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Die
vorliegende Erfindung betrifft rückgekoppelte
Funkfrequenzverstärkerschaltungen.
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Allgemein
ist die Linearität
von Funkfrequenz-Leistungsverstärkern
wichtig zur Verhütung spektraler
Spreizung, insbesondere von spektral wirksamen Formen digitaler
Modulation, die keine Methoden mit konstanter Hüllkurve verwenden. Sie ist
auch dort wichtig, wo ein einzelner Verstärker verwendet wird, um mehr
als ein Signal zu verstärken, auch
wenn es eine konstante Hüllkurve
hat. Aber nicht nur die Linearität
der Übertragungscharakteristik
ist wichtig, sondern wenn von getrennten Sendern mehr als eine Übertragung
unter Verwendung von Antennen vorgenommen werden soll, die nahe
aneinander sind, können
gegenseitige Intermodulationsprodukte erzeugt werden, indem das
Signal von einer Antenne durch eine andere Antenne aufgenommen und
durch die zeitlich veränderliche
Ausgangsimpedanz des Verstärkers,
der diese Antenne treibt, moduliert wird.
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Bekanntlich
kann A-Verstärkung
gute Linearität
auf Kosten niedriger Leistungseffizienz erreichen, und die Verwendung
von Vorrichtungen mit inhärent
guter Linearität,
wie etwa HBTs (Bipolartransistoren mit Heteroübergang), kann nützlich sein.
Jedoch erfordert die benötigte
Leistungsfähigkeit
in vielen Fällen
die Verwendung spezieller Linearisierungsmethoden mit solchen Vorrichtungen,
wie etwa Vorverzerrungsmethoden, Rückkopplungsmethoden und Vorwärtskopplungsmethoden.
Im Fall von Vorverzerrungsmethoden kann die Implementierung wegen
der Notwendigkeit, die Übertragung über eine große Bandbreite
hinweg zu überwachen,
um die Vorverzerrung zu regulieren, kompliziert und demzufolge kostspielig
sein. Auch können
diese Methoden nur verwendet werden, um Nichtlinearität der Übertragungscharakteristik
auszugleichen, und verringern die Auswirkungen gegenseitiger Intermodulation nicht.
Vorwärtskopplungsmethoden
können
effektiv verwendet werden, wenngleich sie einen akkuraten Abgleich
erfordern, was ihre Herstellung teuer macht, und verringern die
Auswirkungen gegenseitiger Intermodulation ebenfalls nicht.
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Rückkopplung
ist imstande, die Auswirkungen beider Arten von Nichtlinearität um einen
Faktor gleich der Schleifenverstärkung
zu verringern. Die üblichen
Rückkopplungsmethoden
können
jedoch einen hohen Komplexitätsgrad
bei ihrer Implementierung nach sich ziehen und können unter den Auswirkungen
von Nichtlinearität
in frequenzverändernden Bauelementen
leiden.
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US 3617915 offenbart eine
rückgekoppelte Funkfrequenzverstärkerschaltung
mit einem Verstärkertransistor
und einer Abstimmanordnung, die einen Abstimmkondensator und eine
Abstimmdiode variabler Kapazität
umfaßt
und parallel zum Kollektor des Transistors geschaltet ist. Parallel
zur Abstimmanordnung sind eine Hochfrequenzband-Abstimmspule und
eine Niederfrequenzband-Abstimmspule.
Eine Spule ist elektromagnetisch mit der Hochfrequenzband-Abstimmspule
gekoppelt, um Ausgangssignale durch einen Entkopplungskondensator
zur Basis des Transistors positiv rückzukoppeln. Der Übergang zwischen
dem Hoch- und dem Niederfrequenzband wird durch Anlegen eines Schaltsignals
an eine Schaltdiode durch eine Drosselspule bewältigt.
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, eine rückgekoppelte Funkfrequenzverstärkerschaltung
hoher Linearität
bereitzustellen.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine rückgekoppelte
Funkfrequenzverstärkerschaltung hoher
Linearität
im und nahe dem Frequenzbereich, mit dem die Schaltung verwendet
werden soll, bereitgestellt, wobei die Schaltung folgendes aufweist:
ein Verstärkermittel
mit hohem Verstärkungsgrad
mit einem Bandpaßfilter
in Form eines Resonanzmittels hoher Güte, die in den Vorwärtsweg des Verstärkermittels
geschaltet ist und deren Resonanzfrequenz im wesentlichen bei der
Signalfrequenz liegt, ein Rückkopplungsmittel
in Form einer linearen passiven Schaltung und ein Abstimmmittel
zur automatischen Abstimmung der Resonanzfrequenz des Resonanzmittels
in Abhängigkeit
von der Eingangsfrequenz.
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Eine
solche Verstärkerschaltung
kann verwendet werden, um hohe Linearität und Stabilität bei vertretbaren
Herstellungskosten zu erreichen, und zwar mit viel größerer Einfachheit,
als unter Verwendung anderer Rückkopplungsmethoden
erreicht werden kann. Die lineare passive Schaltung kann einfach
eine leitende Verbindung sein, die im wesentlichen keine Dämpfung erbringt,
oder kann ein Dämpfungsglied
mit Widerstands- und/oder Kapazitätsbauelementen sein.
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So
wie sie in dieser Beschreibung verwendet werden, schließen die
Begriffe "Resonanzmittel" und "Resonator" jede Bandpaß-Filteranordnung
mit einem dominanten konjugierten Polpaar oder einer Menge von dicht
beabstandeten abwechselnden Polpaaren hoher Güte Q und Nullstellenpaaren
ein, so daß die
Anzahl der Polpaare die Anzahl der Nullstellenpaare um eins übersteigt
und die Phase nie um mehr als ±90
Grad gegenüber
ihrem Mittelpunktwert variiert. Solche Funktionen können durch
die Impedanz oder Admittanz passiver Netzwerke mit einem Anschluß erzeugt
werden.
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Man
beachte, daß die
Methode der Bandpaß-Rückkopplung
sich qualitativ von einfacher Funkfrequenz-Rückkopplung unterscheidet, wie
sie allgemein zur Impedanzanpassung und Verstärkungsstabilisierung in MMICs
(monolithischen integrierten Mikrowellenschaltungen) verwendet wird. Diese
erfordert ein Momentanwellenform-Nachlaufen, was einen großen Bereich
von Spektrumskomponenten einbezieht. Solche Methoden wie B-Verstärkung können nicht
verwendet werden, da sie aufgrund solcher Effekte wie Flankensteilheitsbegrenzung
und -sättigung,
die durch Rückkopplung
nicht verbessert werden können,
leicht zu Wellenformverzerrung führen.
Im Gegensatz dazu befaßt
sich Bandpaß-Rückkopplung,
ebenso wie kartesische Rückkopplung,
nur mit der komplexen Momentanhüllkurve
des Signals. Dadurch besteht keine Einschränkung auf die Verwendung von
A-Verstärkung mehr.
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Das
Resonanzmittel hat vorzugsweise eine einzige Resonanz und ist von
einer Art, für
die die maximale Änderung
der Phasenverschiebung mit der Frequenz 180° beträgt. Ein Resonator mit einer
einzigen Resonanz ist das einfachste und nächstliegende verwendbare Filter.
Er kann jedoch eine Anzahl von Resonanzfrequenzen haben, vorausgesetzt,
daß seine
Resonanzantwort proportional zur Impedanz oder Admittanz eines passiven
Netzwerks mit einem Anschluß ist.
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Eine
mögliche
Anwendung einer solchen Funkfrequenzverstärkerschaltung liegt in einem
verteilten leitungsvermittelten Telekommunikationsnetzwerk von einer
Art, wie sie in der international veröffentlichten Patentanmeldung
Nr. WO 97/13333 offenbart wird, das kein Hauptamt oder eine Querverbindungs-Infrastruktur
erfordert, aber in dem eine Vielzahl von Sende- und Empfangsstationen
an zufällig verteilten
Standorten bereitgestellt wird, wobei zur Leitweglenkung von Rufen
zwischen Stationen im Netzwerk unter Nutzung anderer Stationen im
Netzwerk zur bedarfsweisen Weiterleitung solcher Rufe Vermittlungsschaltungen
innerhalb der Stationen selbst bereitgestellt werden. In diesem
Fall können die
Sender der Stationen innerhalb des Netzwerks lineare Verstärker einschließen, um
die lineare Modulation der Trägerfrequenz
zu bewirken, um optimale Bandbreiteneffizienz zu ermöglichen.
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Die
Verstärkerschaltung
gemäß der Erfindung
kann jedoch auch in vielen anderen Anwendungen verwendet werden,
bei denen Verstärker
hoher Linearität
bei Funkfrequenzen erforderlich ist.
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Damit
die Erfindung besser verstanden werden kann, werden nun zu Beispielzwecken
bevorzugte Ausführungsformen
gemäß der Erfindung
mit Bezug auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, wobei diese zeigen:
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1 ist
ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform;
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2 und 4 sind
ein Schaltbild und ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform;
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3 ist
ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform;
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5 ist
ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform;
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6 ist
ein Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform;
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7 und 8 sind
Schaltungsanalysediagramme bezüglich
der Ausführungsform
von 6;
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9 ist
ein Blockschaltbild, das eine mögliche
Modifikation der Ausführungsform
von 6 darstellt;
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10 ist
ein Schaltungsanalysediagramm bezüglich einer sechsten Ausführungsform;
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11 und 12 sind
Blockschaltbilder möglicher
Implementierungen der Ausführungsform von 10;
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13 ist
ein Schaltungsanalysediagramm bezüglich einer siebenten Ausführungsform,
wobei
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14, 15, 16,
und 17 Schaltbilder möglicher Implementierungen der
Ausführungsform
sind; und
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18 ist
ein Schaltungsanalysediagramm bezüglich einer achten Ausführungsform.
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1 ist
ein Blockschaltbild einer rückgekoppelten
Funkfrequenz-(RF-)Leistungsverstärkerschaltung
gemäß der Erfindung,
die verwendet werden kann, um hohe Linearität und Stabilität bei vertretbaren
Herstellungskosten zu erreichen, und zwar mit viel größerer Einfachheit,
als unter Verwendung anderer Rückkopplungsmethoden
erreicht werden kann. In 1 wird das Eingangssignal für die Schaltung
mittels eines Eingangs 60 an einen Hybrid-Signalkombinator 61 übergeben,
der als Komparator verwendet wird, und ein resultierendes Signal
wird dann vom Kombinator 61 schwach in einen Koaxialresonator 62 eingekoppelt,
der eine Induktivität 63 einschließt und imstande
ist, durch zwei Kapazitätsdioden 64 und 65 abgestimmt
zu werden. Ein Gilbertzellen-Phasendetektor 66 ist vorgesehen,
um die Phasendifferenz über
den Resonator 62 zu bestimmen, und das Ausgangssignal des
Phasendetektors 66 wird einem Integrator 67 zugeführt, der
ein Steuersignal an den Kopplungspunkt der Kapazitätsdioden 64, 65 übergibt,
um die Resonanzfrequenz zu regulieren, um für eine 90°-Phasenverschiebung zwischen den Eingängen der
Gilbertzelle bei der Sendefrequenz zu sorgen. Die Phasenverschiebungen
in der Schaltung sind so ausgelegt, daß sie mit der Maximierung der
Schleifenverstärkung übereinstimmen. Man
beachte, daß dies
nicht sehr problematisch ist, da ein Fehler von 45° nur zu einer
Verringerung der Schleifenverstärkung
um 3 dB führt.
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Das
Ausgangssignal des Resonators 62 wird der RF-Verstärkerstufe 68 zugeführt, die
wiederum ihr Ausgangssignal an die Sendeantenne übergibt. Ein Richtkoppler 69 ist
vorgesehen, um mittels einer Anordnung zur Regulierung der Phase
der Schleifenverstärkung
um 180° bei
der Resonanzfrequenz des Resonators 62 ein Rückkopplungssignal
an den Komparator 61 zu übergeben. Das wird unter Verwendung
eines Hybrid-Signalverteilers 71 und einer Kapazitätsdiode 74 implementiert.
Ein weiterer Gilbertzellen- Phasendetektor 72 und
ein Integrator 73 können
verwendet werden, um die Schleifenphasenverschiebung bei der Mittenfrequenz
mittels der Kapazitätsdiode 74 zu
steuern.
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Die
in der obigen Beschreibung erwähnten Integratoren 67, 73 können durch
EEPOTs ersetzt werden, das sind digital gesteuerte Potentiometer, die
den Vorteil haben, daß sie
zwischen Zeitabschnitten der Übertragung
die Regulierungswerte speichern. In jedem Fall können die EEPOTs mit dem 100-Hz-Sendesteuersignal
getaktet werden, während
die Aufwärts-
bzw. Abwärtsstrecke
durch einen Komparator am Ausgang des entsprechenden Gilbertzellen-Phasendetektors
gesteuert wird. Jedoch kann die mit einem Integrator erzielbare
Signalantwort unter zahlreichen Umständen hinreichend sein, so daß der Zusatzaufwand
solcher EEPOTs wahrscheinlich nicht nötig ist.
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Eine
solche Schaltung ermöglicht
hohe Linearität
unter Verwendung von Bandpaß-Rückkopplung,
aber ohne Demodulation oder Frequenzänderung, wie sie für kartesische
Rückkopplung
erforderlich wäre.
Da die Leistungsfähigkeit
von Rückkopplungsschleifen
bei Funkfrequenzen durch die Gruppenverzögerung entlang der Schleife
bestimmt wird, sichert die Beseitigung von Verzögerungen, die mit den bei der
Frequenzänderung
und so weiter, insbesondere bei jeglicher Filterung, verwendeten
Bauelementen zusammenhängen,
daß die
hierin beschriebenen Verfahren höhere
Bandbreite und Schleifenverstärkung
erreichen können,
als unter Verwendung anderer, aufwendigerer Verfahren erreicht werden kann.
Ein Resonator hoher Güte
Q ist im Vorwärtsweg
des rückgekoppelten
Verstärkers
mit hoher Schleifenverstärkung
vorgesehen, der anderenfalls breitbandig wäre. Stabilität der geschlossenen Schleife
wird so lange erreicht, wie andere Phasenverschiebungen entlang
der Schleife innerhalb des Frequenzbereichs, in dem die Schleifenverstärkung Eins übersteigt,
weniger als 90° beitragen.
Wenn die Schaltung so reguliert wird, daß die zusätzliche Phasenverschiebung
in der Mitte des Frequenzbandes Null beträgt, ist lediglich erforderlich,
daß die
Phasenverschiebung der Schaltung ohne den Resonator in einem Frequenzbereich
aus der erforderlichen Schleifenverstärkung multipliziert mit der
Bandbreite, innerhalb derer die Schleifenverstärkung diesen Wert übersteigt,
um weniger als 90° variiert.
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Wenn
zum Beispiel die zusätzlichen
Phasenverschiebungen über
beispielsweise 50 MHz um weniger als 90° variieren, dann ist eine Schleifenverstärkung, die
20 dB übersteigt, über eine
Bandbreite von 5 MHz erreichbar oder eine Schleifenverstärkung, die 40
dB übersteigt, über 500
kHz und so weiter. Es gibt somit ein Produkt aus Linearitätsverbesserung
(oder Schleifenverstärkung)
und Bandbreite von 50 MHz. Dies kann auch als die mittlere Gruppenverzögerung der
offenen Schleife ohne Resonator über
der Bandbreite der geschlossenen Schleife angegeben werden, die
1/(4 × 50
MHz) = 5 ns beträgt.
Dies verdeutlicht, daß es
von entscheidender Bedeutung ist, die Gruppenverzögerung entlang
der Schleife niedrig zu halten.
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Die
Güte von
Resonatoren, die in monolithischen integrierten Schaltkreisen implementiert
werden können,
ist ziemlich niedrig, wobei eine Zahl von 10 durchaus typisch ist.
Wenn die Anordnung in einem integrierten Schaltkreis untergebracht
werden soll, wie auch für
Signale mit einer sehr geringen Bandbreite, kann es also erwünscht sein,
Mittel zur Erhöhung
der effektiven Güte
des Resonators einzubeziehen. Zum Glück kann dies durch die Verwendung
von positiver Rückkopplung
unter Verwendung irgendeiner der für RF-Oszillatoren verwendeten Schaltungstopologien
erreicht werden. 4 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild,
das die Verwendung von positiver Rückkopplung mittels einer Dämpfung 80 vom
Ausgang einer Verstärkerstufe 81 angibt,
die dem Verstärker 68,
der linearisiert werden soll, vorausgeht und dem Resonator 62 folgt.
Die Verwendung einer solchen positiven Rückkopplung hat den Effekt,
sowohl die Verstärkung
zu erhöhen
als auch die Güte
zu verbessern. Man sollte denken, daß diese Methode zu Instabilität oder Oszillation
führt,
was offensichtlich eine Funktionsstörung verursachen würde. Doch
selbst wenn die Rückkopplung
rings um den Resonator 62 Oszillation auf der offenen Schleife verursacht,
stabilisiert die komplette Rückkopplungsschleife
vom Richtkoppler 69 das System und verhindert, daß Oszillation
auftritt. Tatsächlich
gibt es kaum einen Unterschied in der Stabilitätsreserve zwischen Systemen,
die einfach stabil sind, und Systemen mit Resonatoren, die einfach
instabil sind. Und zwar erhält
man optimale Leistungsfähigkeit,
wenn der Resonator auf der Grenze zwischen Stabilität und Instabilität liegt.
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2 zeigt
eine kleine rückgekoppelte RF-Leistungsverstärkerschaltung
gemäß der Erfindung,
die positive Rückkopplung
verwendet, um die Güte
des Resonators zu verbessern. Die verwendete Topologie ist im Prinzip
die eines Butler-Oszillators und umfaßt zusätzlich zu der Verstärkerstufe 68 monolithische
Verstärkerstufen 40 und 41 (wobei
die letztere der Verstärkerstufe 81 in 4 entspricht), eine
Symmetrieschaltung 42 (mit vier Windungen auf einem einzelnen
achtförmigen
Ferritkern), einen Koaxialresonator 44, Kondensatoren 46, 47 und 48 sowie
Widerstände 43, 49, 50 und 51.
Zwei Kapazitätsdioden 52 und 53 und
der Widerstand 54 sind vorgesehen, um die Resonanzfrequenz
auf eine Weise ähnlich
der mit Bezug auf 1 beschriebenen zu regulieren,
und ein regelbarer Kondensator 55 dient als das Dämpfungsglied
(80 in 4) zur Regulierung der positiven
Rückkopplung.
Das Signal vom Ausgang 70 der Schaltung wird an die Last 58 übergeben.
Eine solche Schaltungsanordnung ist mit großem Erfolg verwendet worden,
um einen 10-Watt-425-MHz-Leistungsverstärker zu linearisieren.
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Wenngleich
die Topologie der oben beschriebenen Schaltungsanordnung, die auf
der eines Butler-Oszillators
beruht, gewisse Vorteile hat, gibt es keinen Grund, bei einer solchen
Anwendung nicht auch andere Oszillatortopologien, wie etwa die der Colpitts-
und Hartley-Oszillatoren, zu verwenden. Natürlich wird man anerkennen,
daß bei
diesen Anordnungen trotz der Verwendung einer Oszillatorschaltungsanordnung
aufgrund der kompletten Rückkopplungsschleife
vom Richtkoppler 69 zum Eingang verhindert wird, daß die Schaltung
oszilliert.
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Sollte
die gleichzeitige Verwendung von zwei Regulierungsschleifen, von
denen eine die Mittenfrequenz reguliert und die andere die Phase
bei der Signalfrequenz wie in 1, nicht
zuverlässig
funktionieren, kann ein alternatives Verfahren verwendet werden,
das die Phasenregulierung der offenen Schleife einbezieht, wie in 3 gezeigt.
Die Regulierungsfunktion in 3 wäre normalerweise
eine gedächtnislose
lineare oder nichtlineare Funktion. Diese Schaltung macht es einfacher,
unbedingt die Stabilität
und die Vermeidung falscher Konvergenz der Regulierungsschleifen
zu garantieren, und ermöglicht
wahrscheinlich angemessene Genauigkeit für alle praktischen Anwendungen.
Man beachte, daß die
Phasenregulierung bei diesem Verfahren so ausgelegt ist, daß sie der
Mittenfrequenz des Resonators und nicht der Arbeitsfrequenz nachläuft, auch wenn
im bestimmungsgemäßen Betrieb
die erste der letzteren nachlaufen sollte. Direktes Nachlaufen der Frequenz,
wie in 1 dargestellt, könnte potentiell zu falscher
Konvergenz und Oszillation führen. Wenngleich 3 eine
analoge Implementierung der Schleifen darstellt, wird für anspruchsvollere
Anforderungen wegen der leichteren Implementierung und Kalibrierung
eigentlich die digitale Implementierung der Integrator- und der
Regulierungsfunktion bevorzugt.
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Sollten
die Linearitätsanforderungen
diejenigen übersteigen,
die durch eine einzige Schleife wie in 1 erfüllt werden
können,
kann eine weitere Verbesserung durch Verschachtelung von Schleifen erreicht
werden, nämlich
indem ein rückgekoppelter Verstärker als
der zu linearisierende Verstärker
verwendet wird, wie in 5 gezeigt. In diesem Fall wird der
Verstärker,
der durch die zur Erhöhung
der Linearität
mit dem Resonator 62 und der Rückkopplungsschleife versehene
Verstärkerstufe 68 gebildet
wird, weiter linearisiert, indem ihm eine mit einem Resonator 82 und
einer Rückkopplungsschleife
versehene Verstärkerstufe 83 vorgeschaltet
wird, um die Verstärkung
zu erhöhen.
Wenn jedoch der ursprüngliche Verstärker in
einem bestimmten Frequenzbereich eine Gesamtphasenänderung
von 90° hat
(was zu einem Phasenrand von 45° führen würde), hat
der Verstärker
mit geschlossener Schleife wahrscheinlich eine Phasenänderung
von etwa 270°.
Das bedeutet, daß das
Produkt aus Schleifenverstärkung
und Bandbreite der äußeren Schleife
etwa ein Drittel desjenigen der inneren Schleife sein muß, was bedeutet, daß die Linearitätsverbesserung
aufgrund der äußeren Schleife
in der Größenordnung
eines Drittels derjenigen liegt, die durch die innere Schleife erreichbar ist.
Doch das kann immer noch eine nützliche
Verbesserung gegenüber
dem sein, was ohne die Verwendung verschachtelter Schleifen erzielt
werden kann.
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Die Änderung
der Phasenverschiebung entlang der Schleife kann verringert und
dadurch die Stabilität
und die Leistungsfähigkeit
der Schleife verbessert werden, indem Nullstellen in der Übertragungsfunktion
der Schleifenverstärkung
vorgesehen werden, was herkömmlicherweise
durch Geschwindigkeitsrückkopplung
bewerkstelligt wird. Nullstellen können zum Beispiel verwendet
werden, um die Polstellen aufgrund des Ausgangsanpassungsnetzwerks
zu kompensieren. Sie können
mit Bedacht mit getrennten Resonatorschaltungen eingefügt werden oder
können
alternativ durch Verwendung der von einer frequenzabhängigen Last
(zum Beispiel Filtereingangsimpedanz oder resonante Antenne) reflektierten
Leistung eingefügt
werden, die normalerweise so ausgelegt ist, daß sie bei der Bandmittenfrequenz
minimiert wird. Wenn der Richtkoppler eine endliche Richtwirkung
hat und wenn der Abstand zur Last korrekt ist, wird dieses reflektierte
Signal zum Vorwärtssignal
addiert, wodurch die Rückkopplung
abseits der Bandmittenfrequenz erhöht wird. Die Frage, wie Nullstellen
mit Bedacht eingefügt
werden, wird weiter unten behandelt. Jedoch kann eine solche Anordnung,
statt die Stabilität
durch Erhöhung
der Schleifenverstärkung
zu vermindern, dabei helfen, die Änderung der Phasenverschiebung
zu verringern. Wenn dies getan wird, ist es wahrscheinlich das Beste,
einen nichtrichtenden Koppler zu verwenden, wie etwa eine Widerstands-
oder kapazitive Anzapfung. Der einzige Grund für die Verwendung eines Richtkopplers
besteht darin, den Betrieb toleranter gegenüber Laständerungen zu machen, und da
solche Koppler schwer auf einem Chip herzustellen sind, werden sie
wohl kaum für
eine solche Ausführung verwendet
werden.
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6 zeigt
eine vierte erfindungsgemäße Ausführungsform,
die besonders für
die Implementierung als integrierter Schaltkreis geeignet ist. Sie
ist im wesentlichen ein Bandpaß-Äquivalent
zum herkömmlichen
rückgekoppelten
invertierenden Verstärker,
der bei Operationsverstärkern
verwendet wird. Die gepunktete Linie umschließt die Schaltung, die monolithisch
implementiert ist. Die durch die Bezugszeichen in 6 bezeichneten
Komponenten sind folgende:
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- 91
- Eingangsübertragungsleitung
- 92
- Eingangsanpassungsnetzwerk
(wahrscheinlich einschließlich
Bonddraht
- 93
- Erste
Stufe oder Stufen des Verstärkers
- 94
- Rückkopplungskondensator
- 95
- Kapazität des Resonators
- 96
- Induktivität des Resonators
- 97
- Ausgangsübertragungsleitung
- 98
- Ausgangsanpassungsnetzwerk
- 99
- Ausgangsübertragungsleitung
- 100
- Transistor
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Die
Induktivitäten
der Bonddrähte
können verwendet
werden, um abgestimmte Schaltungen und Anpassungsnetzwerke zu bilden,
und genau dies wird durch die gepunktete Linie, die durch 92, 98 und 96 geht,
angedeutet. Wenngleich die Rückkopplungskomponente
ein Kondensator ist, ist ihre Wirkung analog zu einem imaginärwertigen
Widerstand in einem Basisband-Operationsverstärker. Wenn die Phasenlage des
Verstärkers
korrekt ist, besteht die Wirkung des Kondensators auf die Eingangsimpedanz
durch den Miller-Effekt
darin, dem Eingang von 93 einen niedrigen Widerstand parallelzuschalten und
nicht die große
Kapazität,
wie man erwarten würde.
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Die
Analyse der Schaltung wird am besten durch das Signalflußdiagramm
von 7 dargestellt; dabei gilt:
- Vin
- ist die Thevenin-Äquivalenzspannung
aufgrund des Eingangssignals am Ausgang von 92.
- Vout
- ist die an 98 angelegte
Ausgangsspannung.
- Ib
- ist der Eingangsstrom
in die erste Stufe des Verstärkers 93.
- Vb
- ist die Eingangsspannung
des Verstärkers 93.
- Ic
- ist der Ausgangsstrom
vom Verstärker 93 bei
seiner Effektivlast Zl.
- Zs
- ist die Ausgangsimpedanz
des Eingangsanpassungsnetzwerks.
- Rin
- ist der Eingangswiderstand
des Verstärkers 93 (eine
beliebige Reaktanzkomponente sollte im Anpassungsnetzwerk vorhanden sein).
- C
- ist der Rückkopplungskondensator.
- G(jω)
- ist die Übertragungswiderstands-Übertragungsfunktion
von 93, 95, 96 und 97 unter der
Last Zl.
- Zl
- ist die Gesamtlast
auf 97 mit der Eingangsimpedanz von 98 parallel
zur Ausgangsimpedanz von 97 parallel zu C.
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Der
gepunktete Bogen hat geringe Auswirkungen auf die Systemleistungsfähigkeit,
wie auch der Term –jωC über dem
Bogen von Vb zu Ib,
und deshalb werden sie der Klarheit halber weggelassen, was zu dem
vereinfachten Diagramm von 8 führt.
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Zwei
der drei Terme im Bogen von Ib nach Vout sind Impedanzfunktionen von passiven
Netzwerken. Diese haben die Besonderheit, daß Phasenverschiebungen auf ±90° begrenzt
sind, und folglich kann die Differenz zwischen der Anzahl der Polstellen
und der der Nullstellen Eins nicht überschreiten.
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Folglich
können
sie, wenn sie geeignete Amplitudenantworten haben, potentiell als
der Resonator verwendet werden. In vielen Fällen muß Zl bei
der Arbeitsfrequenz aber einen minimalen Ohmschen Widerstand haben,
was sie dafür
ungeeignet machen würde.
Der andere Term, der durch Zs dominiert
wird, unterliegt jedoch keinen solchen Einschränkungen. Das würde bedeuten,
daß 95 und 96 eliminiert
werden und 93 und 97 verschmolzen werden können, wenn 92 bei
der Arbeitsfrequenz ein Impedanzmaximum haben und seine Güte hinreichend
hoch sein sollte.
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Die
Vorteile dieser Schaltung sind folgende. Die Schaltung verwendet
keine externen Hybridbauelemente oder Richtkoppler. Sie erfordert
nicht die Differenz-Eingangsstufe, die andere Topologien erfordern.
Dadurch verbraucht ein weiterer Transistor keinen Strom mehr. Es
gibt keine wirkleistungsverlustbehafteten Bauelemente, die das Rauschverhalten
verschlechtern oder andere Leistung außer derjenigen absorbieren,
die tatsächlich
rückgekoppelt wird.
Eine andere Folge ist, daß der
größte Teil
der in den Summationspunkt eingegebenen Netto-Signalleistung, die
nicht durch den Eingang von 93 absorbiert wird, zur Ausgangsleistung
addiert wird (wenngleich in der Ausgangsimpedanz etwas davon verbraucht
wird), statt sie komplett in einem Widerstand zu verbrauchen, wie
es in fast allen anderen Topologien geschähe.
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Leider
kann der Eingang nicht an die Impedanz des Summationspunktes angepaßt werden,
da dies die Schleifenverstärkung
auf 0 dB verringern würde.
Tatsächlich
wird der größte Teil
der Rückkopplungsleistung
zur Quelle reflektiert, wenn Rückkopplung
zur Linearisierung verwendet wird. Wenn eine Eingangs-Fehlanpassung
vermieden werden muß,
ohne ein Hybridbauelement zu verwenden, muß entweder ein Widerstand,
der annähernd
gleich der Impedanz der Signalquelle ist, in Reihe zu ihr eingefügt oder
wie in 9 ein Transistor-Vorverstärker verwendet werden. Der
Nachteil der Verwendung des Widerstandsverfahrens besteht darin,
daß die Rauschzahl
um etwa 3 dB verschlechtert wird. Der Nachteil der Verwendung eines
Transistor-Vorverstärkers
besteht darin, daß jegliche
Nichtlinearität, die
er einführt,
durch die Rückkopplungsschleife nicht
verringert wird und daß der
von der Rückkopplungsschaltung
benötigte
Leistungspegel erhöht wird,
was eine erhebliche Verringerung der Ausgangsleistung bewirken kann.
Das kann erheblich sein, wenn die Maximierung der Leistungseffizienz eine
Hauptaufgabe ist.
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Eine
bessere Lösung
ist das Konzept der Zusammenführung
der Nichtlinearität
mit einer ähnlichen
nichtlinearen Antwort unter Verwendung von (idealerweise) identischen
Verstärkerstufen
im Eingangs- und Rückkopplungsweg,
wie prinzipiell in 10 dargestellt. Dadurch wird
sichergestellt, daß sich
die Verzerrungseffekte in dem Maße auslöschen, wie die Schleifenverstärkung erhöht wird.
Das bedeutet, daß nichtlineare
Stufen wie etwa B-Verstärker
verwendet werden können,
solange sie hinreichende Verstärkung
bis hin zu den maximalen angetroffenen Signalpegeln haben, was normalerweise bedeutet,
daß sie
nicht in die Begrenzung oder Sättigung
geraten.
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11 zeigt
eine mögliche
Implementierung dieser Idee. Allerdings verwendet sie komplementäre Transistoren,
und es ist wegen der unterschiedlichen Beweglichkeit von Löchern und
Elektronen schwierig, wenn nicht unmöglich, die geeignete Anpassung zwischen
den komplementären
Transistoren zu erreichen. Außerdem
können
mit ansonsten geeigneten Prozessen gar keine Komplementärtransistoren
hergestellt werden. Aus diesem Grund ist die Schaltung von 12 zu
bevorzugen. Obwohl sie nicht völlig symmetrisch
ist, erreicht sie annähernd
die Leistungsfähigkeit
einer symmetrischen Schaltung, wenn die Schleifenverstärkung erhöht wird.
Der Grund dafür
ist, daß der
Summationspunkt ähnlich
wie eine virtuelle Masse wirkt.
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Eines
der inhärenten
Ergebnisse der Verwendung von Rückkopplung
ist, daß die
Kleinsignal-Bandbreite
des Sendeverstärkers
viel größer ist, als
sie ohne die Rückkopplung
wäre. Das
liegt daran, daß bei
hoher Schleifenverstärkung
die Frequenzantwort der geschlossenen Schleife zum Kehrwert der
Frequenzantwort der Rückkopplung
tendiert. Das könnte
die Leistungsfähigkeit
von Frequenzduplexsystemen verschlechtern, und zwar wegen der Verringerung
der Filterung des Senderrauschens bei der Empfangsfrequenz und auch
bei Frequenzen, bei denen Rauschen durch nichtlineare Effekte im
Empfänger
erzeugt werden kann.
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Wenn
die Rückkopplung
bei der Arbeitsfrequenz eine Nullstelle mit einer annehmbar hohen Güte hätte, würde dies
Abhilfe schaffen, da die Antwort der geschlossenen Schleife dann
zu einem Bandpaß wird.
Um die Schleifenverstärkung
zu einem Bandpaß zu
machen, wäre
eine weitere Polstelle im Vorwärtsweg
erforderlich. Wenn diese mit der Nullstelle übereinstimmte, würde sie
diese auslöschen
und die Schleifenverstärkung
und Stabilität
unverändert
lassen. Jedoch ist dies weder nötig
noch unbedingt erwünscht.
Vielmehr wäre
das System das Bandpaß-Äquivalent
zu einem Typ-2-Servomechanismus mit Geschwindigkeitsrückkopplung.
Dies ist in 13 dargestellt, in der folgendes
gilt:
- N1 und N2 sind
Einzelpolpaar-Filterantworten.
- N2 –1 ist eine einzelne
Nullstelle, wie Geschwindigkeitsrückkopplung. Andere Nullstellenpositionen
können
verwendet werden, wenn die Dynamik die eines Typ-2-Servomechanismus
ist.
- Schleifenverstärkung
= A1 N2 A2
- Die Verstärkung
der geschlossenen Schleife geht gegen N1.
-
Es
kann erwünscht
sein, eine Nullstelle im Rückkopplungsweg
zu implementieren, um die dynamische Leistungsfähigkeit und Stabilität zu erhöhen, wie
auch für
den oben erwähnten
Zweck. Es ist jedoch nicht möglich,
ein Filter zu bauen, das eine isolierte Nullstelle implementiert,
da dies bedeuten würde,
daß die
Verstärkung
gegen unendlich ginge, wenn die Frequenz zunimmt, und oben wird
angenommen, daß auch
eine Polstelle implementiert wird, und zwar r-mal so weit von der
imaginären
Achse entfernt. Es kann leicht gezeigt werden, daß für eine Schaltung
wie etwa die in 14 dargestellte die Effizienz,
mit der die Leistung durch die Schaltung vom Verstärkerausgang
absorbiert wird, 1/r beträgt.
Das ist offenkundig eine große
Leistungsverschwendung. Es kann gezeigt werden, daß andere
Mittel zur Implementierung einer Nullstelle, wie etwa ein Filter
mit zwei Anschlüssen,
die gleichen Nachteile haben. Ebenso ist die Verstärkung der
geschlossenen Schleife dann proportional zur Güte der Nullstelle, und das
kann inakzeptable statistische Schwankungen bewirken.
-
Jedoch
kann durch Kombinieren von Signalen von zwei um 90° getrennten
Punkten auf dem Ausgangssignalweg diese theoretische Einschränkung von
Nullstellenimplementierungen mit zwei Anschlüssen überwunden werden, wie durch
die in 15 gezeigte Schaltung dargestellt
wird. Es wird angenommen, daß der
Impedanzanstieg hinreichend hoch dafür ist, daß die Phasendifferenz zwischen
den Abgriffspunkten A und B annähernd
90 Grad beträgt. Die
Güte der
aus C1 und L bestehenden abgestimmten Schaltung
gilt als hoch, und die Güten
der Nullstelle und von r sind durch C2 vorgegeben.
Außerdem werden
bei der Arbeitsfrequenz der Grad der Rückkopplung und somit die Verstärkung der
geschlossenen Schleife durch die Höhe von C2 und
nicht durch die Güte
der Resonanzschaltung bestimmt.
-
Die
oben erwähnten
Methoden können
verwendet werden, um die Leistungsfähigkeit von anderen Systemen
zu erhöhen,
die verwendet werden, um die Effizienz von RF-Verstärkern zu
steigern, zum Beispiel ein Mehrbandverstärker, wie er in Basisstationen
erforderlich sein kann. Die Kombination einer Anzahl n von sinusförmigen Signalen
erzeugt ein Signal, das kurze Amplitudenstöße der RF-Leistung aufweist,
deren Scheitelwert bis zum n-fachen der mittleren Leistung betragen
kann. Die Dauer dieser Amplitudenstöße hängt mit der Frequenztrennung der
Signalkomponenten zusammen, und die Stärke der Momentanleistung ist
der einer Gauß-Verteilung angenähert. Die
höchsten
Scheitelwerte treten somit relativ selten auf. Wenn die dem Verstärker zugeführte Gleichspannung
hinreichend ist, um sicherzustellen, daß die Scheitelwerte dieser
Wellenform ohne Verzerrung verstärkt
werden können,
wird die durch n geteilte Leistungseffizienz selbst bei B-Verstärkern sehr
niedrig. Eine Möglichkeit,
um die Effizienz des Gesamtsystems zurückzuerlangen, besteht darin,
einen Schaltregler zu verwenden, um diese Spannung zuzuführen, und
ihn so einzustellen, daß er
gerade genug Spannung zuführt,
um die erwarteten Momentanlastanforderungen zu erfüllen. Diese
können leicht
vorhergesagt werden, wenn das Mehrbandsignal digital erzeugt (wahrscheinlich
in der Basisband- oder einer Zwischenfrequenz) und mit einem FIFO-Puffer
verzögert
wird, bevor es zum D/A-Wandler gesendet und dann auf die Funkfrequenz
frequenzgewandelt wird. Die dabei zu überwindende Schwierigkeit besteht
darin, daß die Änderung
der Gleichspannung das Signal sowohl in der Phase als auch in der
Amplitude moduliert, und zwar in einem Frequenzbereich, der mit
dem Trägerabstand
vergleichbar ist. Die dadurch verursachte Störung kann größer sein
als die durch die Wellenformbegrenzung bedingte, die eigentlich überwunden
werden sollte. Jedoch würde
die Anwendung der in diesem Patent beschriebenen Methoden auf den
Verstärker
diese Effekte verringern und somit die Methode praktikabel machen. 18 zeigt
zu Darstellungszwecken ein Beispiel für ein solches Verfahren.