DE3730470C2 - System und Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungssteuersignals aus einem Tonfrequenzeingangssignal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein System sowie ein Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungssteuersignals aus einem Tonfrequenzeingangssignal. Sie bezieht sich allgemein auf nichtkomplementäre oder Eintakt-Stör­ verringerungssysteme, die eine dynamisch gesteuerte Filterung und eine Niederpegelerweiterung enthalten. Das dynamische Filtern wird seit langem angewendet zur Reduzierung von Hintergrundrauschen in Tonsigna­ len. Die Grundlagen für das dynamische Filtern wurden in den Jahren nach 1940 entwickelt und bilden auch heute die Basis für den Entwurf praktisch aller dyna­ mischen Filter.

Ein derartiger Entwurf verwendet beispielsweise ein Tiefpaßfilter, das von einer eine einfache Spitzen­ werterfassung für das Eingangssignal ver­ körpernden Erfassungsschaltung gesteuert wird. Dieser Entwurf hat den Nachteil eines begrenzten Bereichs genauer Funktionsweise des steuer­ baren Filters.

Es existieren andere Entwürfe, bei denen eine dynamische Filterung und eine Niederpegel­ erweiterung kombiniert sind zur Schaffung eines verbesserten Störverringerungssystems. Jedoch treten bei diesen andere Probleme auf. Eines der wichtigsten Kriterien für Eintakt- Störverringerungssysteme, die eine breitbandige Niederpegelerweiterung in Verbindung mit einer dynamisch gesteuerten Tiefpaßfilterung ver­ wenden, ist die Hörtransparenz. Der Niederpegel­ erweiterungsbereich eines Eintakt-Störverringerungs­ systems ist nur in Betrieb, wenn die Signal­ pegel einen Schwellenpunkt unterschreiten. Daher arbeitet in den meisten Anwendungsfällen und insbesondere in Verbindung mit Musik der Erweiterungsbereich des Systems haupt­ sächlich nur dann, wenn die Signalpegel extrem niedrig sind oder während des Auf- oder Abblendens der Musik. Aber das dynamisch gesteuerte Filter übt seine Funktion nahezu ständig aus und ändert kontinuierlich die Bandbreite des Systems, um die wahrgenommenen Störungen im Tonsignal zu reduzieren. Das Filter muß daher zu allen Zeiten äußerst transparent sein, um jeden Verlust von erwünschter Toninformation zu vermeiden, wie es der Fall wäre, wenn das Filter bei niedrigen Signalpegeln schließen sollte und die Bandbreite herabsetzen würde, so daß ein bemerkenswerter Verlust von Hochfrequenz­ information aufträte.

In den bekannten Systemen, die ein dynamisch gesteuertes Tiefpaßfilter verwenden, wird das Steuersignal in einer im wesentlichen gleichartigen Weise erzeugt. Das Eingangs­ signal wird zuerst einer Hochpaßfilterung unterworfen, so daß die Niederfrequenzsignale entfernt werden, die keine Wirkung auf das dynamisch gesteuerte Tiefpaßfilter haben sollen. Die Filtersteuerschaltung spricht daher nur auf den Mittel- und Hochfrequenzbereich des Tonbandes an. Dies bandbegrenzte Signal wird dann einer Spitzenwerterfassung unterworfen oder gleichgerichtet und gefiltert, so daß ein Gleichspannungssignal zur Steuerung des dynamisch gesteuerten Tiefpaßfilters er­ halten wird. Dieses Verfahren zur Erzeugung des Steuersignals führt zu einem extrem be­ grenzten Ansprechbereich für die Amplitude des Eingangssignals. Wenn das System so ausge­ bildet ist, daß niedrige Signalpegel eine Operation des Filters ermöglichen, würden Eingangssignale mit normaler und hoher Amplitude offensichtlich bewirken, daß das Filter sich zur Grenze des Spektrums öffnet, wodurch bei diesen Signalen mit normaler und hoher Amplitude keine wirksame Störverringerung erhalten wird. Wenn umgekehrt das System so ausgestaltet ist, daß Signale mit normaler und hoher Amplitude die gewünschte effektive Antwort des Tiefpaßfilters erzeugen, dann be­ wirken niedrige Signalpegel, daß das Filter geschlossen bleibt, wodurch der Hochfrequenzinhalt des Tonsignals reduziert wird und ein vernehmbarer Verlust von Hochfrequenztoninformation eintritt.

Dieses Problem wurde gelöst durch Komprimieren des Signals, bevor es der dynamischen Filtersteuer­ schaltung zugeleitet wird. In diesem System wurde ein Kompressionsverhältnis von 2 zu 1 verwendet zur Kompression des dynamischen Bereichs um die Hälfte, so daß das dynamische Filter über das Doppelte seines normalen Eingangspegelbereiches arbeiten kann. Der Verdichter wurde in Verbindung mit einer Ungleich­ laufvorrichtung zur Reduzierung des Kompressions­ verhältnisses bei niedrigen Signalpegeln betrieben. Ohne diese Ungleichlaufvorrichtung würde ein Signal mit einem hohen Grad von Hintergrundrauschen in einigen Fällen so komprimiert, daß die Amplitude des Störgrundes von einer ausreichenden Höhe sein könnte, um das dynamisch gesteuerte Tiefpaßfilter offen zu halten und nicht das gewünschte Maß an Störverringe­ rung zu erhalten. Es ist daher offensichtlich, daß die Schwellensteuerung dieses Systems sowohl die Schwelle der Erweiterung in der Niedrigpegeler­ weiterungsschaltung als auch die Niedrigpegelemp­ findlichkeit des dynamisch gesteuerten Filters beeinträchtigt.

Obwohl dieses System die meisten Mängel der bekannten Systeme behob, traten doch mehrere Probleme auf. Er­ stens waren die Ansprecheigenschaften des Kompres­ sionssystems für die Ansprech- und Freigabezeit für die gewünschte Antwort des zusammengesetzten Niedrig­ pegelexpanders zu optimieren, um jedes wahrgenommene Pumpen im Betrieb des Niedrigpegelerweiterungssystems zu vermeiden. Diese Ansprecheigenschaft mag nicht die gewünschte Antwort für die Ausführung des dynamischen Filtersteuersystems sein. Zweitens könnten weitere Verbesserungen im dynamischen Bereich des dynamisch gesteuerten Filters gemacht werden, jedoch wäre in diesem System ein erhöhtes Kompressionsverhältnis erforderlich, wodurch wiederum die Ausgestaltung kompliziert würde, da der Kompressor und der Expander gemeinsam operieren. Während eine Veränderung des Kompressions- und Expansionsverhältnisses dieses Systems dessen dynamischen Bereich verbessern könnten, könnte dies weiterhin eine Verringerung der Transparenz des Systems zur Folge haben. Zum Dritten ist das System nicht ohne weiteres für eine minia­ turisierte Ausführung der Schaltung geeignet, wie hybride Schaltungstechnik oder LSI-Technik.

Die US 4 136 314 offenbart ein adaptives Signalgewichtungs-Filtersystem zur Verwendung bei der elektrischen Signalübertragung. Dieses System weist ein Filter auf zur Änderung des Spektralbereichs der dominanten Signalenergie eines übertragenen Signals in Bezug auf dessen andere Spektralbereiche entsprechend einem Steuersignal. Eine Vorrichtung zur Erzeugung dieses Steuersignals enthält eine erste Erfassungsvorrichtung zum Erfassen eines ersten Spektralbereichs des übertragenen Signals und Liefern eines ersten Signals, das der Signalenergie im ersten Spektralbereich entspricht, und eine zweite Erfassungsvorrichtung zum Erfassen eines zweiten Spektralbereichs des übertragenen Signals und Liefern eines zweiten Signals, das der Signalenergie im zweiten Spektralbereich entspricht. Das erste Signal ist logarithmisch von der Amplitude des übertragenen Signals im ersten Spektralbereich und das zweite Signal logarithmisch von der Amplitude im zweiten Spektralbereich abhängig. Das erste und das zweite Signal werden miteinander vergleichen und aus diesem Vergleich wird das Steuersignal gewonnen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein System sowie en Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungssteuersignals aus einem Tonfrequenzeingangssignal anzugeben, bei dem eine lineare Charakteristik zwischen einem spannungs­ gesteuerten Filter und der Erfassungsschaltung für das Eingangssignal sowie eine genaue gleichzeitige Steuerung sowohl der Schwelle der Erweiterung und der Empfindlichkeit des dynamischen Filters ermöglicht werden, wodurch eine leichte Einstellbarkeit des Systems für verschiedene Bezugspegel erhalten werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß für das System durch die Merkmale jeweils der Ansprüche 1 und 4 und für das Verfahren durch die Merkmale des Anspruchs 5 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen des Systems bzw. Verfahrens nach der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Ansprüchen.

Entsprechend der Erfindung ist ein dynamisches Fil­ tersystem mit logarithmischer Steuerung vorgesehen, in welchem das Steuersignal in Abhängigkeit vom Ein­ gangssignal und von Amplitudenänderungen in einer stärker linearen Beziehung, als es mit der dynami­ schen Verdichtung möglich ist, erzeugt wird. Das Steuersignal wird an den Steuereingang eines span­ nungsgesteuerten Tiefpaßfilters gelegt, das auch eine im Wesentlichen lineare Steuerung in Volt pro Fre­ quenzdekade verkörpert.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Fi­ guren dargestellten Ausführungsbeispielen näher er­ läutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbei­ spiels unter Verwendung einer dynamisch ge­ steuerten Tiefpaßfilterung und einer an­ sprechgesteuerten logarithmischen Umwandlung,

Fig. 2 eine schematische schaltungsmäßige Ausführung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines anderen Ausfüh­ rungsbeispiels unter Verwendung einer dyna­ misch gesteuerten Tiefpaß- und Hochpaßfilte­ rung und einer ansprechgesteuerten logarith­ mischen Umwandlung, und

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausfüh­ rungsbeispiels unter Verwendung einer dynami­ schen Filterung und einer Niedrigpegelerwei­ terung in Verbindung mit einer ansprechge­ steuerten logarithmischen Umwandlung.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, kann es beispielsweise wünschenswert sein, ein Eingangssignal E_in in einem spannungsgesteuerten Filter 90 zu filtern. Hierzu wird ein variables Filtersteuersignal E_out von dem Eingangssignal E_in abgeleitet. Das Eingangssignal E_in wird zu einem Einzelpol -6 dB pro Oktave -Hochpaß­ filter 10 geführt. Der Ausgang des ersten Filters 10 wird zu einem zweiten Einzelpol -6 dB pro Oktave -Hochpaßfilter 20 gegeben. Das zusammengesetzte Aus­ gangssignal der beiden kombinierten Filter ist daher eine 12 dB pro Oktave -Frequenzausgangskurve. Dieses gefilterte Signal wird dann zu einem logarithmischen Wandler 30 geführt, der im Wesentlichen eine loga­ rithmische Kompression des gefilterten Signals durch­ führt. Der Ausgang des Wandlers 30 wird dann einer Vollwellen-Gleichrichtung in einer Absolutwertschal­ tung 40 unterzogen, die eine externe Steuerung be­ sitzt, um eine Einstellung der Niedrigpegelempfind­ lichkeit des Filtersystems zu ermöglichen. Die Abso­ lutwertschaltung 40 arbeitet in der Weise, daß sie ein Vollwellengleichrichtungsausgangssignal aus dem gefilterten quadratisch-logarithmisch umgewandelten Eingangssignal ableitet. Das Ausgangssignal der Schaltung 40 wird dann einer Spitzenwerterfassung und Filterung durch eine Verarbeitungsschaltung 50 unter­ zogen, zu einer Pufferschaltung 60 geführt und dann zu einem nichtlinearen invertierenden Verstärker 70 gegeben. Der Ausgang des invertierenden Verstärkers 70 wird dann zu einer invertierenden Begrenzerschal­ tung 80 gegeben, die die obere Frequenzgrenze für die Operation des spannungsgesteuerten Filters 90 wirksam einstellt und auch die externe Einstellung für den ruhenden Niederfrequenz- -3 dB-Punkt des spannungsge­ steuerten Filters 90 ermöglicht. Das Ausgangssignal E_out der Schaltung 80 ist das zum spannungsgesteuerten Filter 90 geführte Gleichspannungssteuersignal zur Erzeugung des gewünschten Ausgangssignals von der va­ riablen Filterschaltung.

Anhand von Fig. 2 wird die Ableitung des Steuersig­ nals des dynamischen Filtersystems weiter erläutert. Das Eingangssignal E_in wird der Detektorschaltung am Eingang des Hochpaßfilters 10 zugeführt. Ein das Ein­ gangssignal E_in empfangender Kondensator 11 ist mit dem anderen Ende mit der Basis eines Transistors 12 und einem an Erdpotential angeschlossenen Widerstand 13 verbunden. Der Kondensator 11 und der Widerstand 13 bilden ein Einzelpol -6 dB pro Oktave -Hochpaß­ filter.

Der Kollektor des Transistors 12 liegt an einer positiven Spannungsquelle und sein Emitter ist über einen Widerstand 21 mit einer negativen Spannungsquelle verbunden. Der Transistor 12 wirkt als ein Impedanzpuffer, so daß das gefilterte Signal zu einem zweiten Hochpaßfilter 20 geliefert wird. Der Emitter des Transistors 12 ist mit einem Kondensator 22 verbunden, der mit einem in Reihe geschalteten Widerstand 23 eine zweite 6 dB pro Oktave-Hochpaßfilterstufe bildet.

Die Ausgangsseite des Widerstandes 23 ist mit dem Eingang des logarithmischen Wandlers 30 an dem Summierungspunkt eines Verstärkers 31 verbunden, der als praktisch geerdet erscheint. Damit arbeitet der Widerstand 23 als Teil des zweiten Hochpaßfilters 20 und liefert eine Eingangsspannung zu einem Stromwandlerwiderstand 32 im logarithmischen Wandler 30.

Im logarithmischen Wandler 30 wird das gefilterte Signal I_F einem Verstärker 31 zugeführt, der einen ein dem zweifachen Logarithmus des Eingangs­ stromes entsprechendes Ausgangssignal E_LC erzeugenden bipolaren logarithmischen Wandler bildet. Der Widerstand 32 in der Rückkopplungs­ schleife des Verstärkers 31 ist mit einer Seite mit dem Ausgang des Verstärkers 31 und mit der anderen Seite mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 31 verbunden. Der nichtinver­ tierende Eingang des Verstärkers 31 liegt an Erdpotential. Der Widerstand 32 erzeugt eine Abweichung vom natürlichen Logarithmus bei niedrigen Signalpegeln und dient zur Herabsetzung der Empfindlichkeit der Steuerschaltung bei niedrigen Signalpegeln.

Der logarithmische Wandler 30 enthält den invertie­ renden Verstärker 31 hoher Verstärkung und ein Paar von entgegengesetzt leitenden Rückkopplungswegen. Zwei Transistoren 33 und 34 bilden einen positiv lei­ tenden Weg um den Verstärker 31 und die beiden Tran­ sistoren 35 und 36 bilden einen negativ leitenden Weg um den Verstärker 31. Die Kollektoren der Transisto­ ren 33 und 35 sind miteinander und auch mit dem in­ vertierenden Eingang des Verstärkers 31 verbunden. Die Basen der Transistoren 33 und 35 sind mit Erdpo­ tential verbunden. Die Transistoren 34 und 36 sind diodengeschaltete Transistoren, deren Basen und Kol­ lektoren zusammengeschlossen sind und die jeweils mit den Transistoren 33 und 35 in Reihe geschaltet sind. Die Emitter der Transistoren 34 und 36 sind miteinan­ der und mit dem Ausgang des Verstärkers 31 verbunden. Es ist allgemein bekannt, daß die Basis-Emitter- Spannung (V_BE) eines Siliziumtransistors logarith­ misch vom Kollektorstrom abhängt. Daher ist bei zwei Transistoren in jedem der Rückkopplungswege um den Verstärker 31 das Ausgangssignal E_LC dem zweifachen Logarithmus des gefilterten Signals direkt proportio­ nal.

Dieses logarithmisch umgewandelte Signal E_LC wird dann einer Absolutwertschaltung und einem Vollwel­ lengleichrichter 40 zugeführt. In dieser Schaltung arbeitet ein Verstärker 42 als invertierender Halb­ wellenverstärker, der eine inver­ tierte Halbwellennachbildung des logarithmisch umgewandelten Signals E_LC erzeugt. Die Kathode einer Diode 43 ist mit dem Ausgang des Ver­ stärkers 42 und ihre Anode ist mit der Ver­ bindung zwischen zwei in Reihe geschalteten Widerständen 44 und 45 verbunden. Die andere Seite des Widerstandes 45 ist mit dem Summierungs­ punkt des Verstärkers 42 verbunden. Eine weitere Diode 46 ist in die Rückkopplungsschleife des Verstärkers 42 eingesetzt, wobei ihre Anode mit dem Ausgang des Verstärkers 42 und ihre Kathode mit dem Summierungspunkt des Verstärkers 42 verbunden sind. Ein Widerstand 41 ist zwischen den Ausgang E_LC des bipolaren Wandlers 30 und den Summierungspunkt des Verstärkers 42 geschaltet. Die Widerstände 41 und 45 haben gleiche Werte. Bei einem positiven Signal am Ausgang des Wandlers 30 ist der Ausgang des Verstärkers 42 negativ, wodurch die negative Rückführschleife über den Widerstand 45 geschlossen wird. An der Verbindung der Widerstände 44 und 45 und der Anode der Diode 43 ergibt sich ein gleichgerichtetes Halbwellensignal E_HW.

Ein Widerstand 47 ist zwischen den Ausgang des logarithmischen Wandlers 30 und den invertierenden Eingang eines Verstärkers 48 geschaltet. Der Ver­ stärker 48 ist ein invertierender summierender Verstärker mit einem Widerstand 49 in der Rück­ kopplungsschleife zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang. Sowohl der Verstärker 48 als auch der Verstärker 42 sind mit ihren nichtinvertierenden Eingängen auf Erdpotential gelegt. Die Widerstände 47 und 49 haben gleiche Werte wie die Widerstände 41 und 45. Der Widerstand 44 hat einen halb so großen Wert wie der Widerstand 49. Am Ausgang des Verstärkers 48 ergibt sich ein gleich­ gerichtetes Vollwellensignal E_AVC.

Eine Empfindlichkeitseinstellung kann am invertieren­ den Eingang des Verstärkers 48 erfolgen, wobei sie eine Gleichspannungsversetzung am Ausgang bewirkt. Diese Einstellung ermöglicht, die dynamische Fil­ terempfindlichkeit durch Veränderung eines veränder­ lichen Widerstandes 39, an dessen Enden jeweils eine positive und negative Spannung gelegt ist, zu steu­ ern. Ein Widerstand 38 ist zwischen den invertieren­ den Eingang des Verstärkers 48 und den verstellbaren Abgriff des veränderbaren Widerstandes 39 geschaltet. Die Einstellung des veränderlichen Widerstandes 39 hat die Wirkung der Addition eines externen Steuer­ signals zu dem logarithmisch umgewandelten Signal. Der Spitzenwert des Ausgangssignals E_AVC des Verstär­ kers 48 wird dann erfaßt und dieses gefiltert. Die Anode einer gleichrichtenden Diode 51 ist mit dem Ausgang E_AVC der Absolutwertschaltung 40 und ihre Ka­ thode ist mit der Parallelschaltung eines Kondensa­ tors 53 und eines Widerstands 52 verbunden. Die ande­ re Seite der Parallelschaltung ist mit einer negati­ ven Spannungsquelle verbunden. Der Kondensator 53 speichert eine der Spitzenspannung am Ausgang des Verstärkers 48 entsprechende Gleichspannung. Der Wi­ derstand 52 stellt die Freigabezeit der Schaltung ein.

Die resultierende Gleichspannung am Ausgang E_PD des Spitzenwertdetektors 50 wird auf den nichtinvertie­ renden Eingang eines Pufferverstärkers 61 gegeben. Der Ausgang des Verstärkers 61 ist auf den invertierenden Eingang geführt, wodurch ein Spannungsfolger gebildet wird. Am Ausgang des Verstärkers 61 wird ein Ausgangssignal E_B erzeugt, das dem Logarithmus des Wertes RMS des gefilterten Signals I_F der Stufe 30 ent­ spricht, das in Volt pro Dezibel des Eingangs­ signals bemessen und durch den veränderlichen Widerstand 39 im Gleichspannungspegel versetzt wird. Dieses Ausgangssignal E_B weicht bei niedrigen Signalpegeln vom wahren Wert RMS des gefilterten Signals I_F ab aufgrund der Wirkung des Widerstandes 32 im Rückkopplungsweg des Verstärkers 31. Ein Anstieg des Eingangssignal­ pegels bewirkt einen positiven Anstieg des Gleichspannungspegels im Ausgangssignal E_B des Verstärkers 61.

Das Ausgangssignal E_B dieser Pufferstufe 60 wird dann zu dem Eingang einer nichtlinearen inver­ tierenden Verstärkerstufe 70 geleitet. Diese Stufe 70 dient dazu, den Schwellenpunkt einzu­ stellen, bei dem das dynamische Filter 90 zu arbeiten beginnt. Die Anode einer Diode 71 ist mit dem Ausgang E_B des Verstärkers 61 und ihre Kathode über einen Widerstand 72 mit dem inver­ tierenden Eingang eines Verstärkers 73 verbunden. Ein Widerstand 74 ist in die Rückkopplungs­ schleife des Verstärkers 73 gelegt und dessen nichtinvertierender Eingang befindet sich auf Erdpotential.

Die Versetzung des Ausgangssignals des Verstärkers 48 könnte beispielsweise so eingestellt werden, daß ein Hochfrequenzeingangspegel von -40 dBv am Ausgang E_B des Pufferverstärkers 61 eine Gleichspannung von 0 Volt erzeugt. Signalwerte unterhalb dieses Pegels erzeugen dann kein Ausgangssignal E_THR am Verstärker 73, da das Gleichspannungsausgangssignal E_B des Verstärkers 61 in bezug auf den Summierungspunkt des inver­ tierenden Verstärkers 73 (der auf Erdpotential liegt) negativ und die Diode 71 in Sperrichtung vorgespannt werden. Der Gleichspannungsausgang E_THR des Verstärkers 73 bleibt dann auf Erd­ potential bzw. 0 Volt Gleichspannung. Hochfrequenz­ signale am Eingang oberhalb -40 dBv erzeugen eine positive Gleichspannung am Ausgang des Verstärkers 61. Dann befindet sich die Diode 71 im leitenden Zustand und, da der Verstärker 73 ein invertierender Verstärker ist, das Gleich­ spannungsausgangssignal E_THR wird negativ. Es wird deutlich, daß die Steuerung über den veränderlichen Widerstand 39 eine extrem lineare Einstellung der Empfindlichkeit des dynamischen Filters ermöglicht, da das Erfassungssystem auf einer linearen Volt pro Dezibel-Basis arbeitet. Die Wirkungsweise der invertierenden Verstärker­ stufe 70 veranschaulicht, daß diese Steuerung eine leichte Einstellung des Systems für ver­ schiedene Bezugspegel ermöglicht.

Das Ausgangssignal E_THR der invertierenden Verstärker­ stufe 70 wird über einen Widerstand 81 zu einer invertierenden Begrenzerstufe 80 gegeben. Die andere Seite des Widerstandes 81 ist mit dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 82 verbunden. Dessen nichtinvertierender Eingang ist auf Erdpotential gelegt. Eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 83 und einer Diode 84 befindet sich in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers 82. Die Anode der Diode 84 und die eine Seite des Widerstandes 83 sind an den Ausgang des Verstärkers 82 geschaltet. Die Kathode 84 und die andere Seite des Widerstandes 83 sind mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 82 verbunden. Der Verstärker 82 invertiert das Gleichspannungssignal am Ausgang des Verstärkers 73 zur Einstellung des oberen -3 dB-Punktes des spannungsgesteuerten Filters 90 durch Verwendung der Diode 84 und zur Ermöglichung der Einstellung des niederfrequenten -3 dB-Ruhepunktes des spannungsgesteuerten Filters 90, so daß die Steuerung der Bandbreite des Betriebes des spannungsgesteuerten Filters 90 erfolgen kann. Ein veränderlicher Widerstand 85 ist zwischen eine positive Spannungsquelle und Erdpotential geschaltet. Der verstellbare Abgriff des Wider­ standes 85 ist über einen Widerstand 86 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 82 verbunden und stellt die negative Versetzung des Ausgangssignals des Verstärkers 82 ein, wodurch der -3 dB-Niederfrequenzpunkt des Filters 90 bei Abwesenheit jeglicher Mittel- oder Hoch­ frequenzkomponente im Eingangssignal eingestellt wird. In bestimmten Anordnungen können der ver­ änderliche Widerstand 85 weggelassen und der Wert des Widerstandes 86 so gewählt werden, daß die gewünschte Ausgangsversetzungsspannung er­ zeugt wird. Das Ansprechen der Filtersteuer­ schaltung ist programmabhängig, so daß ein gewünschtes Gesamtansprechverhalten des arbeitenden Systems erzeugt wird. Das heißt, ein Signal wie ein plötzlicher Hochfrequenz- oder Hochpegel­ übergang hat eine viel schnellere Ansprechzeit zur Folge als ein leichter Anstieg in der Frequenz und/oder Amplitude. Dies reduziert verständlicher­ weise den unerwünschten Nebeneffekt des Atmens. Bei Abwesenheit von Hochfrequenztoninformation zur Maskierung der Hochfrequenzstörkomponente ermöglicht ein kleiner Pegelanstieg, wenn die Filterbandbreite erheblich erhöht werden kann (wie es bei den bekannten Systemen der Fall ist), daß diese Hochfrequenzstörkomponente hörbar wird und einen Effekt des Atmens erzeugt. Die Freigabeantwort der Steuerschaltung in Volt pro Zeiteinheit ist konstant und durch den Wert des Kondensators 53 und des Widerstandes 52 im Spitzenwertdetektor 50 bestimmt.

Das resultierende Ausgangssignal E_out der inver­ tierenden Begrenzerschaltung 80 ist das Gleich­ spannungssteuersignal, das an den Steuereingang des spannungsgesteuerten Filters 90 gelegt wird. Die Ansprechcharakteristiken der Filtersteuer­ schaltung können für das gewünschte Ansprech­ verhalten optimiert werden, um dem Erfordernis eines transparenten Betriebes zu genügen.

Es ist in bezug auf Fig. 3 festzustellen, daß die Prinzipien des vorstehenden Ausführungs­ beispiels umgekehrt angewendet werden können, um ein variables Hochpaßfilter 190 zu schaffen, das veränderbar durch ein Filtersteuernetzwerk 110 bis 180 steuerbar ist, in welchem entsprechende Bezugszeichen verwendet werden, um gleichartige Schaltungsoperationen zu kennzeichnen.

Es gibt eine Anzahl von verschiedenen spannungs­ gesteuerten Filterschaltungen, die in dem offenbarten System mit guten Resultaten wirksam sind, jedoch liefert die spannungsgesteuerte Filterschaltung 90 aus einer Mehrzahl von Gründen ausgezeichnete Ergebnisse. Der Hauptteil des gezeigten spannungsgesteuerten Filters (VCF) ist ein spannungsgesteuerter Verstärker (VCA) von hoher Qualität mit logarithmischer Steuerung, der ein lineares Volt pro Dezibel oder dezi-lineares Signal erzeugt. Spannungsgesteuerte Verstärker mit dieser Eigenschaft sind allgemein bekannt. Das gezeigte Filter ist eine Version eines zustandsvariablen Filters und bietet sowohl einen Hochpaß- als auch einen Tiefpaßausgang vom Verstärker 92 bzw. 99. Der Summierverstärker 92 vergleicht das Eingangssignal mit dem Tiefpaß­ filterausgangssignal des Verstärkers 99. Die Differenz ist das Hochpaßausgangssignal am Verstärker 92. Dieses Ausgangssignal könnte in dem System nach Fig. 3 verwendet werden, um das spannungsgesteuerte Hochpaßfilter zu realisieren.

Das Eingangssignal des spannungsgesteuerten Filters 90 wird über einen gleichspannungs­ blockierenden Kondensator 100 zu einem Widerstand 91 geführt, der auch mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 92 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 92 ist an Erdpotential gelegt. Ein Widerstand 95 und ein Kondensator 94 sind in der Rückkopplungs­ schleife des Verstärkers 92 angeordnet. Der Aus­ gang des Verstärkers 92 ist mit einem Widerstand 93 verbunden, der ein spannungs/strom-wandelnder Widerstand ist und mit einer spannungsgesteuerten Verstärkerstufe 97 verbunden ist, die aus jeder erhältlichen entsprechenden Verstärkerstufe hoher Qualität bestehen kann. Der Stromausgang des spannungsgesteuerten Verstärkers 97 ist mit dem spannungs/strom-wandelnden Integrator 99 verbunden, der einen Kondensator 98 in der Rückkopplungsschleife aufweist. Der Ausgang des Integrators 99 ist über einen Widerstand 96 zum nichtinvertierenden Eingang des Ver­ stärkers 92 zurückgeführt. Im Betrieb wird der spannungsgesteuerte Verstärker dazu verwendet, den augenscheinlichen Wert des Widerstandes 93 zu verändern, wodurch die -3 dB-Frequenzen der Filterausgänge geändert werden. Das Filter ist so ausgestaltet, daß Anstiege über 0 Volt Gleich­ spannung am Steuereingang des spannungsgesteuerten Verstärkers die -3 dB-Frequenz zum Filterausgang erhöhen, und Spannungsabsenkungen unter 0 Volt Gleichspannung eine Abnahme im -3 dB-Punkt des Filterausgangs bewirken. Das spannungsgesteuerte Filter 90 erzeugt eine lineare Steuerfunktion. Das heißt, wenn der spannungsgesteuerte Ver­ stärker eine Verstärkungssteuerkonstante von 20 dB pro Volt besitzt, verschiebt eine Änderung von 1 Volt in der Steuerspannung den -3 dB-Punkt des Filters um eine Dekade in der Frequenz. Dieses lineare Volt pro Dekade-Verhalten des kombinierten Filters mit den linearen Volt pro Dezibel-Eigen­ schaften der Erfassungsschaltung und der linearen Volt pro Zeiteinheitfreigabegeschwindigkeit der Erfassungsschaltung scheinen die akustische Transparenz des Systems zu verbessern.

Ein System zur Störverminderung, das sowohl die dynamische Filterung und die Niedrigpegelaus­ dehnung verkörpert, ist in Fig. 4 gezeigt, in der die Schaltungen in Blockform den bereits be­ schriebenen entsprechen, so daß gleiche Bezugs­ zeichen zur Kennzeichnung gleichartiger Schaltungsoperationen verwendet werden. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 ist ein Pumpen der Expander-Schaltung praktisch nicht vorhanden infolge des Umstandes, daß die VCA-Steuerschaltung ein gleichartiges programm­ abhängiges Ansprechen erzeugt wie die spannungs­ gesteuerte Filtererfassungsschaltung. Infolge der Tatsache, daß beide Schaltungen diese lineare Steuercharakteristik ermöglichen, kann eine einzige Schwellensteuerung verwendet werden, um gleichzeitig sowohl den Schwellen­ punkt der Ausdehnung nach unten als auch der Empfindlichkeit des Filters einzustellen, wodurch die Ausgestaltung vereinfacht und eine einfache Einstellung der verschiedenen Steuerparameter ermöglicht werden. Es ist auch ersichtlich, daß diese offenbarte Ausgestaltung leichter für eine hybride und LSI-Technologie geeignet ist.

Claims (6)

1. System zur Ableitung eines Gleichspannungssteu­ ersignals (E_out) aus einem Tonfrequenzeingangs­ signal (E_in),
mit einer Vorrichtung (10, 20) zur Filterung des Eingangssignals in einem ersten vorgewählten Frequenzbereich,
mit einem Logarithmierer (30) zur Kompression des gefilterten Signals (I_F) proportional zu seinem Logarithmus,
mit einer Vorrichtung (40), die erstens zur Ab­ leitung eines Absolutwert-Signals aus dem kom­ primierten Signal dient, das proportional zu dem absoluten Wert des komprimierten Signals (E_LC) ist, und zweitens zur Kombination eines Gleich­ spannungssignals mit dem Absolutwertsignal durch deren Addition dient, wobei eine Vorrichtung zur Erzeugung des Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel einstellbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (50) zur Ableitung eines Gleichspannungssignals (E_PD) aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Signals (E_AVC), und
mit einer Vorrichtung (70) für den Durchlaß die­ ses abgeleiteten Gleichspannungssignals (E_PD), wenn sein Pegel einen vorgewählten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Gleichspannungssignals (E_PD), wenn sein Pegel unter den vorgewählten Signalpegel fällt.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin eine Vorrichtung (80) für den Durchlaß des durchgelassenen Signals (E_THR), wenn sein Pegel unter einen zweiten vorgewählten Si­ gnalpegel fällt, und für die Blockierung des durchgelassenen Signals (E_THR), wenn sein Pegel den zweiten vorgewählten Signalpegel überschrei­ tet, vorgesehen ist.

3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin vorgesehen sind
eine zweite Vorrichtung (110, 120) zur Filterung des Eingangssignals (E_in) in einem zweiten vor­ gewählten Frequenzbereich,
eine Vorrichtung (130) zur Kompression des zwei­ ten gefilterten Signals proportional zu seinem Logarithmus,
eine Vorrichtung (140), die erstens zur Ablei­ tung eines Absolutwert-Signals aus dem zweiten komprimierten Signal dient, das proportional zum Absolutwert des zweiten komprimierten Signals ist, und zweitens zur Kombination eines zweiten Gleichspannungs-Bezugssignals mit dem zweiten Absolutwertsignal dient, wobei eine Vorrichtung zur Erzeugung eines zweiten Gleichspannungs- Bezugssignals mit variabel auswählbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (150) zur Ableitung eines zweiten Gleichspannungssignals aus dem Spitzen­ wert des gefilterten zweiten kombinierten Si­ gnals, und
mit einer Vorrichtung (170) zum Durchlaß des zweiten abgeleiteten Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel einen gewählten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel unter den vorgewählten Signalpegel fällt, wobei die Vorrichtung zur Erzeugung des ersten Bezugs­ signals und die Vorrichtung zur Erzeugung des zweiten Bezugssignals eine gemeinsame Vorrich­ tung zur gleichzeitigen Änderung ihrer jeweili­ gen Bezugssignalpegel aufweisen.

4. System zur Ableitung eines Steuersignals aus ei­ nem Eingangssignal für ein dynamisches Filter,
mit einer Vorrichtung (10, 20) zur Dämpfung des Eingangssignals in einem vorgewählten niedrig­ frequenten Bereich mit einem Abfall der Dämp­ fungskurve von -12 dB pro Oktave,
mit einer Vorrichtung (30) zur Kompression des selektiv gedämpften Signals auf einen Pegel, der gleich dem zweifachen Logarithmus des gedämpften Signals ist,
mit einer Vorrichtung (40) die erstens zur Er­ zeugung eines Absolutwertsignals mit einem Pegel dient, der gleich dem absoluten Wert des log­ arithmisch komprimierten Signals ist, und zwei­ tens zur Kombination des Absolutwertsignals mit einem Gleichspannungs-Bezugssignal durch deren Addition dient, wobei eine Vorrichtung zur Er­ zeugung des Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel einstellbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (50) zur Ableitung eines Gleichspannungssignals aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Signals,
mit einer Vorrichtung (70) zur Invertierung und zum Durchlaß des abgeleiteten Gleichspannungs­ signals, wenn sein Pegel einen ersten vorgewähl­ ten Signalpegel überschreitet, und zur Blockie­ rung des Gleichspannungs-Signals, wenn sein Pe­ gel unter den ersten vorgewählten Signalpegel fällt, und
mit einer Vorrichtung (80) zur Invertierung und zum Durchlaß des invertierten durchgelassenen Signals, wenn sein Pegel unter einen zweiten vorgewählten Signalpegel fällt, und zur Blockie­ rung dieses Signals, wenn sein Pegel den zweiten vorgewählten Signalpegel überschreitet.

5. Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungs­ steuersignals aus einem Tonfrequenzeingangs­ signal, mit folgenden aufeinanderfolgenden Schritten:
Dämpfen des Eingangssignals über einen vorge­ wählten niedrigfrequenten Bereich,
Komprimieren des gedämpften Signals proportional zu seinem Logarithmus,
Umwandeln des logarithmierten Signals in ein Ab­ solutwertsignal,
Erzeugen eines Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel steuerbarem Pegel,
Kombinieren des Absolutwertsignals mit dem Be­ zugssignal durch deren Addition,
Ableiten eines Gleichspannungssignals aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Si­ gnals, und
Blockieren dieses abgeleiteten Signals, wenn sein Pegel unter einen vorgewählten Signalpegel fällt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich­ net, daß das abgeleitete Signal blockiert wird, wenn sein Pegel einen vorgewählten Signalpegel überschreitet.