DE3733967C2

DE3733967C2 -

Info

Publication number: DE3733967C2
Application number: DE19873733967
Authority: DE
Inventors: Rainer Dipl.-Ing. 6500 Mainz De Bermbach; Joachim Dipl.-Ing. 6107 Reinheim De Wietzke; Wolfgang Dr.-Ing. 6101 Gross-Bieberau De Hilberg
Original assignee: Rainer Dipl.-Ing. 6500 Mainz De Bermbach; Joachim Dipl.-Ing. 6107 Reinheim De Wietzke; Wolfgang Dr.-Ing. 6101 Gross-Bieberau De Hilberg
Current assignee: Junghans Uhren GmbH
Priority date: 1987-10-08
Filing date: 1987-10-08
Publication date: 1989-10-19
Also published as: DE3733967A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schmalbandempfänger für den Empfang der Signale von Zeitzeichensendern wie z. B. des DCF-77 Senders nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein Beispiel für eine solche Schaltung ist in der DE 35 40 380 A1 beschrieben.

Bei diesen bekannten Überlagerungsempfängerschaltungen sind eine oder mehrere Mischstufen angeordnet, um das Eingangssignal auf einer entsprechenden Zwischenfrequenz rückkopplungsfrei verstärken und filtern zu können. Anschließend wird dann z. B. durch Gleichrichtung demoduliert.

Der allgemeine Stand der Technik ist z. B. auch in der Dissertation von R. Bermbach "Neue Funkuhrkonzepte durch enge Verflechtung von Empfänger und Mikrocomputer", Darmstädter Dissertation 1985, Seiten 29 bis 50 dargestellt. Dort werden übliche Geradeaus- und Überlagerungsempfänger sowie die üblichen Selektionsprinzipien (Spulenfilter, RC- Filter, mechanische Filter, digitale Filter) beschrieben. Andere Schaltungsbeispiele finden sich in der DE-OS 27 30 153 und der DE 28 00 253 C2. In der ersten dieser Schriften wird dargestellt, siehe dort Fig. 1, wie das empfangene Signal mit zwei Mischern in zwei Zwischenfrequenzsignale aufgeteilt und nach einer Phasenverschiebung und Filterung addiert wird. In der zweiten der genannten Schriften wird ein Überlagerungsempfänger beschrieben, der mit zwei um 90° gegeneinander versetzten Antennenstäben arbeitet.

Ein weiteres bekanntes Verfahren ist das der Synchrondemodulation. Dieses mischt das Eingangssignal mit einer Mischfrequenz, die exakt der Trägerfrequenz des zu demodulierenden Signals entspricht. Diese Methode hat gegenüber der ersten den Vorteil, daß mit sehr einfachen Filtern hohe Filterwirkung erzielt werden kann und bereits durch das Mischen demoduliert wird. Zudem kann die Überlagerung des Nutzsignals durch Spiegelfrequenzen mit Hilfe einfachster Filter ausgeschlossen werden. Von Nachteil ist allerdings der Aufwand (PLL), der zur Erzeugung der exakt verkoppelten Mischfrequenz erforderlich ist. Insbesondere die Absenkungen in dem Trägersignal erschweren den Aufbau einer stabilen PLL-Schaltung.

Mit all diesen verschiedenen bekannten Grundschaltungen der Empfängertechnik sind Funkuhrempfänger realisiert worden. Das Ziel der kleinen, zuverlässigen und vor allen Dingen sehr billigen Funkuhr ist mit keinem der bisher verwendeten Prinzipien erreicht worden.

Gegenüber den geschilderten Verfahren können durch die erfindungsgemäße Verwendung des aus dem Buch von Lüke, H. D. "Signalverarbeitung" 3. Auflage, Seiten 187-192 bekannten Quadraturüberlagerungsverfahrens die Vorteile des Herabmischens auf niedrigste Frequenzen beibehalten werden, ohne daß ein besonderer Aufwand für die Mischtakterzeugung erforderlich wäre. Durch verschiedene Wahl der Mischfrequenzen können die verschiedenen verfügbaren Zeitzeichensender selektiert werden, womit ein universeller Zeitzeichenempfänger realisierbar ist.

Grundlegendes Prinzip der Quadraturüberlagerung ist die Mischung des Eingangssignals mit zwei Mischfrequenzsignalen, die dieselbe Frequenz, aber eine Phasenverschiebung von 90° zueinander besitzen.

Dieses Verfahren wird in der Literatur der Übertragungstechnik, beispielsweise im Buch von Lüke, H. D. "Signalverarbeitung", 3. Auflage, Seiten 186- 187 als ein komfortables, aber schwierig zu realisierenden Verfahren beschrieben, so daß die weniger komplizierten Geradeaus- und die Überlagerungsempfänger vorgezogen werden.

Der Aufwand für die rein analoge Quadraturüberlagerung einerseits entsteht aus den hohen Anforderungen an die Genauigkeit der Multiplizierer, eine Quadraturüberlagerung in digitaler Darstellung würde andererseits unrealistisch hohe Verarbeitungsraten in den Signalauswertungsschaltungen erfordern.

Daher wurde die Quadraturüberlagerung bisher auch noch nicht in den Zeitzeichenempfängern eingesetzt, bei denen man sich keinen großen apparativen Aufwand leisten kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, leistungsfähigere und zugleich billigere Empfangsschaltungen zu entwerfen, als sie bisher bekanntgeworden sind. Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß als Einrichtung zum Mischen und zur Filterung eine Quadraturüberlagerungsschaltung verwendet ist. Dadurch, daß zunächst überhaupt das Prinzip der Quadraturüberlagerung in Funkuhren eingeführt wird, wodurch die Qualität bzw. Leistungsfähigkeit sichergestellt ist, und daß zudem Abtastmischer eingeführt werden, läßt sich der Empfänger kompakt und billig realisieren. Das heißt, mit der erfindungsgemäßen Verwendung der Quadraturüberlagerung in einem Schmalbandempfänger und insbesondere mit Hilfe von Abtastmischern gelangt man zu einem Empfänger, der gerade für sehr schmale Empfangsbänder sehr einfach zu realisieren ist und trotzdem alle Vorteile des bekannten analogen Verfahrens aufweist.

Im folgenden wird nun zunächst beschrieben, wie durch das Prinzip der Quadraturüberlagerung AM- modulierte, trägerfrequente Signale herabgemischt und zugleich demoduliert werden. Die der Berechnung zugrunde liegende Schaltungsanordnung entspricht dabei den Angaben im Anspruch 2. Die Beschreibung erfolgt im Zeitbereich, in dem sich die Berechnung einfach gestalten läßt. Anschließend wird die Berechnung der Quadraturabtastung vorgestellt, die in der Anordnung nach den Ansprüchen 3 bis 6 entspricht.

Die Quadraturüberlagerung im Zeitbereich

Im folgenden wird die Quadraturüberlagerung gleich in der Anwendung auf das Zeichensignal betrachtet. Wenn das Nutzsignal y(t) auf einen Sinusträger der Frequenz f₀ aufmoduliert wird, ergibt sich die Funktion h(t), siehe Bild 1

h(t) = y(t) · cos(2π f₀t) (1)

Dieses trägerfrequente Signal h(t) wird nun nicht in bekannter Weise mit einer einzigen Frequenz gemischt, sondern es wird zum einen mit einem Signal sin(2π f _m t) und zum anderen mit einem dazu um 90° phasenverschobenen Signal cos(2π f _m t) multipliziert. Die Frequenz f _m kann dabei beliebig gewählt werden. Die entstehenden Signale seien x₁(t) und x₂(t) genannt. Zunächst wird x₁(t) berechnet

x₁(t) = h(t) · sin(2π f _m t)
= y(t) · cos(2π f₀t) · sin(2π f _m t)
= y(t) · (sin(2π (f _m - f₀)t) + sin(2π (f _m + f₀)t)/2 (2)

Der Summand der Frequenz f _m + f₀ kann durch eine Filterung mit einfachsten Filtern eliminiert werden, besonders dann, wenn entsprechend dem Anspruch 2 die Mischfrequenz f _m in der Größen ordnung von f₀ gewählt wurde. Diese besondere Wahl der Mischfrequenz ermöglicht es zudem, die beim Herabmischen auftretenden Spiegelfrequenzen so nahe an die Nutzsignalfrequenz zu legen, daß sie unschädlich werden. Das gefilterte Restsignal sei x _1r (t) genannt. Die Durchlaßverstärkung der Filterfunktion sei hier, wie auch im folgenden, der Einfachheit halber stets so gewählt, daß sich eventuelle Vorfaktoren des gefilterten Signals zu Eins kürzen lassen:

x _1r (t) = y(t) · sin(2π (f _m - f₀(t) (3)

Die gleiche Berechnung für x₂(t) ergibt:

x₂(t) = h(t) · cos(2π f _m t)
= y(t) · cos(2π f₀t) · cos(2π f _m t)
= y(t) · (cos(2π (f _m - f₀)t) + cos(2π (f _m + f₀)t))/2 (4)

Auch hier kann der Summand der Frequenz f _m + f₀ durch eine einfache Filterung eliminiert werden. Das Restsignal sei x _2r (t) genannt:

x _2r (t) = y(t) · cos(2π (f _m - f₀)t) (5)

Werden die beiden Signale x _1r (t) und x _2r (t) aus den Gleichungen (3) und (5) quadriert und dann summiert, so addieren sich die Terme, die die Differenzfrequenzen enthalten, zum Wert Eins:

x _1r²(t) + x _2r²(t) = y²(t) · [sin²(2π (f _m - f₀)t) + cos²(2π (f _m - f₀)t)] = y²(t) (6)

Zieht man die Wurzel aus diesem Ausdruck, so ergibt sich das gewünschte Nutzsignal y(t)

Im folgenden wird mit Quadraturüberlagerung immer die Überlagerung des trägerfrequenten Nutzsignals mit den orthogonalen Signalen, die anschließende Quadrierung und die Summation beider Komponenten bezeichnet. Auf das nachfolgende Radizieren des resultierenden Signals kann verzichtet werden, da sich bei binären Zeitzeichen auch aus der quadrierten Summe das Zeitzeichensignal auswerten läßt.

Die Multiplikation mit den phasenverschobenen Mischsignalen läßt sich als komplexe Multiplikation im Zeitbereich interpretieren, wobei die Kosinuskomponente den Realteil und die Sinuskomponente den Imaginärteil des sich ergebenden Misch signals darstellt. Die Summation der quadrierten Komponenten und die anschließende Radizierung entspricht dann der Betrags bildung. Wird aus den komplexen Komponenten auch die Phase errechnet, lassen sich sogar mögliche Spiegelfrequenz signale vom Nutzsignal unterscheiden.

Die oben beschriebenen Berechnungsschritte sind in dem elektrischen Blockschaltbild des Empfängers in Bild 2, das dem Anspruch 1 entspricht, noch einmal veranschaulicht.

Nach dem Empfang durch die Antenne und nach einer Vorver stärkung wird das Signal zugleich zwei Mischstufen (Multi plizierstufen) zugeführt, die mit zueinander phasen verschobenen Signalen derselben Frequenz betrieben werden. Die jeweiligen Ausgangssignale werden gefiltert, quadriert und addiert.

Das Quadrieren und die Summation können dabei, wie im Bild 3 dargestellt, bereits von einem Prozessor ausgeführt werden.

1.3. Die Quadraturabtastung

In dem Blockschaltbild in Bild 2 sind zwei Mischstufen, die die Quadraturkomponenten erzeugen, als Multiplizierer mit einem jeweils nachfolgeden Bandpaß dargestellt. Daß sich die Qudraturüberlagerung, die zwei analoge Muliplikationsstufen erforderlich macht, auch durch die Quadraturabtastung ersetzen läßt, soll jetzt dargelegt werden. Im Blockschaltbild Bild 4, das den Anspruch 3 verdeutlicht, werden dafür zwei Abtaster mit zueinander phasenverschobenen Abtasttakten vorgesehen. Ebenso wie die zuvor beschriebenen Mischstufen werden auch die Abtaster dabei mit einer Abtastfrequenz in der Größenordnung der Trägerfrequenz betrieben. Als Abtaster können dabei z. B. sogenannte SC-Filter Verwendung finden, mit denen zugleich abgetastet und effizient gefiltert werden kann (DE-PS 34 26 779).

Die notwendige Orthogonalität zwischen den Abtastsignalen wird durch eine Phasen- bzw. Zeitverschiebung von T _d = t/4 erzeugt, wobei T die Periodendauer der Abtastfrequenz angibt.

Begonnen wird nun wieder mit der Zeitfunktion h(t) aus Gleichung (1). Sie wird mit einer Folge von Impulsen mit zunächst noch beliebiger Phasenlage T _d abgetastet. Die Abtastfolge sei wie üblich benannt

wobei δ (t) der Dirac′sche Nadelimpuls ist. Dann lautet das Ergebnis x(t) der abgetasteten Funktion h(t) wie folgt

Um nun die Fouriertransformate X(f) zu finden, werden zunächst einzeln die Transformierten zu den Faktoren h(t) und s(t - T _d) bestimmt. Sie seien jeweils mit den entsprechenden Großbuchstaben H(f) und S(f) benannt. Für H(f) sind nach Gleichung 1 zwei Faktoren zu betrachten, deren Transformierte bekanntlich im Frequenzbereich gefaltet werden müssen. Da die Transformation einer Sinusschwingung der Frequenz f₀ zwei Spektrallinien bei den Frequenzen ± f₀ ergibt, erhält man für das zu h(t) gehörende Spektrum H(f) durch Faltung

Dies ist gerade das bekannte Spektrum eines AM-modulierten Signals. Die Transformierte zur Abtastfunktion s(t - T _d) in G1. 8 lautet.

Mit Gleichung (9), (10) und (11) ergibt sich demnach als Fouriertransformierte von x(t) die Faltung der Terme H(f) und S(f):

Wird die Summe vorgezogen und die Faltung ausgeführt, folgt mit der Abtastfrequenz f _abt = 1/T:

Damit ist das Spektrum des abgetasteten Signals ermittelt. Mit einem Bandpaß der Resonanzfrequenz f₀-f _abt werden nun störende Mischprodukte ausgeliefert, so daß gerade nur die Anteile für n=1 und n=-1 das Filter passieren können. Es bleibt der Restanteil

In den Zeitbereich transformiert ergibt sich dann:

Für die Sinusabtastung wählt man nun T _d = -T/4 = -1/4f _abt. Dann erhält man die Zeitfunktion x _1r (t)

x _1r (t) = y(t) · cos(2π(f₀t-f _abt t)-π/2)
= y(t) · sin(2π(f₀t-f _abt t)) (16)

Für die Kosinusabtastung wird T _d zu 0 gewählt:

x _2r (t) = y(t) · cos(2π(f₀t-f _abt t)) (17)

Werden die beiden Komponenten einzeln quadriert, addiert und wird schließlich aus der Summe die Quadratwurzel gezogen, so ergibt sich wie oben:

Das Originalsignal wird also auch hier vom Träger befreit wiederhergestellt.

Die empfangenen Störsignale, deren Frequenz ein Vielfaches der Trägerfrequenz f₀ betragen, müssen für die Quadraturabtastung durch eine einfache Vorfilterung gedämpft werden.

Bei den vorliegenden Trägerfrequenzen der verschiedenen Zeitzeichensender, die man z. B. aus der Dissertation von R. Bermbach "Neue Funkuhrkonzepte durch enge Verflechtung von Empfänger und Mikrocomputer" (Darmstädter Dissertation 1985, Seiten 3-7) entnehmen kann, wiederspricht dies aber nicht der Forderung nach Universalität.

Die Quadraturabtastung kann auch von einem schnellen Mikroprozessor oder einem Signalprozessor mit Hilfe zweier A/D-Wandler der erforderlichen Datenbreite direkt vorgenommen werden. Dies wurde auch in dem Aufsatz von R. Bermbach und J. Wietzke "Einsatz digitaler Signalprozessoren in Zeitzeichenempfängern", erschienen in dem Buch Funkuhrtechnik, Oldenbourg Verlag 1988, Seiten 127-140 beschrieben. Im Bild 5 werden dafür entsprechend dem Anspruch 4 zwei mit phasenverschobenen Abtasttakten beschriebene A/D-Wandler eingesetzt.

Die abgetasteten Signale können dann rein digital weiterverarbeitet werden, wobei die Verarbeitungsschritte der Anordnung des Blockschaltbildes im Bild 4 entsprechen. Natürlich kann auch nur ein A/D-Wandler mit Abtaster Verwendung finden, der dann im Zeitmultiplex-Betrieb die beiden Quadraturkomponenten digitalisiert (Anspruch 5, Bild 6).

Mit den geschilderten Anordnungen lassen sich also verschiedene erfreuliche Eigenschaften erreichen:
Bei den Verfahren der Quadraturüberlagerung und der Quadraturabtastung kann mit einer beliebigen Frequenz herabgemischt und zugleich demoduliert werden. Es werden nur Stabilitätsanforderungen an die Kurzzeitstabilität zur Einhaltung der Quadraturphase gestellt, die Langzeitstabilität ist für die Demodulierung weitgehend ohne Bedeutung.

Spiegelfrequenzen, die ebenfalls die Filter passieren könnten, werden dadurch unschädlich gemacht, daß die Mischfrequenz in die Nähe der zu demodulierenden Trägerfrequenz gelegt wird. Im Gegensatz zur bekannten Synchrondemodulation ist hier weder eine Phasen- noch eine Frequenzverkoppelung des Mischsignals mit dem Trägersignal erforderlich.

Wird die Mischfrequenz so gewählt, daß das aus der Überlagerung entstehende Nutzsignal eine sehr niedrige resultierende Trägerfrequenz hat (f₀-f _m-<0), so genügen schon einfachste RC-Glieder zur Ausfilterung unerwünschter Signalfrequenzen. Dabei kann durch das Herabmischen des Nutzsignals ein großer Gütegewinn für die Filter erzielt werden. Dies ist im einzelnen im Aufsatz von J. Wietzke "Funkuhr mit Stabantenne" im Buch Funkuhrtechnik, Oldenbourg Verlag München 1988, Seiten 163-178 beschrieben. (Alle die genannten Aufsätze im Buch Funkuhrtechnik wurden gleichzeitig mit der Patentanmeldung verfertigt, aber erst zu einem späteren Zeitpunkt als dem der Patenteinreichung veröffentlicht.)

Jeweils eine Abtaststufe und ein Filter können durch ein kompaktes SC-Filter ersetzt werden, wodurch ein weitgehend gleiches Verhalten beider Quadraturkanäle erreicht wird.

Die gesamte Quadraturüberlagerung läßt sich im digitalen Bereich z. B. mit Hilfe eines Signalprozessors realisieren. Dann sind nur noch eine schwache Vorfilterung und eine Amplitudenanpassung als analoge Schaltungskomponenten erforderlich.

Zusammengefaßt kann man feststellen:
Mit der Quadraturabtastung gewinnt man ein geeignetes Verfahren, um eine kompakte und gleichzeitig flexible analoge Empfangsvorstufe für einen weitgehend digital ausgeführten universellen Empfänger zu ermöglichen. Der analoge Schaltungsaufwand beschränkt sich selbst bei Benutzung einfacher Prozessoren im wesentlichen auf drei Operationsverstärker und zwei SC-Filter. Damit ist es möglich, Empfänger in der Größe einer Streichholzschachtel zu realisieren.

Grundsätzlich kann man mit der Quadraturabtastung sogar ein Empfänger verwirklicht werden, dessen Analogteil nur noch aus einer Antenne und einer Amplitudenanpassung besteht. Zu den verschiedenen Blockschaltbildern wurden entsprechende Prototypen realisiert.

Claims

1. Schmalbandempfänger für den Empfang der Signale von Zeitzeichensendern enthaltend eine Antenne, Vorverstärker, Einrichtungen zum Mischen, zur Filterung, zur Verstärkung und zur Signalverarbeitung, dadurch gekennzeichnet, daß als Einrichtungen zum Mischen und zur Filterung eine Quadraturüberlagerungsschaltung verwendet ist.

2. Schmalbandempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Antennensignal nach einer Vorverstärkung in einem Vorverstärker (V) zugleich zwei Mischeinrichtungen (X) zugeführt ist, in denen es mit sinusförmigen Oszillatorsignalen mit gleicher Frequenz, aber einer um 90° verschiedene Phase gemischt ist, daß die entstehenden Zwischenfrequenzsignale einzeln in Bandfiltern (BP) gefiltert und verstärkt sind, daß die Ausgangssignale der Bandfilter in Quadrierern (X) quadriert und in einem Addierer addiert sind, wodurch das demodulierte quadrierte Nutzsignal entsteht.

3. Schmalbandempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillator-Mischfrequenz gleich der Trägerfrequenz ist oder in der Nähe der Trägerfrequenz liegt.

4. Schmalbandempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß für die beiden Mischeinrichtungen Abtaster verwendet sind und daß die Abtastfrequenz etwa der Trägerfrequenz des Antennensignals entspricht, wobei die Abtasttakte der beiden Abtastmischer eine Zeitverschiebung von einer Viertelperiode zueinander aufweisen.

5. Schmalbandempfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß für die beiden Abtastmischer die Abtaster zweier A/D-Wandler verwendet sind und daß die nachfolgenden Filter- und Rechenoperationen in digitaler Darstellung von einem Prozessor vorgenommen sind.

6. Schmalbandempfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Abtastmischer anstatt der Abtaster zweier A/D-Wandler nur ein einziger A/D- Wandler mit Abtaster im Multiplexbetrieb verwendet ist.

7. Schmalbandempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß den Mischern bzw. Abtastmischern wahlweise verschiedene, auf die unterschiedlichen Zeitzeichensender abgestimmte Misch- bzw. Abtastfrequenzen zugeführt sind.