DE3854633T2 - Speiseschaltung. - Google Patents

Speiseschaltung.

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DE3854633T2
DE3854633T2 DE3854633T DE3854633T DE3854633T2 DE 3854633 T2 DE3854633 T2 DE 3854633T2 DE 3854633 T DE3854633 T DE 3854633T DE 3854633 T DE3854633 T DE 3854633T DE 3854633 T2 DE3854633 T2 DE 3854633T2
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    • H04M19/005—Feeding arrangements without the use of line transformers

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Description

    HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Batteriespeisesystem (battery feed system) gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein System dieser Art ist aus IEEE Journal of Solid State Circuits, SC-16, Nr. 4, (1981), Seiten 261-266; Aull, D.W. et al.: "A high voltage IC for a transformerless trunk and subscriber line interface" bekannt.
  • Allgemein befinden sich Batteriespeiseschaltkreise auf der Vermittlungssystemseite für den hauptsächlichen Zweck, Gleichstrom durch die Teilnehmerleitungen (Leitung A und Leitung B) an das Teilnehmertelefonanschlußgerät zu liefern, um dasselbe zu betreiben. Diese Batteriespeiseschaltkreise sind mit den Anschlüssen der Leitung A und Leitung B, die die obigen Teilnehmerleitungen bilden, verbunden, und so müssen sie so konstruiert sein, daß die Eingangsimpedanz bezüglich des Wechselspannungssignals, gesehen von der Leitung A und Leitung B, einen vorbestimmten Wert annimmt. Diese Eingangsimpedanz wird in zwei Typen (ZDT, ZCT) unterteilt und muß die folgenden Bedingungen erfüllen:
  • (1) Eine hohe Wechselspannungsimpedanz ZDT bezüglich eines differentiellen Signals (Sprachsignal),
  • (2) eine niedrige Wechselspannungsabschlußimpedanz ZCT bezüglich des Inphasensignals (Wechselspannungsinduktion und andere unerwünschte Wechselspannungssignale),
  • (3) ein Wert des Gleichspannungs-Batteriespeisewiderstandes, der in der Lage ist, den von dem Telefon benötigten Gleichstrom zu liefern, beispielsweise einige hundert Ohm.
  • Die Wechselspannungsabschlußimpedanz ZDT bezüglich des Differenzsignals ist bevorzugt hoch, um eine Abschwächung desselben zu verhindern. Andererseits ist der Wechselspannungsabschluß ZCT in bezug auf das obige Inphasensignal bevorzugt niedrig, um eine starke Abschwächung desselben zu bewirken. Ferner wurden in den letzten Jahren die Bedingungen für Inphasensignale schwieriger, und es ist eine Nachfrage entstanden, eine Verzerrung in den Sprachsignalen selbst dann zu verhindern, wenn der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisegleichstrom.
    • 2. Beschreibung des technischen Hintergrundes
  • Als Stand der Technik wird die japanische ungeprüfte Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 75-42263 erwähnt. Diese erfüllt die obigen Bedingungen (1) und (2), kann jedoch die oben erwähnten jüngeren Tendenzen nicht erfüllen, d. h. die Nachfrage nach der Verhinderung von Verzerrungen in Sprachsignalen, selbst wenn der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisegleichstrom. Der Grund dafür ist, daß der in der Veröffentlichung gezeigte Batteriespeiseschaltkreis einen PNP-Transistor umfaßt, dessen Kollektor mit einer Leitung B verbunden ist, und einen NPN- Transistor, dessen Kollektor mit der Leitung A verbunden ist, der erstere PNP-Transistor nur einen Gleichstrom von seinem Kollektor überträgt, und der letztere NPN-Transistor nur den Gleichstrom von seinem Kollektor absorbiert, d. h. eine Leitung des Gleichstroms in der umgekehrten Richtung ist nicht möglich.
  • Deshalb wird ein Batteriespeiseschaltkreis praktisch erforderlich, welcher nicht nur mit einem Gleichstrom zur Leitung A und Leitung B in der Vorwärtsrichtung umgehen kann, sondern ebenfalls mit einem Gleichstrom in der umgekehrten Richtung. Das heißt, ein bidirektionaler Batteriespeiseschaltkreis ist erforderlich geworden. Dieser bidirektionale Batteriespeiseschaltkreis wird in der Zukunft auf dem Markt mehr und mehr benötigt.
  • Verschiedene Verfahren sind zum Realisieren eines Batteriespeiseschaltkreises denkbar. Als ein Beispiel wurde ein bidirektionaler Batteriespeiseschaltkreis unter Verwendung eines Transkonduktanzverstärkers vorgeschlagen. Dieses ist als Fig. 2 auf Seite 262 des IEEE JOURNAL OF SOLID- STATE CIRCUITS; VOL. SC-16, NR. 4, AUGUST 1981 gezeigt (Details folgen später). Jedoch teilen Batteriespeiseschaltkreise periphere Schaltkreise (beispielsweise Vorspannungsschaltkreise) und Funktionen in dem Leitungsschaltkreis, so daß selbst, wenn ein bidirektionaler Batteriespeiseschaltkreis per se realisiert werden könnte, er keine praktische Signifikanz hätte.
  • Aus DE-A-2 654 495 ist ein Batteriespeiseschaltkreis bekannt, in welchem eine Spannung zwischen Tip und Ring erfaßt wird, um einen Speisestrom zu steuern.
    • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Deshalb hat die vorliegende Erfindung als Aufgabe, ein bidirektionales Batteriespeisesystem vorzusehen, worin eine bidirektionale Batteriespeisung frei von Rauschen mit einer vergleichsweise einfachen Schaltkreisanordnung realisiert werden kann, welcher die oben erwähnten Eingangsimpedanzbedingungen erfüllt.
  • Diese Aufgabe wird gelöst, wie im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegeben.
  • Um die oben erwähnte Aufgabe zu erfüllen, sieht die vorliegende Erfindung einen bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis mit kompatiblen peripheren Schaltkreisen vor, speziell eine Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz (bezüglich des Inphasensignals), einen Vorspannungsschaltkreis, einen Batteriespeisestrom- Steuerschaltkreis, einen Batteriespeisestrom- Überwachungsschaltkreis, einen Batteriespeisestrom- Erfassungsschaltkreis und einen Schutzschaltkreis dafür, wenn der Batteriespeisestrom zu einem Überstrom wird.
    • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die obige Aufgabe und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen deutlicher, welche zeigen:
  • Fig. 1 ist ein Schaltkreisdiagramm des in der Veröffentlichung vorgestellten Batteriespeiseschaltkreises;
  • Fig. 2 ist eine Darstellung, welche die grundlegende Struktur eines Batteriespeiseschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung, der mit einer Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz versehen ist;
  • Fig. 3 ist eine Darstellung, die ein Ausführungsbeispiel eines Batteriespeiseschaltkreises gemäß der Erfindung zeigt, der mit einer Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz ausgestattet ist;
  • Fig. 4 ist ein äquivalenter Gleichspannungsschaltkreis des in Fig. 2 gezeigten Batteriespeiseschaltkreises;
  • Fig. 5 ist ein äquivalenter Differenzsignalschaltkreis des in Fig. 2 gezeigten Batteriespeiseschaltkreises;
  • Fig. 6 ist ein äquivalenter Schaltkreis des Inphasensignals des in Fig. 2 gezeigten Batteriespeiseschaltkreises;
  • Fig. 7 ist eine Darstellung, welche ein Beispiel eines herkömmlichen, allgemeinen Vorspannungsschaltkreises zeigt;
  • Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, welches das Prinzip des Vorspannungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 9 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches ein Ausführungsbeispiel des Vorspannungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 10 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches detaillierter den Schaltkreis der Fig. 9 zeigt;
  • Fig. 11 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches noch detaillierter den Schaltkreis der Fig. 10 zeigt;
  • Fig. 12 ist eine Ansicht, welche das Konzept eines allgemeinen Batteriespeiseschaltkreises zeigt;
  • Fig. 13 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines allgemeinen Batteriespeisesystems zeigt;
  • Fig. 14 ist ein Graph, welcher die Beziehung des Lastwiderstandes R&sub1; und des Batteriespeisestromes I zeigt;
  • Fig. 15 ist eine Ansicht, welche die prinzipiellen Blöcke und peripheren Schaltkreise des Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 16 ist ein Graph zum Erläutern des Betriebs des Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • Fig. 17 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel des Batteriespeise-Steuerstromschaltkreises und von peripheren Schaltkreisen gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 18 ist ein Graph zum Erläutern des Unbalance-Modus;
  • Fig. 19 ist eine Ansicht, welche ein allgemeines Vermittlungssystem darstellt;
  • Fig. 20 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches ein Beispiel eines herkömmlichen Überwachungsschaltkreises zeigt;
  • Fig. 21 ist eine Ansicht, welche prinzipielle Abschnitte des Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 22 ist eine Ansicht, welche ein Ausführungsbeispiel des Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 23(1), (2), (3), (4) und (5) sind Ansichten, welche die Erfassungsströme und die verarbeiteten Wellenformen davon, welche Inphasensignale begleiten, zeigen;
  • Fig. 24(1), (2), (3), (4) und (5) sind Ansichten, welche den Erfassungsstrom und seine verarbeiteten Wellenformen, welche einen Massefehlerunfall begleiten, zeigen;
  • Fig. 25 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines Stromspiegelschaltkreises (Einströmungstyp) zeigt;
  • Fig. 26 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines Stromspiegelschaltkreises (Ausströmungstyp) zeigt;
  • Fig. 27 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel mit noch mehr Anschlüssen als in Fig. 26 zeigt;
  • Fig. 28 ist eine Ansicht, welche ein allgemeines Vermittlungssystem darstellt;
  • Fig. 29 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreises zeigt, wobei ein Operationsverstärker nicht verwendet wird;
  • Fig. 30 ist eine Ansicht, welche einen äquivalenten Schaltkreis zur Zeit der Rückwärtsrichtungserfassung zeigt;
  • Fig. 31 ist eine Ansicht, welche das Prinzip und die Konstruktion des Batteriespeisestrom- Erfassungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 32 ist eine Ansicht, welche ein Ausführungsbeispiel eines Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 33 ist eine Ansicht, welche Schlüsselabschnitte eines bekannten Batteriespeiseschaltkreises zeigt;
  • Fig. 34 ist eine Ansicht, welche das Prinzip und die Konstruktion eines Überstromschutzschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • Fig. 35 ist eine Ansicht des Prinzips und der Struktur, welche einen Überstromschutzschaltkreis zeigt, der ebenfalls auf der Seite der Leitung B vorgesehen ist;
  • Fig. 36 ist eine Ansicht zum Erläutern des Prinzips des Betriebs der vorliegenden Erfindung;
  • Fig. 37 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches ein Ausführungsbeispiel des Überstromschutzschaltkreises und einen Batteriespeiseschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt; und
  • Fig. 38A und Fig. 38B sind Ansichten, welche ein Beispiel eines Batteriespeiseschaltkreissystems gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen.
    • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
  • Wie oben erwähnt, sieht die vorliegende Erfindung spezifische Vorschläge über die peripheren Schaltkreise vor, die von einem bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis geteilt werden. In diesem Fall kann der bidirektionale Batteriespeiseschaltkreis selbst gedacht werden, mittels verschiedener Einrichtungen realisierbar zu sein, jedoch kann der bidirektionale Batteriespeiseschaltkreis selbst mit den peripheren Schaltkreisen, auf die in der vorliegenden Erfindung Bezug genommen wird, in seiner Struktur frei konstruiert werden und ist nicht besonders beschränkt. Deshalb wird der bidirektionale Batteriespeiseschaltkreis, der in der Veröffentlichung offenbart ist, lediglich als ein Beispiel vorgestellt.
  • Fig. 1 ist ein Schaltkreisdiagramm des bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreises, der in der Veröffentlichung vorgestellt wird. In der Figur umfaßt der Batteriespeiseschaltkreis einen ersten Transkonduktanzverstärker 10, einen zweiten Transkonduktanzverstärker 20 und einen Rückkopplungssteuerschaltkreis 50 und liefert einen Gleichstrom an die sogenannte Leitung A 41 und Leitung B 42, die über Batteriespeiseanschlüsse OUT1 und OUT2 mit den Teilnehmertelefonen TEL verbunden sind. Die ersten und zweiten Transkonduktanzverstärker 10 und 20 haben dieselbe Konstruktion und umfassen Operationsverstärker 16 und 26 und verschiedene Widerstandsgruppen. Ferner sind sie mit Vorspannungseingangsanschlüssen B1 und B2 ausgestattet, Steuereingangsanschlüssen CNT1 und CNT2 und den oben erwähnten Batteriespeiseanschlüssen OUT1 und OUT2. Die oben erwähnten Widerstände schließen erste bis fünfte Widerstände (11 bis 15) für den ersten Transkonduktanzverstärker 10 und erste bis fünfte Widerstände (21 bis 25) für den zweiten Transkonduktanzverstärker 20 ein.
  • Der in Fig. 1 gezeigte Batteriespeiseschaltkreis ist in Fig. 2 der Seite 262 der Veröffentlichung IEEE JOURNAL OF SOLILD-STATE CIRCUITS, VOL. SC-16, NR. 4, AUGUST 1981 gezeigt und ist als grundlegende Elemente mit einem Paar von Transkonduktanzverstärkern (10 und 20) und einem Rückkopplungssteuerschaltkreis (50) ausgestattet. Die Transkonduktanzverstärker sind in Fig. 3 derselben Seite der Veröffentlichung gezeigt und sind in ihrer Funktion äquivalent einer Konstantstromquelle. Deshalb erfüllen sie die oben erwähnte Bedingung in (1) (hohe Impedanz bezüglich eines Differenzsignals) und die Bedingung (3) (vorbestimmter Gleichspannungs-Batteriespeisewiderstand). Jedoch kann die oben erwähnte Bedingung (2) (niedrige Impedanz bezüglich des Inphasensignals) mit den Transkonduktanzverstärkern alleine nicht erfüllt werden. Deshalb war es Praxis, um eine niedrige Impedanz bezüglich des Inphasensignals zu erhalten, den Rückkopplungssteuerschaltkreis 50 einzufügen, und seine Ausgabe an die bereits erwähnten Steuereingangsanschlüsse CNT1 und CNT2 (Fig. 1) anzulegen.
  • In dem bereits erwähnten, herkömmlichen Beispiel (japanische ungeprüfte Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 57-42263) konnte der PNP-Transistor nur den Gleichstrom übertragen, und der NPN-Transistor konnte den Gleichstrom nur absorbieren, d. h. der Schaltkreis war kein bidirektionaler Batteriespeiseschaltkreis. Jedoch können die Operationsverstärker (16 und 26) inhärent sowohl Strom von ihren Ausgängen übertragen als auch denselben absorbieren, und so ist es gleichgültig, ob der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisegleichstrom.
  • In dem Batteriespeiseschaltkreis der Fig. 1 wird der Rückkopplungssteuerschaltkreis 50 eingefügt, und zuerst wird die Mittelpunktspannung zwischen der Leitung A 41 und der Leitung B 42 von den Widerständen 51 und 52 erfaßt. Das Differenzsignal tritt als die Wellenformen d1 und d2 in Fig. 1 auf, und so wird die Differenzsignalkomponente nicht als die Mittelpunktspannung erfaßt. Jedoch tritt das Inphasensignal als die Wellenformen c1 und c2 in der Figur auf, so daß die Mittelpunktspannung als die Wellenform m erfaßt wird. Die Mittelpunktspannung m wird an den nichtinvertierenden Eingang eines nicht-invertierenden Verstärkers 53 angelegt, welcher VBB/2 (VBB ist die Versorgungsspannung für die Verstärker 16 und 26) als seinen invertierenden Eingang aufnimmt. Die Ausgabe wird an die Steuereingangsanschlüsse CNT1 und CNT2 angelegt. Dadurch kann der Inphasensignalstrom, welcher die externe Wechselspannungsinduktion ist, abwechselnd in den Transkonduktanzverstärker 16 und 26 absorbiert werden.
  • Wie oben erwähnt, erfordert der Batteriespeiseschaltkreis (Fig. 1) einen Rückkopplungssteuerschaltkreis 50 beträchtlicher Größe, der aus den Mittelpunktspannungs- Erfassungswiderständen 51 und 52 und einem nichtinvertierenden Verstärker 53 besteht, und so ergibt sich ein Problem darin, daß dieser Schaltkreis groß und kompliziert wird.
  • Die vorliegende Erfindung wurde im Hinblick auf diese Probleme getätigt und stellt einen bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis zur Verfügung, welcher im wesentlichen keinen Rückkopplungssteuerschaltkreis benötigt. Das heißt, er bietet einen extrem einfachen Schaltkreis als eine Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz (bezüglich des Inphasensignals).
  • Fig. 2 ist eine Ansicht, welche die grundlegende Struktur eines Batteriespeiseschaltkreises zeigt, der mit einer Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz gemäß der vorliegenden Erfindung ausgestattet ist. In der Figur ist der oben erwähnte Rückkopplungssteuerschaltkreis (50 in Fig. 1) eliminiert, und an seiner Stelle ist ein Kondensator 30 vorgesehen, welcher einen Steuereingangsanschluß CNT1 und einen Steuereingangsanschluß CNT2 koppelt.
  • Im Betrieb ist kurz gesagt die Situation äquivalent dazu, daß der Kondensator 30 nicht existiert, gesehen bezüglich der Inphasensignale, so daß die gewünschte, niedrige Impedanz bezüglich der Inphasensignale realisiert wird. Ferner ist der Zustand derselbe wie in dem Fall, wie bezüglich des Batteriespeisegleichstroms gesehen. Andererseits scheint bezüglich der Differenzsignale der Kondensator 30 zweigeteilt zu sein, und sein Mittelpunkt ist äquivalent dazu, mit der virtuellen Masse verbunden zu sein, und so wird die gewünschte hohe Impedanz bezüglich der Differenzsignale erzielt.
  • Deshalb ist lediglich ein einzelner Kondensator vorgesehen, und es wird möglich, den oben erwähnten, komplizierten Rückkopplungssteuerschaltkreis 50 und eine VBB/2- Stromversorgung zu elminieren (Details betreffend das Arbeitsprinzip folgen).
  • Fig. 3 ist eine Ansicht, welche ein Ausführungsbeispiel eines Batteriespeiseschaltkreises zeigt, der mit einer Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz gemäß der vorliegenden Erfindung versehen ist. Grundsätzlich hat es dieselbe Schaltkreisstruktur wie in Fig. 2, jedoch sind die Operationsverstärker 16 und 26 in ihren Ausgängen 19 und 29 mit Pufferschaltkreisen 60 und 65 ausgestattet, welche Emitterfolger umfassen. Ein entsprechender Pufferschaltkreis wurde beispielsweise in dem US-Patent Nr. 4 387 273 offenbart. Selbst wenn Inphasensignale einkoppeln, die wesentlich größer als der Batteriespeisestrom sind, können diese dadurch ausreichend verarbeitet werden. Ferner sind an die Vorspannungseingangsanschlüsse B1 und B2 vorbestimmte Spannungen angelegt, die durch die drei Spannungsteilerwiderstände 71, 72 und 73 geteilt werden. Der Eingangs/Ausgangsteil der Sprachsignale V kann geeignet ausgewählt werden, jedoch zeigt diese Figur ein Beispiel, worin ein Transformator 74 an der dargestellten Position vorgesehen ist, und für die Eingabe und Ausgabe der Sprachsignale V verwendet wird.
  • Ein Blick auf die oben erwähnten Pufferschaltkreise 60 und 65 zeigt, daß der erstere einen PNP-Transistor 61 und einen NPN- Transistor 62 umfaßt (beide emittergekoppelte Transistoren), sowie einen Widerstand 63, während der letztere Pufferschaltkreis 65 den PNP-Transistor 66, den NPN- Transistor 67 (beide emittergekoppelte Transistoren) und den Widerstand 68 umfaßt. Inphasensignale C1 und c2, die in einem Moment größer sind als der Batteriespeisegleichstrom, sind in der Figur als Schraffur gezeigt. c1 wird von dem PNP- Transistor 61 absorbiert, und c2 von dem PNP-Transistor 66. Im nächsten Moment sind die Polaritäten der Inphasensignale c1 und c2 umgeschaltet, worauf als nächstes ein Strom entsprechend c2 von dem NPN-Transistor 62 hereinfließt, und ein Strom entsprechend c2 von dem NPN-Transistor 67 hereinfließt. Der ursprüngliche Batteriespeisegleichstrom fließt kontinuierlich über den Pfad in der Figur von der Masse E (OV) nach A → b → c → d → e → VBB (-48 V).
  • Als nächstes wird das Arbeitsprinzip des Batteriespeiseschaltkreises mit der Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz der Fig. 2 unter Bezugnahme auf die Fig. 4, 5 und 6 erläutert. Fig. 4 ist ein äquivalenter Gleichspannungsschaltkreis des in Fig. 2 gezeigten Batteriespeiseschaltkreises und zeigt, daß ein gewünschter Gleichspannungsbatteriespeisewiderstand erhalten wird. Die Widerstandswerte R der Widerstände werden im voraus eingestellt, so daß die Beziehung R&sub1;&sub5; « R&sub1;&sub2;, R&sub1;&sub1; erfüllt ist (die Suffixe 11, 12 und 15 zeigen, daß die Widerstandswerte für die Widerstände 11, 12 und 15 sind, desgleichen unten) Für die Batteriegleichstromspeisung existiert der Kondensator 30 (Fig. 2) im wesentlichen nicht. Die Nichtexistenz des Kondensators 30 bedeutet dasselbe wie die Nichtexistenz der Widerstände 14 und 24 (Fig. 2). Hier wird im Hinblick auf die Seite des ersten Transkonduktanzverstärkers 10 der darin fließende Gleichstrom IA ausgedrückt durch:
  • IA = [VA · R&sub1;&sub2;/(R&sub1;&sub2;+R&sub1;&sub1;)]/R&sub1;&sub5; (1)
  • Der Grund dafür, daß der Strom IA durch diese Formel (1) ausgedrückt wird, ist der folgende: In Fig. 2 zeigt der Kondensator 30 eine unendlich viel größere Impedanz bezüglich des Gleichstromes und ist somit im wesentlichen nicht existent (offen), während der Widerstand 14 (der mit der unendlich großen Impedanz verbunden ist) an einem Ende in einem offenen Zustand ist. Deshalb hat der Widerstand 14 in dem Schaltkreis überhaupt keine Wirkung und ist im wesentlichen nicht existent. Aus diesem Grund ist nur der Widerstand 13 zwischen den Ausgangsanschluß und den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers geschaltet. Der Widerstand 13 koppelt das Ausgangssignal, wie es ist, an den invertierenden Eingangsanschluß zurück, jedoch ist der Eingangsstrom des Operationsverstärkers extrem klein, und so kann der Spannungsabfall am Widerstand 13 nicht ignoriert werden (bei einem Strom von Null wird nur das Spannungssignal rückgekoppelt).
  • Deshalb kann der Wert des Widerstands 13 null Ohm sein (Kurzschluß), d. h. er kann die Form eines Spannungsfolgers annehmen. Wenn in Fig. 4 die Spannung von VA an den Schaltkreis angelegt wird, nimmt die Spannung VX zwischen OUT1 und dem nicht-invertierenden Eingang den durch R&sub1;&sub1;und R&sub1;&sub2; geteilten Wert an und
  • VX = R&sub1;&sub2;/(R&sub1;&sub1;+R&sub1;&sub2;) · VA.
  • Betreffend die Spannung des nicht-invertierenden Eingangs wird, weil die Ausgabe des Potentialfolgers erscheint, wie sie ist, VX an die beiden Enden des Widerstandes 15 angelegt. Weil R&sub1;&sub5; « R&sub1;&sub2;, R&sub1;&sub1;, ist
  • IA = (VX/R&sub1;&sub5;) = [R&sub1;&sub2;/(R&sub1;&sub1;+R&sub1;&sub2;) · VA]/R&sub1;&sub5;
  • Hier wird der äquivalente Gleichspannungswiderstand RA [=VA/IA] unter Verwendung der obigen Formel (1) zu
  • RA = VA/IA = VA/[VA · R&sub1;&sub2;/(R&sub1;&sub2;+R&sub1;&sub1;)-R&sub1;&sub5;] = [(R&sub1;&sub1;+R&sub1;&sub2;) · R&sub1;&sub5;]/R&sub1;&sub2; (2)
  • Wie aus dieser Formel (2) klar ist, kann der gewünschte Widerstand RA (beispielsweise einige 100 Ohm) erhalten werden (wobei er die vorerwähnte Bedingung (3) erfüllt), wenn die drei Widerstände 11, 12 und 15 geeignet eingestellt werden. Ferner wird die Präzision des Widerstandswertes RA durch Anheben der Präzision der Widerstandswerte dieser Widerstände verbessert.
  • Andererseits kann der äquivalente Gleichspannungswiderstand RB in gleicher Weise ebenfalls für den zweiten Transkonduktanzverstärker 20 eingestellt werden, wie durch die folgende Formel ausgedrückt wird:
  • RB = [(R&sub1;+R&sub2;) · R&sub5;]/R&sub2; (3)
  • Fig. 5 ist ein äquivalentes Differenzsignaldiagramm des in Fig. 2 gezeigten Batteriespeiseschaltkreises. Bezüglich des Differenzsignals ist der Schaltkreis äquivalent einem mit zwei Kondensatoren 30', die um eine virtuelle Masse E für die Wechselspannungskomponente in Reihe angeordnet sind. Die Kapazität der Kondensatoren 30' ist Cab · 2, wenn die Kapazität des Kondensators 30 in Fig. 2 gleich Cab ist. Dieser äquivalente Schaltkreis wird gebildet, weil die differenziellen Signale d1 und d2 der Leitung A und Leitung B symmetrisch in der Figur auf- und abfluktuieren. Hier wird Cab ausgewählt wird, bezüglich der Widerstandswerte R&sub1;&sub4; und R&sub1;&sub5; der Widerstände 14 und 24 ausreichend groß zu sein, d. h.
  • R&sub1;&sub4;, R&sub4; » 1/2 π f Cab (4)
  • worin f die niedrigste Frequenz des Differenzsignals ist. Dann wird die an die Kondensatoren 30' angelegte Spannung im wesentlichen Null. Unter Verwendung davon kann zuerst die Spannung des als V+ in der Figur gezeigten Punktes ausgedrückt werden durch
  • V+ = Vin · R&sub1;&sub1;/(R&sub1;&sub2;+R&sub1;&sub1;) (5)
  • worin Vin die an OUT1 auftretende Spannung ist,
  • jedoch wird V+ gleich V- mittels eines sogenannten imaginären Kurzschlusses des Operationsverstärkers 16, so daß die Spannung V- am invertierenden Eingang (-) wird:
  • (V&sub0;-V-)/R&sub1;&sub3; = (V- - 0)/R&sub1;&sub6; (6)
  • worin V&sub0; die Spannung des Ausgangs des Operationsverstärkers 16 ist.
  • -0 im Zähler auf der rechten Seite drückt aus, daß die Spannung über den Kondensatoren 30' zu Null wird, wie zuvor erwähnt wurde. Mit dieser Formel (6) erhalten wir:
  • V&sub0; = [(R&sub1;&sub3;+R&sub1;&sub4;)/R&sub1;&sub4;] · V- (7)
  • Aus dieser Formel (7) und der oben erwähnten Formel (5) (V+ = V-) kann der Strom IA [= (Vin-V0)/R&sub1;&sub5;] ausgedrückt werden durch
  • IA = Vin/R&sub1;&sub5; [(R&sub1;&sub2;+R&sub1;&sub1;)/R&sub1;&sub1;-(R&sub1;&sub3;+R&sub1;&sub4;)/R&sub1;&sub4;] (8)
  • Wenn hier die Widerstandswerte der Widerstände 11, 12, 13 und 14 im voraus so eingestellt sind, daß R&sub1;&sub1; = R&sub1;&sub4; und R&sub1;&sub2; = R&sub1;&sub3;, wird IA der oben erwähnten Formel (8) IA = 0. IA = 0 bedeutet, daß eine hohe Impedanz bezüglich des differenziellen Signals realisiert wird (die obige Bedingung (1) wird erfüllt).
  • Fig. 6 ist ein Inphasensignal-Äquivalenzschaltkreis des in Fig. 2 gezeigten Batteriespeiseschaltkreises. Wenn Inphasensignale (c1 und c2) eingegeben werden, verändern sich die Spannung V+ des nicht-invertierenden Eingangs (+) des Operationsverstärkers 16 in dem ersten Transkonduktanzverstärker 10 und die Spannung V- des invertierenden Eingangs (-), wie mit den Wellenformen dargestellt ist. Diese Veränderungen sind exakt dieselben ebenfalls auf der Seite des zweiten Transkonduktanzverstärkers 20. Aus diesem Grund tritt absolut keine Spannung über dem Kondensator 30 bezüglich der Inphasensignale auf. Das heißt, bezüglich der Inphasensignale existiert der Kondensator 30 im wesentlichen nicht. Als Ergebnis wird der Inphasensignal-Äquivalenzschaltkreis derselbe wie der in Fig. 4 gezeigte Gleichstromäquivalenzschaltkreis, und die Impedanz entsprechend dem Batteriespeisegleichstromwiderstand (beispielsweise einige hundert Ohm) wird die Impedanz bezüglich der Inphasensignale, wodurch ein niedriger Wert erhalten werden kann (welcher die obige Bedingung (2) erfüllt).
  • Wie oben erwähnt, kann gemäß der vorliegenden Erfindung ein bidirektionaler Batteriespeiseschaltkreis realisiert werden, welcher eine Einrichtung zum Bilden einer niedrigen Impedanz aufweist, welche im Vergleich mit dem Schaltkreis der Fig. 1 vereinfacht ist.
  • Als nächstes wird eine Erklärung des Vorspannungsschaltkreises gegeben, insbesondere des Vorspannungsschaltkreises zum Liefern einer Vorspannung an den bidirektionalen Hauptbatteriespeiseteil, der an dem Leitungsschaltkreis des Vermittlungssystems vorgesehen ist. Dieser Batteriespeiseschaltkreis schließt einen Operationsverstärker ein, wie in Fig. 1 gezeigt ist. Eine vorbestimmte Vorspannung muß an den Hauptbatteriespeiseteil angelegt werden, damit der Operationsverstärker normal arbeitet. Der Vorspannungsschaltkreis liefert diese Vorspannung.
  • Fig. 7 ist eine Ansicht, welcher ein Beispiel eines herkömmlichen, allgemeinen Vorspannungsschaltkreises zeigt. Der Vorspannungsschaltkreis 80 in der Figur weist drei Widerstände 71, 72 und 73 auf (siehe Fig. 3) und erhält Vorspannungen VB1 und VB2 mittels sogenannter Widerstandsspannungsteilung. In diesem Fall wird die Spannung, welche geteilt wird, die Versorgungsspannung VBB, die gewöhnlich an den Hauptbatteriespeiseteil 5 angelegt wird.
  • Der Hauptbatteriespeiseteil 5 ist mit Vorspannungseingangsanschlüssen B1 und B2 versehen (siehe Fig. 3), um die Vorspannungen VB1 und VB2 und die Batteriespeiseanschlüsse OUT1 und OUT2 zum Zuführen eines vorbestimmten Gleichstroms (siehe dieselbe Figur) zu empfangen, und betreibt die Teilnehmertelefone TEL durch die Leitung A 41 und die Leitung B 42. Der Eingabe- Ausgabeabschnitt (Transformator etc.) der Sprachsignale wurde in Fig. 3 gezeigt, und somit wird eine Erwähnung hiervon ausgelassen.
  • Mit dem in Fig. 7 gezeigten allgemeinen Vorspannungsschaltkreis 80 wird die Versorgungsspannungsquelle (VBB) direkt mit den Vorspannungseingangsanschlüssen B1 und B2 verbunden, so daß das von der Versorgungsspannungsquelle erzeugte Rauschen so, wie es ist, in den Hauptbatteriespeiseteil eintritt und somit ein Problem verschlechterter Sprachqualität bewirkt. Ferner besteht das Problem, daß es nicht einfach ist, die Vorspannung gemäß den Erfordernissen frei neu einzustellen. Ein weiteres Problem besteht darin, daß es unmöglich ist, eine umgekehrte Batteriespeisung durchzuführen. Umgekehrte Batteriespeisung bedeutet, Strom in der entgegengesetzten Richtung (A → B) von dem gewöhnlichen Fluß von Gleichstrom von der Leitung B 42 nach Leitung A 41 zu lassen und wird beispielsweise im Fall der Bereitstellung von Diensten auf hohem Niveau verwendet, wie etwa automatische Gesprächsbeendigung. Jedoch war eine Umkehrung der Richtung des Stromes selbst mit dem zuvor erläuterten bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis möglich.
  • Der zweite Aspekt der vorliegenden Erfindung wurde im Hinblick auf diese Probleme gemacht und stellt einen Vorspannungsschaltkreis für einen bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis zur Verfügung, der frei ist vom Eintritt von Versorgungsspannungsrauschen in den Hauptbatteriespeiseteil und eine leichte Änderung der Vorspannung ermöglicht. Der Operationsverstärker in dem Hauptbatteriespeiseteil 5 hat eine inhärente Rauscheliminierungsfähigkeit, und aus diesem selbst tritt kein Versorgungsspannungsrauschen ein.
  • Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, welches das Prinzip des Vorspannungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Vorspannungsschaltkreis 80 in der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Vorspannungserzeugungseinrichtung 81 mit hoher Ausgangsimpedanz, eine Puffereinrichtung 83 mit niedriger Ausgangsimpedanz, welche die an dem Ausgangspunkt 82 erzeugte Vorspannung VB empfängt, und dieselbe an den Hauptbatteriespeiseteil 5 liefert, sowie einen Wechselstrom- Bypass-Kondensator 84, welcher zwischen den Ausgangspunkt 82 und Masse E geschaltet ist. Die Figur zeigt den Vorspannungsschaltkreis, verbunden mit einer der Seite der Leitung A 41 oder der Leitung B 42, jedoch kann dieser sowohl mit der Seite der Leitung A 41 als auch mit der Seite der Leitung B 42 verbunden sein.
  • Der Betrieb wird im folgenden beschrieben. Die Vorspannungserzeugungseinrichtung 81 hat eine hohe Ausgangsimpedanz. Das heißt, der Ausgangspunkt 82 nimmt eine hohe Impedanz an. Die hohe Impedanz des Ausgangspunktes 82 wird verwendet, ebenso wie ein zwischen den Ausgangspunkt 82 und Masse E geschalteter Kondensator 84, um selektiv gerade die Wechselspannungskomponente niedrige Impedanz zu machen. Als Ergebnis wird das von der Versorgungsspannungsquelle (VBB) eintretende Rauschen von dem Kondensator 84 unterdrückt.
  • Andererseits ist eine Puffereinrichtung 83 mit niedriger Ausgangsimpedanz vorgesehen, um die am Ausgangspunkt 82 auftretende Vorspannung VB mit hoher Ausgangsimpedanz zu einer niedrigen Ausgangsimpedanz zurückkehren zu lassen, und dieselbe an die Vorspannungseingangsanschlüsse B1 und B2 zu liefern.
  • Fig. 9 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches ein Ausführungsbeispiel des Vorspannungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in der Figur gezeigt, weist der Vorspannungsschaltkreis 80 gemäß diesem Ausführungsbeispiel die Vorspannungserzeugungseinrichtung 81 auf, mit einer hohen Ausgangsimpedanz, mit einer Stromquelle 91 und einem Widerstand 92 und welcher mit diesen zwischen Verbindungspunkten einen Ausgangspunkt 82 bildet. Ferner umfaßt die Puffereinrichtung 83 mit niedriger Ausgangsimpedanz einen Spannungsfolgerschaltkreis 94. Der Wechselstromvorspannungsschaltkreis 84 ist mit dem dargestellten Abschnitt verbunden.
  • Ein Ende der Vorspannungserzeugungseinrichtung 81, d. h. ein Ende der Stromquelle 91, ist mit der Stromquelle (Spannung VBB) verbunden, die dem Hauptbatteriespeiseteil (5 in Fig. 7) gemeinsam ist. Normalerweise ist VBB -48 V. Andererseits ist ein Ende des Widerstandes 92 mit einer Referenzspannungsquelle mit einer Spannung VBR verbunden. VBR ist um 2 bis 3 V niedriger von der Massespannung (0 V) und wird auf einem konstanten Wert zwischen -2 bis -3 V gehalten. Der zwischen diesen Stromquellen (VBB bis VBR) fließende Strom IB ist gewünscht klein, um einen niedrigen Stromverbrauch zu erzielen, und somit wird ein Widerstand 92 mit hohem Widerstandswert verwendet. Wenn dieser Widerstandswert 92 R&sub9;&sub2; ist, nimmt die Vorspannung VB einen Wert an, der exakt um IB · R&sub9;&sub2; niedriger als VBR ist, und wird an den Vorspannungseingangsanschluß B (B1 oder B2 in Fig. 7) über den Spannungsfolgerschaltkreis 94 angelegt.
  • Fig. 10 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches detaillierter den Schaltkreis der Fig. 9 zeigt und einen Vorspannungsschaltkreis zeigt, der gebildet ist, für umgekehrte Batteriespeisung geeignet zu sein. Für die umgekehrte Batteriespeisung ist der Vorspannungsschaltkreis der Fig. 9 sowohl auf der Seite der Leitung A als auch auf der Seite der Leitung B vorgesehen. Die Elemente der Seite der Leitung B, welche den Elementen der Seite der Leitung A entsprechen, haben dieselben Bezugsziffern mit Strichen. Die Spannungsfolgerschaltkreise 94 und 94', welche die Puffereinrichtungen 83 und 83' bilden, sind dargestellt, spezifisch Operationsverstärker zu umfassen. Andererseits umfassen die Stromquellen 91 (Fig. 9) und 91', wie dargestellt, Stromspiegelschaltkreise (CM1 und CM2) 101 und 101' sowie Referenzstromerzeugungseinrichtungen 102. Der Referenzstrom IB von den Referenzstromerzeugungseinrichtungen 102 wird entweder mittels der Stromumschalteinrichtung 103 auf die Seite der Leitung A oder auf die Seite der Leitung B geliefert. Normalerweise ist sie mit dem Kontakt a der Seite der Leitung A verbunden, und ist mit dem Kontakt b nur während umgekehrter Batteriespeisung verbunden. Die Stromspiegelschaltkreise dienen dazu, Einströmung (oder Ausströmung) an die zweiten Anschlüsse 105 und 105' eines Stromes gleich dem in die ersten Anschlüsse 106 und 106' fließenden (oder aus diesen heraus fließenden) zu ermöglichen. Unter Verwendung ihrer Eigenschaften wird ein Vorstrom (gleich dem zuvor erwähnten Referenzstrom IB) erzeugt, um an die Widerstände 92 und 92' geleitet zu werden.
  • Während normaler Batteriespeisung (d. h. nicht umgekehrter Batteriespeisung) fließt der Strom IB ein durch den Kontakt a der Stromumschalteinrichtungen 103 zu dem ersten Anschluß 106 des Stromspiegels 101, und der Vorstrom IB fließt an den Widerstand 92 (Widerstandswert R&sub9;&sub2;). Als Ergebnis wird am Ausgangspunkt 82 eine Vorspannung VB1 mit einem exakt um IB · R&sub9;&sub2; niedrigeren Wert als die Referenzspannung VBR (-2 bis -3 V) erhalten. Der Referenzstrom IB wird je nachdem, welcher Grad von Vorspannung einzustellen ist, geeignet eingestellt (weil R&sub9;&sub2; ein fester Wert ist). In diesem Fall fließt auf der Seite der Leitung B kein Strom in den ersten Anschluß 106' des Stromspiegelschaltkreises 101', und deshalb fließt ebenfalls kein Vorstrom IB an den zweiten Anschluß 105'. Deshalb tritt die Spannung VBR (-2 bis -3 V) der Referenzspannungsquelle wie sie ist als die Vorspannung VB2 auf.
  • Umgekehrt wird während umgekehrter Batteriespeisung die Stromumschalteinrichtung 103 auf den Kontakt b umgeschaltet. Dadurch fließt der Strom IB an den Widerstand 92', und die Vorspannung auf der Seite der Leitung B fällt auf VBR-IB · R&sub9;&sub2;, ab, und auf der Seite der Leitung A fließt kein Strom an den Widerstand 92, und die Vorspannung VB1 steigt auf VBR an. Dadurch wird die umgekehrte Batteriespeisung realisiert.
  • Fig. 11 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches noch detaillierter den Schaltkreis der Fig. 10 zeigt. Abschnitte, welche jenen in Fig. 10 entsprechen, haben dieselben Bezugsziffern. In Fig. 11 sind die Stromspiegelschaltkreise 101 und 101', die Referenzstromerzeugungseinrichtungen 102 und die Stromumschalteinrichtungen 103 detaillierter gezeigt. Die Referenzstromerzeugungseinrichtung 102 umfaßt den Stromspiegelschaltkreis 101 (worin Strom von den ersten und zweiten Anschlüssen herausfließt), den Transistor 112 und den Widerstand 113 (Widerstandswert Rr). Mit dieser Konstruktion wird der von dem Transistor 112 wegfließende Strom IB zu
  • IB = VBB/Rr
  • und ein Strom, der betragsmäßig gleich dem Strom IB ist, wird an den Stromumschalter geliefert, der das Paar von Transistoren 114 und 115 umfaßt. Die Transistoren 115 und 114 werden an ihren Basen mit einer N/R (Normal/Umgekehrt) Eingabe und einer Schwellwerteingabe Vth beliefert. Während normaler Batteriespeisung ist N/R = "H" (hoch), und ein Strom IB fließt zu der Seite des Transistors 114. Während umgekehrter Batteriespeisung ist N/R = "L" (niedrig), und der Strom IB fließt zur Seite des Transistors 115. Um die Vorspannung VB1 (VB2) auf den gewünschten Wert einzustellen, wird das Verhältnis des Widerstandswertes R&sub9;&sub2; des Widerstandes 92 (92') und des Widerstandswertes Rr des oben erwähnten Widerstandes 113 geeignet ausgewählt.
  • Normalerweise ist die Versorgungsspannung VBB (-48 V) nicht vollständig fest und unterliegt einer gewissen Fluktuation. Deshalb ist es zu bevorzugen, daß sich die Vorspannung ebenfalls in Übereinstimmung mit dieser Fluktuation ändert. In dem Schaltkreis der Fig. 11 wird der Strom IB durch die Versorgungsspannung VBB und den Widerstand 113 (VBB/Rr) bestimmt, und so wird die Fluktuation von VBB die Fluktuation von IB, und der Betrag des Spannungsabfalls am Widerstand 92 (92') verändert sich ebenfalls, so daß die Vorspannung automatisch Fluktuationen von VBB folgen kann. Die Versorgungsspannung VBB ist nicht nur der oben erwähnten Gleichspannungsvariation unterworfen, sondern ist ebenfalls Wechselspannungsrauschen unterworfen, weil es sich um einen Schaltkreis handelt, welcher -48 V verwendet. Die Spiegelschaltkreise 101 und 101' geben Strom proportional der Stromeingabe aus, und das Rauschen des gemeinsamen Punktes VBB wird nicht auf den Stromausgang gegeben. Das heißt, die Spiegelschaltkreise haben hohe Ausgangsimpedanzen mit einer konstanten Stromquelle. Andererseits ist der in den Widerstand 113 fließende Strom aufgrund von Fluktuationen in VBB Rauschen unterworfen. Dieser Wert ist durch VBBN/Rr gegeben (worin VBBN die Rauschspannung von VBB ist). Der hier erzeugte Rauschstrom passiert den Spiegelschaltkreis 111 und die Stromumschalteinrichtung 103, um an den Spiegelschaltkreis 101 (101') angelegt zu werden. Dieser Strom wird mittels des Wechselspannungs-Bypass-Schaltkreises 84 (84') nach Masse E vorgespannt, und die am Punkt 82 (82') erzeugte Spannung wird ausreichend unterdrückt. Die Spannung VBR der Referenzspannungsquelle wird auf eine um eine vorbestimmte Spannung (2 bis 3 V) niedrigere Spannung als Masse gesetzt, so daß VBR selbst nicht fluktuiert. In diesem Fall kann VBR unter Verwendung einer Vielzahl von in Reihe geschalteten Dioden erzeugt werden.
  • Gemäß dem Aspekt der vorliegenden Erfindung, der oben erwähnt wurde, wird ein Vorspannungsschaltkreis realisiert, welcher frei vom Eintritt von Versorgungsspannungsrauschen in den Hauptbatteriespeiseteil ist, und ein Vorspannungsschaltkreis wird realisiert, welcher eine einfache Einstellung der Vorspannung ermöglicht, und des weiteren eine einfache Handhabung umgekehrter Batteriespeisung.
  • Als nächstes wird ein Beispiel eines Batteriespeisestrom- Steuerschaltkreises gegeben, insbesondere eines Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises zum Steuern des Batteriespeisestroms von einem bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis, der in einem Leitungsschaltkreis eines Vermittlungssystems vorgesehen ist.
  • Wie zuvor erwähnt, schließt der Batteriespeiseschaltkreis allgemein einen Operationsverstärker ein. Eine vorbestimmte Vorspannung muß an den Batteriespeiseschaltkreis angelegt werden, damit der Operationsverstärker normal arbeitet. Der Vorspannungsschaltkreis ist vorgesehen, diese Vorspannung zu liefern. Der Vorspannungsschaltkreis setzt die Seite der Leitung B normalerweise auf einen Wert, der um einige Volt niedriger ist als Masse (0 V) und setzt die Seite der Leitung A auf einen Wert, der einige Volt höher ist als die Versorgungsspannung (-48 V) (ebenfalls entgegengesetzte Fälle). Die Existenz dieser Vorspannung von einigen Volt erzeugt ein Bedürfnis danach, daß der Batteriespeisestrom gemäß der Entfernung der Telefonleitungen (Leitungen A und B) zu den Teilnehmertelefonen gesteuert werden kann.
  • Fig. 12 ist eine Ansicht, welche das Konzept eines allgemeinen Batteriespeisesystems zeigt. In der Figur ist TEL ein Teilnehmertelefon und RL ist der Widerstandswert der Telefonleitung und des Telefons TEL, d. h. ein sogenannter Lastwiderstandswert. Der Batteriespeiseschaltkreis führt bezüglich des Lastwiderstandswertes RL einen Batteriespeisevorgang durch. Der Gleichstrombatteriespeise- Widerstandswert ist beispielsweise 220 Ohm. I in der Figur ist der Batteriespeisegleichstrom, und VBB ist eine Versorgungsspannung von beispielsweise -48 V. In Fig. 12 wird die Vorspannung überhaupt nicht erwähnt. Prinzipiell ist Batteriespeisung ohne eine Vorspannung möglich.
  • Jedoch kann im Hinblick auf den Batteriespeiseschaltkreis das Folgende allgemein gesagt werden. Der mit den Anschlüssen der Leitung A und Leitung B, welche die oben erwähnte Telefonleitung bilden, zu verbindende Batteriespeiseschaltkreis muß so konstruiert sein, daß für die Eingangsimpedanz bezüglich des Wechselspannungssignals, gesehen von der Leitung A und der Leitung B, ein vorbestimmter Wert erreicht wird. Diese Eingangsimpedanz kann grob in zwei Typen klassifiziert werden, und die Bedingungen (1), (2) und (3), die zuvor erwähnt wurden, müssen erfüllt sein.
  • Ferner wurden, wie zuvor erwähnt, in den letzten Jahren immer schwerwiegendere Bedingungen an die Inphasensignale gestellt. Es wird verlangt, daß in den Sprachsignalen keine Verzerrung bewirkt wird, selbst wenn der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisestrom I. Daß das Inphasensignal größer wird als der Batteriespeisegleichstrom I, bedeutet, daß der Strom I in der umgekehrten Richtung als normalerweise fließt. Um den Fluß solch eines umgekehrten Stromes zu ermöglichen, war es Praxis, die Vorspannung auf innerhalb einiger Volt (beispielsweise 2 V) einzustellen.
  • Fig. 13 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines allgemeinen Batteriespeisesystems zeigt. Die oben erwähnte Vorspannung, die innerhalb einiger Volt eingestellt ist, ist als eine Batterie von -2 V (Seite der Leitung B) und -2 V (Seite der Leitung A) dargestellt. In der Figur ist zu vermerken, daß der Batteriespeisegleichstromwiderstand um beispielsweise 100 Ohm kleiner geworden ist als im vorspannungslosen Fall der Fig. 12 (220 Ohm → 100 Ohm). Der Grund dafür basiert auf der Tatsache, daß der Widerstandwert kleiner sein muß, um die Reduktion des Batteriespeisestroms I ans Telefon TEL zu kompensieren.
  • Fig. 14 ist ein Graph, welcher die Beziehung zwischen dem Lastwiderstandswert R&sub1; und dem Batteriespeisestrom I zeigt. Je länger die Telefonleitung ist, desto größer ist RL, jedoch würde, falls RL der maximal avisierten Länge beispielsweise 1900 Ohm ist, der minimale garantierte Wert des Batteriespeisestroms zu dieser Zeit auf beispielsweise 20 mA eingestellt. Diese 20 mA werden dadurch sichergestellt, daß in Fig. 13 der Widerstandswert auf 100 Ohm reduziert ist. Jedoch verschiebt sich RL in dem Graphen je mehr nach links in der Figur, je kürzer die Telefonleitungen des Teilnehmers sind. Der Batteriespeisestrom I steigt scharf proportional 1/RL an (strichpunktierte Kurve P). Deshalb ergibt sich der Nachteil eines zu großen Batteriespeisestroms, der zu den Teilnehmern in kurzer Distanz fließt. Um diesen Nachteil zu eliminieren, wurde versucht, die Charakteristika des Batteriespeisestroms I in dem Graphen auf die durchgezogene Kurve Q zu korrigieren. Das heißt, der Batteriespeisestrom I wird auf ungefähr 50 mA für Teilnehmer in kurzer Entfernung unterdrückt. Dadurch wird der Nachteil eines zu großen Batteriespeisestromes eliminiert.
  • Auf der Grundlage des Obigen wurde aus dem Stand der Technik versucht, den Batteriespeisewiderstandswert (entsprechend den 100 Ohm-Werten in Fig. 13) in dem Hauptbatteriespeiseteil variabel zu machen, um die Größe des Batteriespeisestromes I gemäß der Größe des Lastwiderstandswertes RL zu steuern. Jedoch ergaben sich Probleme darin, daß die interne Struktur des Hauptbatteriespeiseteils kompliziert wurde, um gleichzeitig die oben erwähnten Bedingungen in (1), (2) und (3) zu erfüllen, und die Technik, den Batteriespeisewiderstandswert zu verändern, war praktisch schwierig. Der dritte Aspekt der vorliegenden Erfindung wurde im Hinblick auf die obigen Probleme vorgenommen und sieht einen Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreis vor, welcher den Strom leicht und ohne Schwierigkeiten auf ungefähr 50 mA begrenzen kann, und welcher einfach mit anderen optionalen Funktionen, wie etwa umgekehrte Batteriespeisung und Balance/Unbalance-Modus-Funktionen vorgesehen sein kann.
  • Fig. 15 ist eine Ansicht, welche die prinzipiellen Blöcke und peripheren Schaltkreise des Batteriespeisestrom- Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Als die peripheren Schaltkreise sind ein Hauptbatteriespeiseteil 5 und ein Vorspannungsschaltkreis 80 gezeigt. Der Hauptbatteriespeiseteil 5 ist mit Vorspannungseingangsanschlüssen B1 und B2 ausgestattet, welche Vorspannungen VB1 und VB2 (Fig. 10) von dem Vorspannungsschaltkreis 80 und den Batteriespeiseanschlüssen OUT1 und OUT2 empfangen, um den Batteriespeisestrom I über die Leitung A 41 und die Leitung B 42 an die Telefone TEL zu übertragen. Ferner zeigen die Bezugsziffern 15 und 25 in dem Hauptbatteriespeiseteil 5 die zuvor erwähnten Batteriespeisewiderstände. Eine Erläuterung des Eingangs/Ausgangsabschnittes der Sprachsignale (Transformatoren usw.) wird ausgelassen (siehe Fig. 3).
  • Der Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreis 200 gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Erfassungseinrichtung zum Erfassen des Batteriespeisestroms I, eine Erfassungseinrichtung 220 zum Erfassen des Überstrombetrages (I-Ith), wenn der Batteriespeisestrom I oberhalb einem vorbestimmten Wert Ith liegt, und eine Vorspannungssteuereinrichtung 230, welche die Vorspannungen VB1 und VB2 von dem Vorspannungsschaltkreis 80 gemäß dem Überstrombetrag (I-Ith) verändert. Der Betrieb wird unten erläutert.
  • Wie zuvor erwähnt, wurden im Stand der Technik Versuche unternommen, den Batteriespeisestrom I durch Ändern der Widerstandswerte der Batteriespeisewiderstände 15 und 25 in Fig. 15 zu ändern, jedoch werden in der vorliegenden Erfindung die Vorspannungen VB1 und VB2 geändert, um den Batteriespeisestrom I zu ändern. Dieses ermöglicht eine einfache Realisierung des Schaltkreises und ermöglicht ferner eine Realisierung optionaler Funktionen.
  • Fig. 16 ist ein Graph zum Erläutern des Betriebs des Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung. Die obere Hälfte entspricht dem Graph der Fig. 14. Die untere Hälfte zeigt, daß die Vorspannung VB durch die vorliegende Erfindung gesteuert wird. Die Spannung (0 V) der Masse wird durch die strichpunktierte Linie E gezeigt. Die Versorgungsspannung VBB liegt auf der horizontalen Achse. Je näher der Teilnehmer ist, desto kleiner ist der Lastwiderstandswert RL und desto größer ist der Batteriespeisestrom I, jedoch wird durch den Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreis 200, sobald in über einen vorbestimmten Wert Ith ansteigt, wenigstens entweder die Vorspannung VB2 der Seite der Leitung B oder die Vorspannung VB1 der Seite der Leitung A verändert, um die beiden einander näher zu bringen, und den Batteriespeisestrom I mittels Steuerung zu reduzieren. Fig. 16 zeigt den Fall, daß sowohl VB1 als auch VB2 einander näher gebracht werden.
  • Fig. 17 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel des Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises und peripherer Schaltkreise gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Zuerst wird im Hinblick auf die Gesamtkonstruktion des Schaltkreises der Figur der Hauptbatteriespeiseteil 5 einfach als die Batteriespeisewiderstände 11 und 12, die Batteriespeiseanschlüsse OUT1 und OUT2 und die Vorspannungseingangsanschlüsse B1 und B2 gezeigt. Der Vorspannungsschaltkreis 80 ist mit den Elementen gezeigt, die die in Fig. 11 verwendeten Bezugsziffern haben. Die Batteriespeisestrom-Erfassungseinrichtung 210 ist mit den Elementen gezeigt, die die Bezugsziffern 211 bis 215 haben. Die Überstromerfassungseinrichtung 220 ist mit den Elementen gezeigt, die die Bezugsziffern 221 bis 224 haben. Ferner ist die Vorspannungssteuereinrichtung 230 mit den Elementen gezeigt, die die Bezugsziffern 231 bis 237 und 36 bis 39 haben.
  • Die Batteriespeisestrom-Erfassungseinrichtung 210 kann eine sein, welche in der Lage ist, die Größe des Batteriespeisestroms I zu finden, jedoch wird in diesem Ausführungsbeispiel der an den Erfassungswiderständen 214 und 215 durch den Strom I bewirkte Spannungsabfall mittels der Spannung/Stromkonverter (VI) 211 und 212 in Stromwerte umgewandelt, und die Ergebnisse werden mit einem Strommischer (CMIX) 213 zur Verwendung als der Erfassungsstrom i gemischt. Dieses i ist proportional dem Batteriespeisestrom I. Dieser Erfassungsstrom i wird aus dem ersten Anschluß (224) des Stromspiegelschaltkreises 222 (rechts oben in der Figur) herausfließen gelassen. Die Spannung/Stromkonverter 211 und 212 sind auf der Seite 41 der Leitung A und der Seite 42 der Leitung B vorgesehen, und die Ergebnisse werden von dem Mischer 213 gemischt, um die zuvor erwähnten Inphasensignale auszulöschen.
  • Der Erfassungsstrom i wird an den ersten Anschluß (224) des sechsten Stromspiegelschaltkreises (CM6) 222 angelegt, welcher einen Teil der Überstromerfassungseinrichtung 220 bildet. Eine Konstantstromquelle 221 ist an den zweiten Anschluß 223 angeschlossen, und ein Konstantstrom ith, der proportional dem oben erwähnten, vorbestimmten Wert Ith des Batteriespeisestroms I ist, wird ständig heraus fließen gelassen. Wenn der Batteriespeisestrom I den vorbestimmten Wert Ith um den Überstrombetrag ΔI (= I-Ith) überschreitet, wird ein Überstrom Δi (=i-ith) entsprechend demselben erzeugt. Dieses Δi ist ein Steuerfaktor für die Vorspannungssteuerung, d. h. die Batteriespeisestromsteuerung. Es werden Stromspiegelschaltkreise verwendet, weil sie in sich selbst eine hohe Ausgangsimpedanz aufweisen und effektiv zum Unterdrücken des Eintretens von Versorgungsspannungsrauschen in die Vorspannungsschaltkreisseite sind.
  • Der oben erwähnte Überstrom Ai wird für die Steuerung der Vorspannung wie folgt verarbeitet. Zuerst wird der Überstrom Ai in den ersten Anschluß 234 des fünften Stromspiegelschaltkreises (CM5) gezogen, welcher einen Teil der Vorspannungssteuereinrichtung 230 bildet. Ein Strom, welcher einen gleichen Betrag wie Ai hat, wird als der Steuerstrom ic verwendet und in den zweiten Anschluß 232 gezogen, um den Strom und den Spannungszustand in dem Vorspannungsschaltkreis 80 zu verändern.
  • Der Vorspannungsschaltkreis 80 hat auf der Seite der Vorspannungssteuerungseinrichtung 230 einen dritten Stromspiegelschaltkreis (CM3) 111, welcher die Stromquelle bildet, einen Transistor 112, einen Widerstand 113 und einen Puffertransistor 133 und hat auf der Seite des Hauptbatteriespeiseteils 5 einen ersten Stromspiegelschaltkreis (CM1) 101, einen Widerstand 92 und einen Spannungsfolgerschaltkreis 94 (alles für die Leitung A) und dieselben Elemente 101', 92' und 94' (alle für die Leitung B). Auf der Seite der Leitung A 41 ist die Referenzspannungsquelle der Referenzspannung VBR mit einem Ende des Widerstandes 92 verbunden. Dieses VBR wird auf einem konstanten Wert zwischen -2 bis -3 V gehalten, was 2 bis 3 V niedriger ist als die Massespannung. Wenn der Widerstandswert des Widerstandes 92 gleich R&sub9;&sub2; ist, wird der um IB · R&sub9;&sub2; niedrigere Wert als VBR die Vorspannung VB1 und wird an den Vorspannungseingangsanschluß B1 über den Spannungsfolgerschaltkreis 94 angelegt. Der Strom IB ist nun der Strom, welcher in dem zweiten Anschluß 105 des Stromspiegelschaltkreises 101 fließt und ist äquivalent dem Strom, der in den ersten Anschluß 106 fließt. Der Strom, welcher in den ersten Anschluß 106 fließt, ist der Strom IB, welcher den Transistor 114 passiert (der Transistor 115 ist aus) und wird von dem zweiten Anschluß 116 des dritten Stromspiegelschaltkreises 111 übertragen. Dieser Strom ist gleich dem an der Seite des ersten Anschlusses 117 erzeugten Strom. Dies ist der Strom, welcher durch den Transistor 112 fließt und eine Größe von VBB/R&sub1;&sub3;&sub9; hat (R&sub1;&sub3;&sub9; ist der Widerstandswert des Widerstandswertes 139). Die obige Erläuterung wurde unter Bezugnahme auf die Seite der Leitung A 41 gemacht und auf der Seite der Leitung B 42 ist der Transistor 115 aus, und es fließt überhaupt kein Strom an den ersten Anschluß 106' des zweiten Stromspiegelschaltkreises 101', so daß auch kein Strom an den zweiten Anschluß 105' fließt, kein Spannungsabfall an dem Widerstand 92' vorhanden ist und die Spannung VBR die Vorspannung VB2 ist, wie sie ist. Dieser Zustand ist äquivalent dem Zustand in der unteren Hälfte des Graphen der Fig. 16, wo VB1 und VB2 auf vorbestimmten konstanten Werten gehalten werden (wenn I kleiner ist als Ith).
  • Wenn der Lastwiderstandswert RL kleiner wird und der Batteriespeisestrom um AI größer wird als Ith, wird der zuvor erwähnte Steuerstrom ic in die Vorspannungssteuereinrichtung 230 gezogen. Deshalb wird der Strom IB vom Stromspiegel (CM3) 111 auf IE-ic reduziert. Der reduzierte Strom IB-ic erreicht den Stromspiegelschaltkreis 101 von dem Transistor 114, und der Spannungsabfall am Widerstand 92 wird um ic · R&sub9;&sub2; kleiner als zuvor. Das heißt, die Vorspannung VB1 steigt um ic · R&sub9;&sub2; an (siehe den Anstieg von VB1 in Fig. 16).
  • Andererseits empfängt der dritte Anschluß 232 des fünften Stromspiegelschaltkreises (CM5) 231 im Hinblick auf die Seite der Vorspannung VB2 eine Einströmung eines Stromes (Ai, d. h. äquivalent ic), der von dem ersten Anschluß 237 des vierten Stromspiegelschaltkreises (CM4) 235 über den Transistor 139 herausfließt. Deshalb fließt ic aus dem zweiten Anschluß 236 des Stromspiegelschaltkreises 235 heraus, passiert den Transistor 136 (der Transistor 137 ist aus) und fließt in den Stromspiegelschaltkreis 101' in den Vorspannungsschaltkreis 80. Deshalb tritt ein Spannungsabfall von ic · R&sub9;&sub2;v an dem Widerstand 92' (Widerstandswert von R92') auf, was einen Abfall in VB2 des Graphen der Fig. 16 bewirkt.
  • Die obige Erläuterung betraf die grundlegende Operation des Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises. Zusätzlich können die Funktionen umgekehrte Batteriespeisung und Balance- Unbalance-Modus gehandhabt werden. Umgekehrte Batteriespeisung, wie zuvor erwähnt, bezieht sich auf die Umkehrung der Richtung des Stromes (A → B) von dem normalen Fluß des Batteriespeisegleichstromes in von der Leitung B 42 an die Leitung A 41 und wird im Falle der Bereitstellung von hochgradigen Diensten, wie etwa automatische Beendigung, verwendet. Um den Strom in umzukehren, wird ein Stromschalter von den Transistoren 114 und 115 gebildet, und diese werden selektiv durch eine N/R (Normal/Umgekehrt) -Eingabe ein- und ausgeschaltet. Während normaler Batteriespeisung (N) ist N/R = "L" und der Transistor 114 ist an (der Transistor 115 ist aus) . Während umgekehrter (R) Batteriespeisung ist der Transistor 115 an (der Transistor 114 ist aus) und die Pegel von VB1 und VB2 im Graphen der Fig. 16 sind umgekehrt.
  • Um mit dieser umgekehrten Batteriespeisung umzugehen, sind ebenfalls in der Vorspannungssteuerungseinrichtung 230 Transistoren 136 und 137 gebildet, welche einen Stromumschalter bilden. Der zuvor erwähnte Strom ic, der durch den Transistor 136 fließt, wird auf den Transistor 137 während der umgekehrten Batteriespeisung umgeschaltet (der Transistor 136 wird ausgeschaltet).
  • Der Balance-Unbalance-Modus bedeutet den Modus, die Vorspannungen VB1 und VB2 balanciert oder unbalanciert zu machen. Die oben erläuterten Operationen betrafen alle den Balancemodus.
  • Fig. 18 ist ein Graph zum Erläutern des Unbalance-Modus und entspricht der oben erwähnten Fig. 3. In dem Graphen der Fig. 17 werden die Vorspannungen VB1 und VB2 in derselben Weise geändert, jedoch wird in dem Unbalance-Modus der Fig. 18 die Vorspannung VB2 belassen, wie sie ist, und allein die Vorspannung VB1 wird angehoben, um den Batteriespeisestrom in auf den vorbestimmten Wert Ith zu drücken. Um diesen Unbalance-Modus zu realisieren, braucht der durch den Transistor 114 fließende Strom nur von IB-ic in dem zuvor erwähnten Balancemodus auf IB-2ic gesetzt zu werden, wobei diese Erklärung unter Bezugnahme auf den Fall einer normalen Batteriespeisung vorgenommen wird. Das heißt, es ist lediglich nötig, den Betrag des Spannungsanstiegs durch den Widerstand 92 und ic · R&sub9;&sub2; auf 2ic · R&sub9;&sub2; anzuheben. Andererseits ist es auf der Seite der Leitung B lediglich erforderlich, den in den Stromspiegelschaltkreis 105' im Balancemodus fließenden Strom zu Null zu verändern. Das heißt, es ist lediglich erforderlich, den Spannungsabfall aufgrund des Widerstandes 92' zu Null zu machen. Deshalb sind die Transistoren 138 und 139 vorgesehen, welche einen Stromumschalter bilden, und durch die U/B(Unbalance/Balance)- Eingabe selektiv ein- und ausgeschaltet werden. Im Balancemodus ist die U/B-Eingabe "L", der Transistor 139 ist an, und der Transistor 138 ist aus, und so sind die Bedingungen dieselben wie die vorangehende Erläuterung des Betriebs. Wenn andererseits U/B "H" wird und in den Unbalancemodus eingetreten wird, schaltet der Transistor 138 ein und der Transistor 139 schaltet aus. Nachdem der Transistor 139 ausschaltet, wird der zuvor erwähnt Strom, der aus dem ersten Anschluß 237 des Stromspiegelschaltkreises (CM4) 235 fließt (Ai, d. h. betragsmäßig äquivalent zu ic), zu 0, und der an den Stromumschalter (136 und 137) gelieferte Strom wird zu Null. Dadurch wird die oben erwähnte Bedingung, den Spannungsabfall durch den Widerstand 92' zu Null zu machen, erfüllt. Weil der Transistor 138 einschaltet, wenn der Transistor 139 ausschaltet, wird der Steuerstrom vom Stromspiegel 111 die Summe des ic, der in den dritten Anschluß 233 des Stromspiegels 231 hineinfließt, und von ic, der in den zweiten Anschluß 232 davon ursprünglich hineinfließt, d. h. verdoppelt sich auf 2ic. Deshalb fällt der durch den Transistor 133 und den Transistor 134 fließende Strom (während normaler Batteriespeisung) von IB-ic des Balancemodus auf IB-2ic. Dieses resultiert in der zuvor erwähnten Bedingung, den Strom IB-2ic erfüllen zu lassen, und bildet den Unbalancemodus. Im Unbalancemodus ist es möglich, einen beträchtlich großen Spannungsabstand zwischen der Vorspannung VB1 der Leitung A und der Versorgungsspannung VBB zu bilden, und im Falle der Fig. 18 den Pegel bezüglich der Versorgungsspannung VBB (-48 V) auf beispielsweise -24 V anzuheben. Dieses bewirkt eine Verringerung der Energieaufnahme des Batteriespeiseschaltkreises usw. Jedoch wird mit einer Reduzierung von -48 V auf -24 V (Reduzierung des Spannungswertes) mittels Widerstandsspannungsteilung ein Leistungsverlust (Wärmeerzeugung) durch die Spannungsteilerwiderstände bewirkt, so daß dieses bedeutungslos ist. Deshalb ist es für die Reduzierung des Wertes von -48 V nach -24 V erforderlich, einen Konverter mit geringen Leistungsverlusten, wie etwa einen sogenannten DC- DC-Konverter zu verwenden.
  • Wie oben erwähnt, ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, den Batteriespeisestrom relativ einfach ohne weitere Steuerung des Hauptbatteriespeiseteils zu steuern, und es ist möglich, einen überhöhten Batteriespeisestrom, der im Fall von Teilnehmern in kurzer Distanz bewirkt wird, zu unterdrücken. Ferner ist es möglich, mit Leichtigkeit eine umgekehrte Batteriespeisung und Balance/Unbalance- Modusfunktionen zu realisieren.
  • Als nächstes wird eine Erläuterung eines Batteriespeisestrom- Überwachungsschaltkreises gegeben, spezieller eines Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreises zum Überwachen des Batteriespeisestroms von einem in einem Leitungsschaltkreis eines Vermittlungssystems vorgesehenen Batteriespeiseschaltkreis.
  • Ein Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreis (im folgenden einfach Überwachungsschaltkreis genannt) überwacht den Batteriespeiseschaltkreis von einem Hauptbatteriespeiseteil, um zusammen mit einem Abtaster (SCN) zu erfassen, ob der Hörer abgenommen oder aufgelegt ist, oder Wählimpulse, und um zusammen mit einer Alarmeinrichtung (ALM) einen Massefehler, eine falsche Verbindung mit der Batterie, und andere Anomalitäten zu erfassen. Zusätzlich erfaßt er, wenn der Batteriespeisestrom zu groß ist (wenn beispielsweise die Entfernung zum Teilnehmer kurz ist), und unterdrückt den Strom und führt eine breite Vielzahl von anderen Funktionen durch.
  • Der wichtigste Abschnitt des Überwachungsschaltkreises ist der Abschnitt, welcher den Batteriespeisestrom erfaßt, es ist jedoch erforderlich, nicht nur den Strom in Vorwärtsrichtung zu erfassen, sondern auch den Strom in Rückwärtsrichtung, weil es, wie zuvor erwähnt, erforderlich ist, zu garantieren, daß das normale Sprachsignal sich in seiner Qualität selbst dann nicht verschlechtert, wenn der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisestrom. Deshalb ist es nicht nur erforderlich, daß der Batteriespeiseschaltkreis selbst eine bidirektionale Batteriespeisung sowohl in der Vorwärtsals auch der Rückwärtsrichtung durchführen kann, sondern daß auch der Überwachungsschaltkreis eine bidirektionale Stromerfassung sowohl in der Vorwärts- als auch der Rückwärtsrichtung durchführen kann. Ferner ist es erforderlich, eine Stromerfassung in der Vorwärts- und Rückwärtsrichtung selbst dann durchzuführen, wenn die Durchführung von umgekehrter Batteriespeisung betrachtet wird.
  • Fig. 19 ist eine Darstelltung, welche ein allgemeines Vermittlungssystem zeigt, worin der Hauptbatteriespeiseteil 5 einen Batteriespeisestrom in über die Leitung A 41 und die Leitung B 42 von den Batteriespeiseanschlüssen OUT1 und OUT2 an ein Teilnehmertelefon TEL sendet. Der Hauptbatteriespeiseteil 5 schließt einen Operationsverstärker ein und empfängt für seinen ordnungsgemäßen Betrieb eine Vorspannung von einem Vorspannungsschaltkreis 80 über die Vorspannungseingangsanschlüsse B1 und B2. Es wird vermerkt, daß der Eingangs-Ausgangsabschnitt des ursprünglichen Sprachsignals AC geeignet gewählt wird. In der Figur wird der rechts vom Vorspannungsschaltkreis 80 als Transformator gezeichnete Abschnitt als Eingabe-Ausgabeabschnitt verwendet.
  • Der Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreis ist der Block, der durch die Bezugsziffer 300 dargestellt wird, und ist an seinem Eingangsabschnitt mit Erfassungswiderständen 311 und 312 versehen, durch welche der Batteriespeisestrom in geleitet wird. Wie zuvor erwähnt, führt der Überwachungsschaltkreis 300 verschiedene Funktionen in Kooperation mit der anderen Gerätegruppe durch. Die andere Gerätegruppe ist als der Abtaster 170, Alarmeinrichtung 180 usw. gezeigt.
  • Fig. 20 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches ein Beispiel eines herkömmlichen Überwachungsschaltkreises zeigt und lediglich die Seite der Leitung A zeigt. Die Seite der Leitung B hat dieselbe Konstruktion. Wie in der Figur gezeigt, umfaßt der herkömmliche Überwachungsschaltkreis 300 zwei Transistoren Q1 und Q2, eine Konstantstromquelle CI, einen Erfassungswiderstand 311 und einen Spannungs/Stromumwandlungswiderstand 321. An der Peripherie befinden sich der Hauptbatteriespeiseteil 5, der Batteriespeiseanschluß OUT1 und die in Fig. 19 gezeigte Leitung A 41. Wenn ein normaler Batteriespeisestrom If an den Erfassungswiderstand 311 fließt, wird die dort erzeugte Spannung V von dem Transistor Q1 mittels einer hohen Impedanz erfaßt. Die Emitterbasisspannung wird durch den Transistor Q2 kompensiert, dann wird die oben erwähnte Spannung V am Emitter des Transistors Q2 erzeugt. Als Ergebnis fließt ein Erfassungsstrom if proportional zur Spannung V an den Spannungs/Stromumwandlungswiderstand 321. Dieser wird ferner an die kooperierende Gerätegruppe 170, 180 usw. angelegt. Die Versorgungsspannung VBB ist beispielsweise -48 V, und dann fließt ein Strom immer von der Konstant-Stromquelle 01, um den Transistor Q1 konstant in Betrieb zu halten. Ferner ist if durch die folgende Formel gegeben:
  • if = R&sub3;&sub1;&sub1;/R&sub3;&sub1;&sub2; · If
  • worin R&sub3;&sub1;&sub1; und R&sub3;&sub1;&sub2; die Widerstandswerte der Widerstände 311 bzw. 312 sind.
  • In dem Überwachungsschaltkreis der Fig. 20 fließt der Erfassungsstrom if vom Kollektor des Transistors Q2 durch den Emitter für die gewünschte Überwachung. Jedoch ist eine starke Wechselspannungsinduktion vorhanden. Wenn der Inphasensignalstrom darauf basierend größer wird als der Batteriespeisestrom in, fließt ein Strom Ir in der umgekehrten Richtung. In diesem Fall muß der Transistor Q2 einen umgekehrten Erfassungsstrom ir hindurchfließen lassen. Jedoch kann der Transistor nur Strom in einer Richtung fließen lassen, so daß ir nicht erfaßt werden kann. Selbst wenn separate Transistoren Q1 und Q2 oder ähnliches parallel zum Fließenlassen von Strom in der umgekehrten Richtung vorgesehen wären, wäre eine Begrenzung des Spannungsbereiches V in der Praxis vorhanden, und dieses wäre somit nicht praktikabel. Letztlich besteht ein Problem, daß in herkömmlichen Überwachungsschaltkreisen eine Stromerfassung sowohl in der Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung schwierig ist.
  • Der vierte Aspekt der vorliegenden Erfindung wurde im Hinblick auf dieses Problem gemacht und stellt einen Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreis zur Verfügung, welcher einen Batteriespeisestrom sowohl in der Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung handhaben kann.
  • Fig. 21 ist eine Darstellung, welche prinzipielle Abschnitte des Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. In der Figur umfaßt der Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreis 300 eine Batteriestromerfassungseinrichtung 320, welche den Hauptteil des Schaltkreises bildet, sowie eine Erfassungsstrom- Verarbeitungseinrichtung 330, welche die erforderliche Verarbeitung des Erfassungsstromes durchführt, die dort zur Überwachung erfaßt wird. Die Batteriespeisestrom- Erfassungseinrichtung 320 umfaßt einen ersten Operationsverstärker 322 und einen zweiten Operationsverstärker 323, deren nicht-invertierende Eingänge mit den jeweiligen Enden des Erfassungswiderstandes 311 verbunden sind, einen ersten Emitterfolgerschaltkreis 324, der einen NPN-Transistor 325 und einen PNP-Transistor 326 umfaßt, deren erste Basen verbunden sind, und deren erste Emitter mit dem Ausgang des ersten Verstärkers 322 verbunden sind, einen zweiten Emitterfolgerschaltkreis 327, mit einem NPN-Transistor 328 und PNP-Transistor 329, deren zweite Basen miteinander verbunden sind, und deren zweite Emitter gemeinsam mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers 323 verbunden sind, und einen Spannung/Stromumwandlungswiderstand 321, der zwischen die miteinander verbundenen ersten Emitter, die mit dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers 322 verbunden sind, und die miteinander verbundenen zweiten Emitter geschaltet ist, die mit dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 232 verbunden sind, und welcher die Spannung zwischen den ersten und zweiten Emittern in Strom umwandelt. Diese Einrichtung erhält einen Erfassungsstrom if in Vorwärtsrichtung durch den NPN-Transistor 328 und den PNP-Transistor 326 und erhält einen Erfassungsstrom ir in Rückwärtsrichtung durch den PNP- Transistor 329 und den NPN-Transistor 325 und liefert diese Erfassungsströme if und ir an die Erfassungsstrom- Verarbeitungseinrichtung 330. Der Betrieb derselben ist wie folgt:
  • Wenn ein normaler Batteriespeisestrom If in Vorwärtsrichtung fließt, werden Spannungen V&sub0; und V&sub1; (V&sub1; < V&sub0;) über dem Erfassungswiderstand 311 erzeugt. Diese Spannungen V&sub0; und V&sub1; treten an den zwei Enden des Umwandlungswiderstandes 321 (Widerstandswert R&sub3;&sub2;&sub1;) auf, wie sie sind, durch die ersten und zweiten Operationsverstärker 322 und 323 mit hohen Impedanzen. Hier wird der V&sub1;-V&sub0;/R&sub3;&sub2;&sub1; Erfassungsstrom if [= R&sub3;&sub1;&sub1;/R&sub3;&sub2;&sub1; · If] durch die Transistoren 328 und 326 an den ersten und zweiten Emitterfolgerschaltkreisen 324 und 327 erhalten.
  • Im allgemeinen hat ein Emitterfolgerschaltkreis keine Spannungsverstärkung, hat jedoch eine hohe Stromverstärkung und ferner einen Kollektor, der direkt mit der Versorgungsspannung verbunden ist. In der vorliegenden Erfindung ist der Kollektor nicht direkt mit der Stromversorgung verbunden, sondern ist direkt mit der Stromverarbeitungseinrichtung 330 verbunden. Wenn andererseits der Batteriespeisestrom Ir in Rückwärtsrichtung fließt, kehren sich die über dem Erfassungswiderstand 311 auftretenden Spannungen V&sub0; und V&sub1; um zu V&sub1; < V&sub0;, und der zu dem Umwandlungswiderstand 321 fließende Erfassungsstrom kehrt sich von if nach ir um. Zu dieser Zeit fließt ein Erfassungsstrom ir durch die Transistoren 325 und 329 an den ersten und zweiten Emitterfolgerschaltkreis 324 und 327.
  • Fig. 22 ist eine Ansicht, welche ein Ausführungsbeispiel des Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Der in Fig. 21 als die Batteriespeisestrom-Erfassungseinrichtung 320 gezeigte Abschnitt ist nicht nur auf der Seite der Leitung A 41 gezeigt, sondern ebenfalls auf der Seite der Leitung B 42 als 320'. Der Erfassungswiderstand des Eingangsabschnittes ist durch 311' gezeigt. Die Erfassungsströme ifa und ifb in Vorwärtsrichtung und die Erfassungsströme ira und irb in Rückwärtsrichtung werden mittels der Erfassungseinrichtung 320 und 320' auf der Seite der Leitung A und der Seite der Leitung B an die Erfassungsstrom-Verarbeitungseinrichtung 330 gegeben. Die Erfassungsstrom-Verarbeitungseinrichtung 330 ist mit sieben Stromspiegelschaltkreisen (CM1 bis CM7) 410 bis 470 versehen. Diese führen die erforderlichen Additions- und Subtraktionsoperationen durch und liefern ferner den addierten oder subtrahierten Erfassungsstrom durch die Absolutwertschaltkreise (ABS1 und ABS2) 510 und 520 und die Komparatorschaltkreise 530 und 540 an den Abtaster (SCN) und die Alarmeinrichtung (ALM).
  • Hier wird die Bedeutung der Additions- und Subtraktionsoperationen der Stromspiegelschaltkreise 410 bis 470 geklärt. Additions- und Subtraktionsoperationen sind erforderlich, wenn der zuvor erwähnte, schädliche Innphasensignalstrom zu groß wird, um denselben zu eliminieren.
  • Fig. 23(1), (2), (3), (4) und (5) sind Darstellungen, welche die Erfassungsströme und die verarbeiteten Wellenformen davon zeigen, die Inphasensignale begleiten. Fig. 23(1) zeigt die Überlagerung eines exzessiv großen Inphasensignalstromes, welcher ib überschreitet, auf den Batteriespeisegleichstrom auf der Seite der Leitung B 42 (Erfassungsstrom ib) und das Auftreten des Erfassungsstroms (irb) in Rückwärtsrichtung und des Erfassungsstroms ifb in Vorwärtsrichtung. Fig. 23(2) zeigt die Überlagerung des ekzessiv großen Inphasensignalstroms auf den Batteriespeisegleichstrom auf der Seite der Leitung A 41 (Erfassungsstrom ia) und das Auftreten des Erfassungsstroms ifa in Vorwärtsrichtung und des Erfassungsstroms ira in Rückwärtsrichtung. Diese Inphasensignalstromkomponenten würden eine genaue Überwachung des Batteriespeisestroms behindern, und so wird eine Verarbeitung durchgeführt, um gerade die reine Batteriespeisestromkomponente (ia+ib), wie in Fig. 23(5) gezeigt, zu extrahieren. Für diese Verarbeitung werden zuerst die Erfassungsströme in Vorwärtsrichtung der Seite der Leitung A 41 und der Seite der Leitung B 42 addiert. Diese Additionsoperation (ifa+ifb) ergibt die verarbeiteten Wellenformen der Fig. 23 (3). In diesen verarbeiteten Wellenformen entsprechen die hervortretenden Wellenformen von u, v und w (unerwünschte Wellenformen) u, v und w der Fig. 23(1) und (2).
  • Als nächstes werden die Erfassungsströme in Rückwärtsrichtung der Seite der Leitung A 41 und der Seite der Leitung B 42 addiert. Dieser Additionsvorgang (ira+irb) ergibt die verarbeiteten Wellenformen der Fig. 23 (4). Die verarbeiteten Wellenformen sind die oben erwähnten, unerwünschten Wellenformen u, v, w usw.
  • Deshalb werden die Wellenformen der Fig. 23(4) von den Wellenformen der Fig. 23(3) entfernt, um die gewünschte Batteriespeisestromkomponente der Fig. 23(5) zu extrahieren. Wird dieses als Additions/Subtraktionsverarbeitung angesehen, ist es äquivalent der Operation:
  • (ifa+ifb) - (ira + irb) (9)
  • Diese Operation wird von der Erfassungsstrom- Verarbeitungseinrichtung 330 durchgeführt. Der erste Term der obigen Formel (9), d. h. (ifa+ifb) wird als die Summe der aus den zweiten Anschlüssen 412 und 422 der Stromspiegelschaltkreise 410 und 420 in Fig. 22 heraus fließenden Ströme ausgegeben, während der zweite Term der obigen Formel (9), d. h. - (ira+irb) als die Summe der in die zweiten Anschlüsse 462 und 472 der Stromspiegelschaltkreise 460 und 470 hineinfließenden Ströme ausgegeben wird. Die Stromspiegelschaltkreise bewirken einen Strom, der betragsmäßig gleich den Strömen ist, die in die ersten Anschlüsse 411 bis 471 hinein- oder heraus fließend, um aus den entsprechenden zweiten Anschlüssen 412 bis 472 heraus- oder hineinzufließen. In gleicher Weise bewirken sie Ströme, die gleich denen sind, um aus den dritten Anschlüssen 413, 423 und 443 heraus und in den dritten Anschluß 473 hineinzufließen. Deshalb tritt am Port 560 (ifa+ifb) - (ira + irb) auf, was der Fig. 23(5) entspricht. Der Absolutwert des Stromes des Ports 560 wird am Absolutwertschaltkreis 510 erhalten. Wenn der Komparatorschaltkreis 530 erfaßt, daß er größer ist als ein vorbestimmter, eingestellter Wert, wird befunden, daß ein Batteriespeisestrom vorliegt. Der Absolutwert wird am Absolutwertschaltkreis 510 (desgleichen für 520) verwendet, um umgekehrte Batteriespeisung handzuhaben.
  • Fig. 24(1), (2), (3), (4) und (5) sind Ansichten, welche den Erfassungsstrom und seine verarbeiteten Wellenformen, die Massefehlerunfälle begleiten, zeigen. Die Figuren zeigen das Beispiel eines Massefehlerunfalles, der auf der Seite der Leitung A 41 auftritt. Der Strom zur Zeit des Auftretens des Massefehlers erscheint am Port 550 der Fig. 22 und wird durch den Absolutwertschaltkreis 520 (um ebenfalls eine Anlegung an Widerstandsbatteriespeisung zu ermöglichen) und den Komparatorschaltkreis 540 ausgegeben, um die Alarmeinrichtung (ALM) zu steuern.
  • In Fig. 24(1) ist die Batteriespeisestromkomponente 0 (ib = 0), jedoch ist nur die Inphasensignalkomponente sichtbar. In Fig. 24(2) ist die Inphasensignalkomponente überlagert, und ifa und ira werden gebildet. Die Differenz zwischen den Strömen (ifa-ifb) in Vorwärtsrichtung sind enthalten, die Wellenform der Fig. 24(3) wird erhalten, und die Inphasensignalkomponente wird betont. Ferner wird die Differenz zwischen den Strömen (irb-ira) in Rückwärtsrichtung genommen (siehe Fig. 24(4)), auf die Wellenform der Fig. 24(3) angewendet und die Inphasensignalkomponente ferner betont (siehe Fig. 24 (5)). Diese Wellenform von (5) ermöglicht eine Erfassung des Auftretens von Massefehlern. Diese werden durch die Operation
  • (ifa-ifb) + (irb-ira) (10)
  • erfaßt. Der erste Ausdruck in Formel (2), d. h. (ifa' äifb) wird durch die Kombination des Stroms ifa von dem dritten Anschluß 413 des Stromspiegelschaltkreises 410 in Fig. 22 und des Stroms irb an den zweiten Anschluß 452 des Stromspiegelschaltkreises 450 gefunden, während der zweite Ausdruck, d. h. (irb-ira), durch die Kombination des Stroms irb von dem dritten Anschluß 443 des Stromspiegelschaltkreises 440 in Fig. 22 und des Stroms ira an den dritten Anschluß 473 des Stromspiegelschaltkreises 470 gefunden wird. Diese treten am Port 550 auf. Wenn der Komparatorschaltkreis 540 erfaßt, daß der Absolutwert (mittels des Schaltkreises 520) einen vorbestimmten Wert überschreitet, wird die Alarmeinrichtung (ALM) benachrichtigt.
  • Fig. 25 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines Stromspiegelschaltkreises vom Einströmungstyp zeigt, und Fig. 26 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines Stromspiegelschaltkreises vom Ausströmungstyp zeigt. Fig. 27 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel mit noch mehr Anschlüssen als in Fig. 26 zeigt. Die Konstruktion ist jedoch dieselbe wie in Fig. 25, selbst wenn die Anzahl von Anschlüssen vergrößert ist.
  • Wie oben erwähnt, wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreis realisiert, welcher nicht nur einen Batteriespeisestrom in Vorwärtsrichtung handhaben kann, sondern auch in Rückwärtsrichtung.
  • Als nächstes wird ein Stromerfassungsschaltkreis erläutert, spezieller ein Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis zum Erfassen des Batteriespeisestroms von einem bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis, der in einem Leitungsschaltkreis eines Vermittlungssystems vorgesehen ist.
  • Der Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis kooperiert mit einem normalen Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreis, um den Batteriespeisestrom von dem Hauptbatteriespeiseteil zu überwachen, um den Zustand "Hörer aufgelegt", den Zustand "Hörer abgenommen" und Wählpulse zusammen mit dem Abtaster (SCN) zu erfassen und um Massefehler zu erfassen, falsche Verbindungen mit der Batterie und andere Anomalitäten zusammen mit der Alarmeinrichtung (ALM). Zusätzlich erfaßt er, wenn der Batteriespeisestrom zu groß ist (beispielsweise, wenn die Entfernung zum Teilnehmer kurz ist) und unterdrückt den Strom und führt eine breite Vielzahl von anderen Funktionen durch.
  • In dem Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis ist es erforderlich, nicht nur den Strom in Vorwärtsrichtung zu erfassen, sondern auch den Strom in Rückwärtsrichtung, weil es, wie zuvor erwähnt, erforderlich ist zu garantieren, daß das normale Sprachsignal sich in seiner Qualität selbst dann nicht verschlechtert, wenn der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisestrom. Ferner ist es erforderlich, eine Stromerfassung in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung selbst dann durchzuführen, wenn die Durchführung von umgekehrter Batteriespeisung betrachtet wird.
  • Fig. 28 ist eine Ansicht, welche ein allgemeines Vermittlungssystem darstellt, worin der Hauptbatteriespeiseteil 5 einen Batteriespeisestrom in über die Leitung A 41 und die Leitung B 42 von den Batteriespeiseanschlüssen OUT1 und OUT2 an ein Teilnehmertelefon TEL sendet. Der Hauptbatteriespeiseteil 5 schließt einen Operationsverstärker ein und empfängt für seinen geeigneten Betrieb eine Vorspannung an einem Vorspannungsschaltkreis 80 über die Vorspannungs- Eingangsanschlüsse B1 und B2. Es wird vermerkt, daß der Eingangs-Ausgangsabschnitt des ursprünglichen Sprachsignals AC geeignet gewählt wird. In der Figur wird der als Gleichspannungsabblockkondensator und als mit den Anschlüssen OUT1 und OUT2 verbundene Transformator gezeichnete Abschnitt als der Eingangs-Ausgangsabschnitt verwendet.
  • Der Batteriespeise-Erfassungsschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung ist der durch die Bezugsziffer 600 dargestellte Block (entsprechend 320 in Fig. 21) und ist an seinem Eingangsabschnitt mit Erfassungswiderständen 311 und 312 verbunden, durch welche der Batteriespeisestrom 1 hindurchgeleitet wird. Der Erfassungsschaltkreis 600 führt verschiedene Funktionen in Kooperation mit der Erfassungsstrom-Verarbeitungseinrichtung usw. durch und steuert z. B. den Abtaster 170, die Alarmeinrichtung 180 usw.
  • Dieser Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis 600 wurde in Fig. 21 mit der Bezugsziffer 320 gezeigt und wird mittels eines Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreises für Vorwärts- und Rückwärtsrichtung realisiert. Der Schaltkreis 320 in Fig. 21 hat jedoch als wesentliche Elemente die Operationsverstärker 322 und 323. Allgemein erfordern jedoch Operationsverstärker Kapazitäten zur internen Kompensation. Die Bildung von Kondensatoren auf LSIs führt zu einem Anwachsen der Chipfläche. Ferner haben Operationsverstärker viele Transistoren und andere Elemente, und somit wächst die Chipfläche weiter an. Deshalb wäre es ideal, wenn ein Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis ohne Operationsverstärker gebaut werden könnte.
  • Fig. 29 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel eines Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreises zeigt, der einen Operationsverstärker nicht verwendet. In der Figur bedeuten die Bezugsziffern 311, 41, 5 und 320 dasselbe, wie zuvor erwähnt. Wenn ein Batteriespeisestrom If in Vorwärtsrichtung an den Erfassungswiderstand 311 fließt, treten die Spannungen V&sub0; und V&sub1; an den beiden Enden auf. Ein Ende des Widerstandes 311, wie dargestellt, ist ein Ende niedriger Impedanz, d. h. es ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP verbunden, der den Hauptbatteriespeiseteil 5 bildet (Fig. 28).
  • Mit dem Emitter des PNP-Transistors 32 ist der als Diode geschaltete NPN-Transistor 33 in Reihe geschaltet. Ferner ist dieser mit einer Konstant-Stromquelle 36 zum Zuführen eines Vorstromes verbunden. Der Kollektor des PNP-Transistors 32 ist mit der Minimalpotential-Spannungsversorgung VBB verbunden. Durch den Stromfluß an den PNP-Transistor 32 überwacht die Basis davon die Spannung V&sub1; des Erfassungswiderstandes 311 mittels hoher Impedanz. Die Spannung V&sub1; des Widerstandes 311 wird mit den Basisemitterspannungen VBE der Transistoren 32 und 33 addiert und wird an die Basis des NPN-Transistors 34 angelegt. Wenn die VBEs der PNP-Transistoren 32 und 35 als im wesentlichen gleich angesehen werden, und die VBEs der NPN-Transistoren 33 und 34 als im wesentlichen gleich angesehen werden, tritt die Spannung V&sub1; des Widerstandes 311, wie sie ist, an einem Ende (rechtes Ende in der Figur) des Überwachungswiderstandes 31 auf, und ein Erfassungsstrom if in Vorwärtsrichtung fließt an den Widerstand 31. Die Größe desselben ergibt sich:
  • if = (R&sub3;&sub1;&sub1;/r&sub3;&sub1;) If
  • wobei R&sub3;&sub1;&sub1; und r&sub3;&sub1; die Widerstandswerte der Widerstände 311 bzw. 31 sind.
  • Der Batteriespeisestrom If kann von diesem if erfaßt werden.
  • In dem Schaltkreis der Fig. 29 ist die Spannung über dem Widerstand 311 normalerweise sehr klein, 1 V oder weniger. Deshalb können Fluktuationen in den Basisemitterspannungen VBE der Transistoren für die Erfassungsgenauigkeit nicht ignoriert werden. Es wurde bemerkt, daß PNP-Transistoren im allgemeinen gleichförmige VBEs zeigen, und daß NPN- Transistoren ebenfalls im allgemeinen gleichförmige VBEs zeigen, um die Varianz unter Transistoren desselben Leitfähigkeitstyps (PNP für PNP-Typen und NPN für NPN-Typen) auszulöschen. Die Transistoren zum Auslöschen der Varianz sind die Transistoren 33 (zum Löschen von 34) und 35 (zum Auslöschen von 32). Jedoch ist die Einfügung dieser Auslöschtransistoren selbst aus beispielsweise der japanischen ungeprüften Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 61-62268 bekannt.
  • Der in Fig. 29 gezeigte Batteriespeisestrom- Erfassungsschaltkreis kann ohne Operationsverstärker gebaut werden und somit die gewünschte Aufgabe erfüllen. Jedoch ist es in diesem Schaltkreis unmöglich, den Batteriespeisestrom If in Vorwärtsrichtung zu erfassen, so daß dieses nicht für einen Schaltkreis für sowohl die Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung angewendet werden kann.
  • Deshalb versuchte der Anmelder zuvor, den durch die gepunktete Linie in Fig. 29 gezeigten, verdrahteten PNP- Transistor 37 zuzufügen, um den Erfassungsstrom ir in Rückwärtsrichtung entsprechend dem Batteriespeisestrom ir in Rückwärtsrichtung zu erhalten. Fig. 30 ist eine Ansicht, welche einen Äquivalentschaltkreis zur Zeit einer Erfassung in Rückwärtsrichtung zeigt. Dieser ist derselbe wie Fig. 29, wobei jedoch oben und unten umgekehrt sind. Deshalb wird der Operationsverstärker OP des Hauptbatteriespeiseteils 5 oben plaziert, um zu bewirken, daß die Richtung des Batteriespeisestroms Ir, der durch den Erfassungswiderstand 311 fließt, zu der des If der Fig. 29 paßt. Die Größe des Batteriespeisestroms Ir in Rückwärtsrichtung wird in diesem Fall durch den Erfassungsstrom ir in Rückwärtsrichtung gefunden aus:
  • ir = (Ir · R&sub3;&sub1;&sub1;-2VBE)/r&sub3;&sub1;
  • Jedoch hat der Zähler in der obigen Formel den Ausdruck 2VBE (Summe der Spannungen VBE der PNP-Transistoren 32 und 37), so daß der Schaltkreis der +Fig. 30 aufgrund mangelnder Präzision nicht verwendet werden kann.
  • Letztlich besteht ein Problem darin, daß der gewünschte Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis nicht einfach dadurch realisiert werden kann, daß ein Rückwärtsrichtungs- Erfassungsschaltkreissystem zu dem in Fig. 29 gezeigten Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis 20 hinzuaddiert wird.
  • Ein fünfter Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt einen Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis zur Verfügung, welcher ermöglicht, sowohl für die Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtungen einen Erfassungsstrom hoher Präzision durch Auslöschen der Varianz in den VBEs der Transistoren und ohne Verwendung irgendwelcher Operationsverstärker zu erhalten.
  • Fig. 31 ist eine Darstellung, welche das Prinzip und die Konstruktion des Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Die erste Erfassungseinrichtung 641 überwacht die Spannung über den Enden, wenn ein Batteriespeisestrom If in Vorwärtsrichtung an den Erfassungswiderstand 311 fließt, und gibt das Ergebnis auf den ersten Überwachungswiderstand 645. Dadurch wird ein Erfassungsstrom if in Vorwärtsrichtung am Widerstand 645 erzeugt. Die erste Erfassungseinrichtung 641 schließt überhaupt keine Operationsverstärker ein und umfaßt einen PNP-Transistor und einen NPN-Transistor. Die interne erste Auslöscheinrichtung 643 löscht die VBE der Transistoren.
  • Andererseits überwacht die zweite Erfassungseinrichtung 642 die Spannung über den Enden, wenn ein Batteriespeisestrom Ir in Rückwärtsrichtung an den Erfassungswiderstand 311 fließt, und gibt das Ergebnis auf den zweiten Überwachungswiderstand 646. Dadurch wird an den Widerstand 646 ein Erfassungsstrom ir in Rückwärtsrichtung erzeugt. Die zweite Erfassungseinrichtung 642 schließt keinerlei Operationsverstärker ein und umfaßt einen PNP-Transistor und einen NPN-Transistor. Die interne zweite Auslöscheinrichtung 644 löscht die VBE der Transistoren aus.
  • Allgemein gibt es die Vorstellung, einen Überwachungswiderstand sowohl für die Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtungen zu teilen. Wie unter Bezugnahme auf Fig. 29 und Fig. 30 erläutert, konnten Einrichtungen nicht eingefügt werden, um die VBE der Transistoren in einem System zum Erfassen des Batteriespeisestroms Ir in Rückwärtsrichtung auszulöschen. Die vorliegende Erfindung sieht zwei separate Monitorwiderstände vor, um sowohl mit der Vorwärtsrichtung als auch mit der Rückwärtsrichtung umzugehen. Diese sind der Widerstand 645 und der Widerstand 646. Als Ergebnis kann eine Einrichtung zum Auslöschen der VBE der Transistoren einfach in der Erfassungseinrichtung zusammengebaut werden, spezieller der zweiten Erfassungseinrichtung 642.
  • Deshalb wird es durch den einfachen Zusammenbau von NPN- Transistoren und PNP-Transistoren möglich, die VBEs der Transistoren vollständig auszulöschen, und den Batteriespeisestrom sowohl in der Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung zu erfassen.
  • Fig. 32 ist eine Darstellung, welche ein Ausführungsbeispiel eines Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. In der Figur sind die Bezugsziffern 641 und 642 die erste Erfassungseinrichtung und die zweite Erfassungseinrichtung, gezeigt in Fig. 31. Wenn ein Batteriespeisestrom If in Vorwärtsrichtung und ein Batteriespeisestrom Ir in Rückwärtsrichtung an den Erfassungswiderstand 311 fließen, werden ein Erfassungsstrom if in Vorwärtsrichtung bzw. ein Erfassungsstrom ir in Rückwärtsrichtung erzeugt. Deshalb überwacht die erste Erfassungseinrichtung 641 die Spannung VR über dem Erfassungswiderstand 311 und legt dieses VR, wie es ist, an den ersten Überwachungswiderstand 645. Diese Konstruktion schließt den PNP-Transistor 411 und den NPN-Transistor 412 ein, sowie eine erste Auslöscheinrichtung 643, um die VBEs der Transistoren auszulöschen, d. h. einen in Form einer Diode geschalteten NPN-Transistor 431 und einen in Form einer Diode geschalteten PNP-Transistor 432. Die VBE des Transistors 411 wird durch den Transistor 432 ausgelöscht, während die VBE des Transistors 412 durch den Transistor 431 ausgelöscht wird. Bezugsziffer 361 ist eine Konstantstromquelle zum Liefern eines Vorstromes, welcher einen Basisstrom für den Transistor 412 liefert, die VBE des Transistors 431 erzeugt und den Transistor 411 in den Arbeitszustand versetzt. Die obige Konstruktion ähnelt der der Fig. 29, jedoch ist in der vorliegenden Erfindung eine zweite Erfassungseinrichtung 642 separat vorgesehen.
  • In der zweiten Erfassungseinrichtung 642 wird die Spannung VR über dem Erfassungswiderstand 311 erfaßt, und wie sie ist, an den zweiten Überwachungswiderstand 646 geliefert. Diese Konstruktion schließt den PNP-Transistor 421 und den NPN- Transistor 423 ein, sowie eine zweite Auslöscheinrichtung 644, um die VBEs der Transistoren auszulöschen, d. h. einen in Form einer Diode geschalteten NPN-Transistor 441 sowie einen in Form einer Diode geschalteten PNP-Transistor 442. Die VBE des Transistors 421 wird von dem Transistor 442 ausgelöscht, während die VBE des Transistors 422 von dem Transistor 441 ausgelöscht wird. Bezugsziffer 362 ist eine Konstantstromquelle zum Liefern eines Vorstromes, welcher einen Basisstrom für den Transistor 422 liefert und die VBE der Transistoren 441 und 442 erzeugt.
  • In der zweiten Erfassungseinrichtung 642 wird verifiziert, daß die Spannung VR über dem Erfassungswiderstand 311 über dem zweiten Überwachungswiderstand 646 auftritt (wenn Ir durchgelassen wird). Wenn die Spannung über dem Widerstand 646 V&sub3; und V&sub4; ist, gilt das folgende:
  • V&sub3; = V&sub0; + VBEP1 + VBEN1-VBEN2 (11)
  • V&sub4; = V&sub0;-VR + VBEP2 (12)
  • Hie sind VBEP1 und VBEP2 die VBEs der PNP-Transistoren 442 bzw. 421, und VBEN1 und VBEN2 sind die VBEs der NPN- Transistoren 441 bzw. 422, wobei VBEP1 = VBEP2 und VBEN1 = VBEN2.
  • Wenn Gleichung (12) von Gleichung (11) subtrahiert wird (wobei ein Batteriespeisestrom Ir in Rückwärtsrichtung fließt, und V&sub3; > V&sub4;), gilt das folgende:
  • V&sub3;-V&sub4; = VBEP1 + VBEN1-VBEN2 + VR = VBEP2 (13)
  • Wenn die Formel (13) in das obige VBEN1 = VBEN2 und VBEP1 = VBEP2 eingesetzt wird, wird das folgende erhalten:
  • V&sub3;-V&sub4; = VR
  • Daraus ergibt sich, daß die Spannung VR über dem Erfassungswiderstand 311 über dem zweiten Überwachungswiderstand 646 (V&sub3;-V&sub4;), wie sie ist, auftritt, ohne irgendeine Interposition von VBE.
  • Wie oben erwähnt, ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, den Batteriespeisestrom in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung mit hoher Präzision ohne Verwendung irgendwelcher Operationsverstärker zu erfassen.
  • Schließlich wird ein Überstromschutzschaltkreis erläutert, insbesondere ein in einem bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis in einem Leitungsschaltkreis eines Vermittlungssystem vorgesehener Überstrom-Schutzschaltkreis.
  • Der Batteriespeiseschaltkreis muß natürlich gegen den in der Leitung A und der Leitung B fließenden Überstrom geschützt sein. Deshalb muß eine Funktion vorhanden sein, einen Überstrom zu unterdrücken, während die zuvor erwähnten Bedingungen (1), (2) und (3) erfüllt werden. Hier wird der Überstrom zur Zeit von Massefehlerunfällen und falscher Verbindung mit einer Batterie erzeugt. Insbesondere treten häufig Massefehlerunfälle auf der Seite der Leitung A auf, die mit der Stromversorgung von -48 V verbunden ist.
  • Fig. 33 ist eine Ansicht, welche Schlüsselabschnitte eines bekannten Batteriespeiseschaltkreises zeigt. Diese zeigt detaillierter beispielsweise den Hauptbatteriespeiseteil 5 der Fig. 7. Deshalb ist der Betrieb im wesentlichen derselbe wie der zuvor beschriebene Betrieb. Um die Erläuterung zu vereinfachen, wird jedoch bei Fig. 33 begonnen. Der Schaltkreis umfaßt den Operationsverstärker OPa der Seite der Leitung A, den Transistor Qa und die Widerstände Ra1 und Ra2 und den Operationsverstärker OPb der Seite der Leitung B, den Transistor Qb und die Widerstände Rb1 und Rb2. Der Betrieb auf der Seite der Leitung A und der Seite der Leitung B sind derselbe. Auf der Seite der Leitung A wird, wenn der Steuerstrom ia durchgelassen wird, eine Spannung Ra2 · ia über dem Widerstand Ra2 erzeugt. Diese Spannung tritt, wie sie ist, durch einen imaginären Kurzschluß des Operationsverstärkers OPa über dem Widerstand Ra1 auf. Als Ergebnis fließt ein Batteriespeisegleichstrom Ia [=(Ra2 · ia)/Ra1] an das Teilnehmertelefon TEL.
  • Der Überstromschutz wird dadurch realisiert, daß die über dem Widerstand Ral auftretende Spannung bei der Erfassung eines Überstromes kleiner gemacht wird. Dazu wird die über dem Widerstand Ra2 auftretende Spannung kleiner gemacht. Beispielsweise wird im voraus ein Shuntwiderstand am Widerstand Ra2 vorgesehen, und wird, wenn ein Überstrom erfaßt wird, parallel zu Ra2 geschaltet. Alsternativ wird der Steuerstrom ia abgeglichen, ia kleiner zu machen. Der Schaltkreis der Fig. 33 ist beispielsweise in der japanischen ungeprüften Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 57-42263 offenbart.
  • Jedoch erfüllt die in der japanischen ungeprüften Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 57-42263 offenbarte Batteriespeisung die zuvor erwähnten Bedingungen (1), (2) und (3), ist jedoch nicht in der Lage, mit der zuvor erwähnten neueren Entwicklung von Anforderungen zum Verhindern von Verzerrung der Sprachsignale selbst dann, wenn der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisegleichstrom, fertig zu werden. Der Grund dafür ist, daß die in der Veröffentlichung offenbarte Batteriespeisung einen PNP-Transistor umfaßt, dessen Kollektor mit der Leitung B verbunden ist, und einen NPN- Transistor, dessen Kollektor mit der Leitung A verbunden ist. Der erstere PNP-Transistor kann nur einen Gleichstrom von seinem Kollektor aussenden, und der letztere NPN-Transistor kann nur Gleichstrom von seinem Kollektor aufnehmen, so daß eine umgekehrte Speisung von Gleichstrom nicht möglich ist.
  • Dieses Problem kann durch die Verwendung eines bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreises eliminiert werden, bevorzugt durch die Verwendung des in Fig. 2 gezeigten, bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreises. Wenn ein Überstromschutzschaltkreis für den Batteriespeiseschaltkreis der Fig. 2 vorgesehen wird, ergibt sich ein Problem, daß die in Fig. 33 erläuterte Überstromschutzfunktion nicht so, wie sie ist, angewendet werden kann. Grund dafür ist, daß der in Fig. 2 gezeigte Typ des Batteriespeiseschaltkreises und der in Fig. 33 gezeigte Typ des Batteriespeiseschaltkreises vollständig verschieden sind.
  • Der letzte Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht einen Überstromschutzschaltkreis vor, der für einen bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis geeignet ist, der unter Verwendung von Transkonduktanzverstärkern konstruiert ist.
  • Fig. 34 ist eine Ansicht, welche das Prinzip und die Konstruktion eines Überstromschutzschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Der vor Überstrom geschützte Schaltkreis, d. h. der Batteriespeiseschaltkreis, ist wie in Fig. 2 gezeigt. Der Überstromschutzschaltkreis ist mit Bezugsziffer 700 auf der Seite der Leitung A gezeigt. Ein Schaltkreis gleich dem Überstromschutzschaltkreis 700 kann in einem ähnlichen Abschnitt der Seite der Leitung B vorgesehen sein, um den Überstromschutzeffekt weiter zu steigern. Jedoch ist es prinzipiell ausreichend, einen nur auf der Seite der Leitung A vorzusehen, um einen Überstromschutzeffekt gegen Massefehler zu erhalten. Fig. 35 ist eine Ansicht des Prinzips und der Struktur, welche einen Überstromschutzschaltkreis zeigt, der ebenso auf der Seite der Leitung B vorgesehen ist. Abschnitte entsprechend jenen in Fig. 34 haben dieselben Bezugsziffern oder Symbole.
  • Der Überstromschutzschaltkreis 700 in Fig. 34 umfaßt Spannungserzeugungseinrichtungen 720 und 730 sowie Schalteinrichtungen 740 und 750. Wie gezeigt, sind diese als Paare von 720 und 740 und 730 und 750 in Reihe zwischen den nicht-invertierenden Eingang 17 und den invertierenden Eingang 18 des Operationsverstärkers geschaltet. Die Spannungserzeugungseinrichtungen 720 und 730 erzeugen eine vorbestimmte, eingestellte Spannung. Andererseits werden die Schalteinrichtungen 740 und 750 selektiv mittels der Überstromerfassungseinrichtung 220 gesteuert, ein und aus zu sein.
  • Die Spannungserzeugungseinrichtungen 720 und 730 sind mit doppelten Polaritäten versehen, um, wie zuvor erwähnt, zu ermöglichen, daß mit Fällen umgegangen wird, in welchen der Inphasensignalstrom größer wird als der Batteriespeisegleichstrom. Ferner dient dieses dazu zu ermöglichen, daß umgekehrte Batteriespeisung für höhere Funktionen (Umkehrung von Ia und Ib) gehandhabt wird.
  • Fig. 36 ist eine Ansicht zum Erläutern des Prinzips des Betriebes der vorliegenden Erfindung. Durch Anlegen einer vorbestimmten, konstanten Spannung +VL wird der Batteriespeisegleichstrom +Ia beschränkt. Alternativ wird durch Anlegen einer vorbestimmten Konstantspannung -VL, -Ia beschränkt. Wenn +Ia beschränkt ist, ist die Schalteinrichtung 740 eingeschaltet, und wenn -Ia beschränkt ist, ist die Schalteinrichtung 750 eingeschaltet. Welche einzuschalten ist, wird von der Überstromerfassungseinrichtung 220 bestimmt. Die Überstromerfassungseinrichtung 220 ist in Fig. 15 gezeigt.
  • Die Größe Ia von +Ia oder -Ia wird gefunden durch:
  • Ia = R&sub1;&sub2;/R&sub1;&sub1; · VL/R&sub1;&sub5;
  • Die Widerstandswerte sind so eingestellt, daß R&sub1;&sub2; = R&sub1;&sub3; und R&sub1;&sub1; = R&sub1;&sub4;·R&sub1;&sub1;, R&sub1;&sub2;, . . . sind Widerstandswerte der Widerstände 11, 12, . . . (gezeigt in Fig. 2), und VL ist die Größe der vorbestimmten Konstantspannung (zuvor erwähntes +VL, -VL). Transkonduktanzverstärker sind inhärent mit Funktionen zum Umwandeln von Spannung in Strom ausgestattet. Wenn die Spannung VL auf einen bestimmten Konstantwert unterdrückt wird, wird der Strom Ia entsprechend VL auf einen bestimmten konstanten Wert gedrückt, und eine Überstromunterdrückungsfunktion wird gezeigt.
  • Fig. 37 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches ein Ausführungsbeispiel des Überstromschutzschaltkreises und eines Batteriespeiseschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie zuvor erwähnt, ist es nicht erforderlich, sowohl auf der Seite der Leitung A als auch der Leitung B einen Überstromschutzschaltkreis zu haben, jedoch zeigt dieses Ausführungsbeispiel einen Überstromschutzschaltkreis 700' ebenfalls auf der Leitung B (Fig. 35).
  • Diese Schaltkreise 700 und 700' sind in ihrer Schaltkreiskonstruktion gleich, so daß nur eine Erläuterung für den Schaltkreis 700 gegeben wird.
  • Die Spannungserzeugungseinrichtung (720 und 730 in Fig. 34 und Fig. 35), welche den Überstromschutzschaltkreis 700 bildet, umfaßt eine Diodenbrücke 800. Die Schalteinrichtung (740 und 750 in Fig. 34 und Fig. 35), welche denselben Schaltkreis 700 bildet, umfaßt einen einzelnen Transistorschalter 900. Auf den Seiten der Diodenbrücke 800 sind Dioden vorgesehen, der Vorwärtsspannungsabfall der Dioden (und die Ein-Spannung des Transistors 900) bildet eine vorbestimmte Konstantspannung (VL in Fig. 36). Wenn VL groß ist, sind deshalb die Dioden an den Seiten in mehreren Stufen in Reihe geschaltet.
  • Durch die Einfügung der Diodenbrücke 800 werden die folgenden zwei Vorteile erhalten: Der erste Vorteil ist, daß die zwei Schalteinrichtungen 740 und 750 der Fig. 34 durch einen einzelnen Transistorschalter 900 ersetzt werden. Dieses basiert auf der Vollwellengleichrichtwirkung der Diodenbrücke.
  • Der zweite Vorteil ist, daß gleichgültig, ob die Richtung des Überstromes Ia vorwärts oder rückwärts ist, er von der einzelnen Diodenbrücke gehandhabt werden kann. Die Diodenbrücke führt eine automatische Umkehr der Stromrichtung durch. Als Ergebnis kann die Schalteinrichtung der einzelnen Transistorschalter 900 sein, d. h. es besteht keine Notwendigkeit, eine separate Schalteinrichtung 740 in Vorwärtsrichtung und eine Schalteinrichtung 750 in Rückwärtsrichtung vorzusehen, wie in Fig. 34 und Fig. 35 gezeigt. Ferner ist es aus der Sicht der Überstromerfassungseinrichtung 640 ausreichend, den Erfassungsstrom io durchzulassen, gleichgültig, in welche Richtung der Überstrom fließt, so daß die Schwierigkeit, Ein- Aus-Steuerströme an die Schalteinrichtung 740 und die Schalteinrichtung 750 zu differenzieren und aus zugeben, wie in Fig. 34 und Fig. 35, eliminiert ist.
  • Wenn der Erfassungsstrom io fließt und der Überstrom Ia fließt, wird der Hauptteil von Ia durch die Widerstände 12 und 11 geleitet, um zu dem Vorspannungs-Eingangsanschluß B1 und durch den Widerstand 15 an den Operationsverstärker 16 zu fließen, jedoch fließt der Strom, welcher durch die Widerstände 15, 13 und 14 fließt, durch die Diode 801, den Transistorschalter 900 (welcher von io eingeschaltet ist) und die Diode 802, um B1 zu erreichen. Hier bildet die Summe des Vorwärtsspannungsabfalls (2VF) der Dioden 801 und 802 und der Kollektoremittersättigungsspannung (VCEsat) des Transistorschalters 900 die zuvor erwähnte Konstantspannung VL.
  • Wenn umgekehrt der Erfassungsstrom io fließt, und der Überstrom Ia fließt, passiert der Hauptteil von Ia durch die Widerstände 12 und 11, um zu dem Batteriespeiseanschluß OUT1 zu fließen, und fließt aus dem Operationsverstärker 16 heraus, jedoch fließt der Strom, der durch die Widerstände 14 und 13 fließt, von B1 durch die Diode 804, den Transistorschalter 900 (welcher durch io eingeschaltet ist) und die Diode 803, um OUT1 zu erreichen. Hier bildet die Summe des Vorwärtsspannungsabfalls (2VF) der Dioden 804 und 803 und der Kollektoremittersättigungsspannung (VCEsat) des Transistorschalters 900 die zuvor erwähnte Konstantspannung VL. Deshalb fließt der durch VL beschränkte Batteriespeisestrom Ia oder Ia, und es ist möglich, den Batteriespeiseschaltkreis vor Überstrom zu schützen.
  • Wie zuvor erwähnt, wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Überstromschutzschaltkreis realisiert, welcher für einen bidirektionalen Batteriespeiseschaltkreis eines Typs geeignet ist, bei welchem Paare von Transkonduktanzverstärkern durch Kondensatoren gekoppelt sind.
  • Der Hauptbatteriespeiseteil und die Gruppe seiner peripheren Schaltkreise, die oben erläutert sind, existieren nicht unabhängig voneinander, sondern sind in der Praxis in einer einzelnen Einheit zusammengebaut, um einen einzelnen Batteriespeiseschaltkreis zu bilden.
  • Fig. 38A und Fig. 38B sind Ansichten, welche ein Beispiel eines Batteriespeiseschaltkreissystems gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen. Dieselben Bezugsziffern oder Symbole sind für Elemente vergeben, die den zuvor erwähnten äquivalent sind.
  • In Fig. 38A und 38B entsprechen 1-A und 1-B Teilen des in Fig. 2 gezeigten Batteriespeiseschaltkreisabschnittes, 2 entspricht einem Teil des in Fig. 11 gezeigten Vorspannungsschaltkreisabschnittes, 3-A, 3-B, 3-C und 3-D entsprechen Teilen des in Fig. 17 gezeigten Batteriespeisestrom-Steuerschaltkreises, 4-A und 4-B entsprechen dem in Fig. 22 gezeigten Batteriespeisestrom- Überwachungsschaltkreis, 5-A und 5-B entsprechen dem in Fig. 31 gezeigten Batteriespeisestrom-Erfassungsschaltkreis, 6-A und 6-B entsprechen einem Teil des in Fig. 37 gezeigten Überstromschutzschaltkreises. In Fig. 38A und Fig. 38B bedeutet CM einen Stromspiegelschaltkreis und SEL einen Selektor. 3-B, 4-B und 5-B sind gemeinsame Abschnitte in einem einzelnen Batteriespeiseschaltkreis, ebenso wie 3-A, 4-A und 5-A.
  • Wie detailliert vorangehend erläutert wurde, wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein bidirektionaler Batteriespeiseschaltkreis mittels einer Struktur realisiert, die für praktischere Anwendung geeignet ist.

Claims (27)

1. Batteriespeisesystem zum Zuführen eines Batteriegleichstromes durch erste und zweite Teilnehmerleitungen (41, 41) an ein Teilnehmertelefon (TEL), mit
einer ersten Transkonduktanzverstärkereinrichtung (10) mit einem ersten Vorspannungseingangsanschluß (B1), einem ersten Steuereingangsanschluß (CNT1) und einem ersten Batteriespeiseanschluß (OUT1) und mit einem ersten Operationsverstärker (16), der betriebsmäßig mit der ersten Teilnehmerleitung (41) verbindbar ist und betriebsmäßig mit dem ersten Batteriespeiseanschluß (OUT1) verbunden ist, um den Gleichstrom an eine (41) der ersten und zweiten Teilnehmerleitungen (41, 41) zu liefern;
einer zweiten Transkonduktanzverstärkereinrichtung (20) mit einem zweiten Vorspannungseingangsanschluß (B2), einem zweiten Steuereingangsanschluß (CNT2) und einem zweiten Batteriespeiseanschluß (OUT2) und einem zweiten Operationsverstärker (26), der betriebsmäßig mit der zweiten Teilnehmerleitung (42) verbindbar ist und betriebsmäßig mit dem zweiten Batteriespeiseanschluß (OUT2) verbunden ist, um den Gleichstrom der verbleibenden (42) der ersten und zweiten Teilnehmerleitungen (41, 42) zur Verfügung zu stellen;
einer Einrichtung (30) zum Bilden einer niedrigen Impedanz, um eine niedrige Impedanz für Inphasensignale bereitzustellen, die an die ersten und zweiten Transkonduktanzverstärkereinrichtungen (10, 20) angelegt werden, und zum Bereitstellen einer hohen Impedanz für differentielle Signale, die an die ersten und zweiten Transkonduktanzverstärkereinrichtungen (10, 20) gelegt werden, verbunden mit den ersten und zweiten Steuereingangsanschlüssen (CNT1, CNT2);
einer Vorspannungsschaltkreiseinrichtung (30) zum Liefern einer Vorspannung (VB1, VB2) an die ersten und zweiten Vorspannungseingangsanschlüsse (B1, B2); und
einer Batteriespeisestrom-Steuereinrichtung (200; 210, 220, 230) zum Steuern eines von der Vorspannung (VB1, VB2) der Vorspannungsschaltkreiseinrichtung (80) erzeugten Batteriespeisestromes (I);
dadurch gekennzeichnet, daß
die Einrichtung (30) zum Bilden einer niedrigen Impedanz eine Kondensatoreinrichtung (30) ist, die betriebsmäßig zwischen die ersten und zweiten Steuereingangsanschlüsse (CNT1, CNT2) geschaltet ist; und
die Batteriespeisestrom-Steuereinrichtung (200; 210; 220, 230) umfaßt:
eine Batteriespeisestrom-Erfassungseinrichtung (210) zum Erfassen einer Größe des Batteriespeisestromes (I);
eine Überstromerfassungseinrichtung (220) einer Überstromkomponente (&Delta;I = I-Ith), wenn die Größe des erfaßten Batteriespeisestromes (I) über einen vorbestimmten, eingestellten Wert (Ith) ansteigt; und
eine Vorspannungssteuereinrichtung (230) zum Steuern der von der Vorspannungsschaltkreiseinrichtung (80) erzeugten Vorspannung (VB1, VB2) gemäß der erfaßten Überstromkomponente (&Delta;I = I-Ith), so daß ein Anwachsen der Überstromkomponente (&Delta;I = I-Ith) eine Abnahme der Vorspannung (VB1, VB2) bewirkt, um das Anwachsen des Batteriespeisestroms (I) zu reduzieren.
2. Batteriespeisesystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltkreiseinrichtung (80) umfaßt:
eine Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') mit einem Ausgang mit hoher Ausgangsimpedanz zum Erzeugen der Vorspannung (VB1, VB2);
einer Puffereinrichtung (83, 83') mit niedriger Ausgangsimpedanz zum Empfangen der Vorspannung (VB1, VB2) und zum Liefern der Vorspannung (VB1, VB2) an die ersten und zweiten Vorspannungseingangsanschlüsse (B1, B2); und
einer Wechselspannungs-Bypass-Kondensatoreinrichtung (84, 84'), die betriebsmäßig zwischen die Ausgänge der Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') und Massepotential (E) geschaltet ist, um die Ausgaben der Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') zu filtern.
3. Batteriespeisesystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') umfaßt:
eine erste Stromquelle (91), die betriebsmäßig mit einer Versorgungsspannungsquelle (VBB) verbindbar ist und betriebsmäßig mit dem Ausgang der Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') verbunden ist;
einen ersten Widerstand (92), dessen eines Ende betriebsmäßig mit einer Referenzspannungsquelle (VBR) verbunden ist, und dessen anderes Ende betriebsmäßig mit einem Ausgang der Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') verbindbar ist;
eine zweite Stromquelle (91'), die betriebsmäßig mit der Stromquelle (VBB) verbindbar ist, und betriebsmäßig mit einem anderen Ausgang der Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') verbunden ist; und
einen zweiten Widerstand (91'), dessen eines Ende betriebsmäßig mit der Referenzspannungsquelle (VBR) verbunden ist, und dessen anderes Ende betriebsmäßig mit dem anderen Ausgang der Vorspannungserzeugungseinrichtung (81, 81') verbindbar ist.
4. Batteriespeisesystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Puffereinrichtung (83, 83') umfaßt:
eine erste Puffereinrichtung (83) zum Puffern eines an den ersten Vorspannungseingangsanschluß (B1) angelegten Signals; und
eine zweite Puffereinrichtung (83') zum Puffern eines an den zweiten Vorspannungseingangsanschluß (B2) angelegten Signal; und
die Wechselspannungs-Bypass-Kondensatoreinrichtung (84, 84') umfaßt:
erste und zweite Wechselspannungs-Bypass-Kondensatoren (84, 84'), die jeweils zwischen einen entsprechenden Ausgang der Vorspannungserzeugungseinrichtung (82, 82') und Massepotential (E) geschaltet sind.
5. Batteriespeisesystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Stromquellen (91, 91') umfassen:
eine Referenzstromerzeugungseinrichtung (102) zum Erzeugen eines Referenzstromes, der in seinem Wert näherungsweise gleich einen Vorstrom (IB) ist, der durch einen jeweiligen der ersten und zweiten Widerstände (92, 92') hindurchzuleiten ist;
eine Stromschalteinrichtung (103) zum selektiven Schalten des Referenzstroms; und
erste und zweite Stromspiegelschaltkreise (101, 101'), jeweils mit einem Ausgang, der betriebsmäßig mit einem entsprechenden Eingang der ersten und zweiten Puffereinrichtungen (83, 83') verbunden ist, und jeweils mit einem Eingang, der betriebsmäßig mit einem entsprechenden Ausgang (a, b) der Stromschalteinrichtung (103) verbunden ist.
6. Batteriespeisesystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzstromerzeugungseinrichtung (102) umfaßt:
einen dritten Stromspiegelschaltkreis (111), der betriebsmäßig mit der Stromschalteinrichtung (103) durch einen Anschluß verbunden ist;
einen dritten Widerstand (113), der in Reihe zwischen den dritten Stromspiegelschaltkreis (101) und das Versorgungsspannungspotential (VBB) geschaltet ist; und
einen Transistor (112), der mit dem dritten Widerstand (113) in Reihe geschaltet ist, mit einer Basis, die betriebsmäßig mit dem Massepotential (E) verbindbar ist.
7. Batteriespeisesystem nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromschalteinrichtung (103) einen gemeinsamen Schalter für emittierten Strom umfaßt, welcher ein Paar von Transistoren (114, 115) einschließt, die betriebsmäßig zwischen die Referenzstromerzeugungseinrichtung (102) und einen entsprechenden der ersten und zweiten Stromspiegelschaltkreise (101, 101') geschaltet sind.
8. Batteriespeisesystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Puffereinrichtungen (83, 83') jeweils erste und zweite Spannungsfolgerschaltkreise (94, 94') umfassen.
9. Batteriespeisesystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Batteriespeisestrom-Erfassungseinrichtung (210) einschließt:
eine Einrichtung (211 bis 215) zum Bereitstellen eines Erfassungsstroms (i) proportional dem Batteriespeisestrom (I);
und worin die Überstromerfassungseinrichtung (220) umfaßt:
einen ersten Stromspiegelschaltkreis (222), der betriebsmäßig verbunden ist, an einem ersten Anschluß (224) den Erfassungsstrom (i) zu empfangen, und an einem zweiten Anschluß (223) einen Strom proportional dem Erfassungsstrom (i) bereitzustellen; und
eine Konstantstromeinrichtung (221), die betriebsmäßig mit dem zweiten Anschluß (223) verbunden ist, um einen Konstantstrom (ith) proportional dem vorbestimmten, eingestellten Wert (Ith) des Batteriespeisestromes (I) bereit zustellen, und worin
ein Differenzstrom (&Delta;i = i-ith) zwischen dem Erfassungsstrom (i) und dem Konstantstrom (ith) proportional der Überstromkomponente (&Delta;I = I-Ith) ist.
10. Batteriespeisesystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungssteuereinrichtung (230) umfaßt:
einen zweiten Stromspiegelschaltkreis (231), der betriebsmäßig verbunden ist, an einem ersten Anschluß (234) den Differenzstrom (&Delta;i) zu empfangen, und an einem zweiten Anschluß (232) einen Steuerstrom (ic) zu empfangen, der im Wert gleich dem Differenzstrom (&Delta;i) ist, und betriebsmäßig verbunden ist, an einem dritten Anschluß den Steuerstrom (ic) zu empfangen; und
einen dritten Stromspiegelschaltkreis (235), der betriebsmäßig verbunden ist, an einem ersten Anschluß (237) einen Strom an den dritten Anschluß (233) des zweiten Stromspiegels (231) bereitzustellen, und an einem zweiten Anschluß (236) einen Strom bereitzustellen, der im Wert gleich dem Strom (ic) ist, der an den dritten Anschluß (233) geliefert wird, worin der zweite Anschluß (236) des dritten Stromspiegelschaltkreises (235) und der zweite Anschluß (232) des zweiten Stromspiegelschaltkreises (231) den Steuerstrom (ic) von dem Vorstrom (IB) der Vorspannungsschaltkreiseinrichtung (80) ziehen, um die Vorspannung (VB1, VB2), die davon ausgegeben wird, entsprechend zu ändern.
11. Batteriespeisesystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungssteuereinrichtung (230) ferner umfaßt:
erste und zweite Transistoren (138, 139) als ein Stromschalter mit gemeinsamem Emitter, worin der erste Transistor (139) betriebsmäßig mit dem ersten Anschluß (237) des dritten Stromspiegelschaltkreises (235) und mit dem dritten Anschluß (233) des zweiten Stromspiegelschaltkreises (231) verbunden ist; und
der zweite Transistor (138) betriebsmäßig mit dem dritten Anschluß (233) des zweiten Stromspiegelschaltkreises (231) und mit der Vorspannungsschaltkreiseinrichtung (80) verbunden ist, um daran den Steuerstrom (ic) zu liefern, der am zweiten Anschluß (232) des zweiten Stromspiegelschaltkreises (232) empfangen wird.
12. Batteriespeiseschaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungssteuereinrichtung (230) ferner umfaßt:
weitere erste und zweite Transistoren (136, 137) als weiteren Stromschalter mit gemeinsamem Emitter, worin die ersten und zweiten Transistoren (136, 137) betriebsmäßig zusammen mit dem zweiten Anschluß (236) des dritten Stromspiegelschaltkreises (235) und jeweils mit der Vorspannungsschaltkreiseinrichtung (80) verbunden sind; und
eine Einrichtung (N/R) zum Auswählen der Vorspannung, entweder eine normale oder eine umgekehrte Vorspannung (VB1, VB2) zu sein, und demgemäß Steuern der ersten und zweiten Transistoren (136, 137).
13. Batteriespeisesystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Batteriespeisestrom-Überwachungsschaltkreis (300), welcher einschließt:
erste und zweite Batteriespeisestrom- Erfassungseinrichtungen (320, 320') zum jeweiligen Erfassen von Batteriespeiseströmen durch die Teilnehmerleitungen (41, 42); und
eine Erfassungsstromverarbeitungseinrichtung (330) zum Verarbeiten und Überwachen der erfaßten Batteriespeiseströme.
14. Batteriespeisesystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungsstromverarbeitungseinrichtung (330) betriebsmäßig verbunden ist, vier Erfassungsströme (ifa, ira, ifb, irb) zu empfangen, einen Erfassungsstrom in Vorwärtsrichtung und einen Strom in Rückwärtsrichtung auf jeder der Teilnehmerleitungen (41, 42); und
worin die Erfassungsstromverarbeitungseinrichtung (330) umfaßt:
eine Additions-Subtraktionseinrichtung (CM1-CM7) zum Addieren und Subtrahieren vorbestimmter Kombinationen der vier Erfassungsströme (ifa, ira, ifb, irb) und Verwenden von Ergebnissen der Addition und Subtraktion zur Überwachung.
15. Batteriespeisesystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Additions- Subtraktionseinrichtung (CM1-CM7) umfaßt:
eine Vielzahl von Stromspiegelschaltkreisen (CM1-CM7), um vorbestimmte zwei (ifa, ira) der vier Erfassungsströme (ifa, ira, ifb, irb) zu addieren, und um andere vorbestimmte zwei (ifb, irb) der vier Erfassungsströme (ifa, ira, ifb, irb) zu subtrahieren.
16. Batteriespeisesystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungsstromverarbeitungseinrichtung (330) ferner umfaßt:
erste und zweite Absolutwerteinrichtungen (510, 520), die betriebsmäßig mit den Additions- Subtraktionseinrichtungen (CM1-CM7) verbunden sind, um Signale entsprechend einem Absolutwert der addierten und subtrahierten Signale jeweils bereitzustellen, und zum Durchführen der Überwachung mittels Erfassen, wenn der Ausgang des Absolutwertes einen vorbestimmten, eingestellten Wert überschreitet.
17. Batteriespeisesystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jede der ersten und zweiten Batteriespeisestromerfassungseinrichtungen (320, 320') umfaßt:
einen Erfassungswiderstand (311), der betriebsmäßig verbindbar ist, einen entsprechenden Batteriespeisestrom (I) zu empfangen;
einen Spannungs/Stromumwandlungswiderstand (321);
erste und zweite Operationsverstärker (322, 323), deren nicht-invertierende Eingänge betriebsmäßig über den Erfassungswiderstand (311) geschaltet sind;
erste und zweite Emitterfolgerschaltkreise (324, 327), mit emittergekoppelten NPN-Transistoren und PNP- Transistoren (325, 326; 328, 329), und deren Basen betriebsmäßig mit den Ausgängen der ersten bzw. zweiten Operationsverstärker (322, 323) verbunden sind;
worin die gekoppelten Emitter betriebsmäßig mit den invertierenden Eingängen der ersten bzw. zweiten Operationsverstärker verbunden bzw. über den Spannungs/Stromumwandlungswiderstand (321) geschaltet sind.
18. Batteriespeisesystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Batteriespeisestrom- Erfassungseinrichtung (210) umfaßt:
einen Erfassungswiderstand (311, 311'), der betriebsmäßig verbindbar ist, den Batteriespeisestrom der jeweiligen Teilnehmerleitung (41, 42) zu empfangen;
eine erste Erfassungseinrichtung (641) zum Erfassen eines Batteriespeisestromes (If) in Vorwärtsrichtung; und
eine zweite Erfassungseinrichtung (642) zum Erfassen eines Batteriespeisestroms (Ir) in Rückwärtsrichtung.
19. Batteriespeisesystem nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Erfassungseinrichtung (641) umfaßt:
einen ersten NPN-Transistor (412) und einen ersten PNP- Transistor (411);
und worin die zweite Erfassungseinrichtung (642) umfaßt:
einen zweiten NPN-Transistor (422) und einen zweiten PNP-Transistor (421).
20. Batteriespeisesystem nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der erste NPN-Transistor (412) und zweite NPN-Transistor (422) betriebsmäßig geschaltet sind, einen Erfassungsstrom (if) in Vorwärtsrichtung bzw. einen Erfassungsstrom (ir) in Rückwärtsrichtung zu empfangen.
21. Batteriespeisesystem nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Erfassungseinrichtung (641) eine erste Auslöscheinrichtung zum Auslöschen der Basisemitterspannung der ersten NPN- und PNP- Transistoren (411, 412) einschließt, wobei die erste Auslöscheinrichtung umfaßt:
einen dritten NPN-Transistor (431), der betriebsmäßig als Diode in Reihe mit dem ersten PNP-Transistor (411) geschaltet ist;
einen dritten PNP-Transistor (432), der betriebsmäßig als Diode in Reihe mit dem ersten NPN-Transistor (412) geschaltet ist; und
eine erste Stromquelleneinrichtung (361) zum Liefern eines Vorstromes, welcher einen Basisstrom an den ersten NPN-Transistor (412) liefert und eine Basisemitterspannung der dritten PNP- und NPN- Transistoren (431, 432) erzeugt;
und worin die zweite Erfassungseinrichtung (642) eine zweite Auslöscheinrichtung zum Auslöschen der Basisemitterspannung der zweiten NPN- und PNP- Transistoren (421, 422) einschließt, wobei die zweite Auslöscheinrichtung einschließt:
einen vierten, als Diode geschalteten NPN-Transistor (441), einen fünften, als Diode und in Reihe mit dem vierten NPN-Transistor (441) geschalteten PNP-Transistor (442), und
eine zweite Stromquelleneinrichtung (362) zum Liefern eines Vorstroms, welcher einen Basisstrom an den zweiten NPN-Transistor (422) liefert, und eine Basisemitterspannung der vierten NPN- und PNP- Transistoren (441, 442) erzeugt;
worin die in Reihe geschalteten vierten NPN- und PNP- Transistoren (431, 442) betriebsmäßig zwischen die Basis des zweiten NPN-Transistors (422) und einen Anschluß des Erfassungswiderstandes (311) geschaltet sind, und die Basen der ersten und zweiten PNP-Transistoren (411, 421) mit dem anderen Anschluß des Erfassungswiderstandes (311) verbunden sind.
22. Batteriespeisesystem nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Erfassungseinrichtung (641) umfaßt:
einen NPN-Transistor (421) und
einen PNP-Transistor (411),
eine erste Auslöscheinrichtung (361, 431, 432) zum Auslöschen der Basisemitterspannungen des NPN- und PNP- Transistors (411, 412), einen ersten Überwachungswiderstand (645) zum Überwachen einer Spannung als Reaktion darauf, daß ein Batteriespeisestrom (If) in Vorwärtsrichtung durchgelassen wird, und zum Anlegen des Stroms (If) an den ersten Widerstand (645), um einen Erfassungsstrom (if) in Vorwärtsrichtung zu erzeugen; und
worin die zweite Erfassungseinrichtung umfaßt:
einen NPN-Transistor (422),
einen PNP-Transistor (421),
eine zweite Auslöscheeinrichtung (362, 441, 442) zum Auslöschen der Basisemitterspannung der NPN- und PNP- Transistoren (421, 422), einen zweiten Überwachungswiderstand (646) zum Überwachen einer Spannung als Reaktion darauf, daß ein Batteriespeisestrom (Ir) in Rückwärtsrichtung durchgelassen wird, und zum Anlegen des Stromes (Ir) an den zweiten Überwachungswiderstand (646), um einen Erfassungsstrom (ir) in Rückwärtsrichtung zu erzeugen.
23. Batteriespeisesystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:
eine Überstromerfassungseinrichtung (220) zum Erfassen eines exzessiven Batteriespeisestromes;
eine Überstromschutzeinrichtung (700) zum Schützen gegen exzessiven Batteriespeisestrom mittels der Überstromerfassungseinrichtung (220), wobei die Überstromschutzeinrichtung (700) umfaßt:
erste und zweite Spannungserzeugungseinrichtungen (720, 730), die betriebsmäßig über Eingänge des ersten Operationsverstärkers (16) geschaltet sind, um eine vorbestimmte konstante Spannung (± VL) zu erzeugen; und
erste und zweite Schalteinrichtungen (740, 750) zum selektiven Verbinden der ersten und zweiten Spannungserzeugungseinrichtungen (720, 730) mit dem ersten Operationsverstärker (16) auf der Grundlage der Erfassung durch die Überstromerfassungseinrichtung (220).
24. Batteriespeisesystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Spannungserzeugungseinrichtungen (720, 730) jeweils eine Diodenbrücke (800) umfassen, worin
die ersten und zweiten Schalteinrichtungen (740, 750) jeweils einen Transistorschalter (900) umfassen, der betriebsmäßig geschaltet ist, einen mittels entsprechender der Diodenbrücke (800) gleichgerichteten Strom durchzulassen, und
der Transistorschalter (900) auf der Grundlage der Erfassung durch die Überstromerfassungseinrichtung (220) geschaltet wird.
25. Batteriespeisesystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Überstromschutzeinrichtung (700) umfaßt:
dritte und vierte Spannungserzeugungseinrichtungen (720', 730'), die betriebsmäßig über Eingänge des zweiten Operationsverstärkers (26) geschaltet sind, um die vorbestimmte Konstantspannung (± VL) zu erzeugen; und
dritte und vierte Schalteinrichtungen (740', 750') zum selektiven Verbinden der dritten und vierten Spannungserzeugungseinrichtungen (720', 730') mit dem zweiten Operationsverstärker (26) auf der Grundlage der Erfassung mittels der Überstromerfassungseinrichtung (220).
26. Batteriespeisesystem nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten und vierten Spannungserzeugungseinrichtungen (729', 730') jeweils eine Diodenbrücke (800') umfassen, worin
die dritten und vierten Schalteinrichtungen (740', 750') jeweils einen Transistorschalter (900') umfassen, der betriebsmäßig geschaltet ist, einen Strom durchzulassen, der von entsprechenden der Diodenbrücke (800') gleichgerichtet wird, und
der Transistorschalter (900') auf der Grundlage der Erfassung der Überstromerfassungseinrichtung (220) geschaltet wird.
27. Batteriespeisesystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Transkonduktanzverstärkereinrichtung (10, 20) umfaßt:
(1) einen ersten Widerstand (11, 21), der betriebsmäßig zwischen die entsprechenden Vorspannungseingangsanschlüsse und einen Eingang des entsprechenden Operationsverstärkers geschaltet ist;
(2) einen zweiten Widerstand (12, 22), der betriebsmäßig zwischen den Batteriespeiseanschluß und den Eingang des entsprechenden Operationsverstärkers geschaltet ist;
(3) einen dritten Widerstand (13, 23), der betriebsmäßig zwischen den Ausgang und einen anderen Eingang des entsprechenden Operationsverstärkers geschaltet ist;
(4) einen vierten Widerstand (14, 24), der betriebsmäßig zwischen den entsprechenden Steuereingangsanschluß und einen anderen Eingang des entsprechenden Operationsverstärkers geschaltet ist; und
(5) einen fünften Widerstand (15, 25), der betriebsmäßig zwischen den entsprechenden Batteriespeiseanschluß und den Ausgang geschaltet ist.
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