DE3334310A1 - Verfahren und vorrichtung zur digital-analog-wandlung - Google Patents
Verfahren und vorrichtung zur digital-analog-wandlungInfo
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Description
1A-4273
BURR-BROWN RESEARCH CORPORATION Tucson, Arizona, USA
Verfahren und Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Umwandlung eines digitalen Worts in entsprechende
Analog-Ausgangssignale, insbesondere Schaltungen und Verfahren zur Minimierung der Nichtlinearität
solcher analoger Ausgangssignale aufgrund von Änderungen des Spannungsabfalls über Erdleitungswiderstände,
welche durch Änderungen der digitalen Worte verursacht werden.
Monolithische Digital-Analog-Wandlerschaltungen sind seit langem bekannt und umfassen eine Vielzahl von Bitschaltern,
deren jeder auf ein gesondertes Bit innerhalb eines digitalen Eingangswortes anspricht, und zwar
im Sinne der selektiven Lenkung eines zugeordneten Bit-
Schaltstroms zu einem Summierknoten in einem Widerstandsleiternetzwerk,
so daß dieser zu einem analogen Ausgangsstrom beiträgt. Das Widerstandsleiternetzwerk
führt gewöhnlich zu einer Abstufung der Beiträge der verschiedenen Bit-Schalterströme in binär gewichteter
Weise, wenn die entsprechenden Bitschalter eingeschaltet f d.h. aktiv sind. Der Beitrag eines jeden aktiven
Bit-Schaltstroms wird fortschreitend halbiert, beginnend mit dem signifikantesten Bitschalter bis hin zum
am wenigstens signifikanten aktiven Bitschalter. Bei einem typischen, herkömmlichen Aufbau des Widerstandsnetzwerks
ist ein R/2R-Netzwerk vorgesehen, bei dem eine erste dünne Leitung aus Aluminiummetallisierung
(im folgenden als "Erdleitung" bezeichnet) einen Erdstrom führt, und zwar zu einem Ende der Hälfte der
Widerstände. Das andere Ende eines jeden dieser Widerstände ist mit dem Kollektor des zugeordneten NPN-Bit-Schalttransistors
verbunden (im folgenden als "Bit-Stromtransistor" bezeichnet). Der verteilte Widerstand
der Erdleitung ist äußerst klein im Vergleich zum Widerstand der Leiternetzwerkwiderstände, dennoch
aber endlich. Die anderen Widerstände des R/2R-Netzwerks sind zwischen jeweiligen Paaren von benachbarten
Bit-Schalttransistoren geschaltet. Ein jeder der Bit-Schalttransistoren ist in einer gemeinsamen Emitter-Konfiguration
einem entsprechenden Abfallstromtransistor zugeordnet, wobei der Kollektor desselben mit einem
zweiten gemeinsamen Erdstromleiter verbunden ist, welcher im folgenden als "Abfallstromleiter" bezeichnet
wird. Wenn nun ein bestimmtes Bit aktiv ist, so wird der entsprechende Bitstrom über das Widerstandsleiternetzwerk
geschaltet und ein Anteil dieses Bitstroms fließt durch den verteilten Widerstand des ersten
Erdungsleiters. Wenn jedoch dieses Bit inaktiv
oder ausgeschaltet ist, so fließt der gesamte Bit-Schaltstrom (nun als "Abfallstrom des Bits" bezeichnet)
durch den zugeordneten Abfallstrom-Transistor und in den Abfallstrom-Erdungsleiter. In diesem Falle
fließt kein Anteil des Bit-Schaltstroms durch den verteilten Widerstand des ersten Erdungsleiters.
Wenn der verteilte Widerstand des ersten Erdungsleiters beträchtlich ist, verursacht die Änderung der Spannung
über den Widerstand des ersten Erdungsleiters (bei der Ein- oder Ausschaltung verschiedener Bits) Fehler,
welche im folgenden als "Nichtlinearitäts-Fehler" bezeichnet
werden. Nichtlinearitäts-Fehler können graphisch dargestellt werden, und zwar als Abweichungen von einer
geraden Linie der Durchschnittswerte des Analog-Ausgangsstroms,
aufgetragen gegen die numerischen Werte des digitalen Eingangswortes.
Es ist seit langem bekannt, daß Nichtlinearitäts-Fehler durch die Bit-Stromumschaltungen bewirkt werden. Diese
Nichtlinearitätsfehler werden zurückgeführt auf die
erwähnte Änderung des Spannungsabfalls über den verteilten
Widerstand des ersten Erdungsleiters sowie auf
verschiedene andere Ursachen einschließlich einer selbsttätigen Erhitzung der Widerstände und einer thermischen
Wechselwirkung zwischen den einzelnen Teilen des Chips. Der Anteil der Nichtlinearität, welcher zurückführbar
ist auf die Ungenauigkeit der Aufspaltung der verschiedenen Bitströme, welche zum Leiternetzwerk
geschaltet werden, kann kompensiert werden. Hierzu ^ kann man beispielsweise die bekannter Laser-Trimmtechnik
verwenden. Dabei werden die Werte der Leiternetzwerk-Widerstände (gewöhnlich aus Nichrom bestehend) eingestellt.
Der Anteil der Nichtlinearitäts-Fehler, welcher
auf die oben erwähnten Spannungsänderungen über den verteilten Widerstand des ersten Erdungsleiters zurückgeführt
wird, kann jedoch nicht durch Trimmen der Leiternetzwerk-Widerstände eliminiert werden. In dem Maße,
in dem zuvor Versuche unternommen wurden zur Verringerung solcher Spannungsänderungen, wurden die Verringerungen
ganz einfach dadurch erreicht, daß man die Metallinie des ersten Erdungsleiters breiter machte.
Hierdurch wird natürlich der Widerstandswert verringert. Typischerweise kann der Widerstand der Metallleiter
einer integrierten Schaltung nur etwa 0,026 Ohm/ Quadrat betragen, während die Leiterwiderstände von
100 0hm für einen Digital-Analog-Wandler hoher Geschwindigkeit bis zu mehreren tausend Ohm/Quadrat für einen
Digital-Analog-Wandler niedriger Geschwindigkeit reichen. Bei Digital-Analog-Wandlern mit einer Genauigkeit
von acht Bits sind die Nichtlinearitäten aufgrund des Widerstandes des ersten Erdungsleiters im allgemeinen
ausreichend klein, so daß sie ignoriert werden können. Bei Digital-Analog-Wandlern höhere Genauigkeit,
z.B. bei Digital-Analog-Wandlern mit zwölf Bits, sind jedoch die Linearitätsfehler, welche durch Spannungsvariationen
verursacht werden (aufgrund der Bitmuster-Umschaltung), über den verteilten Widerstand des ersten
Metalleiters eine erhebliche Quelle für Nichtlinearitäts-Fehler. Bisher ist noch kein Vorschlag gemacht
worden, welcher dazu führt, die Nichtlinearitäts-Fehler
aufgrund des Sp annungsabfalls über den ersten Erdungsleiter zu verringern, wobei diese Spannungsabfälle
durch Änderungen des Eingangsworts zustande kommen. Die einzigen Versuche, welche bisher gemacht wurden,
bestehen in der einfachen Verbreiterung des ersten Erdungsleiters.
Der herkömmliche Schaltungsaufbau der integrierten
Schaltung des Digital-Analog-Wandlers umfaßt ein Widerstandsleiternetzwerk in einem Teilbereich der
Oberfläche der integrierten Schaltung. Die Bit-Schaltstromtransistoren sind jeweils in gesonderten, elektrisch
isolierten Regionen vom N-Typ ausgebildet, und zwar in Nachbarschaft zu den Widerstandsleiterknoten,
denen die jeweiligen Bitströme zugeführt werden, wenn die verschiedenen Bits aktiv sind. Die Abfallstromtransistoren
sind typischerweise allesamt in einer einzigen, langgestreckten, isolierten Region vom N-Typ
untergebracht, welche auf einer Seite der Bit-Schalttransistoren angeordnet ist, welche der Position der
Widerstandsleiter entgegengesetzt ist. Dies ist möglich, da alle Kollektoren der Abfallstromtransistoren mit
dem gleichen Abfallstromleiter verbunden sind. Teilbereiche entlang der gesamten Länge dieser gemeinsamen
Leiterregion sind zum Metallabfallstromleiter kurzgeschlossen, welcher mit einem Haupterdspannungsleiter
(eine Verbindungsfläche oder Lötfläche) auf dem integrierten Schaltungssubstrat verbunden ist. Dies ist
eine äußerst günstige Topographie.
Es ist bekannt, daß die Kosten einer integrierten Schaltung in hohem Maße von der Chipgröße abhängen. Die
vorstehend beschriebene Bauweise, bei der alle Abfallstromtransistoren innerhalb einer einzigen, isolierten
Region vom N-Typ untergebracht sind, ist äußerst effizient hinsichtlich der Ausnutzung der Chipfläche.
Daher wird es im allgemeinen als unerwünscht angesehen, Änderungen hinsichtlich des Schaltungsaufbaus vorzunehmen,
falls diese Änderungen es erfordern würden, daß jeder Abfallstromtransistor in einer gesonderten, isolierten
Region vom N-Typ vorgesehen sein muß. Aus diesem
Grunde hat man zur Minimierung der Änderungen des Spannungsabfalls über den ersten Leiter aufgrund von
Änderungen des Bitmusters ganz einfach die Technik der Verbreiterung des ersten Leiters zum Zwecke der Verringerung
des Widerstands desselben gewählt.
Es wurde nun aber gefunden, daß mit erhöhter Komplexität und mit erhöhten Genauigkeitsanforderungen des
Digital-Analog-Wandlers dem Problem der Verringerung der Nichtlinearitats-Fehler aufgrund der Abfallstromumschaltung
durch eine Vergrößerung der Breite des ersten Metalleiters nicht beizukommen ist, da eine adäquate
Erhöhung der Breite zu einer exzessiven Steigerung der Chipfläche führen würde.
Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltung und ein Verfahren zur Verringerung der vom
Bitmuster abhängigen Nichtlinearitäten aufgrund des verteilten Widerstandes eines Erdspannungsleiters in
einer Widerstandsleiter des Digital-Analog-Wandlers zu schaffen.
Erfindungsgemäß wird somit eine verbesserte Schaltung und ein verbessertes Verfahren zur Umwandlung eines
digitalen Eingangswortes in einen analogen Ausgangsstrom geschaffen. Dabei werden Nichtlinearitäts-Fehler
beträchtlich verringert. Solche Fehler kommen zustande durch Veränderungen der Spannung über den verteilten
Widerstand eines Metall-Referenzspannungsleiters« Diese Änderungen werden verursacht durch Änderungen des
Wertes des digitalen Wortes. Die Verringerung der Referenzspannungsänderungen wird erreicht durch Umschaltung
der Abfallströme für jedes Bit auf entsprechende, gemeinsame Knotenpunkte des Referenzspannungs-
leiters. Jeder gemeinsame Knotenpunkt ist ferner noch mit einem Anschluß eines Widerstandes in einem Widerstandsleiternetzwerk
verbunden, welches zur binären Abstufung der Beiträge einer Vielzahl von Bitströmen
dient. Diese Beiträge werden summiert und erzeugen den analogen Gesamtausgangsstrom. Wenn ein besonderes Bit
aktiv ist, so fließt ein Anteil des entsprechenden Bitstroms durch den verteilten Widerstand des Referenzstromleiters.
Wenn jedoch das Bit inaktiv ist, so fließt der gesamte Bitstrom (welcher nun als "Abfallstrom
des jeweiligen Bits" bezeichnet wird) in den zugeordneten, gemeinsamen Knotenpunkt, so daß der Abfallstrom
durch den verteilten Widerstand der Referenzspannungsleitung fließt. Obgleich der Anteil des entsprechenden
Bitstroms, welcher durch den verteilten Widerstand fließt, stets geringer ist als der Bitstrom
selbst, so ist die Spannungsänderung über den verteilten
Widerstand im Falle einer Änderung des Zustandes des jeweiligen Bits dennoch beträchtlich geringer als
im Falle einer Umschaltung des Abfallstroms in einen gesonderten Erdungsleiter» Daher werden die oben erwähnten
Nichtlinearitäts-Fehler, welche auf die Änderungen
des Wertes des digitalen Wortes zurückzuführen sind, beträchiü.ich verringert.
Bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung umfaßt
eine typische "Bitschaltung" einen Bereich eines R^R-Widerstandsleiternetzwerks. Ein erster Widerstand
desselben hat einen ersten Anschluß, welcher mit dem gemeinsamen Knotenpunkt eines ersten Metallerdungsleiters
des integrierten SchaltungsSubstrats verbunden
ist. Der zweite Anschluß dieses Widerstandes ist mit dem Kollektor eines NPN-Bitstromtransistors verbunden
sowie mit anderen Widerständen. Der Emitter des Bit-
Stromtransistors ist direkt mit dem Emitter eines Abfallstrom-NPN-Transistors
verbunden und ferner auch mit einer Konstant-Bitstromschaltung· Der Kollektor
des Abfallstromtransistors ist direkt mit dem gleichen, gemeinsamen Knotenpunkt verbunden wie der erste Anschluß
des ersten Widerstandes. Der gemeinsame Knotenpunkt hat eine hinreichend kleine Fläche, so daß der
Widerstand zwischen den Verbindungspunkten des ersten Anschlusses des ersten Widerstandes und des Kollektors
des Abfallstromtransistors vernachlässigbar ist im Vergleich zu dem verteilten Widerstand des Erdspannungsleiters
zu jeder der benachbarten Bitschaltungen oder zu einem Haupterdspannungsverbindungspunkt mit im wesent
lichen Null-Widerstand. Der Kollektor eines jeden Bitstromtransistors ist mittels eines zweiten Widerstands
des Leiternetzwerks mit dem Kollektor mindestens einer benachbarten, im wesentlichen ähnlichen "Bitschaltung11
verbunden. Unsere Analyse hat gezeigt, daß der Haupterdspannungsverbindungspunkt
mit der Erdreferenzleitung verbunden sein sollte, und zwar an einem Punkt, welcher in größter Nähe zu dem dem signifikantesten
Bit zugeordneten Ende des Erdreferenzleiters liegt, und zwar zum Zwecke der Minimierung der maximal möglichen
Änderung der Spannung an jedem Punkt des ersten Erdspannungsleiters, verursacht durch Umschaltung des
entsprechenden Bits des digitalen Worts von logisch «1" auf logisch nO".
Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung werden die gemeinsamen Knotenverbindungen
der entsprechenden Abfallstromtransistoren in einem Bereich des Digital-Analog-Wandlers vorgesehen, in dem
die Widerstandsleiter dazu dient, die Bitstrombeiträge zum analogen Ausgangsstrom abzustufen. Andere, signifi-
kantere Bits des Digital-Analog-Wandlers, welche Schaltungskonfigurationen
benutzen, welche von dem Widerstandsleiternetzwerk zur Festlegung der Strombeiträge
zum Gesamt-Analog-Ausgangsstrom verschieden sind, schalten die Abfallströme direkt auf einen zweiten Erdspannungsleiter.
Bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wird die Topographie folgendermaßen gewählt. Das R/2R-Widerstandsleiternetzwerk
ist auf einem integrierten Schaltungssubstrat auf einer Seite der ersten Erdspannungsleitung
vorgesehen, welch letztere aus einer Aluminium-Metallisierungslinie besteht. Ein Jeder der Bitstromtransistoren
ist ein NPN-Transistor und in einer gesonderten, isolierten Region vom N-Typ untergebracht.
Eine jede dieser isolierten Regionen vom N-Typ erstreckt sich unterhalb des Erdspannungsleiters bis zum
elektrischen Kontakt mit einem zugeordneten Verbindungsknotenbereich einer Aluminium-Metallisierung, welche
als niedriger Widerstandsknoten wirkt. Mit diesem Sind sowohl die R-Widerstände als auch die 2R-Widerstände
verbunden, welche dem Bitstromtransistor zugeordnet sind. Jeder Bitstromtransistor ist mit seinem Emitter
direkt mit dem Emitter des entsprechenden NPN-Abfallstromtransistors
zusammengeschaltet. Jeder Abfallstromtransistor ist in einer gesonderten, isolierten Region
vom N-Typ untergebracht. Der Kollektor-Kontaktbereich derselben erstreckt sich unterhalb des ersten Erdspannungsleiters
und stellt einen elektrischen Kontakt zu dem jeweiligen gemeinsamen Knotenbereich her. Vergrabene
Schichtregionen vom N -Typ sind auf den entsprechenden Bodenflächen der Kollektorregionen der Bitstromtransistoren
ausgebildet und erstrecken sich unter den ersten Erdspannungsleiter bis zur Aluminium-Metalli-
sierung, welche den Verbindungsknoten des Widerstandsleiternetzwerks
bildet.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild zur Erläuterung des Standes der Technik;
Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 eine Draufsicht eines Teilbereichs einer integrierten Ausbildung der Schaltung gemäß Fig. 2;
Fig. 4 ein Blockdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung; und
Fig. 5A und 5B Schaltdiagramme zur Erläuterung der angenäherten Arbeitsweise der Schaltung der Fig.2
im Sinne einer Minimierung der Nichtlinearitäts-Fehler aufgrund von Abweichungen der Spannung über den Erdleitungswiderstand,
wobei diese Spannungsabweichungen durch das Ansprechen auf Umschaltungen des Bitmusters
zus tandekommen.
Im folgenden wird zunächst auf Fig. 1 Bezug genommen. Anhand dieser Figur wird der typische Aufbau eines
herkömmlichen Digital-Analog-Wandlers mit einem R/2R-Leiternetzwerk erläutert. Der Digital-Analog-Wandler 1
umfaßt ein allgemein mit 2 bezeichnetes R/2R-Netzwerk. Das R/2R-Leiternetzwerk umfaßt einen Erdreferenzleiter
4, welcher typischerweise ein dünner Streifen aus Aluminium-Metallisierung auf einem integrierten Schaltungssubstrat
ist. Der Flächenwiderstand des Erdleiters 4 beträgt etwa 0,026 Ohm/Quadrat. In Fig. 1 wurde der
verteilte Widerstand des Erdleiters 4 zu den diskreten Widerständen 5, 6, 7, 8 und 9 zusammengefaßt. Knotenpunkte
12, 13, 14 und 15 liegen zwischen den diskreten
Widerständen, deren jeder einen Wert R^ hat. Für einen
Erdleiter mit einer Breite von "beispielsweise 0,025 mm ist der verteilte Widerstand vemachlässigbar, solange
es sich um Digital-Analog-Wandler mit einer Genauigkeit von weniger als acht Bits handelt. Die R/2R-Leiter-Konfiguration
ist wohlbekannt und in Fig. 1 dargestellt, jedoch nicht näher erläutert. Der Analogstrom-Ausgangsleiter
18 ist über einen verallgemeinert dargestellten Widerstand R1 mit dem Knotenpunkt 19 verbunden. Der
Knotenpunkt 19 ist mit einer ersten Schaltereinrichtung 22 verbunden. Die Bitschaltereinrichtung 22 hat einen
Eingang 23, an dem eine Spannung V-^q anliegt. Diese
gibt den Zustand eines Bits DO eines digitalen Eingangswortes DO, D1, D2 ... DN an. Die Bit-Schalfcereinrichtung
22 hält den Strom einer Stromquelle 24 konstant, und zwar entweder über den Knotenpunkt 19 oder
über einen Abfallstromleiter 25. Der Abfallstromleiter 25 ist mit einem Haupterdspannungsleiter 26' verbunden.
Der Erdleiter 4 ist mit einem zweiten Haupterdleiter 26" verbunden, welcher das gleiche Potential wie der
Erdleiter 26' hat oder jedenfalls nur im wenige Millivolt
davon abweicht.
In ähnlicher Weise sprechen die Bitschaltereinrichtungen
27, 28 und 29 auf die Bitspannungen V01, V^2 $ V^,
an im Sinne der Steuerung von konstanten Strömen der Stromquellen 31, 32 und 33 an den entsprechenden Knotenpunkten
35, 36 bzw. 37, falls die Spannungen V^, V^
und Vjj, sich auf logisch "1" befinden. Eine jede der
Bitschaltungen 22, 27, 28 und 29 schaltet den entsprechenden
konstanten Strom auf den Abfallstromleiter 25 um, falls die entsprechende Eingangsspannung logisch
"0" ist.
Falls alle digitalen Eingangsspannungen VD0, V01 ....
logisch "O" sind, so werden alle konstanten Ströme auf
die Abfallstromleitung 25 umgeleitet und keiner der Ströme wird auf das Leiternetzwerk 2 geschaltet. In
diesem Falle fließt keiner der Quellenströme durch die verteilten Metallwiderstände 5, 6, 7, 8 usw..
Im folgenden soll der Fall betrachtet werden, daß alle
Spannungen V00, V01.... den logischen Wert "1" haben.
Für diesen Fall kann gezeigt werden, daß alle Quellenströme auf das R/2R-Leiternetzwerk 2 umgeschaltet sind,
und es kann ferner gezeigt werden, daß die meisten dieser Ströme durch die verschiedenen Metalleitungswiderstände
R^ fließen. Die sich hieraus ergebenden Änderungen
der Spannungen über die verteilten Rjj-Widerstände verursachen die zuvor beschriebenen Nicbtlinearitäts-Fehler.
Eine genaue Analyse zeigt, daß die Spannungsänderung
über einen jeden der R^-Widerstände 5f 6, 7, ....,
welche ansprechend auf Änderungen des digitalen Eingangswortes Zustandekommen, erst dann signifikant werden,
wenn die Anzahl der Bits des Digital-Analog-Wandlers wesentlich über acht Bits gesteigert wird.
Wie oben erwähnt, können diese Nichtlinearitäten nicht durch ein präzises Trimmen der Widerstände des Leiternetzwerks
2 adäquat kompensiert werden.
Vor dem Hintergrund dieser Problematik soll im folgenden
die erfindungsgemäße Schaltung gemäß Fig. 2 erläutert werden. Der Digital-Analog-Wandler 40 der Fig. 2
umfaßt ein R/2R-Widerstands-Leiternetzwerk, welches mit
demjenigen der Fig. 1 identisch ist. Es umfaßt einen Erdungsleiter 41 mit einem verteilten Metallerdungs-
Ü0'
widerstand, welcher in Fig. 2 in Form einer Vielzahl
von diskreten Widerständen 43-1, 43-2, 43-3 ... dargestellt ist. Jeder dieser diskreten Widerstände hat den
Widerstandswert R^. Zwischen jedem der f^-Widerstände
befindet sich ein Teil der Erdleitung 41, welcher im folgenden als "anteiliger Knotenpunkt" bezeichnet wird.
Diese anteiligen Knotenpunkte sind mit 45-1, 45-2, 45-3 .... bezeichnet. Der Widerstand der Metallisierung
der Leitung 41 in jedem der anteiligen Knotenpunkte ist im Vergleich zum Widerstand R^ vernachlässigbar.
Der Metallwiderstand 43-1 liegt zwischen den anteiligen Knotenpunkten 45-1 und 45-2. Der Metallwiderstand 43-2
liegt zwischen den anteiligen Knotenpunkten 45-2 und 45-3. In ähnlicher Weise liegt der Metallwiderstand
43-3 zwischen den anteiligen Knotenpunkten 45-3 und 45-4.
Die Widerstände 47-1, 47-2, 47-3, 47-4 und 47-5 haben
die Werte 2R, 2R, 2R, 2R bzw. R. Die Widerstände 48-1, 48-2, 48-3, 48-4 und 48-5 haben den Widerstandwert R.
Der Widerstand 47-1 liegt zwischen dem Knotenpunkt 45-1 und dem Knotenpunkt 50. Der Widerstand 47-2 liegt
zwischen dem Knotenpunkt 45-2 und 51. Der Widerstand 47-3 liegt zwischen dem Knotenpunkt 45-3 und dem Knotenpunkt
52. Der Widerstand 47-4 liegt zwischen dem Knotenpunkt 45-4 und dem Knotenpunkt 53. Der Widerstand
47-5 liegt zwischen dem Knotenpunkt 45-5 und 54. Der Widerstand 48-1 liegt zwischen den Knotenpunkten 50 und
51. Der Widerstand 48-2 liegt zwischen den Knotenpunkten 51 und 52. Der Widerstand 48-3 liegt zwischen den
Knotenpunkten 52 und 53. Die Struktur wird in ähnlicher Weise im Bereich der gestrichelten Linien 56 fortgesetzt.
In der Digital-Analog-Wandlerschaltung 40 sind die Kollektoren der NPN-Transistoren 60-1, 60-2, 60-3,
60-4 und 60-5 mit den Leitern 50, 51, 52, 53 bzw, 54 verbunden. Die NPN-Abfallstromtransistoren 61-1, 61-2,
61-3» 61-4 und 61-5 sind mit ihren Kollektoren direkt mit den anteiligen oder gemeinsamen Knotenpunkten 45-1,
45-2, 45-3, 45-4 und 45-5 verbunden. Die Emitter der Transistoren 60-1 und 61-1 sind miteinander verbunden
und mit einer Konstantstromquelle 63-1. In ähnlicher
Weise sind die Emitter der Bitstromtransistoren 60-2 und 61-2 mit einer Konstantstromquelle 63-2 verbunden.
Eine Konstantstromquelle 63-3 ist mit den Emittern der Transistoren 60-3 und 61-3 verbunden. Die Stromquellen
63-4 und 63-5 sind in ähnlicher Weise mit den anderen beiden Emitter-gekoppelten Transistorpaaren verbunden.
Die Basis eines jeden Abfallstromtransistors 61-1,
61-2, 61-3 .... wird mit einer Referenzspannung VR beaufschlagt,
welche in der Mitte zwischen dem hohen Pegel und dem niedrigen Pegel der Digitaleingangsspannung
V00 V01, V02 ... liegt. Diese beiden Pegel liegen
an den Basen der Bitstromtransistoren 60-1, 60-2,
60-3 .·« an.
Das Bezugszeichen 65 bezeichnet den Ausgangs-Analog-Anschluß,
durch den der analoge Ausgangsstrom Ιουτ
fließt. Eines der wesentlichen, unterscheidenden Merkmale der verbesserten Digital-Analog-Wandlerschaltung
40 gegenüber dem Stand der Technik gemäß Fig. 1 besteht in der Eliminierung eines gesonderten Abfallstromleiters
(z.B. 25 in Fig. 1) und in der Eliminierung der direkten Verbindung desselben mit den Kollektoren der
Abfallstromtransistoren 61-1, 61-2 usw. an den entsprechenden anteiligen oder gemeinsamen Knoten 45-1,
45-2 usw..
Die konstanten Ströme, welche durch eine jede der Konstantstromquellen
in Fig. 2 fließen, werden als gleich angenommen. Es muß bemerkt werden, daß bei einer Steuerung
dieser konstanten Ströme durch die Bitstromtransistoren 60-1, 60-2 usw. in die Knoten 50, 51, 52
usw. des R/2R-Leiternetzwerks diese Ströme als "Bitströme11
bezeichnet werden. Venn jedoch die gleichen konstanten Ströme über die Abfallstromtransistoren
61-1, 61-2 usw. in die gemeinsamen Knoten 45-1, 45-2 usw. geleitet werden, so werden sie als "Abfallströme
" bezeichnet, da in diesem Falle auf diese Ströme nicht mehr das Viderstandsleiternetzwerk einwirkt und
die Ströme keinen Einfluß mehr auf den Analog-Ausgangsstrom iQTjrp ausüben.
Fig. 3 zeigt eine topographische Ansicht einer integrierten Schaltungsanordnung eines Teils der Schaltung
der Fig. 2 mit den Transistoren 60-2, 61-2, 60-3 und 61-3, den Widerständen 47-1, 47-2, 47-3, 48-1, 4B-2
und 48-3 sowie dem Erdleiter 41, An den geeigneten Stel len werden Bezugszeichen verwendet, welche denjenigen
der Fig. 2 ähnlich oder mit diesen identisch sind, und zwar zur Bezeichnung analoger oder sich entsprechender
Bauteile.
Zunächst soll erläutert werden, wie der Vorgang der Abführung
des Abfallstroms in die obigen gemeinsamen Knoten zu einer beträchtlichen Verringerung der Lineari
tätsfehler aufgrund einer Umschaltung des Musters des digitalen Eingangswortes führt, und zwar im Vergleich
zirherkömmlichen Technik, bei der der gesamte Abfallstrom
in einen gesonderten Erdungsleiter 25 (Fig. 1) abgeführt wird.
Es wird zunächst auf Fig. 5A Bezug genommen. Der Stromfluß
durch den metallischen Erdungsleiter 41 wurde mit Hilfe eines Computers analysiert, und zwar für den
hypothetischen Fall, daß alle vier Bits des R/2R-Leiternetzwerks aktiv sind. Daher ist Jeder der Bitstromtransistoren
eingeschaltet. Der Einfachheit halber wird angenommen, daß die diskreten Metallwiderstände
43-1, 43-2, 43-3 und 43-4 alle auf einer Seite des Haupterdungsleiters 66' liegen. Es wird angenommen, daß
die vier Bitstromquellen 70-1, 70-2, 70-3 und 70-4 einen Strom von 1 mA in die Knoten 50, 51» 52 bzw. 53
einspeisen. Die vorstehenden Stromquellen liefern einen Strom, welcher in die vorstehend genannten Knoten
eingespeist wird, und zwar mittels der Bitstromtransistoren, z.B. 60-1, 60-2 usw.. Die Abfallstromquellen
72-1, 72-2, 72-3 und 72-4 zeigen jeweils an, daß in die gemeinsamen Knoten 45-1» 45-2 usw. 0 mA fließen.
Die Pfeile in Fig. 5A zeigen die Richtung des Stromflusses durch einen jeden der benachbarten Widerstände
an. Die Zahl in Klammern neben dem Pfeil zeigt den errechneten Strom (Milliampere) an, welcher durch den
benachbarten Widerstand fließt. Es wird die Annahme getroffen, daß bei diesem vereinfachten Beispiel R^
gleich Null ist. Man erkennt somit, daß 3-35/64 mA durch den Metallwiderstand 43-1 fließen. In ähnlicher
Weise fließen 2-107/128 mA durch den Metallwiderstand 43-2. Ferner fließen 2-11/256 mA durch den Metallwiderstand
4-3-3 und 1-139/512 mA durch den Metallwiderstand 43-4.
Im Idealfall wäre es erwünscht, daß die vorstehenden Ströme durch die R^-Widerstände unverändert bleiben,
wenn das Muster des digitalen Eingangswortes umgeschaltet wird. Wenn nämlich diese Ströme trotz Umschaltung
des Bitmusters unverändert bleiben, können die anderen
Widerstände (d.h. WR» und "2R") in dem Netzwerk mit
Hilfe eines Lasers getrimmt werden, um eine präzise Kompensation der "parasitischen" R«-Widerstände zu erreichen.
Wenn jedoch die Ströme durch die verschiedenen Rjj-Widerstände als Funktion des digitalen Eingangswortmusters
variieren, wie das folgende Beispiel zeigt, so ist es nicht möglich, die Wirkung der parasitischen
Metallwiderstände durch Trimmen von R und 2R im Leiternetzwerk mit Hilfe eines Lasers vollständig zu kompensieren.
Im folgenden soll auf Fig, 5B Bezug genommen werden. Diese zeigt die Schaltung der Fig. 5A, wobei jedoch
die Bitstromquellen 70-1, 70-2 usw. allesamt den Wert Null haben, während die Abfallstromquellen 72-1, 72-2
usw. alle den Wert 1 mA haben. Dies zeigt die Äquivalents chaltungs -Konfiguration für den Fall, daß alle
vier Bits logisch 11O" sind, d.h. "inaktiv" sind. In
diesem Fall erkennt man, daß nahezu der gesamte Abfallstrom durch die Rj^-Widerstände fließt, welche für den
Stromfluß zum Erdleiter 66' nahezu einen Null-Widerstand bilden. Typischerweise kann R von wenigen hundert
Ohm im Falle eines Hochgeschwindigkeits-Digital-Analog-Wandlers
bis zu mehreren Kiloohm bei einem langsameren Digital-Analog-Wandler reichen. R^ ist ein kleiner
Bruchteil eines Ohms. Man erkennt ohne weiteres, daß 4 mA durch den Metallwiderstand 43-1 fließen, 3 mA
durch den Metallwiderstand 43-2, 2 mA durch den Metallwiderstand 43-3 und 1 mA durch den Metallwiderstand
43-4. Man erkennt somit, daß die Differenzen der Ströme
durch die Metallwiderstände R^ für den Fall, daß alle
Bits eingeschaltet sind, und für den Fall, daß alle Bits ausgeschaltet sind, 29/64 mA für den Widerstand
43-1 betragen, 21/128 mA für den Widerstand 43-2, -245/256 mA für den Metallwiderstand 43-3 und -373/512
mA für den Metallwiderstand 43-4. Die erhaltenen Änderungen des Spannungsabfalls über die Metallwiderstände
Rj1J ergeben sich einfach durch Multiplizierung
der obigen Stromdifferenzen mit den entsprechenden Widerständen
Durch Vergleich der obigen Stromdifferenzen und/oder
Spannungsänderungen über jeden Widerstand R« der Schaltung der Fig. 5A mit den Spannungsänderungen der
herkömmlichen Schaltung gemäß Fig. 1 (bei der die Abfallströme in den Abfallstromleiter 25 fließen) erkennt
man leicht, daß die Spannungsänderungen über je den Metallwiderstand bei den Schaltungen der Fig. 5A
und 5B in hohem Maße verringert sind. Beispielsweise beträgt bei einer acht Bit-Schaltung der in Fig. 1 gezeigten
Art die maximale Spannung über den Metallwiderstand des Erdleiters, welcher sich in größter Nähe zur
Haupterdleitung 26" befindet, nahezu 8 mA, multipliziert mit Rj11J Ohm, falls alle acht Bits aktiv sind.
Falls alle acht Bits inaktiv sind, wobei alle acht Abfallströme von 1 mA in den Abfallstromleiter 25
fließen und nicht in das Leiternetzwerk, ist der Spannungsabfall über den Metallwiderstand Null, da in diesem
Falle im wesentlichen kein Strom durch den Metallwiderstand fließt.
Demgegenüber ist die Spannungsänderung über den gleichen Metallwiderstand R^ bei der erfindungsgemäßen Technik
der gemeinsamen Knoten oder anteiligen Knoten wesentlich geringer, da im wesentlichen gleiche Ströme über
den Rj^-Metallwiderstand fließen, unabhängig vom Wert
des digitalen Eingangswortes. Obgleich diese Schaltung
die Spannungsänderungen über die Metallwiderstände auf
grund der Veränderung des Bitmusters nicht vollständig eliminiert, werden solche Spannungsänderungen doch erheblich
gemildert. Somit werden auch die zuvor erwähnten Nichtlinearitats-Fehler aufgrund der Rj^-Metallwiderstände
erheblich verringert.
Die Technik gemäß Fig. 2 bietet eine Anzahl von Vorteilen, insbesondere im Rahmen der zunehmenden Anforderungen an die Genauigkeit der Digital-Analog-Vandlerschaltungen.
Die erfindungsgemäße Technik erlaubt die Verwendung relativ schmaler metallischer Erdleiter auf
dem integrierten Schaltungssubstrat, da die Größe R^
weniger wichtig ist. Da ferner die Nichtlinearitats-Fehler
auch aufgrund einer Anzahl von Parametern des Herstellungsverfahrens Zustandekommen, und zwar zusätzlich
zu den Fehlerquellen aufgrund der R^-Metallwiderstände,
können somit die Toleranzen verschiedener Parameter der Herstellung von integrierten Schaltungen
etwas weniger streng gehandhabt werden. Hierdurch können die Kosten des Herstellungsverfahrens gesenkt werden.
Für extrem hohe Genauigkeit des Digital-Analog-Wandlers, z.B. im Falle von sechzehn Bits, ist die Bedeutung
der Linear!tätsfehler aufgrund der FLj-Metallwiderstände
groß.
Falls eine solch hohe Genauigkeit erforderlich ist, kommt der Fähigkeit .zur Senkung der Größe der Spannungsänderungen
über die R-j-Metallwiderstände aufgrund
von Bitmusterveränderungen durch Benutzung der Methode der gemeinsamen Knotenpunkte erhebliche Bedeutung zu.
Die Vorteile dieser Technik werden jedoch nicht ohne bestimmte Nachteile erreicht. Die Hauptnachteile ergeben
sich aus der topographischen Anordnung der Schal-
tung im Falle der Technik der gemeinsamen Knoten.
Es soll zur Erläuterung auf Fig. 3 Bezug genommen werden.
Man erkennt, daß der Erdleiter 41 ein Aluminiummetallstreifen auf dem integrierten Schaltungssubstrat
74 ist. Die Anordnungen der Rj^-Metallwiderstände 43-1,
43-2 und 43-3 sind angedeutet. Die Positionen der gemeinsamen Knotenpunkte 45-1, 45-2 und 45-3 sind ebenfalls
angedeutet. Der Bitstromtransistor 60-2 ist in einer einzigen isolierten Region 76 vom N-Typ vorgesehen,
welche sich unterhalb des Erdleiters 41 erstreckt, und zwar bis zu einem L-förmigen Metallisierungsabschnitt
51. Dieser L-förmige Abschnitt der Metallisierung
entspricht dem Knotenpunkt 51 der Fig. 1. In ähnlicher Weise befindet sich der Bitstromtransistor
60-3 in einer langgestreckten, isolierten Region vom N-Typ, welche sich unter den Erdleiter 41 erstreckt
und von dort bis zur Metallisierungszone 52, welche dem Knoten 52 im Schaltdiagramm der Fig. 2 entspricht.
Die Bezugszeichen 60-2E, 6O-2B bzw. 60-2C bezeichnen
Emitter, Basis und Kollektor des NPN-Bitstromtransistors
60-2. Das Bezugszeichen 76' bezeichnet eine stark dotierte, vergrabene Schicht vom N -Typ. Diese ist entlang
des Bodens einer Kollektorregion 60-2C angeordnet und erstreckt sich bis zu einem Punkt unterhalb der
Oxidöffnung 78, durch welche die Metallisierung 51 in Kontakt steht mit der Kollektorregion 60-2C.
In ähnlicher Weise bezeichnet das Bezugszeichen 80 eine vergrabene Schicht vom N+-Typ. Diese erstreckt sich
entlang des Bodens der Kollektorregion 61-2C eines Abfallstromtransistors
61-2 und vom Bereich unterhalb der Basisregion vom P-Typ 61-2B zur Oxidöffnung 82,
durch welche der gemeinsame Knotenpunkt 45-2 des Erdleiters 41 in Kontakt steht mit der Kollektorregion
61-2C des Abfallstromtransistors 61-2.
Das Bezugszeichen 47-2 bezeichnet zwei Streifen von Nichrom-Metall, welche durch eine Metallisierungsflache
84 miteinander verbunden sind. Die zwei rechteckigen Nichrom-Metallbereiche bilden einen Widerstand
des Wertes 2R. Der Nichrom-Widerstand 48-2 erstreckt
sich zwischen der Metallisierung 51 und der Metallisierung 52.
Die Topographie der integrierten Schaltung gemäß Fig.3
ist nicht gleichermaßen wirksam wie der zuvor beschriebene Aufbau, bei dem alle NPN-Abfallstromtransistoren
in einer einzigen, isolierten Region vom N-Typ ausgebildet sind. Dennoch ist die obige Topographie in einigen
Fällen äußerst wirksam. Ein Umstand, welcher diese Anordnung ermöglicht, besteht in der langgestreckten
Kollektorregion (0-2C und in der vergrabenen Schicht 76', so daß man eine Verbindung mit relativ niedrigem
Widerstand unterhalb des Erdleiters 41 zum Knotenpunkt 51 erhält.
Die Schaltung gemäß Fig. 4 zeigt eine zusammengesetzte Digital-Analog-Wandlerschaltung. Sie umfaßt einen Bereich
mit einer vorbestimmten Anzahl von weniger signifikanten Bits, welcher von dem R/2R-Widerstandsleiternetzwerk
86 Gebrauch macht. Hierdurch erzielt man eine binäre Abstufung von gleichen Bitstrombeiträgen von den
weniger signifikanten Bitschaltern. Dabei wird die Technik der gemeinsamen Knoten für die Beseitigung der Abfallströme
verwendet, um relativ kleine Linearitätsfehler zu erhalten, und zwar als Ergebnis von Änderun-
gen des weniger signifikanten Bitmusters. Andererseits sind die vier wichtigsten Bits in Fig. 4 mit dem Bezugszeichen
88 versehen. Dabei wählt man die binäre Ge wi chtung der Konstantstromquellen. Genauer gesprochen,
fließen die Ströme der Konstantstromquellen der vier
signifikantesten Bits direkt in den I0UT-Leiter 88 und die Abfallströme der vier wichtigsten Bits des Digital Analog-Wandlers der Fig. 4 fließen durch die Leiter
90-1, 90-2, 90-3 und 90-4 direkt in den Erdleiter 92.
Schließlich sind die beiden Ausgangsstromleiter 88 und 88f zusammengeschaltet zur Erzeugung eines analogen
Gesamtausgangsstroms, welcher den gesamten Digital-Worteingang darstellt einschließlich der signifikantesten Bits.
signifikantesten Bits direkt in den I0UT-Leiter 88 und die Abfallströme der vier wichtigsten Bits des Digital Analog-Wandlers der Fig. 4 fließen durch die Leiter
90-1, 90-2, 90-3 und 90-4 direkt in den Erdleiter 92.
Schließlich sind die beiden Ausgangsstromleiter 88 und 88f zusammengeschaltet zur Erzeugung eines analogen
Gesamtausgangsstroms, welcher den gesamten Digital-Worteingang darstellt einschließlich der signifikantesten Bits.
Anstelle der bipolaren Transistoren kann man auch Feld effekttransistoren oder andere Schalteinrichtungen ver
wenden. Die beschriebene Digital-Analog-Wandlerschaltung kann in üblicher Weise in einem Analog-Digital-Wandler
vorgesehen sein.
Claims (12)
- -if-Patentansprüche(7/ Schaltung zur Umwandlung eines Mehrbit-Digitalwortes in einen analogen Strom, welcher dem durch das digitale Wort dargestellten, digitalen Strom entspricht, gekennzeichnet durch die folgenden Komponenten:(a) eine erste Stromquelleneinrichtung zur Erzeugung eines ersten Stroms;(b) einen ersten Widerstand mit ersten und zweiten Anschlüssen;(c) einen zweiten Widerstand mit ersten und zweiten Anschlüssen;(d) einen ersten Transistor mit einem Kollektor, einer auf das erste Bit des digitalen Wortes ansprechenden Basis und einem Emitter;(e) einem zweiten Transistor mit einem Kollektor, einer Basis mit einer ersten Referenzspannung und einem Emitter;(f) einem Referenzstromleiter mit einem gemeinsamen Knotenpunkt und einem verteilten Widerstand auf einer Seite des gemeinsamen Knotenpunktes, wobei der Stromleiter eine zweite Referenzspannung aufweist;(g) Einrichtungen zur Verbindung des ersten Anschlusses des ersten Widerstandes und des Kollektors des zweiten Transistors mit dem gemeinsamen Knotenpunkt;(h) Einrichtungen zur Verbindung des zweiten Anschlusses des ersten Widerstandes und des ersten Anschlusses des zweiten Widerstandes mit dem Kollektor des ersten Transistors und Einrichtungen zur widerstandsmäßigen Verbindung des Kollektors des ersten Transistors mit einem Ausgangsleiter zur Leitung des analogen Stroms; und(i) Einrichtungen zur Verbindung der ersten Stromquelleneinrichtung mit den Emittern der ersten und zweiten Transistoren, wobei der erste Transistor anspricht auf den logischen Zustand des ersten Bits im Sinne der Zuführung des ersten Stroms zur Schaltung mit den ersten und zweiten Widerständen, so daß der erste Strom zu dem analogen Strom beiträgt, falls das erste Bit sich auf einem ersten logischen Pegel befindet, und wobei der erste Transistor den ersten Strom durch den zweiten Transistor, den gemeinsamen Knotenpunkt und den verteilten Widerstand führt, falls das erste Bit sich auf einem zweiten logischen Pegel befindet, wobei alle oder mindestens ein wesentlicher Anteil der ersten Ströme durch den verteilten Widerstand fließt, unabhängig vom logischen Zustand des ersten Bits.
- 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des ersten Widerstands etwa das Zweifache des Widerstandswertes des zweiten Widerstands beträgt.
- 3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine Vielzahl von anderen Bitschaltungen umfaßt, welche im wesentlichen ähnlich der ersten Bitschaltung ist, wobei jede der anderen Bitschaltungen einen ersten Widerstand umfaßt und einen zweiten Widerstand, wobei die ersten Widerstände und die zweiten Widerstände zu einem R/2R-Leiternetzwerk zusammengeschaltet sind.
- 4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung auf einem Substrat integriert ist, wobei der erste Referenzstromleiter einen Metallisierungsstreifen auf dem Substrat umfaßt.
- 5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor NPN-Transistoren sind.
- 6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jede der anderen Bitschaltungen einen ersten Transistor umfaßt sowie einen zweiten Transistor, welche jeweils NP-Transistören sind, wobei jeder der zweiten Transistoren innerhalb einer jeweiligen elektrisch isolierten Region vom N-Typ ausgebildet ist, welche als Kollektor des Transistors wirkt.
- 7· Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der ersten Transistoren ein Bitstromtransistor ist.
- 8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein jeder der ersten Widerstände und ein jeder der zweiten Widerstände aus Nichrom besteht, wobei ein jeder der ersten Widerstände und ein jeder der zweiten Widerstände auf dem Substrat auf einer Seite des Referenzstromleiters angeordnet ist und wobei ein Teil der Kollektorregion des ersten Transistors sich unter dem ersten Referenzspannungsleiter durch erstreckt und in elektrischem Kontakt mit dem Netzwerk steht, welches die ersten Widerstände und die zweiten Widerstände umfaßt,und wobei ein Teil der Kollektorregion des zweiten Transistors sich unter dem ersten Referenzstromleiter durch erstreckt und in elektrischem Kontakt mit dem gemeinsamen Knotenpunkt steht.
- 9. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine Schaltung für das signifikanteste Bit umfaßt, wobei diese Schaltung eine binärabgestufte Konstantstromquelle umfaßt und eine umschal tbare Stromführungseinrichtung, welche auf den logischen Zustand des signifikantesten Bits des digitalen Worts anspricht im Sinne der Leitung des binär abgestuften Konstantstroms in einen Summationspunkt, von dem der Analogstrom wegfließt, falls das signifikanteste Bit einen ersten logischen Zustand hat, und zur Führung des binär abgestuften KonstantStroms in einen anderen Referenzstromleiter, falls das signifikanteste Bit einen anderen logischen Zustand hat.
- 10. Verfahren zur Umwandlung eines digitalen Eingangswortes in einen analogen Strom, welcher den Wert des digitalen Eingangswortes darstellt, gekennzeichnet durch die folgenden Stufen:(a) Erzeugung eines ersten konstanten Stroms j(b) Umschaltung des ersten konstanten Stroms durch einen ersten Transistor, ansprechend auf einen ersten logischen Zustand eines ersten Bits des digitalen Eingangsworts zur Erzeugung eines ersten Bitstroms;(c) Leitung des ersten Bitstroms in ein Widerstandsleiternetzwerk zur binären Abstufung des Beitrags des ersten Bitstroms zum Analogstrom, wobei das Leiternetzwerk einen ersten Widerstand umfaßt;(d) Leitung eines Teils des ersten Bitstroms durch den ersten Widerstand und durch einen gemeinsamen Knotenpunkt, an dem der erste Widerstand mit einem Metallreferenzstromleiter verbunden ist;(e) Leitung des Teils des ersten Bitstroms durch den Widerstand des Metallreferenzstromleiters zu einem Hauptverbindungspunkt, an dem der Metallreferenzstromleiter mit einem Hauptreferenzstromleiter verbunden ist; .(f) Umschaltung des ersten konstanten Stroms über einen zweiten Transistor, ansprechend auf einen zweiten logischen Zustand des ersten Bits des digitalen Eingangswortes zur Erzeugung eines ersten Abfallstroms j und(g) Leitung des ersten Abfallstroms direkt durch den gemeinsamen Knotenpunkt und durch den Widerstand des Metallreferenzstromleiters zum Hauptverbindungspunkt ,wobei wesentliche Beträge des Stroms durch den Widerstand des Metallreferenzstromleiters zum Hauptverbindungspunkt fließen, unabhängig 'davon, ob das erste Bit den ersten logischen Zustand oder den zweiten logischen Zustand hat.
- 11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufen (a) bis (g) in einer ersten Bitschaltung durchgeführt werden, weiche dem ersten Bit zugeordnet ist, wobei das Verfahren Stufen umfaßt, welche den Stufen (a) bis (g) analog sind, und zwar für Jede einer Vielzahl von zusätzlichen Bitschaltungen, welche jeweils einer Vielzahl zusätzlicher Bits des digitalen Eingangswortes zugeordnet sind zur binären Abstufung der jeweiligen Beiträge der gebildeten, zusätzlichen Bitströme des analogen Ausgangsstroms.
- 12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß(a) ein zweiter Konstantstrom gebildet wird; und(b) der zweite Konstantstrom über einen dritten Transistor zu einem Summierknoten umgeschaltet wird, von dem der analoge Strom fließt, und zwar ansprechend auf einen logischen Zustand des signifikan-testen Bits des digitalen Eingangswortes, und Umschaltung des zweiten Konstantstroms durch einen vierten Transistor zu einem weiteren Metallreferenzstromleiter, und zwar ansprechend auf einen anderen logischen Zustand des signifikantesten Bits, wobei der Metallreferenzstromleiter und der andere Metallreferenzstromleiter im wesentlichen die gleiche Referenzspannung aufweisen.13· Schaltung zur Umwandlung eines digitalen Eingangswortes in einen analogen Ausgangsstrom, welcher dem Wert des digitalen Eingangswortes entspricht, gekennzeichnet durch(a) Einrichtungen zur Erzeugung eines ersten konstanten Stroms;(b) Einrichtungen, welche auf einen ersten Logikzustand eines ersten Bits des digitalen Eingangswortes ansprechen im Sinne der Umschaltung des ersten konstanten Stroms über einen ersten Transistor unter Erzeugung eines ersten Bitstroms;(c) Einrichtungen zur Leitung des ersten Bitstroms in ein Widerstandsleiternetzwerk zur binären Abstufung des Beitrags des ersten Bitstroms zum analogen Ausgangsstrom, wobei das Leiternetzwerk einen ersten Widerstand umfaßt;(d) Einrichtungen, welche bewirken, daß ein erster Anteil des ersten Bitstroms durch den ersten Widerstand und durch einen gemeinsamen Knotenpunkt fließt, an den der erste Widerstand mit einem Metallreferenzstromleiter verbunden ist;(e) Einrichtungen, welche bewirken, daß der erste Anteil des ersten Bitstroms durch den Wider-stand des Metallreferenzstromleiters zu einem Hauptverbindungspunkt fließt, an dem der Metallreferenzstromleiter mit einem Hauptreferenzstromleiter verbunden ist;(f) Einrichtungen, welche auf einen zweiten logischen Zustand des ersten Bits ansprechen zur Umschaltung des ersten konstanten Stroms durch einen zweiten Transistor im Sinne der Erzeugung eines ersten Abfallstroms; und(g) Einrichtungen, welche bewirken, daß der erste Abfallstrom direkt durch den gemeinsamen Knotenpunkt und durch den Widerstand des Metallreferensstromleiters zum Hauptverbindungspunkt fließt.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (1)
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Family
ID=23952893
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4521765A (de) |
JP (1) | JPS59131223A (de) |
DE (1) | DE3334310A1 (de) |
FR (1) | FR2533381B1 (de) |
GB (1) | GB2139441B (de) |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: BURR-BROWN CORP., TUCSON, ARIZ., US |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |