DE3030790C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltstufe gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Schaltstufe ist aus der GB-PS 12 10 439 bekannt.

Bei vielen praktischen Anwendungsfällen mit in MOS-Technologie ausgelegten elektrischen Schaltungen, so z. B. MOS-Speicherschaltungen und -Logikschaltungen, ist es wünschenswert, eine auf dem Chip ausgebildete MOS-Schaltung zum Vervielfachen oder Erhöhen ("Boosting") einer angelegten externen Spannung zu haben. Beim Stand der Technik sind solche Spannungs-Vervielfacherschaltungen in Form von "Jacobs ladders" ausgebildet, sowie als Schaltungen, in denen Kondensatoren abwechselnd parallel und in Serie geschaltet werden, wobei während der Parallelschaltungsphase an jeden Kondensator eine externe Spannung angelegt wird.

Eine solche Spannungs-Vervielfacherschaltung ist aus "Means of Transformerless Secondary Power Sources", Instruments ans Experimental Techniques, Band 20, Nr. 4, Seiten 1132 bis 1140, insbesondere Seiten 1138 bis 1139, (sowjetisches Original veröffentlich im Juli/August 1977) bekannt. Die bekannte Spannungswandlerschaltung enthält mehrere Kondensatoren, die abwechselnd parallel und in Reihe geschaltet werden. Während der Parallelschaltungsphase wird sämtlichen Kondensatoren durch Schließen des ersten Schalters jedem Kondensator über erste Dioden eine positive Spannung oder durch Schließen des zweiten Schalters über zweite Dioden eine negative Spannung zugeführt. An dem Ausgangsknoten, also speziell an dem mit einer Elektrode des "letzten" Kondensators verbundenen Aus­ gangsknoten kann dann eine relativ hohe Spannung abgegriffen werden, die der Summe der einzelnen Kondensatorspannungen entspricht.

Allerdings hat diese Spannungswandlerschaltung den Nachteil, daß der Kondensator bzw. die Kondensatoren an beiden Elektroden eine Diode besitzen. Durch den an den Dioden hervorgerufenen Spannungsabfall verringert sich die Netto- Spannungsvervielfachung beträchtlich.

Bei der gattungsbildenden bekannten Schalt­ stufe nach der GB-PS 12 10 439 ist der zwischen Kondensator und Betriebsspannung liegende weitere Transistor wie der erste Transistorschalter an Betriebsspannung angeschlossen und dauernd mit erhöhtem Leitwiderstand leitend, was den Leistungs­ verbrauch dieser Schaltstufe erhöht. Außer­ dem wird bei dieser Schaltstufe die theore­ tisch mögliche Spannungserhöhung schaltungs­ bedingt nicht erreicht. Ferner würde bei einer Kaskadierung der bekannten Schalt­ stufen der taktweise gesteuerte Ladetransistor mit der jeweils erhöhten Stufenausgangsspannung beaufschlagt, was stufenweise eine jeweils erhöhte Transistorleistung erfordert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, eine Schaltstufe der gattungsgemäßen Art derart aus­ zubilden, daß der Leistungs­ verbrauch der Stufe gesenkt wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeich­ nenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unter­ ansprüchen angegeben.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigten:

Fig. 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer in MOS-Technologie ausgelegten Schaltstufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist,

Fig. 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer in MOS-Technologie ausgelegten Schaltstufe gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist und

Fig. 3 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer in MOS-Technologie ausgelegten Spannungs­ vervielfacherschaltung gemäß einem noch weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist.

Eine in MOS-Technologie ausgelegte, für eine Spannungsvervielfacherschaltung vorgesehene Schaltstufe 10 ist wie folgt ausgestaltet (Fig. 1):
Ein Eingangsanschluß 11 ist über den Drain-Source-Pfad eines ersten, in Serie geschalteten MOS-Transistors M₁, der mit einem ersten, relativ großen MOS-Kondensator C₁ in Reihe geschaltet ist, an einen Ausgangsanschluß 13 angeschlossen. Eine Rückkopplungsschleife enthält den Drain-Source-Pfad eines zweiten (Rückkopplungs-)MOS-Transistors M₂, der zwischen den Ausgangsanschluß 13 und die Gate- Elektrode des ersten MOS-Transistors M₁ geschaltet ist. Der Gate-Elektrodenanschluß 15 des zweiten MOS-Transistors M₂ ist über einen relativ kleinen Rückkopplungskondensator C₂ an seinen Source-Anschluß 14 geschaltet. Hilfs-MOS- Schalttransistoren M₃, M₄, M₅ und M₆ werden durch eine periodische Taktimpuls-Eingangsfolge ⌀ (für M₃ und M₄) und Φ für M₅ und M₆) gesteuert. Die Folgen ⌀ und Φ sind mit Ausnahme der Spannungspegel identisch, da sie sich für das periodische und gleichzeitige "Ein"- und "Aus"- schalten all dieser Hilfs-Schalttransistoren M₃, M₄, M₅ und M₆ eignen. Sämtliche Transistoren M₁-M₆ sind typischer­ weise vom N-MOS-Anreicherungstyp. Auf diese Weise werden die beiden Kondensatoren (C₁, C₂) von diesen Hilfs- Schalttransistoren periodisch abwechselnd an eine auf Masse bezogene Ladespannung V₁ von typischerweise etwa +5 Volt (N-MOS) bezüglich Masse angeschlossen und davon getrennt. Als Ergebnis wird der in Serie geschaltete Transistor M₁ auf Grund der an seine Gate-Elektrode angelegten Rückkopplungsspannung, die über den Rück­ kopplungstransistor M₂ zugeführt wird, "ein"-geschaltet, wenn diese Kondensatoren von der Ladespannung V₁ getrennt werden. Somit legt M₁ eine Eingangsspannung V₂ an einen Anschluß (12) des ersten Kondensators (C₁) und hebt das Potential des Ausgangsanschlusses 13 auf die Eingangs­ spannung zuzüglich der Ladespannung (V₂+V₁) an. Bei N-MOS-Technologie ist V₂ positiv.

Das Ausgangspotential (V₂+V₁) kann (an Stelle von V₂) als die Eingangsspannung einer ähnlich aufgebauten zweiten Spannungswandler-Schaltungsstufe verwendet werden, wodurch die Ausgangsgröße dieser zweiten Stufe (V₂+2V₁) wird; dies kann für so viele Stufen fortge­ setzt werden, wie erwünscht sind. Wie weiter in Fig. 2 gezeigt ist, kann die gesamte Schaltung 20 in ein einzelnes Halbleitersubstrat integriert werden, das mit einer Spannung V₃ von typischerweise -5 Volt (Sperr- Gatevorspannung) vorgespannt wird.

Während des Betriebs schaltet die Taktphasenfolge ⌀ bzw. Φ die Hilfs-MOS-Transistoren M₃, M₄, M₅ und M₆ ab­ wechselnd "ein" und "aus". Dadurch werden die Anschlüsse 12 und 14 abwechselnd auf Massepotential geschaltet, bzw. von Massepotential getrennt, wohingegen die Anschlüsse 13 und 15 durch das "Ein"- und "Aus"- schalten an eine Ladespannung V₁ von typischerweise +5 Volt bei N-MOS-Technologie geschaltet, bzw. von dieser Spannung getrennt werden (die Halbleiter­ substrat-Vorspannung liegt bei etwa -5 Volt). Während der "Lade"-Phase, wenn ⌀ bzw. Φ die Transistoren M₃, M₄, M₅ und M₆ "ein"-schaltet, ist der Serientransistor M₁ "aus", da seine Gate-Elektrode und der Anschluß 12 beide an Masse liegen und die Spannung V₂ am Anschluß 11 niemals negativ ist.

Folglich wird während der Ladephase der Kondensator C₁ von dem Eingangsanschluß 11 getrennt. Vorteilhaft ist jeder der Kondensatoren C₁ und C₂ durch einen MOS-Transistor gebildet, dessen Source permanent an seinen Drain ange­ schlossen ist und dessen Gate-Elektrode während der Lade­ phase an V₁ liegt. Außerdem ist während dieser Ladephase das Potential sowohl an der Gate-Elektrode als auch dem Drain des Rückkopplungstransistors M₂ gleich V₁, während das Potential an der Source dieses Transistors dem Massepotential entspricht; daher ist der Transistor M₂ dann "ein"-geschaltet und unterstützt den Spannungs­ abfall an seinem Source-Drain-Pfad (Kanal). Folglich werden während der Ladephase beide Kondensatoren C₁ und C₂ auf eine Spannung von V₁ aufgeladen. Genau nach dem Ende der Ladephase werden alle Hilfs-Transistoren M₃, M₄, M₅ und M₆ "aus"-geschaltet, wodurch die Anschlüsse 12 und 14 von Masse und die Anschlüsse 13 und 15 von V₁ getrennt werden. Weiterhin reicht zu dieser Zeit die positive Ladung auf der Gate-Elektrode des Rückkopplungs­ kondensators C₂ noch aus, um den nunmehr schwimmenden Anschluß 15 auf dem Potential V₁ zu halten, während die positive Ladung auf der Gate-Elektrode des großen Konden­ sators C₁ noch ausreicht, den nunmehr schwimmenden An­ schluß 13 auf dem Potential V₁ zu halten; der Rückkopplungs­ transistor M₂ bleibt daher im "Ein"-Zustand, wobei der Anschluß 14 Massepotential hat. Als Ergebnis fließt positive Ladung durch M₂ zum Anschluß 14, wodurch das Potential an diesem Anschluß 14 angehoben wird. Wenn genau nach dem Ende der Ladephase ein kurzes Zeitintervall ver­ strichen ist, steigt also das Potential am Anschluß 14 auf die Schwellenspannung des in Serie geschalteten Transistors M₁ an; dadurch wird M₁ "ein"-geschaltet, da V₂ positiv ist (bei N-MOS-Technologie) und das Potential am Anschluß 12 zu dieser Zeit dem Massenpotential entspricht. Somit steigt im Ergebnis das Potential am Anschluß 12 auf V₂ an.

Andererseits verbleibt der Spannungsabfall an C₁ im wesentlichen bei V₁, da C₁ viel größer ist als die parasitäre Kapazität des Anschlusses 14 gegen Masse, und deshalb fließt lediglich eine vernachlässigbare Ladungsmenge von der Gate-Elektrode von C₁ über M₂ zu dem Anschluß 14; daher steigt das Potential am Ausgangsanschluß 13 praktisch vollständig auf V₁+V₂ an, das gleiche gilt für das Potential am Anschluß 14; das Potential am Anschluß 15 hingegen steigt an auf (V₁+V₂)+V₁=(V₂+2V₁). Folglich bleibt M₂ - wie auch M₁ - "ein"-geschaltet (da die Schwellenspannungen beide kleiner sind als V₁) bis zum Beginn der nächsten "Lade"-Phase, wenn M₃, M₄, M₅ und M₆ wiederum "ein"-geschaltet werden. Es ist das Ansteigen des Potentials am Ausgangsanschluß 13 auf (V₁+V₂), das charakteristisch ist für einen "Spannungsaddierer" oder eine Stufes eines "Spannungsvervielfachers", was beide Formen von Spannungswandlern sind.

Aus der obigen Beschreibung des Betriebs ist ersichtlich, daß der Rückkopplungstransistor M₂ die Form eines Lastelements geeigneter Impedanz annehmen könnte, was den Kondensator C₂ und seinen Hilfstransistor M₆ ent­ behrlich machte. Ein solches Lastelement könnte ein einfacher Widerstand sein oder ein MOS-Transistor vom Verarmungstyp, dessen Drain bleibend an seine Gate- Elektrode angeschlossen ist.

Fig. 2 zeigt eine erste Schaltungsstufe 20 einer Spannungs­ vervielfacher-MOS-Schaltung gemäß einem weiteren speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Elemente, die den Schaltungen nach Fig. 1 und 2 gemeinsam sind, wurden mit denselben Bezugszahlen versehen. Grundsätzlich ist die Schaltungsstufe 20 gemäß Fig. 2 die gleiche wie die zuvor beschriebene Stufe 10 gemäß Fig. 1, mit der Ausnahme, daß die Steuerschaltung zum Bereitstellen der Takteingangs­ folgen ⌀ und Φ in Fig. 2 detaillierter gezeigt ist.

In der Schaltung 20 werden die beiden Werte V₁ und V₂ aus Gründen der Zweckmäßigkeit und Vereinfachung beide zu +5 Volt (N-MOS-Technologie) genommen. Die Halbleitersubstrat- Vorspannung beträgt typischerweise -5 Volt (Sperr-Gate- Vorspannung); es könnte jedoch jede Substrat-Vorspannung zwischen -5 Volt und Massepotential verwendet werden. Die Takteingangsfolge ⌀, wie sie in Fig. 2 angedeutet ist, wird in der Form einer 5-Volt-Impulsfolge an einen Takt­ eingangsanschluß 17 gelegt. Die Impulsfolge hat typische Anstiegs- und Abfallzeiten von 50 Nanosekunden und Impulsdauern von 200 Nanosekunden, wodurch eine Taktperiodendauer von 500 Nanosekunden geschaffen wird, d. h., ein Takt mit einer Frequenz von 2 Megahertz. Die Takteingabe am Anschluß 17 beträgt somit während jeder "Lade"-Phase, wenn die Hilfs-Schalttransistoren "ein"-geschaltet werden, +5 Volt, sie beträgt 0 Volt (Massepotential), wenn diese Transistoren "aus"-ge­ schaltet werden. Zu der Schaltung 20 wurde (im Ver­ gleich zur Schaltung 10 ) ein MOS-Kondensator C₃ zusammen mit einem Paar Steuer-MOS-Transistoren M₇ und M₈ zu dem Zweck hinzugefügt, für die Folge Φ Spannungspegel sicher­ zustellen, die zum abwechselnden "Ein" und "Aus" der Transistoren M₅ und M₆ geeignet sind. Das Problem des Sicherstellens dieser richtigen Spannungspegel ergibt sich aus der Tatsache, daß während der Phase, in der die Hilfs-Schalttransistoren M₅ und M₆ "aus"-geschaltet sind, die Spannung am Ausgangsanschluß 13 auf (V₂+V₁) und die am Anschluß 15 auf (V₂+2V₁) ansteigt, wodurch die Schwellenspannung der Transistoren M₅ und M₆ für das nachfolgende "Ein"-schalten auf einen Wert etwas ober­ halb von R₁=5 Volt ansteigen, typischerweise auf etwa 6 Volt. Folglich erhöht der Kondensator C₃ (in Kombination mit M₇) die Taktimpulseingangsgröße am Anschluß 17 auf Grund des Bootstraps-Effekts auf eine Spannung, die weit genug über 5 Volt liegt, um die Transistoren M₅ und M₆ "ein"-zuschalten.

Wenn z. B. nach den ersten wenigen oder mehreren Zyklen des Takts ⌀ an dem gepulsten Spannungs-Takteingangsan­ schluß 17 der Takt ⌀ "niedrig" ist, typischerweise 0 Volt hat, bringt (der als Diode wirkende) Transistor M₇ die Spannung am Anschluß 16 (Gate-Elektrode C₃) auf einen Pegel von typischerweise 4 Volt, d. h., V₁ (=5 Volt) ab­ züglich des Schwellenwertes von M₇ (=1 Volt), und zwar genau vor dem Beginn jeder "Lade"-Phase. Wenn danach der Takt ⌀ "hoch", d. h. auf +5 Volt geht, erhöht der Kondensator C₃ die Spannung am Anschluß 16 auf Grund des Bootstraps- Effekts typischerweise auf etwa (4+5) oder 9 Volt, was mehr als ausreichend ist, um das "Ein"-schalten der Hilfs-Transistoren M₅ und M₆ zu gewährleisten. Noch später dann, wenn der Takt ⌀ "niedrig" wird, d. h. auf 0 zurückgeht, kehrt die Spannung am Anschluß 16 auf V₁ abzüglich des Schwellenwertes von M₇ zurück, wodurch wiederum die Hilfs-Transistoren M₅ und M₆ "aus"-geschaltet werden.

Der Transistor M₈ hat den Zweck, zu verhindern, daß die Spannung am Anschluß 16 oberhalb der Spannung V₁ zuzüglich eines Schwellenwertes von M₈ verbleibt, wenn der Takt ⌀ "niedrig" wird, d. h., wenn der Anschluß 16 eine Spannung aufweisen soll, die sich zum "Aus"-schalten der Hilfs- Transistoren M₅ und M₆ eignet. Dieses Problem, daß die Spannung am Anschluß 16 zu hoch bleibt, wenn der Takt auf "niedrig" geht, ist besonders aktut, wenn die durch den Anschluß 16 mit dem Ausgangsanschluß 13 gebildete Über­ lappungskapazität von Einfluß ist, was schwerwiegender wird durch das Vorhandensein vieler Stufen und somit von mehr Überlappungskapazität, sowie selbst durch höhere Spannung am Ausgangsanschluß 13 auf Grund der vielstufigen Spannungsvervielfachung. Geht der Takt ⌀ "hoch", wird der Transistor M₈ "ein"-geschaltet und dient damit zum Vermindern der Spannung am Anschluß 16 auf etwa V₁ zuzüglich eines Schwellenwerts von M₈, oder auf etwa 6 Volt. Wenn somit der Takt ⌀ anschließend "niedrig" wird, geht die Spannung am Anschluß 16 plötzlich um etwa 5 Volt, d. h. um die Taktimpulshöhe von ⌀, herunter auf eine Spannung von geringfügig mehr als einem Volt. Dies ist niedrig genug, um die Transistoren M₅ und M₆ "aus"-zuschalten, selbst bei Vorliegen einer durch den Anschluß 17 und den Ausgangsanschluß 13 gebildeten Überlappungskapazität, solange diese Überlappungskapazität klein ist im Vergleich zur Kapazität des Bootstrap-Kondensators C₃.

Fig. 3 zeigt eine vierstufige Spannungsvervielfacher­ schaltung. Entsprechende Elemente (nicht notwendigerweise mit identischen Parametern) nachfolgender Stufen werden mit den gleichen Bezugszahlen oder um zehn erhöhten Indizes markiert. Am Ausgangsanschluß 43 der vierten Stufe gibt ein Ausgangstransistor M₅₄ nur während der Phasen von ⌀, wenn sämtliche Stufen zueinander in Serie geschaltet sind und die Eingangsspannung V₂ am Eingangsanschluß 11 ansteht, d. h., wenn Transistoren M₁, M₁₁, M₂₁, M₃₁ und M₅₄ sämtlich "ein"-geschaltet sind, die Vervielfacher-Ausgangsgröße (V₂+4V₁) oder typischer­ weise (5+4×5=) 25 Volt an einen Ausgangskondensator (C₅₁) an dem Vervielfacher-Ausgangsanschluß 61. Der Ausgangs­ transistor M₅₄ dient dazu, die Ausgangsgröße mit dem gewünschten vervielfachten Spannungspegel unmittelbar nach der Ladephase ohne Verlust irgendeiner Schwellen­ spannung zu liefern. Ein Widerstand R₅₁ repräsentiert ein Lastelement als Gebrauchsvorrichtung, die Ladung aus C₅₁ leitet und diese Ladung an den Massenanschluß transportiert. Zusätzliche Ausgangstransistoren M₅₁, M₅₂ und M₅₃ liefern in ähnlicher Weise die Ausgangsgröße der ersten, zweiten und dritten Stufe an den Vervielfacher- Ausgangsanschluß 61, und zwar nur mit dem Zweck, die Einschwingvorgänge zu beschleunigen mit dem Schaffen einer Ausgangsgröße von den früheren Stufen niedriger Impendanz, obgleich unterhalb des gewünschten letztlichen Ausgangsspannungspegels. Jedoch ist der zuletzt genannte Zweck optional, so daß diese Transistoren M₅₁, M₅₂ und M₅₃ fortgelassen werden können und an den Vervielfacher- Ausgangsanschluß 61 lediglich der Ausgangstransistor M₅₄ und der Ausgangskondensator C₅₁ angeschlossen werden.

Lediglich zu Zwecken der Erläuterung folgt ein Beispiel für die verschiedenen Parameter der Bauteile in Fig. 3 in N-MOS-Technologie (Gegenwirkleitwerte der Transistoren, Kapazitäten der Kondensatoren und Widerstandswerte der Widerstände):

Mikroampère/Volt²

M₁ = 2000
M₂ = 25
M₃ = 6750
M₄ = 250
M₅ = 6750
M₆ = 25
M₇ = 25
M₈ = 25
M₁₁ = 1500
M₁₂ = 25
M₁₃ = 2250
M₁₄ = 250
M₁₅ = 2250
M₁₆ = 25
M₂₁ = 1000
M₂₂ = 25
M₂₃ = 750
M₂₄ = 250
M₂₅ = 750
M₂₆ = 25
M₃₁ = 1000
M₃₂ = 25
M₃₃ = 250
M₃₄ = 250
M₃₅ = 500
M₃₆ = 25
M₅₁ = 500
M₅₂ = 500
M₅₃ = 500
M₅₄ = 500
C₁ = 270pf
C₂ = 1
C₃ = 30
C₁₁ = 90
C₁₂ = 1
C₂₁ = 30
C₂₂ = 1
C₃₁ = 10
C₃₂ = 2
C₅₁ = 100
R₅₁ = 10 megohom

Obgleich diese Erfindung im einzelnen an Hand spezieller Ausführungsformen beschrieben wurde, können verschiedene Modifikationen vorgenommen werden, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise kann an Stelle von N-MOS auch P-MOS (P-Kanal-)Technologie verwendet werden mit Polaritätsumkehr der verschiedenen der Schaltung zugeführten Spannungen. Weiterhin kann beispielsweise, obgleich das Verhältnis der Kapazitäten C₁ : C₁₁ gleich 270/90=3 bei dem obigen Beispiel ist, dieses Verhältnis bis auf 1,2 verkleinert werden, allerdings unter Inkaufnahme einer etwas schlechteren Einschwingzeit. In ähnlicher Weise können andere Bauteile in bedeutendem Maße variiert werden, so daß sie von den oben angegebenen Beispielwerten abweichen, ohne daß die Betriebsweise in bedeutendem Maße beein­ trächtigt wird.

Claims (4)

1. Schaltstufe für eine Spannungsvervielfacherschaltung mit in Reihe schaltbaren Schaltstufen in integrierter MOS-Technologie, wobei jede Schaltstufe mindestens einen Kondensator (C₁) aufweist, dessen ausgangsseitiger Elektrodenanschluß (13) über einen Transistorschalter (M₅) an einem ersten Spannungspotential (V₁) und dessen eingangsseitiger Elektrodenanschluß (12) über einen anderen Teil Transistorschalter (M₃) an dem Massenpoten­ tial und ferner über einen weiteren Transistor (M₁) ebenfalls an Spannungspotential gleicher Polung angeschlossen ist, wobei die Transistorschalter (M₃, M₅) gleichzeitig taktweise durch eine Taktspannung (⌀, Φ) gesteuert sind,
dadurch gekennzeichnet,

• - daß der weitere Transistor (M₁) an ein zweites Span­ nungspotential (V₂) angeschlossen ist und als Tran­ sistorschalter (M₁) arbeitet,
• - daß der eingangsseitige Elektrodenanschluß (12) mit dem zweiten Spannungspotential (V₂) über den weiteren Transistorschalter (M₁) dann verbunden ist, wenn an dessen Gate-Elektrode eine vom ausgangsseitigen Elektrodenanschluß (13) des Kondensators (C₁) über ein Lastelement (M₂) geführte Rückkopplungsspannung bei Abtrennen der Elektrodenanschlüsse (12, 13) des Kondensators (C₁) von dem ersten Spannungspotential (V₁) und dem Massepotential (Masse) anliegt, und wenn die Gate-Elektrode des weiteren Transistor­ schalters (M₁) durch einen zwischen dieser und dem Massepotential liegenden, ebenfalls von der phasen­ gleichen Taktspannung (⌀) angesteuerten Hilfstransi­ storschalter (M₄) von Massepotential abgetrennt ist, und
• - daß das Potential an dem ausgangsseitigen Elektro­ denanschluß (13) des Kondensators (C₁) unmittelbar das Ausgangspotential der Schaltstufe ist.

2. Schaltstufe nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß das Lastelement ein MOS- Transistor (M₂) mit seiner Source-Drain-Strecke ist, dessen Gate-Elektrode über die Source-Drain-Strecke eines zusätzlichen Hilfstransistorschalters (M₆) an das erste Spannungspotential (V₁) und an einen An­ schluß eines zweiten Kondensators (C₂) angeschlossen ist, dessen Kapazitätswert kleiner ist als der des ersten Kondensators (C₁) und dessen anderer Anschluß an die Gate-Elektrode des weiteren Transistorschalters (M₁) angeschlossen ist.

3. Schaltstufe nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen Bootstrap-Kondensator (C₃), von dessen Elektrodenanschlüssen der eine (16) an die Gate-Elektrode der dem ersten Spannungspotential (V₁) zugeordneten Transistorschalter (M₅, M₆) und der andere (17) an die Taktspannung (⌀) ange­ schlossen ist.

4. Schaltstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Gate-Elektroden der dem ersten Spannungspotential (V₁) zugeordneten Tran­ sistorschalter (M₅, M₆) an den Source- bzw. den Drain- Anschluß eines siebten und eines achten Transistors (M₇, M₈) angeschlossen sind, und daß die Gate-Elekt­ trode des achten Transistors (M₈) an die Gate-Elek­ troden der dem ersten Spannungspotential (V₁) zuge­ ordneten Transistorschalter (M₅, M₆) angeschlossen ist und die Gate-Elektrode des siebten Transistors (M₇) an den Drain- bzw. Source-Anschluß des achten Tran­ sistors (M₈) und an das erste Spannungspotential (V₁) angeschlossen ist.