DE60127868T2 - Oszillatoren mit aktiver higher-in-order-phasenverschiebungsfilterung - Google Patents

Oszillatoren mit aktiver higher-in-order-phasenverschiebungsfilterung Download PDF

Info

Publication number
DE60127868T2
DE60127868T2 DE60127868T DE60127868T DE60127868T2 DE 60127868 T2 DE60127868 T2 DE 60127868T2 DE 60127868 T DE60127868 T DE 60127868T DE 60127868 T DE60127868 T DE 60127868T DE 60127868 T2 DE60127868 T2 DE 60127868T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
phase shift
oscillator
filter
order
feedback
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE60127868T
Other languages
English (en)
Other versions
DE60127868D1 (de
Inventor
Jesper Fredriksson
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Application granted granted Critical
Publication of DE60127868D1 publication Critical patent/DE60127868D1/de
Publication of DE60127868T2 publication Critical patent/DE60127868T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
    • H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
    • H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
    • H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
    • H03K3/2823—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable using two active transistor of the same conductivity type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
    • H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
    • H03B5/24—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator active element in amplifier being semiconductor device

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Mechanical Treatment Of Semiconductor (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

  • TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein das Gebiet eines Oszillatoraufbaus, und spezifischer das Problem einer Phasenstabilität von Oszillatoren.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Oszillatoren können auf zahlreichen Gebieten von Technologien gefunden werden und werden weit verbreitet beispielsweise in Computern, in Telekommunikationsgeräten und anderen elektronischen Systemen verwendet. Mit der immer größer werdenden Anforderung nach schnelleren und effektiveren elektronischen Systemen gibt es die Notwendig nach mehr und mehr ausgeklügelten Oszillatoren. Insbesondere reduzieren die immer größer werdenden Datenverarbeitungs- und -übertragungsraten in modernen elektronischen Systemen die Zeitgabespielräume zwischen korrelierten Signalen und Ereignissen.
  • Diesbezüglich sind die Variationen bzw. Schwankungen, die allgemein Phasenrauschen oder Jitter bzw. Signalschwankung genannt werden, in der Ausgangssignalperiode der verschiedenen Taktsignale, die in einem solchen System als Zeitgabereferenzen verwendet werden, eine Hauptquelle an Unsicherheit. Daher sind Taktoszillatoren mit hoher Phasenstabilität und niedrigem Phasenrauschen in synchronen elektronischen Systemen hoher Geschwindigkeit von äußerster Wichtigkeit.
  • In der europäischen Patentanmeldung EP-A1-0 228 941 ist ein Oszillator mit geringer Verzerrung mit zwei selektiven Filtern F1 und F2 mit hoher Selektivität mit Q = 50 offenbart. Die Oszillatorfrequenz Fo kann auf einfache Weise gesteuert werden. Eines der Filter, nämlich das Filter F1, ist ein Phasenverschiebungsfilter mit Operationsverstärkern mit jeweils einer passiven Rückkoppelschleife. Das Patent US 3,824,496 offenbart einen Gyrator vom Riordan-Typ mit zwei Stufen von Differenz-Operationsverstärkern und einer Anzahl von Induktanz bestimmenden Impedanzen. Die Verstärker sind mit passiven Rückkoppelschleifen ausgestattet. Der Gyrator ist verbessert, um ein Einklinken des Kreises beim Einschalten zu vermeiden. Die Verbesserung enthält eher ein Verbinden des nicht invertierenden Eingangs der zweiten Stufe mit einem Spannungsteiler am Ausgang der ersten Stufe als ein Verbinden von ihm mit dem nicht invertierenden Eingang der ersten Stufe.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine allgemeine Aufgabe der Erfindung, einen Oszillator hoher Qualität mit exzellenten Oszillationseigenschaften zur Verfügung zu stellen.
  • Es ist eine besondere Aufgabe der Erfindung, die Phasenstabilität und die Frequenzselektivität von Oszillatoren zu verbessern.
  • Es ist ebenso eine Aufgabe der Erfindung, einen Oszillator ohne die Verwendung von Induktoren oder ähnlichen Komponenten niedriger Qualität zu entwickeln.
  • Eine noch weitere Aufgabe der Erfindung besteht im Bereitstellen eines Oszillators, der in digitalen elektronischen Systemen hoher Geschwindigkeit und hoher Leistungsfähigkeit und Kommunikationsverbindungen mit dichten Zeitgabeanforderungen und/oder strengen Anforderungen bezüglich der spektralen Reinheit arbeiten kann.
  • Diese und andere Aufgaben werden durch die Erfindung erfüllt, wie sie durch die beigefügten Patentansprüche definiert ist.
  • Die vorliegende Erfindung schlägt eine neue Art zum Verbessern der Phasenstabilität und der Frequenzselektivität eines Phasenverschiebungs-Oszillators vor. Durch Einführen einer Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife in Verbindung mit einem Phasenverschiebungs-Filter in den Oszillator kann eine Phasenverschiebungs-Filterung höherer Ordnung ohne ein Verwenden von induktiven Elementen, wie bei herkömmlichen LC-Phasenverschiebungs-Filtern höherer Ordnung erreicht werden. Dies ist ein großer Vorteil, da ein hoher Q- bzw. Gütewert erhalten werden kann, ohne durch die relativ hohen inneren Verluste von induktiven Elementen (L) beschränkt zu werden.
  • Bei einer bevorzugten Realisierung enthält das vorgeschlagene Phasenverschiebungs-Filter höherer Ordnung ein aktives Verstärkungselement in Verbindung mit einer internen Rückkoppelschleife. Vorteilhafterweise ist das aktive Element in der Form eines invertierenden Verstärkers vorgesehen, der weiterhin zusammen mit einem Eingangskondensator, der den Eingang des invertierenden Verstärkers blockiert, und einem Ausgangskondensator, der den Ausgang des invertierenden Verstärkers zur Erdung nebenschließt, angeordnet ist.
  • Für eine verbesserte Flexibilität kann die Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife als Anzahl von miteinander verbundenen reaktiven Blöcken realisiert werden, von welchen jeder zum Bereitstellen einer kundenangepassten anwendungsspezifischen Frequenzantwort des entsprechenden Phasenverschiebungs-Filters individuell gewichtet wird.
  • Die Erfindung bietet die folgenden Vorteile:
    • – exzellente Oszillationseigenschaften;
    • – eine hohe Phasenstabilität; und
    • – eine verbesserte und kundenangepasste Frequenzselektivität.
  • Andere Vorteile, die durch die vorliegende Erfindung geboten werden, werden beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Erfindung erkannt werden.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Erfindung, zusammen mit ihren weiteren Aufgaben und Vorteilen, wird am besten durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung genommen zusammen mit den beigefügten Zeichnungen verstanden werden, wobei:
  • 1 ein konzeptmäßiges Diagramm einer obersten Ebene eines Oszillator-Rückkoppelsystems gemäß der Erfindung ist;
  • 2 ein schematisches Schaltungsdiagram eines Phasenverschiebungs-Filters höherer Ordnung mit einer internen Rückkopplung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist;
  • 3 ein schematisches elektrisches Ersatzschaltbild für Kleinsignalwechselströme mittlerer Frequenz des Phasenverschiebungs-Filters der 2 ist;
  • 4 ein schematisches Diagramm ist, das die frequenzabhängige Phasenverschiebungsfunktion des Phasenverschiebungs-Filters der 2 darstellt;
  • 5 ein schematisches Diagramm ist, das die frequenzabhängige Amplitudenfunktion des Phasenverschiebungs-Filters der 2 darstellt;
  • 6 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Oszillators einer Doppelstufen-Ringtopologie basierend auf Phasenverschiebungs-Filtern gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist;
  • 7 ein schematisches Diagramm einer Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife mit der Möglichkeit einer kundenangepassten, anwendungsspezifischen Frequenzantwort ist;
  • 8 ein konzeptmäßiges Blockdiagramm auf hoher Ebene ist, das einen Oszillator basierend auf zwei miteinander verbundenen Oszillator-Rückkoppelsystemen gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
  • 9 ein ideales Ersatzschaltbild des zweigeteilten Oszillators der 8 ist, das den erwünschten Betrieb während einer Differentialmodenerregung darstellt;
  • 10 ein detailliertes Schaltungsdiagramm eines Differential-Oszillators basierend auf dem Blockdiagram hoher Ebene der 8 ist;
  • 11 ein schematisches elektrisches Ersatzschaltbild für Kleinsignalwechselströme mittlerer Frequenz des auf einem Emitterfolger basierenden Integrator/Oszillator-Verstärkers der 10 ist;
  • 12 ein schematisches elektrisches Ersatzschaltbild für Kleinsignalwechselströme mittlerer Frequenz des auf einem invertierenden Verstärker basierenden Rückkoppelnetzwerks der 10, einschließlich der zweigeteilten gemeinsamen kapazitiven Verbindung, ist;
  • 13 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Differential-Oszillatorimplementierung ist, die mehrere in Kaskade bzw. Reihe geschaltete Phasenverschiebungs-Filter enthält; und
  • 14 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines kreuzgekoppelten Oszillators gemäß der Erfindung ist.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN DER ERFINDUNG
  • Eine grundlegende Eigenschaft für eine hohe Phasenstabilität in Oszillatoren ist niedriges Phasenrauschen, und daher ist es wichtig, ein klares Verständnis für die zugrunde liegenden Mechanismen zu haben, die die Eigenschaften des Phasenrauschens beeinflussen. Um ein Oszillator-Ausgangssignal mit hoher spektraler Reinheit und niedrigem Phasenrauschen zu erhalten, werden im Allgemeinen frequenzselektive Schaltungen in das Oszillator-Rückkoppelsystem so eingeführt, dass Signalkomponenten mit Frequenzen entfernt von der erwünschten Oszillationsfrequenz gedämpft werden und Barkhausen-Bedingungen für eine selbsthaltende Oszillation nicht mehr erfüllen.
  • Diesbezüglich ist es erkannt worden, dass die Erhöhung eines Phasenrauschens eng auf die Frequenzcharakteristiken der frequenzselektiven Schaltungen im Oszillator-Rückkoppelsystem bezogen sind und dass eine scharfe Filterfunktion höherer Ordnung im Oszillator-Rückkoppelsystem einen schmaleren Frequenzausgabebereich und eine erhöhte spektrale Reinheit ergibt.
  • In herkömmlichen breitbandigen Oszillatorschleifen mit schlechter Frequenzselektivität, auf die man normalerweise in Ringtopologien trifft, hat die nicht unterstützte Dämpfung eine Erhöhung von 20 dB pro Frequenzdekade. Kreuzgekoppelte Oszillatoren hoher Impedanz unter Verwendung von Filternetzwerken mit induktiver-kapazitiver (LC) Resonanz haben typischerweise eine Verbesserung von 20 dB bezüglich der Dämpfung und dienen als Industriestandard für Eigenschaften eines niedrigen Phasenrauschens. Jedoch kommt man zu der Verbesserung der kreuzgekoppelten LC-Oszillatoren für den Preis, dass sie auf große induktive (L) Elemente mit relativ hohen inneren Verlusten beschränkt sind, die den Gütewert des Oszillators ernsthaft verschlechtern.
  • Folglich gibt es eine allgemeine Forderung nach einem Oszillator, der wenigstens dieselbe Ordnung einer Frequenzselektivität wie herkömmliche LC-Oszillatoren zur Verfügung stellt, aber ohne ein Enthalten von sehr großen induktiven Elementen oder ähnlichen Komponenten niedriger Qualität.
  • Die vorliegende Erfindung schlägt die Einführung einer Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife in Verbindung mit einem Phasenverschiebungs-Filter im Oszillator-Rückkoppelsystem vor, um eine Phasenverschiebungs-Filterung höherer Ordnung zur Verfügung zu stellen.
  • 1 ist ein konzeptmäßiges Diagramm oberster Ebene eines Oszillator-Rückkoppelsystems gemäß der Erfindung. Der Oszillator wird hier als Rückkoppelsystem angesehen, das auf einem neuen Typ eines Phasenverschiebungs-Filters höherer Ordnung basiert. Das Oszillator-Rückkoppelsystem 100 weist grundsätzlich einen allgemeinen Verstärkungsblock 110 und eine auswählbare Anzahl N von Phasenverschiebungs-Filtern höherer Ordnung 120-1 bis 120-N gemäß der Erfindung auf. Jedes Phasenverschiebungs-Filter (PSF) höherer Ordnung 120-n weist ein Phasenverschiebungs-Filter niedrigerer Ordnung 122-n und eine Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife 124-n auf, wobei n eine ganze Zahl von 1 bis N ist. Es ist erkannt worden, dass eine richtig konfigurierte Rückkoppelschleife in Verbindung mit einem normalen Phasenverschiebungs-Filter eine Phasenverschiebungs-Filterung höherer Ordnung zur Verfügung stellt und die Frequenzselektivität verbessert. Die Komplexität der Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife kann im Bereich von einer reinen resistiven Rückkopplung bis zu komplexeren Kombinationen von verschiedenen reaktiven Elementen variieren, wie es später beschrieben werden wird.
  • Obwohl alle PSFs im Oszillator-Rückkoppelsystem als PSFs höherer Ordnung mit internen Rückkoppelschleifen dargestellt sind, sollte es verstanden werden, dass eine ausreichende Bedingung zum Verbessern der Frequenzselektivität darin besteht, dass wenigstens ein Phasenverschiebungs-Filter in der Form eines PSF höherer Ordnung gemäß der Erfindung vorgesehen ist.
  • Zusätzlich oder als Alternative kann eine Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife 130 um ein oder mehrere PSFs im Oszillator-Rückkoppelsystem angeordnet sein. Auf diese Weise kann es mehrere Ebenen von Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleifen im Oszillator-Rückkoppelsystem geben. Obwohl die Rückkoppelschleife 130 extern zu den PSFs ist, ist sie noch eine interne Schleife in Bezug auf das gesamte Oszillator-Rückkoppelsystem 100.
  • Der Verstärkungsblock 110 hat eine Übertragungsfunktion G(s) und liefert die nötige Verstärkung zum Kompensieren der Dämpfung und der Verluste in den Phasenverschiebungs-Filtern. In 1 ist der Verstärkungsblock 110 als separate Einheit dargestellt, er kann aber vollständig oder teilweise in die PSFs 120 verteilt sein.
  • Für ein besseres Verstehen der Erfindung wird nun ein detaillierteres Beispiel eines Phasenverschiebungs-Filters höherer Ordnung mit interner Rückkopplung unter Bezugnahme auf 2 beschrieben werden. 2 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Phasenverschiebungs-Filters höherer Ordnung mit interner Rückkopplung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist das Phasenverschiebungs-Filter als Voreil-und-Nacheil-Netzwerk konfiguriert, das um einen invertierenden Verstärker (AMP) ausgebildet ist, der eine resistive Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife RIF hat. Die Voreil-und-Nacheil-Funktion ist durch ein geeignetes Einfügen von zwei kapazitiven Elementen ausgebildet. Eine erste Phasenfortschalt-(Differenzier-)Verbindung ist durch Einfügen eines Blocks kapazitives Element CLEAD im Eingangssignalpfad des invertierenden Verstärkers zusammen mit einem Widerstand RLEAD zur Erdung, ausgebildet. Am Ausgang wird ein Nebenschlusskondensator CLAG zur Erdung eine Phasenverzögerung (ein Integrieren) bewirken, wenn der invertierende Verstärker belastet ist. Insgesamt bilden der invertierende Verstärker, die zugehörige interne Rückkopplung und die kapazitiven Elemente ein frequenzselektives Voreil-und-Nacheil-Netzwerk, das effektiv arbeitet, als ob ein Resonanzfilter vorhanden wäre.
  • Um eine gewisse Einsicht in den Betriebs des Phasenverschiebungs-Filters und insbesondere den Einfluss der internen Rückkopplung auf die Frequenzcharakteristiken des Filters zu erlangen, wird nun eine vereinfachte Analyse des Phasenverschiebungs-Filter der 2 unter Bezugnahme auf das elektrische Ersatzschaltbild der 3 durchgeführt werden. Das Modell zeigt bzw. berücksichtigt eine allgemeine Implementierung des Phasenverschiebungs-Filters der 2 basierend auf einer Voreil-und-Nacheil-Konfiguration mit einem allgemeinen Rückkoppelelement. Der invertierende Verstärker der 2 ist hier durch eine äquivalente Schaltung bzw. ein Ersatzschaltbild ersetzt, die bzw. das die Kleinsignalverstärkung moduliert, unter Verwendung einer spannungsgesteuerten Stromquelle mit einer Steilheit bzw. Transkonduktanz gm. Frequenzabhängige Teile des Verstärkermodells sind ohne irgendeinen Verlust an Allgemeinheit in die Eingangs- und Ausgangsabschnitte eingebaut. Die Ausgangsimpedanz des Transistors ist auch vernachlässigt.
  • Der differenzierende Eingangs-Voreilabschnitt liefert eine Phasenfortschaltung, während der integrierende Ausgangs-Nacheilabschnitt eine Phasenverzögerung des Signals liefert. Die nominale Phasenverschiebung bei der Oszillationsfrequenz ist in Abhängigkeit von der Konfiguration entweder Null oder 180 Grad (umgekehrter Betrieb). Irgendeine andere Soll-Phasenverschiebung ist jedoch möglich, aber auf Kosten einer reduzierten Phasenneigung oder letztlich einer erhöhten Signalschwankung. Sowohl gleichphasige als auch kreuzgekoppelte Topologien können einen Vorteil aus dem Phasenverschiebungs-Filter mit erhöhter interner Rückkopplung der Erfindung ziehen. Zusätzlich ist die Phasenverschiebung niedrigerer Frequenz nahe einer Quadratur (90 Grad), um dadurch die Möglichkeit für Störoszillationen in einem Bereich hoher Verstärkung zu eliminieren. Die Differentiation ist im Wesentlichen ein Hochpassfilter mit einem Signalblockierungskondensator und einem Nebenschlusswiderstand zur Erdung, um dadurch eine effektiven Gleichstrom- bzw. DC-Blockierung zur Verfügung zu stellen. Die Integration ist durch Belasten des Verstärkers mit einem kapazitiven Nebenschluss zur Erdung implementiert.
  • Unter Anwendung des Kirchoff-Gesetzes für eine Stromsummierung für den Eingangs-Voreilabschnitt gilt:
    Figure 00110001
    wobei die Reaktanz im Laplace-Bereich dargestellt ist.
  • Wendet man das Kirchoff-Gesetz für eine Stromsummierung für den Ausgangs-Nacheilabschnitt an, gilt folgendes:
    Figure 00110002
  • Der Ausdruck (2) kann neu geschrieben werden als:
    Figure 00110003
  • Die Ausdrücke (1) und (3) ergeben die Übertragungsfunktion F(s) des Phasenverschiebungs-Filters:
    Figure 00110004
  • Die Phasenverschiebungsfunktion wird dann aus dem Ausdruck (4) im Frequenzbereich (s = jω) extrahiert:
    Figure 00110005
  • Der Nenner D(ω) ist gegeben durch:
    Figure 00120001
  • Unter der Voraussetzung, dass gmZF >> 1, ZF/RLEAD << 1, kann der Ausdruck (6) angenähert werden als:
    Figure 00120002
  • Die Leistungscharakteristiken des Phasenverschiebungs-Filters der 3 werden dann durch Einführen einer Referenztopologie in Form eines einfachen LC-Filters zweiter Ordnung mit bekannten Leistungseigenschaften und durch Vergleichen der zwei Topologien analysiert.
  • Die Referenztopologie wird als LC-Filter zweiter Ordnung ausgewählt, das mit einem Blockierungskondensator und einem Nebenschlussinduktor konfiguriert ist. Die Übertragungsfunktion FLC(s) des Referenzfilters ist gegeben durch:
    Figure 00120003
  • Der Nenner D(ω) der entsprechenden Phasenverschiebungsfunktion im Frequenzbereich (s = jω) ist dann gegeben durch: DLC(ω) = 1 – ω2LC + jωRC (9)
  • Durch Anpassen von entsprechenden Termen in den Ausdrücken (7) und (9) kann es gesehen werden, dass die Implementierung ohne aktiven Induktor der 3 dieselbe Filterordnung wie die LC-Topologie zweiter Ordnung hat.
  • Simulationen an einem auf einem FET-basierenden 1-GHz-Oszillator haben tatsächlich gezeigt, dass das neue Phasenverschiebungs-Filter der 2 Filtereigenschaften höherer Ordnung hat. Die Ergebnisse der Simulationen sind in den 4 und 5 schematisch dargestellt.
  • 4 ist ein schematisches Diagramm, das die frequenzabhängige Phasenverschiebungsfunktion des Phasenverschiebungs-Filters der 2 dargestellt. Die Phasenverschiebungsfunktion des Phasenverschiebungs-Filters gemäß der Erfindung ist durch eine durchgezogene Linie als Funktion zweiter Ordnung gezeigt, wohingegen die Phasenverschiebungsfunktion eines einfachen Filters erster Ordnung durch eine gestrichelte Linie gezeigt ist. Die Phasenverschiebungsfunktion zweiter Ordnung der Erfindung erfährt eine abrupte Änderung bezüglich der Phasenverschiebung, wenn die Frequenz etwas von der erwünschten Oszillationsfrequenz abweicht. Dies bedeutet allgemein, dass nur diejenigen Frequenzkomponenten, die sehr nahe zu der erwünschten Oszillationsfrequenz sind, die nötigen Oszillationsbedingungen erfüllen, um dadurch die Phasenstabilität und die Frequenzselektivität des Oszillators zu verbessern. Die Eigenschaften zweiter Ordnung des Phasenverschiebungs-Filters wird allgemein durch eine große Frequenzableitung k = dϕ / dω bei der Oszillationsfrequenz offenbart, welche sich natürlich in einen entsprechend großen Gütewert Q umsetzt:
    Figure 00140001
  • Die interne Rückkoppelschleife liefert somit effektiv eine Filterfunktion zweiter Ordnung, was komplizierte auf einem Resonator basierende Komponenten niedriger Qualität ersetzt.
  • Wie es aus der in 5 gezeigten Amplituden-Frequenz-Antwort gesehen werden kann, kann eine Bandpass-Filterantwort mit einer Dämpfungs-Abfallflanke von 40 dB/Dekade sowohl für höhere als auch für niedrigere Frequenzen erhalten werden.
  • Für ein vollständigeres Verstehen der Erfindung wird nun eine Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife in Bezug auf ein bestimmtes Realisierungsbeispiel eines Oszillator-Rückkoppelsystems beschrieben werden.
  • 6 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Ringtopologie-Oszillators, der auf Phasenverschiebungs-Filtern gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäß basiert. Der Oszillator 200 weist grundsätzlich zwei aktive Phasenverschiebungs-Filter 204A, 204B auf, die in einer Ringtopologie verbunden sind. Jedes Phasenverschiebungs-Filter 204A/204B basiert auf einem invertierenden Verstärker mit gemeinsamer Quelle 206A/206B mit interner Rückkopplung zum Liefern einer Phasenverschiebungs-Filterung zweiter Ordnung. Vorteilhaft ist die interne Filterordnungserhöhungs-Rückkopplung des Verstärkers mit gemeinsamer Quelle rein resistiv R1 für eine reduzierte Komplexität. Bei dieser Realisierung haben die Verstärker mit gemeinsamer Quelle aktive p-MOS-Lasten, die mit einer herkömmlichen Schaltung für eine Vorspannungssteuerung verbunden sind, um die Gleichströme bzw. DC-Ströme einzustellen. Jedes der Phasenverschiebungs- Filter 204A/204B weist weiterhin einen Eingangskondensator C1 auf, der den Eingang des invertierenden Verstärkers 206A/206B blockiert, und einen Ausgangskondensator C2, der den Ausgang des invertierenden Verstärkers zur Erdung nebenschließt, um dadurch ein Voreil-und-Nacheil-Filternetzwerk zu bilden.
  • Um eine höhere Verstärkung zu erhalten, können insbesondere dann, wenn eine CMOS-Implementierung mit Verstärkern mit gemeinsamer Quelle unter Verwendung aktiver Lasten berücksichtigt wird, mehrere solche rückkoppelverstärkte Verstärkerstufen (eine ungerade Anzahl zum Beibehalten der invertierenden Aktion) in einer in Kaskade bzw. Reihe geschalteten Kette verwendet werden. Hohe Betriebsfrequenzen können mit moderatem Energieverbrauch erreicht werden, da jedes Phasenverschiebungs-Filter sowohl eine Voreil- als auch eine Nacheilfunktion haben wird und somit eine Ausbreitungsverzögerung und die zugehörige Phasenverschiebung in der in Reihe geschalteten Verstärkerkette kompensieren kann. Ein sorgfältiges Dimensionieren der internen Rückkoppelschleife verhindert irgendeine Störoszillation, und zwar insbesondere dann, wenn ein Rückkoppelschema niedriger Impedanz und hoher Verstärkung verwendet wird.
  • Als Alternative zu einer rein resistiven Filterordnungsordnungs-Rückkoppelschleife kann die Rückkoppelschleife für eine spezifische Anwendung kundenangepasst werden, indem der Rückkoppelwiderstand durch eine Reihen/Parallel-Schaltung segmentierter reaktiver Blöcke ersetzt wird. Innerhalb der Grenze wird ein konzentriertes Schaltkreiselement durch eine segmentierte frequenzabhängige Kombination von atomaren Blöcken ersetzt, was eine nahezu kontinuierliche Funktion einer Frequenz ergibt, wenn mehrere Blöcke verwendet werden. Ein Beispiel für eine solche segmentierte Rückhalteanordnung wird nun unter Bezugnahme auf 7 beschrieben werden. Die Rückkoppelschleife der 7 weist eine Reihenschaltung aus segmentierten parallelen RC- Netzwerken R1//C1, R2//C2, ..., RN//CN und einem Basiswiderstand R0 auf.
  • Jeder Widerstand wird durch den entsprechenden Kondensator oberhalb einer individuell eingestellten Eckfrequenz fn umgangen (geringfügig ohmisch), die durch fn = 1/(2πRnCn) gegeben ist. Unter Verwendung dieser Tatsache ist es möglich, einen gegebenen Gesamtwiderstand R = R1 + R2 + ... + RN zu segmentieren, so dass der Betriebswiderstand der Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife sich von einem maximalen Wert zu einem minimalen Wert über eine beliebige Kurvenform ändert, wenn sich die Frequenz erhöht. Die Widerstands- und Kapazitätswerte können frei ausgewählt werden, und bei einer Analogie mit der mathematischen Taylor-Reihe einer beliebigen Funktion unter Verwendung einer Polynombasis ergibt die inkrementale Analyse der verteilten internen Rückkopplung, dass irgendein Typ einer Tiefpass- oder Bandpass-Filterfunktion unter Verwendung des präsentierten Algorithmus implementiert werden kann.
  • Hier bestehen die Hauptvorteile darin, dass die Hochfrequenzverstärkung erniedrigt wird und die Abfallflanke bei höheren Frequenzen erhöht wird, und zwar durch den kapazitiven Kurzschluss der Eingangs- und Ausgangsknoten. Zusätzlich wird die DC-Vorspannung der Rückkoppelschleife vereinfacht, da die Grundlast von R0 nicht auf niedrige Werte beschränkt ist, um die erwünschte Oszillationsfrequenz zu erhalten.
  • Die Erfindung ist gleichermaßen auf Oszillatoren mit mehr als einem Oszillator-Rückkoppelsystem anwendbar. Im Folgenden wird die Erfindung unter Bezugnahme auf einen Differential-Oszillator beschrieben werden, der auf zwei Oszillator-Rückkoppelsystemen basiert, die durch eine oder mehrere gemeinsame Phasenverschiebungsverbindungen miteinander verbunden sind.
  • 8 ist ein konzeptmäßiges Blockdiagramm hoher Ebene, das einen Oszillator basierend auf zwei geeignet miteinander verbunden Oszillator-Rückkoppelsystemen gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • Grundsätzlich weist der Differential-Oszillator 300 zwei Oszillator-Rückkoppelsysteme 301A, 301B auf, die durch eine gemeinsame kapazitive Phasenverschiebungsverbindung 302 miteinander verbunden sind.
  • Beim Betrieb kooperiert die gemeinsame Phasenverschiebungsverbindung 302 mit den zwei Rückkoppelsystemen 301A, 301B, um eine selbst haltende Differentialoszillation zu ermöglichen. Die verbindende kapazitive Verbindung 302 vervollständigt den Differential-Oszillator, der im Wesentlichen durch die zwei lokalen Oszillator-Rückkoppelsysteme gebildet ist. Die zwei idealerweise identischen Rückkoppelsysteme 301A und 301B arbeiten zusammen mit der gemeinsamen Phasenverschiebungsverbindung 302 effektiv gegenphasig in Bezug zueinander, wie zwei separate Oszillatorhälften, die durch eine gemeinsame Verbindung verbunden sind.
  • Jedes lokale Oszillator-Rückkoppelsystem weist einen Oszillatorverstärker 303A/303B und ein Phasenverschiebungs-Filter 304A/304B auf. Jedes Phasenverschiebungs-Filter 304A/304B enthält eine Phasenverschiebungsfunktion 305A/305B und einen Rückkopplungsverstärker 306A/306B. Bei praktischen Realisierungen sind jedoch die Phasenverschiebungsfunktion und der Rückkopplungsverstärker vorteilhafterweise integriert, wie es nachfolgend unter Bezugnahme auf 10 beschrieben werden wird. Es ist auch angenehm, einen invertierenden Rückkopplungsverstärker zu verwenden und ein geeignetes Maß einer Phasenverschiebung im Phasenverschiebungs-Filter einzuführen.
  • Es ist klar, dass die lokale Oszillator-Rückkoppelsysteme auf solche Weise konfiguriert sein sollten, dass jeder lokale Rückkoppelpfad eine signifikante Phasenverschiebung hat, wenn sie voneinander isoliert sind. Jedoch erfordert eine selbst haltende Oszillation in jedem lokalen Oszillator-Rückkoppelsystem eine gleichphasige Rückkopplung, was deutlich nicht vorhanden ist, wenn die lokalen Rückkoppelsysteme getrennt sind. Daher ist die gemeinsame Phasenverschiebungsverbindung zum Verbinden der zwei Oszillator-Rückkoppelsysteme erforderlich. Jedoch ist es wichtig, dass die gemeinsame Verbindung auf eine solche Weise angeordnet ist, dass die erforderliche Nullphasenverschiebungsbedingung nur dann erfüllt ist, wenn die zwei lokalen Rückkoppelsysteme gegenphasig in Bezug zueinander arbeiten, d.h. für eine Differential-Erregung.
  • Um eine Phasenverschiebungsfilterung höherer Ordnung zur Verfügung zu stellen, ist jeder Rückkopplungsverstärker mit seiner eigenen internen Rückkoppelschleife 307A/307B versehen. Auf diese Weise werden, wie es sich herausgestellt hat, die lokalen Rückkoppelsysteme eine abrupte Änderung bezüglich einer Phasenverschiebung erfahren, wenn die Frequenz etwas von der erwünschten Oszillationsfrequenz abweicht, um dadurch Signalkomponenten mit Frequenzen stark zu dämpfen, die andere als die ideale Oszillationsfrequenz sind. Tatsächlich kann es gezeigt werden, dass die Einführung einer internen Rückkoppelschleife in die Oszillator-Rückkoppelsysteme dieselben Phasenverschiebungseigenschaften wie ein LC-Filter zweiter Ordnung erhalten werden kann, aber ohne induktive Elemente niedriger Qualität zu verwenden. Der erwünschte Betrieb während einer Differentialmodeerregung ist in 9 schematisch dargestellt, die ein ideales äquivalentes zweigeteiltes Modell des Oszillators der 8, wenn die Rückkopplungsverstärker mit internen Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleifen versehen sind. Im Wesentlichen stellt das äquivalente Modell der 9 gemäß dem Zweiteilungstheorem eine Hälfte des gesamten Oszillators mit einer zweigeteilten gemeinsamen kapazitiven Verbindung dar. Der Rückkoppelpfad vom Ausgang zum Eingang des Oszillatorverstärkers 401 ist durch eine äquivalente Induktanz 403 und einen Verstärker 404 mit idealer Verstärkung zum Bereitstellen der nötigen Spannungstransformation dargestellt. Die äquivalente Induktanz 403 (L) kooperiert mit der zweigeteilten kapazitiven Verbindung 402 (C), um dadurch die Barkhaussen-Kriterien einer gesamten Phasenverschiebung von Null (und einer Schleifenverstärkung von Eins) für die gesamte Oszillatorschaltung zu erfüllen.
  • 10 ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm eines Differential-Oszillators, der auf dem Blockdiagramm hoher Ebene der 8 basiert. Der Differential-Oszillator 500 weist zwei Zweige auf, die durch eine gemeinsame kapazitive Verbindung 502 miteinander verbunden sind. Bei dieser Realisierung enthält jedes der lokalen Rückkoppelsysteme einen auf einem Emitterfolger basierenden Oszillatorverstärker 503A/503B und ein Phasenverschiebungs-Filter 504A/504B. Das Phasenverschiebungs-Filter 504A/504B weist einen invertierenden Rückkopplungsverstärker mit einer eingebetteten kapazitiven Phasenverschiebungsfunktion auf. Vorzugsweise entsteht die Phasenverschiebung aus dem invertierenden Rückkoppelverstärker zusammen mit dem Phasenverschiebungs-Filterkondensator C1. Zusätzlich ist durch Einführen eines Emitter entkoppelnden Kondensators CE1 für jeden auf einem Emitterfolger basierenden Oszillatorverstärker 503A/503B eine Integrationsfunktion in das Rückkoppelsystem eingebaut. In der Praxis bildet der Emitter entkoppelnde Kondensator CE1 ein zusätzliches kapazitives Phasenverschiebungselement. Der Widerstand RB1 wird als internes Rückkoppelelement des invertierenden Verstärkers verwendet, um eine Frequenzantwort zweiter Ordnung für die Phasenverschiebungsfunktion zur Verfügung zu stellen.
  • Der Widerstand RC2 hat einen Vorspannungseffekt zur gleichen Zeit, zu welcher er die Verstärkung des invertierenden Verstärkers einstellt, und die Kapazität CE2 stellt sicher, dass der invertierende Verstärker eine maximale Verstärkung hat.
  • Der Differential-Oszillator 500 kann mit und ohne Abstimmung realisiert werden. Bei diesem Beispiel ist eine auf einem Varaktor basierende Abstimmung 501 als Vorgabemechanismus gezeigt. Alternativ dazu können die rückkoppelverstärkten invertierenden Verstärkerstufen jedoch eine gemeinsame Emitter-Vorspannungsschaltung in der Form einer abstimmbaren Stromquelle (nicht gezeigt) haben. In einem solchen Fall wird das Abstimmen grundsätzlich durch Ändern des Ruhestroms der Stromquelle bewirkt.
  • Obwohl es in 10 nicht explizit gezeigt ist, kann der Oszillator auch eine Schaltung für eine Kristall- oder SAW-Oszillationsverstärkung enthalten. Ebenso können die Oszillator-Verstärkerstufen eine gemeinsame Konstantstromquelle haben.
  • Um den Schaltungsaufbau für irgendeine spezifische Anwendung oder einen IC-Prozess fertig zu stellen, wird es empfohlen, extensive Simulationen wie beispielsweise SPICE-Simulationen, zusammen mit einer Extraktion von parasitären Elementen aus dem aktuellen Layout durchzuführen. Bei der Entwicklungsarbeit werden Frequenzeigenschaften der lokalen Rückkoppelsysteme am besten unter Bedingungen einer offenen Schleife studiert, d.h. mit dem Oszillatorverstärker vom lokalen Rückkoppelpfad getrennt.
  • 11 ist ein elektrisches Ersatzschaltbild bzw. äquivalentes Modell für Kleinsignalwechselströme bzw. Kleinsignal-AC mittlerer Frequenz des auf einem Emitterfolger basierenden Integrator/Oszillator-Verstärker der 10. Der Emitterfolger ist mit dem Kondensator CE1 kapazitiv belastet, um einen Phasenverschiebungsintegrator zu bilden. Nimmt man Bezug auf 11, ist der Basisstrom ib gleich folgendem:
    Figure 00210001
  • Wendet man das Kirchoff-Gesetz für eine Stromsummierung beim Emitterknoten (E) an, gilt folgendes:
    Figure 00210002
    wobei hfe die Kleinsignal-Stromversorgung ist und die Reaktanz im Laplace-Bereich dargestellt ist.
  • Verwendet man den Ausdruck (11) in (12), ergibt sich folgendes:
    Figure 00210003
    wobei hie die Basis-Emitter-Impedanz ist und (1 + hfe) ≈ hfe gilt.
  • Die Übertragungsfunktion Fi(s), die als das Verhältnis von Vo und Vi definiert ist, kann dann ausgedrückt werden als:
    Figure 00220001
    wobei DE die Pufferverstärkerdämpfung ist und τE die äquivalente Tiefpassfilterzeitkonstante ist.
  • Im Frequenzbereich gilt s = jω. Demgemäß gilt folgendes:
    Figure 00220002
  • Die Phasenverschiebung ϕ vom Eingang zum Ausgang, d.h. die "Phasenverzögerung", ist gleich folgendem:
    Figure 00220003
    mit der Eckfrequenz:
    Figure 00220004
  • Es kann somit gesehen werden, dass es möglich ist, eine Phasenverschiebung zwischen 0° und –90° in Abhängigkeit von der Kombination des Emitter entkoppelnden Widerstands (RE1) und des Kondensators (CE1) zu erhalten. Im Grenzfall ergibt der Integrator eine ideale Phasenverschiebung von –90°.
  • 12 ist ein schematisches elektrisches Ersatzschaltbild bzw. äquivalentes Modell für Kleinsignalwechselströme bzw. Kleinsignal-AC mittlerer Frequenz des auf einem invertierenden Verstärker basierenden Rückkoppelnetzwerks der 10, einschließlich der zweigeteilten kapazitiven Verbindung. Beim äquivalenten Modell kann das Rückkoppelnetzwerk derart angesehen werden, dass es um einen idealen invertierenden Verstärker mit einem Eingangs-Voreilfilter auf einer Seite und einem Ausgangs-Nacheilfilter-Integrierer auf der anderen Seite, die durch einen internen Rückkoppelwiderstand miteinander verbunden sind, ausgebildet ist.
  • Wendet man das Kirchoff-Gesetz für eine Stromsummierung beim Basisknoten (B) an, gilt folgendes:
    Figure 00230001
    wobei Vb das Basisspannungspotential ist. Der Basisstrom ib ist definiert als:
    Figure 00230002
    wobei hie die Basis-Emitter-Impedanz ist. Der Rückkoppelstrom iF ist gegeben durch:
    Figure 00230003
  • Die Ausdrücke (18)-(20) ergeben die folgenden Ausdrücke:
    Figure 00240001
  • Wendet man das Kirchoff-Gesetz für eine Stromsummierung beim Kollektorknoten (C) an, gilt folgendes:
    Figure 00240002
    wobei hfe die Kleinsignal-Stromverstärkung ist, C0B die zweigeteilte Kapazität von der gemeinsamen Verbindung ist und R0 die parallele Kombination aus Ausgangsleisten (einschließlich der Transistorausgangsimpedanz r0) ist.
  • Verwendet man die Ausdrücke (19) und (20) in (22), ergibt sich folgendes:
    Figure 00240003
  • Nun ergibt ein Verwenden des Ausdrucks (24) in (21) die Übertragungsfunktion FfA(s) für das auf einem Rückkopplungsverstärker basierende Phasenverschiebungs-Filter in Kombination mit der zweigeteilten gemeinsamen kapazitiven Verbindung:
    Figure 00250001
  • Es ist zu beachten, dass zum Bereitstellen einer ausreichenden Spannungsverstärkung die Rückkopplung eine hohe Impedanz haben muss:
    Figure 00250002
  • Die Übertragungsfunktion FfA(ω) im Frequenzbereich ist gegeben durch:
    Figure 00250003
  • Die gesamte Phasenverschiebung, die durch die Übertragungsfunktion zur Verfügung gestellt wird, ist durch Subtrahieren der Phasenverschiebung des Nenners von der Phasenverschiebung des Zählers definiert. Durch Analysieren des Ausdrucks (27) kann es gesehen werden, dass eine Phasenverschiebung von –90° durch den Zähler zugeführt wird. Der durch den kapazitiv entkoppelten Oszillatorpuffer, der in Verbindung mit 11 analysiert ist, ausgebildete Integrierer führt eine zusätzliche Phasenverschiebung von bis hinunter zu –90° ein. Bei einer bestimmten Implementierung kann ein Teil dieser Phasenverschiebung bereits aufgrund parasitärer Phasenverschiebungen bei hoher Frequenz vorhanden sein. Geeignet dimensioniert trägt der Nenner zu der zusätzlichen erforderlichen Phasenverschiebung von –180° bei.
  • Der Term
    Figure 00260001
    ist positiv und ist normalerweise vernachlässigbar. Wenn
    Figure 00260002
    was großen Kapazitätswerten und/oder einer hohen Betriebsfrequenz entspricht, reduziert sich der Nenner auf (im Grenzfall): (jωC0B)·(jωC1) = –ω2C0BC1 (28)was äquivalent zu einer Phasenverschiebung von –180° ist. Zusammenfasst kann es gesehen werden, dass arg[V0] – arg[Vi] zwischen –180° und +90° variiert. Im oberen Grenzfall gilt arg[V0] – arg[Vi] = –90° – (–180°) = +90°, was durch die zusätzliche Phasenverschiebung von –90° ausgeglichen wird, die durch den in Verbindung mit 11 analysierten kapazitiv entkoppelten Pufferintegrierer eingeführt ist. Somit ist das Barkhaussen-Kriterium einer gesamten Phasenverschiebung von Null erfüllt. Jedoch sollte es verstanden werden, dass es praktischer ist, die erforderliche Phasenverschiebung unter Verwendung von mehr als einer Phasenverschiebungs-Integriererverbindung in dem gesamten Rückkoppelnetzwerk zu realisieren, was den Grenzfall vermeidet, wie es nachfolgend in Verbindung mit 13 beschrieben werden wird. Es ist offensichtlich, dass es einfacher ist, mehrere Phasenverschiebungsverbindungen zu verwenden, von welchen jede in Richtung zu einer Soll-Phasenverschiebung weit weg vom Grenzfall optimiert ist.
  • Für den gesamten Oszillatorbetrieb ist von grundsätzlicher Wichtigkeit, die gemeinsame Verbindung auf eine solche Weise zu verwenden, dass eine signifikante zusätzliche Phasenverschiebung nur für differentielle Signale zur Verfügung gestellt wird und eine wesentliche Unterdrückung eines gemeinsamen Modes erreicht wird. Eine weitere wichtige Aufgabe besteht im Betreiben der jeweiligen Phasenverschiebungs-Filter gut entfernt von einer Phasenverschiebung von Null, um die Wahrscheinlichkeit von Störoszillationen hoher oder niedriger Frequenz zu reduzieren. Eine signifikante Phasenverschiebung gut entfernt von Null wird über irgendwelche parasitären Phasenverschiebungen und die frequenzabhängige Phasenverschiebung der breitbandigen Oszillator-Pufferverstärker dominieren. Auf diese Weise kann die Anzahl von aktiven Elementen im Schaltungsaufbau minimiert werden, während gleichzeitig die Phasenverschiebung als Funktion der Frequenz des gesamten Oszillator-Rückkoppelnetzwerks optimiert wird.
  • Es sollte verstanden werden, dass es verschiedene Typen von Phasenverschiebungsverbindungen oder Filtern gibt, die im Oszillator verwendet und/oder kombiniert werden können, um Barkhaussen-Kriterien einer andauernden Oszillation zu erfüllen. Beispielsweise können sowohl differenzierende als auch integrierende Phasenverschiebungsverbindungen in dem invertierenden Verstärker und dem eingebetteten Phasenverschiebungs-Filter eingebaut sein. Für eine allgemeine Information über verschiedene Phasenverschiebungsverbindungen in Oszillatoren wird Bezug genommen auf das US-Patent 4,571,558 und das US-Patent 4,646,033, die hierin durch Bezugnahme enthalten sind.
  • Die Leistungscharakteristiken der vorgeschlagenen frequenzselektiven Rückkoppelnetzwerke wird durch Einführen einer Referenztopologie in Form eines einfacheren LC-Filters zweiter Ordnung mit bekannten Leistungseigenschaften und durch Vergleichen der zwei Topologien analysiert. Durch Verwenden einer bekannten Referenztopologie ist es möglich, die komplexere Rückkoppelnetzwerktopologie der 10 ohne explizite Berechnungen durch Anpassen von entsprechenden Termen in den Phasenverschiebungsfunktionen zu analysieren. Die Referenztopologie wird als LC-Filter zweiter Ordnung ausgewählt, das als Spannungsteiler konfiguriert ist, der durch ein kapazitives Element C und ein induktives Element L mit einem Verlustwiderstand R ausgebildet ist.
  • Die Übertragungsfunktion FLC(ω) des LC-Filters ist gegeben durch:
    Figure 00280001
  • Es kann abgeleitet werden, dass der Q-Wert für das LC-Filter mit der Übertragungsfunktion FLC(ω) gegeben ist durch:
    Figure 00280002
  • Präsentiert man die Übertragungsfunktion FfA(ω), die in (27) angegeben ist, in einer kompakteren Form, ergibt sich folgendes:
    Figure 00280003
  • Bringt man den Ausdruck (31) in Übereinstimmung mit dem Ausdruck (29), ergibt sich folgendes:
    Figure 00290001
  • Durch Vergleichen der Nenner von FLC(ω) in (29) und FfA(ω) in (32) und analog zu dem Ausdruck (30) kann es gesehen werden, dass der Q-Wert des frequenzselektiven Rückkoppelnetzwerks des vorgeschlagenen Oszillators geschätzt werden kann als:
    Figure 00290002
  • Aus den obigen Ausdrücken (31) und (32) kann es ohne weiteres gesehen werden, dass die Filterantwort von zweiter Ordnung ist:
  • Figure 00290003
  • Offensichtlich kann ein Filter höherer Ordnung durch Anordnen einer internen Rückkoppelschleife um das aktive Element im Phasenverschiebungs-Filter erreicht werden, ohne induktive Elemente zu verwenden, wie bei der LC-Filtertopologie. Dies ist ein großer Vorteil, da ein hoher Q-Wert erhalten werden kann, ohne durch die internen Verluste des induktiven Elements beschränkt zu werden.
  • Andere signifikante Verbesserungen enthalten einen reduzierten Bereich und IC-Prozesserfordernisse, eine reduzierte magnetische Kopplung aufgrund des Nichtvorhandenseins eines expliziten Resonators und eine Möglichkeit zum Erhöhen der Betriebsfrequenz.
  • Wie es früher angegeben ist, ist ein Arbeiten nahe dem Grenzfall zum Realisieren von signifikanten Phasenverschiebungen schwierig und führt normalerweise eine exzessive Dämpfung ein, wenn nur eine einzige Phasenverschiebungs-Integriererverbindung verwendet wird. Ein angenehmerer Weg zum Realisieren der erforderlichen Phasenverschiebung besteht im Einführen von mehreren in Reihe geschalteten auf einem Verstärker basierenden Phasenverschiebungs-Filtern, von welchen jedes mit einem kleinen Phasenverschiebungsinkrement beiträgt. Dies erhöht die Entwicklungsflexibilität und entspannt die Verstärkungs- und Phasenverschiebungs-Anforderungen bei jedem Phasenverschiebungsblock. Mit einer solchen Anordnung wird die verpflichtende Phasenverschiebungsbedingung ohne ernsthafte Verschlechterung der gesättigten Amplitude erfüllt, um dadurch das Signal-zu-Rausch-Verhältnis zu erhöhen, selbst wenn der Effekt eines Einführens der zusätzlichen aktiven Elemente berücksichtigt wird. Diesbezüglich ist es auch ratbar, mehrere gemeinsame Phasenverschiebungsverbindungen zu verwenden, die entsprechende Endgeräte in den lokalen Rückkoppelpfaden miteinander verbinden um die Differenzierbarkeit noch weiter zu verbessern.
  • 13 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Differential-Oszillatorimplementierung, die mehrere in Reihe geschaltete Phasenverschiebungs-Filter enthält. Gleich den Ausführungsbeispielen der 8 und 10 basiert der Oszillator 600 auf zwei miteinander verbundenen lokalen Oszillator-Rückkoppelsystemen. Jedes lokale Rückkoppelsystem weist einen Oszillatorverstärker 603A/603B mit einem lokalen Rückkoppelpfad auf. Bei dieser Implementierung enthält jedoch jeder lokale Rückkoppelpfad mehrere Phasenverschiebungs-Filter oder Phasenverschiebungsblöcke 604A-1 bis 604A-N/604B-1 bis 604B-N. Die Phasenverschiebungs-Filter können auf invertierenden und nichtinvertierenden Rückkoppelverstärkern mit zusätzlichen Phasenverschiebungselementen in verschiedenen Kombinationen basieren. Die Rückkoppelfilter sind mit ihrer eigenen internen Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife versehen, und es ist sogar möglich, Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleifen 630A/630B zwischen unterschiedlichen Phasenverschiebungs-Filtern in den lokalen Rückkoppelpfaden anzuordnen, um eine Phasenverschiebungs-Filterung höherer Ordnung zu ermöglichen.
  • Im Fall eines Verwendens von Phasenverschiebungs-Filtern basierend auf invertierenden Verstärkern ist es empfehlbar, eine ungerade Anzahl von Phasenverschiebungs-Filtern oder Blöcken in jedem lokalen Rückkoppelpfad zu verwenden, um eine negative Rückkopplung für niedrige Frequenzen sicherzustellen, um dadurch eine starke Unterdrückung von Niederfrequenz-Störoszillationen zu erhalten. Dies ist gleich den Eigenschaften einer herkömmlichen kreuzgekoppelten Rückkopplung, aber ohne die Nachteile einer Last hoher Impedanz. Vorzugsweise sind die lokalen Rückkoppelsysteme durch mehrere gemeinsame Phasenverschiebungsverbindungen 602-1 bis 602-N miteinander verbunden. Jede gemeinsame Phasenverschiebungsverbindung stellt eine Verbindung zwischen Stellen in den zwei lokalen Rückkoppelsystemen zur Verfügung, die gegenphasig in Bezug zueinander sind. Auf diese Weise wird eine Symmetrie aufrechterhalten und wird eine richtige Differentialerregung der gemeinsamen Verbindungen sichergestellt. Dies ergibt einen signifikanten Unterschied bezüglich einer Schleifen-Phasenverschiebung, wenn die zwei lokalen Rückkoppelsysteme gegenphasig arbeiten, d.h. bei einer Differentialerregung, im Vergleich mit der unerwünschten Situation, bei welcher beide Systeme gleichphasig arbeiten, d.h. einer Erregung eines gemeinsamen Modes.
  • Wie es früher angegeben ist, können kreuzgekoppelte Topologien auch einen Vorteil aus dem Filter mit erhöhter Phasenverschiebung der Erfindung ziehen. 14 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines kreuzgekoppelten Oszillators gemäß der Erfindung. Eine kreuzgekoppelte Variante kann unter Verwendung von zwei Seiten entwickelt werden, von welchen jede einen Oszillator-Verstärkerpuffer niedriger Impedanz 703A/703B und ein Phasenverschiebungs-Filter 704A/704B aufweist, und die den Ausgang von einer Seite mit dem Eingang der anderen Seite und umgekehrt verbinden. Eine solche kreuzgekoppelte Anordnung erfordert, dass die Phasenverschiebungs-Filter entwickelt sind, um mit einer Phasenverschiebung von einem halben Zyklus (180°) bei der Oszillationsfrequenz zu arbeiten, anstelle der Phasenverschiebung von Null, die bei der in 8 präsentierten Oszillatortopologie impliziert ist. Die Topologie der 8 basiert auf zwei lokalen gleichphasigen Rückkoppelsystemen, die durch eine gemeinsame Phasenverschiebungsverbindung miteinander verbunden sind. Für den kreuzgekoppelten Aufbau gibt es andererseits nur eine einzige Rückkoppelschleife.
  • Jedes Phasenverschiebungs-Filter 704A/704B weist einen invertierenden Verstärker mit einem filterordnungserhöhenden internen Rückkoppelwiderstand RF, einem Eingangskondensator C1 und einem Ausgangskondensator C2 auf, die ein Voreil-und-Nacheil-Filternetzwerk zweiter Ordnung bilden. Die Zeitkonstanten des Voreil-und-Nacheil-Netzwerks werden geeignet eingestellt, um sicherzustellen, dass die gesamte Phasenverschiebung bei der Oszillationsfrequenz 180° ist.
  • Obwohl die Erfindung allgemein anwendbar ist, sollte es aufgezeigt werden, dass die Erfindung insbesondere in synchronen digitalen Elektroniksystemen und Kommunikationsverbindungen hoher Leistungsfähigkeit und hoher Geschwindigkeit mit dichten Zeitgabebudgets und/oder strengen spektralen Reinheitsanforderungen für Referenztakte und für einen Betrieb in rauschbehafteten Umgebungen, wie beispielsweise dicht gepackten gemischten analogen und Mikroprozessor/Digital-Systemen besonders geeignet ist. Insbesondere verwenden Sender und Empfänger, die bei drahtlosen Anwendungen verwendet werden, allgemein ein Frequenzmultiplexschema, bei welchem mehrere unabhängige analoge und digitale Basisbandsignale auf getrennten, aber nahe beabstandeten, Funkfrequenzträgern moduliert werden, um eine Gruppe von Kanälen zu bilden. Eine Extraktion der nützlichen Basisbanddaten auf der Empfängerseite enthält typischerweise eine Abwärtsmischertopologie, wo das Eingangs-RF-Signal mit einem Lokaloszillator-Taktsignal multipliziert wird. Aufgrund des innewohnenden Spreizspektrumsendes, das von einem nicht idealen Oszillator mit endlichem Gütewert ausgegeben wird, können interferierende Signale von benachbarten Kanälen auch zum Basisband abwärts gemischt werden. Dies wird ein Rauschen oder ein Übersprechen zwischen Kanälen einführen, was letztlich die Bitfehlerrate für die gesamte Übertragungsverbindung beeinflussen bzw. beeinträchtigen wird. Bei solchen Anwendungen ist es folglich von äußerster Wichtigkeit, Oszillatoren hoher Leistungsfähigkeit zu verwenden, wie beispielsweise diejenigen, die durch die Erfindung vorgeschlagen sind.
  • Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele sind lediglich als Beispiele angegeben, und es sollte verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Beispielsweise kann eine verbesserte Zurückweisung einer Energieversorgungsvariation durch eine Stromquellenstabilisierung der Vorspannungsstelle erreicht werden. Gegenwärtige bzw. bezüglich des Stroms verkümmerte Rückkoppelverstärker, die eine erhöhte Ausbreitungsverzögerung erfahren, können zum Implementieren von Phasenverschiebungen und/oder zum Abstimmen der Oszillationsfrequenz verwendet werden. Weitere Modifikationen, Änderungen und Verbesserungen, die die zugrunde liegenden Grundprinzipien beibehalten, die hierin offenbart und beansprucht sind, sind innerhalb des Schutzumfangs dieser Erfindung, wie sie durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.

Claims (6)

  1. Oszillator mit wenigstens einem Oszillator-Rückkoppelsystem (100), wobei das Oszillator-Rückkoppelsystem folgendes aufweist: – wenigstens ein aktives Phasenverschiebungs-Filter höherer Ordnung (120-1) mit wenigstens einem aktiven Verstärkungselement (AMP, T2+, T2–), wobei das Filter angeordnet ist, um dem Oszillator eine Oszillationsfrequenz (1G) zuzuteilen, und eine Filterordnung eines ersten Werts hat, dadurch gekennzeichnet, dass das Phasenverschiebungs-Filter höherer Ordnung (120-1) folgendes aufweist: – wenigstens ein aktives Phasenverschiebungs-Filter niedrigerer Ordnung (122-1), das angeordnet ist, um dem Oszillator die Oszillationsfrequenz (1G) zuzuteilen, und eine Filterordnung eines zweiten Werts hat; – eine passive Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife (124-1, RIF, RF), die mit wenigstens einem der Phasenverschiebungsfilter niedrigerer Ordnung (122-1) verbunden ist, wobei die Filterordnung des ersten Werts höher als die Filterordnung des zweiten Werts ist.
  2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das aktive Verstärkungselement ein invertierender Verstärker (AMP) ist.
  3. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das aktive Phasenverschiebungs-Filter höherer Ordnung weiterhin einen Eingangskondensator (CLEAD) aufweist, der den Eingang des invertierenden Verstärkers (AMP) blockiert, und einen Ausgangskondensator (CLAG), der den Ausgang des invertierenden Verstärkers zur Erdung nebenschließt, um dadurch ein Voreil-und-Nacheil-Filternetzwerk zu definieren.
  4. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife eine Anzahl von miteinander verbundenen reaktiven Blöcken (C1R1; C2R2; ...; CNRN) aufweist, wobei der reaktiven Blöcke ein Netzwerk mit Widerstand und Kondensator in Parallelschaltung aufweist, und zum Bereitstellen einer kundenangepassten nichtlinearen Frequenzantwort des aktiven Phasenverschiebungs-Filters höherer Ordnung individuell gewichtet ist.
  5. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Anzahl von den aktiven Phasenverschiebungs-Filtern höherer Ordnung (204A, 204B) hat, die in einer Ringtopologie angeordnet sind, wobei wenigstens eines der aktiven Phasenverschiebungs-Filter höherer Ordnung (204A, 204B) die Filterordnungserhöhungs-Rückkopplungsschleife (R1) hat.
  6. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Oszillator-Rückkoppelsystem kreuzgekoppelt ist und eine Anzahl der aktiven Phasenverschiebungs-Filter höherer Ordnung (704A, 704B) aufweist, wobei jedes der aktiven Phasenverschiebungs-Filter höherer Ordnung die Filterordnungserhöhungs-Rückkoppelschleife (RF) hat.
DE60127868T 2001-02-13 2001-06-20 Oszillatoren mit aktiver higher-in-order-phasenverschiebungsfilterung Expired - Lifetime DE60127868T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
WOPCT/SE01/00283 2001-02-13
PCT/SE2001/000283 WO2002065632A1 (en) 2001-02-13 2001-02-13 A differential oscillator
PCT/SE2001/001426 WO2002065631A1 (en) 2001-02-13 2001-06-20 Oscillators with active higher-in-order phase shift filtering

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60127868D1 DE60127868D1 (de) 2007-05-24
DE60127868T2 true DE60127868T2 (de) 2007-12-20

Family

ID=20282787

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60122586T Expired - Lifetime DE60122586T2 (de) 2001-02-13 2001-02-13 Differenzoszillator
DE60127868T Expired - Lifetime DE60127868T2 (de) 2001-02-13 2001-06-20 Oszillatoren mit aktiver higher-in-order-phasenverschiebungsfilterung

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60122586T Expired - Lifetime DE60122586T2 (de) 2001-02-13 2001-02-13 Differenzoszillator

Country Status (5)

Country Link
US (2) US7088188B2 (de)
EP (2) EP1360757B1 (de)
AT (1) ATE359615T1 (de)
DE (2) DE60122586T2 (de)
WO (2) WO2002065632A1 (de)

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0212740D0 (en) * 2002-05-31 2002-07-10 Hitachi Ltd Transmitter and wireless communication apparatus using the transmitter
US7511590B1 (en) * 2002-08-21 2009-03-31 Cypress Semiconductor Corporation Differential crystal oscillator
FR2847078B1 (fr) * 2002-11-12 2005-02-18 Thales Sa Dispositif de reduction du bruit de phase
US7400209B2 (en) 2003-02-20 2008-07-15 Nxp B.V. Oscillator circuit
EP1505720B1 (de) * 2003-08-06 2018-07-18 Synergy Microwave Corporation Frequenzstimmbareroszillator mit niedrigem Phasenrauschen und niedriger Temperaturabweichung
JP2005252413A (ja) * 2004-03-02 2005-09-15 Toyo Commun Equip Co Ltd 水晶直交出力型発振器
US6995625B2 (en) 2004-03-31 2006-02-07 Broadcom Corporation Oscillator with quadrature output in a cross-coupled configuration
US7002423B1 (en) * 2004-07-20 2006-02-21 Pericom Semiconductor Corp. Crystal clock generator operating at third overtone of crystal's fundamental frequency
JP2006114975A (ja) * 2004-10-12 2006-04-27 Epson Toyocom Corp 圧電発振器
US7164324B2 (en) * 2004-10-27 2007-01-16 Phaselink Semiconductor Corporation CMOS single-ended frequency doubler
US7161439B2 (en) * 2004-11-18 2007-01-09 Intel Corporation Oscillator delay stage with active inductor
US7599631B2 (en) * 2005-05-06 2009-10-06 Yi Heqing Burst optical receiver with AC coupling and integrator feedback network
CA2608203C (en) * 2005-05-20 2012-09-18 Synergy Microwave Corporation Tunable oscillator having series and parallel tuned resonant circuits
CN101273523B (zh) * 2005-09-27 2015-04-22 艾利森电话股份有限公司 振荡器电路
US7605670B2 (en) * 2005-11-15 2009-10-20 Synergy Microwave Corporation User-definable low cost, low noise, and phase hit insensitive multi-octave-band tunable oscillator
US20070207754A1 (en) * 2006-03-02 2007-09-06 Shintaro Gomi Variable inductance LC resonant circuit and radio receiver using the same
US7411466B2 (en) 2006-07-14 2008-08-12 Freescale Semiconductor, Inc. Coil-less overtone crystal oscillator
US7411467B2 (en) 2006-08-28 2008-08-12 Freescale Semiconductor, Inc. Overtone crystal oscillator automatic calibration system
US20110090020A1 (en) * 2009-10-15 2011-04-21 Reeser Glen O Voltage Controlled SAW Oscillator with Phase Shifter
GB2477143B (en) * 2010-01-22 2012-05-30 Alere Switzerland Gmbh Bi-stable oscillator
US20110267113A1 (en) * 2010-04-28 2011-11-03 International Business Machines Corporation Frequency multiplier
US8665033B2 (en) * 2011-02-18 2014-03-04 Qualcomm Incorporated Varactorless tunable oscillator
JP5912598B2 (ja) * 2011-03-24 2016-04-27 日本電波工業株式会社 電圧制御発振回路及び水晶発振器
CN102647154B (zh) * 2012-05-09 2014-12-03 浙江大学 一种开关电容全数字混频器和抗混叠滤波器
US8954008B2 (en) 2013-01-29 2015-02-10 Medtronic, Inc. Medical device communication system and method
US9331704B2 (en) * 2013-02-01 2016-05-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for generating an oscillating output signal
JP6100641B2 (ja) * 2013-07-29 2017-03-22 日本電波工業株式会社 差動発振器
GB201313725D0 (en) 2013-07-31 2013-09-11 Salunda Ltd Fluid sensor
US9385652B2 (en) * 2014-10-29 2016-07-05 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Cross-coupled oscillator, integrated circuit and electronic device
US10924060B2 (en) * 2018-12-25 2021-02-16 The Regents Of The University Of California Ultra-low-power oscillator with DC-only sustaining amplifier

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3361991A (en) * 1966-10-04 1968-01-02 Bell Telephone Labor Inc Multitone oscillator employing cascaded active r-c filters in feedback loop
JPS5772415A (en) * 1980-10-07 1982-05-06 Kokusai Electric Co Ltd Circuir having function of band pass filter and oscillator
DE3136348A1 (de) * 1981-09-14 1983-03-24 Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg Mikrowellen-oszillator in gegentaktschaltung
GB2147753A (en) * 1983-10-07 1985-05-15 Philips Electronic Associated Voltage controlled oscillator
GB2152312B (en) * 1983-11-01 1987-04-23 Motorola Inc Oscillator circuit
FR2591402A1 (fr) * 1985-12-06 1987-06-12 Efcis Oscillateur sinusoidal a tres faible distorsion
US4816779A (en) 1986-09-09 1989-03-28 U.S. Philips Corp. Amplitude stabilized oscillator having positive and negative feedback
AT391231B (de) * 1988-02-17 1990-09-10 Akg Akustische Kino Geraete Uhf-rueckkopplungsoszillator
DE3938095A1 (de) * 1989-11-16 1991-05-23 Philips Patentverwaltung Quarzobertonoszillator
US5231361A (en) * 1990-02-05 1993-07-27 Trw Inc. Voltage controlled push-push oscillator with parallel resonant tank circuits
JPH0423505A (ja) 1990-05-17 1992-01-27 Nec Corp 発振回路
GB9308944D0 (en) * 1993-04-30 1993-06-16 Inmos Ltd Ring oscillator
US5859572A (en) 1995-05-24 1999-01-12 Ut Automotive Dearborn, Inc. Oscillator and transmitter arrangement for power specific applications having parasitic impedances
JPH0936658A (ja) * 1995-07-21 1997-02-07 Takeshi Ikeda 発振器
JP3285790B2 (ja) * 1997-05-13 2002-05-27 富士通株式会社 発振回路
JP3550030B2 (ja) * 1998-11-20 2004-08-04 松下電器産業株式会社 発振回路、位相同期回路、位相補間回路、位相調整回路および位相結合回路
US6249190B1 (en) * 1999-08-25 2001-06-19 Conexant Systems, Inc. Differential oscillator
US6429748B2 (en) * 1999-09-30 2002-08-06 Nortel Networks Limited Oscillation circuits featuring coaxial resonators
JP2003110360A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Seiko Epson Corp 電圧制御型発振器、受信装置および通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2002065632A1 (en) 2002-08-22
US20040113707A1 (en) 2004-06-17
WO2002065631A1 (en) 2002-08-22
EP1362411A1 (de) 2003-11-19
EP1360757A1 (de) 2003-11-12
US20040070461A1 (en) 2004-04-15
US7053723B2 (en) 2006-05-30
EP1360757B1 (de) 2006-08-23
DE60122586T2 (de) 2007-09-13
ATE359615T1 (de) 2007-05-15
DE60122586D1 (de) 2006-10-05
US7088188B2 (en) 2006-08-08
DE60127868D1 (de) 2007-05-24
EP1362411B1 (de) 2007-04-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60127868T2 (de) Oszillatoren mit aktiver higher-in-order-phasenverschiebungsfilterung
DE60005841T2 (de) Variabler oszillator und filterschaltung
DE60125379T2 (de) Mischer unter verwendung von einem spiegelfrequenzunterdrückungsfilter
DE69131531T2 (de) Integrierschaltung
DE60129289T2 (de) Vorrichtung und Verfahren zur Verminderung des Phasenrauschens von Oszillatorschaltungen
DE60017118T2 (de) Filter mit gesteuerten offsets für aktives filter selektivität und gesteuertem gleichspanungsoffset
DE60106326T2 (de) Frequenzmultiplizierende Schaltung und integrierte Halbleiterschaltung
DE69426627T2 (de) Rauscharme oszillatoren und filter mit frequenznachsteuerung
DE102005048409A1 (de) Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen und Verfahren
DE69810052T2 (de) Verbesserungen an oder in Bezug auf spannungsgesteuerte Oszillatoren
DE19630404B4 (de) Spannungsgesteuerter Oszillator
DE69629187T2 (de) Multi-resonator-oszillator
DE69834456T2 (de) Hochfrequenz-Oszillatorschaltung
DE4321565A1 (de) Monolithisch integrierbarer, abstimmbarer Resonanzkreis und daraus gebildete Schaltungsanordnungen
DE19542041C2 (de) Kombiniertes Kristall- und LC-Filter
DE4444600A1 (de) Gesteuerter Oszillator, wie für synchronen Videodetektor
EP0761038B1 (de) Frequenzveränderbare oszillatoranordnung
DE3803179C2 (de)
AT391231B (de) Uhf-rueckkopplungsoszillator
DE60306532T2 (de) Lc-oszillator
DE60214919T2 (de) Frequenznachlaufoszillator und Betriebsverfahren dafür
EP1742350A2 (de) Integrierte Quarzoszillatorschaltung
DE2733191C2 (de)
DE69321820T2 (de) Spannungsgesteuerter saw-oszillator
DE3690396C2 (de)

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition