DE3730470C2 - System und Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungssteuersignals aus einem Tonfrequenzeingangssignal - Google Patents
System und Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungssteuersignals aus einem TonfrequenzeingangssignalInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein System sowie ein Verfahren
zur Ableitung eines Gleichspannungssteuersignals aus
einem Tonfrequenzeingangssignal. Sie bezieht sich
allgemein auf nichtkomplementäre oder Eintakt-Stör
verringerungssysteme, die eine dynamisch gesteuerte
Filterung und eine Niederpegelerweiterung enthalten.
Das dynamische Filtern wird seit langem angewendet
zur Reduzierung von Hintergrundrauschen in Tonsigna
len. Die Grundlagen für das dynamische Filtern wurden
in den Jahren nach 1940 entwickelt und bilden auch
heute die Basis für den Entwurf praktisch aller dyna
mischen Filter.
Ein derartiger Entwurf verwendet beispielsweise ein
Tiefpaßfilter, das von einer eine einfache Spitzen
werterfassung für das Eingangssignal ver
körpernden Erfassungsschaltung gesteuert wird.
Dieser Entwurf hat den Nachteil eines begrenzten
Bereichs genauer Funktionsweise des steuer
baren Filters.
Es existieren andere Entwürfe, bei denen eine
dynamische Filterung und eine Niederpegel
erweiterung kombiniert sind zur Schaffung
eines verbesserten Störverringerungssystems.
Jedoch treten bei diesen andere Probleme auf.
Eines der wichtigsten Kriterien für Eintakt-
Störverringerungssysteme, die eine breitbandige
Niederpegelerweiterung in Verbindung mit einer
dynamisch gesteuerten Tiefpaßfilterung ver
wenden, ist die Hörtransparenz. Der Niederpegel
erweiterungsbereich eines Eintakt-Störverringerungs
systems ist nur in Betrieb, wenn die Signal
pegel einen Schwellenpunkt unterschreiten.
Daher arbeitet in den meisten Anwendungsfällen
und insbesondere in Verbindung mit Musik
der Erweiterungsbereich des Systems haupt
sächlich nur dann, wenn die Signalpegel extrem
niedrig sind oder während des Auf- oder Abblendens
der Musik. Aber das dynamisch gesteuerte Filter
übt seine Funktion nahezu ständig aus und
ändert kontinuierlich die Bandbreite des Systems,
um die wahrgenommenen Störungen im Tonsignal
zu reduzieren. Das Filter muß daher zu allen
Zeiten äußerst transparent sein, um jeden
Verlust von erwünschter Toninformation zu
vermeiden, wie es der Fall wäre, wenn das Filter
bei niedrigen Signalpegeln schließen sollte
und die Bandbreite herabsetzen würde, so daß
ein bemerkenswerter Verlust von Hochfrequenz
information aufträte.
In den bekannten Systemen, die ein dynamisch
gesteuertes Tiefpaßfilter verwenden, wird
das Steuersignal in einer im wesentlichen
gleichartigen Weise erzeugt. Das Eingangs
signal wird zuerst einer Hochpaßfilterung
unterworfen, so daß die Niederfrequenzsignale
entfernt werden, die keine Wirkung auf das
dynamisch gesteuerte Tiefpaßfilter haben
sollen. Die Filtersteuerschaltung spricht
daher nur auf den Mittel- und Hochfrequenzbereich
des Tonbandes an. Dies bandbegrenzte Signal
wird dann einer Spitzenwerterfassung unterworfen
oder gleichgerichtet und gefiltert, so daß
ein Gleichspannungssignal zur Steuerung
des dynamisch gesteuerten Tiefpaßfilters er
halten wird. Dieses Verfahren zur Erzeugung
des Steuersignals führt zu einem extrem be
grenzten Ansprechbereich für die Amplitude
des Eingangssignals. Wenn das System so ausge
bildet ist, daß niedrige Signalpegel eine
Operation des Filters ermöglichen, würden
Eingangssignale mit normaler und hoher Amplitude
offensichtlich bewirken, daß das Filter
sich zur Grenze des Spektrums öffnet, wodurch
bei diesen Signalen mit normaler und hoher
Amplitude keine wirksame Störverringerung
erhalten wird. Wenn umgekehrt das System so
ausgestaltet ist, daß Signale mit normaler
und hoher Amplitude die gewünschte effektive
Antwort des Tiefpaßfilters erzeugen, dann be
wirken niedrige Signalpegel, daß das Filter
geschlossen bleibt, wodurch der Hochfrequenzinhalt
des Tonsignals reduziert wird und ein vernehmbarer
Verlust von Hochfrequenztoninformation eintritt.
Dieses Problem wurde gelöst durch Komprimieren des
Signals, bevor es der dynamischen Filtersteuer
schaltung zugeleitet wird. In diesem System wurde ein
Kompressionsverhältnis von 2 zu 1 verwendet zur
Kompression des dynamischen Bereichs um die Hälfte,
so daß das dynamische Filter über das Doppelte seines
normalen Eingangspegelbereiches arbeiten kann. Der
Verdichter wurde in Verbindung mit einer Ungleich
laufvorrichtung zur Reduzierung des Kompressions
verhältnisses bei niedrigen Signalpegeln betrieben.
Ohne diese Ungleichlaufvorrichtung würde ein Signal
mit einem hohen Grad von Hintergrundrauschen in
einigen Fällen so komprimiert, daß die Amplitude des
Störgrundes von einer ausreichenden Höhe sein könnte,
um das dynamisch gesteuerte Tiefpaßfilter offen zu
halten und nicht das gewünschte Maß an Störverringe
rung zu erhalten. Es ist daher offensichtlich, daß
die Schwellensteuerung dieses Systems sowohl die
Schwelle der Erweiterung in der Niedrigpegeler
weiterungsschaltung als auch die Niedrigpegelemp
findlichkeit des dynamisch gesteuerten Filters
beeinträchtigt.
Obwohl dieses System die meisten Mängel der bekannten
Systeme behob, traten doch mehrere Probleme auf. Er
stens waren die Ansprecheigenschaften des Kompres
sionssystems für die Ansprech- und Freigabezeit für
die gewünschte Antwort des zusammengesetzten Niedrig
pegelexpanders zu optimieren, um jedes wahrgenommene
Pumpen im Betrieb des Niedrigpegelerweiterungssystems
zu vermeiden. Diese Ansprecheigenschaft mag nicht die
gewünschte Antwort für die Ausführung des dynamischen
Filtersteuersystems sein. Zweitens könnten weitere
Verbesserungen im dynamischen Bereich des dynamisch
gesteuerten Filters gemacht werden, jedoch wäre in
diesem System ein erhöhtes Kompressionsverhältnis
erforderlich, wodurch wiederum die Ausgestaltung
kompliziert würde, da der Kompressor und der Expander
gemeinsam operieren. Während eine Veränderung des
Kompressions- und Expansionsverhältnisses dieses
Systems dessen dynamischen Bereich verbessern
könnten, könnte dies weiterhin eine Verringerung der
Transparenz des Systems zur Folge haben. Zum Dritten
ist das System nicht ohne weiteres für eine minia
turisierte Ausführung der Schaltung geeignet, wie
hybride Schaltungstechnik oder LSI-Technik.
Die US 4 136 314 offenbart ein adaptives
Signalgewichtungs-Filtersystem zur Verwendung bei der
elektrischen Signalübertragung. Dieses System weist
ein Filter auf zur Änderung des Spektralbereichs der
dominanten Signalenergie eines übertragenen Signals
in Bezug auf dessen andere Spektralbereiche
entsprechend einem Steuersignal. Eine Vorrichtung zur
Erzeugung dieses Steuersignals enthält eine erste
Erfassungsvorrichtung zum Erfassen eines ersten
Spektralbereichs des übertragenen Signals und Liefern
eines ersten Signals, das der Signalenergie im ersten
Spektralbereich entspricht, und eine zweite
Erfassungsvorrichtung zum Erfassen eines zweiten
Spektralbereichs des übertragenen Signals und Liefern
eines zweiten Signals, das der Signalenergie im
zweiten Spektralbereich entspricht. Das erste Signal
ist logarithmisch von der Amplitude des übertragenen
Signals im ersten Spektralbereich und das zweite
Signal logarithmisch von der Amplitude im zweiten
Spektralbereich abhängig. Das erste und das zweite
Signal werden miteinander vergleichen und aus diesem
Vergleich wird das Steuersignal gewonnen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe
zugrunde, ein System sowie en Verfahren zur Ableitung
eines Gleichspannungssteuersignals aus einem
Tonfrequenzeingangssignal anzugeben, bei dem eine
lineare Charakteristik zwischen einem spannungs
gesteuerten Filter und der Erfassungsschaltung für
das Eingangssignal sowie eine genaue gleichzeitige
Steuerung sowohl der Schwelle der Erweiterung und der
Empfindlichkeit des dynamischen Filters ermöglicht
werden, wodurch eine leichte Einstellbarkeit des
Systems für verschiedene Bezugspegel erhalten werden
kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß für das System
durch die Merkmale jeweils der Ansprüche 1 und 4 und
für das Verfahren durch die Merkmale des Anspruchs 5
gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen des Systems bzw.
Verfahrens nach der Erfindung ergeben sich aus den
weiteren Ansprüchen.
Entsprechend der Erfindung ist ein dynamisches Fil
tersystem mit logarithmischer Steuerung vorgesehen,
in welchem das Steuersignal in Abhängigkeit vom Ein
gangssignal und von Amplitudenänderungen in einer
stärker linearen Beziehung, als es mit der dynami
schen Verdichtung möglich ist, erzeugt wird. Das
Steuersignal wird an den Steuereingang eines span
nungsgesteuerten Tiefpaßfilters gelegt, das auch eine
im Wesentlichen lineare Steuerung in Volt pro Fre
quenzdekade verkörpert.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Fi
guren dargestellten Ausführungsbeispielen näher er
läutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbei
spiels unter Verwendung einer dynamisch ge
steuerten Tiefpaßfilterung und einer an
sprechgesteuerten logarithmischen Umwandlung,
Fig. 2 eine schematische schaltungsmäßige Ausführung
des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines anderen Ausfüh
rungsbeispiels unter Verwendung einer dyna
misch gesteuerten Tiefpaß- und Hochpaßfilte
rung und einer ansprechgesteuerten logarith
mischen Umwandlung, und
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausfüh
rungsbeispiels unter Verwendung einer dynami
schen Filterung und einer Niedrigpegelerwei
terung in Verbindung mit einer ansprechge
steuerten logarithmischen Umwandlung.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, kann es beispielsweise
wünschenswert sein, ein Eingangssignal Ein in einem
spannungsgesteuerten Filter 90 zu filtern. Hierzu
wird ein variables Filtersteuersignal Eout von dem
Eingangssignal Ein abgeleitet. Das Eingangssignal Ein
wird zu einem Einzelpol -6 dB pro Oktave -Hochpaß
filter 10 geführt. Der Ausgang des ersten Filters 10
wird zu einem zweiten Einzelpol -6 dB pro Oktave
-Hochpaßfilter 20 gegeben. Das zusammengesetzte Aus
gangssignal der beiden kombinierten Filter ist daher
eine 12 dB pro Oktave -Frequenzausgangskurve. Dieses
gefilterte Signal wird dann zu einem logarithmischen
Wandler 30 geführt, der im Wesentlichen eine loga
rithmische Kompression des gefilterten Signals durch
führt. Der Ausgang des Wandlers 30 wird dann einer
Vollwellen-Gleichrichtung in einer Absolutwertschal
tung 40 unterzogen, die eine externe Steuerung be
sitzt, um eine Einstellung der Niedrigpegelempfind
lichkeit des Filtersystems zu ermöglichen. Die Abso
lutwertschaltung 40 arbeitet in der Weise, daß sie
ein Vollwellengleichrichtungsausgangssignal aus dem
gefilterten quadratisch-logarithmisch umgewandelten
Eingangssignal ableitet. Das Ausgangssignal der
Schaltung 40 wird dann einer Spitzenwerterfassung und
Filterung durch eine Verarbeitungsschaltung 50 unter
zogen, zu einer Pufferschaltung 60 geführt und dann
zu einem nichtlinearen invertierenden Verstärker 70
gegeben. Der Ausgang des invertierenden Verstärkers
70 wird dann zu einer invertierenden Begrenzerschal
tung 80 gegeben, die die obere Frequenzgrenze für die
Operation des spannungsgesteuerten Filters 90 wirksam
einstellt und auch die externe Einstellung für den
ruhenden Niederfrequenz- -3 dB-Punkt des spannungsge
steuerten Filters 90 ermöglicht. Das Ausgangssignal
Eout der Schaltung 80 ist das zum spannungsgesteuerten
Filter 90 geführte Gleichspannungssteuersignal zur
Erzeugung des gewünschten Ausgangssignals von der va
riablen Filterschaltung.
Anhand von Fig. 2 wird die Ableitung des Steuersig
nals des dynamischen Filtersystems weiter erläutert.
Das Eingangssignal Ein wird der Detektorschaltung am
Eingang des Hochpaßfilters 10 zugeführt. Ein das Ein
gangssignal Ein empfangender Kondensator 11 ist mit
dem anderen Ende mit der Basis eines Transistors 12
und einem an Erdpotential angeschlossenen Widerstand
13 verbunden. Der Kondensator 11 und der Widerstand
13 bilden ein Einzelpol -6 dB pro Oktave -Hochpaß
filter.
Der Kollektor des Transistors 12 liegt an einer
positiven Spannungsquelle und sein Emitter ist
über einen Widerstand 21 mit einer negativen
Spannungsquelle verbunden. Der Transistor 12
wirkt als ein Impedanzpuffer, so daß das
gefilterte Signal zu einem zweiten Hochpaßfilter
20 geliefert wird. Der Emitter des Transistors
12 ist mit einem Kondensator 22 verbunden,
der mit einem in Reihe geschalteten Widerstand 23
eine zweite 6 dB pro Oktave-Hochpaßfilterstufe
bildet.
Die Ausgangsseite des Widerstandes 23 ist mit
dem Eingang des logarithmischen Wandlers 30
an dem Summierungspunkt eines Verstärkers
31 verbunden, der als praktisch geerdet erscheint.
Damit arbeitet der Widerstand 23 als Teil des
zweiten Hochpaßfilters 20 und liefert eine
Eingangsspannung zu einem Stromwandlerwiderstand
32 im logarithmischen Wandler 30.
Im logarithmischen Wandler 30 wird das gefilterte
Signal IF einem Verstärker 31 zugeführt, der
einen ein dem zweifachen Logarithmus des Eingangs
stromes entsprechendes Ausgangssignal ELC
erzeugenden bipolaren logarithmischen Wandler
bildet. Der Widerstand 32 in der Rückkopplungs
schleife des Verstärkers 31 ist mit einer Seite
mit dem Ausgang des Verstärkers 31 und mit der
anderen Seite mit dem invertierenden Eingang
des Verstärkers 31 verbunden. Der nichtinver
tierende Eingang des Verstärkers 31 liegt an
Erdpotential. Der Widerstand 32 erzeugt eine
Abweichung vom natürlichen Logarithmus bei
niedrigen Signalpegeln und dient zur Herabsetzung
der Empfindlichkeit der Steuerschaltung bei niedrigen
Signalpegeln.
Der logarithmische Wandler 30 enthält den invertie
renden Verstärker 31 hoher Verstärkung und ein Paar
von entgegengesetzt leitenden Rückkopplungswegen.
Zwei Transistoren 33 und 34 bilden einen positiv lei
tenden Weg um den Verstärker 31 und die beiden Tran
sistoren 35 und 36 bilden einen negativ leitenden Weg
um den Verstärker 31. Die Kollektoren der Transisto
ren 33 und 35 sind miteinander und auch mit dem in
vertierenden Eingang des Verstärkers 31 verbunden.
Die Basen der Transistoren 33 und 35 sind mit Erdpo
tential verbunden. Die Transistoren 34 und 36 sind
diodengeschaltete Transistoren, deren Basen und Kol
lektoren zusammengeschlossen sind und die jeweils mit
den Transistoren 33 und 35 in Reihe geschaltet sind.
Die Emitter der Transistoren 34 und 36 sind miteinan
der und mit dem Ausgang des Verstärkers 31 verbunden.
Es ist allgemein bekannt, daß die Basis-Emitter-
Spannung (VBE) eines Siliziumtransistors logarith
misch vom Kollektorstrom abhängt. Daher ist bei zwei
Transistoren in jedem der Rückkopplungswege um den
Verstärker 31 das Ausgangssignal ELC dem zweifachen
Logarithmus des gefilterten Signals direkt proportio
nal.
Dieses logarithmisch umgewandelte Signal ELC wird
dann einer Absolutwertschaltung und einem Vollwel
lengleichrichter 40 zugeführt. In dieser Schaltung
arbeitet ein Verstärker 42 als invertierender Halb
wellenverstärker, der eine inver
tierte Halbwellennachbildung des logarithmisch
umgewandelten Signals ELC erzeugt. Die Kathode
einer Diode 43 ist mit dem Ausgang des Ver
stärkers 42 und ihre Anode ist mit der Ver
bindung zwischen zwei in Reihe geschalteten
Widerständen 44 und 45 verbunden. Die andere
Seite des Widerstandes 45 ist mit dem Summierungs
punkt des Verstärkers 42 verbunden. Eine weitere
Diode 46 ist in die Rückkopplungsschleife des
Verstärkers 42 eingesetzt, wobei ihre Anode
mit dem Ausgang des Verstärkers 42 und ihre
Kathode mit dem Summierungspunkt des Verstärkers
42 verbunden sind. Ein Widerstand 41 ist zwischen
den Ausgang ELC des bipolaren Wandlers 30 und
den Summierungspunkt des Verstärkers 42 geschaltet.
Die Widerstände 41 und 45 haben gleiche Werte.
Bei einem positiven Signal am Ausgang des Wandlers
30 ist der Ausgang des Verstärkers 42 negativ,
wodurch die negative Rückführschleife über den
Widerstand 45 geschlossen wird. An der Verbindung
der Widerstände 44 und 45 und der Anode der
Diode 43 ergibt sich ein gleichgerichtetes
Halbwellensignal EHW.
Ein Widerstand 47 ist zwischen den Ausgang des
logarithmischen Wandlers 30 und den invertierenden
Eingang eines Verstärkers 48 geschaltet. Der Ver
stärker 48 ist ein invertierender summierender
Verstärker mit einem Widerstand 49 in der Rück
kopplungsschleife zwischen seinem Ausgang und
seinem invertierenden Eingang. Sowohl der Verstärker
48 als auch der Verstärker 42 sind mit ihren
nichtinvertierenden Eingängen auf Erdpotential
gelegt. Die Widerstände 47 und 49 haben gleiche
Werte wie die Widerstände 41 und 45. Der Widerstand 44
hat einen halb so großen Wert wie der Widerstand 49.
Am Ausgang des Verstärkers 48 ergibt sich ein gleich
gerichtetes Vollwellensignal EAVC.
Eine Empfindlichkeitseinstellung kann am invertieren
den Eingang des Verstärkers 48 erfolgen, wobei sie
eine Gleichspannungsversetzung am Ausgang bewirkt.
Diese Einstellung ermöglicht, die dynamische Fil
terempfindlichkeit durch Veränderung eines veränder
lichen Widerstandes 39, an dessen Enden jeweils eine
positive und negative Spannung gelegt ist, zu steu
ern. Ein Widerstand 38 ist zwischen den invertieren
den Eingang des Verstärkers 48 und den verstellbaren
Abgriff des veränderbaren Widerstandes 39 geschaltet.
Die Einstellung des veränderlichen Widerstandes 39
hat die Wirkung der Addition eines externen Steuer
signals zu dem logarithmisch umgewandelten Signal.
Der Spitzenwert des Ausgangssignals EAVC des Verstär
kers 48 wird dann erfaßt und dieses gefiltert. Die
Anode einer gleichrichtenden Diode 51 ist mit dem
Ausgang EAVC der Absolutwertschaltung 40 und ihre Ka
thode ist mit der Parallelschaltung eines Kondensa
tors 53 und eines Widerstands 52 verbunden. Die ande
re Seite der Parallelschaltung ist mit einer negati
ven Spannungsquelle verbunden. Der Kondensator 53
speichert eine der Spitzenspannung am Ausgang des
Verstärkers 48 entsprechende Gleichspannung. Der Wi
derstand 52 stellt die Freigabezeit der Schaltung
ein.
Die resultierende Gleichspannung am Ausgang EPD des
Spitzenwertdetektors 50 wird auf den nichtinvertie
renden Eingang eines Pufferverstärkers 61
gegeben. Der Ausgang des Verstärkers 61 ist auf
den invertierenden Eingang geführt, wodurch
ein Spannungsfolger gebildet wird. Am Ausgang
des Verstärkers 61 wird ein Ausgangssignal
EB erzeugt, das dem Logarithmus des Wertes RMS
des gefilterten Signals IF der Stufe 30 ent
spricht, das in Volt pro Dezibel des Eingangs
signals bemessen und durch den veränderlichen
Widerstand 39 im Gleichspannungspegel versetzt
wird. Dieses Ausgangssignal EB weicht bei
niedrigen Signalpegeln vom wahren Wert RMS
des gefilterten Signals IF ab aufgrund der Wirkung
des Widerstandes 32 im Rückkopplungsweg des
Verstärkers 31. Ein Anstieg des Eingangssignal
pegels bewirkt einen positiven Anstieg des
Gleichspannungspegels im Ausgangssignal EB
des Verstärkers 61.
Das Ausgangssignal EB dieser Pufferstufe 60 wird
dann zu dem Eingang einer nichtlinearen inver
tierenden Verstärkerstufe 70 geleitet. Diese
Stufe 70 dient dazu, den Schwellenpunkt einzu
stellen, bei dem das dynamische Filter 90 zu
arbeiten beginnt. Die Anode einer Diode 71 ist
mit dem Ausgang EB des Verstärkers 61 und ihre
Kathode über einen Widerstand 72 mit dem inver
tierenden Eingang eines Verstärkers 73 verbunden.
Ein Widerstand 74 ist in die Rückkopplungs
schleife des Verstärkers 73 gelegt und dessen
nichtinvertierender Eingang befindet sich auf
Erdpotential.
Die Versetzung des Ausgangssignals des Verstärkers
48 könnte beispielsweise so eingestellt werden,
daß ein Hochfrequenzeingangspegel von -40 dBv
am Ausgang EB des Pufferverstärkers 61 eine
Gleichspannung von 0 Volt erzeugt. Signalwerte
unterhalb dieses Pegels erzeugen dann kein
Ausgangssignal ETHR am Verstärker 73, da das
Gleichspannungsausgangssignal EB des Verstärkers
61 in bezug auf den Summierungspunkt des inver
tierenden Verstärkers 73 (der auf Erdpotential
liegt) negativ und die Diode 71 in Sperrichtung
vorgespannt werden. Der Gleichspannungsausgang
ETHR des Verstärkers 73 bleibt dann auf Erd
potential bzw. 0 Volt Gleichspannung. Hochfrequenz
signale am Eingang oberhalb -40 dBv erzeugen
eine positive Gleichspannung am Ausgang des
Verstärkers 61. Dann befindet sich die Diode 71
im leitenden Zustand und, da der Verstärker 73
ein invertierender Verstärker ist, das Gleich
spannungsausgangssignal ETHR wird negativ.
Es wird deutlich, daß die Steuerung über den
veränderlichen Widerstand 39 eine extrem lineare
Einstellung der Empfindlichkeit des dynamischen
Filters ermöglicht, da das Erfassungssystem auf
einer linearen Volt pro Dezibel-Basis arbeitet.
Die Wirkungsweise der invertierenden Verstärker
stufe 70 veranschaulicht, daß diese Steuerung
eine leichte Einstellung des Systems für ver
schiedene Bezugspegel ermöglicht.
Das Ausgangssignal ETHR der invertierenden Verstärker
stufe 70 wird über einen Widerstand 81 zu einer
invertierenden Begrenzerstufe 80 gegeben. Die
andere Seite des Widerstandes 81 ist mit dem
invertierenden Eingang eines Verstärkers 82
verbunden. Dessen nichtinvertierender Eingang ist
auf Erdpotential gelegt. Eine Parallelschaltung
aus einem Widerstand 83 und einer Diode 84 befindet
sich in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers
82. Die Anode der Diode 84 und die eine Seite
des Widerstandes 83 sind an den Ausgang des
Verstärkers 82 geschaltet. Die Kathode 84 und
die andere Seite des Widerstandes 83 sind mit
dem invertierenden Eingang des Verstärkers 82
verbunden. Der Verstärker 82 invertiert das
Gleichspannungssignal am Ausgang des Verstärkers
73 zur Einstellung des oberen -3 dB-Punktes des
spannungsgesteuerten Filters 90 durch Verwendung
der Diode 84 und zur Ermöglichung der Einstellung
des niederfrequenten -3 dB-Ruhepunktes des
spannungsgesteuerten Filters 90, so daß die
Steuerung der Bandbreite des Betriebes des
spannungsgesteuerten Filters 90 erfolgen kann.
Ein veränderlicher Widerstand 85 ist zwischen
eine positive Spannungsquelle und Erdpotential
geschaltet. Der verstellbare Abgriff des Wider
standes 85 ist über einen Widerstand 86 mit
dem invertierenden Eingang des Verstärkers 82
verbunden und stellt die negative Versetzung
des Ausgangssignals des Verstärkers 82 ein,
wodurch der -3 dB-Niederfrequenzpunkt des Filters 90
bei Abwesenheit jeglicher Mittel- oder Hoch
frequenzkomponente im Eingangssignal eingestellt
wird. In bestimmten Anordnungen können der ver
änderliche Widerstand 85 weggelassen und der
Wert des Widerstandes 86 so gewählt werden, daß
die gewünschte Ausgangsversetzungsspannung er
zeugt wird. Das Ansprechen der Filtersteuer
schaltung ist programmabhängig, so daß ein
gewünschtes Gesamtansprechverhalten des arbeitenden
Systems erzeugt wird. Das heißt, ein Signal wie
ein plötzlicher Hochfrequenz- oder Hochpegel
übergang hat eine viel schnellere Ansprechzeit
zur Folge als ein leichter Anstieg in der Frequenz
und/oder Amplitude. Dies reduziert verständlicher
weise den unerwünschten Nebeneffekt des Atmens.
Bei Abwesenheit von Hochfrequenztoninformation
zur Maskierung der Hochfrequenzstörkomponente
ermöglicht ein kleiner Pegelanstieg, wenn die
Filterbandbreite erheblich erhöht werden kann
(wie es bei den bekannten Systemen der Fall
ist), daß diese Hochfrequenzstörkomponente hörbar
wird und einen Effekt des Atmens erzeugt. Die
Freigabeantwort der Steuerschaltung in Volt
pro Zeiteinheit ist konstant und durch den
Wert des Kondensators 53 und des Widerstandes 52
im Spitzenwertdetektor 50 bestimmt.
Das resultierende Ausgangssignal Eout der inver
tierenden Begrenzerschaltung 80 ist das Gleich
spannungssteuersignal, das an den Steuereingang
des spannungsgesteuerten Filters 90 gelegt wird.
Die Ansprechcharakteristiken der Filtersteuer
schaltung können für das gewünschte Ansprech
verhalten optimiert werden, um dem Erfordernis
eines transparenten Betriebes zu genügen.
Es ist in bezug auf Fig. 3 festzustellen, daß
die Prinzipien des vorstehenden Ausführungs
beispiels umgekehrt angewendet werden können,
um ein variables Hochpaßfilter 190 zu schaffen,
das veränderbar durch ein Filtersteuernetzwerk
110 bis 180 steuerbar ist, in welchem entsprechende
Bezugszeichen verwendet werden, um gleichartige
Schaltungsoperationen zu kennzeichnen.
Es gibt eine Anzahl von verschiedenen spannungs
gesteuerten Filterschaltungen, die in dem offenbarten
System mit guten Resultaten wirksam sind, jedoch
liefert die spannungsgesteuerte Filterschaltung
90 aus einer Mehrzahl von Gründen ausgezeichnete
Ergebnisse. Der Hauptteil des gezeigten
spannungsgesteuerten Filters (VCF) ist ein
spannungsgesteuerter Verstärker (VCA) von hoher
Qualität mit logarithmischer Steuerung, der
ein lineares Volt pro Dezibel oder dezi-lineares
Signal erzeugt. Spannungsgesteuerte Verstärker
mit dieser Eigenschaft sind allgemein bekannt.
Das gezeigte Filter ist eine Version eines
zustandsvariablen Filters und bietet sowohl
einen Hochpaß- als auch einen Tiefpaßausgang
vom Verstärker 92 bzw. 99. Der Summierverstärker
92 vergleicht das Eingangssignal mit dem Tiefpaß
filterausgangssignal des Verstärkers 99. Die
Differenz ist das Hochpaßausgangssignal am
Verstärker 92. Dieses Ausgangssignal könnte
in dem System nach Fig. 3 verwendet werden,
um das spannungsgesteuerte Hochpaßfilter zu
realisieren.
Das Eingangssignal des spannungsgesteuerten
Filters 90 wird über einen gleichspannungs
blockierenden Kondensator 100 zu einem Widerstand
91 geführt, der auch mit dem invertierenden
Eingang des Verstärkers 92 verbunden ist. Der
nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 92
ist an Erdpotential gelegt. Ein Widerstand 95
und ein Kondensator 94 sind in der Rückkopplungs
schleife des Verstärkers 92 angeordnet. Der Aus
gang des Verstärkers 92 ist mit einem Widerstand
93 verbunden, der ein spannungs/strom-wandelnder
Widerstand ist und mit einer spannungsgesteuerten
Verstärkerstufe 97 verbunden ist, die aus jeder
erhältlichen entsprechenden Verstärkerstufe
hoher Qualität bestehen kann. Der Stromausgang
des spannungsgesteuerten Verstärkers 97 ist
mit dem spannungs/strom-wandelnden Integrator 99
verbunden, der einen Kondensator 98 in der
Rückkopplungsschleife aufweist. Der Ausgang
des Integrators 99 ist über einen Widerstand
96 zum nichtinvertierenden Eingang des Ver
stärkers 92 zurückgeführt. Im Betrieb wird der
spannungsgesteuerte Verstärker dazu verwendet,
den augenscheinlichen Wert des Widerstandes 93
zu verändern, wodurch die -3 dB-Frequenzen der
Filterausgänge geändert werden. Das Filter ist
so ausgestaltet, daß Anstiege über 0 Volt Gleich
spannung am Steuereingang des spannungsgesteuerten
Verstärkers die -3 dB-Frequenz zum Filterausgang
erhöhen, und Spannungsabsenkungen unter 0 Volt
Gleichspannung eine Abnahme im -3 dB-Punkt des
Filterausgangs bewirken. Das spannungsgesteuerte
Filter 90 erzeugt eine lineare Steuerfunktion.
Das heißt, wenn der spannungsgesteuerte Ver
stärker eine Verstärkungssteuerkonstante von
20 dB pro Volt besitzt, verschiebt eine Änderung
von 1 Volt in der Steuerspannung den -3 dB-Punkt
des Filters um eine Dekade in der Frequenz. Dieses
lineare Volt pro Dekade-Verhalten des kombinierten
Filters mit den linearen Volt pro Dezibel-Eigen
schaften der Erfassungsschaltung und der linearen
Volt pro Zeiteinheitfreigabegeschwindigkeit
der Erfassungsschaltung scheinen die akustische
Transparenz des Systems zu verbessern.
Ein System zur Störverminderung, das sowohl die
dynamische Filterung und die Niedrigpegelaus
dehnung verkörpert, ist in Fig. 4 gezeigt, in der
die Schaltungen in Blockform den bereits be
schriebenen entsprechen, so daß gleiche Bezugs
zeichen zur Kennzeichnung gleichartiger
Schaltungsoperationen verwendet werden. In
der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 ist ein
Pumpen der Expander-Schaltung praktisch nicht
vorhanden infolge des Umstandes, daß die
VCA-Steuerschaltung ein gleichartiges programm
abhängiges Ansprechen erzeugt wie die spannungs
gesteuerte Filtererfassungsschaltung. Infolge
der Tatsache, daß beide Schaltungen diese
lineare Steuercharakteristik ermöglichen,
kann eine einzige Schwellensteuerung verwendet
werden, um gleichzeitig sowohl den Schwellen
punkt der Ausdehnung nach unten als auch der
Empfindlichkeit des Filters einzustellen, wodurch
die Ausgestaltung vereinfacht und eine einfache
Einstellung der verschiedenen Steuerparameter
ermöglicht werden. Es ist auch ersichtlich, daß
diese offenbarte Ausgestaltung leichter für eine
hybride und LSI-Technologie geeignet ist.
Claims (6)
1. System zur Ableitung eines Gleichspannungssteu
ersignals (Eout) aus einem Tonfrequenzeingangs
signal (Ein),
mit einer Vorrichtung (10, 20) zur Filterung des Eingangssignals in einem ersten vorgewählten Frequenzbereich,
mit einem Logarithmierer (30) zur Kompression des gefilterten Signals (IF) proportional zu seinem Logarithmus,
mit einer Vorrichtung (40), die erstens zur Ab leitung eines Absolutwert-Signals aus dem kom primierten Signal dient, das proportional zu dem absoluten Wert des komprimierten Signals (ELC) ist, und zweitens zur Kombination eines Gleich spannungssignals mit dem Absolutwertsignal durch deren Addition dient, wobei eine Vorrichtung zur Erzeugung des Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel einstellbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (50) zur Ableitung eines Gleichspannungssignals (EPD) aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Signals (EAVC), und
mit einer Vorrichtung (70) für den Durchlaß die ses abgeleiteten Gleichspannungssignals (EPD), wenn sein Pegel einen vorgewählten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Gleichspannungssignals (EPD), wenn sein Pegel unter den vorgewählten Signalpegel fällt.
mit einer Vorrichtung (10, 20) zur Filterung des Eingangssignals in einem ersten vorgewählten Frequenzbereich,
mit einem Logarithmierer (30) zur Kompression des gefilterten Signals (IF) proportional zu seinem Logarithmus,
mit einer Vorrichtung (40), die erstens zur Ab leitung eines Absolutwert-Signals aus dem kom primierten Signal dient, das proportional zu dem absoluten Wert des komprimierten Signals (ELC) ist, und zweitens zur Kombination eines Gleich spannungssignals mit dem Absolutwertsignal durch deren Addition dient, wobei eine Vorrichtung zur Erzeugung des Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel einstellbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (50) zur Ableitung eines Gleichspannungssignals (EPD) aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Signals (EAVC), und
mit einer Vorrichtung (70) für den Durchlaß die ses abgeleiteten Gleichspannungssignals (EPD), wenn sein Pegel einen vorgewählten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Gleichspannungssignals (EPD), wenn sein Pegel unter den vorgewählten Signalpegel fällt.
2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß weiterhin eine Vorrichtung (80) für den
Durchlaß des durchgelassenen Signals (ETHR), wenn
sein Pegel unter einen zweiten vorgewählten Si
gnalpegel fällt, und für die Blockierung des
durchgelassenen Signals (ETHR), wenn sein Pegel
den zweiten vorgewählten Signalpegel überschrei
tet, vorgesehen ist.
3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß weiterhin vorgesehen sind
eine zweite Vorrichtung (110, 120) zur Filterung des Eingangssignals (Ein) in einem zweiten vor gewählten Frequenzbereich,
eine Vorrichtung (130) zur Kompression des zwei ten gefilterten Signals proportional zu seinem Logarithmus,
eine Vorrichtung (140), die erstens zur Ablei tung eines Absolutwert-Signals aus dem zweiten komprimierten Signal dient, das proportional zum Absolutwert des zweiten komprimierten Signals ist, und zweitens zur Kombination eines zweiten Gleichspannungs-Bezugssignals mit dem zweiten Absolutwertsignal dient, wobei eine Vorrichtung zur Erzeugung eines zweiten Gleichspannungs- Bezugssignals mit variabel auswählbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (150) zur Ableitung eines zweiten Gleichspannungssignals aus dem Spitzen wert des gefilterten zweiten kombinierten Si gnals, und
mit einer Vorrichtung (170) zum Durchlaß des zweiten abgeleiteten Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel einen gewählten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel unter den vorgewählten Signalpegel fällt, wobei die Vorrichtung zur Erzeugung des ersten Bezugs signals und die Vorrichtung zur Erzeugung des zweiten Bezugssignals eine gemeinsame Vorrich tung zur gleichzeitigen Änderung ihrer jeweili gen Bezugssignalpegel aufweisen.
eine zweite Vorrichtung (110, 120) zur Filterung des Eingangssignals (Ein) in einem zweiten vor gewählten Frequenzbereich,
eine Vorrichtung (130) zur Kompression des zwei ten gefilterten Signals proportional zu seinem Logarithmus,
eine Vorrichtung (140), die erstens zur Ablei tung eines Absolutwert-Signals aus dem zweiten komprimierten Signal dient, das proportional zum Absolutwert des zweiten komprimierten Signals ist, und zweitens zur Kombination eines zweiten Gleichspannungs-Bezugssignals mit dem zweiten Absolutwertsignal dient, wobei eine Vorrichtung zur Erzeugung eines zweiten Gleichspannungs- Bezugssignals mit variabel auswählbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (150) zur Ableitung eines zweiten Gleichspannungssignals aus dem Spitzen wert des gefilterten zweiten kombinierten Si gnals, und
mit einer Vorrichtung (170) zum Durchlaß des zweiten abgeleiteten Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel einen gewählten Signalpegel überschreitet, und zur Blockierung dieses Gleichspannungssignals, wenn sein Pegel unter den vorgewählten Signalpegel fällt, wobei die Vorrichtung zur Erzeugung des ersten Bezugs signals und die Vorrichtung zur Erzeugung des zweiten Bezugssignals eine gemeinsame Vorrich tung zur gleichzeitigen Änderung ihrer jeweili gen Bezugssignalpegel aufweisen.
4. System zur Ableitung eines Steuersignals aus ei
nem Eingangssignal für ein dynamisches Filter,
mit einer Vorrichtung (10, 20) zur Dämpfung des Eingangssignals in einem vorgewählten niedrig frequenten Bereich mit einem Abfall der Dämp fungskurve von -12 dB pro Oktave,
mit einer Vorrichtung (30) zur Kompression des selektiv gedämpften Signals auf einen Pegel, der gleich dem zweifachen Logarithmus des gedämpften Signals ist,
mit einer Vorrichtung (40) die erstens zur Er zeugung eines Absolutwertsignals mit einem Pegel dient, der gleich dem absoluten Wert des log arithmisch komprimierten Signals ist, und zwei tens zur Kombination des Absolutwertsignals mit einem Gleichspannungs-Bezugssignal durch deren Addition dient, wobei eine Vorrichtung zur Er zeugung des Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel einstellbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (50) zur Ableitung eines Gleichspannungssignals aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Signals,
mit einer Vorrichtung (70) zur Invertierung und zum Durchlaß des abgeleiteten Gleichspannungs signals, wenn sein Pegel einen ersten vorgewähl ten Signalpegel überschreitet, und zur Blockie rung des Gleichspannungs-Signals, wenn sein Pe gel unter den ersten vorgewählten Signalpegel fällt, und
mit einer Vorrichtung (80) zur Invertierung und zum Durchlaß des invertierten durchgelassenen Signals, wenn sein Pegel unter einen zweiten vorgewählten Signalpegel fällt, und zur Blockie rung dieses Signals, wenn sein Pegel den zweiten vorgewählten Signalpegel überschreitet.
mit einer Vorrichtung (10, 20) zur Dämpfung des Eingangssignals in einem vorgewählten niedrig frequenten Bereich mit einem Abfall der Dämp fungskurve von -12 dB pro Oktave,
mit einer Vorrichtung (30) zur Kompression des selektiv gedämpften Signals auf einen Pegel, der gleich dem zweifachen Logarithmus des gedämpften Signals ist,
mit einer Vorrichtung (40) die erstens zur Er zeugung eines Absolutwertsignals mit einem Pegel dient, der gleich dem absoluten Wert des log arithmisch komprimierten Signals ist, und zwei tens zur Kombination des Absolutwertsignals mit einem Gleichspannungs-Bezugssignal durch deren Addition dient, wobei eine Vorrichtung zur Er zeugung des Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel einstellbarem Pegel vorgesehen ist,
mit einer Vorrichtung (50) zur Ableitung eines Gleichspannungssignals aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Signals,
mit einer Vorrichtung (70) zur Invertierung und zum Durchlaß des abgeleiteten Gleichspannungs signals, wenn sein Pegel einen ersten vorgewähl ten Signalpegel überschreitet, und zur Blockie rung des Gleichspannungs-Signals, wenn sein Pe gel unter den ersten vorgewählten Signalpegel fällt, und
mit einer Vorrichtung (80) zur Invertierung und zum Durchlaß des invertierten durchgelassenen Signals, wenn sein Pegel unter einen zweiten vorgewählten Signalpegel fällt, und zur Blockie rung dieses Signals, wenn sein Pegel den zweiten vorgewählten Signalpegel überschreitet.
5. Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungs
steuersignals aus einem Tonfrequenzeingangs
signal, mit folgenden aufeinanderfolgenden
Schritten:
Dämpfen des Eingangssignals über einen vorge wählten niedrigfrequenten Bereich,
Komprimieren des gedämpften Signals proportional zu seinem Logarithmus,
Umwandeln des logarithmierten Signals in ein Ab solutwertsignal,
Erzeugen eines Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel steuerbarem Pegel,
Kombinieren des Absolutwertsignals mit dem Be zugssignal durch deren Addition,
Ableiten eines Gleichspannungssignals aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Si gnals, und
Blockieren dieses abgeleiteten Signals, wenn sein Pegel unter einen vorgewählten Signalpegel fällt.
Dämpfen des Eingangssignals über einen vorge wählten niedrigfrequenten Bereich,
Komprimieren des gedämpften Signals proportional zu seinem Logarithmus,
Umwandeln des logarithmierten Signals in ein Ab solutwertsignal,
Erzeugen eines Gleichspannungs-Bezugssignals mit variabel steuerbarem Pegel,
Kombinieren des Absolutwertsignals mit dem Be zugssignal durch deren Addition,
Ableiten eines Gleichspannungssignals aus dem Spitzenwert des gefilterten kombinierten Si gnals, und
Blockieren dieses abgeleiteten Signals, wenn sein Pegel unter einen vorgewählten Signalpegel fällt.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich
net, daß das abgeleitete Signal blockiert wird,
wenn sein Pegel einen vorgewählten Signalpegel
überschreitet.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/912,525 US4696044A (en) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | Dynamic noise reduction with logarithmic control |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3730470A1 DE3730470A1 (de) | 1988-03-31 |
DE3730470C2 true DE3730470C2 (de) | 2000-01-27 |
Family
ID=25432070
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3730470A Expired - Fee Related DE3730470C2 (de) | 1986-09-29 | 1987-09-08 | System und Verfahren zur Ableitung eines Gleichspannungssteuersignals aus einem Tonfrequenzeingangssignal |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4696044A (de) |
JP (1) | JPH0787324B2 (de) |
DE (1) | DE3730470C2 (de) |
Families Citing this family (63)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4893099A (en) * | 1985-02-25 | 1990-01-09 | Waller Jr James K | Extended response dynamic noise reduction system |
US4882762A (en) * | 1988-02-23 | 1989-11-21 | Resound Corporation | Multi-band programmable compression system |
US4882761A (en) * | 1988-02-23 | 1989-11-21 | Resound Corporation | Low voltage programmable compressor |
US5027410A (en) * | 1988-11-10 | 1991-06-25 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Adaptive, programmable signal processing and filtering for hearing aids |
US5124657A (en) * | 1989-10-06 | 1992-06-23 | Waller Jr James K | Composite signal processor and single-ended noise reduction system |
US5010410A (en) * | 1989-10-16 | 1991-04-23 | Eastman Kodak Company | Method and apparatus for signal companding |
US5050217A (en) * | 1990-02-16 | 1991-09-17 | Akg Acoustics, Inc. | Dynamic noise reduction and spectral restoration system |
DE4109211A1 (de) * | 1991-03-21 | 1992-09-24 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur frequenzgangbeeinflussung eines digitalen audiosignals |
US5493617A (en) * | 1991-10-09 | 1996-02-20 | Waller, Jr.; James K. | Frequency bandwidth dependent exponential release for dynamic filter |
US5263091A (en) * | 1992-03-10 | 1993-11-16 | Waller Jr James K | Intelligent automatic threshold circuit |
JP3293240B2 (ja) * | 1993-05-18 | 2002-06-17 | ヤマハ株式会社 | ディジタル信号処理装置 |
US5742900A (en) * | 1994-09-30 | 1998-04-21 | Comsat Corporation | Voltage-variable biased inverting limiter for RFI suppression overview |
US5631968A (en) * | 1995-06-06 | 1997-05-20 | Analog Devices, Inc. | Signal conditioning circuit for compressing audio signals |
WO1997004535A1 (fr) * | 1995-07-24 | 1997-02-06 | Gennady Alexandrovich Pavlov | Dispositif dynamique de suppression du bruit de type compresseur-extenseur |
DE19624362A1 (de) * | 1996-06-19 | 1998-01-02 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur Frequenzgangbeeinflussung eines digitalen Audiosignals |
AU4820099A (en) * | 1998-06-30 | 2000-01-17 | Resound Corporation | System for reducing the effects of acoustically noisy environments on detected sound signals |
DE19928420A1 (de) * | 1999-06-23 | 2000-12-28 | Micronas Gmbh | Verfahren zur Verarbeitung eines Audiosignals |
DE19962458C2 (de) | 1999-12-22 | 2002-02-28 | Siemens Ag | Verfahren und Schaltung zur Übertragung eines datenmodulierten Hochfrequenz-Datensignals von einem Sender zu einem Empfänger mit vereinfachter Empfängerarchitektur |
US20040125962A1 (en) * | 2000-04-14 | 2004-07-01 | Markus Christoph | Method and apparatus for dynamic sound optimization |
DE10018666A1 (de) | 2000-04-14 | 2001-10-18 | Harman Audio Electronic Sys | Vorrichtung und Verfahren zum geräuschabhängigen Anpassen eines akustischen Nutzsignals |
US6944305B2 (en) * | 2001-04-23 | 2005-09-13 | James K Waller | Audio dynamics processing control system |
WO2004097799A1 (en) * | 2003-04-24 | 2004-11-11 | Massachusetts Institute Of Technology | System and method for spectral enhancement employing compression and expansion |
US7171010B2 (en) * | 2003-09-11 | 2007-01-30 | Boston Acoustics, Inc. | Dynamic bass boost apparatus and method |
EP1580882B1 (de) * | 2004-03-19 | 2007-01-10 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | System und Verfahren zur Verbesserung eines Audiosignals |
EP1833163B1 (de) * | 2004-07-20 | 2019-12-18 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | Audioverbesserungssystem und -verfahren |
US9281794B1 (en) | 2004-08-10 | 2016-03-08 | Bongiovi Acoustics Llc. | System and method for digital signal processing |
US8284955B2 (en) | 2006-02-07 | 2012-10-09 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing |
US10158337B2 (en) | 2004-08-10 | 2018-12-18 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing |
US9413321B2 (en) | 2004-08-10 | 2016-08-09 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing |
US7254243B2 (en) * | 2004-08-10 | 2007-08-07 | Anthony Bongiovi | Processing of an audio signal for presentation in a high noise environment |
US8462963B2 (en) * | 2004-08-10 | 2013-06-11 | Bongiovi Acoustics, LLCC | System and method for processing audio signal |
US8160274B2 (en) * | 2006-02-07 | 2012-04-17 | Bongiovi Acoustics Llc. | System and method for digital signal processing |
US8565449B2 (en) * | 2006-02-07 | 2013-10-22 | Bongiovi Acoustics Llc. | System and method for digital signal processing |
US8170221B2 (en) * | 2005-03-21 | 2012-05-01 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | Audio enhancement system and method |
EP1720249B1 (de) | 2005-05-04 | 2009-07-15 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | System und Verfahren zur Intensivierung von Audiosignalen |
US9040806B1 (en) | 2005-12-13 | 2015-05-26 | James K. Waller, Jr. | Multi-channel noise reduction system with direct instrument tracking |
US7957546B2 (en) * | 2005-12-13 | 2011-06-07 | Waller Jr James K | Multi-channel noise reduction system with direct instrument tracking |
US10701505B2 (en) | 2006-02-07 | 2020-06-30 | Bongiovi Acoustics Llc. | System, method, and apparatus for generating and digitally processing a head related audio transfer function |
US9348904B2 (en) | 2006-02-07 | 2016-05-24 | Bongiovi Acoustics Llc. | System and method for digital signal processing |
US10848867B2 (en) | 2006-02-07 | 2020-11-24 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing |
US10069471B2 (en) | 2006-02-07 | 2018-09-04 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing |
US9195433B2 (en) | 2006-02-07 | 2015-11-24 | Bongiovi Acoustics Llc | In-line signal processor |
US8229136B2 (en) * | 2006-02-07 | 2012-07-24 | Anthony Bongiovi | System and method for digital signal processing |
US8705765B2 (en) | 2006-02-07 | 2014-04-22 | Bongiovi Acoustics Llc. | Ringtone enhancement systems and methods |
US9615189B2 (en) | 2014-08-08 | 2017-04-04 | Bongiovi Acoustics Llc | Artificial ear apparatus and associated methods for generating a head related audio transfer function |
MX2009005699A (es) * | 2006-11-30 | 2009-11-10 | Bongiovi Acoustics Llc | Sistema y metodo para el procesamiento de señales digitales. |
US8842852B1 (en) | 2011-07-28 | 2014-09-23 | James K. Waller, Jr. | Audio dynamics processing control system with exponential release response |
US9344828B2 (en) | 2012-12-21 | 2016-05-17 | Bongiovi Acoustics Llc. | System and method for digital signal processing |
US9883318B2 (en) | 2013-06-12 | 2018-01-30 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for stereo field enhancement in two-channel audio systems |
US9264004B2 (en) | 2013-06-12 | 2016-02-16 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for narrow bandwidth digital signal processing |
US9398394B2 (en) | 2013-06-12 | 2016-07-19 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for stereo field enhancement in two-channel audio systems |
US9397629B2 (en) | 2013-10-22 | 2016-07-19 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing |
US9906858B2 (en) | 2013-10-22 | 2018-02-27 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing |
US9615813B2 (en) | 2014-04-16 | 2017-04-11 | Bongiovi Acoustics Llc. | Device for wide-band auscultation |
US10639000B2 (en) | 2014-04-16 | 2020-05-05 | Bongiovi Acoustics Llc | Device for wide-band auscultation |
US10820883B2 (en) | 2014-04-16 | 2020-11-03 | Bongiovi Acoustics Llc | Noise reduction assembly for auscultation of a body |
US9564146B2 (en) | 2014-08-01 | 2017-02-07 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for digital signal processing in deep diving environment |
US9638672B2 (en) | 2015-03-06 | 2017-05-02 | Bongiovi Acoustics Llc | System and method for acquiring acoustic information from a resonating body |
WO2016155853A1 (en) * | 2015-04-02 | 2016-10-06 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | Multii-band signal compressing |
JP2018537910A (ja) | 2015-11-16 | 2018-12-20 | ボンジョビ アコースティックス リミテッド ライアビリティー カンパニー | 表面音響変換器 |
US9621994B1 (en) | 2015-11-16 | 2017-04-11 | Bongiovi Acoustics Llc | Surface acoustic transducer |
US11211043B2 (en) | 2018-04-11 | 2021-12-28 | Bongiovi Acoustics Llc | Audio enhanced hearing protection system |
US10959035B2 (en) | 2018-08-02 | 2021-03-23 | Bongiovi Acoustics Llc | System, method, and apparatus for generating and digitally processing a head related audio transfer function |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4136314A (en) * | 1976-11-08 | 1979-01-23 | Dbx, Inc. | Adaptive signal weighting system |
US4371981A (en) * | 1980-04-14 | 1983-02-01 | Rockwell International Corporation | Spectral squelch |
DE2902398C2 (de) * | 1978-01-25 | 1987-10-15 | N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven, Nl |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2967992A (en) * | 1954-06-15 | 1961-01-10 | Philips Corp | Signal expansion device |
US3361975A (en) * | 1964-09-29 | 1968-01-02 | Air Force Usa | Circuit for logarithmically compressing a large dynamic range rf signal |
US3631365A (en) * | 1968-11-01 | 1971-12-28 | Dolby Laboratories Inc | Signal compressors and expanders |
GB1390341A (en) * | 1971-03-12 | 1975-04-09 | Dolby Laboratories Inc | Signal compressors and expanders |
US3789143A (en) * | 1971-03-29 | 1974-01-29 | D Blackmer | Compander with control signal logarithmically related to the instantaneous rms value of the input signal |
GB1428963A (en) * | 1972-04-04 | 1976-03-24 | Dolby Laboratories Inc | Circuits for modifying the dynamic range of signals |
US4263560A (en) * | 1974-06-06 | 1981-04-21 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Log-exponential AGC circuit |
NL7901477A (nl) * | 1979-02-26 | 1980-08-28 | Philips Nv | Geluidsweergave in een ruimte met een onafhankelijke geluidsbron. |
US4538297A (en) * | 1983-08-08 | 1985-08-27 | Waller Jr James | Aurally sensitized flat frequency response noise reduction compansion system |
-
1986
- 1986-09-29 US US06/912,525 patent/US4696044A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-08-24 JP JP62210014A patent/JPH0787324B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-08 DE DE3730470A patent/DE3730470C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4136314A (en) * | 1976-11-08 | 1979-01-23 | Dbx, Inc. | Adaptive signal weighting system |
DE2902398C2 (de) * | 1978-01-25 | 1987-10-15 | N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven, Nl | |
US4371981A (en) * | 1980-04-14 | 1983-02-01 | Rockwell International Corporation | Spectral squelch |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
DE-Z., "Biomedizinische Technik" H.5/1979 S.123-125 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4696044A (en) | 1987-09-22 |
JPH0787324B2 (ja) | 1995-09-20 |
JPS6387813A (ja) | 1988-04-19 |
DE3730470A1 (de) | 1988-03-31 |
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DE2749986C2 (de) | ||
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