DE3687153T2

DE3687153T2 - Teilnehmerschnittstellenschaltung.

Info

Publication number: DE3687153T2
Application number: DE8686111530T
Authority: DE
Inventors: Mitsutoshi Ayano; Yozo Iketani; Kiyoshi Shibuya; Kenji Takato; Toshiro Tojo
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1985-08-20
Filing date: 1986-08-20
Publication date: 1993-04-15
Anticipated expiration: 2006-08-21
Also published as: DE3687153D1; EP0212632A2; US4827505A; EP0212632B1; CN86105137A; CN1003032B; KR870002736A; KR900001135B1; EP0212632A3; CA1260170A; AU6158586A; AU574277B2

Description

Die vorliegende Erfindung betritt eine Teilnehmerinterface-Schaltung (SLIC) für ein Telefon-Endamt mit einem digitalen Schaltsystem. Die Erfindung ist auf die Herstellung einer Batteriezuführungs-Schaltung, einer Hybridschaltung und einer Überwachungsschaltung in monolithischen ICs (integrierten Schaltkreisen) anwendbar, um deren Größe zu miniaturisieren und um deren Herstellungskosten herabzusetzen.
Eine SLIC mit einer Batteriezuführungs-Schaltung ist auf den Seiten 1144 bis 1149 von Volume SC-17, No. 6 des IEEE Journal of Solid State Circuits, Dezember 1982, gezeigt. Die Batteriezuführungs-Schaltung umfaßt ein Paar Stromzuführungsschaltungen, ein Paar Spannungs-Stromwandlereinrichtungen und zwei Paare Spiegelschaltungen.
Die Teilnehmer-Interfaceschaltung für die Telefonstation besteht im allgemeinen aus sieben grundlegenden Schaltungen so wie in Fig. 1 gezeigt. Nämlich eine Batteriezuführungs-Schaltung, um Gleichspannungsenergie für Teilnehmerleitungen bereitzustellen, eine Hybridschaltung zum Umwandeln des Telefonsignals von einem Zweidrahtsignal in ein Vierdrahtsignal oder umgekehrt, eine Überspannungsschutzschaltung, eine Anruf-Schalteinrichtung zum Behandeln eines Anrufsignals, eine CODEC (Kodierungs- und Dekodierungsschaltung) für Telefoncodes, eine Überwachungsschaltung zum Überwachen des Betriebs der Schaltung und eine Testzugriffs-Relaisschaltung. All diese Komponenten sind jeweils für jeden Teilnehmer vorgesehen. Deswegen ist es sehr wichtig, ihre Größe, Energieverbrauch und Kosten herabzusetzen.
Zunächst wurden CODEC in monolithischen ICs hergestellt und sind mittlerweile weitläufig im Gebrauch, weil die an sie angelegte Spannung niedrig (ungefähr 5 Volt) ist und ihre Realisierung in ICs einfach war. Anstrengungen zum Herstellen der übrigen Schaltungen in einem IC beginnen in der Praxis Anwendung zu finden. Diese Anstrengungen richten sich auf den Entwurf von ICs für die Batteriezuführungs-Schaltungen, die Zwei-zu-Vierdrahtwandler und die Überwachungsschaltung. Der Grund dafür ist darin zu sehen, daß diese Schaltungen mit einer mittleren Spannung von 40 bis 60 Volt arbeiten, während die übrigen Schaltungen mit mehreren 100 Volt oder mit hohem Strom, der von Relais behandelt werden soll, arbeiten.
Die Teilnehmerinterface-Schaltung kann als äquivalent zu einer Schaltung wie in Fig. 2(a) gezeigt angesehen werden. An die Anschlüsse A und B sind zum Beispiel ein Teilnehmergerät mit einer Impedanz Z&sub0;, die die Impedanzen der Teilnehmerleitungen einschließt und ein Telefonapparat verbunden. Die Teilnehmerinterface-Schaltung (im folgenden als SLIC abgekürzt) ist mit einem AC-Abschlußwiderstand Z versehen, der die Teilnehmerleitung abschließt, und die Batteriezuführungsschaltung führt eine Gleichspannung an eine der Teilnehmerleitungen, zum Beispiel A, zu, und die andere Teilnehmerleitung B ist über einen Zuführungswiderstand mit Masse verbunden. Ein Telefonsignal von dem Teilnehmer wird von den Anschlüssen A und B über eine Hybridschaltung, die ein Zweidrahtsignal in ein Vierdrahtsignal wandelt, abgenommen. Deswegen muß die innere Impedanz der Batteriezuführungs-Schaltung so hoch wie möglich für das Telefonsignal sein, das in einem differentiellen Modus mit einer Phasendifferenz zwischen den Leitungen A und B auftritt. Um aber in der Teilnehmerleitung erzeugtes Rauschen zu verhindern, sollte die innere Impedanz für das Rauschen so klein wie möglich sein. Rauschen wird gewöhnlicherweise auf der Teilnehmerleitung in einem longitudinalen Modus erzeugt, der die gleiche Phase für die Leitungen A und B besitzt. Somit ist die innere Impedanz der Batteriezuführungs-Schaltung vorzugsweise für das Signal im longitudinalen Modus so klein wie möglich, aber sie sollte für ein Signal im differentiellen Modus so hoch wie möglich sein.
Um eine derartige interne Impedanz zu realisieren, sind verschiedene Schaltungen vorgeschlagen worden. Sie können im wesentlichen auf eine wie in Fig. 2(b) für die longitudinale Rauschspannung gezeigte äquivalente Schaltung vereinfacht werden. Die äquivalente Schaltung ist eine Brückenschaltung mit zwei Widerständen R entsprechend den Leitungen A bzw. B und internen Widerständen RA und RB von Batteriequellen für Leitungen A bzw. B. Die Rauschspannung Vn wird an einem Knotenpunkt der zwei Widerstände R in gleicher Phase für beide Leitungen angelegt. Somit erscheinen zwei Hauptströmungen beim Entwurf von SLICs, um die Rauschspannung zwischen den Anschlüssen A und B zu beseitigen. Die eine ist, die Brückenschaltung anzugleichen, das heißt die Bedingung
RA/R = RB/R
zu erfüllen, die andere ist RA und RB im Vergleich mit R so klein wie möglich zu machen. Die erstere wird als SLIC vom balancierten Typ und die letztere ausgeglichenere als SLIC vom nicht-balancierten Typ bezeichnet.
"A Monolithic Telephone Subscriber Loop Interface Circuit" von w. David Pace, IEEE Journal of Solid State Circuit, August 1981, offenbart Grundlagen von monolithischen IC-Schaltungen für die SLIC vom nicht balancierten Typ.
Die folgenden japanischen offengelegten Patente Tokkai 55-150658; 56-141655; 57-25766; 57-38053; 58-104559 offenbaren Batteriezuführungs-Schaltungen vom balancierten Typ, Tokkai 58-210775; 59-161172 offenbaren die Batteriezuführungs-Schaltungen vom nicht-balancierten Typ, und Tokkai 57-42263 offenbart eine IC-Schaltung für einen Zwei-zu-Vierdrahtwandler.
Die Batteriezuführungs-Schaltung vom nicht-balancierten Typ ist in ihrer Realisierung in einem monolithischen IC am meisten fortgeschritten. Es ist wichtig, einen äquivalenten Wert der Widerstände RA und RB so klein wie möglich zu machen. Unter Verwendung von Spiegelschaltungen und Rückkopplungsschaltungen ist der äquivalente Wert von RA und RB auf weniger als 1 Ohm verkleinert worden und eine longitudinale Balance von 45 dB ist erzielt worden, wenn die Schaltung abgeglichen ist. Aber je größer der Wert der longitudinalen Balance ist, desto besser.
Um eine höhere longitudinale Balance zu erzielen, ist es notwendig, die Brückenschaltung der äquivalenten Schaltung aus Fig. 2(b) zu balancieren. Dies ist die Schaltung vom balancierten Typ. Aber in herkömmlichen Schaltungen war es notwendig, diskrete Komponenten beispielsweise Kondensatoren, Leistungstransistoren usw. zu verwenden, die in monolithischer IC-Technologie schwierig herzustellen sind. Außerdem neigte die Balance dazu, von der Veränderung von Teilnehmerleitungsimpedanz, Versorgungsspannung, Signalpegel usw. gestört zu werden und wenn die Balance gestört war, leidete die Schaltung unter Rauschen, so daß eine genaue Einstellung der Balance notwendig war.
Eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es somit, einen Hauptteil einer SLIC aus einem monolithisches IC herzustellen, um ihre Größe, Energieverbrauch und Kosten zu verkleinern.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine kombinierte Schaltung einer Batteriezuführungs-Schaltung, einer Zwei-zu-Vierdraht-Hybridwandlerschaltung und eine Überwachungsschaltung zu schaffen, die weitgehend in einem monolithischen IC hergestellt werden kann.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es eine SLIC vom balancierten Typ zu schaffen, deren Einstellung einfach ist und die weitgehend in einem monolithischen IC realisiert werden kann.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird eine Teilnehmerinterface-Schaltung vom balancierten Typ (SLIC) geschaffen mit einer Batteriezuführungs-Schaltung zum Zuführen von Gleichstrom für eine Zweidrahtteilnehmerleitung bestehend aus Leitung A bzw. Leitung B, die an Anschlüsse A und B angeschlossen sind, wobei die Batteriezuführungs-Schaltung umfaßt:
ein Paar Stromspiegelschaltungen, deren Ausgangsanschlüsse jeweils an die Anschlüsse A und B angeschlossen sind, um den Gleichstrom zuzuführen;
ein Paar von ersten Spannungs/Stromwandlereinrichtungen, die jeweils an die Anschlüsse A und B angeschlossen sind;
ein Paar erste Spiegelschaltungen, deren Eingangsanschlüsse jeweils an die Ausgangsanschlüsse der Spannungs/Stromwandlereinrichtung angeschlossen sind; und
ein Paar zweite Spiegelschaltungen; dadurch gekennzeichnet, daß
die Eingangsanschlüsse der zweiten Spiegelschaltungen jeweils an Ausgangsanschlüssen von entgegengesetzten Spiegelschaltungen der ersten Spiegelschaltungen über die Widerstände angeschlossen sind;
die Ausgangsanschlüsse der zweiten Spiegelschaltungen jeweils an Eingangsanschlüssen von entgegengesetzten Spiegelschaltungen der Stromzuführungsspiegelschaltungen angeschlossen sind;
ein Kondensator zwischen Ausgangsanschlüssen der ersten Spiegelschaltungen angeschlossen ist; und
ein Paar Widerstände vorgesehen sind, deren eines Ende jeweils an den Kondensator angeschlossen ist.
Im folgenden wird die Erfindung beispielhaft unter Bezugnahme auf die bei liegenden Zeichnungen ausführlicher beschrieben.
In den Figuren zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Teilnehmerinterface-Schaltung (SLIC), die ihre Hauptfunktionen darstellt;
Fig. 2(a) ein Blockdiagramm, das die Impedanzbeziehung zwischen einer SLIC und einem Teilnehmergerät darstellt;
Fig. 2(b) ein Ersatzschaltbild einer SLIC für auf eine Teilnehmerleitung induzierte Rauschspannung;
Fig. 3 ein Blockschaltbild, das ein Betriebsprinzip einer Batteriezuführungs-Schaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 4 ein Blockdiagramm zum Darstellen eines Betriebsprinzips einer hybriden Schaltung zum Wandeln eines Zweidrahtsignals in ein Vierdrahtsignal oder umgekehrt entsprechend der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ein Blockdiagramm für eine Überwachungsschaltung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ein Blockdiagramm zum Darstellen eines Prinzips eines Masse-Trennverfahrens, das in der vorliegenden Erfindung angewendet wird;
Fig. 7 ein Blockschaltbild, das eine Gesamtdarstellung einer SLIC darstellt, die aus grundlegenden Schaltungen entsprechend der vorliegenden Erfindung zusammengesetzt ist;
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Batteriezuführungs-Schaltung, die die vorliegende Erfindung verkörpert;
Fig. 9 Schaltbilder für verschiedene Arten von Spiegelschaltungen, die auf die vorliegende Erfindung anwendbar sind, wobei
(a) ein Schaltungssymbol einer Spiegelschaltung;
(b) eine grundlegende Schaltung einer Spiegelschaltung;
(c) ein weiteres Beispiel einer Spiegelschaltung; und
(d) eine Spiegelschaltung mit zwei Ausgängen ist;
Fig. 10 ein Beispiel einer Spannungsstabilisationsschaltung, die auf die Spannungsquelle der Batteriezuführungs-Schaltung anwendbar ist, um ein in die Spannungsquelle induziertes Rauschen zu verringern;
Fig. 11 ein Beispiel einer Strombegrenzungsschaltung, die auf die Batteriezuführungs-Schaltung der vorliegenden Erfindung anwendbar ist;
Fig. 12 eine Spannungs-Stromkennlinie der Strombegrenzungsschaltung aus Fig. 11;
Fig. 13 ein Schaltbild eines Absolutwert-Detektors, der in der Batteriezuführungs-Schaltung der vorliegenden Erfindung angewendet wird;
Fig. 14 ein Schaltbild eines Vergleichers und Ansteuerungsschaltung für eine Überstromschutzschaltung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 15 ein Blockdiagramm, das einen Zusammenhang zwischen einem Zwei-zu-Vierdrahtwandler und der Batteriezuführungs-Schaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 16 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltung, die auf den Zwei-zu-Vierdrahtwandler aus Fig. 15 anwendbar ist, um seine Frequenzeigenschaften zu korrigieren;
Fig. 17 ein Schaltbild für ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Spannungs/Stromwandlers, der in dem Zwei-zu-Vierdrahtwandler aus Fig. 15 anwendbar ist;
Fig. 18 ein Schaltbild einer in Fig. 5 gezeigten Überwachungsschaltung;
Fig. 19 ein Blockschaltbild, das einen Betrieb der Masse-Trennung durch die vorliegende Erfindung darstellt;
Fig. 20 ein Diagramm, das ein Spannungsversorgungssystem für eine Teilnehmerinterface-Schaltung darstellt;
Fig. 21 ein Schaltbild, das einen Zustand zwischen verschiedenen Spannungsquellen der Teilnehmerinterface-Schaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt; und
Fig. 22 ein Gesamtschaltbild der SLIC entsprechend der vorliegenden Erfindung.
Ein Ausführungsbeispiel der Batteriezuführungs-Schaltung der vorliegenden Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf ein Blockschaltbild aus Fig. 3 beschrieben. Sie verwendet drei Paare von Spiegelschaltungen A0, B0, A1, B1, A2 und B2. Sie sind bezüglich den Teilnehmerleitungen (Leitungen A und B) in Kaskaden angeordnet und für beide A- und B-Leitungen symmetrisch angeordnet. Die Ausgangsanschlüsse der Stromzuführungs-Spiegelschaltungspaare A0 und B0 sind jeweils an die Leitungen A und B angeschlossen, um ihre Ausgangsströme an jede von diesen als eine Gleichstrom(DC)-Versorgungsquelle zuzuführen. Die Eingangsanschlüsse des Stromzuführungs-Spiegelschaltungspaares A0, B0 (ein Eingangsanschluß einer Spiegelschaltung wird durch einen kleinen Kreis angezeigt) sind jeweils in Reihe mit den Ausgangsanschlüssen der zweiten Spiegelschaltungspaare B2 und A2 angeschlossen. Die Eingangsanschlüsse des ersten Spiegelschaltungspaares A1 und B1 sind an die Leitungen A und B über Widerstände Rb0 bzw. Rb1 angeschlossen, und die Ausgangsanschlüsse davon sind mit den Eingangsanschlüssen der zweiten Spiegelschaltungen B2 und A2 über Widerstände Rc1 bzw. Rc0 in Reihe angeschlossen.
Zwischen den Widerständen Rc0 und Rc1 ist ein Kondensator CAB angeschlossen.
Wenn eine Spannung auf den Anschlüssen A und B erscheint, fließt ein Strom in die Eingangsanschlüsse der ersten Spiegelschaltungen A1 und B1 entsprechend den jeweiligen Anschlußspannungen VA und VB und entsprechend der grundlegenden Arbeitsweise der Spiegelschaltung fließt derselbe Strombetrag mit gleicher Richtung durch die Ausgangsanschlüsse der ersten Spiegelschaltungen A1, B1.
Falls eine Spannung mit gleicher Phase an die Anschlüsse A und B angelegt wird, gleichen sich die Ausgangsströme der ersten Spiegelschaltungen A1, B1. Somit werden beide Seiten des Kondensators CAB auf die gleiche Spannung aufgeladen, welches gleichbedeutend ist, daß keine Kondensatoren vorhanden sind. Somit fließen die gleichen Ströme durch die zweiten Stromschaltungen A2, B2, aber die Richtungen der Ströme sind umgekehrt zu denjenigen der ersten Stromschaltungen A1, B1, weil ihre Eingangsanschlüsse mit den ersten Spiegelschaltungen in Reihe geschaltet sind. Wenn nämlich der Strom in B1 hineinfließt, fließt der gleiche Strom aus A2 heraus und umgekehrt. Diese Ströme werden an jeweilige Eingangsanschlüsse der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0 zugeführt. Nachdem die Eingangsanschlüsse der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen in Reihe mit den zweiten Spiegelschaltungen angeschlossen sind, sind die Ausgangsströme der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen gleich, aber in entgegengesetzter Richtung zu denjenigen der zweiten Spiegelschaltungen. Somit besitzen die Ausgangsströme der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen gleiche Amplitude und gleiche Richtung wie diejenigen der Eingangsströme an die Anschlüsse A und B. Dies bedeutet, daß die longitudinale Eingangsimpedanz dieser Schaltung einen niedrigen Wert annimmt, der den Zuführungswiderständen gleicht. Der Zuführungswiderstand wird durch die Widerstände von Rb0, Rb1 und dem Spiegelverhältnis bestimmt, das das Verhältnis von Eingangs- und Ausgangsströmen der Spiegelschaltung ist.
Falls eine Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen A und B besteht, das heißt, das Eingangssignal besitzt einen differentiellen Modus, erscheint die Stromdifferenz zwischen dem Ausgang der ersten Spiegelschaltungen A1 und B1. Aber eine derartige differentielle Komponente wird durch den Kondensator CAB überbrückt, außerdem bildet der Kondensator CAB zusammen mit den Widerständen Rc0 und Rc1 eine Filterschaltung für das Signal mit differentiellem Modus. Somit wird die differentielle Komponente den zweiten Spiegelschaltungen A2 und B2 nicht eingegeben. Deswegen erscheint kein Strom entsprechend der Eingangsspannung mit differentiellem Modus. Dies bedeutet, daß die Schaltung eine sehr hohe Impedanz für das Eingangssignal mit differentiellem Modus schafft. Somit wird das Eingangstelefonsignal, das ein Signal mit differentiellem Modus ist, einem Zwei-zu-Vierdrahtwandler ohne Verlust zugeführt. Aber für ein Rauschen mit einem longitudinalen Modus nimmt die Schaltung eine niedrige Impedanz an, außerdem ist die Schaltung für die Leitungen A und B balanciert, so daß die Ausgangsspannung des Rauschens sich aufhebt und somit kein Rauschsignal an der hybriden Zwei-zu-Vierdrahtwandlerschaltung auftritt.
Einem gemeinsamen Anschluß der zweiten Spiegelschaltung A2 wird eine konstante Spannung von einer stabilisierten Spannungsquelle Vz zugeführt. Dies schützt die Schaltung vor von einer Batteriequelle VBB induziertem Rauschen.
Die Batteriezuführungs-Schaltung entsprechend diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist außerdem mit einer Strombegrenzerschaltung zum Schützen der Batteriezuführungs-Schaltung vor Überströmen ausgerüstet, die durch einen fehlerhaften Kontakt zur Masse oder zur VBB der Teilnehmerleitung etc. verursacht wird. Das Prinzip des Strombegrenzens wird wie folgt durchgeführt. Wenn ein Überstrom erfaßt wird, wird der Widerstand eines Eingangswiderstandes an der Stromzuführungs-Spiegelschaltung A0 oder B0 auf einen niedrigeren Widerstand umgeschaltet. Somit wird das Spiegelverhältnis der Spiegelschaltung herabgesetzt und der an die A- oder B-Leitungen von der Stromzuführungs-Spiegelschaltung A0 oder B0 zugeführte Strom wird begrenzt.
Unter Bezugnahme auf ein Blockschaltbild aus Fig. 4 wird nun das Prinzip einer hybriden Zwei-zu-Vierdrahtwandlerschaltung erklärt. Ein Vierdraht-Eingangssignal, das von einem Eingangsanschluß 4WR empfangen wird, wird von einem Spannungs/Stromwandler (VI) 6 in ein Stromsignal gewandelt und einer des dritten Spiegelschaltungspaares A3 und B3 zugeführt. Ein erster Ausgang der Spiegelschaltung A3 wird der Stromzuführungs-Spiegelschaltung B0 zugeführt, die die Stromzuführungs-Schaltung aus Fig. 3 darstellt, und die Richtung des zweiten Ausgangsstroms wird von einer weiteren dritten Spiegelschaltung B3 umgedreht und an eine weitere Stromzuführungs-Spiegelschaltung A0 zugeführt. Somit werden von dem Stromzuführungs-Spiegelschaltungspaar A0 und B0 ein Zweidrahtsignal mit zueinander entgegengesetzter Phase abgegeben und den Leitungen A bzw. B zugeführt.
Ein von den Eingangsanschlüssen A und B empfangenes Zweidrahtsignal wird einem Operationsverstärker OP3 zugeführt und die differentielle Komponente wird erfaßt. In dem Ausgang des Operationsverstärkers OP3 ist eine Komponente eines dem Anschluß 4WR eingegebenen Vierdraht-Eingangssignal enthalten, weil es von den Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0 abgegeben wird und zusammen mit dem den Anschlüssen A und B eingegebenem Zweidrahtsignal an den OP3 umläuft. Ein derartiges Rücklaufsignal besitzt eine entgegengesetzte Phase zu derjenigen eines dem Anschluß 4WR eingegebenem Eingangssignal. Somit wird der Ausgang von OP3 mit einem von dem Anschluß 4WR abgezweigtem Signal in einem geeigneten Netzwerk gemischt, um das umlaufende Vierdrahtsignal zu löschen, und nur das Zweidrahtsignal wird von einem Vierdraht-Ausgangsanschluß 4WS abgenommen.
Die Überwachungsschaltung zur Identifizierung eines Aufleg- oder Abhebzustandes des Teilnehmergerätes und zur Erfassung des fehlerhaften Kontaktes der Teilnehmerleitung zu Masse und einer Spannungsversorgung wird im folgenden unter Bezugnahme auf ein Blockschaltbild aus Fig. 5 erklärt. Die Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0, die die in Fig. 1 gezeigte Stromzuführungsschaltung darstellen, enthalten Leistungstransistoren Q0, Q1 und in Reihe geschaltete Widerstände Re0 bzw. Re1. Die Stromflüsse IA und IB, die jeweils in den Leitungen A und B laufen, werden als Spannungsabfälle über den Widerständen Re0 bzw. Re1 erfaßt. Diese Spannungen werden mit Schwellwertspannungen Vth1 und Vth2 von ersten und zweiten Vergleichern CMP1 bzw. CMP2 verglichen. Gleichzeitig werden die erfaßten Spannungen einer Addierschaltung ADD zuführt und diese addierte Spannung wird auch mit einer dritten Schwellwertspannung Vth3 durch einen Vergleicher CMP3 verglichen. Ausgänge dieser Vergleicher werden jeweils an UND-Gatter G1 und G2 wie in Fig. 5 gezeigt zugeführt.
Im normalen abgenommenem Zustand sind die Ströme IA und IB fast ausgeglichen und ihre erfaßten Spannungen sind größer als Vth1 und Vth2. Die erfaßte Spannungssumme ist auch größer als TVh3. Deswegen geben beide Gatterschaltungen G1 und G2 Überwachungssignale SCNA bzw. SCNB ab. Die durch Rauschen verursachte Veränderung der Ströme IA und IB wird durch die Addierschaltung ADD beseitigt, nachdem das Rauschen in die Leitungen A und B als ein longitudinaler Modus induziert wird. Somit wird der Ausgang der Addierschaltung unabhängig von dem Rauschen fast konstant gehalten. Deswegen sind die erzeugten SCNA- und SCNB-Signale stabil, vorausgesetzt daß der Rauschstrom nicht zu groß ist, um die Ströme IA oder IB auf einen kleineren Wert als der Schwellwert von Vth1 oder Vth2 zu verkleinern.
Falls die Leitung A oder B einen fehlerhaften Masseschluß aufweist, wird IA groß und IB wird sehr klein, aber der Ausgang der Addierschaltung ist immer noch über der Schwellwertspannung Vth3. Somit wird das SCNE-Signal nicht erzeugt, aber das SCNA-Signal wird erzeugt, so daß der Zustand bestimmt werden kann. Im Gegensatz dazu, falls die Leitung A oder B mit einer Spannungsquelle VBB in Kontakt gebracht wird, wird das SCNE-Signal erzeugt und das SCNA-Signal wird nicht erzeugt. Im abgehobenen Zustand sind die Ströme IA und IB sehr klein, so daß weder das Abtastsignal SCNA noch SCNB erzeugt wird. Somit wird der Zustand jederzeit bestimmt.
Ein weiteres wichtiges Merkmal dieses Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung stellt ein Verfahren zum Trennen von Massen in dem System dar. Im allgemeinen wird die SLIC mit verschiedenen Arten von Spannungsquellen betrieben. Zum Beispiel wird die Batteriezuführungs-Schaltung von einer Spannungsquelle zwischen Masse G und -48 Volt, und logische Schaltungen mit Vcc von +5 Volt, VEE von -5 Volt und Masse E betrieben. Somit ist es erforderlich, Signale zwischen den Systemen mit verschiedenen Massen G und E zum Beispiel zu übertragen. Mit anderen Worten ist es notwendig, die Massen G von E zu trennen, während die Schaltungen miteinander verbunden sind. Gewöhnlicherweise wird ein Transformator für eine derartige Massetrennung verwendet, aber die Verwendung eines Transformators sollte in IC-Schaltungen vermieden werden.
Das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beabsichtigt von einem System E (das eine Masse E besitzt) einen Strom an System G (das eine Masse G besitzt), zum Beispiel mit gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Richtung zu derjenigen vom Signalstrom vom System G zum System E zuzuführen. Trotz des Signalstromflusses zwischen den Systemen G und E wird er dadurch immer von der Stromzuführung von dem System E nach G oder umgekehrt aufgehoben, und somit ist der Gesamtstrom zwischen den zwei Systemen immer Null. Dieses ist gleichbedeutend mit der Tatsache, daß die Systeme G und E voneinander getrennt werden. Fig. 6 zeigt ein Prinzip des erfindungsgemäßen Massetrennverfahrens.
Ein Eingangssignal vom System G wird an einen Eingangsanschluß IN angelegt und wird einer Spiegelschaltung M1 zugeführt. Ein Ausgang von M1 wird einer weiteren Spiegelschaltung M2 zugeführt. Ein weiterer Ausgang von M1 wird über einen Detektor DET an Vcc angeschlossen und der Ausgang von M1 ist an die VEE-Spannungsversorgung des Systems E angeschlossen. Da der vom System E nach G fließende Strom gleich ist, aber in entgegengesetzter Richtung zu demjenigen der von dem System G nach E fließt, ist dies gleichbedeutend mit der Tatsache, daß die Systeme G und E voneinander getrennt sind, aber der gleiche Strom wie derjenige des Eingangssignals an dem Eingangsanschluß IN fließt durch einen Detektor DET des Systems E, so daß das Signal von dem Eingangsanschluß IN des Systems G erfaßt wird und von einem Ausgangsanschluß AUS des Systems E abgenommen wird. In ähnlicher Weise wird das Signal von dem System E einem Eingangsanschluß IN' des Systems E eingegeben und von einem anderen Ausgangsanschluß AUS' des Systems G abgenommen.
Unter Verwendung der oben beschriebenen Merkmale und grundlegenden Schaltungen wird die SLIC aufgebaut.
Fig. 7 ist ein Blockschaltbild, das einen Gesamtaufbau einer SLIC darstellt, die aus den grundlegenden Schaltungen entsprechend eines Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung wie oben beschrieben aufgebaut ist. Die Schaltung entspricht einem Abschnitt, der in einem Blockschaltbild aus Fig. 1 durch eine gepunktete Linie eingekreist ist. In Fig. 7 wird klar, daß ein von einer gestrichelten Linie 300 eingerahmter Abschnitt eine Batteriezuführungs-Schaltung entsprechend Fig. 3, ein von einer gestrichelten Linie 400 eingerahmter Abschnitt eine Zwei-zu-Vierdrahtwandlerschaltung entsprechend Fig. 4, ein von einer gestrichelten Linie 500 eingerahmter Abschnitt eine Überwachungsschaltung entsprechend Fig. 5 und ein von einer gestrichelten Linie 600 eingerahmter Abschnitt eine Masseabtrennschaltung entsprechend Fig. 6 ist.
Zunächst wird ein Ausführungsbeispiel von Schaltungsteilen beschrieben, die die grundlegenden Funktionen der SLIC durchführt und dann wird eine Gesamtbeschreibung der Schaltung durchgeführt. Überall in den Zeichnungen bezeichnen ähnliche oder gleiche Bezugszahlen oder -zeichen ähnliche oder entsprechende Teile in den Figuren.

Batteriezuführungs-Schaltung

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Batteriezuführungs-Schaltung, die die vorliegende Erfindung verkörpert. Die Figur entspricht Fig. 3, die ein Prinzip der Batteriezuführungs-Schaltung beschreibt. Die Schaltung umfaßt drei Paare von Spiegelschaltungen A0, B0, A1, B1, A2 und B2. Von diesen führen die Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0, die von einer gestrichelten Linie 80 eingerahmt sind, Gleichströme von ungefähr 20-100 mA an die Teilnehmerleitungen A bzw. B zu. Die übrigen Spiegelschaltungen sind herkömmliche kleine Stromeinrichtungen, die einen Strom von weniger als 1 mA behandeln. Es wird klar, daß die Zwischenverbindung zwischen diesen Spiegelschaltungen und Widerständen Rb0, Rb1, Rc0, Rc1 und dem Kondensator CAB ähnlich wie diejenige aus Fig. 3 ist, so daß eine weitere Beschreibung der Schaltungsverbindung zur Vereinfachung weggelassen wird.
Die Schaltung ist für die Leitungen A und B ähnlich aufgebaut, so daß eine ausführliche Beschreibung im wesentlichen bezüglich Leitung B durchgeführt wird. Die Stromzuführungs-Spiegelschaltung B0 besteht aus einem Operationsverstärker OP1, einem Transistor Q1 und Widerständen Ra1 und Re1. Ein nichtinvertierender Eingangsanschluß (mit einem Symbol + bezeichnet) des Operationsverstärkers OP1 wird der Eingangsanschluß der Spiegelschaltung B0, und der Kollektor des Transistors Q1 wird der Ausgangsanschluß der Stromzuführungs-Spiegelschaltung B0. Ein invertierender Eingangsanschluß (mit einem Symbol - bezeichnet) ist an den Emitter von Q1 angeschlossen. Ein Stromverhältnis, das ein Verhältnis des Ausgangsstroms zum Eingangsstrom einer Spiegelschaltung darstellt, wird durch Ra1/Re1 bestimmt. Da der von der Spiegelschaltung A2 zugeführte Eingangsstrom an B0 klein ist, wird das Stromverhältnis von B0 groß gewählt. Aber das Stromverhältnis der ersten und zweiten Spiegelschaltungen A1, B1, A2 und B2 werden gewöhnlicherweise auf Eins eingestellt.
Die Widerstandswerte werden auch von anderen Bedingungen begrenzt. Die Zuführungswiderstände ZA und ZB der Batteriezuführungs-Schaltung für die Leitungen A und B sind jeweils bestimmt durch
ZA = Rb0·Re0/Ra0 (1) und
ZB = Rb1·Re1/Ra1 (2)
Je niedriger diese Impedanzen sind, desto besser sind sie für eine Rauschreduzierung, aber andererseits je größer die Widerstandswerte von Widerständen Rb0 und Rb1 sind, desto besser sind sie, um das Eingangs-Zwei-Drahtsignal an den Zwei-zu-Vierdrahtwandler ohne Verlust bzw. Dampfung zu Übertragen. Somit sind in einem Ausführungsbeispiel diese Widerstände so gewählt, daß Re1 50 Ohm, Ra1 6 kOhm und Rb1 50 kOhm ist. Somit ist das Stromverhältnis 120. Im allgemeinen ist es schwierig, einen höheren Widerstandswert in monolithischen ICs herzustellen, außerdem ist es wichtig, diese Widerstände für die A- und B-Leitungen zu balancieren. Die Widerstandswerte sind angesichts der obigen Betrachtungen bestimmt worden.
Die Leistungstransistoren Q0 und Q1 sind Darlington-Transistoren und Kondensator CAB ist beispielsweise 0,1-0,2 uF. Es ist notwendig, den Kapazitätswert und Widerstandswert so zu wählen, daß Rc1 = Rc0 > > 1/j Omega CAB erfüllt ist, wobei Omega die Frequenz des Eingangssignals ist. Der Grund hierfür wird später verständlich. In einem Ausführungsbeispiel wurden Rc0 und Rc1 als einige wenige 10 kOhm gewählt. Diese Transistoren Q0, Q1 zusammen mit Widerständen Re0, Re1 und Kondensatoren CAB sind an die Schaltung als externe Schaltungselemente angeschlossen, weil ihre Größe und Energieverbrauch groß sind und Widerstände Re0 und Re1 werden verwendet, um die Schaltungsausgleichung anzugleichen. Andere Schaltungselemente aus Fig. 8 sind alle in einem monolithischen IC-Chip hergestellt.
Die übrigen Spiegelschaltungen A1, B1, A2 und B2 können herkömmliche sein, wobei einige Beispiele in Fig. 9 gezeigt sind. In der Figur ist (a) ein Schaltungssymbol der Spiegelschaltung und ihr Eingangsanschluß wird mit einem kleinen Kreis identifiziert. G ist ein gemeinsamer Anschluß. Falls ein Strom zwischen EIN (Eingangsanschluß) und einem gemeinsamen Anschluß C fließt, fließt ein Strom mit einem vorgegebenen Stromverhältnis und gleicher Richtung wie der Eingangsstrom zwischen AUS (Ausgangsanschluß) und einem Anschluß C. In Fig. 9 sind Qa bis Qe Transistoren und R1 bis R3 Widerstände. Die Schaltung aus Fig. 9(b) ist eine grundlegende Ausführung einer Spiegelschaltung und der Betrieb der Schaltung aus Fig. 9(c) ist außerdem für einen weiteren Bereich von Eingangsströmen stabilisiert. Die Schaltung aus Fig. 9(d) besitzt zwei Ausgänge. Das Stromverhältnis wird durch das Verhältnis von R1/R2 bzw. R1/R3 bestimmt. Da sich aber die Schaltungskonfiguration der Spiegelschaltung nicht ausschließlich auf die Erfindung bezieht, wird eine weitere Beschreibung weggelassen.
Wenn in Fig. 8 ein Signal mit differentiellem Modus mit einer Phasendifferenz zwischen den Anschlüssen A und B erscheint, werden Ströme entsprechend jeweiliger Spannungen gegenüber der Masse über die Eingangsanschlüsse des ersten Spiegelschaltungspaares A1 und B1 laufen. Diese Ströme erscheinen auf beiden Seiten des Kondensators CAB und werden über CAB überbrückt, weil wie vorher erwähnt die Widerstände von Rc0 und Rc1 im Vergleich mit der kapazitiven Reaktanz von CAB groß sind. Außerdem können die Ströme des Signals mit differentiellem Modus aufgrund einer Filterwirkung von Rc0 und Rc1 zusammen mit CAB nicht in das zweite Spiegelschaltungspaar A2 und B2 fließen. Deswegen wird kein Signal mit differentiellem Modus an die Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0 zurückgeführt, wodurch keine Stromänderung entsprechend dem Signal mit differentiellem Modus in den Ausgangsanschlüssen von A0 und B0 erscheint. Dies ist äquivalent zu der Tatsache, daß die Batteriezuführungs-Schaltung eine hohe Impedanz gegenüber dem Signal mit differentiellem Modus, das heißt beispielsweise einem Telefonsignal, besitzt. Somit wird das Eingangssignal von den Anschlüssen A und B an die Zweizu-Vierdrahtwandlerschaltung ohne Verlust bzw. Dampfung zugeführt.
Falls im Gegensatz dazu ein Rauschen mit longitudinalem Modus auf den Anschlüssen A und B erscheint, werden die entsprechenden Ströme auf beiden Seiten des Kondensators CAB erscheinen. Da aber die Phase dieser Ströme zueinander gleich ist, sind die Spannungen auf beiden Seiten von CAB immer gleich. Dies ist gleichbedeutend mit der Tatsache, daß kein Kondensator für das longitudinale Signal existiert. Somit laufen diese Ströme in den Spiegelschaltungen A2 und B2 und werden an A0 und B0 zurückgeführt. Da das Stromverhältnis von A0 und B0 groß ist, erscheint ein großer Strom mit einer gleichen Phase wie das longitudinale Eingangssignal in der Schaltung. Dies bedeutet, daß die effektive longitudinale Eingangsimpedanz der Batteriezuführungs-Schaltung einen niedrigen Wert annimmt, der dem Batteriezuführungswiderstand gleicht. Tatsächlich wird die Eingangsimpedanz für den longitudinalen Modus so wie von den Gleichungen (1) bzw. (2) für die Leitungen A und B gezeigt.
Wie oben beschrieben erfüllt die Schaltung aus Fig. 8 die grundlegenden Anforderungen einer Batteriezuführungs-Schaltung. Und wie oben beschrieben, ist die Schaltung für die Leitungen A und B ganz ähnlich aufgebaut, und die Balance der Impedanz für A-, B-Leitungen ist sehr gut. Somit ist die Schaltung aus Fig. 8 eine Batteriezuführungs-Schaltung vom balancierten Typ. Außerdem kann die Balance genau abgestimmt werden, indem die externen Widerstände Re1 und Re0 abgestimmt werden. Somit kann das longitudinale Rauschen wesentlich verkleinert werden. In einem Ausführungsbeispiel ist eine longitudinale Balance von 55 dB erzielt worden.
In Fig. 8 ist die an den gemeinsamen Anschluß der zweiten Spiegelschaltung A2 zugeführte Spannung Vz äquivalent zu derjenigen der Quellenspannung VBB, die an andere Spiegelschaltungen angelegt wird, aber ihre Spannung ist besonders stabilisiert, um ein von der Spannungsquelle VBB induziertes Rauschen zu verringern. Ein Rauschunterdrückungsprozeß durch diese stabilisierte Spannungsquelle Vz ist wie folgt. Als ein allgemeines Kennzeichen einer Spiegelschaltung ist zunächst ihre Impedanz von ihrem Ausgangsanschluß gesehen sehr groß. Falls somit in Fig. 8 VBB durch Rauschen variiert wird, erscheint die Spannungsänderung nicht in dem Ausgangsanschluß der Stromzuführungs-Spiegelschaltung A0. Somit ist das Rauschen von der Spannungsquelle von A0 vernachlässigbar. Zweitens kann bezüglich der zweiten Spiegelschaltung A2 das Rauschen vernachlässigt werden, weil ihre Spannungsquelle stabilisiert ist. Drittens verursacht die Spannungsänderung von VBB ein Rauschen in der ersten Spiegelschaltung A1 und muß deswegen überprüft werden.
Falls VBB variiert, existieren zwei Strompfade, die ein Rauschen erzeugen. Der erste Rauschstrompfad besteht aus VBB, A1, Rb0, Anschluß A, Teilnehmergerät, Anschluß B, Rb1, B1 und Masse. Wie oben erwähnt, werden Rb1 und Rb0 so gewählt, daß sie im Vergleich mit der Impedanz zwischen Anschlüssen A und B sehr groß sind. Somit wird die in einen derartigen ersten Weg induzierte Rauschspannung sehr klein zwischen den Anschlüssen A und B. Somit ist ein derartiges Rauschen im wesentlichen vernachlässigbar.
Der verbleibende Rauschpfad besteht aus VBB, A1, Rc1, B2 und Masse. Jedoch läuft der Strom durch den Ausgangsanschluß von A1 nicht nur durch Rc1, sondern läuft auch durch Rc0, weil Rc1 und Rc0 durch den Kondensator CAB umgekehrt miteinander verbunden sind.
Dementsprechend wird der Rauschstrom halbiert und beide Stromhälften fließen jeweils über dieses zweite Spiegelschaltungspaar B2 und A2. Die Stromrichtung ist die gleiche für B2 und A2. Wenn zum Beispiel der Strom in B2 hineinfließt, fließt der gleiche Strom in A2 hinein und umgekehrt. Somit besitzen die Ausgangsströme von B2 und A2 untereinander die gleiche Phase. Derartige Ströme werden an die Eingangsanschlüsse von A0 bzw. B0 zugeführt. Deswegen besitzen die Ausgänge von A0 und B0 immer die gleiche Phase für das von VBB induzierte Rauschen. Somit wird die Rauschspannung an den Anschlüssen A und B zueinander gleich und kann von dem Zwei-zu-Vierdrahtwandler nicht aufgenommen werden.
Die obige Beschreibung ist bezüglich A1 durchgeführt worden. Aber der durch B1 laufende Rauschstrom wird in einer ähnlichen Art und Weise herabgesetzt. Somit kann durch nur eine stabilisierte Spannungsquelle Vz das von der Spannungsquelle VBB induzierte Rauschen beseitigt werden.
In einem Ausführungsbeispiel ist VBB -48 Volt, und Vz ist beispielsweise -35 Volt. Die stabilisierte Spannungsquelle kann irgendwie aufgebaut werden, beispielsweise kann eine Reihenschaltung von Zenerdioden und ein Widerstand angewendet werden. Aber der Energieverbrauch sollte klein sein und es ist wünschenswert, daß der interne Widerstand zwischen dem Anschluß Vz und Masse klein ist, aber die Impedanz zwischen Vz und VBB hoch, um die Rauschinduzierung in der VBB herabzusetzen. Ein Beispiel einer derartigen Spannungsstabilisationsschaltung ist in Fig. 10 gezeigt.
In dieser Figur sind Q2 bis Q4 Transistoren, D&sub0; eine Diode, R4, R5 Widerstände von 100 kOhm bzw. 3 kOhm und Dn reihengeschaltete Zenerdioden. Es versteht sich von selbst, daß die Schaltung aus Fig. 10 eine modifizierte Spiegelschaltung darstellt. Ein Strom fließt von einer Masse an eine negative Spannungsquelle VBB über R4, Q3 und D&sub0;, so daß der gleiche Strom durch Dn, Q2 und R5 fließt. Eine von den Zenerdioden Dn bestimmte Konstantspannung Vz wird von einem Emitterfolger-Transistor Q4 einem gemeinsamen Anschluß der in Fig. 8 gezeigten zweiten Spiegelschaltung A2 zugeführt. Nachdem die Konfiguration der stabilisierten Spannungsquelle sich nicht explizit auf die Erfindung bezieht, wird eine weitere Beschreibung weggelassen.
Manchmal passiert es, daß der Versorgungsstrom der Batteriezuführungs-Schaltung aufgrund irgendeiner Tatsache sehr groß wird, beispielsweise daß der Teilnehmer eine Einrichtung mit sehr kleiner Impedanz verwendet, die Teilnehmerleitungen sehr kurz sind oder zufällig kurz geschlossen sind. In solchen Fällen ist es wünschenswert, den Zuführungsstrom auf kleiner als einen vorgegebenen Wert zu begrenzen. Für einen derartigen Zweck werden die Widerstände Rb0 und Rb1 durch eine Strombegrenzerschaltung ersetzt. Ein Beispiel einer sich für einen derartigen Zweck eignenden Strombegrenzer-Schaltung ist in Fig. 11 gezeigt. Die Symbole + und - bezeichnen jeweils eine positive und negative Seite der Versorgungsspannung. Diese Schaltung besteht aus Transistoren Q5, Q6 und Widerständen re und ist allgemein gebräuchlich, so daß eine weitere Beschreibung weggelassen wird. Ein Beispiel einer Spannungs/Stromkennlinie ist in Fig. 12 angegeben. Die Kurve kann durch Auswählen der Widerstandswerte von rc und re geändert werden. Normalerweise wird die Schaltung eingestellt um an einem Abschnitt der Kurve mit großer Steigung zu arbeiten. Aber falls der Versorgungsstrom abnormal ansteigt, werden die Eingangsströme von B1 und A1 begrenzt, so daß der Ausgang der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen B0 und A0 einen Wert entsprechend dem maximalen Wert aus Fig. 12 nicht überschreiten kann.

Überstrom-Schutzschaltung

Eine Batteriezuführungs-Schaltung aus Fig. 8 ist mit einer Funktion ausgerüstet um die Schaltung vor einem Überstrom zu schützen, der von einem fehlerhaften Kontakt der Teilnehmerleitungen mit Masse oder VBB herrührt. Die Überstrom-Schutzschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung besteht aus einer Widerstands-Schalteinrichtung, die in Fig. 8 von einer gestrichelten Linie 83 und 83' umrahmt ist, um einen Eingangswiderstand der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0 zu schalten; eine Erfassungseinrichtung umrahmt von einer gestrichelten Linie 81 zum Erfassen einer Differenz zwischen den Stromflüssen der ersten Spiegelschaltungen A1 und B1; und eine Steuereinrichtung umrahmt von einer gestrichelten Linie 82 zum Vergleichen des erfaßten Stroms mit einem Schwellwert und zum Steuern des Schaltens der Widerstands-Schalteinrichtung.
Während die Teilnehmerleitungen im Normalzustand betrieben werden, sind die durch die Leitungen A und B laufenden Ströme fast balanciert, so daß die durch die ersten Spiegelschaltungen A1 und B1 laufenden Ströme fast gleich sind. Falls aber eine der Leitungen mit Masse oder der Spannungsquelle kurzgeschlossen wird wird der Strom unbalanciert. Eine derartige Unausgeglichenheit wird von der Fassungseinrichtung erfaßt und mit einem Schwellwert Vth verglichen. Wenn die Unausgeglichenheit einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet steuert die Steuereinrichtung die Widerstands-Schalteinrichtung, um den Eingangswiderstand Ra0 oder Ra1 mit einem anderen Widerstand zu überbrücken. Dies reduziert das Stromverhältnis der Stromzuführungs-Spiegelschaltung A0 oder B0, so daß der Ausgangsstrom von A0 oder B0 reduziert wird.
Wie in Fig. 8 gezeigt sind die ersten Spiegelschaltungen A1 und B1 mit zwei Ausgangsanschlüssen versehen. Ein Beispiel einer derartigen Schaltung ist in Fig. 9 (d) gezeigt. Der zweite Ausgang von A1 und B1 sind miteinander verbunden und sind mit der Erfassungseinrichtung 81 verbunden. Dadurch empfängt die Erfassungseinrichtung einen Differenzstrom zwischen den Ausgangsströmen von A1 und B1. Weil sie sich im Normalzustand befinden, sind die Ströme von Leitungen A und B gleich aber von entgegengesetzter Richtung, da der Batteriestrom entlang einer aus Masse, B0, Anschluß B, Teilnehmergerät, Anschluß A, A0 und VBB bestehenden Schaltung fließt. Die Eingangsströme von B1 und A1 sind proportional zu den Ausgangsströmen von B0 bzw. A0, so daß die Ausgangsströme von B1 und A1 einander gleichen aber in ihrer Richtung entgegengesetzt zueinander ist.
Die Erfassungseinrichtung 81 besteht aus einem Widerstand Rd und einem Absolutwertdetektor ABS, der den Differenzstrom empfängt und seinen Absolutwert erfaßt. Der Ausgangsstrom von ABS wird von dem Widerstand Rd, dessen Widerstand wenige kOhm beträgt in eine Spannung gewandelt. Ein Beispiel eines Absolutwertdetektors ist in Fig. 13 gezeigt. Er besteht aus zwei Transistoren Qf (npn), Qg (pnp) und einer Spiegelschaltung CM1 mit einem Spiegelverhältnis von 1. Die eingekreisten Anschlüsse 1-3 entsprechen jeweils einem Eingangsanschluß, einem Spannungsversorgungsanschluß und einem Ausgangsanschluß und sie entsprechen jeweils den eingekreisten Anschlüssen 1-3 in Fig. 8. Falls in einer derartigen Schaltung zum Beispiel ein Strom in den Anschluß 1 läuft, läuft er in einen Eingangsanschluß der Spiegelschaltung CM1 über den Transistor Qg, so daß derselbe Strom aus dem Anschluß 3 in CM1 hineinläuft. Falls im Gegensatz dazu ein Strom aus dem Anschluß 1 läuft, läuft er aus dem Anschluß 3 hinein und läuft über den Transistor Qf. Somit fließt derselbe Strombetrag in den Ausgangsanschluß 3 hinein, unabhängig von der Richtung des über den Eingangsanschluß 1 fließenden Stroms. Dies ist äquivalent zu der Tatsache, daß der in den Ausgangsanschluß 3 laufende Strom der Absolutwert des Eingangsanschlusses 1 ist. Der Absolutwertdetektor kann von irgendeinem Typ sein, aber er bezieht sich nicht explizit auf die Erfindung und eine weitere Beschreibung wird weggelassen.
Ein Schaltbild der Steuereinrichtung ist in Fig. 14 gezeigt. Sie besteht aus einem Vergleicher CMP und einer Ansteuerungsschaltung DV. Die eingekreisten Anschlüsse 4-8 entsprechen jeweils den eingekreisten Anschlüsse 4-8 in Fig. 8. Der Vergleicher CMP besteht aus drei Transistoren Qh (npn), Qi (pnp), Qj (npn) und einer Konstantstromquelle CI. Diese Schaltungen sind allgemein gebräuchlich im Stand der Technik. Die Spannung über dem Widerstand Rd (Fig. 8) wird an den Anschluß 7 zugeführt und wird mit einer dem Anschluß 8 des Vergleichers CMP zugeführten vorgegebenen Schwellwertspannung Vth (beispielsweise -2 Volt) verglichen.
Die Ansteuerungsschaltung DV besteht aus zwei Transistoren Qk, Ql (beide pnp) und einer weiteren Spiegelschaltung CM2 mit einem Spiegelverhältnis von 1. Die Anschlüsse 5 und 6 sind jeweils an die Widerstands-Schalteinrichtungen 83' und 83 in Fig. 8 angeschlossen.
Wenn der Ausgangsstrom des Absolutwertdetektors ABS klein ist, bedeutet dies, daß sich die Teilnehmerleitung im Normalzustand befindet, der Transistor Qh nimmt einen Ein-Zustand an und Transistoren Qi und Qj nehmen Aus-Zustände an. Somit nehmen die Transistoren Qk und Ql einen Aus-Zustand an und die Widerstands-Schalteinrichtung 83 und 83' arbeitet nicht. Somit sind die Eingangswiderstände für die Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0 jeweils Ra0 und Ra1 und A0 und B0 führen einen vorgegebenen Strom an die Teilnehmerleitungen A bzw. B zu.
Falls der Ausgangsstrom von ABS groß wird, das heißt daß die Teilnehmerleitung einen ungewöhnlichen Zustand annimmt, und die Eingangsspannung des Anschlusses 7 über eine vorgegebene Schwellwertspannung Vth ansteigt, nimmt der Transistor Qh einen Aus-Zustand an. Somit nehmen die Transistoren Qi, Qj, Qk und Ql einen Ein-Zustand an und Ansteuerungsströme erscheinen in den Anschlüssen 5 und 6. Diese Ströme laufen über die Widerstände Rg1 bzw. Rg0 in Fig. 8 und bringen die Transistoren Qr0 und Qr1 der Widerstands-Schalteinrichtung 83 und 83' in einen leitenden Zustand. Dies bedeutet, daß die Eingangswiderstände Ra0 und Ra1 über Rf0 bzw. Rf1 überbrückt werden. Somit fällt der effektive Widerstand auf einen niedrigeren Wert. Nachdem das Widerstandsverhältnis von A0 und B0 durch Ra0/Re0 bzw. Ra1/Re1 bestimmt werden, wird das Spiegelverhältnis klein und die Ausgangsströme von A0 und B0 werden auf einen niedrigen Wert gedrückt. Dieser Wert kann durch Einstellen der Widerstandswerte von Rf0 und Rf1 eingestellt werden. In einem Ausführungsbeispiel wurde das Spiegelverhältnis von 120 auf 20 reduziert und der Strom wurde auf ein Sechstel des normalen Stroms gedrückt, wenn die Teilnehmerleitung kurzgeschlossen wurde.

2- zu 4-Drahtwandler

Fig. 15 zeigt ein Blockschaltbild eines 2- zu 4-Drahtwandlers entsprechend der vorliegenden Erfindung. Im Vergleich mit dem Blockschaltbild aus Fig. 4, das das Betriebsprinzip des 2- zu 4-Drahtwandlers erklärt, wird die Beziehung der Wandlerschaltung zur Batteriezuführungs-Schaltung weiter ersichtlich. Eine grundlegende Anforderung an den 2- zu 4- Drahtwandler ist das an einem Anschluß 4WR empfangene 4-Drahtsignal an ein an die Anschlüsse A und B angeschlossenes Teilnehmergerät Z&sub0; zu übertragen und ein von dem Teilnehmergerät gesendetes Signal an einen Ausgangsanschluß 4WS der 4-Drahtleitung zu übertragen und es sollte das Eingangssignal von 4WR nicht an den Ausgangsanschluß 4WS umkehren.
Es gibt noch ein weiteres Erfordernis an den 2- zu 4-Drahtwandler, nämlich daß die obige Anforderung über ein Betriebsfrequenzband des Gerätes erfüllt sein sollte. Im Allgemeinen sind die Anschlüsse A und B an den Eingang der Batteriezuführungs-Schaltung von einer Abschlußimpedanz Z (in der Figur mit 2 bezeichnet) abgeschlossen, aber die Lastimpedanz Z&sub0;, die die Impedanzen des Teilnehmergerätes und der Teilnehmerleitung einschließt, verändert sich mit der Veränderung von Geräten und der Länge der Teilnehmerleitung, so daß es schwierig ist, die Teilnehmerleitung mit der Batteriezuführungs-Schaltung perfekt abzuschließen. Außerdem besitzt die Abschlußimpedanz eine Frequenzabhängigkeit, so daß die obige Anforderung schwieriger wird.
In Fig. 15 entsprechen Abschnitte, die von gestrichelten Linien 5 und 6 umrahmt sind, jeweils dem Kompensationsnetzwerk 5 und dem Spannungs-Stromwandler 6 in Fig. 4. Das an einem Anschluß 4WR empfangene 4-Drahtsignal wird einem invertierenden Eingangsanschluß (-) eines Operationsverstärkers OP2 über einen Widerstand Rs1 eingegeben. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß (+) ist mit Masse verbunden. Der Ausgang von OP2 wird über einen Widerstand Rf5 an den Eingang zurückgeführt. Ein pnp-Transistor Qp erhält seinen Strom von einer Konstantstromquelle 9. Zwischen dem Ausgangsanschluß der Konstantstromquelle 9 und Masse ist das Kompensationsnetzwerk 5 eingebaut, das aus parallelen Impedanzelementen 7 und 8 besteht. Die Impedanzen dieser Impedanzelemente sind jeweils NZ und Nzo, die jeweils N-mal so groß sind wie diejenigen der Abschlußimpedanz Z und Lastimpedanz Z0, das heißt der Impedanz des Teilnehmergerätes einschließlich Teilnehmerleitung. Somit ist die Gesamtimpedanz des Netzwerkes N-mal so groß wie die Gesamtimpedanz der Eingangsseite der Stromzuführungs-Schaltung, die aus Z und Z0 besteht. Wenn die Parallelimpedanz von Z und Z0 B ist, wird die Gesamtimpedanz des Kompensationsnetzwerkes 5 B N.
Die Eingangssignalspannung V4R am Anschluß 4WR wird mit Rf5/Rs1 von dem Operationsverstärker OP2 multipliziert und der Basis eines pnp-Transitors Qp zugeführt. Falls eine Basis-Emitterspannung VBE des Transistors Qp vernachlässigt wird, läuft ein Strom entsprechend der Ausgangsspannung von OP2 durch das Kompensationsnetzwerk 5. Somit wird der durch den Transistor Qp laufende Strom
wobei
B = (Zo·Z/Zo+Z)
eine Gesamtimpedanz ist, wenn Z0 und Z parallel geschaltet sind.
Nachdem die interne Impedanz der Konstantstromquelle 9 unendlich ist, läuft dieser Strom durch eine Stromspiegelschaltung A3 des dritten Spiegelschaltungspaares. A3 besitzt zwei Ausgangsanschlüsse, ein Ausgang wird der Stromzuführungs-Spiegelschaltung B0 zugeführt und die Richtung des anderen Ausganges wird von einer weiteren Spiegelschaltung B3 umgekehrt und an A0 zugeführt. Somit werden von diesen Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0 Ströme mit einer Amplitude entsprechend der Eingangsspannung und mit entgegengesetzter Phase gesendet. Somit wird VAB, die Spannung über den 2-Drahtleitungsanschlüssen A und B
VAB = ip·M·B
wobei M das Stromverhältnis von A0 und B0 ist, so daß
VAB = (Rf5/RS1)(V4R/BN)·M·B
= (Rf5/Rs1)·(M/N)·V4R (3).
Somit wird VAB, die Ausgangsspannung des 2-Drahtsignals proportional zur Eingangsspannung V4R des 4-Drahtsignals. In der obigen Gleichung 3 ist es wichtig, daß sich VAB weder auf die Lastimpedanz Z&sub0; noch auf die Abschlußimpedanz Z bezieht. Das bedeutet, daß die Ausgangsspannung weder mit Z&sub0; noch mit Z in Zusammenhang steht und somit sind die oben erwähnten Frequenzabhängigkeiten von Z und Z&sub0; alle beseitigt.
Durch Auswählen des Wertes von M/N, Rf5 und Rs1, ist es möglich die Verstärkung der Schaltung einzustellen. In einem Ausführungsbeispiel sind die Werte von M und N 120 bzw. 100 gewählt worden, Rf5 zu 5 k Ohm, und Rs1 zu 10 k Ohm. Der Wert von N besitzt eine weitere Bedeutung, wie oben erwähnt wurde, nämlich daß die Impedanzen von NZ und NZo N-mal so groß sind wie diejenigen von Z bzw. Z&sub0;. Somit sind die Widerstände N-mal so groß und Kapazitäten 1/N-mal so klein wie diejenigen von Z und Z&sub0;. Dies bedeutet, daß ihre Größe und Strom kleiner wird. Vorzugsweise wird ihre Größe miniaturisiert oder sie werden in einem monolitischen IC hergestellt.
Das an die Anschlüsse A und B von der Lastimpedanz Z&sub0; angelegte 2-Drahtsignal wird über Kondensatoren CA, CB und Widerständen Rs2, Rs3 einem dritten Operationsverstärker OP3 zugeführt. Die invertierenden und nichtinvertierenden Eingangsspannungen von OP3 werden jeweils von einem Widerstand Rf3 zurückgeführt oder von einem Widerstand Rf2 geteilt. Unter Vernachlässigung der reaktiven Impedanzen von CA und CB und durch Auswählen der Widerstände, so daß Rs2 = Rs3, Rf2 = Rf3 ist, wird eine Verstärkung k des OP3
k = Rf3/Rs3.
Wenn die Eingangsspannung des 2-Drahtsignals von der Last Z&sub0; V&sub2; ist, ist ihre Spannung zwischen den Anschlüssen A und B folgendermaßen bestimmt:
VAB =(Z/Z + Zo)V&sub2;
Dieser Spannung wird einem dritten Operationsverstärker OP3 mit einer Verstärkung k zugeführt und einem vierten Operationsverstärker OP4 zugeführt. Der Ausgang von OP4 wird über die Impedanznetzwerke 3 und 4 zurückgeführt, wobei jedes eine Impedanz von N'Z bzw. N'Z&sub0; besitzt, nämlich N'-mal so hoch wie diejenigen der Abschlußimpedanz Z und der Lastimpedanz Z&sub0; der 2-Drahtleitungen A und B. Somit wird V4S die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OP4:
Wie aus Gleichung 4 ersichtlich, ist die 4-Drahtausgangsspannung VS4 der 2-Drahteingangsspannung V&sub2; proportional. Nachdem die Gleichung 4 weder mit Z noch mit Z&sub0; in Zusammenhang steht, wird das Problem der Frequenzabhängigkeit auch vermieden.
Das 4-Drahtsignal, das an den Anschlüssen A und B erscheint, wird dem Operationsverstärker OP3 zugeführt und wird ein umgedrehtes Signal. Aber wie in der Schaltung aus Fig. 15 ersichtlich, wird das 4-Drahteingangssignal auch dem Operationsverstärker OP4 über einen Widerstand RR zugeführt und ist umgekehrt wie diejenige des umgedrehten Signals. Somit ist es durch Einstellen des Widerstandes von RS und RR auf
Vp3 /RS = V4R /RR
möglich, beide Signale zu löschen.
Auf diese Art wurde das Umdrehen der Signale vom 4-Drahteingang- zum 4-Drahtausgang vermieden. Somit ist das Umlaufen der Signale vom 4-Drahteingang zum 4-Drahtausgang vermieden worden. Somit sind alle wichtigen Merkmale, die an einen 2- zu 4-Drahtwandler gestellt werden, erfüllt worden.
In einem Ausführungsbeispiel waren die Widerstände von Rs1 10 kOhm, Rf5 war 5 kOhm, Rs2 und Rs3 waren 200 kOhm, Rf2 und Rf3 waren 32 kOhm, Rs war 10 kOhm, RR war 100 kOhm und Kapazitäten von CA und CB waren 0,1 uF.
Einige Modifikationen des 2- zu 4-Drahtwandlers aus Fig. 15 sind möglich. Fig. 16 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Schaltung, die zum Korrigieren der Frequenzkennlinie des 2- zu 4-Drahtwandlers aus Fig. 15 anwendbar ist. Die Schaltung ist anwendbar um einen Abschnitt der von einer gestrichelten Linie 150 in Fig. 15 eingerahmt ist zu ersetzen. Im Vergleich mit derjenigen aus Fig. 15 ist die Schaltung aus Fig. 16 mit zusätzlichen Widerständen Rf4 und Rs4 versehen, die zwischen dem Ausgangsanschluß des vierten Operationsverstärkers OP4 und Masse in Reihe geschaltet sind. Und das Impedanzelement 4 (N'Zo) ist an den Knotenpunkt von Rf4 und Rs4 angeschlossen. Die Verstärkung ist folgendermaßen bestimmt
Da N'Zo und N'Z im Vergleich mit Rs4 und Rf4 sehr groß sind, kann die Verstärkung folgendermaßen ausgedrückt werden:
Deswegen ist es möglich die Verstärkung G durch Verändern der Widerstände von Rs4 und Rf4 zu variieren ohne die Frequenzcharakteristik der Schaltung zu stören. In einem Ausführungsbeispiel wurden sowohl Rs4 als auch Rf4 als weniger als 1 kOhm gewählt.
Fig. 17 zeigt ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels des Spannungs-/Stromwandlers, der die Stelle des von gestrichelten Linien 5 und 6 in der Schaltung aus Fig. 15 eingerahmten Abschnittes einnehmen kann. In der Schaltung aus Fig. 17 wird die Emitterspannung des Transistors Qp an den invertierenden Eingangsanschluß (-) des Operationsverstärkers OP2 zurückgeführt. Und das Eingangssignal 4WR wird über einen Widerstand Rf6 dem nicht invertierenden Eingangsanschluß (+) zugeführt und der nichtinvertierende Anschluß ist über einen Widerstand Rs1 mit Masse verbunden.
Eine derartige Schaltung kann die Veränderung der Eigenschaften aufgrund der Verstärkungsveränderung des Transistors Qp unterdrücken. Somit kann ein stabilerer Betrieb erwartet werden. Es soll darauf hingewiesen werden, daß die Phase des Ausgangs dieser Schaltung umgekehrt zu derjenigen aus Fig. 15 ist, so daß es notwendig ist die Eingangsverbindung von OP3 in Fig. 15 umzudrehen, um die Umlauf-Spannung des 4-Drahtsignals zu löschen.
Der umgewandelte Strom von der Eingangsspannung V4R von der Schaltung aus Fig. 17 wird
In ähnlicher Art und Weise wie unter Bezugnahme auf Fig. 15 beschrieben, wird somit die Ausgansspannung des 2-Drahtsignals:
Diese Gleichung entspricht der Gleichung 3. Somit würde das Problem der Frequenzabhängigkeiten vermieden.
Wie ersichtlich, kann die Schaltung in verschiedener Art und Weise verändert werden, aber der Grundgedanke der Erfindung ist die Frequenzabhängigkeit durch eine auf der 4-Drahtsignalseite vorgesehene Parallelimpedanz zu kompensieren, die N-mal größer ist als diejenige einer parallelen Impedanz, die aus der Last und den Anschlußimpedanzen der 2-Drahtseite besteht.

Überwachungsschaltung

Die Überwachungsschaltung zum Erfassen des Zustandes der Teilnehmerleitung und zum Senden eines Signals entsprechend einem Zustand der Teilnehmerleitung, beispielsweise einem Auflegen, Abnehmen, Masseschluß oder Kontakt mit einer Spannungsquelle, ist in Fig. 18 gezeigt. Diese Schaltung entspricht einem mit einer gestrichelten Linie 500 eingerahmten Abschnitt in Fig. 7, die die Gesamtschaltungskonfiguration der SLIC zeigt.
In Fig. 18 gehören die Transistoren Q0, Q1 und die Widerstände Re0, Re1 jeweils zu den Stromzuführungs-Spiegelschaltungen A0 und B0 sowie in Fig. 5 oder 8 gezeigt. Sie führen Ströme IA und IB an die Teilnehmerleitungen A bzw. B zu. Diese Ströme werden von Transistoren Q11 bzw. Q14 als eine Spannung über Re0 bzw. Re1 erfaßt. Nachdem die Emitter dieser Transistoren jeweils an Konstantstromquellen CI1 und CI2 angeschlossen sind, werden ihre Eingangsimpedanzen sehr hoch. Somit werden die Ströme IA und IB ohne Störung von den Detektoren erfaßt. Nachdem die Basen von Transistoren Q12 und Q13 an den Emitter von Q11 angeschlossen sind, wird ihre Spannung gleich zu derjenigen von dem Widerstand Re0, der einen relativ Widerstand (beispielsweise 50 Ohm) aufweist. Die Spannung verursacht einen Stromfluß in Widerständen Rc11 und Rc12. In ähnlicher Art und Weise ist die Emitterspannung eines Transistors Q15, dessen Basis an den Emitter von Q14 angeschlossen ist, gleich zu derjenigen des Widerstandes Re1 und verursacht einen Stromfluß in einem Widerstand Rc13.
Der durch den Widerstand Rc13 laufende Strom läuft in eine Spiegelschaltung M11 hinein und deren einer Ausgangsstrom von einem Widerstand Rs12 in eine Spannung gewandelt und einem +-seitigen Eingangsanschluß eines Vergleiches CMP2 zugeführt. Ein anderer Ausgansstrom der Spiegelschaltung M11 läuft durch einen Widerstand Rs13. In diesem Widerstand R13 läuft auch der Strom, der durch den Widerstand Rc11 läuft. Somit entspricht die Spannung an dem +-seitigen Eingangsanschluß des Vergleiches CMP3 einer Summe von IA und IB. Eine derartige Schaltungskonfiguration entspricht somit der Addiererschaltung ADD in Fig. 7. Die Eingangsschaltung des Vergleiches CMP3 besteht nämlich aus einer ODER-verdrahteten angeschlossenen Addierschaltung.
Der durch einen Widerstand Rs11 fließende Strom wird in eine Spannung umgewandelt, dann einem ersten Vergleicher CMP1 zugeführt, um mit einer ersten Schwellwertspannung Vth1 verglichen zu werden. Der eine Ausgangsstrom der Spiegelschaltung M11 wird von dem Widerstand R12 in eine Spannung gewandelt und dem zweiten Vergleicher CMP2 zugeführt um mit einer zweiten Schwellwertspannung Vth2 verglichen zu werden. Die Spannung über dem Widerstand Rs13 wird mit einem dritten Vergleicher einer dritten Schwellwertspannung Vth3 von CMP3 verglichen.
Eine aus einer Spiegelschaltung M12 und einem Transistor Q16 aufgebaute Schaltung entspricht dem Gatter G1 in Fig. 7 und eine aus einer Spiegelschaltung M13 und einem Transistor Q17 aufgebaute Schaltung entspricht dem Gatter G2 von Fig. 7. Die Schwellwertspannungen Vth1 und Vth2 sind relativ geringe Spannungen, beispielsweise -1 Volt. Wenn sich die Teilnehmerleitung in einem abgenommenen Zustand befindet und die Ströme IA und IB fließen, und sogar wenn der Lastwiderstand R11 der Teilnehmerleitung relativ hoch ist, nämlich die Ströme IA und IB relativ klein sind, wird somit die Eingangsspannung an CMP1 und CMP2 größer als Vth1 bzw. Vth2, so daß die Transistoren Q16 und Q17 einen Aus-Zustand annehmen. Falls aber die Stromsumme von IA und IB kleiner ist als der vorgegebene Wert entsprechend der dritten Schwellwertspannung Vth3, sendet der dritte Vergleicher CMP3 kein Aus-Signal. Dies verhindert, daß die SLIC eine Fehleinschätzung vornimmt, die von einem Leckstrom in der Teilnehmerleitung mit einem abgenommenen Zustand verursacht wird. Falls die Spannung entsprechend der Stromsumme von IA und IB die Schwellwertspannung Vth3 überschreitet, läuft der Ausgangsstrom von CMP3 durch die Spiegelschaltungen M12 und M13. Somit werden Abtast-Signale SCNA und SCNB von M12 und M13 gleichzeitig gesendet, welches anzeigt, daß sich die Teilnehmerleitung in einem abgenommenen Zustand befindet.
Im Gegensatz dazu, wenn sich das Teilnehmergerät in einem aufgelegtem Zustand befindet, sind IA und IB sehr klein. Somit werden alle Eingangsspannungen an den Vergleichern kleiner als entsprechende Schwellwertspannungen. Dann nehmen die Transistoren Q16 und Q17 einen Ein-Zustand an und der Ausgang von CMP3 läuft über die Transistoren Q16 und Q17. Somit läuft kein Strom durch M12 und M13. Deswegen erscheint kein Abtast-Signal, welches anzeigt, daß sich die Teilnehmerleitung in einem abgehobenen Zustand befindet.
Falls die Teilnehmerleitung fehlerhaft einen Masseschluß besitzt, wird IA sehr groß und IB wird sehr klein, aber die Stromsumme von IA und IB ändert sich nicht so viel und überschreitet den Schwellwert Vth3. Somit nimmt der Transistor Q16 einen Aus-Zustand und Q17 einen Ein-Zustand an. Dementsprechend läuft der Ausgang von CMP3 über die Spiegelschaltung M12, aber der Ausgang von CMP3 läuft über Q17 und läuft nicht durch M13. Somit wird ein SCNA-Signal erzeugt, aber ein SCNB-Signal wird nicht erzeugt, welches anzeigt, daß die Teilnehmerleitung mit Masse verbunden ist.
Es ist leicht ersichtlich, daß falls die Teilnehmerleitung an VBB kurzgeschlossen ist, IA sehr klein wird und IB sehr groß wird. Somit wird ein SCNB-Signal erzeugt, aber SCNA wird nicht erzeugt, welches anzeigt, daß die Teilnehmerleitung mit VBB kurzgeschlossen ist. In einer derartigen Art und Weise werden die Situationen von abgenommenem Zustand, aufgelegtem Zustand oder Kurzschluß mit Masse oder VBB festgestellt.
Außerdem ist es notwendig die Stabilität der Schaltung gegenüber Rauschen zu überprüfen. Falls das longitudinale Rauschen auf den Eingangsstrom überlagert ist, verursacht es einen Anstieg von IA und einen Abfall von IB oder umgekehrt. Aber der Gesamtstrom von IA und IB wird von der Addierschaltung fast konstant gehalten und ein stabiler Ausgang wird von CMP3 geschaffen. Solange der Rauschstrom zu groß ist um die Eingangsspannung von CMP1 oder CMP2 auf niedriger als Vth1 oder Vth2 zu verkleinern, wird somit der Betrieb dieser Vergleicher sichergestellt. Wie oben erwähnt, werden Vth1 und Vth2 als eine niedrige Spannung gewählt, um einen derartigen Betrieb sicherzustellen.
In einem Ausführungsbeispiel wurden Vth1 und Vth2 als -1 Volt gewählt und Vth3 wurde zu -2 Volt gewählt. Die Widerstandswerte von Rc11, Rc12 und Rc13 waren 12 kOhm, und Rs11, Rs12 waren 30 kOhm und Rs13 war 20 kOhm. Die Konstantstromquellen und die Schwellwertspannung-Versorgungsquellen sind allgemein gebräuchliche und ihre Strombehandlungskapazität kann sehr klein (beispielsweise 50 uA) sein. Somit wird eine weitere Beschreibung weggelassen.

Masse-Trennung

Im allgemeinen wird eine SLIC unter Verwendung von verschiedenen Arten von Spannungsquellen betrieben. Zum Beispiel wird die Batteriezuführungs-Schaltung von einer Spannungsquelle zwischen Masse G und -48 Volt betrieben und logische Schaltungen werden mit einer Vcc von +5 Volt, VEE von -5 Volt und Masse E betrieben. In der Batteriezuführungs-Schaltung existieren verschiedene Rauschkomponenten, beispielsweise derartige, die in den Teilnehmerleitungen induziert sind und ein Rauschen, das in Batteriequellen erzeugt wird. Obwohl die Rauschspannung der Batterie-Versorgungsschaltung nicht so groß ist, ist sie groß genug für logische Schaltungen, die bei einer niedrigen Spannung betrieben werden. Somit ist es notwendig, diese Spannungsquellen voneinander zu trennen, um einen stabilen Betrieb der Schaltung mit niedriger Spannung sicher zu stellen, aber ein Signal muß zwischen ihnen übertragen werden. Zum Beispiel ist es notwendig, die Batterieversorgung der Batteriezuführungs-Schaltung von der Spannungsquelle der logischen Schaltung zu trennen, aber das Signal muß zwischen ihnen übertragen werden. Mit anderen Worten ist es notwendig, die Masse G von der Masse E zu trennen, während die Schaltung miteinander verbunden ist.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Idee zugrunde, einen Signalstrom zwischen den Systemen mit verschiedenen Spannungsquellen zu übertragen. Wenn beispielsweise ein Signal von einem System mit einer Masse G (im folgenden als System G abgekürzt) an ein System mit einer Masse E (im folgenden als System E abgekürzt) gesendet wird, führt es einen Strom vom System E an System G mit gleicher Amplitude, aber in entgegengesetzter Richtung zu derjenigen des Signalstroms zu. Obwohl der Signalstrom zwischen dem System G und E fließt, wird dadurch der Gesamtstrom zwischen den zwei Systemen von dem vom System E nach G oder umgekehrt zugeführten Strom immer aufgehoben. Deswegen ist der Gesamtstrom zwischen den zwei Systemen immer Null und war äquivalent zu der Tatsache, daß die Systeme G und E voneinander getrennt sind.
Fig. 19 ist ein Blockschaltbild, das einen Betrieb der Masse-Trennschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt. Die Figur zeigt einen Fall, bei dem ein Signal beispielsweise ein Abnehm-Signal oder dergleichen von einer Teilnehmerleitung über eine Batteriezuführungs-Schaltung BFC an eine (nicht gezeigte) logische Schaltung über die Masse-Trennschaltung gesendet wird. Die Batteriezuführungs-Schaltung BFC besitzt eine Masse G und eine Spannungsquelle VBB von beispielsweise -48 Volt und die logische Schaltung wird von einer Spannungsquelle Vcc von +5 Volt und VEE von -5 Volt betrieben und besitzt beispielsweise eine Masse E. Die Figur entspricht der oberen Hälfte aus Fig. 6.
Ein gemeinsamer Anschluß der Spiegelschaltung M1 ist an eine relativ geringe Spannungsquelle Vss (beispielsweise -5 Volt) angeschlossen, die von VBB erzeugt wird, so daß sie zu dem System G gehört. Eine senkrechte gestrichelte Linie teilt das System E und das System G. Ein Signalstrom I&sub1;, der beispielsweise ein SCNA-Signal sein kann, wird einer ersten Spiegelschaltung M1 zugeführt. Erste und zweite Ausgangsanschlüsse von M1 sind jeweils an Eingangsanschlüsse von zweiten und dritten Spiegelschaltungen M2 und M3 angeschlossen. Der Ausgangsanschluß von M2 ist an die Spannungsquelle VEE des Systems E angeschlossen. Falls der Eingangsstrom I&sub1; in M1 hineinläuft, fließt derselbe Betrag von Strömen I&sub2;, I&sub3;, I&sub4; und I&sub5; in durch Pfeile in Fig. 19 angezeigte Richtungen. Falls die Richtung von I&sub1; umgedreht ist, drehen sich die Richtungen von all diesen Strömen um. Somit wird der Eingangssignalstrom I&sub1; von dem System G an das System E als ein Strom I&sub5; übertragen. Nachdem aber die Richtung der Ströme I&sub3; und T&sub4; entgegengesetzt zueinander sind, ist der Gesamtstrom zwischen den Systemen G und E immer Null. Dies ist äquivalent zu der Tatsache, daß beide Systeme voneinander getrennt sind.
Dadurch wird der Signalstrom von dem System G an das System E als ein Signalstrom I&sub5; übertragen, der von der dritten Spiegelschaltung M3 herausfließt. Der Detektor DET in Fig. 6 besteht aus der Spiegelschaltung M3, einem Transistor Q21 und Widerständen R21, R22. Der Signalstrom I&sub5; wird von dem Widerstand R21 in eine Spannung gewandelt, die von einem Transistor Q21 erfaßt wird und von einem Ausgangsanschluß AUS abgenommen wird. In ähnlicher Art und Weise können andere Signale, beispielsweise SCNB, 4WS, von dem System G an das System E übertragen werden. In einem Ausführungsbeispiel waren R21 und R22 50 kOhm bzw. 10 kOhm.
In der obigen Beschreibung wurden Signale von dem System G an das System E erklärt. Aber wie in der unteren Hälfte von Fig. 6 ersichtlich, können die Signale von dem System E an das System G in einer ähnlichen Art und Weise übertragen werden. Eine derartige umgekehrte Übertragung ist zum Beispiel bei einer Übertragung eines 4-Drahtsignals in ein 2-Drahtsignal von dem Anschluß 4WR an Anschlüsse A und B in Fig. 7 anwendbar. Da eine derartige Anwendung einem Fachmann naheliegend ist, wird eine weitere Beschreibung zur Vereinfachung weggelassen.
Außerdem besitzen die Spiegelschaltungen im wesentlichen hohe Impedanzeigenschaften und ihre Ströme werden von der Veränderung von Quellenspannungen VBB, Vss, Vcc und VEE nicht gestört, so daß sie die G- und E-Systeme weiter von dem in den Spannungsquellen induziertem Rauschen trennen.
Fig. 20 zeigt ein Spannungsversorgungssystem für eine SLIC. Eine Batterie (beispielsweise 48 Volt), die von einer gestrichelten Linie 210 eingerahmt ist, ist an ihrem positiven Anschluß mit Masse verbunden. Die Batterie erzeugt den Teilnehmerleitungsstrom IG über eine (nicht gezeigte) Batteriezuführungs-Schaltung. Ihre Masse und negative Anschlüsse werden mit G bzw. VBB bezeichnet. Dieses System stellt das System G dar und seine Last wird mit RG bezeichnet. Unter Verwendung der Batterie 210 erzeugt ein Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler CV eine Spannung Vcc (beispielsweise +5 Volt) und führt den Strom IE des Systems E zu. Der Ausgang auf der Seite der negativen Spannung des Gleichstrom/Gleichstrom-Wandlers CV ist durch einen Anschluß E mit Masse verbunden. Eine weitere Spannungsquelle VEE ist in einer ähnlichen Art und Weise vorgesehen. Der Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler erzeugt eine Konstantspannung ohne von Rauschen beeinflußt zu sein.
Die Wichtigkeit einer Massetrennung wird unter Berücksichtigung der folgenden Erwägungen verständlich. Fig. 21 zeigt eine Situation zwischen den Spannungsquellen. Das System G wird von einer negativen Spannungsquelle VBB betrieben und das System E wird von Vcc und VEE betrieben. Ein Signalübergang vom Strom I existiert zwischen den zwei Systemen. Das System G ist an einem Anschluß G mit Masse verbunden und das System E ist an einem Anschluß E mit Masse verbunden. Falls die Potentiale der Punkte G und E gleich sind, tritt kein Problem auf. Aber es ist unvermeidbar, ein Rauschen zu vermeiden, das beispielsweise in dem System G induziert wird, das eine längere Teilnehmerleitung besitzt, so daß eine Spannungsdifferenz Delta V zwischen den Punkten G und E erscheint. Dies ist äquivalent zur Einfügung eines Generators Delta V zwischen den Punkten G und E. Falls die Massen des Systems nicht voneinander abgetrennt sind, wird diese Spannung Delta V oder ein Strom entsprechend dazu in beiden Systemen erscheinen. Sie ist insbesondere schädlich für das System E, das bei einer niedrigen Spannung betrieben wird und sie verursacht Fehlfunktionen.
Falls aber die Masse getrennt ist, mit anderen Worten falls kein Stromfluß zwischen den Punkten G und E existiert, obwohl die Spannungsdifferenz zwischen den zwei Masseanschlüssen G und E erscheint, arbeiten die Schaltungen des Systems G (das heißt der Batteriezuführungs-Schaltung etc.) und die Schaltungen des Systems E (das heißt beispielsweise einer logischen Schaltung) normal, solange jeweilige Quellenspannungen konstant gehalten werden. Derartige Konstantspannungen werden von der Batterie 210 und dem Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler CV sichergestellt.
Wie oben beschrieben worden ist und in Fig. 21 gezeigt, schafft die vorliegende Erfindung einen weiteren Stromübergang zwischen dem System G und E (durch eine gestrichelte Linie dargestellt) und verursacht einen Stromfluß -I, der die gleiche Amplitude, aber mit entgegengesetzter Richtung zu dem Signalstrom I besitzt. Somit wird der Gesamtstrom zwischen den zwei Systemen immer auf Null gehalten. Dieses ist äquivalent zu der Tatsache, daß die Punkte G und E voneinander getrennt sind. Dies ist ein erfindungsgemäßes Masse-Trennverfahren. In herkömmlichen Systemen ist eine derartige Masse-Trennung unter Verwendung von Transformatoren durchgeführt worden. Aber es ist unmöglich, den Transformator in einer IC-Schaltung herzustellen und es ist auch unmöglich, ein Gleichstrom(DC)-Signal zwischen den Systemen zu übertragen. Vor kurzem ist damit begonnen worden, einen Photokoppler für eine derartige Anwendung anzuwenden, aber es ist immer noch nicht möglich, einen Photokoppler in einem IC herzustellen.

Gesamte Schaltungskonfiguration

Fig. 22 zeigt ein Gesamtschaltbild einer Teilnehmer-Interfaceschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung. Der Fachmann wird leicht erkennen, daß die von gestrichelten Linien eingerahmten Abschnitte jeweils den in Fig. 7 gezeigten Abschnitten entsprechen. Die Einzelheiten dieser Schaltung sind schon bezüglich jeder funktionalen Schaltung beschrieben worden. Somit wird eine weitere Beschreibung dieses Abschnittes der Einfachheit halber weggelassen.
Es soll darauf hingewiesen werden, daß die von gestrichelten Linien 601 und 602 eingerahmten Masse-Trennschaltungen der oberen Hälfte der Schaltung aus Fig. 6 entsprechen. All diese Schaltungen übertragen das Signal (SCNA und SCNB) von links nach rechts in dieser Figur. Für das Signal von 4WS, das Ausgangssignal der 4-Drahtschaltung, jedoch ist eine derartige Masse-Trennung unnötig, weil die Ausgangsschaltung 401 (die dem System E entspricht) von der Batteriezuführungs-Schaltung (die dem System G entspricht) von den Kondensatoren CA und CB getrennt ist. Somit ist es unnötig, sich über die Gleichspannungsdifferenz zwischen den Massen Gedanken zu machen. Wie vorher beschrieben, wird die Wechselspannungsdifferenz (das heißt das longitudinale Rauschen) von dem Differenzverstärker OP3 beseitigt und erscheint in dem Ausgang nicht.
Eine Schaltung entsprechend der unteren Hälfte von Fig. 6, die ein Signal von rechts nach links in der Figur überträgt, wird für die Eingangsschaltung von 4WR verwendet, die von einer gestrichelten Linie 402 eingerahmt ist. Obwohl in der Figur nicht gezeigt, um eine Komplexität zu vermeiden, ist die Schaltung zwischen dem Transistor Qp und dem Operationsverstärker OP2 eingefügt. Für einen Fachmann wird es offensichtlich, die Masse-Trennschaltung aus Fig. 6 an diesem Punkt einzufügen. Außerdem soll darauf hingewiesen werden, daß, falls die Spannung der Konstantstromquelle 9 von Vcc zugeführt wird, und die Versorgungsspannungen an den Spiegelschaltungen A3 und B3 durch VEE bzw. Vcc ersetzt werden, es klar ist, daß diese Spiegelschaltungen die Teile der unteren Hälfte der Masse-Trennschaltung aus Fig. 6 übernehmen.
Die übrigen Teile aus Fig. 22 sind ähnlich zu den vorher beschriebenen, so daß eine weitere Beschreibung weggelassen wird. Die SLIC der vorliegenden Erfindung ist ausgelegt worden, um in einem monolithischen IC hergestellt zu werden, so daß sie sehr effektiv ihre Größe und Kosten herabsetzt. Wie oben beschrieben, sind viele Modifikationen der Schaltung möglich, aber sie fallen alle in den Umfang und Grundgedanken der Erfindung.

Claims

1. Teilnehmer-Interfaceschaltung (SLIC) vom balancierten Typ mit einer Batteriezuführungs-Schaltung zum Zuführen von Gleichstrom für eine 2-Draht-Teilnehmerleitung bestehend aus Leitung A und Leitung B, die jeweils mit Anschlüssen A und B verbunden sind, wobei die Batteriezuführungs-Schaltung umfaßt:

ein Paar Stromzuführungs-Spiegelschaltungen (A0, B0), deren Ausgangsanschlüsse jeweils an die Anschlüsse A und B angeschlossen sind, um den Gleichstrom zuzuführen;

ein Paar von erster Spannungs-/Strom-Wandlereinrichtungen (Rb0, Rb1), die jeweils an die Anschlüsse A und B angeschlossen sind;

ein Paar erster Spiegelschaltungen (A1, B1), deren Eingangsanschlüsse jeweils an Ausgangsanschlüsse der Spannungs/Strom-Wandlereinrichtungen (Rb0, Rb1) angeschlossen sind; und

ein Paar zweiter Spiegelschaltungen (A2, B2); gekennzeichnet durch:

einen Kondensator (CAB), der zwischen Ausgangsanschlüssen der ersten Spiegelschaltungen (A1, B1) angeschlossen ist;

ein Paar Widerstände (Rc0, Rc1), deren eines Ende jeweils an den Kondensator (CAB) angeschlossen ist;

wobei die Eingangsanschlüsse der zweiten Spiegelschaltungen (A2, B2) jeweils an Ausgangsanschlüsse von gegenüberliegenden Spiegelschaltungen der ersten Spiegelschaltungen (B1, A1) über die Widerstände (Rc0, Rc1) angeschlossen sind; und

die Ausgangsanschlüsse der zweiten Spiegelschaltungen (A2, B2) jeweils an Eingangsanschlüsse von gegenüberliegenden Spiegelschaltungen der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen (B0, A0) angeschlossen sind.

2. SLIC nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromzuführungs-Spiegelschaltungen (A0, B0) jeweils umfassen:

einen ersten Operationsverstarker (OP0 oder OP1) vom Spannungsfolgertyp, dessen nichtinvertierender Eingangsanschluß (+) der Eingangsanschluß der Stromzuführungs-Spiegelschaltung wird und der an den Ausgangsanschluß der zweiten Spiegelschaltung (A2 oder B2) angeschlossen ist;

einen Transistor (Q0 oder Q1), dessen Kollektor an einen der Anschlüsse A oder B angeschlossen ist, dessen Basis an einen Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (OP0 oder OP1) angeschlossen ist und dessen Emitter an einen invertierenden Eingangsanschluß (-) des ersten Operationsverstärkers (OP0 oder OP1) angeschlossen ist; und

einen Eingangswiderstand (Ra0 oder Ra1), der zwischen einer Spannungsquelle (VBB oder Masse) und dem nichtinvertierenden Anschluß (+) des ersten Operationsverstärkers (OP0 oder OP1) angeschlossen ist.

3. SLIC nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Paar von erster Spannungs/Strom-Wandlereinrichtungen jeweils Widerstände (Rb0, Rb1) sind.

4. SLIC nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungs/Strom-Wandlereinrichtung eine Funktion besitzt, um einen durch sie laufenden Strom zu begrenzen und aus Widerständen (rc und re) und Transistoren (Q5 und Q6) besteht.

5. SLIC nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der batterieseitige gemeinsame Anschluß der zweiten Spiegelschaltung (A2) an eine spannungsstabilisierte Quelle (Vz) angeschlossen ist.

6. SLIC nach Anspruch 1, außerdem umfassend eine Überstrom-Schutzschaltung, die umfaßt:

eine Vielzahl von widerstandsmäßigen Einrichtungen (83, 83'), die jeweils schaltbar sind, um mit den Eingangswiderständen (Ra0, Ra1) parallel geschaltet zu werden oder nicht;

eine Erfassungseinrichtung (81) zum Erfassen einer Differenz zwischen den durch die Eingangswiderstände (Ra0, Ra1) laufenden Ströme zu erfassen;

eine Vergleichseinrichtung (CMP) zum Vergleichen der Stromdifferenz mit einem vorgegebenen Schwellwert (Vth); und

eine Ansteuerungseinrichtung (DV) zum Steuern des Schaltens der widerstandsmäßigen Einrichtung.

7. SLIC nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die widerstandsmäßigen Einrichtungen (83, 83') jeweils umfassen:

einen Schalttransistor (Qr0 oder Qr1), dessen Emitter an eine Spannungsquelle angeschlossen ist, dessen Basis an die Ansteuerungseinrichtung angeschlossen ist und dessen Kollektor an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß (+) des ersten Operationsverstärkers (OP0 oder OP1) über einen zweiten Eingangswiderstand (Rf0 oder Rf1) angeschlossen ist; und

einen Widerstand (Rg0 oder Rg1), der zwischen der Basis des Schalttransistors und einer Spannungsquelle (VBB oder Masse) angeschlossen ist.

8. SLIC nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungseinrichtung (81) aus einem Widerstand (Rd) und einem Absolutwertdetektor (ABS) besteht, wobei der Absolutwertdetektor umfaßt:

ein Paar pnp- (Qg) und npn- (Qf) Transistoren, deren Emitter zusammengeschaltet sind, um ein Eingangssignal zu empfangen, wobei der Kollektor des npn-Transistors (Qf) der Ausgangsanschluß des Absolutwertes wird; und

eine Spiegelschaltung (CM1), deren Eingangsanschluß mit dem Kollektor des pnp-Transistors (Qg) verbunden ist und deren Ausgangsanschluß an den Kollektor des npn-Transistors (Qf) angeschlossen ist.

9. SLIC nach Anspruch 1, außerdem umfassend einen 2-zu-4-Drahtwandler zum Wandeln eines 2-Drahtsignals in ein 4-Drahtsignal oder umgekehrt, wobei der 2-zu-4-Drahtwandler umfaßt:

eine zweite Spannungs/Strom-Wandlereinrichtung (6) zum Wandeln einer Spannung des 4-Eingangssignals (4WR) in einen Strom;

ein Paar dritter Spiegelschaltungen (A3, B3) zum Wandeln des Stroms eines Eingangs-4-Drahtsignals in ein Paar Ströme mit zueinander entgegengesetzten Phasen und um sie jeweils an die Eingangsanschlüsse der Stromzuführungs-Spiegelschaltungen (A0, B0) zuzuführen;

eine Spannungserfassungseinrichtung (151) zum Erfassen einer Spannung des 2-Drahtsignals, die zwischen Anschlüssen A und B erscheint; und

eine Löscheinrichtung (152) zum Löschen eines umlaufenden 4-Draht-Eingangssignals in dem Ausgang der Spannungserfassungseinrichtung (151) durch Addieren eines 4-Draht-Eingangssignals mit entgegengesetzter Phase zu dem Ausgangssignal der Spannungserfassungseinrichtung und um ein Ausgangssignal entsprechend dem 2-Draht-Eingangssignal zu erzeugen.

10. SLIC nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spannungs/Strom-Wandlereinrichtung (6) umfaßt:

einen zweiten Operationsverstärker (OP2), an dessen umwandelnden Eingangsanschluß über einen Reihenwiderstand (Rs1) das 4-Drahtsignal (4WR) zugeführt wird, dessen Eingangsanschluß auf der nicht-invertierenden Seite mit Masse verbunden ist, und dessen Ausgangsanschluß mit dem invertierenden Anschluß über einen Rückkopplungswiderstand (Rf5) angeschlossen ist;

einen Transistor (Qp) zum Wandeln des Ausgangs des zweiten Operationsverstärkers in einen Strom und um ihn an eine dritte Spiegelschaltung (A3) zuzuführen; und

eine Konstantstromquelle (9) zum Zuführen eines Stroms an den Transistor (Qp).

11. SLIC nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungserfassungseinrichtung (151) umfaßt:

einen dritten Operationsverstärker (OP3), dessen nicht-invertierende und invertierende Eingangsanschlüsse jeweils an Anschlüsse A und B über die zweiten oder dritten Reihenwiderstände (Rs2, Rs3) und Kondensatoren (CA, CB) angeschlossen sind, wobei zwischen dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß und Masse ein zweiter Rückkopplungswiderstand (Rf2) angeschlossen ist und zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß ein dritter Rückkopplungswiderstand (Rf3) angeschlossen ist.

12. SLIC nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Löscheinrichtung (152) aus einem sendenden Widerstand (Rs) und einem empfangenden Widerstand (RR) besteht, die miteinander in Reihe geschaltet sind, ein anderes Ende des Ausgangswiderstandes (RS) an den Ausgangsanschluß des dritten Operationsverstärkers (OP3) angeschlossen ist, ein weiteres Ende des empfangenden Widerstandes (RR) an den Eingangsanschluß des 4-Drahtsignals (4WR) angeschlossen ist und der Verbindungspunkt dieser Widerstände (RS und RR) die Ausgangsspannung entsprechend dem 2-Drahteingangssignal bereitstellen,

wobei die Widerstandsbeträge dieser Widerstände folgendermaßen bestimmt werden

Vp3 /RS = V4R /RR,

wobei Vp3 und V4R die Ausgangsspannung der Spannungserfassungseinrichtung (151) bzw. die Eingangsspannung eines 4-Drahtsignals ist.

13. SLIC nach Anspruch 9, außerdem umfassend ein erstes Kompensationsnetzwerk (5) zum Kompensieren einer Frequenzeigenschaft eines von einem 4-Drahteingang (4WR) an einen 2-Drahtausgang gesendeten Signals, wobei das erste Kompensationsnetzwerk aus einem parallelen Impedanzelement, das jeweils N-mal größer als derjenige der Lastimpedanz (Z&sub0;) der 2-Draht-Teilnehmerleitung an den Anschlüssen A und B ist, und der Abschlußimpedanz (Z) der Batteriezuführungs-Schaltung besteht, wobei N eine Konstante ist.

14. SLIC nach Anspruch 13, wobei das erste Kompensationsnetzwerk (5) zwischen einem Ausgangsanschluß der Konstantstromquelle (9) und Masse vorgesehen ist.

15. SLIC nach Anspruch 9, außerdem umfassend ein zweites Kompensationsnetzwerk (150) zum Kompensieren einer Frequenzeigenschaft eines von einem 2-Drahteingang an einen 4-Drahtausgang (4WS) gesendeten Signals, wobei das zweite Kompensationsnetzwerk (150) umfaßt:

einen vierten Operationsverstärker (OP4), dessen nicht-invertierendem Eingangsanschluß ein Ausgangssignal der Löscheinrichtung (152) zugeführt wird;

ein erstes Impedanzelement (3) mit einer Impedanz, die N' mal so groß ist wie diejenige der Abschlußimpedanz (Z), wobei das erste Impedanzelement zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß des vierten Operationsverstärkers (OP4) und Masse angeschlossen ist; und

ein zweites Impedanzelement (4) mit einer Impedanz, die N' mal so groß ist wie diejenige der Lastimpedanz (Z0), wobei das zweite Impedanzelement zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß des vierten Operationsverstärkers (OP4) angeschlossen ist, wobei N' eine Konstante ist.

16. SLIC nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Kompensationsnetzwerk außerdem umfaßt:

einen vierten Rückkopplungswiderstand (Rf4), der zwischen dem Ausgangsanschluß des vierten Operationsverstärkers (OP4) und dem zweiten Impedanzelement (4) angeschlossen ist; und

einen vierten Reihenwiderstand (Rs4), der zwischen der Masse und dem Knotenpunkt des zweiten Impedanzelementes (4) und dem vierten Rückkopplungswiderstand (Rf4) angeschlossen ist.

17. SLIC nach Anspruch 1, außerdem umfassend eine Überwachungsschaltung zum Erzeugen von Signalen entsprechend dem Zustand der Teilnehmerleitung, nämlich einem Abheb-Zustand, einem Auf leg-Zustand, Kurzschluß mit Masse oder mit einer Spannungsquelle, wobei die Überwachungsschaltung umfaßt:

eine erste und zweite Stromerfassungseinrichtung zum jeweiligen Erfassen der Ströme (IA, IB), die durch jede der 2-Drahtleitungen läuft;

erste und zweite Vergleicherschaltungen (CMP1, CMP2) zum Vergleichen der von den ersten und zweiten Stromerfassungseinrichtungen erfaßten Werte jeweils mit ersten und zweiten Schwellwerten (Vth1, Vth2);

eine dritte Vergleicherschaltung (CMP3) zum Vergleichen einer Summe der Werte, die von der ersten und zweiten Stromerfassungseinrichtung erfaßt werden, mit einem dritten Schwellwert (Vth3); und

erste und zweite UND-Gatter (G1, G2) zum jeweiligen Erzeugen von SCNA- und SCNE-Signalen entsprechend zu den jeweiligen Eingängen, wobei die Eingänge für das erste Gatter (G1) die Ausgänge der ersten und dritten Vergleicherschaltungen sind und die Eingänge für das zweite Gatter (G2) die Ausgänge der zweiten und dritten Vergleicherschaltungen sind.

18. SLIC nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Stromerfassungseinrichtung jeweils Widerstände (Re0 und Re1) sind, die in den Strompfad der Stromzuführungs-Spiegelschaltung (A0 oder B0) eingefügt sind.

19. SLIC nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine Eingangsschaltung für die dritte Vergleicherschaltung (CMP3) eine ODER-verdrahtete Schaltung umfaßt.

20. SLIC nach Anspruch 1, außerdem umfassend eine Masse-Trennschaltung zum Übertragen eines Signals zwischen Systemen mit verschiedenen Massen, wobei die Masse-Trennschaltung einen Signalstrom entlang eines Strompfades von einem System (System G) zu einem anderen System mit einer verschiedenen Masse (System E) aussendet, zugleich die Masse-Trennschaltung einen Strom mit einer gleichen Amplitude aber mit entgegengesetzter Phase zu derjenigen des Signalstromes entlang eines weiteren Strompfades zwischen den zwei Systemen zuführt.

21. SLIC nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Masse-Trennschaltung umfaßt:

eine sendende Spiegelschaltung (M1), deren Eingangsanschluß ein auszusendender Signalstrom zugeführt wird, und deren Ausgangsanschluß einen Signalstrom an ein System mit unterschiedlicher Masse (System E) sendet; und

eine Kompensations-Spiegelschaltung (M2), deren Eingangsanschluß ein Ausgangsstrom von einem anderen Ausgangsanschluß der sendenden Spiegelschaltung (M1) zugeführt wird, und deren Ausgangsanschluß einen Strom mit einer gleichen Amplitude aber mit entgegengesetzter Phase zu derjenigen des Signalstromes an ein System mit unterschiedlicher Masse (System E) aussendet.

22. SLIC nach Anspruch 20, außerdem umfassend eine dritte Stromerfassungseinrichtung (DET) zum Erfassen des von dem einen System (System G) gesendeten Signalstroms und zum Erzeugen eines Ausgangssignals entsprechend dem Signalstrom.

23. SLIC nach Anspruch 17, außerdem umfassend Masse-Trennschaltungen (600), die an jedem Ausgangsanschluß der ersten und zweiten Gatter (G1, G2) vorgesehen sind, wobei jede der Abtrennschaltungen umfaßt:

eine sendende Spiegelschaltung (M1 oder M1'), deren Eingangsanschluß ein auszusendender Signalstrom zugeführt wird, und deren Ausgangsanschluß ein Abtast-Signal (SCNA oder SCNB) aussendet; und

eine Kompensations-Spiegelschaltung (M2) oder M2'), deren Eingangsanschluß ein Ausgangsstrom von einem anderen Ausgangsanschluß der sendenden Spiegelschaltung (M1 oder M1') zugeführt wird, und deren Ausgangsanschluß einen Strom mit einer gleichen Amplitude aber entgegengesetzter Phase zu derjenigen des von der sendenden Spiegelschaltung (M1 oder M1') ausgesendeten Signalstroms, aussendet.