DE60116111T2

DE60116111T2 - Rückgekoppelte hochfrequenzverstärker

Info

Publication number: DE60116111T2
Application number: DE60116111T
Authority: DE
Inventors: Stephen Anthony Gerard Chandler
Original assignee: Individual
Current assignee: CHANDLER, STEPHEN ANTONY GERARD, STROUD, GLOUCESTE
Priority date: 2000-05-16
Filing date: 2001-05-14
Publication date: 2006-11-02
Anticipated expiration: 2021-05-15
Also published as: AU2001254968A1; US6859097B2; US20040100330A1; WO2001089081A2; ATE313873T1; EP1312159A2; EP1312159B8; DE60116111D1; EP1312159B1; WO2001089081A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft rückgekoppelte Funkfrequenzverstärkerschaltungen.
Allgemein ist die Linearität von Funkfrequenz-Leistungsverstärkern wichtig zur Verhütung spektraler Spreizung, insbesondere von spektral wirksamen Formen digitaler Modulation, die keine Methoden mit konstanter Hüllkurve verwenden. Sie ist auch dort wichtig, wo ein einzelner Verstärker verwendet wird, um mehr als ein Signal zu verstärken, auch wenn es eine konstante Hüllkurve hat. Aber nicht nur die Linearität der Übertragungscharakteristik ist wichtig, sondern wenn von getrennten Sendern mehr als eine Übertragung unter Verwendung von Antennen vorgenommen werden soll, die nahe aneinander sind, können gegenseitige Intermodulationsprodukte erzeugt werden, indem das Signal von einer Antenne durch eine andere Antenne aufgenommen und durch die zeitlich veränderliche Ausgangsimpedanz des Verstärkers, der diese Antenne treibt, moduliert wird.
Bekanntlich kann A-Verstärkung gute Linearität auf Kosten niedriger Leistungseffizienz erreichen, und die Verwendung von Vorrichtungen mit inhärent guter Linearität, wie etwa HBTs (Bipolartransistoren mit Heteroübergang), kann nützlich sein. Jedoch erfordert die benötigte Leistungsfähigkeit in vielen Fällen die Verwendung spezieller Linearisierungsmethoden mit solchen Vorrichtungen, wie etwa Vorverzerrungsmethoden, Rückkopplungsmethoden und Vorwärtskopplungsmethoden. Im Fall von Vorverzerrungsmethoden kann die Implementierung wegen der Notwendigkeit, die Übertragung über eine große Bandbreite hinweg zu überwachen, um die Vorverzerrung zu regulieren, kompliziert und demzufolge kostspielig sein. Auch können diese Methoden nur verwendet werden, um Nichtlinearität der Übertragungscharakteristik auszugleichen, und verringern die Auswirkungen gegenseitiger Intermodulation nicht. Vorwärtskopplungsmethoden können effektiv verwendet werden, wenngleich sie einen akkuraten Abgleich erfordern, was ihre Herstellung teuer macht, und verringern die Auswirkungen gegenseitiger Intermodulation ebenfalls nicht.
Rückkopplung ist imstande, die Auswirkungen beider Arten von Nichtlinearität um einen Faktor gleich der Schleifenverstärkung zu verringern. Die üblichen Rückkopplungsmethoden können jedoch einen hohen Komplexitätsgrad bei ihrer Implementierung nach sich ziehen und können unter den Auswirkungen von Nichtlinearität in frequenzverändernden Bauelementen leiden.
US 3617915 offenbart eine rückgekoppelte Funkfrequenzverstärkerschaltung mit einem Verstärkertransistor und einer Abstimmanordnung, die einen Abstimmkondensator und eine Abstimmdiode variabler Kapazität umfaßt und parallel zum Kollektor des Transistors geschaltet ist. Parallel zur Abstimmanordnung sind eine Hochfrequenzband-Abstimmspule und eine Niederfrequenzband-Abstimmspule. Eine Spule ist elektromagnetisch mit der Hochfrequenzband-Abstimmspule gekoppelt, um Ausgangssignale durch einen Entkopplungskondensator zur Basis des Transistors positiv rückzukoppeln. Der Übergang zwischen dem Hoch- und dem Niederfrequenzband wird durch Anlegen eines Schaltsignals an eine Schaltdiode durch eine Drosselspule bewältigt.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine rückgekoppelte Funkfrequenzverstärkerschaltung hoher Linearität bereitzustellen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine rückgekoppelte Funkfrequenzverstärkerschaltung hoher Linearität im und nahe dem Frequenzbereich, mit dem die Schaltung verwendet werden soll, bereitgestellt, wobei die Schaltung folgendes aufweist: ein Verstärkermittel mit hohem Verstärkungsgrad mit einem Bandpaßfilter in Form eines Resonanzmittels hoher Güte, die in den Vorwärtsweg des Verstärkermittels geschaltet ist und deren Resonanzfrequenz im wesentlichen bei der Signalfrequenz liegt, ein Rückkopplungsmittel in Form einer linearen passiven Schaltung und ein Abstimmmittel zur automatischen Abstimmung der Resonanzfrequenz des Resonanzmittels in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz.
Eine solche Verstärkerschaltung kann verwendet werden, um hohe Linearität und Stabilität bei vertretbaren Herstellungskosten zu erreichen, und zwar mit viel größerer Einfachheit, als unter Verwendung anderer Rückkopplungsmethoden erreicht werden kann. Die lineare passive Schaltung kann einfach eine leitende Verbindung sein, die im wesentlichen keine Dämpfung erbringt, oder kann ein Dämpfungsglied mit Widerstands- und/oder Kapazitätsbauelementen sein.
So wie sie in dieser Beschreibung verwendet werden, schließen die Begriffe "Resonanzmittel" und "Resonator" jede Bandpaß-Filteranordnung mit einem dominanten konjugierten Polpaar oder einer Menge von dicht beabstandeten abwechselnden Polpaaren hoher Güte Q und Nullstellenpaaren ein, so daß die Anzahl der Polpaare die Anzahl der Nullstellenpaare um eins übersteigt und die Phase nie um mehr als ±90 Grad gegenüber ihrem Mittelpunktwert variiert. Solche Funktionen können durch die Impedanz oder Admittanz passiver Netzwerke mit einem Anschluß erzeugt werden.
Man beachte, daß die Methode der Bandpaß-Rückkopplung sich qualitativ von einfacher Funkfrequenz-Rückkopplung unterscheidet, wie sie allgemein zur Impedanzanpassung und Verstärkungsstabilisierung in MMICs (monolithischen integrierten Mikrowellenschaltungen) verwendet wird. Diese erfordert ein Momentanwellenform-Nachlaufen, was einen großen Bereich von Spektrumskomponenten einbezieht. Solche Methoden wie B-Verstärkung können nicht verwendet werden, da sie aufgrund solcher Effekte wie Flankensteilheitsbegrenzung und -sättigung, die durch Rückkopplung nicht verbessert werden können, leicht zu Wellenformverzerrung führen. Im Gegensatz dazu befaßt sich Bandpaß-Rückkopplung, ebenso wie kartesische Rückkopplung, nur mit der komplexen Momentanhüllkurve des Signals. Dadurch besteht keine Einschränkung auf die Verwendung von A-Verstärkung mehr.
Das Resonanzmittel hat vorzugsweise eine einzige Resonanz und ist von einer Art, für die die maximale Änderung der Phasenverschiebung mit der Frequenz 180° beträgt. Ein Resonator mit einer einzigen Resonanz ist das einfachste und nächstliegende verwendbare Filter. Er kann jedoch eine Anzahl von Resonanzfrequenzen haben, vorausgesetzt, daß seine Resonanzantwort proportional zur Impedanz oder Admittanz eines passiven Netzwerks mit einem Anschluß ist.
Eine mögliche Anwendung einer solchen Funkfrequenzverstärkerschaltung liegt in einem verteilten leitungsvermittelten Telekommunikationsnetzwerk von einer Art, wie sie in der international veröffentlichten Patentanmeldung Nr. WO 97/13333 offenbart wird, das kein Hauptamt oder eine Querverbindungs-Infrastruktur erfordert, aber in dem eine Vielzahl von Sende- und Empfangsstationen an zufällig verteilten Standorten bereitgestellt wird, wobei zur Leitweglenkung von Rufen zwischen Stationen im Netzwerk unter Nutzung anderer Stationen im Netzwerk zur bedarfsweisen Weiterleitung solcher Rufe Vermittlungsschaltungen innerhalb der Stationen selbst bereitgestellt werden. In diesem Fall können die Sender der Stationen innerhalb des Netzwerks lineare Verstärker einschließen, um die lineare Modulation der Trägerfrequenz zu bewirken, um optimale Bandbreiteneffizienz zu ermöglichen.
Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung kann jedoch auch in vielen anderen Anwendungen verwendet werden, bei denen Verstärker hoher Linearität bei Funkfrequenzen erforderlich ist.
Damit die Erfindung besser verstanden werden kann, werden nun zu Beispielzwecken bevorzugte Ausführungsformen gemäß der Erfindung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei diese zeigen:
1 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform;
2 und 4 sind ein Schaltbild und ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform;
3 ist ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform;
5 ist ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform;
6 ist ein Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform;
7 und 8 sind Schaltungsanalysediagramme bezüglich der Ausführungsform von 6;
9 ist ein Blockschaltbild, das eine mögliche Modifikation der Ausführungsform von 6 darstellt;
10 ist ein Schaltungsanalysediagramm bezüglich einer sechsten Ausführungsform;
11 und 12 sind Blockschaltbilder möglicher Implementierungen der Ausführungsform von 10;
13 ist ein Schaltungsanalysediagramm bezüglich einer siebenten Ausführungsform, wobei
14, 15, 16, und 17 Schaltbilder möglicher Implementierungen der Ausführungsform sind; und
18 ist ein Schaltungsanalysediagramm bezüglich einer achten Ausführungsform.
1 ist ein Blockschaltbild einer rückgekoppelten Funkfrequenz-(RF-)Leistungsverstärkerschaltung gemäß der Erfindung, die verwendet werden kann, um hohe Linearität und Stabilität bei vertretbaren Herstellungskosten zu erreichen, und zwar mit viel größerer Einfachheit, als unter Verwendung anderer Rückkopplungsmethoden erreicht werden kann. In 1 wird das Eingangssignal für die Schaltung mittels eines Eingangs 60 an einen Hybrid-Signalkombinator 61 übergeben, der als Komparator verwendet wird, und ein resultierendes Signal wird dann vom Kombinator 61 schwach in einen Koaxialresonator 62 eingekoppelt, der eine Induktivität 63 einschließt und imstande ist, durch zwei Kapazitätsdioden 64 und 65 abgestimmt zu werden. Ein Gilbertzellen-Phasendetektor 66 ist vorgesehen, um die Phasendifferenz über den Resonator 62 zu bestimmen, und das Ausgangssignal des Phasendetektors 66 wird einem Integrator 67 zugeführt, der ein Steuersignal an den Kopplungspunkt der Kapazitätsdioden 64, 65 übergibt, um die Resonanzfrequenz zu regulieren, um für eine 90°-Phasenverschiebung zwischen den Eingängen der Gilbertzelle bei der Sendefrequenz zu sorgen. Die Phasenverschiebungen in der Schaltung sind so ausgelegt, daß sie mit der Maximierung der Schleifenverstärkung übereinstimmen. Man beachte, daß dies nicht sehr problematisch ist, da ein Fehler von 45° nur zu einer Verringerung der Schleifenverstärkung um 3 dB führt.
Das Ausgangssignal des Resonators 62 wird der RF-Verstärkerstufe 68 zugeführt, die wiederum ihr Ausgangssignal an die Sendeantenne übergibt. Ein Richtkoppler 69 ist vorgesehen, um mittels einer Anordnung zur Regulierung der Phase der Schleifenverstärkung um 180° bei der Resonanzfrequenz des Resonators 62 ein Rückkopplungssignal an den Komparator 61 zu übergeben. Das wird unter Verwendung eines Hybrid-Signalverteilers 71 und einer Kapazitätsdiode 74 implementiert. Ein weiterer Gilbertzellen- Phasendetektor 72 und ein Integrator 73 können verwendet werden, um die Schleifenphasenverschiebung bei der Mittenfrequenz mittels der Kapazitätsdiode 74 zu steuern.
Die in der obigen Beschreibung erwähnten Integratoren 67, 73 können durch EEPOTs ersetzt werden, das sind digital gesteuerte Potentiometer, die den Vorteil haben, daß sie zwischen Zeitabschnitten der Übertragung die Regulierungswerte speichern. In jedem Fall können die EEPOTs mit dem 100-Hz-Sendesteuersignal getaktet werden, während die Aufwärts- bzw. Abwärtsstrecke durch einen Komparator am Ausgang des entsprechenden Gilbertzellen-Phasendetektors gesteuert wird. Jedoch kann die mit einem Integrator erzielbare Signalantwort unter zahlreichen Umständen hinreichend sein, so daß der Zusatzaufwand solcher EEPOTs wahrscheinlich nicht nötig ist.
Eine solche Schaltung ermöglicht hohe Linearität unter Verwendung von Bandpaß-Rückkopplung, aber ohne Demodulation oder Frequenzänderung, wie sie für kartesische Rückkopplung erforderlich wäre. Da die Leistungsfähigkeit von Rückkopplungsschleifen bei Funkfrequenzen durch die Gruppenverzögerung entlang der Schleife bestimmt wird, sichert die Beseitigung von Verzögerungen, die mit den bei der Frequenzänderung und so weiter, insbesondere bei jeglicher Filterung, verwendeten Bauelementen zusammenhängen, daß die hierin beschriebenen Verfahren höhere Bandbreite und Schleifenverstärkung erreichen können, als unter Verwendung anderer, aufwendigerer Verfahren erreicht werden kann. Ein Resonator hoher Güte Q ist im Vorwärtsweg des rückgekoppelten Verstärkers mit hoher Schleifenverstärkung vorgesehen, der anderenfalls breitbandig wäre. Stabilität der geschlossenen Schleife wird so lange erreicht, wie andere Phasenverschiebungen entlang der Schleife innerhalb des Frequenzbereichs, in dem die Schleifenverstärkung Eins übersteigt, weniger als 90° beitragen. Wenn die Schaltung so reguliert wird, daß die zusätzliche Phasenverschiebung in der Mitte des Frequenzbandes Null beträgt, ist lediglich erforderlich, daß die Phasenverschiebung der Schaltung ohne den Resonator in einem Frequenzbereich aus der erforderlichen Schleifenverstärkung multipliziert mit der Bandbreite, innerhalb derer die Schleifenverstärkung diesen Wert übersteigt, um weniger als 90° variiert.
Wenn zum Beispiel die zusätzlichen Phasenverschiebungen über beispielsweise 50 MHz um weniger als 90° variieren, dann ist eine Schleifenverstärkung, die 20 dB übersteigt, über eine Bandbreite von 5 MHz erreichbar oder eine Schleifenverstärkung, die 40 dB übersteigt, über 500 kHz und so weiter. Es gibt somit ein Produkt aus Linearitätsverbesserung (oder Schleifenverstärkung) und Bandbreite von 50 MHz. Dies kann auch als die mittlere Gruppenverzögerung der offenen Schleife ohne Resonator über der Bandbreite der geschlossenen Schleife angegeben werden, die 1/(4 × 50 MHz) = 5 ns beträgt. Dies verdeutlicht, daß es von entscheidender Bedeutung ist, die Gruppenverzögerung entlang der Schleife niedrig zu halten.
Die Güte von Resonatoren, die in monolithischen integrierten Schaltkreisen implementiert werden können, ist ziemlich niedrig, wobei eine Zahl von 10 durchaus typisch ist. Wenn die Anordnung in einem integrierten Schaltkreis untergebracht werden soll, wie auch für Signale mit einer sehr geringen Bandbreite, kann es also erwünscht sein, Mittel zur Erhöhung der effektiven Güte des Resonators einzubeziehen. Zum Glück kann dies durch die Verwendung von positiver Rückkopplung unter Verwendung irgendeiner der für RF-Oszillatoren verwendeten Schaltungstopologien erreicht werden. 4 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild, das die Verwendung von positiver Rückkopplung mittels einer Dämpfung 80 vom Ausgang einer Verstärkerstufe 81 angibt, die dem Verstärker 68, der linearisiert werden soll, vorausgeht und dem Resonator 62 folgt. Die Verwendung einer solchen positiven Rückkopplung hat den Effekt, sowohl die Verstärkung zu erhöhen als auch die Güte zu verbessern. Man sollte denken, daß diese Methode zu Instabilität oder Oszillation führt, was offensichtlich eine Funktionsstörung verursachen würde. Doch selbst wenn die Rückkopplung rings um den Resonator 62 Oszillation auf der offenen Schleife verursacht, stabilisiert die komplette Rückkopplungsschleife vom Richtkoppler 69 das System und verhindert, daß Oszillation auftritt. Tatsächlich gibt es kaum einen Unterschied in der Stabilitätsreserve zwischen Systemen, die einfach stabil sind, und Systemen mit Resonatoren, die einfach instabil sind. Und zwar erhält man optimale Leistungsfähigkeit, wenn der Resonator auf der Grenze zwischen Stabilität und Instabilität liegt.
2 zeigt eine kleine rückgekoppelte RF-Leistungsverstärkerschaltung gemäß der Erfindung, die positive Rückkopplung verwendet, um die Güte des Resonators zu verbessern. Die verwendete Topologie ist im Prinzip die eines Butler-Oszillators und umfaßt zusätzlich zu der Verstärkerstufe 68 monolithische Verstärkerstufen 40 und 41 (wobei die letztere der Verstärkerstufe 81 in 4 entspricht), eine Symmetrieschaltung 42 (mit vier Windungen auf einem einzelnen achtförmigen Ferritkern), einen Koaxialresonator 44, Kondensatoren 46, 47 und 48 sowie Widerstände 43, 49, 50 und 51. Zwei Kapazitätsdioden 52 und 53 und der Widerstand 54 sind vorgesehen, um die Resonanzfrequenz auf eine Weise ähnlich der mit Bezug auf 1 beschriebenen zu regulieren, und ein regelbarer Kondensator 55 dient als das Dämpfungsglied (80 in 4) zur Regulierung der positiven Rückkopplung. Das Signal vom Ausgang 70 der Schaltung wird an die Last 58 übergeben. Eine solche Schaltungsanordnung ist mit großem Erfolg verwendet worden, um einen 10-Watt-425-MHz-Leistungsverstärker zu linearisieren.
Wenngleich die Topologie der oben beschriebenen Schaltungsanordnung, die auf der eines Butler-Oszillators beruht, gewisse Vorteile hat, gibt es keinen Grund, bei einer solchen Anwendung nicht auch andere Oszillatortopologien, wie etwa die der Colpitts- und Hartley-Oszillatoren, zu verwenden. Natürlich wird man anerkennen, daß bei diesen Anordnungen trotz der Verwendung einer Oszillatorschaltungsanordnung aufgrund der kompletten Rückkopplungsschleife vom Richtkoppler 69 zum Eingang verhindert wird, daß die Schaltung oszilliert.
Sollte die gleichzeitige Verwendung von zwei Regulierungsschleifen, von denen eine die Mittenfrequenz reguliert und die andere die Phase bei der Signalfrequenz wie in 1, nicht zuverlässig funktionieren, kann ein alternatives Verfahren verwendet werden, das die Phasenregulierung der offenen Schleife einbezieht, wie in 3 gezeigt. Die Regulierungsfunktion in 3 wäre normalerweise eine gedächtnislose lineare oder nichtlineare Funktion. Diese Schaltung macht es einfacher, unbedingt die Stabilität und die Vermeidung falscher Konvergenz der Regulierungsschleifen zu garantieren, und ermöglicht wahrscheinlich angemessene Genauigkeit für alle praktischen Anwendungen. Man beachte, daß die Phasenregulierung bei diesem Verfahren so ausgelegt ist, daß sie der Mittenfrequenz des Resonators und nicht der Arbeitsfrequenz nachläuft, auch wenn im bestimmungsgemäßen Betrieb die erste der letzteren nachlaufen sollte. Direktes Nachlaufen der Frequenz, wie in 1 dargestellt, könnte potentiell zu falscher Konvergenz und Oszillation führen. Wenngleich 3 eine analoge Implementierung der Schleifen darstellt, wird für anspruchsvollere Anforderungen wegen der leichteren Implementierung und Kalibrierung eigentlich die digitale Implementierung der Integrator- und der Regulierungsfunktion bevorzugt.
Sollten die Linearitätsanforderungen diejenigen übersteigen, die durch eine einzige Schleife wie in 1 erfüllt werden können, kann eine weitere Verbesserung durch Verschachtelung von Schleifen erreicht werden, nämlich indem ein rückgekoppelter Verstärker als der zu linearisierende Verstärker verwendet wird, wie in 5 gezeigt. In diesem Fall wird der Verstärker, der durch die zur Erhöhung der Linearität mit dem Resonator 62 und der Rückkopplungsschleife versehene Verstärkerstufe 68 gebildet wird, weiter linearisiert, indem ihm eine mit einem Resonator 82 und einer Rückkopplungsschleife versehene Verstärkerstufe 83 vorgeschaltet wird, um die Verstärkung zu erhöhen. Wenn jedoch der ursprüngliche Verstärker in einem bestimmten Frequenzbereich eine Gesamtphasenänderung von 90° hat (was zu einem Phasenrand von 45° führen würde), hat der Verstärker mit geschlossener Schleife wahrscheinlich eine Phasenänderung von etwa 270°. Das bedeutet, daß das Produkt aus Schleifenverstärkung und Bandbreite der äußeren Schleife etwa ein Drittel desjenigen der inneren Schleife sein muß, was bedeutet, daß die Linearitätsverbesserung aufgrund der äußeren Schleife in der Größenordnung eines Drittels derjenigen liegt, die durch die innere Schleife erreichbar ist. Doch das kann immer noch eine nützliche Verbesserung gegenüber dem sein, was ohne die Verwendung verschachtelter Schleifen erzielt werden kann.
Die Änderung der Phasenverschiebung entlang der Schleife kann verringert und dadurch die Stabilität und die Leistungsfähigkeit der Schleife verbessert werden, indem Nullstellen in der Übertragungsfunktion der Schleifenverstärkung vorgesehen werden, was herkömmlicherweise durch Geschwindigkeitsrückkopplung bewerkstelligt wird. Nullstellen können zum Beispiel verwendet werden, um die Polstellen aufgrund des Ausgangsanpassungsnetzwerks zu kompensieren. Sie können mit Bedacht mit getrennten Resonatorschaltungen eingefügt werden oder können alternativ durch Verwendung der von einer frequenzabhängigen Last (zum Beispiel Filtereingangsimpedanz oder resonante Antenne) reflektierten Leistung eingefügt werden, die normalerweise so ausgelegt ist, daß sie bei der Bandmittenfrequenz minimiert wird. Wenn der Richtkoppler eine endliche Richtwirkung hat und wenn der Abstand zur Last korrekt ist, wird dieses reflektierte Signal zum Vorwärtssignal addiert, wodurch die Rückkopplung abseits der Bandmittenfrequenz erhöht wird. Die Frage, wie Nullstellen mit Bedacht eingefügt werden, wird weiter unten behandelt. Jedoch kann eine solche Anordnung, statt die Stabilität durch Erhöhung der Schleifenverstärkung zu vermindern, dabei helfen, die Änderung der Phasenverschiebung zu verringern. Wenn dies getan wird, ist es wahrscheinlich das Beste, einen nichtrichtenden Koppler zu verwenden, wie etwa eine Widerstands- oder kapazitive Anzapfung. Der einzige Grund für die Verwendung eines Richtkopplers besteht darin, den Betrieb toleranter gegenüber Laständerungen zu machen, und da solche Koppler schwer auf einem Chip herzustellen sind, werden sie wohl kaum für eine solche Ausführung verwendet werden.
6 zeigt eine vierte erfindungsgemäße Ausführungsform, die besonders für die Implementierung als integrierter Schaltkreis geeignet ist. Sie ist im wesentlichen ein Bandpaß-Äquivalent zum herkömmlichen rückgekoppelten invertierenden Verstärker, der bei Operationsverstärkern verwendet wird. Die gepunktete Linie umschließt die Schaltung, die monolithisch implementiert ist. Die durch die Bezugszeichen in 6 bezeichneten Komponenten sind folgende:

91: Eingangsübertragungsleitung
92: Eingangsanpassungsnetzwerk (wahrscheinlich einschließlich Bonddraht
93: Erste Stufe oder Stufen des Verstärkers
94: Rückkopplungskondensator
95: Kapazität des Resonators
96: Induktivität des Resonators
97: Ausgangsübertragungsleitung
98: Ausgangsanpassungsnetzwerk
99: Ausgangsübertragungsleitung
100: Transistor

Die Induktivitäten der Bonddrähte können verwendet werden, um abgestimmte Schaltungen und Anpassungsnetzwerke zu bilden, und genau dies wird durch die gepunktete Linie, die durch 92, 98 und 96 geht, angedeutet. Wenngleich die Rückkopplungskomponente ein Kondensator ist, ist ihre Wirkung analog zu einem imaginärwertigen Widerstand in einem Basisband-Operationsverstärker. Wenn die Phasenlage des Verstärkers korrekt ist, besteht die Wirkung des Kondensators auf die Eingangsimpedanz durch den Miller-Effekt darin, dem Eingang von 93 einen niedrigen Widerstand parallelzuschalten und nicht die große Kapazität, wie man erwarten würde.
Die Analyse der Schaltung wird am besten durch das Signalflußdiagramm von 7 dargestellt; dabei gilt:

V_in: ist die Thevenin-Äquivalenzspannung aufgrund des Eingangssignals am Ausgang von 92.
V_out: ist die an 98 angelegte Ausgangsspannung.
I_b: ist der Eingangsstrom in die erste Stufe des Verstärkers 93.
V_b: ist die Eingangsspannung des Verstärkers 93.
I_c: ist der Ausgangsstrom vom Verstärker 93 bei seiner Effektivlast Z_l.
Z_s: ist die Ausgangsimpedanz des Eingangsanpassungsnetzwerks.
R_in: ist der Eingangswiderstand des Verstärkers 93 (eine beliebige Reaktanzkomponente sollte im Anpassungsnetzwerk vorhanden sein).
C: ist der Rückkopplungskondensator.
G(jω): ist die Übertragungswiderstands-Übertragungsfunktion von 93, 95, 96 und 97 unter der Last Z_l.
Z_l: ist die Gesamtlast auf 97 mit der Eingangsimpedanz von 98 parallel zur Ausgangsimpedanz von 97 parallel zu C.

Der gepunktete Bogen hat geringe Auswirkungen auf die Systemleistungsfähigkeit, wie auch der Term –jωC über dem Bogen von V_b zu I_b, und deshalb werden sie der Klarheit halber weggelassen, was zu dem vereinfachten Diagramm von 8 führt.
Zwei der drei Terme im Bogen von I_b nach V_out sind Impedanzfunktionen von passiven Netzwerken. Diese haben die Besonderheit, daß Phasenverschiebungen auf ±90° begrenzt sind, und folglich kann die Differenz zwischen der Anzahl der Polstellen und der der Nullstellen Eins nicht überschreiten.
Folglich können sie, wenn sie geeignete Amplitudenantworten haben, potentiell als der Resonator verwendet werden. In vielen Fällen muß Z_l bei der Arbeitsfrequenz aber einen minimalen Ohmschen Widerstand haben, was sie dafür ungeeignet machen würde. Der andere Term, der durch Z_s dominiert wird, unterliegt jedoch keinen solchen Einschränkungen. Das würde bedeuten, daß 95 und 96 eliminiert werden und 93 und 97 verschmolzen werden können, wenn 92 bei der Arbeitsfrequenz ein Impedanzmaximum haben und seine Güte hinreichend hoch sein sollte.
Die Vorteile dieser Schaltung sind folgende. Die Schaltung verwendet keine externen Hybridbauelemente oder Richtkoppler. Sie erfordert nicht die Differenz-Eingangsstufe, die andere Topologien erfordern. Dadurch verbraucht ein weiterer Transistor keinen Strom mehr. Es gibt keine wirkleistungsverlustbehafteten Bauelemente, die das Rauschverhalten verschlechtern oder andere Leistung außer derjenigen absorbieren, die tatsächlich rückgekoppelt wird. Eine andere Folge ist, daß der größte Teil der in den Summationspunkt eingegebenen Netto-Signalleistung, die nicht durch den Eingang von 93 absorbiert wird, zur Ausgangsleistung addiert wird (wenngleich in der Ausgangsimpedanz etwas davon verbraucht wird), statt sie komplett in einem Widerstand zu verbrauchen, wie es in fast allen anderen Topologien geschähe.
Leider kann der Eingang nicht an die Impedanz des Summationspunktes angepaßt werden, da dies die Schleifenverstärkung auf 0 dB verringern würde. Tatsächlich wird der größte Teil der Rückkopplungsleistung zur Quelle reflektiert, wenn Rückkopplung zur Linearisierung verwendet wird. Wenn eine Eingangs-Fehlanpassung vermieden werden muß, ohne ein Hybridbauelement zu verwenden, muß entweder ein Widerstand, der annähernd gleich der Impedanz der Signalquelle ist, in Reihe zu ihr eingefügt oder wie in 9 ein Transistor-Vorverstärker verwendet werden. Der Nachteil der Verwendung des Widerstandsverfahrens besteht darin, daß die Rauschzahl um etwa 3 dB verschlechtert wird. Der Nachteil der Verwendung eines Transistor-Vorverstärkers besteht darin, daß jegliche Nichtlinearität, die er einführt, durch die Rückkopplungsschleife nicht verringert wird und daß der von der Rückkopplungsschaltung benötigte Leistungspegel erhöht wird, was eine erhebliche Verringerung der Ausgangsleistung bewirken kann. Das kann erheblich sein, wenn die Maximierung der Leistungseffizienz eine Hauptaufgabe ist.
Eine bessere Lösung ist das Konzept der Zusammenführung der Nichtlinearität mit einer ähnlichen nichtlinearen Antwort unter Verwendung von (idealerweise) identischen Verstärkerstufen im Eingangs- und Rückkopplungsweg, wie prinzipiell in 10 dargestellt. Dadurch wird sichergestellt, daß sich die Verzerrungseffekte in dem Maße auslöschen, wie die Schleifenverstärkung erhöht wird. Das bedeutet, daß nichtlineare Stufen wie etwa B-Verstärker verwendet werden können, solange sie hinreichende Verstärkung bis hin zu den maximalen angetroffenen Signalpegeln haben, was normalerweise bedeutet, daß sie nicht in die Begrenzung oder Sättigung geraten.
11 zeigt eine mögliche Implementierung dieser Idee. Allerdings verwendet sie komplementäre Transistoren, und es ist wegen der unterschiedlichen Beweglichkeit von Löchern und Elektronen schwierig, wenn nicht unmöglich, die geeignete Anpassung zwischen den komplementären Transistoren zu erreichen. Außerdem können mit ansonsten geeigneten Prozessen gar keine Komplementärtransistoren hergestellt werden. Aus diesem Grund ist die Schaltung von 12 zu bevorzugen. Obwohl sie nicht völlig symmetrisch ist, erreicht sie annähernd die Leistungsfähigkeit einer symmetrischen Schaltung, wenn die Schleifenverstärkung erhöht wird. Der Grund dafür ist, daß der Summationspunkt ähnlich wie eine virtuelle Masse wirkt.
Eines der inhärenten Ergebnisse der Verwendung von Rückkopplung ist, daß die Kleinsignal-Bandbreite des Sendeverstärkers viel größer ist, als sie ohne die Rückkopplung wäre. Das liegt daran, daß bei hoher Schleifenverstärkung die Frequenzantwort der geschlossenen Schleife zum Kehrwert der Frequenzantwort der Rückkopplung tendiert. Das könnte die Leistungsfähigkeit von Frequenzduplexsystemen verschlechtern, und zwar wegen der Verringerung der Filterung des Senderrauschens bei der Empfangsfrequenz und auch bei Frequenzen, bei denen Rauschen durch nichtlineare Effekte im Empfänger erzeugt werden kann.
Wenn die Rückkopplung bei der Arbeitsfrequenz eine Nullstelle mit einer annehmbar hohen Güte hätte, würde dies Abhilfe schaffen, da die Antwort der geschlossenen Schleife dann zu einem Bandpaß wird. Um die Schleifenverstärkung zu einem Bandpaß zu machen, wäre eine weitere Polstelle im Vorwärtsweg erforderlich. Wenn diese mit der Nullstelle übereinstimmte, würde sie diese auslöschen und die Schleifenverstärkung und Stabilität unverändert lassen. Jedoch ist dies weder nötig noch unbedingt erwünscht. Vielmehr wäre das System das Bandpaß-Äquivalent zu einem Typ-2-Servomechanismus mit Geschwindigkeitsrückkopplung. Dies ist in 13 dargestellt, in der folgendes gilt:

N₁ und N₂ sind Einzelpolpaar-Filterantworten.
N₂ ^–1 ist eine einzelne Nullstelle, wie Geschwindigkeitsrückkopplung. Andere Nullstellenpositionen können verwendet werden, wenn die Dynamik die eines Typ-2-Servomechanismus ist.
Schleifenverstärkung = A₁ N₂ A₂
Die Verstärkung der geschlossenen Schleife geht gegen N₁.

Es kann erwünscht sein, eine Nullstelle im Rückkopplungsweg zu implementieren, um die dynamische Leistungsfähigkeit und Stabilität zu erhöhen, wie auch für den oben erwähnten Zweck. Es ist jedoch nicht möglich, ein Filter zu bauen, das eine isolierte Nullstelle implementiert, da dies bedeuten würde, daß die Verstärkung gegen unendlich ginge, wenn die Frequenz zunimmt, und oben wird angenommen, daß auch eine Polstelle implementiert wird, und zwar r-mal so weit von der imaginären Achse entfernt. Es kann leicht gezeigt werden, daß für eine Schaltung wie etwa die in 14 dargestellte die Effizienz, mit der die Leistung durch die Schaltung vom Verstärkerausgang absorbiert wird, 1/r beträgt. Das ist offenkundig eine große Leistungsverschwendung. Es kann gezeigt werden, daß andere Mittel zur Implementierung einer Nullstelle, wie etwa ein Filter mit zwei Anschlüssen, die gleichen Nachteile haben. Ebenso ist die Verstärkung der geschlossenen Schleife dann proportional zur Güte der Nullstelle, und das kann inakzeptable statistische Schwankungen bewirken.
Jedoch kann durch Kombinieren von Signalen von zwei um 90° getrennten Punkten auf dem Ausgangssignalweg diese theoretische Einschränkung von Nullstellenimplementierungen mit zwei Anschlüssen überwunden werden, wie durch die in 15 gezeigte Schaltung dargestellt wird. Es wird angenommen, daß der Impedanzanstieg hinreichend hoch dafür ist, daß die Phasendifferenz zwischen den Abgriffspunkten A und B annähernd 90 Grad beträgt. Die Güte der aus C₁ und L bestehenden abgestimmten Schaltung gilt als hoch, und die Güten der Nullstelle und von r sind durch C₂ vorgegeben. Außerdem werden bei der Arbeitsfrequenz der Grad der Rückkopplung und somit die Verstärkung der geschlossenen Schleife durch die Höhe von C₂ und nicht durch die Güte der Resonanzschaltung bestimmt.
Die oben erwähnten Methoden können verwendet werden, um die Leistungsfähigkeit von anderen Systemen zu erhöhen, die verwendet werden, um die Effizienz von RF-Verstärkern zu steigern, zum Beispiel ein Mehrbandverstärker, wie er in Basisstationen erforderlich sein kann. Die Kombination einer Anzahl n von sinusförmigen Signalen erzeugt ein Signal, das kurze Amplitudenstöße der RF-Leistung aufweist, deren Scheitelwert bis zum n-fachen der mittleren Leistung betragen kann. Die Dauer dieser Amplitudenstöße hängt mit der Frequenztrennung der Signalkomponenten zusammen, und die Stärke der Momentanleistung ist der einer Gauß-Verteilung angenähert. Die höchsten Scheitelwerte treten somit relativ selten auf. Wenn die dem Verstärker zugeführte Gleichspannung hinreichend ist, um sicherzustellen, daß die Scheitelwerte dieser Wellenform ohne Verzerrung verstärkt werden können, wird die durch n geteilte Leistungseffizienz selbst bei B-Verstärkern sehr niedrig. Eine Möglichkeit, um die Effizienz des Gesamtsystems zurückzuerlangen, besteht darin, einen Schaltregler zu verwenden, um diese Spannung zuzuführen, und ihn so einzustellen, daß er gerade genug Spannung zuführt, um die erwarteten Momentanlastanforderungen zu erfüllen. Diese können leicht vorhergesagt werden, wenn das Mehrbandsignal digital erzeugt (wahrscheinlich in der Basisband- oder einer Zwischenfrequenz) und mit einem FIFO-Puffer verzögert wird, bevor es zum D/A-Wandler gesendet und dann auf die Funkfrequenz frequenzgewandelt wird. Die dabei zu überwindende Schwierigkeit besteht darin, daß die Änderung der Gleichspannung das Signal sowohl in der Phase als auch in der Amplitude moduliert, und zwar in einem Frequenzbereich, der mit dem Trägerabstand vergleichbar ist. Die dadurch verursachte Störung kann größer sein als die durch die Wellenformbegrenzung bedingte, die eigentlich überwunden werden sollte. Jedoch würde die Anwendung der in diesem Patent beschriebenen Methoden auf den Verstärker diese Effekte verringern und somit die Methode praktikabel machen. 18 zeigt zu Darstellungszwecken ein Beispiel für ein solches Verfahren.

Claims

Rückgekoppelte Funkfrequenzverstärkerschaltung hoher Linearität bei und in der Nähe der Frequenz des Eingangssignals, mit dem die Schaltung verwendet werden soll, wobei die Schaltung folgendes aufweist: ein Verstärkermittel mit hohem Verstärkungsgrad mit einem Bandpaßfilter in Form eines Resonanzmittels hoher Güte (62), das in den Vorwärtsweg des Verstärkermittels geschaltet ist und dessen Resonanzfrequenz im wesentlichen bei der Eingangsfrequenz liegt, ein Rückkopplungsmittel in Form einer linearen passiven Schaltung und ein Abstimmmittel (64, 65, 66, 67) zur automatischen Abstimmung der Resonanzfrequenz des Resonanzmittels (62) in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Abstimmmittel (64, 65, 66, 67) ein Phasendetektionsmittel (66) zur Bestimmung der Phasenverschiebung in dem Resonanzmittel (62) und zur Regulierung einer variablen Kapazität (64, 65) innerhalb des Resonanzmittels (62) umfaßt, um den Resonanzkreis abzustimmen.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei das Abstimmmittel (64, 65, 66, 67) einen analogen oder digitalen Integrator (67) zum Anlegen eines Abstimmsteuerungssignals an die variable Kapazität (64, 65) in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Phasendetektionsmittels (66) umfaßt.
Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, wobei das Phasendetektionsmittel (66) eine Gilbert-Zelle umfaßt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei ein Regulierungsmittel (71, 72, 73, 74) zur automatischen Regulierung der Phase der Schleifenverstärkung bereitgestellt wird, die durch das Rückkopplungsmittel bei der Resonanzfrequenz des Resonanzmittels (62) bewirkt wird.
Schaltung nach Anspruch 5, wobei das Regulierungsmittel (71, 72, 73, 74) ein Phasendetektionsmittel (72) zur Bestimmung der durch das Rückkopplungsmittel bewirkten Phasenverschiebung und zur Regulierung einer variablen Kapazität (74) umfaßt, um das Rückkopplungsmittel abzustimmen.
Schaltung nach Anspruch 6, wobei das Regulierungsmittel (71, 72, 73, 74) einen Integrator (67) zum Anlegen eines Steuerungssignals an die variable Kapazität (74) in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Phasendetektionsmittels (72) umfaßt.
Schaltung nach Anspruch 5, sofern direkt oder indirekt auf Anspruch 3 bezogen, wobei das Regulierungsmittel eine Schaltung zur Erzeugung eines Phasensteuerungssignals umfaßt, das eine Funktion des Abstimmsteuerungssignals ist.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein positives Rückkopplungsmittel bereitgestellt wird, um positive Rückkopplung absichtlich anzuwenden, um die effektive Güte des Resonators (62) zu erhöhen.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verstärkermittel eine Verstärkerstufe (68) einschließt, die mit dem Resonanzmittel (62) gekoppelt und mit dem Rückkopplungsmittel versehen ist, und eine weitere Verstärkerstufe (83) zwischen dem Eingang des Verstärkermittels und einem weiteren Resonanzmittel (82) geschaltet und mit einem weiteren Rückkopplungsmittel versehen ist.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Rückkopplungsmittel einen angerichteten oder teilweise gerichteten Koppler umfaßt.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Rückkopplungsmittel eine kapazitive Rückkopplung zu einem Summierungspunkt umfaßt.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schleifenphasenverstärkung bei der Frequenz des Eingangssignals annähernd null ist.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltung ein Ausgangslast-Anpassungsnetzwerk einschließt, das als das Resonanzmittel dient.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltung ein Eingangslast-Anpassungsnetzwerk einschließt, das als das Resonanzmittel dient.
Schaltung nach Anspruch 14 oder 15, bei der die Impedanz des Eingangs- oder Ausgangsanpassungsnetzwerks verwendet wird, um die Resonatorfunktionalität bereitzustellen.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die eine kapazitive Rückkopplung zu einem Summierungspunkt mit einem Resonator- oder dominant konjugierten Polpaar im Vorwärtsweg verwendet, bei der die Schleifenphasenverstärkung so bemessen ist, daß sie bei der Arbeitsfrequenz annähernd 180 Grad beträgt.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei Mittel zur Anpassung der Nichtlinearität in den Rückkopplungs- und Eingangswegen bereitgestellt werden, um einen monolithischen Komparator während der Vermeidung bedingter Stabilität und Eingangs-Fehlanpassung ohne Verwendung einer externen Hybridschaltung zu implementieren.
Schaltung nach Anspruch 18, wobei in dem Rückkopplungsmittel eine virtuelle Erde verwendet wird, um die im Eingangsverstärker verwendete tatsächliche Masse zu ersetzen.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei in dem Rückkopplungsmittel ein Mittel zur Implementierung einer Nullstelle verwendet wird, um Außerbandrauschen in der Funkfrequenzverstärkerschaltung durch Rückkopplung zu verringern.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Mittel bereitgestellt wird, um ein Pol-Nullstellen-Paar in einer Schaltung zu implementieren, die das Ausgangssignal der Funkfrequenzverstärkerschaltung abtastet, bei der das Frequenzverhalten durch Kombinieren von Signalen von Punkten mit unterschiedlichen Phasen im Hauptsignalweg erzielt wird.
Schaltung nach Anspruch 21, die dafür eingerichtet ist, den Leistungsverlust zu verringern, der bei Verwendung anderer Schaltungen zur Implementierung von Pol-Nullstellen-Paaren naturgemäß auftritt.
Schaltung nach Anspruch 22, die dafür eingerichtet ist, die Position der Nullstelle genauer einzustellen, um den Grad der Rückkopplung und somit die Verstärkung der geschlossenen Schleife bei der Arbeitsfrequenz zu bestimmen.
Schaltung, die aus zwei oder mehr Schaltungen nach Anspruch 21, 22 oder 23 besteht, deren Ausgangssignale kombiniert werden, um ein Richtungsverhalten zu bewirken.
Schaltung nach Anspruch 21, 22 oder 23, wobei das Ausgangssignal einer Richtkopplungsschaltung, das bei der Arbeitsfrequenz eine Null, eine Nullstelle oder ein Minimum aufweist, mit dem eines herkömmlichen Richtkopplers kombiniert wird, um die Wirkung eines Pol-Nullstellen-Paars hervorzurufen.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein im gesteuerten Schaltbetrieb arbeitender Regulierer, der in Abhängigkeit von der erwarteten Momentanspannungsanforderung gesteuert wird, zum Anlegen von Gleichspannung an das Verstärkermittel bereitgestellt wird.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Richtkopplungsmittel mit einer Meßimpedanz bereitgestellt wird, die an die Ausgangsimpedanz des Verstärkermittels statt an die Lastimpedanz angepaßt ist.
Sende- und Empfangsstation für ein Telekommunikationsnetzwerk, wobei die Station einen Sender hat, der eine Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche einschließt.