator 34 ist ein Bypasskondensator zur Isolierung des Verstärkerschaltkreises gegenüber parasitären Reaktanzen außerhalb des Chips 46. Der Kondensator 34 kann einen Wert von 10 bis 20 pF besitzen. Die Übertragungsleitung 35, die eine Breite von 0,0127 mm (0,0005 inch) und eine Länge von 0,607 mm (0,024 inch) aufweist, nimmt den durch den Kondensator 36 gebildeten Kurzschlußstrom für die dritte Harmonische auf und dreht die Impedanz (d.h. die kurzgeschlossene dritte Harmonische), um einen offenen Schaltkreis bei der Viertelwellenlänge der dritten Harmonischen am Transistor 23 zu bilden. Die Übertragungsleitung 35 ist eine Leitung für den Ausgang des Transistors 23 und gibt eine optimale Impedanzanpassung von dem Transistor 23 zu dem Ausgang 56 des Chips 46 vor. Der Ausgang 56 kann an die Antenne 83 angeschlossen sein. Der Kondensator 37 mit einem Wert von 10 pF ist zwischen der Übertragungsleitung 35 und dem Ausgang 56 angeordnet. Der Kondensator 37 führt den Signalausgang und blockiert die Gleichspannung, die an der Senke des Transistors 23 vorliegt.
Die Übertragungsleitung 38 mit einer Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und einer Länge von 0,91 mm (0,036 inch) und der Kondensator 36 mit einem Wert von 1,6 pF bilden einen Schwingschaltkreis 47, der auf die Grundfrequenz abgestimmt ist und nur die Grundfrequenz einschließlich der Frequenzabweichungen der Signale an den Ausgang des Chips 47 weitergibt. Der Schwingschaltkreis 47 ist zwischen dem Ausgang des Chips 46 und Masse angeordnet. Der Schwingschaltkreis 47 ist ein Einzelresonator-Bandpaßfilter mit der Grundfrequenz (f&sub0;) und so entworfen, daß die zweite, dritte, vierte, fünfte und höheren harmonischen Frequenzen ausgefiltert werden. Der Schwingschaltkreis 47 bildet für die dritte Harmonische der Übertragungsleitung 35 einen Kurzschluß. Der Filteraspekt des Schaltkreises 47 hat einen daraus folgenden Nutzen. Figur 5 zeigt die Leistung der vorliegenden Erfindung bezüglich des modulierten Ausgangsspektrums bei einer Konfiguration, wie sie in den Figuren 2, 3a, 3b, 4a und 4b gezeigt ist. Die Sendefähigkeit im freien Raum des Telemetrie-Senders 84 beträgt ungefähr 2 Kilometer mit einer Ausgangsleistung von ungefähr 23 Milliwatt und einer Dämpfung von 23 Dezibel (dBm) bzw. von ungefähr 200 Milliwatt bei Dauerstrich (CW)-Übertragungen.
Die vorliegende Erfindung kann einen zweistufigen Verstärker der Klasse F anstelle des zuvor beschriebenen einstufigen Verstärkers der Klasse F auf dem Chip 46 aufweisen. Der Verstärker auf dem Chip 60 mit einem Galliumarsenid (GaAs)-Substrat mit einer Dicke von 0,178 mm (0,007 inch) in den Figuren 6a und 6b ist für eine Frequenz von 4,3 GHz entworfen. Der Chip 60 kann an den modulierten Ausgang des Chips 44 angeschlossen sein, wenn der Chip 60 modifiziert ist, um zusammen mit dem Chip 44 bei Frequenzen zwischen 2,2 und 2,29 GHz zu arbeiten. Der Verstärker des Chips 60 wurde für Anwendungen bei Höhenmessern entworfen, die bei 4,3 GHz arbeiten. Es wurde jedoch die gleiche Entwurfstheorie bei diesem Verstärker, wie bei dem einstufigen Verstärker des Chips 46 verwendet mit der Ausnahme, daß unterschiedliche Anpaßnetzwerke entworfen wurden, um die geeigneten harmonischen Abschlüsse bei einer höheren Frequenz vorzugeben. Figur 7 zeigt ein Diagramm der Leistung des zweistufigen Verstärkers der Klasse F. Figur 7 zeigt die Beziehung der Ausgangsleistung und der Verstärkerleistung zur Eingangsleistung. Wie Figur 6a anzeigt, tritt das Oszillationssignal am Eingang 57 ein, der mit dem Gleichspannungs-Blockierkondensator 58 von 5 pF verbunden ist. Der Kondensator 58 ist an eine Spule mit 0,8 nH und an die Übertragungsleitung 61 angeschlossen. Die Spule 59 ist mit einer negativen Spannungsversorgung über einen Widerstand 62 mit 1000 Ohm und einen Kondensator 63 mit 7 pF angeschlossen. Der Kondensator 63 ist mit Masse verbunden. Der Widerstand 62 ist an die Basis des Transistors 64 und an die Übertragungsleitung 61 angeschlossen. Die Übertragungsleitung 61 besitzt eine Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und eine Länge von 0,508 mm (0,020 ineh). Der Transistor 64 kann ein MESFET-Transistor sein. Der FET 64 besitzt eine Abmessung von 1 mal 600 µ. Die Quelle des FET 64 ist an Masse angeschlossen. Die Senke des FET 64 ist an die Übertragungsleitung 65 angeschlossen, die eine Breite von 0,0178 mm (0,0007 inch) und eine Länge von 3,65 mm (0,144 inch) aufweist. Die Übertragungsleitung 65 ist an die Übertragungsleitungen 66 und 68 angeschlossen. Die Übertragungsleitung 66 besitzt eine Breite von 0,0178 mm (0,0007 inch) und eine Länge von 4,93 mm (0,194 inch). Die Übertragungsleitung 68 besitzt eine Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und eine Länge von 0,457 mm (0,018 inch). Die Übertragungsleitung 66 ist an eine positive Spannungsversorgung und an einen Kondensator 67 mit 10 pF angeschlossen.
Der Kondensator 67 ist mit Masse verbunden. Die Übertragungsleitung 68 ist an den Kondensator 69 mit 5 pF angeschlossen, welcher seinerseits mit der Übertragungsleitung 70 verbunden ist. Die Übertragungsleitung 70 besitzt eine Breite von 0,0254 mm ( 0,001 inch) und eine Länge von 0,508 mm (0,02 inch). Die Übertragungsleitung 70 ist mit der Übertragungsleitung 71 und mit dem Widerstand 73 mit 5000 Ohm verbunden. Die Übertragungsleitung 71 besitzt eine Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und eine Länge von 0,86 mm (0,034 mcli). Die Übertragungsleitung 71 ist mit dem Kondensator 72 von 10 pF und mit der negativen Spannungsversorgung verbunden. Der Kondensator 72 und der Widerstand 73 sind an Masse angeschlossen. Die Übertragungsleitung 71 ist ebenfalls mit der Basis des Transistors 74 verbunden. Der Transistor 74 kann ein MESFET-Transistor mit einer Abmessung von 1 mal 1400 µ sein. Die Quelle des FET 74 ist an Masse angeschlossen. Die Senke des FET 74 ist an die Übertragungsleitung 75 und an den Kondensator 77 mit 3 pF angeschlossen. Die Übertragungsleitung 75 besitzt eine Breite von 0,05 mm (0,002 inch) und eine Länge von 6,01 mm (0,240 inch). Die Übertragungsleitung 75 ist mit der positiven Spannungsversorgung und mit dem Kondensator 76 von 10 pF verbunden, welcher seinerseits an Masse angeschlossen ist. Der Kondensator 77 ist mit der Übertragungsleitung 78 verbunden, welche ihrerseits an die Übertragungsleitung 79 und an den Ausgang 80 des Chips 60 angeschlossen ist. Die Übertragungsleitung 78 besitzt eine Breite von 0,0254 mm (0,001 inch) und eine Länge von 1,78 mm (0,070 inch) und die Übertragungsleitung 79 besitzt eine Breite von 0,0254mm (0,001 inch) und eine Länge von 3,05 mm (0,120 inch). Die Übertragungsleitung 79 ist an Masse angeschlossen. Figur 6b zeigt die Auslegung des zweistufigen Verstärkers der Klasse F auf dem Chip 60. Das Ausgangs-Netzwerk 81 verwendet eine unterschiedliche Schaltkreisarchitektur gegenüber dem Ausgangs-Netzwerk 24, obgleich das Netzwerk 81 die gleichen harmonischen Abschlüsse bei den zweiten und dritten Harmonischen liefert, wie dies durch die Theorie für den Betrieb des Verstärkers der Klasse F gefordert ist. Eine andere Art eines hochwirksamen Leistungsverstärkers, wie beispielsweise von der Klasse A, B, C, D oder E kann anstelle des Verstärkers der Klasse F in der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Die Galliumarsenid (GaAs)-MMIC-Herstellung des Schaltkreises der vorliegenden Erfindung kann durch die Firma Triquint Semiconductor in Beaverton, Oregon, vorgenommen werden.
Die vorliegende Erfindung kann alternative Einrichtungen für die Frequenzstabilisierung gegenüber dem Resonatorschaltkreis 9 verwenden. Ein akustischer Oberflächenwellen (SAW)-Resonator oder ein Kristallresonator kann zusammen mit einem niederfrequenten Oszillator verwendet werden, um eine stabilisierte Referenzfrequenz zu erzeugen. Diese Referenz kann sodann verwendet werden, um den schwingenden FET auf dem Chip 44 in der Phase zu verriegeln. Eine Modulation dieses Schaltkreises wird entweder durch den FSK-Schaltkreis 45 oder durch die Summierung eines binären Datensignales mit der Steuerspannung verwirklicht, die durch den Phasen-Verriegelungsschaltkreis erzeugt wird.

Claims

1. Telemetrie-Sender (84), aulweisend:

einen Oszillator (82);

einen an den Oszillator angeschlossenen Leistungsverstärker (46); und einen Frequenzverschiebungs-Tastmodulator (44) als Teil des Oszillators;

wobei:

der Leistungsverstärker (46) ein Leistungsverstärker der Klasse F ist mit Anschlüssen (24) für gerade und ungerade Harmonische, welche Energie harmonischer Resonanzen zurück zu einer aktiven Einrichtung (23) des Leistungsverstärkers reflektieren, um den Leistungsverbrauch zu minimieren und die Wirksamkeit zu erhöhen; der Oszillator im S-Band mit einer Frequenz über 2 Gigahertz arbeitet und einen Resonator (40) hoher Güte für die Frequenzstabilisierung aufweist, der an den Frequenzverschiebungs-Tastmodulator (44) angeschlossen ist;

der Leistungsverstärker (46) an den Modulator (44) angeschlossen ist und die Signale von dem Resonator zu dem Modulator und sodann zu dem Leistungsverstärker fließen; und

der Oszillator und der Leistungsverstärker in monolithisch integrierter Mikrowellen- Schaltkreistechnologie (MMIC) hergestellt und mit dieser kompatibel sind.

2. Telemetrie-Sender nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzverschiebungs-Tastmodulator (44) als ein erster monolithisch integrierter Schaltkreis hergestellt ist; und

daß der Leistungsverstärker (46) der Klasse F als ein zweiter monolithisch integrierter Schaltkreis hergestellt ist.

3. Telemetrie-Sender nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonator (9) als ein dritter monolithisch integrierter Schaltkreis hergestellt ist.

4. Telemetriesender nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß erste, zweite und dritte monolithisch integrierte Schaltkreise auf Galliumarsenid- Substraten hergestellt sind; und daß der erste Resonator einen dielektrischen Resonator umfaßt.

5. Telemetrie-Sender nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsverstärker ein mehrstufiger Leistungsverstärker (60) ist.

6. Telemetrie-Sender nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (44) und der Leistungsverstärker (46) auf einem monolithisch integrierten Schaltkreis hergestellt sind.