DE10360470B4

DE10360470B4 - Verfahren und Vorrichtung zum Demodulieren eines Empfangssignals

Info

Publication number: DE10360470B4
Application number: DE10360470A
Authority: DE
Inventors: Giuseppe Dipl.-Ing. Li Puma; Andreas Dr.-Ing. Wiesbauer; Christoph Dipl.-Ing. Sandner; Stefan Dr.-Ing. Van Waasen; Christian Dipl.-Ing. Grewing; Martin Dr.-Ing. Friedrich; Kay Dipl.-Ing. Winterberg
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2003-12-22
Filing date: 2003-12-22
Publication date: 2010-11-18
Anticipated expiration: 2023-12-23
Also published as: US7835457B2; US20050141411A1; DE10360470A1

Abstract

Verfahren zum Demodulieren eines Empfangssignals (a), welches in einer Mehrzahl von verschiedenen Frequenzbändern (f1–f8) gesendete phasenumtastmodulierte oder quadraturamplitudenmodulierte Teilsignale umfasst,
wobei das Empfangssignal (a) nacheinander in mehreren Stufen verarbeitet wird, indem alle Eingangssignale (a, I, Q, II, IQ, QI, QQ) jeder der Stufen jeweils mit zwei zueinander orthogonalen Signalen (LO11, LO12, b, c, d, e) multipliziert werden, um jeweils zwei Zwischensignale (I, Q, II...QQ, III...QQQ) zu bilden, wobei jeweils die Zwischensignale einer Stufe als Eingangssignale einer jeweils folgenden Stufe dienen und das Empfangssignal (a) als Eingangssignal für die erste Stufe dient,
wobei aus den Zwischensignalen (III...QQQ) der letzten Stufe eine In-Phase- und/oder Quadratur-Komponente der einzelnen Teilsignale der verschiedenen Frequenzbänder (f1–f8) ermittelt werden, und
wobei in der ersten Stufe die verschiedenen Frequenzbänder in mindestens zwei Gruppen unterteilt werden, welche getrennt verarbeitet werden.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verarbeiten eines Empfangssignals, welches in einer Mehrzahl von verschiedenen Frequenzbändern gesendete phasenumtastmodulierte oder quadraturamplitudenmodulierte Pulse umfasst. Insbesondere bezieht sie sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung für Empfangssignale nach dem Ultra-Wideband-Standard mit einem Multikanal-Frequenz-Hopping(MFH)-Verfahren. Ein derartiges Verfahren bzw. eine derartige Vorrichtung kann insbesondere bei einem analogen Frontend eines Empfängers für drahtlose Kommunikation zum Einsatz kommen.
So genannte Ultra-Wideband-Signale (UWB-Signale) werden in einem Frequenzbereich von 3,1 GHz bis 10,6 GHz übertragen. Ein Vorschlag für einen neuen UWB-Übertragungsstandard sieht vor, diesen Frequenzbereich in 16 Subbänder oder Frequenzbänder mit einer Breite von jeweils 538 MHz zu unterteilen, wie dies schematisch in 9 dargestellt ist. f1–f16 bezeichnen dabei die Frequenzbänder bzw. ihre mittleren Frequenzen; f bezeichnet die Frequenz. In den verschiedenen Frequenzbändern können dann jeweils separat Daten übertragen werden, welche beispielsweise für mehrere Anwender oder verschiedene Blöcke innerhalb eines Empfängers bestimmt sein können.
Üblicherweise werden dabei die unteren acht Subbänder f1–f8 benutzt. 10 zeigt ein typisches Übertragungssignal nach diesem vorgeschlagenen Standard. Die zu übertragende Information wird dabei in Form von kurzen Pulsen der Dauer Tp gesendet, wobei die Pulse für die verschiedenen Frequenzbänder seriell übertragen werden. Die in 10 dargestellte Reihenfolge f1, f6, f4 ... ist selbstverständlich nur eine Möglichkeit. Die Pulsdauer Tp kann dabei beispielsweise so gewählt werden, dass sie dem Inversen der Breite der Frequenzbänder entspricht. Jeder Puls entspricht beispielsweise einem Bit, wobei die Information jeweils mittels binärer Phasenumtastung (BPSK, Binary Phase Shift Keying) oder Quadratur-Phasenumtastung (QPSK, Quadrature Phase Shift Keying) codiert ist. Die Bitrate wird daher durch die Zeit Tb bestimmt, welche benötigt wird, einen Puls in jedem verwendeten Frequenzband zu senden. Der Abstand zwischen dem Beginn zweier aufeinander folgender Pulse, welcher der Pulsrate entspricht, ist in 10 mit Tr gekennzeichnet.
11 zeigt den analogen Teil eines herkömmlichen Empfängers für derartige Signale. Das Empfangssignal a wird dabei beispielsweise von einer Antenne 1 empfangen und einem Filter 22 zugeführt. Anschließend wird es von einem Verstärker 2 mit geringem Rauschen (LNA, Low Noise Amplifier) und einem Verstärker 3 mit einstellbarer Verstärkung verstärkt. Der Verstärker 3 kann dabei insbesondere benutzt werden, um die Verstärkung abhängig von einer Stärke des Empfangssignals a einzustellen.
Das auf diese Weise verstärkte Signal wird N Einheiten 27 zugeführt, wobei N der Anzahl von zu verarbeitenden Frequenzbändern, bei dem in 10 dargestellten Beispiel acht, entspricht. Jede der Einheiten 27 separiert dabei eines der Frequenzbänder. Dies geschieht, indem jeweils das verstärkte empfangene Signal in einem Mischer 23 mit einem von einem Lokaloszillator erzeugten Signal LO_i, i = 1...N, gemischt wird. Ein Bandpassfilter 24 filtert dann den Anteil des gemischten Signals heraus, welcher der Differenz zwischen der Frequenz des Signals LO_i und der Frequenz des jeweiligen Frequenzbandes fi entspricht. Bevorzugt werden dabei die Frequenzen der Signale LO_i derart gewählt, dass alle Filter 24 gleich ausgestaltet sein können. Das Signal wird dann von einem programmierbaren Verstärker 25 verstärkt und mittels eines Analog-Digital-Wandlers 26 digitalisiert. Das digitalisierte Signal wird dann weiter verarbeitet.
Ein derartiger Empfänger ist relativ aufwändig zu realisieren, da die Einheit 27 für jedes Frequenzband fi vorgesehen sein muss, was in dem dargestellten Beispiel acht Analog-Digital-Wandler erfordert.
Aus der US 2001/0014594 A1 ist ein Empfänger bekannt, welcher sowohl für Schmalbandübertragung als auch für Breitbandübertragung geeignet ist, wobei bei Breitbandübertragung ultrakurze Pulse bzw. ultrakurze Signalanstiegszeiten verwendet werden, was ein entsprechend breites Frequenzspektrum bedingt. Dabei wird ein Signal in mehreren Stufen mit zueinander orthogonalen Lokaloszillatorsignalen gemischt, und Signale der letzten Stufe werden digitalisiert und in einem Kombinierer kombiniert, um Ausgangssignale zu bilden, welche einem ursprünglichen Spektrum im Basisband entsprechen.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Demodulieren eines derartigen Empfangssignals mit mehreren Frequenzbändern bereitzustellen, welches nicht für jedes Frequenzband eigene Hardware benötigt und daher günstiger zu realisieren ist.
Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren nach Anspruch 1 bzw. durch eine Vorrichtung nach Anspruch 17. Die abhängigen Ansprüche definieren vorteilhafte oder bevorzugte Ausführungsbeispiele des Verfahrens bzw. der Vorrichtung.
Erfindungsgemäß wird zum Demodulieren eines Empfangssignals, welches in einer Mehrzahl von verschiedenen Frequenzbändern gesendete phasenumtastmodulierte oder quadraturamplitudenmodulierte Teilsignale umfasst, vorgeschlagen, das Empfangssignal nacheinander in mehreren Stufen zu verarbeiten, indem alle Eingangssignale jeder der Stufen jeweils mit zwei zueinander orthogonalen Signalen multipliziert werden, um jeweils zwei Zwischensignale zu bilden, wobei jeweils die Zwischensignale einer Stufe als Eingangssignale der jeweils folgenden Stufe dienen und ein von dem Empfangssignal abgeleitetes Signal als Eingangssignal für die erste Stufe dient, und aus den Zwischensignalen der letzten Stufe In-Phase- und/oder Quadratur-Komponenten der Teilsignale der verschiedenen Frequenzbänder berechnet werden. Die zwei Zwischensignale sind dabei im Wesentlichen die In-Phase- und Quadratur-Komponenten des jeweiligen Eingangssignals.
In der ersten Stufe werden die verschiedenen Frequenzbänder in mindestens zwei Gruppen unterteilt, welche in nachfolgenden Stufen getrennt verarbeitet werden.
Durch diese stufenweise Verarbeitung kann eine Anzahl benötigter Analog-Digital-Wandler reduziert werden, und es kann eine Vorrichtung zum effizienten parallelen und gleichzeiti gen Empfangen für in einer Mehrzahl von verschiedenen Frequenzbändern gesendeten Signale geschaffen werden.
Vorteilhafterweise werden die Frequenzbänder des Empfangssignals bei der Verarbeitung in den Stufen in ein einziges Frequenzband herunterkonvertiert. Die Verarbeitung in den letzten n Stufen erfolgt bevorzugt digital, während die Verarbeitung in den ersten m Stufen bevorzugt analog erfolgt. Im Prinzip wäre auch eine vollständige digitale Verarbeitung möglich, falls Analog-Digital-Wandler bereitgestellt werden können, welche eine hinreichend hohe Abtastrate aufweisen.
Dabei erfolgt eine Digitalisierung der Eingangssignale in der ersten der letzten n Stufen bevorzugt mit einer Abtastfrequenz, welche dem Vierfachen der Frequenz der Eingangssignale der ersten der letzten n Stufen entspricht. Damit kann die Multiplikation der Eingangssignale mit den zwei zueinander orthogonalen Signalen in den letzten n Stufen durch eine Multiplikation mit Faktoren 1, 0 oder –1 durchgeführt werden, was einem Sortieren der Abtastwerte des jeweiligen Eingangssignals entspricht und somit effizient durchgeführt werden kann.
Bevorzugt werden die in den ersten n analogen Stufen durch Multiplikation der jeweiligen Eingangssignale mit den jeweiligen zueinander orthogonalen Signale erzeugten Mischsignale bandpassgefiltert, um die Zwischensignale zu erzeugen, wobei Mischsignale mit Frequenzen, welche nicht einer Differenzfrequenz zwischen einer Frequenz der orthogonalen Signale und einer Frequenz von in den der jeweiligen Stufe nachfolgenden Stufen zu verarbeitenden Frequenzbändern der verschiedenen Frequenzbänder entspricht, herausgefiltert werden. Die zueinander orthogonalen Signale in diesen ersten n Stufen weisen dabei vorteilhafterweise jeweils eine Frequenz auf, welche zwischen zwei benachbarten Frequenzbändern der verschiedenen Frequenzbänder der jeweiligen Einganssignale liegt.
Die Berechnung der In-Phase- oder Quadratur-Komponenten der Teilsignale der verschiedenen Frequenzbänder kann erfolgen, indem ein lineares Gleichungssystem aufgestellt wird, welches die Beziehungen der Komponenten der Teilsignale zu den Zwischensignalen der letzten der Stufe beschreibt, und indem dieses Gleichungssystem gelöst wird.
Durch die dargestellte Aufteilung zwischen analogen und digitalen Stufen kann eine Anzahl der benötigten Analog-Digital-Wandler und eine benötigte Abtastrate dieser Analog-Digital-Wandler optimiert werden.
Die Erfindung wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
2 die Lage von Frequenzbändern und Frequenzen von Signalen aus 1,
3 die Wirkungsweise eines Mischers und eines Filters aus 1,
4 ein Blockschaltbild eines Digitalteils des Ausführungsbeispiels von 1,
5 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
6 die Wirkung eines Mischers und eines Filters des Ausführungsbeispiels von 5,
7 die Wirkung eines weiteren Mischers und eines weiteren Filters des Ausführungsbeispiels von 5,
8 ein Blockschaltbild eines Digitalteils des Ausführungsbeispiels von 5,
9 die Lage von Frequenzbändern des Ultra-Wideband-Standards mit Frequenz-Hopping,
10 ein beispielhaftes Ultra-Wideband-Signal mit Frequenz-Hopping, und
11 eine Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Ein Empfangssignal a wird dabei von einer Antenne 1 empfangen. Das Empfangssignal a ist dabei beispielsweise ein Ultra-Wideband(UWB)-Signal mit Frequenz-Hopping, wie es in der Beschreibungseinleitung unter Bezugnahme auf 9 und 10 erläutert wurde, das heißt, ein Signal, bei dem hintereinanderfolgend in verschiedenen Frequenzbändern kurze Teilsignale bzw. Pulse einer Pulslänge Tp gesendet werden. Die einzelnen Teilsignale sind dabei BPSK- oder QPSK-moduliert.
Das Empfangssignal a wird einem Verstärker mit niedrigem Rauschen 2 und einem Verstärker mit einstellbarem Verstärkungsfaktor 3 zugeführt. Das so verstärkte Signal wird einem ersten Mischer 4 und einem zweiten Mischer 5 zugeführt. In dem ersten Mischer 4 wird das Signal mit einem Signal LO11 multipliziert, um eine I(In-Phase-)- und eine Q(Quadratur)-Komponente zu erzeugen. Dies wird dadurch bewerkstelligt, dass das verstärkte Empfangssignal a mit dem Signal LO11 multipliziert wird, um die I-Komponente zu erzeugen, und mit dem 90° phasenverschobenen Signal LO11 multipliziert wird, um die Q-Komponente zu erzeugen. In analoger Weise erfolgt in dem zweiten Mischer 5 eine Mischung mit dem Signal LO12.
Die Vorrichtung ist dabei zum Empfang von Signalen ausgelegt, welche in den in 2 dargestellten Frequenzbändern f1–f8 gesendet werden. Die Lage der Frequenzen der Signale LO11 und LO12 ist dabei wie in 2 dargestellt, das heißt, die Frequenz von LO11 liegt zwischen den Frequenzbändern f2 und f3, während die Frequenz des Signals LO12 zwischen den Frequenzbändern f6 und f7 liegt.
Die so erzeugten I- und Q-Komponenten werden dann einem Bandpassfilter 6 zugeführt. Die Funktionsweise des Bandpassfilters 6 des unteren Zweiges aus 1 ist in 3 dargestellt. p bezeichnet dabei die spektrale Leistungsdichte der Signale. Durch das Mischen des verstärkten Empfangssignals a mit dem Signal LO11 werden unter anderem Signale erzeugt, welche eine Frequenz aufweisen, welche dem Unterschied der Frequenz des Signals LO11 und des Empfangssignals a entspricht. Durch die in 2 dargestellte Wahl der Frequenz des Signals LO11 haben diese „Differenzsignale” für die Bänder f2 und f3 sowie f1 und f4 jeweils die gleiche Frequenz wie es in 3 dargestellt ist. Das Bandpassfilter 6 weist einen Durchlassbereich auf, welcher durch eine Kurve 10 in 3 angedeutet ist. Das Filter 6 bewirkt also, dass zur weiteren Verarbeitung in dem unteren Zweig nur die durch die Frequenzbänder f1–f4 erzeugten Komponenten selektiert werden.
Das Bandpassfilter 6, welches auch als Kanalfilter bezeichnet werden kann, ist dabei bevorzugt als Polyphasenfilter ausgeführt. Dies hat insbesondere den Vorteil, dass bei der Filterung das Vorzeichen der Frequenz berücksichtigt werden kann.
Das Bandpassfilter 6 des oberen Zweiges ist im Wesentlichen gleich dimensioniert wie das des unteren Zweiges; durch die Wahl der Frequenz des Signals LO12 werden hier die Frequenzbänder f5–f8 zur Weiterverarbeitung ausgewählt. Im Folgenden wird nur noch auf den unteren Zweig eingegangen, die Signalverarbeitung im oberen Zweig erfolgt analog.
Statt des Bandpassfilter 6 kann, wie aus 3 ersichtlich, prinzipiell auch ein Tiefpassfilter eingesetzt werden.
Dem Bandpassfilter 6 schließt sich ein programmierbarer Verstärker 7 ein, wobei die Verstärkung derart gewählt wird, dass die Signale eine für die folgende digitale Einheit 9 passende Signalstärke aufweisen. Die digitale Einheit 9 umfasst einen Analog-Digital-Wandler, welcher die ihm zugeführten I- bzw. Q-Komponenten mit einer Abtastfrequenz fs abtastet, welche bevorzugt wie in 3 dargestellt gewählt ist, also dem Vierfachen einer Breite eines Frequenzbandes entspricht. Dies bedeutet, dass die Abtastfrequenz dem Vierfachen der mittleren Frequenz oder ersten Zwischenfrequenz der durch den ersten Mischer 4 erzeugten und durch den Bandpassfilter 6 herausgefilterten Signale entspricht.
Wird, wie in der Beschreibungseinleitung erläutert, die Länge der einzelnen Teilsignale bzw. Pulse so gewählt, dass sie im Wesentlichen der inversen Frequenz entspricht, liegt die erste Zwischenfrequenz nach dem ersten Mischer 4 bei ungefähr 2/Tp, die Abtastfrequenz fs liegt dann bei 8/Tp.
Die Abtastfrequenz fs entspricht dabei genau der Nyquist-Rate der höchsten zu verarbeitenden Frequenz.
Im Folgenden wird die Funktionsweise der digitalen Einheit 9 unter Bezugnahme auf 4 genauer erläutert. Die digitale Einheit 9 umfasst einen Analog-Digital-Wandler 11, welcher die eingehenden I- und Q-Komponenten mit der Abtastfrequenz fs abtastet und digitalisiert. Die I- und Q-Komponenten werden dann in einer ersten digitalen Stufe von Multiplizierern 12 verarbeitet. Sowohl die I- als auch die Q-Komponente werden in einem Mischer 12 mit einem Signal b multipliziert, in jeweils einem weiteren Mischer 12 mit einem Signal c. Jeweils zwei dieser Mischer entsprechen dabei einem Mischer 4 bzw. 5 der in 1 dargestellten analogen Stufe, da die Signale b und c orthogonal zueinander sind. Da die Abtastfrequenz fs dem Vierfachen der ersten Zwischenfrequenz entspricht, kann das Mischen in dem Mischer 12 durch einfache Multiplikation im entsprechenden Takt fs mit Werten 1, 0, –1, 0 für das Signal b und 0, 1, 0, –1 für das Signal c erfolgen. Die Arbeit von jeweils zwei Mischern 12 kann somit auch als einfaches Sortieren des eingehenden I- bzw. des eingehenden Q-Signals angesehen werden und nicht als eine echte Multiplikation, was eine einfachere Realisierung erlaubt. Diese Vereinfachung ist ausführlich in der WO 01/60007 A1 beschrieben.
Da hier gleichsam ein Sortieren von Daten vorgenommen wird und die Datenwerte nur zu diskreten Zeitpunkten benötigt werden, kann der Analog-Digital-Wandler 11 entweder das ihm zugeführte I-Signal und das ihm zugeführte Q-Signal separat mit der Abtastfrequenz fs abtasten, oder es kann ein einziger Analog-Digital-Wandler 11 vorgesehen sein, welcher mit der doppelten Frequenz arbeitet und zwischen den Signale I und Q umschaltet.
Durch die Multiplizierer 12 wird, da jeder zweite Wert mit 0 multipliziert, also gelöscht wird, die Frequenz des eingehenden Signals gleichsam halbiert. Die entsprechende Frequenz wird durch eine Kombination eines Tiefpassfilters 13 mit einer Grenzfrequenz gleich der ersten Zwischenfrequenz, also einer doppelten zweiten Zwischenfrequenz, und einen Dezimator 14 nach jedem Mischer 12 bewerkstelligt. Die so entstandenen Signale tragen die Bezeichnungen II, IQ, QI und QQ, da hier aus den ursprünglichen I- und Q-Komponenten jeweils wieder I- und Q-Komponenten gebildet werden.
Dieser ersten digitalen Stufe, bei der die Frequenz des Signals herunterkonvertiert wird, folgt eine zweite digitale Stufe mit Multiplizierern 15, welche analog den Multiplizierern 12 arbeiten. Die Signale d und e zur Bildung der jewei ligen I- und Q-Komponenten können wiederum sehr einfach gewählt werden, indem dieses Multiplizieren mit der vierfachen zweiten Zwischenfrequenz der zweiten Zwischensignale II-QQ erfolgt, so dass wieder analog der ersten digitalen Stufe eine besonders einfache Art der Multiplizierung vorgenommen werden kann, nämlich mit d = 1, 0, –1, 0 und e = 0, 1, 0, –1. Die so erzeugten Signale tragen die Bezeichnungen III, IIQ, IQI, IQQ, QII, QIQ, QQI und QQQ und werden einer Berechnungseinheit 16 zugeführt, um die zu den Frequenzbändern f1–f4 gehörenden I- und Q-Komponenten zu berechnen.
Diese Berechnung kann, wie im Folgenden gezeigt wird, durch einfache Addition und Subtraktion im Zuge der Lösung eines linearen Gleichungssystems erfolgen. Es kann mathematisch leicht gezeigt werden, dass der Zusammenhang zwischen den nach der zweiten digitalen Stufe mit den Multiplizierern 15 erzeugten Signalen und den Signalen in den entsprechenden Frequenzbändern wie im folgenden linearen Gleichungssystem aussieht: III: +y1 + y2 + y3 + y4 := A1 IIQ: –y1 + y2 – y3 + y4 := A2 IQI: –y1 – y2 + y3 + y4 := A3 IQQ: –y1 + y2 + y3 – y4 := A4 QII: +y1 + y2 + y3 + y4 := B1 QIQ: +y1 – y2 + y3 – y4 := B2 QQI: +y1 + y2 – y3 – y4 := B3 QQQ: –y1 + y2 + y3 – y4 := B4wobei y1, y2, y3 und y4 die Signale in den Frequenzbändern f1, f2, f3 bzw. f4 bezeichnen. Um jeweils die I- und Q-Komponenten in den einzelnen Frequenzbändern zu bestimmen, müssen diese acht in der zweiten digitalen Stufe erzeugten Signale in I-Komponente und Q-Komponente aufgeteilt werden, wobei die I-Komponenten diejenigen mit einer geraden Anzahl von „Qs” und die Q-Komponenten diejenigen mit einer ungeraden Anzahl von „Qs” sind, da bei jedem Q eine Phasenverschiebung von 90° bei der Abtastung vorgenommen wird. Als Lösung dieses linearen Gleichungssystems ergibt sich dann schließlich y1, I = A1 – A4 + B2 + B3 y1, Q = –A2 – A3 + B1 – B4 y2, I = A1 + A4 – B2 + B3 y2, Q = A2 – A3 + B1 + B4 y3, I = A1 + A4 + B2 + B3 y3, Q = –A2 + A3 + B1 + B4 y4, I = A1 – A4 – B2 – B3 y4, Q = A2 + A3 + B1 – B4
Falls nur die I- oder die Q-Komponente benötigt wird, muss natürlich auch nur die jeweils gewünschte Komponente berechnet werden.
Es können selbstverständlich auch andere lineare Gleichungssysteme aufgestellt werden, deren Gleichungen und Lösungen Linearkombinationen der Gleichungen bzw. der Lösungen des dargestellten Gleichungssystems sind. Auch können die Signale y1 bis y4 prinzipiell auch in andere Komponenten als I- und Q-Kompomenten aufgespaltet werden, welche dann berechnet werden können.
In 5 ist ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung dargestellt. Komponenten, welche gleich denen des ersten Ausführungsbeispiels sind, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet.
Das in 5 dargestellte Ausführungsbeispiel umfasst eine erste Mischerstufe, in der das verstärkte Empfangssignal a in einem ersten Mischer 4 bzw. einem zweiten Mischer 5 mit einem Signal LO11 bzw. dem Signal LO12 gemischt wird. Bis zum programmierbaren Verstärker 7 entspricht der Aufbau dem des ersten Ausführungsbeispiels und wird daher nicht nochmals erläutert. Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel schließt sich der ersten analogen Mischstufe mit Mischern 4 und 5 noch eine zweite analoge Mischstufe mit Mischern 17 an. Die Mischer 17 sind wiederum als so genannte IQ-Mischer ausgestaltet, das heißt, sie multiplizieren das ihnen zugeführte Signal mit einem Signal LO2 und dem um 90° verschobenen Signal LO2, um wiederum I- und Q-Komponenten zu erhalten. Im Folgenden wird wiederum nur der untere Zweig erläutert, der obere Schaltungszweig ist analog ausgestaltet.
Die Frequenz des Signals LO2 wird dabei wie in 6 dargestellt gewählt, das heißt, sie liegt zwischen den beiden Frequenzbändern, welche den ursprünglichen Frequenzbändern f1 und f4 bzw. f2 und f3 entsprechen. Im Übrigen entspricht 6 der bereits beschriebenen 3. Durch dieses Mischen werden ähnlich wie in der unter Bezugnahme auf 4 beschriebenen ersten digitalen Stufe des ersten Ausführungsbeispiels Signale II, IQ, QI und QQ erzeugt. Den Mischern 17 schließen sich Bandpassfilter 18 an, welche wiederum die Differenzfrequenzen der im unteren Schaltungszweig ausgewerteten Frequenzbänder f1–f4 herausfiltern und wie die Bandpassfilter 6 als Polyphasenfilter ausgebildet sein können. Der Durchlassbereich der Bandpassfilter 18 ist in 7 mit einer Kurve 28 dargestellt; prinzipiell könnte wiederum auch ein Tiefpassfilter benutzt werden. Nach der zweiten analogen Mischerstufe liegen also alle ursprünglichen Frequenzbänder in einem Frequenzband.
Den Bandpassfiltern 18 schließen sich wiederum programmierbare Verstärker 19 an, um eine Verstärkung einzustellen. Die so erzeugten Signale werden einer digitalen Einheit 20 zugeführt, welche die Signale mit einer Abtastfrequenz fs digitalisiert, welche in 7 ebenfalls dargestellt ist und welche der halben Abtastfrequenz des ersten Ausführungsbeispiels entspricht.
Die digitale Einheit 20 des unteren Zweiges des zweiten Ausführungsbeispiels ist in 8 dargestellt. Analog-Digital-Wandler 21 digitalisieren die Signale II und IQ bzw. QI und QQ, vergleichbar mit dem Analog-Digital-Wandler 11 aus 4. Dem schließt sich eine digitale Stufe mit Multiplizierern 15 an, welche der zweiten digitalen Stufe des ersten Ausführungsbeispiels aus 4 entspricht. Wiederum werden Signale III...QQQ erzeugt, welche einer Berechnungseinheit 16 zugeführt werden, welche der des ersten Ausführungsbeispiels entspricht.
Der Unterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Ausführungsbeispiel liegt also darin, dass beim ersten Ausführungsbeispiel eine analoge und zwei digitale Stufen zur Verarbeitung vorgesehen sind, während beim zweiten Ausführungsbeispiel zwei analoge und eine digitale Stufe vorgesehen ist. Die prinzipiellen Arbeitsweisen sind jedoch gleich.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel werden mehr Analog-Digital-Wandler, nämlich doppelt so viele, wie beim ersten Ausführungsbeispiel benötigt. Dafür arbeiten die Analog-Digital-Wandler beim zweiten Ausführungsbeispiel mit der halben Abtastfrequenz und sind daher einfacher zu realisieren.
Ein weiterer Vorteil des ersten Ausführungsbeispiels ist, dass die Trennung der verschiedenen Frequenzbänder bzw. das Mischen oder Multiplizieren in der digitalen Verarbeitungseinheit exakter vorgenommen werden kann als mit analogen IQ-Mischern. Welches Ausführungsbeispiel bevorzugt wird, hängt somit von der erforderlichen Genauigkeit sowie den verfügbaren Komponenten ab.
Je nach Anzahl der zu verarbeitenden Frequenzbändern können natürlich auch mehr oder weniger Stufen vorhanden sein, auch die Aufteilung zwischen digitalen und analogen Stufen kann den jeweiligen Erfordernissen angepasst werden. Beispielsweise ist, wenn genügend schnelle Analog-Digital-Wandler zur Verfügung stehen, prinzipiell auch eine reine digitale Signalverarbeitung denkbar.
Die vorliegende Erfindung ist auch nicht auf die Verarbeitung der als Beispiel verwendeten UWB-Signale beschränkt. Prinzipiell können mit dem erfindungsgemäßen Verfahren beliebige phasenumtastmodulierte oder quadraturamplitudenmodulierte Teilsignale, welche in verschiedenen Frequenzbändern gesendet werden, verarbeitet werden.

Claims

Verfahren zum Demodulieren eines Empfangssignals (a), welches in einer Mehrzahl von verschiedenen Frequenzbändern (f1–f8) gesendete phasenumtastmodulierte oder quadraturamplitudenmodulierte Teilsignale umfasst, wobei das Empfangssignal (a) nacheinander in mehreren Stufen verarbeitet wird, indem alle Eingangssignale (a, I, Q, II, IQ, QI, QQ) jeder der Stufen jeweils mit zwei zueinander orthogonalen Signalen (LO11, LO12, b, c, d, e) multipliziert werden, um jeweils zwei Zwischensignale (I, Q, II...QQ, III...QQQ) zu bilden, wobei jeweils die Zwischensignale einer Stufe als Eingangssignale einer jeweils folgenden Stufe dienen und das Empfangssignal (a) als Eingangssignal für die erste Stufe dient, wobei aus den Zwischensignalen (III...QQQ) der letzten Stufe eine In-Phase- und/oder Quadratur-Komponente der einzelnen Teilsignale der verschiedenen Frequenzbänder (f1–f8) ermittelt werden, und wobei in der ersten Stufe die verschiedenen Frequenzbänder in mindestens zwei Gruppen unterteilt werden, welche getrennt verarbeitet werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzbänder (f1–f8) des Empfangssignals bei der Verarbeitung in den Stufen in ein einziges Frequenzband mit niedrigerer Frequenz herunterkonvertiert werden.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Verarbeitung in den letzten n Stufen digital erfolgt, wobei n mindestens 1 ist.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Multiplikation der Eingangssignale mit den zwei zueinander orthogonalen Signalen in den letzten n Stufen durch eine Multiplikation mit Faktoren 1, 0 oder –1 mit der vierfachen Frequenz des jeweiligen Eingangssignals der jeweiligen Stufe durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Multiplikation mit Faktoren 1, 0 oder –1 durch ein Sortieren der Abtastwerte des jeweiligen Eingangssignals durchgeführt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Digitalisieren der Eingangssignale der ersten der letzten n Stufen mit einer Abtastrate (fs) erfolgt, welche viermal größer als eine mittlere Frequenz der Eingangssignale der ersten der letzten n Stufen ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass n gleich 1 oder n gleich 2 ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verarbeitung in den ersten m Stufen analog erfolgt, wobei m mindestens 1 ist.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass in den m ersten Stufen durch Multiplikation der jeweiligen Eingangssignale (I, Q, II...QQ) mit den jeweiligen zueinander orthogonalen Signalen (LO11, LO12, LO2) erzeugten Mischsignale bandpassgefiltert werden, um die jeweiligen Zwischensignale zu erzeugen, wobei Anteile der Mischsignale mit Frequenzen, welche nicht einer Differenzfrequenz zwischen einer Frequenz der jeweiligen orthogonalen Signale (LO11, LO12, LO2) und einer Frequenz von in der jeweils nachfolgenden Stufe zu verarbeitenden Frequenzbändern der verschiedenen Frequenzbänder (f1–f8) entspricht, herausgefiltert werden.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Bandpassfilterung der Mischsignale jeweils durch ein Polyphasenfilter (6, 18) erfolgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zueinander orthogonalen Signale (LO11, LO12, LO2) in den ersten n Stufen jeweils eine Frequenz aufweisen, welche zwischen zwei benachbarten Frequenzbändern der jeweiligen Eingangssignale liegt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass m gleich 1 oder m gleich 2 ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung der Komponenten der Teilsignale erfolgt, indem ein lineares Gleichungssystem aufgestellt wird, welches die Beziehung der Komponenten der Teilsignale zu den Zwischensignalen (III...QQQ) der letzten Stufe beschreibt, und dieses Gleichungssystem gelöst wird.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine Anzahl von ausgewerteten Frequenzbändern (f1...f8) gleich vier ist, dass die Anzahl der Stufen gleich drei ist, und dass die In-Phase- und Quadratur-Komponenten der Teilsignale der ausgewerteten Frequenzbänder nach folgenden Gleichungen berechnet werden: y1, I = A1 – A4 + B2 + B3 y1, Q = –A2 – A3 + B1 – B4 y2, I = A1 + A4 – B2 + B3 y2, Q = A2 – A3 + B1 + B4 y3, I = A1 + A4 + B2 + B3 y3, Q = –A2 + A3 + B1 + B4 y4, I = A1 – A4 – B2 – B3 y4, Q = A2 + A3 + B1 – B4,wobei yi, I und yi, Q die In-Phase- bzw. die Quadratur-Komponente des Teilsignals des i-ten Frequenzbandes bezeichnet, A1 das III-, A2 das IIQ-, A3 das IQI-, A4 das IQQ-, B1 das QII-, B2 das QIQ-, B3 das QQI- und B4 das QQQ-Signal der Zwischensignale der letzten Stufe bedeutet, wobei jeder Buchstabe dieser Bezeichnung angibt, ob in der der Position des Buchstabens entsprechenden Stufe zur Erzeugung des jeweiligen Zwischensignals durch das Multiplizieren die In-Phase- oder die Quadratur-Komponente des jeweiligen Eingangssignals gebildet wurde.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die verschiedenen Frequenzbänder in einem Bereich von 3,1 bis 10,6 GHz liegen.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangssignal (a) ein Ultra-Wideband-Empfangssignal (a) ist.
Vorrichtung zum Demodulieren eines Empfangssignals (a), welches in einer Mehrzahl von verschiedenen Frequenzbändern (f1–f8) gesendete phasenumtastmodulierte oder quadraturamplitudenmodulierte Teilsignale umfasst, wobei die Vorrichtung mehrere hintereinandergeschaltete Stufen zum Verarbeiten des Empfangssignals (a), wobei jede Stufe Multiplikationsmittel (4, 5, 17, 12, 15) zum Multiplizieren aller Eingangssignale jeder Stufe mit zwei zueinander orthogonalen Signalen (LO11, LO12, LO2, b, c, d, e), um zwei Zwi schensignale zu bilden, wobei die Verarbeitungsstufen derart verschaltet sind, dass die Zwischensignale einer Stufe als Eingangssignale der folgenden Stufe dienen und das Empfangssignal als Eingangssignal für die erste Stufe dient, und Auswertemittel (16) zum Ermitteln von In-Phase- und/oder Quadratur-Komponenten der Teilsignale der verschiedenen Frequenzbänder (f1...f16) aus den Zwischensignalen der letzten der Verarbeitungsstufen umfasst, wobei die Vorrichtung derart eingerichtet ist, dass in der ersten Stufe die verschiedenen Frequenzbänder in mindestens zwei Gruppen unterteilt werden, welche getrennt verarbeitet werden.
Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 16 ausgestaltet ist.