DE2359646A1

DE2359646A1 - Integrierte treiberschaltung mit feldeffekttransistoren

Info

Publication number: DE2359646A1
Application number: DE2359646A
Authority: DE
Inventors: Peter J Ludlow; Eugenio Tai
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1972-12-29
Filing date: 1973-11-30
Publication date: 1974-07-04
Also published as: GB1437246A; US3808468A; JPS4998954A; JPS5711176B2; FR2212688B1; FR2212688A1

Description

Böblingen, den 19, November 1973 xnoe - zi

Anmelderin: international Business Machines

Corporation, Armönk, N. ¥. 1Ö5Ö4

AmtlichesAktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der Ännseldejrin; FI 972 072

Integrierte Treiberschaltung mit Feldeffekttranglstoi-en

Die Erfindung betrifft eine hinsichtlich Parameterschwankungen kompensierte integrierte FET-Treiberschaltung mit mindestens zwei nach Art einer Bootstrap-Schaltung in Reihe geschalteten Feideffekttransistoren (FET¹S) _f deren gemeinsamer Verbindungs*- punkt den Sehalttahgsat^gang bildet«,

Zum Betrieb von z.B. umfangreichen elektronischen Speieheranordnungen, die insbesondere bei einer Ausbildung mit FET-Speicherzellen eine erhebliche kapazitive liast darstellen, werden entsprechende TreibersGhaittmgen' benötigt_f die in der Lage sindr relativ starke stfornimpialse mit kurzen Anstiegszeiten bereitzustellen, in der deutsohen Mslegeöchjrift 1 S37 263 ist eine •EreibeJfschaltijng mit MOS-FeldeffekttranSistöreii atigegeben ^ die als sogenannte Bcjötstrap-'Treiberschaitüng ausgelegt ist* Öurch die kapazitive Rückkopplung zwischen der Source- und Öäte^Elektrode des Bootsträp^FlT's wird dabei der $ächteil vermieden^ daß die Ausgangsspannung gegenüber der Betriebsspannung stets einen Spannungsfall um mindestens den Wert einer Schwelienspannung aufweist. Durch die auf dem !«ickkopplungskondensätor befindliche Vorladung wird das Gate-Potential bei der Nutzimpulsabgabe dynamisch so

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überhöht, daß jedenfalls kürzzeitig die Betriebsspannung am Ausgang erreicht werden kann. Die damit gleichlautende Bedingung, daß eine solche Bootstrap-Treiberschaltung stets in ihrem linearen Bereich betrieben werden sollte, wird demnach bekanntermaßen dadurch erreicht, daß man das Gate-Potential des Bootstrap-FET's zumindest um den Wert einer Schwellenspannung höher als sein Drain-Potential wählt. Normalerweise reichen nach diesen Gesichtspunkten gewählte feste Gate- und Drain-Potentiale aus, um den linearen Arbeitsbereich einzuhalten. Führt man jedoch ein extern erzeugtes Gate-Potential, wie es z.B. der US-Patentschrift 3 639 618 zu entnehmen ist, ein, besteht das folgende Problem. Die auf verschiedenen Halbleiterplättchen jeweils zusammen mit ihren Lastschaltkreisen in integrierter Technik hergestellten Treiberschaltungen weisen relativ zueinander prozeßbedingte Parameterschwankungen auf. Die für das Schaltverhalten maßgeblichen Auswirkungen sind insbesondere die daraus resultierenden Schwankungen in den Steilheits- und Schwellenspannungswerten der Treiber-Feldeffekttransistoren. Führt man den Gate-Elektroden der Treibertransistoren nun eine fest vorgegebene, z.B. auf einem gesonderten Halbleiterplättchen für alle Treiberstufen gemeinsam erzeugte Gate-Spannung zu, können die oben genannten Schaltungsbedingungen nicht mehr in dem erforderlichen Maße garantiert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine hinsichtlich herstellungsbedingter Pararaeterschwankungen kompensierte FET-Treiberschaltung vom Bootstrap-Typ anzugeben, bei der sich die jeweilige Gate-Spannung in Abhängigkeit von den FET-Parametern der Treiberstufe in kompensierender Weise mitändert, so daß das Einhalten des linearen Arbeitsbereiches sicher gewährleistet ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung eine hinsichtlich derartiger Parameterschwanküngen kompensierte integrierte FET-Treiberschaltung der im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Art vor. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Die zur Erzeugung der Gate-Span-

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nung vorgesehenen Schaltungsmittel sind dabei auf demselben Halbleiterplättchen wie die eigentliche^} Treiberschaltungen) untergebracht und unterliegen damit denselben Prozeßparameterschwankungen. Zur Gate-Spannungserzeugung ist dabei ein freischwingender Multivibrator vorgesehen, der in bestimmter Weise ebenfalls mit Feldeffekttransistoren aufgebaut ist. Diesem Multivibrator ist schließlich eine Spannungsvervielfacher-Schaltung mit FET's nachgeschaltet. Der Multivibrator erzeugt fortlaufende Ausgangsimpulse, deren Impulsbreiten sich umgekehrt proportional zur Steilheit und direkt proportional zur Schwellenspannung der Feldeffekttransistoren der Treiberschaltung verhalten. Die Spannungsvervielfacher-Schaltung enthält einen sogenannten Booster-Kondensator, dessen Aufladezeit durch die obengenannten Impulse unterschiedlicher Impulsbreite bestimmt ist. Insgesamt ergibt sich damit eine sehr gut kompensierte FET-Treiberschaltung, welche die oben näher bezeichneten Anforderungen voll befriedigt.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels unter Zuhilfenahme der Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes schematisches Schaltbild einer

üblichen Bootstrap-Treiberschaltung mit Feldeffekttransistoren, wobei für die Gate- und Drain-Spannungen separate Spannungsquellen vorgesehen sind und

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen

Schaltung.

Die in Fig. 1 darstellte Bootstrapr^reiberschaltung umfaßt die FET's 1 und 2 sowie den Rückkoppelkondensator 3. Diese,Schaltung wird in ihrem bevorzugten linearen Arbeitsbereich dadurch gehalten^ daß man an die Gate-Elektrode des FET ι ©in Potential Vg

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anlegt, das mindestens tun die Schwellenspannung höher gewählt ist als das an die Drain-Elektrode angelegte Potential Vd. Der FET 2 wird ein- oder ausgeschaltet, um von der an den Ausgangsanschluß 4 angeschlossenen (nicht dargestellten) Last einen Strom abzuziehen, oder hinzuführen. Der über den Aus gangs an Schluß 4 zugeführte Strom ist abhängig von dem Gate- und Drain-Potential des FET 1 sowie von dessen Steilheit und Schwellenspannung. Ganz allgemein verändert sich der Ausgangsstrom des FET l direkt mit dem Gate-Potential und der Steilheit und umgekehrt, proportional . zur Schwellenspannung.

Um den FET 1 in seinem linearen Arbeitsbereich zu betreiben ist es nun aber nicht nur wünschenswert, das Gate-Potential des FET um mindestens den Wert der Schwellenspannung größer zu machen als das Drain-Potential, das Gate-Potential sollte sich darüberhinaus vielmehr in kompensierender Weise derart mitändern, daß der lineare Arbeitsbereich auch über einen breiten Schwankungsbereich der FET-Parameterwerte, Insbesondere verschiedener Steilheitsund Schwellenspannungswerte, eingehalten wird. Darüberhinaus ist es wünschenswert, daß das Gate-Potential Vg von dem Drain-Potential Vd abhängig ist, so daß es sich mit dessen Veränderungen in gleicher Weise raitändert. All diese Anforderungen werden durch den in Fig. 2 gezeigten Schaltkreis eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung erfüllt.

In der Schaltung nach Fig. 2 stellen die über Kreuz verbundenen FET's 5 und 6 zusammen mit ihren Lastelementen in Form der FET's 7 und 8 ein konventionelles Flip-Flop dar, daß durch Einschalten der FET's 9 bzw. IO gesetzt oder zurückgesetzt wird. Die FET's 9 und 10 sind jeweils zwischen einem Flip-Flop-Schaltungsknoten 11 bzw. 12 und Masse eingeschaltet. Beim Einschalten des FET's 9 beispielsweise wird das Potential am Knoten 11 auf Massepotential heruntergezogen, so daß ein entsprechender Potentialanstieg am Knoten 12 auftritt. Dieser Potentialanstieg am Knoten 12 wird über eine geradzahlige Anzahl hintereinander geschalteter RC-Verzögerungsleitungselemente, wie z.B. 13 und 14, weitergeleitet.

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Jedes Verzögerungselement umfaßt dabei zwei in Reihe geschaltete FET's, z.B. die FET's 15 und 16, die zwischen die Spannungsquelle Vd und Masse eingeschaltet sind. Der FET 16 stellt die Last für den Verstärker-FET 15 sowie den Widerstand für das RC-Vexzögerungselement unter Einschluß der weiterhinvorgesehenen Kondensators 18 dar. In ähnlicher Weise stellt der FET 8 den Widerstand für das RC-Verzögerungselement unter Einschluß des Kondensators 17 dar.

Nach Ablauf einer durch die RC-Zeitkonstante eines einzelnen Verzögerungselementes sowie durch die Anzahl der Verzögerungselemente bestimmten Verzögerungszeit wird der oben erwähnte am Knoten 12 auftretende Potentialanstieg auf die Gate-Elektrode des Rücksetz-FET*s 10 gekoppelt, wodurch dieser eingeschaltet und der Knoten 12 auf Massepotential gelegt wird. Geht der Schaltungsknoten 12 auf Massepotential herunter, steigt als Folge der Kreuzkopplung zwischen den FET's 5 und 6 das Potential am Schaltungsknoten 11 an. Dieser Potentialanstieg am Knoten 11 wird wieder über entsprechende Verzögerungsleitungseleraente, z,B. 19 und 20> auf die Gate-Elektrode des Setz-FET's 9 zurückgekoppelt» Dabei ist die gesamte Verzögerungsleitung mit den Verzögerungsgliedern 19 und 20 zu der Verzögerungsleitung mit den Verzögerungsgliedern 13 und 14 gleich aufgebaut. Sobald der Potentialanstieg auf die Gate-Elektrode des FET's 9 gelangt, schaltet dieser ein und zieht den Schaltuhgsknoten 11 auf Massepotential herunterf womit ein Arbeitszyklus des MuItivibrator-Schaltkreises abgeschlossen ist. Dieser durch die Flip-Flop-Schaltung gebildete Multivibrator arbeitet freischwingend, wobei die Dauer einer halben S^hwingungsperiode bestimmt ist durch die Verzögerung eines der beiden vorher beschriebenen Verzögerungsglieder zwischen dem Flip-Flop-Schaltungsknoten und den Gate-Elektroden der entsprechenden Setz- und Rücksetz-FET'So Soweit die in den Verzögerungsgliedern enthaltenen FET's den Widerstand der RC-GIieder bestimmen und die Verstärkung zum Aufladen der,Kondensatoren des nächstfolgenden Verzögerungselementes liefern, ist das Ausmaß der Verzögerung

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und damit die Impulsbreite der fortlaufenden vom Multivibrator gelieferten Impulsen eine Funktion der Steilheit und Schwellenspannung der FET's. Änderungen eines oder beider Parameter, d.h. der Steilheit oder der Schwellenspannung, bewirken daher Änderungen der Impulsbreiten für die erzeugten fortlaufenden Impulse. Im einzelnen ändert sich die Impulsbreite umgekehrt proportional zur Steilheit und ,direkt mit einer Änderung der Schwellenspannung.

Die vom Multivibrator erzeugten Aus gangs impulse werden an der Gate-Elektrode des FET's 10 entnommen und über die Leitung 21 auf die Gate-Elektrode des FET's 22 der Spannungsvervielfacher-Schaltung 23 geführt. Die Spannungsvervielfacher-Schaltung 23 umfaßt ferner den Widerstand 23, den Kondensator 24 sowie die als Dioden geschalteten FET's 25 und 26. Der FET 22 und der Widerstand 23 sind in Reihe zwischen Vd und Masse geschaltet. Der Kondensator 24 und der FET 25 liegen in Reihe parallel zum Widerstand 23. Der Verbindungspunkt 29 zwischen dem Kondensator 24 und dem FET 25 ist über den FET 26 mit dem Knotenpunkt 30 verbunden.

Beim Betrieb schaltet der obere Spannungspegel des auf der Leitung 21 auftretenden Spannungsimpuls es den FET 22 ein, und lädt den Kondensator 24 über den als Diode geschalteten FET 25 auf das auf der Leitung 27 herrschende Potential Vd auf. Nach Abschluß einer halben Zykluszeit des Multivibrators schaltet der untere Spannungspegel des Spannungsimpulses auf der Leitung 21 den FET 22 aus, so daß der Knoten 28 am Drain-Anschluß des FET 22 über den durch den Widerstand 23 gebildeten Gleichstrompfad das Potential Vd erreichen kann. Der Knoten 29 wird so auf einen Potentialwert angehoben, der dem doppelten Vd-Potential abzüglich des Wertes einer Schwellenspannung des FET 25 entspricht. Der exakte Potentialwert, auf den der Knoten 29 angehoben wird, hängt davon ab, bis zu welchem Grad der Kondensator 24 aufgeladen ist und bis zu welchem Grad der Knoten 28 sich dem Potential Vd genähert hat. Das erstere hängt ab von der Breite des oberen Impuls—

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ζustandes des auf der Leitung 21 auftretenden Spannungsimpulses, der den Leitzustand des FET 22 bestimmt. Das letztere hängt ab von der Breite des unteren Impuls zustandes des Spannungsinpulses auf der Leitung 21, der die Ausschaltzeit des FET, 22 bestimmt. Der als Diode geschaltete FET 26 isoliert während des Aufladeintervalls den Kondensator 24 vom Schaltungsknoten 30 an der Gate-Elektrode des Bootstrap-FET 31? nach dem Abschalten des FET's 22 verbindet er jedoch die Schaltungsknoten 29 und 3O, woraufhin das Potential am Knoten 29 abrupt auf etwa den doppelten Vd-Spannungswert abzüglich des Wertes einer Schwellenspannung des FET 25 ansteigt. '

Die FET's 31 und 33 sowie der Kondensator 34 stellen eine konventionelle Bootstrap-Treiberschaltung dar, die Stromimpulse an eine durch den Kondensator 35 angedeutete kapazitive Last liefern. Der als Diode geschaltete FET 32 stellt einen anfänglichen Aufladungspfad für den Bootstrap-Kondensator 34 dar und erlaubt diesem, sich schneller auf das Potential Vd aufzuladen. Das Potential am Knotenpunkt 30 wird jedoch infolge der oben beschriebenen Arbeitsweise des Spannungsvervielfacher—Schaltkreises 43 über dieses Potential Vd hinaus angehoben.

Während der Zeit, in der der FET 33 durch einen an seine Gate-Elektrode 36 angelegten Eingangsimpuls eingeschaltet ist, wird der von dem Bootstrap-FET 31 gelieferte Strom zum Masseanschluß und damit von der durch den Kondensator 35 angedeuteten Last weg geleitet. Wenn der Impuls am Anschluß 36 beendet ist, kann ein Strom in die durch den Kondensator 35 dargestellte Last fließen. Dabei ist das Potential am Knoten 30 bereits auf ungefähr 2 Vd abzüglich des Wertes zweier Schwellenspannungen (infolge der FET¹S 25 und 26) aufgeladen und die Spannung am Drain-Anschluß des Bootstrap-FET 31 befindet sich auf dem relativ, niedrigeren Poten-, tialitfert Vd. Infolge des relativ höheren Gate-Potentials des Bootstrap-FET's 31 und des dazu relativ niedrigeren Drain-Potentials arbeitet der FET 31 in dem gewünschten linearen Arbeitsbe^ reich.

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Erfindungsgemäß ist der gesamte in Fig. 2 dargestellte Schaltkreis auf einem gemeinsamen Halbleiterplättchen angeordnet, wobei alle FET's denselben Herstellungsprozeßschritten unterworfen sind. Es ist jedoch bekannt, daß die Parameter des Herstellungsprozesses innerhalb bestimmter Toleranzgrenzen Schwankungen unterliegen, was in entsprechenden iüiderungen der Steilheits- und Schwellenspannungswerte der zugehörigen FET's resultiert. Dabei ist es nun ungeachtet der so verursachten Steilheits- und Schwellenspannungsänderungen der beteiligten FET's dringend erwünscht, daß der Bootstrap-FET 31 stets im linearen Bereich arbeitet. Dieses Ziel wird durch die vorliegende Erfindung derart gelöst, daß am Knoten 30 eine Spannung am Gate des Bootstrap-FET's 31 bereitgestellt wird, die sich in kompensierender Weise mit den oben genannten FET-Parameteränderungen ändert.

Es soll schließlich noch festgestellt werden, daß auch andere Multivibrator-Schaltkreise als in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beschrieben verwendet werden können, z.B. ein Ringoszillator, aus dem ebenfalls fortlaufende Impulse erhalten werden können. Das gleiche trifft für die Spannungsvervielfacher-Schaltung 23 zu. Erforderlich ist jedoch, daß sich die jeweilige Impulsbreite umgekehrt proportional zu Änderungen der FET-Steilheiten und direkt mit Änderungen der Schwellenspannung der eine solche Bootstrap-Treiberschaltung bildenden FET's ändert.

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Claims

PAT E N T A N S P R Ü C H E

Integrierte FET-Treiberschaltung mit mindestens zwei nach Art einer Bootstrap-Schaitung in Reihe geschalteten FET¹S, deren gemeinsamer Verbindungspunkt den Schaltungsausgang bildet, gekennzeichnet durch zusammen mit den Elementen der eigentlichen Treiberschaltung auf demselben Halbleiterplättchen ausgebildete Mittel zur Bereitstellung eines Gate-Potentials (amKnoten 30) für den Bootstrap-FET (31), das höher ist als dessen Drain-Potential (Vd) und das sich in Abhängigkeit von den prozeßbedingten Parameterschwankungen der Treiber-FET's, insbesondere deren Steilheits- und Schwellenspannungswerte, derart ändert, daß die Treiberschaltung im linearen Bereich arbeitet*

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine direkte Abhängigkeit des erzeugten Gate-Potentials Von dem jeweiligen Schweilenspannungswert und durch eine umgekehrt proportionale Abhängigkeit von der steilheit der

3. TsfeibörsöÄältung nach den Ansprüchen i oder 2, dadurch gekenn zeichnet, da£ die ächaÄußgsi^t^el aur Beteitstelluttg des gegen Pärameterschwanküngen kompensierten Gate-Potentials für den Boötsti:ap^efET (Si> einen mit FET¹S aufge-* bauten^ fröischwinfenden> Mültivibrator^ ümlassen, dessen Aus gangs impulSö hinsichtlich ihrer Impulsbreite proportional von den gehweilenspännungä- und umf tkehrt proportional von den SteilheitSwertschWankuiigön dör f tfeSi>6r^ÄFET * s abhängig

Treibärsehältung nach Anspruch 3* dadurch gekennzeichnet, daö der Multivibrator mit FET*s ©nthältendon Verzögerungsgliederft (13/14? iä_f 20) aufgebaut ist, welche FEf¹S denselben Sscäiwankungen wiö Ulm FET¹S der eigentlichön Treiber-Sehaltunf üntörwörfensind.

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5. Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsmittel zur Bereitstellung des gegen Parameterschwankungen kompensierten Gate-Potentials für den Bootstrap-FET (31) eine dem Multivibrator nachgeschaltete Spannungsvervielfacher-Schaltung (23) umfassen, deren Ausgang mit dem Gate des Bootstrap-FET's (31) verbunden ist.

6. Treiberschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvervielfacher-Schaltung (23) einen Booster-Kondensator (24) enthält, der in Abhängigkeit von der Impulsdauer der Multivibratorimpulse aus der Betriebsspannungsquelle (Vd) aufladbar ist, und dessen mit dem Gate des Bootstrap-FET's (31) gekoppelte Elektrode während der nachfolgenden Impulspause auf maximal die doppelte Betriebsspannung (Vd) angehoben werden kann, wobei der Ladungs- bzw. Spannungszustand des Booster-Kondensators (24) abhängig ist von den jeweiligen Impulsbreiten und damit von den änderungsbehafteten FET-Parametern, wie Steilheit und Schwellenspannung.

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