DE4410030A1 - Rauscharmer, aktiver Mischer - Google Patents
Rauscharmer, aktiver MischerInfo
- Publication number
- DE4410030A1 DE4410030A1 DE4410030A DE4410030A DE4410030A1 DE 4410030 A1 DE4410030 A1 DE 4410030A1 DE 4410030 A DE4410030 A DE 4410030A DE 4410030 A DE4410030 A DE 4410030A DE 4410030 A1 DE4410030 A1 DE 4410030A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- pair
- local oscillator
- frequency
- matched
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45197—Pl types
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0019—Gilbert multipliers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45148—At least one reactive element being added at the input of a dif amp
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45151—At least one resistor being added at the input of a dif amp
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45458—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC comprising one or more capacitors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45464—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC comprising one or more coils
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45496—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC comprising one or more extra resistors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
Diese Erfindung bezieht sich auf aktive Signalmischschal
tungen und insbesondere auf einen doppelt abgestimmten ak
tiven Mischer, dem eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt, mit
einem rauscharmen Verhalten und einer Schmalbandeingangs
impedanzanpassung.
Eine Mischerschaltung (manchmal als "Modulator" bezeichnet)
schafft ein Ausgangssignal bei einer Frequenz oder bei Fre
quenzen, die von den Frequenzen der zwei oder mehr Eingangs
signale abhängig sind.
Ein typischer Breitband-, doppelter abgestimmter Mischer,
hat zwei angepaßte Differentialtransistorpaare, die durch
eine geeignete Vorspannungsschaltung vorgespannt sind. Diese
Differentialpaare sind mit einem Lokaloszillatoreingang Ba
sis-gekoppelt und mit den zwei Transistoren eines dritten
Differentialpaares Emitter-gekoppelt. Dieses Paar ist mit
einem Hochfrequenzeingang Basis-gekoppelt. Typischerweise
wird das Ausgangssignal von den Kollektoren der zwei an
fänglichen Differentialpaare abgegriffen, entweder unsym
metrisch oder differentiell.
Bei abgestimmten, aktiven Mischschaltungen wurde beobachtet,
daß innerhalb der Schaltung eine bedeutende Rauschver
schlechterung von typischerweise 16 Dezibel (dB) existiert.
Die Rauschreduzierung in Mischschaltungen ist häufig ein be
gehrtes, aber häufig schwer erreichbares Ziel.
Nachdem viele derzeitige Hochfrequenz-Kommunikationssysteme
eine schmalbandige Natur haben, würde es für diese Anwen
dungen bevorzugt, die Breitband- und großen Rauschver
schlechterungscharakteristika der typischen aktiven Mischer
schaltung mit einer Schaltungstopologie zu tauschen, die
alle Charakteristika eines herkömmlichen aktiven Mischers im
interessierenden Frequenzband beibehält, aber die fähig ist,
das erwünschte Verhalten mit einem bedeutend reduzierten Pe
gel an unerwünschtem Rauschen zu liefern.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen rausch
armen, impedanzangepaßten, doppelt abgestimmten aktiven Mi
scher zu schaffen, der alle Vorteile eines herkömmlichen
doppelt abgestimmten aktiven Mischers über ein schmales Band
der Eingangsfrequenzen beibehält, aber eine bedeutend ge
ringere Rauschverschlechterung zeigt.
Diese Aufgabe wird durch eine aktive Mischerschaltung nach
Anspruch 1, Anspruch 8 und Anspruch 14 gelöst.
Die vorliegende Erfindung schafft eine Schaltung, die drei
angepaßte Differentialtransistorpaare einschließt, von denen
zwei geeignet vorgespannt sind und mit einem Lokaloszilla
toreingang verbunden sind. Jedes dieser Paare ist mit einem
der Transistoren des dritten Differentialpaares Emitter-ge
koppelt, der durch eine geeignete Vorspannungsschaltung vor
gespannt ist und mit einem Hochfrequenzeingang Basis-gekop
pelt ist.
Der typische doppelt abgestimmte, aktive Mischer bewirkt
eine Emitterdegeneration durch einen einfachen Degenera
tionswiderstand, der die Emitter des Hochfrequenz-Dif
ferentialpaares verbindet. Der Degenerationswiderstand wird
verwendet, um die Schaltungslinearität zu verbessern, die
sich mit einem größeren Widerstand verbessert, aber größere
Werte der Widerstände, die die Emitter verbinden, erhöhen
den Betrag des thermischen Rauschens in der Schaltung. Die
vorliegende Erfindung verwendet daher eine elegantere De
generationstechnik, als die typische Widerstands-behaftete
Degeneration.
Die Emitter der Hochfrequenzpaare sind reaktiv verbunden.
Bevorzugterweise erfolgt die reaktive Verbindung durch ein
induktives Bauelement und das Eingangs-Hochfrequenzsignal
ist induktiv mit dem Hochfrequenz-Differentialpaar verbun
den.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin
dung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer herkömmlichen,
doppelt abgestimmten, aktiven Mischerschaltung, der
eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt; und
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines rauschärmeren,
impedanzangepaßten, doppelt abgestimmten, aktiven
Mischers gemäß der vorliegenden Erfindung.
Bezugnehmend auf Fig. 1 schließt eine typische, herkömm
liche, doppelt abgestimmte, aktive Mischerschaltung nach dem
Stand der Technik im wesentlichen ein Hochfrequenz-Diffe
rentialtransistorpaar Q5, Q6, zwei Lokaloszillator-Dif
ferentialtransistorpaare Q1, Q2, Q3, Q4 und eine Vorspan
nungsschaltung 16 ein, die mit den drei Differentialtransis
torpaaren verbunden ist. Ein unsymmetrischer Hochfrequenz
eingang 18 ist mit der Basis der zwei Transistoren des Hoch
frequenz-Differentialpaares Q5, Q6 verbunden. Ein unsym
metrischer Lokaloszillatoreingang ist mit der Basis eines
der Transistoren der zwei Lokaloszillator-Differentialtran
sistorpaare Q1, Q4 verbunden, während die Basis der anderen
Transistoren des Lokaloszillators-Differentialpaares Q2, Q3
miteinander verbunden sind, und über einen Kondensator C1
mit Masse verbunden sind.
Die Vorspannungsschaltung ist mit den drei Differentialtran
sistorpaaren über die Vorspannungswiderstände R3, R4, R5 und
R6 verbunden. Ein Widerstand R1 verbindet eine Versorgungs
spannung VCC mit den Kollektoren eines Transistors jedes an
gepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares Q1 und Q3, die
miteinander verbunden sind. Auf ähnliche Weise verbindet ein
Widerstand R2 VCC und die Kollektoren der anderen zwei Tran
sistoren des angepaßten Lokaloszillatorpaares Q2 und Q4, die
ebenfalls miteinander verbunden sind.
Bei der herkömmlichen Konfiguration nach dem Stand der Tech
nik umfaßt das Hochfrequenz-Differentialpaar die Transis
toren Q5, Q6 und die Vorspannungswiderstände R5 und R6, und
schließt zusätzlich einen Degenerationswiderstand RE ein,
der zwischen den Emittern von Q5 und Q6 geschaltet ist. Die
Transistoren des Hochfrequenz-Differentialpaares sind durch
gleiche Ströme getrieben, die durch die zwei Stromquellen IQ
bereitgestellt sind. Dieser Hochfrequenzabschnitt der Schal
tung wird verwendet, um eine Eingangsimpedanz zu schaffen,
die an die Quellenimpedanz Z₀ von typischerweise 50 Ω oder
75 Ω angepaßt ist. Eine Impedanzanpassung ist wünschenswert,
wenn das ankommende Hochfrequenzsignal auf einer hohen Fre
quenz (größer als etwa 100 Megaherz) ist. Nachdem die Impe
danz in die Basis von Q5 verglichen mit der Quellenimpedanz
Z₀ relativ hoch ist, wird die Eingangsanpassung normaler
weise durch Bereitstellen des Vorspannungswiderstandes R5,
der gleich der Quellenimpedanz Z₀ ist, erreicht. Dieser
Brechstangen-Ansatz verschlechtert die Rauschzahl der Schal
tung um bis zu 3 Dezibel (dB), während eine Breitbandanpas
sung möglich ist.
Zusätzlich wird das Hochfrequenz-Differentialpaar verwendet,
um die Eingangsstufe durch Verwendung des Emitter-Degenera
tionswiderstandes RE zu linearisieren. Ein großer Degenera
tionswiderstand verursacht Verbesserungen der Schaltungs
linearität, aber er trägt einen größeren Betrag zum therm
ischen Rauschens in der Schaltung bei, wenn sich der Wert
von RE erhöht. Eine typische Rauschzahl für diese Mischer
topologie beträgt etwa 16 Dezibel (dB).
Aus der obigen Beschreibung ist es offensichtlich, daß die
Brechstangen-Technik zur Eingangsanpassung und die wider
standsbehaftete Rückkopplungsdegenerationstechnik zur Lin
earisierung, die Rauschzahl verschlechtern und folglich den
dynamischen Bereich der Schaltung. Nachdem viele moderne
Hochfrequenzkommunikationssysteme von Natur aus schmalbandig
sind und Mischerschaltungen mit niedrigeren Rauschzahlen
erfordern, würde man eine Mischertopologie bevorzugen, die
alle wesentlichen Charakteristika eines herkömmlichen
Mischers in dem interessierenden Frequenzband beibehält,
aber ein besseres Rauschverhalten hat. Eine Technik wird
durch die vorliegende Erfindung vorgestellt.
Bezugnehmend auf Fig. 2, wird gesehen, daß die vorliegende
Erfindung im wesentlichen alle die bis hierher erwähnten
Elemente eines herkömmlichen aktiven Mischers, dem eine
Gilbert-Zelle zugrundeliegt, einschließt. Eine primäre Art,
in der die vorliegende Erfindung die herkömmliche Schaltung
nach dem Stand der Technik verbessert, ist durch Einfügen
einer reaktiven Rückkopplung zwischen den Emittern des
Hochfrequenz-Differentialtransistorpaare Q5, Q6. Bei dem
bevorzugten Ausführungsbeispiel umfaßt die Einrichtung zur
reaktiven Rückkopplung eine Dünnfilm-Spiralinduktivität, die
als induktives Bauelement in Serie mit einem Widerstand RI
geformt sein kann, wobei der Widerstand aufgrund der
Metall-Leitungen des spiralförmigen induktiven Bauelements
hervorgerufen wird. Zusätzlich ist ein eingangsseitiges
induktives Bauelement L1 zwischen dem Hochfrequenzeingang
und die Basis eines der Hochfrequenztransistoren Q5 hinzu
gefügt. Das spiralförmige induktive Bauelement zwischen den
Emittern des Hochfrequenz-Differentialtransistorpaares in
Verbindung mit dem eingangsseitigen induktiven Bauelement L1
hilft, eine Eingangsimpedanzanpassung zwischen dem Hochfre
quenzeingang und dem Hochfrequenz-Differentialtransistorpaar
zu erreichen.
Durch Ersetzen des rauschenden Degenerationswiderstandes
durch das spiralförmige induktive Bauelement und das ein
gangsseitige induktive Bauelement wird die erwünschte Ein
gangsanpassung ohne bedeutende Verschlechterung der Rausch
zahl der Schaltung erreicht. Die Eingangsanpassung kann des
halb ohne den Bedarf einer Brechstangen-Anpassungstechnik
erreicht werden, und verschlechtert daher nicht notwendiger
weise die Rauschzahl. Zusätzlich ist das spiralförmige in
duktive Bauelement ebenfalls als Rückkopplungselement wirk
sam, und verbessert folglich die Linearität der Schaltung in
dem interessierenden Frequenzbereich, ohne unnötige Ver
schlechterung der Rauschzahl.
Bei der vorliegenden Erfindung sind die Vorspannungswider
stände R5 und R6 für das Hochfrequenz-Transistorpaar nun
Widerstände mit einem großen Wert (viel größer als die Ein
gangsimpedanz) und werden lediglich für Vorspannungszwecke
verwendet.
Für relativ niedrige Frequenzanwendungen (wenn die Frequenz
am Hochfrequenzeingang kleiner als die Transitfrequenz des
Hochfrequenz-Differentialtranistorpaares geteilt durch den
Gleichstromwert ihres Transistor-Betas β ist) kann ein Ein
gangskondensator C3 eingebaut sein, um die Eingangsanpassung
zu verbessern, nachdem die wirksame Impedanz der Schaltung
nun in der Nähe des Wertes des Vorspannungswiderstandes R5
ist.
Wie in Fig. 2 dargestellt ist, sind ebenfalls Kompensations
kondensatoren C4, C5, C6 und C7 zwischen die verschiedenen
Kollektoren und Basen der der Lokaloszillator-Differential
transistorpaare geschaltet, um die Schaltungsstabilität beim
Vorhandensein von parasitären Gehäuseinduktivitäten zu ver
bessern, die bei einer Ausführung der Erfindung als inte
grierte Schaltung vorhanden sind. Die Kompensationskonden
satoren C4, C5, C6 und C7 sind optional und für eine wirk
same Ausführung der Schaltung nicht notwendig, sie werden
jedoch bevorzugt, wenn parasitäre Packungsinduktivitäten
existieren und der Betrieb der Erfindung in einem schmalen
Frequenzband durchgeführt werden soll. Der Kompensations
kondensator C4 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren
Q1 und Q3 und den Basen der Transistoren Q1 und Q4 geschal
tet. Der Kompensationskondensator C5 ist zwischen die Kol
lektoren der Transistoren Q1 und Q3 und den Basen der Tran
sistoren Q2 und Q3 geschaltet. Der Kompensationskondensator
C6 ist zwischen die Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4
und den Basen der Transistoren Q2 und Q3 geschaltet. Der
Kompensationskondensator C7 ist zwischen den Kollektoren der
Transistoren Q2 und Q4 und den Basen der Transistoren Q1 und
Q4 geschaltet. Aufgrund der Schmalbandnatur der Schaltung
sind diese Kondensatoren vorgesehen, um die Stabilität der
Schaltung zu verbessern, sie bewirken jedoch eine leichte
Zunahme des Lokaloszillator-Lecksignals an dem Zwischenfre
quenzausgangsanschluß 68.
Zusammenfassend kann gesagt werden, daß bei dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel ein herkömmlicher Gilbert-Zellen, ak
tiver Mischer modifiziert ist, um ein induktives Emitter-De
generationsbauelement LE, ein eingangsseitiges induktives
Bauelement L1, einen Eingangskondensator C3 und Kompen
sationskondensatoren C4, C5, C6, C7 einzuschließen. Der ver
besserte Mischer hat gegenüber einer herkömmlichen Gilbert-
Zelle deshalb die folgenden Vorteile. Er behält alle wesent
lichen Charakteristika eines herkömmlichen Gilbert-Zellen-
Mischers bei, nämlich Frequenzumwandlung, Lokaloszillator
signal und Hochfrequenzsignalsperrdämpfung und Wandlungsge
winn. Die Schaltung erreicht aufgrund des Ausschlusses des
Brechstangen-Anpassungswiderstandes und des Degenerations
widerstandes ein niedriges Rauschverhalten, das so gering
wie 10 Dezibel (dB) ist. Die Schaltung erreicht durch die
Verwendung einer reaktiven Rückkopplung über das interes
sierende Schmalband eine Eingangsanpassung als auch eine
Eingangslinearität über das interessierende Band. Das reak
tive Element kann entweder ein induktives Bauelement, wie in
Fig. 2 beschrieben und offenbart ist, sein oder es kann mit
geringen Änderungen als kapazitives Bauelement ausgeführt
sein. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel erreicht ebenfalls
einen stabilen Betrieb, sogar wenn parasitäre Induktivitäten
aufgrund von Gehäuseanschlußleitungen, die bei integrierten
Schaltungsanwendungen vorhanden sind, vorhanden sind.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der verbesserte
aktive Mischer auf einer einzelnen integrierten Schaltung
ausgeführt. Wiederum bezugnehmend auf Fig. 2 stellen die ge
strichelten Linien den Abschnitt der Schaltung dar, der auf
dem Chip ausgeführt ist.
Wird die vereinfachte Hochfrequenzeingangsstufe der herkömm
lichen Mischertopologie, die in Fig. 1 gezeigt ist, betrach
tet, kann gezeigt werden, daß bei einer Frequenz über ωT/β₀,
wobei ωT die Transitfrequenz ist, und β₀ die Gleichstrom-
Stromverstärkung ist, die wirksame Impedanz an der Basis des
Transistors Q5 wie folgt lautet:
Aus obigem kann erkannt werden, daß, um die erwünschte Ein
gangsanpassung zu erreichen, die kapazitive Komponente ver
stimmt werden muß, und die reelle Komponente auf die Quel
lenimpedanz Z₀ angepaßt werden muß. Eine Eingangsanpassung
kann durch Ersetzen des rauschenden Degenerationswider
standes RE durch ein ideales, rauschloses induktives Bauele
ment LE und durch Hinzufügen eines induktiven Basisbauele
mentes L1, wie es in Fig. 2 gezeigt ist, erreicht werden.
Die Eingangsimpedanz von Q5 lautet dann:
wobei RI den widerstandsbehafteten Verlust des spiralförmi
gen induktiven Bauelements aufgrund der Metall-Leitungen
darstellt. Aus (2) wird erkannt, daß mit dem reaktiven Ele
ment LE, das das widerstandsbehaftete Element RE ersetzt,
die Eingangsanpassung ohne die Notwendigkeit einer Brech
stangen-Anpassungstechnik erreicht werden kann, und folglich
die Rauschzahl nicht verschlechtert.
Die reaktive Rückkopplungstechnik der vorliegenden Erfindung
kann auf ähnliche Weise bei Mixerschaltungen verwendet wer
den, die mit anderen Transistortechnologien, wie z. B.
MESFET- und MOSFET-Transistortechnologien, aufgebaut sind,
mit geringfügigen geeigneten Anpassungen des Gilbert-Zellen-
Mischers.
Claims (23)
1. Aktive Mischerschaltung, gekennzeichnet durch folgende
Merkmale:
ein erstes angepaßtes Lokaloszillator-Transistorpaar
(Q₁, Q₂);
ein zweites angepaßtes Lokaloszillator-Transistorpaar (Q₃, Q₄) mit ähnlichen Charakteristika wie das erste an gepaßte Lokaloszillator-Transistorpaar (Q₁, Q₂);
ein angepaßtes Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung zum Koppeln des ersten Lokaloszilla tor-Transistorpaares (Q₁, Q₂) an einen (Q₅) der Transi storen des Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung zum Koppeln des zweiten Lokaloszilla tor-Transistorpaares (Q₃, Q₄) an den anderen Transistor (Q₆) des Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung (RI, LE) zum reaktiven Verbinden der zwei Transistoren des Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
einen Lokaloszillatoreingang (VLC), der mit den Steue rungsanschlüssen der Lokaloszillator-Transistorpaare (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) verbunden ist; und
einen Hochfrequenzeingang (VRF), der mit den Steuerungs anschlüssen des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q₅, Q₆) verbunden ist.
ein zweites angepaßtes Lokaloszillator-Transistorpaar (Q₃, Q₄) mit ähnlichen Charakteristika wie das erste an gepaßte Lokaloszillator-Transistorpaar (Q₁, Q₂);
ein angepaßtes Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung zum Koppeln des ersten Lokaloszilla tor-Transistorpaares (Q₁, Q₂) an einen (Q₅) der Transi storen des Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung zum Koppeln des zweiten Lokaloszilla tor-Transistorpaares (Q₃, Q₄) an den anderen Transistor (Q₆) des Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung (RI, LE) zum reaktiven Verbinden der zwei Transistoren des Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆);
einen Lokaloszillatoreingang (VLC), der mit den Steue rungsanschlüssen der Lokaloszillator-Transistorpaare (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) verbunden ist; und
einen Hochfrequenzeingang (VRF), der mit den Steuerungs anschlüssen des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q₅, Q₆) verbunden ist.
2. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 1, ferner gekenn
zeichnet durch
eine Einrichtung (L₁, C₃), die den Hochfrequenzeingang
(VRF) und die Steuerungsanschlüsse des Hochfrequenz-
Transistorpaares (Q₅, Q₆) zur Anpassung der Eingangs
quellenimpedanz an die Impedanz des Hochfrequenz-Tran
sistorpaares reaktiv verbindet.
3. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge
kennzeichnet,
daß die Eingangsanpassungseinrichtung ein induktives
Bauelement (L₁) umfaßt.
4. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis
3, dadurch gekennzeichnet,
daß die reaktive Verbindungseinrichtung ein induktives Bauelement (LE) umfaßt.
daß die reaktive Verbindungseinrichtung ein induktives Bauelement (LE) umfaßt.
5. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekenn
zeichnet,
daß die reaktive Verbindungseinrichtung ein spiralför miges induktives Bauelement (RI, LE) umfaßt.
daß die reaktive Verbindungseinrichtung ein spiralför miges induktives Bauelement (RI, LE) umfaßt.
6. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis
5, ferner gekennzeichnet durch
eine kapazitive Verbindungseinrichtung (C₄, C₅, C₆, C₇) zwischen dem Kollektor jedes Transistors der zwei ange paßten Lokaloszillator-Transistorpaare und den Basen der Transistoren (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) der angepaßten Lokaloszil lator-Transistorpaare.
eine kapazitive Verbindungseinrichtung (C₄, C₅, C₆, C₇) zwischen dem Kollektor jedes Transistors der zwei ange paßten Lokaloszillator-Transistorpaare und den Basen der Transistoren (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) der angepaßten Lokaloszil lator-Transistorpaare.
7. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis
6, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste angepaßte Lokaloszillatortransistorpaar
daß das erste angepaßte Lokaloszillatortransistorpaar
(Q₁, Q₂) zwei NPN-Transistoren umfaßt, die Emitter-ge
koppelt sind;
daß das zweite angepaßte Lokaloszillatortransistorpaar (Q₃, Q₄) ähnliche Charakteristika wie das erste ange paßte Lokaloszillatorpaar hat, und zwei NPN-Transistoren umfaßt, die Emitter-gekoppelt sind;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares mit dem Kol lektor des ersten Transistors (Q₃) des zweiten ange paßten Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q₂) des ersten angepaßten Transistorpaares mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q₄) des zweiten angepaßten Transis torpaares verbunden ist;
daß das angepaßte Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆) zwei NPN-Transistoren umfaßt;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q₅) des ange paßten Hochfrequenz-Transistorpaares mit den Emittern des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q₁, Q₂) verbunden ist;
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q₆) des ange paßten Hochfrequenz-Transistorpaares mit den Emittern des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q₃, Q₄) verbunden ist;
daß jeder Emitter der zwei Hochfrequenz-Transistoren über einen Widerstand (R₇, R₈) mit Masse verbunden ist;
daß die Emitter der Hochfrequenz-Transistoren durch ein spiralförmiges induktives Bauelement (R₁, LE) mitein ander verbunden sind;
daß der Hochfrequenzeingang (VRF) mit der Basis des ersten Transistors (Q₅) des Hochfrequenz-Differential paares über ein induktives Bauelement (L₁) verbunden ist;
daß der Lokaloszillatoreingang (VLO) mit der Basis des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokal oszillator-Transistorpaares und mit der Basis des zwei ten Transistors (Q₄) des zweiten angepaßten Lokaloszil lator-Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor und die Basis des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistor paares kapazitiv (C₄) miteinander verbunden sind;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C₅) mit der Basis des zweiten Transistors (Q₂) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares ver bunden ist;
daß die Basis des zweiten Transistors (Q₂) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares mit der Ba sis des ersten Transistors (Q₃) des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor und die Basis des zweiten Transistors (Q₄) des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transisto rpaares kapazitiv (C₇) miteinander verbunden sind; und
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q₄) des zwei ten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares kapa zitiv (C₆) mit der Basis des ersten Transistors (Q₃) des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares ver bunden ist.
daß das zweite angepaßte Lokaloszillatortransistorpaar (Q₃, Q₄) ähnliche Charakteristika wie das erste ange paßte Lokaloszillatorpaar hat, und zwei NPN-Transistoren umfaßt, die Emitter-gekoppelt sind;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares mit dem Kol lektor des ersten Transistors (Q₃) des zweiten ange paßten Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q₂) des ersten angepaßten Transistorpaares mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q₄) des zweiten angepaßten Transis torpaares verbunden ist;
daß das angepaßte Hochfrequenz-Transistorpaar (Q₅, Q₆) zwei NPN-Transistoren umfaßt;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q₅) des ange paßten Hochfrequenz-Transistorpaares mit den Emittern des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q₁, Q₂) verbunden ist;
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q₆) des ange paßten Hochfrequenz-Transistorpaares mit den Emittern des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q₃, Q₄) verbunden ist;
daß jeder Emitter der zwei Hochfrequenz-Transistoren über einen Widerstand (R₇, R₈) mit Masse verbunden ist;
daß die Emitter der Hochfrequenz-Transistoren durch ein spiralförmiges induktives Bauelement (R₁, LE) mitein ander verbunden sind;
daß der Hochfrequenzeingang (VRF) mit der Basis des ersten Transistors (Q₅) des Hochfrequenz-Differential paares über ein induktives Bauelement (L₁) verbunden ist;
daß der Lokaloszillatoreingang (VLO) mit der Basis des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokal oszillator-Transistorpaares und mit der Basis des zwei ten Transistors (Q₄) des zweiten angepaßten Lokaloszil lator-Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor und die Basis des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistor paares kapazitiv (C₄) miteinander verbunden sind;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q₁) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C₅) mit der Basis des zweiten Transistors (Q₂) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares ver bunden ist;
daß die Basis des zweiten Transistors (Q₂) des ersten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares mit der Ba sis des ersten Transistors (Q₃) des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor und die Basis des zweiten Transistors (Q₄) des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transisto rpaares kapazitiv (C₇) miteinander verbunden sind; und
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q₄) des zwei ten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares kapa zitiv (C₆) mit der Basis des ersten Transistors (Q₃) des zweiten angepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares ver bunden ist.
8. Aktive Mischerschaltung, gekennzeichnet durch folgende
Merkmale:
ein erstes angepaßtes Lokaloszillator-Bipolar-Transis
torpaar (Q₁, Q₂);
ein zweites angepaßtes Lokaloszillator-Bipolar-Transis torpaar (Q₃, Q₄) mit ähnlichen Charakteristika wie das erste angepaßte Lokaloszillatorpaar;
ein erstes angepaßtes Hochfrequenz-Bipolar-Transisto rpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung zum Verbinden der Emitter des ersten Lokaloszillatorpaares (Q₁, Q₂) mit dem Kollektor eines der Transistoren des Hochfrequenzpaares (Q₅);
eine Einrichtung zum Verbinden des Emitters des zweiten Lokaloszillatorpaares (Q₃, Q₄) mit dem Kollektor des an deren Transistors des Hochfrequenzpaares (Q₆);
eine Einrichtung (RI, LE) zur induktiven Verbindung des Emitters der zwei Transistoren des Hochfrequenzpaares (Q₅, Q₆);
ein Lokaloszillatoreingang (VLO), der mit der Basis des angepaßten Lokaloszillatorpaares (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) ver bunden ist; und
einen Hochfrequenzeingang (VRF), der mit der Basis des angepaßten Hochfrequenzpaares (Q₅, Q₆) verbunden ist.
ein zweites angepaßtes Lokaloszillator-Bipolar-Transis torpaar (Q₃, Q₄) mit ähnlichen Charakteristika wie das erste angepaßte Lokaloszillatorpaar;
ein erstes angepaßtes Hochfrequenz-Bipolar-Transisto rpaar (Q₅, Q₆);
eine Einrichtung zum Verbinden der Emitter des ersten Lokaloszillatorpaares (Q₁, Q₂) mit dem Kollektor eines der Transistoren des Hochfrequenzpaares (Q₅);
eine Einrichtung zum Verbinden des Emitters des zweiten Lokaloszillatorpaares (Q₃, Q₄) mit dem Kollektor des an deren Transistors des Hochfrequenzpaares (Q₆);
eine Einrichtung (RI, LE) zur induktiven Verbindung des Emitters der zwei Transistoren des Hochfrequenzpaares (Q₅, Q₆);
ein Lokaloszillatoreingang (VLO), der mit der Basis des angepaßten Lokaloszillatorpaares (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) ver bunden ist; und
einen Hochfrequenzeingang (VRF), der mit der Basis des angepaßten Hochfrequenzpaares (Q₅, Q₆) verbunden ist.
9. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 8, ferner gekenn
zeichnet durch
eine Einrichtung (L₁, C₃), die den Hochfrequenzeingang (VRF) und die Basen des Hochfrequenz-Transistorpaares zur Anpassung der Quellenimpedanz an die Eingangsimpe danz des angepaßten Hochfrequenzpaares (Q₅, Q₆) verbin den.
eine Einrichtung (L₁, C₃), die den Hochfrequenzeingang (VRF) und die Basen des Hochfrequenz-Transistorpaares zur Anpassung der Quellenimpedanz an die Eingangsimpe danz des angepaßten Hochfrequenzpaares (Q₅, Q₆) verbin den.
10. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch
gekennzeichnet,
daß die induktive Verbindungseinrichtung ein spiralför miges induktives Bauelement (RI, LE) umfaßt.
daß die induktive Verbindungseinrichtung ein spiralför miges induktives Bauelement (RI, LE) umfaßt.
11. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch
gekennzeichnet,
daß die Eingangsanpassungseinrichtung ein induktives Bauelement (L₁) umfaßt.
daß die Eingangsanpassungseinrichtung ein induktives Bauelement (L₁) umfaßt.
12. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 9 bis
11, dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangsanpassungseinrichtung ein induktives Bauelement (L₁) und einen Kondensator (C₃) umfaßt.
daß die Eingangsanpassungseinrichtung ein induktives Bauelement (L₁) und einen Kondensator (C₃) umfaßt.
13. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 9 bis
12, ferner gekennzeichnet durch
eine kapazitive Verbindungseinrichtung (C₄, C₅, C₆, C₇) zwischen dem Kollektor jedes Transistors der zwei ange paßten Lokaloszillator-Transistorpaare (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) und den Basen der Transistoren der angepaßten Lokal oszillatorpaare.
eine kapazitive Verbindungseinrichtung (C₄, C₅, C₆, C₇) zwischen dem Kollektor jedes Transistors der zwei ange paßten Lokaloszillator-Transistorpaare (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) und den Basen der Transistoren der angepaßten Lokal oszillatorpaare.
14. Doppelt abgestimmter, aktiver Mischer, dem eine Gil
bert-Zelle zugrundeliegt, mit einem angepaßten Hochfre
quenz-Differentialtransistorpaar (Q₅, Q₆), gekennzeich
net durch folgende Merkmale:
eine Einrichtung (RI, LE) zur reaktiven Emitter-De
generation des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q₅, Q₆);
und
eine Einrichtung (L₁, C₃) zum Anpassen der Eingangs impedanz des Hochfrequenz-Differentialpaares (Q₅, Q₆) an die Impedanz des Hochfrequenzeingangs (VRF).
eine Einrichtung (L₁, C₃) zum Anpassen der Eingangs impedanz des Hochfrequenz-Differentialpaares (Q₅, Q₆) an die Impedanz des Hochfrequenzeingangs (VRF).
15. Aktiver Mischer nach Anspruch 14, dadurch gekenn
zeichnet,
daß die Emitter-Degenerationseinrichtung ein induktives
Bauelement (LE) umfaßt.
16. Aktiver Mischer nach Anspruch 14 oder 15, dadurch ge
kennzeichnet,
daß die Impedanzanpassungseinrichtung ein induktives
Bauelement (L₁) umfaßt.
17. Aktiver Mischer nach Anspruch 15 oder 16, dadurch ge
kennzeichnet,
daß die Emitter-Degenerationseinrichtung ein spiral
förmiges induktives Bauelement (R₁, LE) umfaßt.
18. Aktiver Mischer nach Anspruch 17, dadurch gekenn
zeichnet,
daß die Impedanzanpassungseinrichtung ein induktives Bauelement (L₁) umfaßt.
daß die Impedanzanpassungseinrichtung ein induktives Bauelement (L₁) umfaßt.
19. Aktiver Mischer nach einem der Ansprüche 14 bis 18, fer
ner gekennzeichnet durch
zwei angepaßte Lokaloszillator-Differentialtransistor paare (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄), wobei der Kollektor jedes Tran sistors kapazitiv (C₄, C₅, C₆, C₇) mit den Basen aller Transistoren der Lokaloszillator-Differentialpaare ver bunden ist.
zwei angepaßte Lokaloszillator-Differentialtransistor paare (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄), wobei der Kollektor jedes Tran sistors kapazitiv (C₄, C₅, C₆, C₇) mit den Basen aller Transistoren der Lokaloszillator-Differentialpaare ver bunden ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/083,449 US5379457A (en) | 1993-06-28 | 1993-06-28 | Low noise active mixer |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4410030A1 true DE4410030A1 (de) | 1995-01-05 |
DE4410030C2 DE4410030C2 (de) | 1998-10-29 |
Family
ID=22178411
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4410030A Expired - Fee Related DE4410030C2 (de) | 1993-06-28 | 1994-03-23 | Rauscharmer, aktiver Mischer |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5379457A (de) |
JP (1) | JP3504731B2 (de) |
DE (1) | DE4410030C2 (de) |
GB (1) | GB2279527B (de) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE29605600U1 (de) | 1995-08-30 | 1996-06-05 | Veccom Co., Ltd., Chungli, Tao Yuan | Sende- und Empfangssystem für Audio-Video-Mikrowellensignale |
DE19708007A1 (de) * | 1996-08-09 | 1998-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | Mischerschaltung |
US5973539A (en) * | 1997-05-21 | 1999-10-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Mixer circuit for mixing two signals having mutually different frequencies |
DE10015177A1 (de) * | 1999-10-13 | 2001-05-23 | Mitsubishi Electric Corp | Mischschaltung |
DE10045564A1 (de) * | 2000-09-14 | 2002-04-04 | Infineon Technologies Ag | Mischerschaltungsanordnung |
DE10222622A1 (de) * | 2002-05-17 | 2003-11-27 | Marconi Comm Gmbh | Aufwärts-Frequenzumsetzer |
Families Citing this family (68)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4320457C2 (de) * | 1993-06-21 | 1996-02-15 | Telefunken Microelectron | HF-Mischstufe in Basisschaltung |
US5809410A (en) * | 1993-07-12 | 1998-09-15 | Harris Corporation | Low voltage RF amplifier and mixed with single bias block and method |
US5448772A (en) * | 1994-08-29 | 1995-09-05 | Motorola, Inc. | Stacked double balanced mixer circuit |
US5521545A (en) * | 1994-10-21 | 1996-05-28 | Motorola, Inc. | Collector-injection mixer with radio frequency signal applied to collectors of lower transistor pair |
US5515014A (en) * | 1994-11-30 | 1996-05-07 | At&T Corp. | Interface between SAW filter and Gilbert cell mixer |
JPH08265047A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数変換回路 |
US5826182A (en) * | 1995-01-25 | 1998-10-20 | Analog Devices, Inc. | Double balanced RF mixer with predetermined input impedance |
GB2299230A (en) * | 1995-03-24 | 1996-09-25 | Northern Telecom Ltd | Low voltage mixer, multiplier or modulator circuit |
US5587679A (en) * | 1995-05-08 | 1996-12-24 | Yokogawa Electric Corporation | Pulse generator including slew rate controller without complementary transistors |
US6138000A (en) * | 1995-08-21 | 2000-10-24 | Philips Electronics North America Corporation | Low voltage temperature and Vcc compensated RF mixer |
US6026286A (en) * | 1995-08-24 | 2000-02-15 | Nortel Networks Corporation | RF amplifier, RF mixer and RF receiver |
JPH0969730A (ja) * | 1995-08-30 | 1997-03-11 | Nec Corp | 周波数ミキサ回路 |
JPH09121124A (ja) * | 1995-10-25 | 1997-05-06 | Fujitsu Ltd | ダブルバランス型ミキサ回路 |
US5805988A (en) * | 1995-12-22 | 1998-09-08 | Microtune, Inc. | System and method for switching an RF signal between mixers |
US5884154A (en) * | 1996-06-26 | 1999-03-16 | Raytheon Company | Low noise mixer circuit having passive inductor elements |
US5886547A (en) * | 1996-12-16 | 1999-03-23 | Motorola, Inc. | Circuit and method of controlling mixer linearity |
US5821810A (en) * | 1997-01-31 | 1998-10-13 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for trim adjustment of variable gain amplifier |
GB2322042B (en) * | 1997-02-05 | 2002-02-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Radio architecture |
US5859558A (en) * | 1997-04-11 | 1999-01-12 | Raytheon Company | Low voltage analog front end |
US6230118B1 (en) | 1997-06-30 | 2001-05-08 | Cirrus Logic, Inc. | DOS based application supports for a controllerless modem |
US6122497A (en) | 1997-08-21 | 2000-09-19 | Analog Devices, Inc. | RF mixer with inductive degeneration |
KR19990024433A (ko) * | 1997-09-02 | 1999-04-06 | 윤종용 | 믹서회로 |
US5847623A (en) * | 1997-09-08 | 1998-12-08 | Ericsson Inc. | Low noise Gilbert Multiplier Cells and quadrature modulators |
DE69814309T2 (de) * | 1997-11-14 | 2004-04-01 | Zarlink Semiconductor Ltd., Swindon | Niederspannungsverstärker |
KR100505568B1 (ko) * | 1997-11-18 | 2005-10-26 | 삼성전자주식회사 | 믹서회로 |
FI119214B (fi) * | 1998-04-17 | 2008-08-29 | Nokia Corp | Menetelmä harhasignaalien vaimentamista varten ja vastaanotin |
US6212369B1 (en) | 1998-06-05 | 2001-04-03 | Maxim Integrated Products, Inc. | Merged variable gain mixers |
FI107656B (fi) | 1998-10-30 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Alipäästösuodin lähettimessä ja matkaviestin |
US6342804B1 (en) * | 1999-02-04 | 2002-01-29 | Agere Systems Guardian Corp. | Low-noise mixer |
US7072636B2 (en) * | 1999-03-25 | 2006-07-04 | Zenith Electronics Corporation | Printed circuit doubly balanced mixer for upconverter |
US6529721B1 (en) | 1999-06-04 | 2003-03-04 | Infineon Technologies North America Corp. | Low-noise mixer and method |
JP3386019B2 (ja) | 1999-10-27 | 2003-03-10 | 日本電気株式会社 | ミキサ回路 |
US6400936B1 (en) * | 1999-11-15 | 2002-06-04 | Christopher Trask | Low-noise lossless feedback double-balanced active mixers |
AU1628401A (en) * | 1999-11-23 | 2001-06-04 | Micro Linear Corporation | An active polyphase filter with transconductor cross-coupling of filter sections |
US6987816B1 (en) | 1999-11-23 | 2006-01-17 | Micro Linear Corporation | Iris data recovery algorithms |
US6445257B1 (en) | 1999-11-23 | 2002-09-03 | Micro Linear Corporation | Fuse-trimmed tank circuit for an integrated voltage-controlled oscillator |
US6351502B1 (en) * | 2000-01-13 | 2002-02-26 | Atheros Communications, Inc. | RF front-end with multistage stepdown filtering architecture |
EP1128546A1 (de) * | 2000-02-28 | 2001-08-29 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Hochfrequenzumsetzer |
EP1128547A3 (de) * | 2000-02-28 | 2001-09-05 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Gilbert-Multiplizierer-Zelle Mischer |
JP3366314B2 (ja) * | 2000-02-29 | 2003-01-14 | 富士通カンタムデバイス株式会社 | マイクロ波周波数逓倍器 |
US6388501B2 (en) * | 2000-04-17 | 2002-05-14 | Prominenet Communications Inc. | MOSFET mixer for low supply voltage |
JP2001344559A (ja) * | 2000-05-30 | 2001-12-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログ乗算回路および可変利得増幅回路 |
US6665528B2 (en) | 2000-06-07 | 2003-12-16 | Infineon Technologies North America Corp. | Dual band fet mixer |
US6345178B1 (en) | 2000-07-17 | 2002-02-05 | Nokia Networks Oy | Linear balanced RF mixer |
FR2814607B1 (fr) * | 2000-09-26 | 2003-02-07 | St Microelectronics Sa | Polarisation d'un melangeur |
US6437652B1 (en) * | 2000-12-29 | 2002-08-20 | Broadcom Corporation | Apparatus and method for reducing phase noise in oscillator circuits |
GB2371697A (en) * | 2001-01-24 | 2002-07-31 | Mitel Semiconductor Ltd | Scaled current sinks for a cross-coupled low-intermodulation RF amplifier |
SE0102420D0 (sv) * | 2001-07-05 | 2001-07-05 | Ericsson Telefon Ab L M | Oscillator |
SE0102421D0 (sv) * | 2001-07-05 | 2001-07-05 | Ericsson Telefon Ab L M | Oscillator |
US6404263B1 (en) | 2001-07-11 | 2002-06-11 | International Business Machines Corporation | Mixer having compensation for harmonics of local oscillator signal |
DE10134754A1 (de) * | 2001-07-17 | 2003-02-06 | Infineon Technologies Ag | Multipliziererschaltung |
AU2003228602A1 (en) | 2002-04-22 | 2003-11-03 | Cognio, Inc. | Multiple-input multiple-output radio transceiver |
EP1363393A3 (de) * | 2002-05-15 | 2003-12-10 | Infineon Technologies AG | Mischerschaltung |
JP2004166204A (ja) * | 2002-09-26 | 2004-06-10 | Toshiba Corp | 周波数変換器および無線送受信機 |
US7088982B1 (en) | 2002-11-14 | 2006-08-08 | Marvell International Ltd. | Gilbert cell and method thereof |
JP3095241U (ja) * | 2003-01-14 | 2003-07-25 | アルプス電気株式会社 | テレビジョンチューナ |
KR100610222B1 (ko) * | 2003-04-21 | 2006-08-09 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 저잡음 주파수 변환기 |
US7123070B2 (en) * | 2004-05-24 | 2006-10-17 | Industrial Technology Research Institute (Itri) | High frequency gain amplifier with phase compensation circuit |
DE102004030039B3 (de) * | 2004-06-22 | 2005-12-22 | Infineon Technologies Ag | Mischerschaltung |
US7155194B2 (en) * | 2005-01-06 | 2006-12-26 | Mediatek Incorporation | Mixer used in direct conversion transceiver and related method |
US20090088121A1 (en) * | 2007-09-27 | 2009-04-02 | Nanoamp Solutions Inc. (Cayman) | High Linearity and Low Noise Mixer |
ES2373760T3 (es) * | 2008-03-25 | 2012-02-08 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Un diseño de mezclador y simetrizador combinados. |
US20100227542A1 (en) * | 2009-03-09 | 2010-09-09 | Richard Goldmann | Apparatus for cooling an exerciser for use with an exercise machine |
JP5468312B2 (ja) * | 2009-06-05 | 2014-04-09 | 株式会社光電製作所 | 魚群探知機 |
WO2011135698A1 (ja) | 2010-04-28 | 2011-11-03 | キヤノン株式会社 | 変形計測方法 |
US8451046B2 (en) * | 2010-09-15 | 2013-05-28 | Fujitsu Semiconductor Limited | System and method for switch leakage cancellation |
US10193497B2 (en) * | 2016-12-06 | 2019-01-29 | Qualcomm Incorporated | Enhanced broadband operation of an active mixer |
CN110535441A (zh) * | 2019-09-06 | 2019-12-03 | 电子科技大学 | 一种应用于5g通信的高隔离度宽带毫米波混频器 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB868995A (en) * | 1958-12-24 | 1961-05-25 | British Telecomm Res Ltd | Improvements in and relating to frequency-changing circuits |
GB1160603A (en) * | 1967-07-19 | 1969-08-06 | Marconi Co Ltd | Improvements in or relating to Transistorised Modulatable Oscillation Generators, Demodulators, Phase Detectors and Frequency Shifters |
US3550040A (en) * | 1968-05-31 | 1970-12-22 | Monsanto Co | Double-balanced modulator circuit readily adaptable to integrated circuit fabrication |
US4080573A (en) * | 1976-07-16 | 1978-03-21 | Motorola, Inc. | Balanced mixer using complementary devices |
JPS5474618A (en) * | 1977-11-28 | 1979-06-14 | Toshiba Corp | Frequency conversion circuit |
US4598256A (en) * | 1984-10-09 | 1986-07-01 | Hughes Aircraft Company | Tuned phase stable limiter amplifier |
US4928314A (en) * | 1989-01-27 | 1990-05-22 | Motorola, Inc. | Heterodyne stage having precise closed-loop control of the amplitude of the injection signal thereof |
JPH0417405A (ja) * | 1990-05-10 | 1992-01-22 | Alps Electric Co Ltd | ミキサ回路 |
-
1993
- 1993-06-28 US US08/083,449 patent/US5379457A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-01-17 GB GB9400778A patent/GB2279527B/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-03-23 DE DE4410030A patent/DE4410030C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-06-28 JP JP16898994A patent/JP3504731B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE29605600U1 (de) | 1995-08-30 | 1996-06-05 | Veccom Co., Ltd., Chungli, Tao Yuan | Sende- und Empfangssystem für Audio-Video-Mikrowellensignale |
DE19708007A1 (de) * | 1996-08-09 | 1998-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | Mischerschaltung |
DE19708007C2 (de) * | 1996-08-09 | 2000-11-23 | Mitsubishi Electric Corp | Mischerschaltung |
US6472925B1 (en) | 1996-08-09 | 2002-10-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Mixer circuit with negative feedback filtering |
US5973539A (en) * | 1997-05-21 | 1999-10-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Mixer circuit for mixing two signals having mutually different frequencies |
DE19754114C2 (de) * | 1997-05-21 | 2001-02-01 | Mitsubishi Electric Corp | Mischvorrichtung zum Mischen eines ersten und eines zweiten Signals mit gegenseitig verschiedenen Frequenzen |
DE10015177A1 (de) * | 1999-10-13 | 2001-05-23 | Mitsubishi Electric Corp | Mischschaltung |
DE10015177B4 (de) * | 1999-10-13 | 2004-09-16 | Mitsubishi Denki K.K. | Mischschaltung |
US6826393B1 (en) | 1999-10-13 | 2004-11-30 | Renesas Technology Corp. | Mixer circuit having component for frequency conversion |
DE10045564A1 (de) * | 2000-09-14 | 2002-04-04 | Infineon Technologies Ag | Mischerschaltungsanordnung |
DE10222622A1 (de) * | 2002-05-17 | 2003-11-27 | Marconi Comm Gmbh | Aufwärts-Frequenzumsetzer |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB9400778D0 (en) | 1994-03-16 |
GB2279527A (en) | 1995-01-04 |
JPH0746045A (ja) | 1995-02-14 |
GB2279527B (en) | 1998-05-27 |
JP3504731B2 (ja) | 2004-03-08 |
US5379457A (en) | 1995-01-03 |
DE4410030C2 (de) | 1998-10-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE4410030C2 (de) | Rauscharmer, aktiver Mischer | |
DE69706953T2 (de) | Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz | |
DE102005048409B4 (de) | Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen und Verfahren | |
DE10132800C1 (de) | Rauscharme Verstärkerschaltung | |
DE60125379T2 (de) | Mischer unter verwendung von einem spiegelfrequenzunterdrückungsfilter | |
DE69706954T2 (de) | Niederspannungs-Gegentaktmischer | |
DE102006017189B4 (de) | Integrierte Oszillatorschaltung mit wenigstens zwei Schwingkreisen | |
DE2219122A1 (de) | Feldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer und HF-Verstärker mit verbesserter Intermodulationsunterdrückung | |
DE69321902T2 (de) | Umsetzerschaltung und Doppelgegentaktmischer | |
DE69928851T2 (de) | Schaltungsanordnung für Impedanzanpassung eines differenzaktiven Bauteils | |
DE69834456T2 (de) | Hochfrequenz-Oszillatorschaltung | |
DE3140417A1 (de) | "transistorisierter symmetrischer mischer" | |
DE4433594C2 (de) | Biquad-Filter | |
DE60008030T2 (de) | Frequenzumsetzer | |
DE69214923T2 (de) | Integrierte Schaltung mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung | |
DE60014032T2 (de) | Aktiver differential asymmetrischer umwandler | |
DE10344876B3 (de) | Signalverarbeitungseinrichtung, insbesondere für den Mobilfunk | |
DE60101089T2 (de) | Multifunktionelle integrierte schaltungsanordnung hoher frequenz | |
DE69613628T2 (de) | Eingangsschaltung | |
DE60004518T2 (de) | Mos-verstärker mit variabler verstärkung | |
DE69721898T2 (de) | Verstärker mit variabler Verstärkung und geringer Gleichspannungsabweichung am Ausgang und geringen Verzerrungen | |
DE10132803A1 (de) | Schnittstellenschaltung zum Anschluss an einen Ausgang eines Frequenzumsetzers | |
DE602004012255T2 (de) | Rauscharmer Verstärker | |
DE10056942A1 (de) | Oszillatorschaltkreis | |
DE69904288T2 (de) | Spannungsgesteuerte oszillatorschaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: AGILENT TECHNOLOGIES, INC. (N.D.GES.D.STAATES DELA |
|
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |