DE2829538A1

DE2829538A1 - Kanalfilteranordnung und damit ausgestatteter kanalwaehler fuer einen fernsehempfaenger

Info

Publication number: DE2829538A1
Application number: DE19782829538
Authority: DE
Inventors: Darrell Lee Ash
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1977-07-05
Filing date: 1978-07-05
Publication date: 1979-01-25
Also published as: FR2408944B1; CA1110356A; FR2408944A1; NL7807307A; GB2000926A; BR7804326A; JPS5418208A; GB2000926B; JPH0121648B2

Description

Patentanwälte

DIpL-lna. DIpl.-Chem. DfpL-kig.

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

Ernsbergerstrasse 19

8 München 60

Unser Zeichen; T 3110 3.JuIi 1978

TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED 13500 North Central Expressway Dallas, Texas 75222, V.St.A.

Kanalfilteranordnung und damit ausgestatteter Kanalwähler für einen Fernsehempfänger

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine elektronische Anordnung zum Empfangen mehrerer abgestrahlter elektromagnetischer Signale, zum Ausfiltern eines auswählbaren Frequenzkanals aus den empfangenen Signalen und zum Demodulieren der Signale des ausgewählten gefilterten Kanals. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Fernsehempfänger.

Bekannte Fernsehempfänger enthalten einen Hochfrequenzabschnitt (HF-Abschnitt) und einen Zwischenfrequenzabschnitt (ZF-Abschnitt). Der HF-Abschnitt enthält HF-Filter, die so abgestimmt sind, daß sie eine grobe Auefilterung eines Bandes aus Kanälen ermöglichen, dessen Mitte bei einem von Hand ausgewählten Kanal liegt.

809884/0867

Das Ausgangssignal des HF-Filters wird dem Eingang eines HF-fVerstärkers zugeführt. Typischerweise beträgt die Gesamtverstärkung im HF-Abschnitt wenigstens 20 bis 30 dB. Diese Verstärkung vergrößert die Amplitude der Signale innerhalb des ausgewählten Kanals, und sie macht die Rauschzahl des Systems von nachfolgenden Elementen im Empfänger im wesentlichen unabhängig. Das Ausgangssignal des HF-Verstärkers wird einem Eingang eines Mischers zugeführt, der an einem zweiten Eingang Mischsignale mit einer auswählbaren Frequenz empfängt. Die auswählbare Frequenz wird so erzeugt, daß die Frequenz des ausgewählten Kanals auf etwa 45 MHz verschoben wird. Das Ausgangssignal des Mischers wird einem Kanalwählfilter zugeführt, das für Frequenzen außerhalb des ausgewählten Kanals eine relativ hohe Impedanz und für Signale innerhalb des ausgewählten Kanals eine relativ niedrige Impedanz aufweist. Die Signale am Ausgang des Kanalwählfilters bestehen daher in erster Linie aus Frequenzen innerhalb des ausgewählten Kanals.

Jeder Fernsehkanal enthält Toninformationen, Bildinformationen und Bildsynchronisierungsinformationen. Das Ausgangssignal des Kanalwählfilters wird einem Tonfrequenzdemodulator zugeführt, der die Toninformationen im ausgewählten Kanal abtrennt; das Ausgangssignal, des Tonfrequenzdemodulaiors wird einem Lautsprecher zugeführt, der hörbare Töne erzeugt. Das Ausgangssignal des Kanalwählfilters wird auch einer Videoverarbeitungseinrichtung zugeführt, die die Bild- und Bildsynchronisierungsinformationen aus dem ausgewählten Kanal herauslöst; das Ausgangssignal der Videoverarbeitungseinheit wird einer Bildröhre zugeführt, die Bild- und Bildsynchronisierungsinformationen in Bilder umwandelt.

8 0 9 8 8 4/0867

Wie obeli beschrieben wurde, besteht eine Grundfunktion aller Fernsehempfänger darin, die Frequenz des ausgewählten Kanals mit Hilfe einer Mischvorrichtung von einer HF-Frequenz zu einer vorbestimmten ZF-Frequenz zu verschieben. Dieser Mischvorgang ist bisher mit Hilfe verschiedener nichtlinearer Bauelemente durchgeführt worden. Diese Bauelemente können Vakuumröhren, Dioden, MOS-Feldeffekttransistoren oder bipolare Transistoren sein. Die bisher verwendeten Mischer erzeugen jedoch auch Ausgangssignalkomponenten', die der dritten Potenz oder höherer ungerader Potenzen ihrer Eingangseignale proportional sind. In einem Fernsehempfänger können diese Signalkomponenten ungeradzahliger Potenzen Störeignale im gewünschten Kanal erzeugen. Beispielsweise werden solche Störsignale erzeugt, wenn in Kanälen Signale vorhanden sind, die in einem Abstand von einem und von zwei Kanälen vom ausgewählten Kanal auf einer Seite dieses ausgewählten Kanals liegen. Diese Erscheinung ist als Intermodulationsverzerrung bekannt. Die Komponenten der dritten Potenz oder höherer ungerader Potenzen erzeugen im gewünschten Kanal auch dann Störsignale, wenn in einem der nichtgewünschten Kanäle ein Träger mit Amplitudenmo dulation vorhanden ist. Diese Erscheinung ist als Kreuzmodulationsverzerrung bekannt. Die Frequenzen, die in einem gewünschten Kanal als Folge von Inte !modulations-Verzerrungen oder von Kreuzmodulatinnsverzerrungen erzeugt werden, können von den in diesem Kanal liegenden Informationssignalen nicht getrennt werden. Wenn die Störfrequenzen zunehmen, treten erkennbare Bild· und Tonverzerrungen auf.

Ein Hauptvorteil des hier beschriebenen Fernsehempfängers besteht darin, daß seine Kreuzmodulations- und Intermodula-

809884/0867

tionsverzerrungen stark reduziert sind. Dies wird zum größten Teil mittels eines besonderen HF-Mischers erzielt. Dieser Mischer enthält einen MES-Feldeffekttransistör (Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor), der eine nahezu vollkommen quadratische Strom-Spannungs-Kennlinie aufweist. Da der MESFET-Mischer eine nahezu vollkommen quadratische Kennlinie hat, führt er nur extrem geringe Verzerrungen in das System ein. Insbesondere verarbeitet der MESFET-Mischer einen Störsignalpegel mit mehr als +6 dBm an seinem Ausgang mit weniger als 1% Kreuzmodulations-Verzerrungsprodukten und -40 dB Intermodulationsverzerrungsprodukten. *

Die quadratische Strom-Spannungs-Kennlinie eines MES-Feldeffekttransistors und ihre Anwendung zur Herabsetzung ' der Intermodulations- und KreuzmodulationsM erzerrungen in einem Fernsehempfänger geht aus dem Stand der Technik nicht hervor. Bisher wurden MES-Feldeffektbauelemente in erster Linie zur Erzielung hoher Arbeitsgeschwindigkeiten verwendet. Beispielsweise wurden sie in digitalen Schaltanordnungen mit Schaltzeiten im Pico-Sekunden-Bereich eingesetzt. Dazu sei beispielsweise auf die Druckschrift von Cahen und anderen mit dem Titel "A Subnanosecond Switching Circuit" verwiesen, die auf der IEEE International Solid State Circuits Conference am 14.Febr. 1974 in Orsay, Frankreich verteilt wurde. Ferner sei auf den Artikel "X and KU Band Amplifiers with GaAs Schottky Barrier Field Effect Transistors von Weiner Baechtold im IEEE Journal of Solid State Circuits, Band Sc 8, Nr.1 vom Februar 1973 verwiesen. Das digitale Schalten mit hoher Geschwindigkeit ist in einer mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden Impulsamplitudenmodulationsanordnung mit einer

809884/0867

schnellen linearen Verstärkung kombiniert, die in der Druckschrift "Performance of Dual Gate GaAs MESFETS as Gain Controlled Low Noise Amplifiers and High Speed Modulators" von Liechti in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MIT-23, Nr.6 vom Juni 1975 beschrieben ist. Alle diese Schaltungsanordnungen in den genannten Druckschriften benutzen die MES-Feldeffekttransistoren zur Erzielung hoher Arbeitsgeschwindigkeiten.

Der hier zu beschreibende Fernsehempfänger enthält auch eine besondere Kombination der Technologie von Oberflächenwellenbauelementen mit der Technologie von MESr-Feldeffektbauelementen im HF-ZF-Abschnitt. Ein MESFET-Mlscher ergibt eine Frequenzverschiebung, während die Kanalselektivität mittels eines einzigen verlustarmen Oberflächenwellen-Bandfilters für akustische Oberflächenwellen erzielt wird. Dieses Filter hat einen steilen übergang voffl Durchlaßband zum Sperrband. Beispielswelse werden Signale, die um 1,5 MHz über dem im Durchlaßband befindlichen Tonträger liegen, um mehr als 65 dB gedämpft. Andrerseits weist das Filter im Durchlaßband eine niedrige Einfügungsdämpfung auf. Die bevorzugte Ausftihrungsfonn ist ein in einer Richtung wirksames Filter, bei dem die Einfügungsdämpfung innerhalb des Durchlaßbandes kleiner als 3,5 dB ist.

Das Oberflächenwellenfilter (nachfolgend als SWD-Filter bezeichnet) weist auch eine hohe Mittenfrequenz und ein Durchlaßband auf, das ein kleiner Prozentsatz der Mitten

809884/0867

frequenz ist. Das SWD-Filter kann daher ohne weiteres mit piezoelektrischem Material ausgeführt werden, das einen relativ niedrigen Kopplungskoeffizienten hat. Quarz hat diese Eigenschaft, so daß er als bevorzugtes Sübstratmaterial verwendet wird. Im Vergleich dazu wurden SWD-Filter in bekannten Fernsehempfängern nur bei einer wesentlich niedrigeren Zwischenfrequenz von 45 MHz benutzt. Ihr Durchlaßband ist daher ein relativ großer Prozentsatz ihrer Mittenfrequenz, so daß das Filterbauelement ein piezoelektrisches Material mit rölativ großem Kopplungskoeffizienten wie Lithiumniobat erforderte. Lithiumniobat hat jedoch piezoelektrische Eigenschaften, die im Bereich von 0° bis 70^ eine große Empfindlichkeit für Temperatur-Mnderungen zeigen. Aus diesem Grund werden Temperaturkompen sationsschaltungen benötigt. Im Vergleich dazu sind die piezoelektrischen Eigenschaften von Quarz relativ unempfind lich für Temperaturänderungen im Bereich von 0° bis 70⁰C; Temperaturkompensationsschaltungen werden daher nicht benötigt.

Bekannte Fernsehempfänger enthalten vor dem Mischer abgestimmte HF-Filter damit gewährleistet wird, daß die Bildfre quenzen · des ausgewählten Signals am Mischereingang ausreichend gedämpft werden, damit keine störenden Mischerausgangssignale erzeugt werden. Zur Erzielung dieses Ergebnisses umfaßt die Bandbreite der abgestimmten HF-Filter nur einige Kanäle, und die Mittenfrequenz ist so eingestellt, daß sie mit dem ausgewählten Kanal in einer Linie liegt. HF-Filter, die alle Kanäle des VHF-Bandes und des UHF-Bandes gleichzeitig durchlassen, können nicht verwendet werden, da Spiegelfrequenzeh den Empfang in dem

809884/0867

ausgewählten Kanal zerstören würden.

Zur Verahschaullchung der obigen Ausführungen sei folgendes betrachtet: VHF-Fernsehekanäle liegen in den Bereichen von 55,25 MHz bis 71,75 MHz und von 177,25 MHzbis 215, 75 MHz, während UHF-Fernsehkanäle zwischen 471, 25 MHzund 889, 75 MHz liegen.Bs ist auch bekannt, daß die Spiegelfrequenzen eines ausgewählten Kanals um den zweifachen Wert der Zwischenfrequenz über der Frequenz des ausgewählten Kanals liegen. Der bei 87,75 MHz liegende Kanal 6 hat beispielsweise in einem herkömmlichen Fernsehempfänger eine . Spiegelfrequenz, die bei (87,75 + 90) MHz liegt. Dies ergibt die Frequenz 177,75 MHz, die innerhalb des Kanals 7 liegt. Der Bildträger des Kanals 14 liegt bei 471 MHz; seine Spiegelfrequenz hat daher den innerhalb des Kanals 29 liegenden 'Wert von 561 MHz. Bisher übliche Fernsehempfänger benötigen daher vor dem Mischer zum Ausfiltern der Spiegelfrequenzen einen HF-Tuner.

Bisher wird die HF-Abstimmung mitHilfe von Kapazitätsioden-Filtern, mechanisch veränderlichen Kondensatoren und dergleichen durchgeführt. Diese Bauelemente sind Jedoch teuer und schwierig abzugleichen. Im Vergleich dazu enthält der hier zu beschreibende Fernsehempfänger keine Tuner im HF-Abschnitt. Eine bevorzugte Ausführungsform enthält ein festes Bandfilter, das das gesamte untere VHF-Band durchläßt, ein zweites Filter, das das gesamte obere VHF-Band durchläßt, sowie ein drittes Filter, das das gesamte UHF-Band durchläßt. Diese Festfilter können einfach aufgebaut werden, und Abgleichprobleme treten nicht mehr auf. Die Erfindung umfaßt auch einen Mischer, dessen Zwischenausgangsfrequenz im Bereich zwischen 300 MHz

809884/0867

und 400 MHz liegt. Als Folge davon liegen die Spiegelfrequenzen der ausgewählten Kanäle wenigstens 600 MHz über dem ausgewählten Kanal, wo sie in einfacher Weise von den festen HP-Bandfiltern unterdrückt werden können. Das Ausgangssignal des Mischers des hier zu beschreibenden Empfängers wird einem KanalwMhlfilter zugeführt, das von einem Oberflachenwellenbauelement gebildet ist. In bisher bekannten Fernsehempfängern wurden ebenfalls bereits Kanal .-wählfilter aus Oberflächenwellenbauelementen angewendet. Das hier zu beschreibende SWD-F'ilter ist Jedoch eine verbesserte Ausführung, da es auf einer relativ kleinen Substratfläche gebildet ist. Die von einem SWD-Filter benutzte Fläche ist seiner Mittenfrequenz proportional. Bei herkömmlichen Empfängern wird eine Zwischenfrequenz von 45 MHz angewendet, so daß die verwendeten SWD-Filter wesentlich ,mehr Platz benötigen.

Ein weiteres Merkmal der hier beschriebenen Anordnung besteht darin, daß der ZF-Abschnitt zwei Mischer am Ausgang des SWD-Filters enthält, die die Frequenz des ausgewählten Kanals in das Grundband zurückverschieben. Der erste ZF-Mischer bewirkt eine Frequenzverschiebung des ausgewählten Kanals auf etwa 45 MHz. Der größte Teil der Verstärkung wird dann an den Signalen des ausgewählten Kanals durchgeführt. Der zweite ZF-Mischer wird dazu benutzt, die Signale synchron im ausgewählten Kanal zu demodulieren.-Dieser Aufbau gestattet die Erzielung der großen Vorteile des ZF-Systems ohne daß HF-Rückwirkungsprobleme auftreten.

Wie bereits erwähnt wurde, erfolgt in bekannten Fernsehempfängern im HF-Abschnitt eine Verstärkung von wenigstens

809884/0867

IM

bis 30 dB, damit eine niedrige Systemrauechzahl erzielt wird. Die Systemrauschzahl ergibt sich aus

NF₉-I NF₉-I NF₉-I NF₁ + —=« + «—=* + α α μ

wobei NF₁ und G^ die Rauschzahl bzw. die Verstärkung für den i-ten Funktionsblock des Systems sind. Die Einführung einer großen Verstärkung in den ersten Funktionsblöcken, (d.h. im HF-Abschnitt ) senkt die Systemrauschzahl, indem sie unabhängig von den Rauschzahlen der nachfolgenden Schaltung wird.

Die erfindungsgemäße Anordnung hat einen besonderen Aufbau, der gleichzeitig eine niedrige Rauschzahl, kleine Intermodulationsverzerrungen und kleine Kreuzmodulationsverzerrungen ergibt. In der bevorzugten AufUhrungsform hat die erfindungsgemäße Anordnung im Kanalwählabschnitt eine maximale Verstärkung, die kleiner als 10 dB ist; es werden Schaltungselemente benutzt, die einzeln solche Rauschzahlen haben, daß sich eine niedrige Systemrauschzahl ergibt, wobei die niedrige Verstärkung den HF- und ZF-Schaltungselementen ermöglicht, innerhalb ihres dynamischen Bereichs zu arbeiten, ohne daß Signalkomponenten höherer ungerader Ordnung erzeugt werden. *■

Eine Besonderheit der erfindungsgemäßen Anordnung besteht auch darin, daß sie zwei ZF-Frequenzen hat, um die die Systemverstärkung selektiv verteilt ist. In einer bevorzugten Ausführungsform verschiebt ein erster Mischer den ausgewählten Kanal auf eine Frequenz von etwa 330 MHz.

809884/0867

Das Ausgangssignal dieses Mischers wird einem Kanalwählfilter zugeführt; der Ausgang des Kan'alwählfliters führt zu-einem .zweiten Mischer, der die Frequenz des gefilterten ausgewählten Kanals zu einer zweiten ZP-Frequenz von etwa 45 MHz verschiebt. Der größte Teil der Verstärkung des Systems (etwa 60 dB) wird bei der niedrigeren ZF-Frequenz nach dem Kanalwählfilter durchgeführt. Die Verstärkung bei der hohen Zwischenfrequenz ist gering, wie oben angegeben wurde. Als Folge davon werden mehrere Vorteile eines Systems mit hoher Zwischenfrequenz erhalten, beispielsweise eine vereinfachte Ausfilterung von Spiegelfrequenzen, während eine Rückwirkung , die eine Eigenschaft eines hochverstärkenden ZF-Abschnitts ist, "vermieden wird.

Die zu beschreibende Anordnung ist auch einfacher und kostengünstiger als bekannte Fernsehempfänger, da der niedrigverstärkende HF-Abschnitt eine Integration des Hauptabschnitts des Empfängers auf einem einzigen Halbleiter-Chip ermöglicht. Es werden zwei verschieden aufgebaute HF-ZF-Abschnitte beschrieben, die sich für eine Integration auf einem Halbleiter-Chip eignen.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung enthält ein Fernsehempfänger einen MESFET-Mischer zusammen mit einem oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen. Der MESFET-Mischer empfängt gleichzeitig mehrere Kanäle und Mischsignale mit auswählbarer Frequenz, und er verschiebt in Abhängigkeit davon die Frequenz ausgewählter Kanäle zu einer vorbestimmten Mittenfrequenz."Der MESFET-Mischer weist eine nahezu vollkommen quadratische Kennlinie auf, so daß er in dem System nur zu außerordentlich kleinen

809884/0867

2k

Verzerrungen führt. In einer Ausführungsform behandelt der MESFET-Mischer Störsignalpegel von mehr als +6 dBm mit weniger als Λ% Kreuzmodulations-Verzerrungsprodukten und -40 dB Intermodulations-Verzerrungsprodukten. Das Oberflächenwellenfilter ist mit einem Eingang am Ausgang des MESFET-Mischers angeschlossen. Das SWD-Filter ergibt im wesentlichen die gesamte Kanalselektivität des Empfängers. In einer bevorzugten Ausführungsform ist das SWD-Filter ein mit drei Taktphasen arbeitendes, verlustarmes, in einer Richtung wirksames Filter, dessen Impulsantwort durch Entfernen von fingerartigen Elektroden festgelegt ist. Dieses SWD-Filter hat im Durchlaßbereich eine Einfügungsdämpfung von ^ 3,5 dB, und seine Sperrdämpfung bei 1,5 MHz über und unter dem Durchlaßband ist >65 dB.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein unabgestimmter HF-Kanalwähler geschaffen. Der Kanalwähler besteht aus einem AntennenaPschlu^, unabgestimmten Filtern und einem Hochfrequenzmischer. Der Antennenanschluß empfängt abgestrahlte elektromagnetische Signale, die beispielsweise mehrere Fernsehkanäle enthalten. Die unabgestimmten Filter weisen Eingänge auf, die mit dem Antennenanschluß verbunden sind, und sie filtern aus den empfangenen Signalen feste Spektren aus Fernsehkanälen aus. Eine bevorzugte Ausführungsform enthält ein festes Filter, das das gesamte untere VHF-Spektrum durchläßt, ein weiteres festes Filter, das das gesamte obere VHF-Spektrum durchläßt, sowie ein weiteres festes Filter, das das gesamte UHF-Spektrum durchläßt. Der Mischer empfängt an Eingängen gleichzeitig eines der festen Kanalspektren und Mischsignale mit einer hohen auswählbaren Frequenz. Die hohe auswählbare Frequenz verschiebt auswählbare Kanäle des Spektrums zu einer hohen

809884/0867

Zwischenfrequenz, die wesentlich höher als 45 MHz ist. Die hohe Zwischenfrequenz liegt in der bevorzugten AusfUhrungsform zwischen 300 und 400 MHz. Die bevorzugte AusfUhrungsform enthält auch ein Oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen. Dieses SYJDi-Filter ist an den Mischerausgang angeschlossen und filtert den auswählbaren Kanal bei der hohen Zwischenfrequenz aus. Das Substrat des SWD-Filters hat einen niedrigen Kopplungskoeffizienten; im bevorzugten Ausführungsbeispiel besteht es aus Quarz.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein niedrigverstärkender HF-Kanalwähler geschaffen, der einen Antennenanschluß, ein Spektrum-Filter, einen Mischer und ein Kanalwählfilter enthält. Der Antennenanschluß empfängt abgestrahlte elektromagnetische Signale. Das Spektrumfilter ist mit • dem Antennenanschluß verbunden und filtert ein Signalspektrum, beispielsweise Fernsehkanäle, aus mehreren aus. Eingänge des Mischers sind mit dem Spektrumfilter verbunden, und es erfolgt eine Frequenzverschiebung ausgewählter Kanäle des Spektrums zu einer vorbestimmten Zwischenfrequenz. In einer Ausführungsform wird ein niedrigverstärkender MESFET-Mischer benutzt. Das Kanalwählfilter weist einen mit dem Mischer verbundenen Eingang auf, und es filtert den Kanal bei der vorbestimmten Zwischenfrequenz aus. Die Gesamtverstärkung vom Antennenanschluß über das Kanalwählfilter ist nicht größer als die Verstärkung, die zur "Erzielung einer gewünschten Systemrauschzahl erforderlich ist. In einer Ausführungsform ist die Gesamtverstärkung kleiner als 10 dB. Am Ausgang des Kanalwählfilters ist eine Verstärkervorrichtung angeschlossen. Die Verstärkervorrichtung bewirkt eine Verstärkung, die wesentlich über der Gesamtverstärkung des Systems vor dem Kanalwählfilter liegt. Eine bevorzugte Ausführungsform enthält einen zweiten Mischer, der mit dem

809884/0867

-•27 -

Ausgang des Verstärkers verbunden ist und die Frequenz des ausgewählten Kanals zu einer niedrigeren Zwischenfrequenz verschiebt, wo eine zusätzliche Verstärkung benötigt wird.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:

Fig.1 ein Blockschaltbild eines Kanalwählers nach der Erfindung,

Fig.2 mehrere Frequenzdiagramme zur Veranschaulichung von Signalen die an ausgewählten Punkten des Kanalwählers von Fig.1 auftreten,

Fig.3 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung des Betriebs einer Phasenregelschleife im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.4 mehrere Diagramme zur Veranschaulichung der Amplitude von innerhalb und außerhalb des Frequenzbandes liegenden Signalen an verschiedenen Punkten des Kanalwählers von Fig.1,

Fig.5 mehrere genaue Schaltbilder von HF-Filtern im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.6 ein genaues Schaltbild eines 2-auf-1-Schalters im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.7 ein genaues Schaltbild eines HF-Verstärkers im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.8 ein genaues Schaltbild eines MESFET-Filters im Kanalwähler von Fig.1,

809884/0867

Fig.9a bis 9e Darstellungen zur Veranschaulichung der Struktur- und Betriebseigenschaften eines MES»-Eeldeffßkttransistors für die Anwendung im MESFET-Mischer von Fig.8,

Fig.10 ein Schaltbild eines,zweiten 2-auf.-1-Schalters im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.11a bis 11h Diagramme zur Veranschaulichung von Struktur- und Betriebseinzelheiten eines Oberflächenwellenfilters für akustische Oberflächenwellen im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.12a und 12b genaue Schaltbilder eines linearen Verstärkers im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.13 ein genaues Schaltbild eines Mischers im Kanalwähler von Fig.1,

Flg.14a und 14b genaue Schaltbilder eines von einem Oberflächenwellenbauelement gebildeten Oszillators im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.15 ein genaues Schaltbild eines hochverstärkenden linearen Verstärkers imKanalwähler von Fig.1,

Fig.16 ein genaues Schaltbild eines Synchrondetektors im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.17 ein genaues Schaltbild eines LC-Oszillators im Kanalwähler von Fig.1,

809884/0867

Fig.18 ein genaues Schaltbild eines Phasendetektors, eines Sögezahngenerators und eines Schleifenfilters im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.19 ein genaues Schaltbild eines spannungsgesteuerten Oszillators im Kanalwähler von Fig.1,

Fig.20 ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers, der den Kanalwähler von Fig.1 enthält, und

Fig.21 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des Kanalwählers von FAg.1.

In Fig.1 ist der Kanalwählabschnitt eines Fernsehempfängers nach der Erfindung in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Der Kanalwähler enthält eine VHF-Antenne 10, deren Ausgang über eine Leitung 11 mit einem festen Bandfilter und einem weiteren festen Bandfilter 13 verbunden ist. Die an der Leitung 11 auftretenden Signale werden anschliessend mit S₁ Cf) bezeichnet. Das Bandfilter 12 weist eine Mittenfrequenz von 69 MHz und eine 3 dB-Bandbreite von 34,6 MHz auf, damit die unteren VHF-Fernsehkanäle durchgelassen werden können. Die Mittenfrequenz des Bandfilters 13 liegt bei 193 MHz, und seine 3-dB-Bandbreite beträgt 44,5 MHz, damit die oberen VHF-Fernsehkanäle ausgefiltert werden. Der Ausgang des Bandfilters 12 ist über eine Leitung 14 mit einem der Eingänge eines 2x1-Schalters 15 verbunden, während der Ausgang des Bandfilters 13 über eine Leitung 16 mit einem zweiten Eingang des Schalters 15 verbunden ist. Der Schalter 15 bewirkt die Auswahl des Ausgangssignals des Bandfilters 12

809884/0867

oder des Ausgangssignals des Bandfilters 13. Die Kombination aus den Bandfiltern und dem Schalter ergibt im Durchlaßbereich eine Signaldämpfung von etwa 1 dB.

Der Ausgang des Schalters 15 ist über eine Leitung 18 mit einem HF-Verstärker 17 verbunden. Der Verstärker 17 weist einen veränderlichen Verstärkungsfaktor auf, der vom Signal an einer AVR-Leitung 19 gesteuert wird. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 17 beträgt etwa 4 dB. Die Rauschzahl des Verstärkers hat etwa den Wert 3 dB.

Dar Ausgang des Verstärkers 17 "ist über eineLeitung 21 mit einem Eingang eines MESFET-Mischers 20 (Mischer mit Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor) verbunden. Der Mischer hat eine feste Verstärkung von etwa 4 dB und eine Rauschzahl Λτοη etwa 8 dB. Ein zweiter Eingang des Mischers 20 ist über eine Leitung 23 mit einem spannungsgesteuerten VHF-Oszillator 22 verbunden. Der Oszillator 22 erzeugt an der Leitung 23 Uberlagerungsoszillatorsignale (LO-Signale) mit einer auswählbaren Frequenz im Bereich von 385 bis 541 MHz. In Abhängigkeit von diesen Signalen verschiebt der Mischer 20 die Frequenz der HF-Signale an der Leitung in einen neuen Zwischenfrequenzbereich. Die Frequenz der LO-Signale an der Leitung 23 ist so gewählt, daß die Frequenz des zu empfangenden Kanals in einen vorbestimmten hohen Zwischenfrequenzbereich zwischen 300 MHz bis 400 MHz verschoben wird. In einer Ausführungsform beträgt die hohe Zwischenfrequenz etwa 330 MHz. Die frequenzverschobenen Signale werden an der Leitung 24 erzeugt; sie sind mit S2 i-f) bezeichnet.

809884/0867

-M-

Die Leitung 24 ist mit einem Eingang eines 2x1-Schalters verbunden, dessen zweiter Eingang über eine Leitung 26 frequenzverschobene UHF-Fernsehkanäle empfängt. Der Schalter 25 hat den gleichen Aufbau wie der Schalter 15. Die Schaltungsanordnung zur Verschiebung der Frequenz der UHF-Fernsehkanäle, die mit UHF-HF-Abschnitt bezeichnet ist, ist ebenso aufgebaut wie derVHF-HF-Abschnitt; sie wird unten noch genauer erläutert.

Der Ausgang des Schalters 25 ist über eine Leitung 27 mit einem von einem Oberflächenwellenbauelement gebildeten Filter 28 (SWD-Filter) verbunden. Das Durchlaßband des Filters 28 ist so geformt, daß es nur einen der Fernsehkanäle an der Leitung 27 durchläßt, insbesondere läßt das Filter 28 den Fernsehkanal mit der vorbestimmten hohen Zwischenfrequenz durch. Die festen HF-Filter bilden zusammen mit dem SWD-Filter im wesentlichen die gesamte Filteranordnung des Systems. In einer bevorzugten Ausführungsform ist das Filter 28 ein mit drei Taktphasen arbeitendes, in einer Richtung wirksames Filter, das eine niedrige Einfügungsdämpfung aufweist. Typischerweise liegt die Dämpfung des Filters 28 im Durchlaßband unter 3» 5 dB. Die außerhalb des Durchlaßbandes liegenden Signale werden dagegen stark gedämpft.

Der Ausgang des Filters 28 ist über eine Leitung 30 mit einem ZF-Verstärker 29 verbunden. Die Signale an der Leitung 30 sind mit S,(f) bezeichnet. Der Verstärker 29 weist eine veränderliche Verstärkung auf, die von AVR-Signalen an einer Leitung 31 gesteuert wird. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 39 beträgt etwa 30 dB. Dieser

809884/0867

Verstärker 29 ist daher die erste hochverstärkende Baueinheit in dem System. Bis zu diesem Punkt ist die Verstärkung des Systems dadurch gekennzeichnet, daß sie nicht größer als die Verstärkung ist, die zur Erzielung der gewünschten Systemrauschzahl notwendig ist. Die Rauschzahl des Verstärkers 29 beträgt etwa 4dB.

Der Ausgang des Verstärkers 29 ist über eine Leitung 33 mit einem Mischer 32 verbunden. Ein zweiter Eingang des Mischers 32 ist über eine Leitung 34 mit dem Ausgang eines Oszillators 35 verbunden. Der Oszillator 35 enthält als Frequenzsteuerelement einen γοη einem Oberflächenwellenbauelement gebildeten Resonator 36. In der bevorzugten Ausführungsform arbeiten der Resonator 36 und der Oszillator 35 in der Weise, daß an der Leitung 34 ein Mischsignal mit der Frequenz 285MHz erzeugt wird. Das 285 MHz-Signal an der Leitung 34 wird mit dem Signal an der Leitung 33 gemischt, so daß am Ausgang des Mischers 32 Signale S^(f) erzeugt werden. Das Signal S^(f) gleicht dem Signal S,(f) mit der Ausnahme, daß seine Frequenz um 285 MHz nach unten verschoben ist. Es enthält daher einen Bildträger von etwa 45 MHz.

Eine zusätzliche Verstärkung des Signals des ausgewählten Kanals erfolgt nach seiner Verschiebung zu der niedrigeren Zwischenfrequenz von 45 MHz. Der Mischer 32 ergibt eine feste Verstärkung von +10 dB. Der Ausgang des Mischers ist über eine Leitung 37 mit einem ZF-Verstärker 38 verbunden, dessen maximale Verstärkung +50 dB beträgt. Die Verstärkung des Verstärkers 38 wird mit Hilfe eines AVR-Signals an der Leitung 39 verändert. Indem der größte Teil der Verstärkung bei der niedrigerenZwischenfrequenz erfolgt,

809884/0867

wird die Systemstabilität verbessert, da eine Rückwirkung durch Störkapazitäten, durch Strahlung und dergleichen bei 1+5 MTfewesentlich geringer als bei 330 MHz ist.

Der Ausgang des Verstärkers 38 ist über eine Leitung mit einen Schwingkreis 41, mit einem Synchrondemodulator und mit einem Phasendetektor 43 verbunden. Die Mittenfrequenz des Schwingkreises 41 liegt bei etwa 45 MHz. Der Synchrondemodulator 42 weist einen zweiten Eingang auf, der über eine Leitung 44 mit einem Oszillator 45 verbunden 1st. Der Oszillator 45 erzeugt an einer Leitung 44 Taktsignale mit einer festen Frequenz von 45 MHz₄ Die Signale an der Leitung 44 sind mit dem 45 MHz-Bildträger an der Leitung 40 in Phase. Der Synchrondemodulator 42 mischt die Signale an den Leitungen 40 und 44 zur Erzeugung von Ausgangssignalen S_c(f) an der Leitung 46. Das Signal S=(f) enthält den gewünsch ten Fernsehkanal mit dem Bildträger bei der Frequenz 0 Hz und den Tonträger bei der Frequenz 4,5 MHz. Die Leitung ist dann mit einer herkömmlichen Fernsehschaltung zum Trennen des Tonsignals vom Bildsignal und zur herkömmli chen Erzeugung des Tons bzw. des Bildes aus diesen Signalen verbunden.

Das synchrone Taktsignal an der Leitung 44 wird mit dem Bildträger an der Leitung 40 mittels des Phasendetektors in Phase gehalten, der in Zusammenwirkung mit dem Oszillator 45 arbeitet. Der Phasendetektor 43 erzeugt an der Leitung

809884/0867

Phasenfestste'llungssignale PD2, die die Phasendifferenz zwischen dem Bildträger an der Leitung 40 und dem Oszillatorsignal an der Leitung 47 anzeigen. Die Signale PD2 halten zwischen den Signalen an der Leitung 40 und an der Leitung 47 eine Phasendifferenz von 90° aufrecht. Diese Phasendifferenz wird vom Oszillator 45 kompensiert, der zwischen den Oszillatorsignalen an den Leitungen 44 und 47 eine Kompensationsphasendifferenz von 90° aufrechterhält.

Zur Vollendung der Phasenregelschleife ist die Leitung 48 mit einem Schleifenfilter 49 verbunden, dessen Ausgang über eine Leitung 51 mit einem Summierglied 50 verbunden ist. Das Summierglied 50 weist einen zweiten Eingang auf, der über eine Leitung 53 mit einem Steuerorgan 52 verbunden ist; ein dritter Eingang des Summierglieds ist über eine Leitung 55 mit einem Sägezahnoszillator 54 verbunden. Das Steuerorgan 52 und der Oszillator 54 ermöglichen die Abgabe eines groben Spannungswerts zur Auswahl eines Kanals. Mit dem Steuerorgan 52 sind über Leitungen 57 Kanalwählschalter 56 verbunden. Die Kanalwählschalter 56 erzeugen an den Leitungen 57 digitale Signale, die den ausgewählten Kanal anzeigen. Das Steuerorgan 52 enthält einen Digital-Analog-Umsetzer, der an der Leitung 53 eine Grobauswahlspannung zur Kanalwahl in Abhängigkeit von den digitalen Signalen erzeugt. Die Signale an den Leitungen 53 werden mit den Grobabstimmsignalen an den Leitungen 51 und 55 summiert, so daß eine Schleife gebildet wird, die phasenstarr bezüglich des Bildträgers des ausgewählten Kanals ist. Der Ausgang des Summierglieds ist über eine Leitung 58 mit dem spannungsgesteuerten VHF-Oszillator 22 verbunden. Der Oszillator 22 erzeugt an der Leitung 23 LO-Signale

809884/0887

bb

bei einer Frequenz im Bereich von 385 bis 541 MHz in Abhängigkeit von den Phasendetektorsignalen an den Leitungen 58, wodurch die Schleife geschlossen wird.

Der UHF-HF-Absbhnitt des Kanalwählers von Fig.1 beginnt bei der UHF-Antenne 59. Die Antenne 59 ist über eine Leitung 61 mit einem Hochpaßfilter 60 verbunden. Das Filter 60 weist eine feste 3 dB-Grenzfrequenz von etwa 380 MHz auf. Der Ausgang des Filters 60 ist über eine Leitung 63 mit dem Eingarig eines HF-Verstärkers verbunden. Der Verstärker 62 weist auch einen AVR-Eingang auf, der AVR-Signale an der Leitung 19 empfängt. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 62 beträgt 4 dB; seine Rauschzahl beträgt etwa 4 dB. Mit dem Ausgang des Verstärkers 62 ist der Eingang eines Tiefpaßfilters verbunden. Das Tiefpaßfilter 65 weist eine feste 3dB-Grenzfrequenz von etwa 936 MHz auf. Das Filter65 und das Filter 60 lassen daher zusammen das gesamte UHF-Band durch, während andere Frequenzen unterdrückt werden.

Ein Mischer 67 empfängt über eine Leitung 66 die im UHF-Band liegenden Signale aus dem. Filter 65. Gleichzeitig empfängt der Mischer 67 Mischsignale mit auswählbarer Frequenz aus einem spannungsgesteuerten UHF-Oszillator Diese auswählbaren Frequenzen liegen in einem Bereich von etwa 801 MHz bis 1215 MHz. Die an einem bestimmten Zeit· punkt gerade vorliegende Frequenz wird in Abhängigkeit von den Kanalwählschaltern 56 so erzeugt, daß eine Frequenzverschiebung des ausgewählten Kanals zu der vorbestimmten hohen Zwischenfrequenz erfolgt.

809884/0867

-•56 -

3>

Die im Zusammenhang mit Fig.1 beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet insgesamt folgendermaßen:

Die Antennen 10 und 59 empfangen abgestrahlte elektromagnetische Signale, die das VHF- und das UHF-Frequenzspektrum enthalten. Die von der Antenne 10 ausgewählten Signale werden den unabgestimmten Filtern 12 und 13 zugeführt, die das gesamte untere VHF-Frequenzspektrum bzw. das gesamte obere VHF-Frequenzspektrum durchlassen. In der gleichen Weise werden die von der Antenne 59 empfangenen Signale den unabgestimmten Filtern 60 und 65 zugeführt, die das gesamte UHF-Frequenzspektrum durchlassen. Die Schalter 50 und 25 wählen in Abhängigkeit von digitalen Signalen aus den Kanalwählschaltern 56 eines dieser drei Frequenzspektren aus.

Die MESFET-Mischer 20 oder 67 bewirken dann eine Frequenz-Verschiebung des ausgewählten Frequenzbandes in einen vorbestimmten Zwischenfrequenzbereich von 300 bis 400 MHz« Der Mischer 20 verschiebt die Frequenz der VHF-Signale, während der Mischer 67 die Frequenz der UHF-Signale verschiebt. Die beiden Mischer haben einen großen Dynamikbereich, in dem ihr Ausgangssignal ein nahezu vollkommenes Produkt ihrer Eingangssignale ist . Als Folge davon ergibt sich ein besseres Verhalten der Schaltungsanordnung. Beispielsweise können die M4j3Cher 20 und 67 Störsignalpegel von mehr als +6 dBm an ihrem Ausgang mit weniger als 1# Kreuzmodulationsverzerrung behandeln.

809884/0867

Der Schalter 25 verbindet dann einen der Mischer mit dem Eingang des SWD-Filters 28, Das Filter 28 bewirkt eine starke Dämpfung der außerhalb des gewählten Kanals liegenden Signale. Das Sperrband des Filters 28 weist eine Einkerbung auf, so daß der untere angrenzende Tonträger und der obere angrenzende Bildträger um mehr als 65 dB gedämpft werden. Alle anderen Signale außerhalb des Durchlaßbandes werden um wenigstens 55 dB gedämpft. Die Einfügungsdämpfung des Filters 28 innerhalb des Durchlaßbandes beträgt dagegen, nur 3,5 dB.

Die Ausgangssignale des Filters 28 werden zum Verstärker 29 übertragen, der die erste hochverstärkende Baueinheit des Systems ist. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 29 beträgt 30 dB. Im Vergleich dazu beträgt die Gesamtverstärkung des Systems vor dem Verstärker 29 weniger als 10 dB. Als Folge der niedrigen HF-ZF-Verstärkung werden die Intermodulationsverzerrungen und die Kreuzmodulationsverzerrungen herabgesetzt. Ausserdem wird die Systemstabilität verbessert, da eine HF-Rückwirkung auf Grund von Störkapazitäten, von Strahlungen und dergleichen vermieden wird. Gleichzeitig wird eine niedrige Systemrauschzahl durch Schaltungselemente erzielt, die einzeln in Kombination mit einer ausreichend hohen Verstärkung eine niedrige Rauschzahl aufweisen.

Der niedrigverstärkende HF-ZF-Abschnitt ermöglicht auch eine Integration des gesamten Kanalwählers mit Ausnahme der festen Filter, auf einem einzigen Halbleiter-Chip. In Fig,1 ist eine Umrißlinie eines selchen Halbleiter-Chips durch die gestrichelte Linie 69 angegeben. Das Verfahren zur Herstellung des Halbleiter-Chips enthält eine Kombination von Verfahrensschritten, die derzeit zur Herstellung von MESFET-Bauelementen und von bipolaren Bauelementen bekannt sind. Ein zweiter Chip

809884/0867

- .ge -

wird für den Aufbau des SWD-Filters 28 und des SWD-Resonators 36 benutzt. Die festen Filter 12, 13, 60 und 65 werden aus diskreten Bauelementen aufgebaut.

Signale im ausgewählten Kanal am Ausgang des Verstärkers werden vom Mischer 32 einer FrequenzverSchiebung auf 45 MHz unterzogen. Anschliessend werden sie vom Verstärker 38 auf -10 dBm weiterverstärkt. Die Videosignale des ausgewählten Kanals werden dann vom Synchrondemodulator 42 auf das Grundband zurückgeführt, während der Tonträger des ausgewählten Kanals auf 4,5 MHz verschoben wird. Eine 4,5 MHz-Falle 70 entfernt den Ton aus den Videosignalen, und ein Tiefpaßfilter 71 entfernt alle Signale mit Ausnahme d^s Videosignals des ausgewählten Kanals. Die Videosignale am Ausgang des Filters 71 werden über die Leitung 72 zur Videoverarbeitungsschaltung übertragen,während die Tonsignale mit der Frequenz von 4,5 MHz an der Leitung 46 zur Tonverarbeitungsschaltung übertragen werden. Diese Ton- und Videoverarbeitungsschaltungen werden im Zusammenhang mit Fig.20 noch erläutert.

In den Figuren 2a bis 2e sind Frequenzdiagramme der Signal« S^ bis S₅(f) dargestellt. Fig.2a zeigt das untere VHF-Band 75a, das obere VHF-Band 75b und das UHF-Band 75c. Jedes dieser Bänder enthält mehrere Kanäle; jeder Kanal weist ein Frequenz spektrum auf, wie es bei 76 genauer dargestellt ist. Die Frequenzzuordnung und die Art der Modulation der Signale innerhalb jedes. Kanals entsprechen einer bekannten festgelegten Norm. Fig,2b zeigt das Beispiel eines Frequenzdiagramms für das Signal S₂(f). Im dargestellten Beispiel enthält das Signal S₂(f) Kanäle im unteren VHF-Spektrum. Der ausgewählte Kanal liegt nahe bei 330 MHz. Die Frequenz des Überlagerungsoszillatorsignals an der Leitung 23 abzüglich der Frequenz des Bildträgers aus dem ausgewählten Kanal

809884/0867

hat den Wert 330 MHz. Da die Mischfrequenz höher als der Bildträger liegt, ist das Frequenzspektrum am Ausgang des Mischers 20 gegenüber dem bei 77 dargestellten Eingangsfrequenzspektrum umgekehrt.

In Fig.2c ist das Frequenzspektrum des Signals S*(f) dargestellt. Das Signal S^(f) ist das Ausgangssignal des Kanalwählfilters 28. Es enthält daher grundsätzlich nur Frequenzen innerhalb des ausgewählten Kanals. Das Signal S,(f) wird dann verstärkt, und seine Frequenz wird um 285 MHz nach unten verschoben. Das Ergebnis ist das in Fig.2d dargestellte Signal S

Das Signal S^(f) wird weiter verstärkt und dann vom Synchrondemodulator 42 demoduliert. Diese Vorgänge erzeugen das Signal S₅(f), das in Fig.2e dargestellt ist. Es sei bemerkt, daß die Mischwirkung des Synchrondemodulators U2 eine erneute Umkehrung des Frequenzspektrums des ausgewählten Signals bewirkt. Daher liegt der Bildträger des ausgewählten Kanals bei 0 Hz, und der Tonträger des ausgewählten Kanals liegt bei 4,5 MHz, wie bei 78 dargestellt ist.

In Fig.3 ist ein Zeitdiagramm dargestellt, das die Arbeitsweise der Phasenregelschleife des Kanalwählers von Fig.1 zeigt. Wie aus der Darstellung hervorgeht, besteht das Signal PD4 an der Leitung 58 aus den Komponenten PD1 bis PD3. Das Signal PD3 bildet eine Grobwählspannung für die Kanalwahl, die vom Steuerorgan 52 erzeugt wird. Die Signale PD2 und PD1 ergeben die Feinabstimmung für die Phasenverriegelungsschleife. Ia Beispiel von Fig.3 wird während eines ersten Zeitintervalle Δ T1 ein bestimmter Kanal ausgewählt, während im Verlauf eines Zeitintervalls Δ T2 ein weiterer Kanal ausgewählt wird. Das Signal PD3 ergibt die Grobwählspannung für die

809884/0867

Kanalwahl. Das Signal PD1 kompensiert eine Gleichspannungsversetzung zwischen dem Signal PD3 und dem gewünschten Spannungswert. Das Signal PD2 ergibt eine dynamische Korrekturspannung zur Konp ensation momentan auftretender Phasen- oder Frequenzunterschiede zwischen den Signalen an den Leitungen 40 und 44.

Die Größe der Signale von Fig.2 ist in den Figuren 4a und 4b dargestellt. Fig.4a zeigt die Größe der Signale im gewünschten Kanal, während Fig.4b die Größe der Störsignale in einem Kanal zeigt,, der um zwei Kanäle entfernt liegt. Die Kurven 81 bis 84 geben die Signalgröße im gewünschten Kanal an verschiedenen Punkten des Systems an, wenn die Eingangssignalstärke 0 dBm, -35 dBm, - 55 dBm bzw. - 85 dBm beträgt. Wie diese Kurven zeigen, erfolgt eine erste Verstärkung durch den Verstärker 38, dann eine weitere Verstärkung durch den Verstärker 29 und schließlich eine Verstärkung durch den Verstärker 17, wenn die Eingangssignalstärke im ausgewählten Kanal abnimmt. Insbesondere der HF-Abschnitt weist leine Verstärkung auf, wenn die Eingangssignalstärke im ausgewählten Kanal nicht weniger als -55 dBm beträgt. Der HF-Abschnitt erreicht seine maximale Verstärkung von +3 dBm dann, wenn die Eingangssignalstärke des ausgewählten Kanals zwischen -55 dBm und -85dBm liegt.

Wie oben bereits erläutert wurde, ergibt der niedrigstverstärkende HF-Abschnitt zusammen mit den MESFET-HF-Verstärkern und den MESFET-Mischer eine Anordnung mit einer überlegenen Kanalauflösung. Dies wird an Hand von Fig.4b durch die relative Signalstärke der ausgewählten und der nichtausgewählten Kanäle veranschaulicht· Die Kurve 85 gibt in Fig.4b beispielsweise den Fall an,

809884/0867

bei dem die Eingangssignalstärke des ausgewählten Kanals - 55 dBm beträgt, während die Eingangssignalstärke zwei Kanäle weiter + 1 dBm beträgt. Die Kurve 86 gibt den Fall an, bei dem die Eingangssignalstärke im ausgewählten Kanal - 35 dBM beträgt, während die Eingangssignalstärke zwei Kanäle weiter + 2 dBm beträgt. Die schärfsten Anforderungen an den Empfänger treten dann auf, wenn der erste HF-Verstärker verstärken muß (d.h. wenn die Signalstärke des gewünschten Kanals unter - 55 dBm liegt). Dies gilt deshalb, weil die hinzugefügte Verstärkung · die Nichtlinearitäten im HF-Abschnitt vergrößert und die Kreuzmodulatlons- und Intermodulationsverzerrungen verschlimmert. Die Kurve 85 gibt daher die schärfsten Bedingungen für das System an. Unter den Bedingungen der Kurve 85 müssen der HF-Verstärker 17 und der Mischer Kreuzmodulations- und IntermoduletioneVerzerrungen unter Λ% haben. Diese Anforderung wird erfüllt, da die hier beschriebenen HESFET-Baueinheiten Kreuzmodulations- und Intermodulationsverzerrungen von weniger als 1# haben, wenn ihr Ausgangssignalpegel unter +6 dBa liegt.

Nachdem der ausgewählte Kanal auf 330 MHz verschoben worden ist, sind die bezüglich des ausgewählten Kanals um zwei Kanäle entfernt liegenden Signale stark gedämpft. Der Mischer 20 weist einen abgestimmten Ausgang auf, der die zwei Kanäle weiter liegenden Signale um -4 dB dämpft. Das SVD-Filter 28 dämpft alle außerhalb des Durchlaßbandes liegenden Signale um wenigstens - 53 dB. Gleichzeitig bewirkt der Mischer 20 eine Verstärkung des gewünschten Signals um 4 dB. Das Filter 28 bewirkt nur eine Dämpfung der Signale des ausgewählten Kanals um 3,5 dB.

Die Einzelheiten der verschiedenen Schaltungsblöcke von Fig.1 werden nun im Zusammenhang mit den Figuren 5 bis

809884/0867

beschrieben. Fig.5 zeigt ein Schaltbild des Bandfilters 12. Das Bandfilter 12 besteht grundsätzlich aus zwei LC-Serienresonanzkreisen 91 und 92 und einem LC-Parallelresonanzkreis 93. Das Filter 13 ist ebenso aufgebaut.

Eine Hauptfunktion der HF-Filter 12 und 13 besteht darin, ein Band mit Frequenzkanälen durchzulassen und gleichzeitig Spiegelfrequenzen in einem solchen Ausmaß zurückzuweisen, daß wahrnahmbare Bildstörungen eliminiert werden. Da bei diesem System eine Zwischenfrequenz von 330 MHz angewendet wird, liegen alle Spiegelfrequenzen um 660 MHz über der Frequenz des gewünschten Kanals. Die Spiegelfrequenzen der Signale des unteren VHF-Bereichs werden daher von dem dreipoligen Bandfilter von Fig.5 um mehr als 80 dB gedämpft. Im System von Fig.1 treten gerade noch wahrnehmbare Bildstörungen dann auf, wenn die Spiegelfrequenzsignale um weniger als 36 dB unter dem Pegel des Nutzsignals am Filterausgang liegen. Somit ergibt beispielsweise das Filter von Fig.5 eine angemessene Spiegelfrequenzunterdrückung, wenn der gewünschte Bildsignalpegel bei - 55 dBm und der Spiegelfrequenzpegel bei - 11 dBm liegen. Die Spiegelfrequenzen für das untere VHF-Spektrum und das obere VHF-Spektrum liegen innerhalb des UHF-Spektrums, und der Pegel des UHF-Signals am Eingang der VHF-Antenne kann normalerweise mit einem Pegel unter - 11 dBm erwartet werden.

Die Figuren 5b und 5c zeigen Schaltbilder eines Hochpaßfilters bzw. eines Tiefpaßfilters für die Verwendung im UHF-HF-Abschnitt von Fig.1. Alle UHF-Spiegelfrequenzen liegen außerhalb des Fernsehbandes. Die erste Spiegelfrequenz liegt ungefähr bei 1130 MHz, und die letzte Spiegelfrequenz liegt etwa bi 15^5 MHz. Diese Frequenzen sind der Flugnavigation zugewiesen, wobei das Navigations-

809884/0867

system TACAN die höchste Ausgangsleistung hat. Das TACAN-System hat Jedoch eine Ausgangsleistung von nur 5 kW mit einem Tastverhältnis von 1,8 χ 10 zu Das TACAN-Signal liegt daher um 50 dB unter dem Signal, das von einem 1 MW-Fernsehsender abgestrahlt wird. Die Filter von Fig.5b und 5c ergeben daher eine angemessene Spiegelsignalunterdrückung für das UHF-Band.

Fig.6 zeigt ein genaues Schaltbild des Schdters von Ein Abschnitt besteht aus einer Diode 101, die die Leitungen 14 und 18 verbindet, sowie aus einem RLC-VorSpannungsglied 102 mit einem Steuereingang 103. An die Leitung 103 wird ein Gleichspannungs-Steuersignal SELLOVHF angelegt, das in ausgewählter Weise die Diode 101 einschaltet oder abschaltet, damit die an der Leitung 14 anliegenden Signale des unteren VHF-Bereichs ausgewählt oder nicht ausgewählt werden. Ein weiterer Abschnitt, der ebenso wie der soeben beschriebene Abschnitt aufgebaut ist, verbindet die Leitung mit der Leitung 16; er dient dazu, die Kanäle im oberen VHF-Bereich auszuwählen oder nicht auszuwählen.

Das Schaltbild des HF-Verstärkers 17 ist in Fig.7 dargestellt, und Fig.8 zeigt das Schaltbild des Mischers 20. Der Verstärker 17 enthält einen MES-Feldeffekttransistor 111 mit zwei Gate-Elektroden, an dessen Source-Elektrode ein Vorspannungswiderstand und ein Kopplungskondensator 112 und an dessen Drain-Elektrode ein LC-Bandfilter 113 angeschlossen sind. Der Verstärkungsfaktor des Feldeffektransistors wird mit Hilfe eines Verstärkungsregelsignals AVRHF um die in Fig.4a angegebenen Werte verändert. Das Verstärkungsregelsignal AVRHF wird an eine Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 111 über einen Spannungs-

809884/0867

teiler 114 angelegt. Der Mischer 20 enthält einen MES-Feldeffekttransistor 121 mit einer Gate-Elektrode, an dessen Source-Elektrode ein Vorspannungswiderstand und ein Kopplungskondensator 122 und an dessen Drain-Elektrode eine LC-Bandfleerschaltung 123 angeschlossen sind. Die Bandfilterschaltung 123 hat eine Mittenfrequenz von 330 MHz. Die Mischsignale vom spannungsgesteuerten VHF-Oszillator werden der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors über ein RC-Glied 124 zugeführt.

Es sei betont, daß die eine Schottky-Sperrschicht aufweisende Gate-Stiuktur der MES-Feldeffekttransistoren des Verstärkers 17 und des Mischers 20 beträchtliche Verbesserungen der Eigenschaften gegenüber bekannten Schaltungen ergeben. MOS-Feldeffekttransistoren des Verarmungstyps mit schmaler Gate-Elektrode arbeiten zwar bei hohen Frequenzen, doch haben sie nur in einem sehr schmalen Bereich derGate-Vorspannung eine an eine quadratische Kurve angenäherte Kennlinie« Da eine Abweichung von einem Betrieb auf einer quadratischen Kennlinie zu Kreuzmodulations- und Gittermodulationsverzerrungen führt, sind solche Bauelemente auf einen schmalen Dynamikbereich beschränkt. Im Vergleich dazu haben die MES-Feldeffekttransistoren 111, 112 nahezu ideale quadratische Kennlinien über den gesamten in Fig.4a angegebenen Arbeitsbereich. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren weisen ebenfalls eine gute quadratische Kennlinie auf, doch ist ihr Verhalten bei hohen Frequenzen infolge vonn Störkapazitäten und von Schwierigkeiten bei der Herstellung, die ihre ausnutzbaren geometrischen Ausgestaltungen begrenzen, stark beeinträchtigt.

809884/0867

In Fig.9a ist eine Photographie eines vollständigen MES-Feldeffekttransistors dargestellt, der für Verwendung als Mischer 20 geeignet ist. Der MES-Feldeffekttranisstor von Fig.9a weist eine geschlossene Gate-Elektrode auf. Die Länge der Gate-Elektrode 131 beträgt etwa 2 mm (80 mils).Das Gate -Metall hat eine Breite von etwa 7,5yum (0,3 mils), während die Schottkysperrschicht-Gate-Elektrode, die mit dem Gate-Metall in Kontakt steht, eine Breite von etwa 3,75 pm hat (0,15 mils)»Die Source-Elektrode besteht aus fünf Fingern 132 bis 136, die die Länge 0,82 mm (32,7 mils), 102,5/m(4,1 mils), 102,5 pm (4,1 mils), 192,5yum (7,7 mils) bzw. 302,5yum (12,1 mils) haben. Die Breite dieser Finger beträgt etwa 7,5 Aim (0,3 mils). Die Drain-Elektrode besteht aus den Fingern 13?bis 140.

In Fig.9b ist ein stark vergrößerterSchnitt längs der Linie A-A von Flg.9a dargestellt. Der MES-Feldeffekttransistor ist auf einem Siliziumsubatrat 140 mit P-Leitung aufgebaut. Der spezifische Widerstand des Substrats 140 beträgt etwa 50 Ohm·cm. Jede derSource-Elektroden 132 bis 136 steht mit einer N⁺-dotierten Zone 142 bis 146 in Verbindung. Der spezifisch· Widerstand dieser dotiertenZonen beträgt etwa 0,005 0hm »ca. Die dotierten Zonen ragen etwa um 7,5 /im über ihre entsprechenden Elektroden hinaus, und sie liegen von den im Abstand angebrachten Gate-Elektroden in einem Abstand von etwa 3,75 ^Jm. In der gleichen Weise sind die Metallelektroden 137 bis 140, die dl· Drain-Slektroden bilden, mit darunterliegenden N⁺-dotierten Zonen bis 150 verbunden. Der spezifische Widerstand und die Geometrie der dotierten Drain-Eonen sind ebenso wie bei den dotierten Source-Zonen.

809884/0867

Pig.9c zeigt einen stark vergrößerten Schnitt durch ein Source-Drain-Elektrodenpaar in einem MES-Feldeffekttransistor mit zwei Gate-Elektroden für die Verwendung im Verstärker 17. Das gesamte Bauelement ist ebenso aufgebaut wie das in Fig.9a dargestellte Bauelement, wobei jedoch eine Abänderung darin besteht, daß zwischen die Source- und Drain-Elektroden zwei Gate-Elektroden eingefügt sind. In Fig.9c entsprechen die Source-Elektrode 132a und die Drain-Elektrode 137a den entsprechenden Elektroden 132 und 137 vnn Fig.9a. Die Qate-Elektroden 131a und 131b nehmen den Platz der Elektrode 131 von Fig.9a ein.

In Fig.9d sind die Strom-Spannungs-Kennlinien des Bauelements von Fig.9a dargestellt, während Fig.9e den Gegenwirkleitwert dieses Bauelements in Abhängigkeit von der Gate-Spannung zeigt. Bei einem Bauelement mit idealer quadratischer Kennlinie ist der Drain-Strom dem Quadrat der Gate-Spannung proportional. Da der Gegenwirkleitwert gleich der partiellen Ableitung des Drain-Stroms nach der Gate-Spannung ist, ist er der Gate-Spannung bei einem ideal quadratischen Betrieb direkt proportional. Fig.9e zeigt eine solche lineare Beziehung zwischen dem Gegentfirkleitwert und der Gate-Spannung für den MES-Feldeffekttransistor von Fig.9a.

Fig.10 zeigt das Schaltbild des Schalters 25. Der Schalter 25 ist ebenso wie der zuvor im Zusammenhang mit Fig.6 beschriebene Schalter 15 aufgebaut. Die Signale an den Leitungen 24 und 26 werden mit Hilfe von VHF-Wählsignalen (SELVHF) und von UHF-Wfchlsignalen (SELUHF), bei denen es sich um Gleichspannungssteuersignale handelt, an die Ausgangsleitung 27 gekoppelt.

809884/0867

An Hand der Figuren 11a bis 11h werden nun Einzelheiten des SWD-Filters 28 veranschaulicht. Das Filter 28 besteht aus einem Oberflächenwellenbauelement 160 mit einer LC-Eingangsschaltung 170 und einer LC-Ausgangsschaltung zur Impedanzanpassung und Phasenverschiebung der dem Bauelement 160 zugeführten und von diesem Bauelement abgegebenen Signale. Die Leitungen 172 bis 174 und 192 bis 194 verbinden die Schaltungen 170 und 190 mit dem Oberflächenwellenbauelement 160, wie in Fig.11a dargestellt ist.

Das Oberflächenwellenbauelement 16O hat den in Fig.11b angegebenen Frequenzgang. Das Bauelement 160 dämpft Signale, die um 1,5 MHz über dem Bildträger des gewünschten Kanals liegen, um wenigstens 65 dB. Bei dieser Frequenz liegt der Tonträger des dem gewünschten Kanal benachbarten Kanals. Es ist wichtig, diesen Tonträger stark zu dämpfen, da er vom Synchrondemodulator 42 in die Videosignale des ausgewählten Kanals umgesetzt wird. Das bedeutet,-daß der Tonträger bei 46,5 MHz vom Synchrondemodulator 42 auf 1,5 MHz umgesetzt wird. Im Empfänger von Fig.1 treten gerade noch wahrnahmbare Bildstörungen auf, wenn der bei 46,5 MHz liegende Tonträger vom SWD-Filter 28 mit einer Amplitude durchgelassen wird, die innerhalb von 36 dB des bei 45 MHz liegenden Bildträgers liegt. Das SWD-Filter 28, dessen Nachbarkanalunterdrückung größer als 65 dB ist, ermöglicht dem Empfänger von Fig.1 einen guten Bildempfang, auch wenn die Signale am Filtereingang im Nachbarkanal wesentlich größer als die Signale im gewünschten Kanal sind. Wenn beispielsweise der Signalpegel des gewünschten Kanals -55 dBm am Eingang des Filters 28 beträgt, dann kann der Pegel des Tonträgers

809884/0867

mit der Frequenz von 46,5 MHz am Eingang des Filters bis zu -26 dBm betragen, und der Empfänger von Fig.1 erfüllt die Anforderungen des Abstandes von -36 dB zwischen den innerhalb des Bandes und außerhalb des Bandes liegenden Signalen am Ausgang des Filters 28, Im Vergleich dazu weisen bekannte Fernsehempfänger wahrnehmbare Bildstörungen auf, wenn der Pegel des Tonträgers des Nachbarkanals -40 dBm beträgt.

DLe Figuren 11c und 11d zeigen den räumlich geometrischen Aufbau einer Ausführungsform des Oberflächenwelleribauelements 160. Das Bauelement 16O enthält ein piezoelektrisches Substrat 161, das in einer bevorzugten Ausführungsform aus Quarz besteht. Quarz hat die gewünschte Eigenschaft, daß die Geschwindigkeit der durch den Quarz übertragenen Oberflächenwellen praktisch temperaturunabhängig ist. Die Abhängigkeit der Geschwindigkeit von der Temperatur ist äußerst wichtig, da die Geschwindigkeit die Mittenfrequenz des Filters beeinflußt, wie anschliessend beschrieben wird.

Auf dem Substrat 161 sind drei elektrisch unabhängige Leiter 162 bis 164 angebracht. Jeder Leiter weist entsprechende Fingerelektroden 162a bis 164a auf, die auf dem Substrat 161 kammartig angeordnet sind. Die Fingerelektroden 162a bis 164a liegen in gleichen Abständen voneinander. Der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Fingern am gleichen Leiter ist gleich einer Wellenlänge der Mittenfrequenz des Filters. Die Geschwindigkeit einer Oberflächenwelle im Quarz beträgt etwa 3300 m/s, und die Mittenfrequenz des Bauelements beträgt etwa 330 MHz. Der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Fingern 162a beträgt daher beispielsweise etwa

809884/0867

10x10"⁶m.

Die Leiter 162 bis 164 sind über die Leitungen 172 bis 174 mit der Eingangsschaltung 170 von Fig.11a verbunden. Die Eingangsschaltung 170 erzeugt an den Elektroden 162 bis 164 Spannungen, die um 120° phasenverschoben gegeneinander sind. Die Phasenbeziehung erzeugt auf dem Substrat 161 eine in einer Richtung laufende Oberflächenwelle . Das bedeutet, daß sich Wellen in der Vorwärtsrichtung -aufbauend addieren, während sich Wellen in der Gegenrichtung zerstörend addieren. Als Folge davon hat das Bauelement 160 für Signale im Durchlaßbereich eine niedrige Einfügungsdämpfung. Die Dämpfung durch das Filterbauelement I60 beträgt nicht mehr als 3,5 dB. In der US-PS 3 686 518 sind weitere Einzelheiten des Aufbaue eines solchen Oberflächenwellenfilters 160 angegeben.

Fig.11d zeigt eine Möglichkeit zur Formung der Impulsantwort des Oberflächenwellenfilters. Dieses Verfahren ist als das Verfahren mit Elektrodenfingerentfernung bekannt. Bei diesem Verfahren werden von ausgewählten Abschnitten des Substrats 161 Gruppen von Elektrodenfingern entfernt. Die Amplitude der Impulsantwort wird in diesen Bereichen, aus.denen die Elektrodenfinger entfernt worden sind unter den Wert verringert, der sich ohne Entfernung der Elektrodenfinger ergeben würde. Mit Hilfe dieses Verfahrens kann daher die relative Amplitude der Impulsantwort längs des Substrats 161 gesteuert werden. Die gewünschte Impulsantwort wird dadurch erhalten, daß die inverse Fourier-Transformierte des Frequenzgangs von Fig.11b genommen wird; die Elektrodenfinger 162a bis 164a werden dann entsprechend der gewünschten Impulsantwort selektiv entfernt. Weitere Einzelheiten dieses

809884/0867

Verfahrens sind in der US-PS 3 946 342 beschrieben.

Die Figuren 11e bis 11h veranschaulichen ein Verfahren, mit dessen Hilfe die Werte der Spulen 175 bis 177 und des Kondensators 178 in der Eingangsschaltung 170 bestimmt werden können. Wie bereits beschrieben wurde, ist eine der Aufgaben der Eingangsschaltung 170 die Erzeugung von Spannungen an den Leitungen 172 bis 174, die um 120° phasenverschoben gegeneinander sind. Fig.11e zeigt, daß diese Phasenverschiebung um 120° durch eine Schaltung 180, die zwischen der Spannung an der Leitung 172 und der Spannung an der Leitung 173 eine Phasenverschiebung von 60° erzeugt, in Kombination mit dem Anlegen der Leitung 74 an Masse erzielt werden kann. Dies wird an Hand des Phasendiagramms von Fig.11f weiter veranschaulicht.

ELne Schaltung zur Erzeugung der Phasenverschiebung von 60° ist in Fig.11g dargestellt. Diese Schaltung besteht aus einer RLC-Schaltung in Form eines π-Glieds mit einem Kondensator 181, einer Spule 182, einem Kondensator 183 und einem Widerstand 184. Bei Fig.11g sind zwei Gleichungen angegeben, die sich auf den Winkel der Phasennachellung zwischen den Spannungen an den Leitungen 172 und 173 ausgedrückt durch die Bauelemente 181 bis 184 beziehen. Im vorliegenden Fall beträgt dieser Winkel 60°, und der Widerstand 184 ist der Widerstand zwischen den Elektroden 162 und 163 nach einer Teilung durch 2. Unter Verwendung der bei Fig.11g angegebenen Gleichungen können also die Werte für I X, I und | X«( berechnet werden.

Die Impedanz 183 wird praktisch dadurch verwirklicht, dAß die Spule 175 an die Leitungen 173 und 174 angeschlossen wird; die Impedanz 182 wird praktisch dadurch verwirklicht, daß

809884/0867

Sir

die Spule 176 an die Leitungen 172 und 173 angeschlossen wird, wie Fig.11h zeigt. Die Parallelschaltung der Spule 175 und der Kapazität zwischen den Leitungen 173 und 174 auf Grund der Elektroden des Oberflächenwellenbauelements ist so gewählt, daß sie gleich der Impedanz 183 ist. In der gleichen Weise ist die Parallelschaltung der Spule 176 und der Kapazität zwischen den Leitungen 172 und 173 auf Grund der Elektroden des oberflächenwellenbauelements so gewählt, daß sie gleich der Impedanz 182 ist. Die Induktivität der Spule 175 kann typischerweise 30 nH betragen, während die Induktivität der Spule 182 typischerweise 35 nH betragen kann.

Die Spule 177 wird dann zwischen die Leitungen 172 und 174 eingefügt und der Kondensator 178 wird zwischen die Leitungen 172 und 29 eingefügt, so daß die Impedanz zwischen den Leitungen 172 und 174 angepaßt wird. Die Induktivität der Spule 177 beträgt typischerweise etwa 25 nH, und die Kapazität des Kondensators 174 beträgt 10 pF.

Die Erläuterung der Figuren 11a bis 11h bezog sich hauptsächlich auf die Struktur der Eingangsschaltung 170 und des Eingangswandlers des Oberflächenwellenbauelements 160. Es ist Jedoch zu erkennen, daß das Oberflächenwellenbauelement 16O auf dem Substrat 161 auch einen Auegangswandler aufweist, der ebenso wie der Eingangswandler aufgebaut ist. Auch die Ausgangsschaltung 190 von Fig.11a ist ebenso wie die Eingangsschaltung 170 aufgebaut.

In den Figuren 12a und 12b ist das Schaltbild des HF-Verstärkers 29 dargestellt. Dieser HF-Verstärker 29 besteht aus den Stufen 200 und 201. Die Stufe 200 enthält einen bipolaren Transistor 202 als verstärkendes Bauelement,

809884/0867

Sb

während die Stufe 201 als Verstärkungselement mehrere gleichspannungsgekoppelte bipolare Transistoren in einer integrierten Schaltung 203 enthält.Die Schaltung 203 ist in Fig.12a als einzelnes Schaltelement dargestellt; Fig.12b zeigt ihre Einzelheiten.

Der Verstärker 29 verstärkt die Signale an seiner Eingangsleitung um maximal 30 dB. Ein kleiner Teil dieser Verstärkung wird durch die Stufe 200 erzielt, die eine relativ gute Rauschzahl hat; der Rest der Verstärkung wird mit Hilfe der Stufe 201 bewirkt. Das Verstärkungsregelsignal AVRZF ist über Vorspannungsschaltungen 216 und 217 an die Stufen 200 und 201 angelegt, wie Fig.12a zeigt. Die Größe dieses Verstärkungsregelsignals ÄVRZF ändert sich so, daß der Ausgangspegel des Verstärkers 29 auf etwa -26,5 dBm gehalten wird. Die Änderung der Verstärkung des Verstärkers 29 in Abhängigkeit von der Eingangssignalstärke wurde zuvor in Fig.4 angegeben.

Der Ausgang des Verstärkers 29 ist mit dem Mischer 32 verbunden, dessen Schaltbild in Fig.13 dargestellt ist. Das in diesem Mischer verwendete Misch-Schaltelement ist ein bipolarer Transistor 220. Der Emitter 221 dieses Transistors 220 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 29 verbunden. Die Basis 223 des Transistors 220 ist mit dem Oberflächenwellenoszillator 35 verbunden. Der Oszillator 35 erzeugt an der Basis 223 des Transistors 220 Mischsignale mit der Frequenz 285 MHz. Als Folge davon werden am Kollektor 225 des Transistors 220 Summen- und Differenzfrequenzen erzeugt.Am Kollektor 225 ist ein LC-Schwingkreis 226 angeschlossen, dessen Resonanzfrequenz bei etwa 45 MHz liegt. Das Ausgangssignal des Schwingkreises 226 wird über «inert angezapften Transformator 227 an die Leitung 37 gekoppelt, an der die Signale S^(f) erzeugt werden.

809884/0867

S¥

In Fig.14a Ist das Schaltbild des Oszillators 35 dargestellt; Fig.14b zeigt ein schematisches Diagramm eines Resonators 36 für akustische Oberflächenwellen. Der Oszillator 35 enthält als verstärkendes Bauelement einen bipolaren Transistor 231. Die Basis 232 dieses Transistors 231 liegt an Masse, sein Emitter ist über eine Leitung 233 mit dem Eingang des Resonators 36 verbunden, und sein Kollektor ist über einen Kondensator mit dem Ausgang des Resonators 36 verbunden. Eine LC-Schaltung 236 führt dem Kollektor des Transistors eine Versorgungsgleichspannung V_DD zu; außerdem gibt diese LC-Schaltung an der Leitung 34 ein Ausgangssignal ab.

Der Oberflächenwellenresonator 36 hat eine relativ hohe Resonanzfrequenz von 285 MHz. Ee hat daher relativ kleine Abmessungen. Die Bauelementgröße nimmt ab, wenn die Resonanzfrequenz größer wird. Typischerweise hat der Oberflächenwellenresonator von Fig.14b nur eine ' Länge von etwa 2,5 mm. Der Oberflächenwellenresonator hat auch eine gute Langzeit-Frequenzstabilität. Dies ist deshalb der Fall, weil er einen großen Gütefaktor Q aufweist. Tj*pischerweise ist der Gütefaktor Q größer als 15000. Der Gütefkator Q ist das Verhältnis der im Bauelement pro Zyklus gespeicherten Energie zu der im Bauelement pro Zyklus verbrauchten Energie.

Der Oberflächenwellenresonator 36 enthält ein piezoelektrisches Substrat 240, das in der bevorzugten Ausführungsform aus Quarz besteht. An den beiden Enden des Substrats 240 sind reflektierende Gitterstrukturen

809884/0867

und 242 angebracht. Diese Gitterstrukturen bilden in der Oberfläche des Substrats 240 Diskontinuitäten, die Oberflächenwellen reflektieren. Die Gitterstrukturen 241 und 242 können beispielsweise aus Nuten oder aus abwechselnden Gold- oder Kupferstreifen bestehen. Die Streifen liegen in einem Abstand voneinander, der gleich einer halben Wellenlänge der Resonanzfrequenz ist. Typischerweise enthält jede der Gitterstrukturen 241 und 242 Iregesamt 250 bis 400 Streifen. Der Gütefaktor Q des Resonators nimmt mit der Anzahl der Streifen zu. Wie oben bereits angegeben wurde, ist die Geschwindigkeit der Oberflächenwellen im Quarz relativ unempfindlich für Temperaturänderungen. Die Resonanzfrequenz des Resonators 36 weist daher eine niedrige Temperaturdrift auf. Typischerweise ändert sich die Resonanzfrequenz in einem Temperaturbereich von 0 bis 70⁰C um weniger als 20 kHz.

Auf dem Substrat 240 sind im Raum zwischen den Gitterstrukturen 241 und 242 ein Eingangswandler 243 und ein Ausgangswandler 244 angebracht. An den Eingangswandler ist die Leitung 233 angeschlossen und an den Ausgangswandler 244 ist die Leitung 235 angeschlossen. Die Wandler 243 und 244 bestehen aus mehreren ineinander verschachtelten Fingern, die bei den Spitzen der im Resonanzfall vorliegenden stehenden Welle angeordnet sind, die auf Grund der reflektierenden Gitterstrukturen 241 und 242 entsteht.,,

Typischerweise liegen auf jedem Wandler sechzig Finger. Weitere Einzelheiten des Oberflächenwellenresonators 36 sind in der US-PS 3 886 504 beschrieben.

809884/0867

In Fig.15 ist das Schaltbild des Verstärkers 38 dargestellt. Der Verstärker 38 besteht im Prinzip aus einer Schaltung 250, wie sie zuvor in Fig.12b genau dargestellt worden ist. Die Schaltungspunkte A bis G der Schaltung 250, die in Fig.15 dargestellt sind, entsprechen den Schaltungspunkten A bis. G von Fig.12b. Die Signale aus dem Mischer 32 gelangen über einen Kondensator 251 zum Eingang der Schaltung 250. Die Verstärkung der Schaltung 250 wird automatisch mit Hilfe eines Verstärkungsregelsignals AVRZF eingestellt. Das Verstärkungsregelsignal AVRZF wird dem Schaltungspunkt C über eine RLC-Schaltung 252 zugeführt. Der Ausgang der Schaltung 250 ist über einen LC-Schwingkreis 253 mit der Leitung 40 gekoppelt.

In den Figuren 16 bis 19 sind genaue Schaltbilder der übrigen Schaltungsabschnitte des Empfängers von Fig.1 dargestellt. Diese Schaltungen machen von herkömmlichen Bauelementen Gebrauch; sie sind für den Fachmann im allgemeinen ohne nähere Erklärungen verständlich. Der Synchrondemodulator 42 ist in Fig.16 dargestellt. Dieser Synchrondemodulator 42 besteht im wesentlichen aus einer im Handel erhältlichen integrierten Schaltung des Type MC1596. Die integrierte Schaltung MC1596 ist auf den Seiten 8-404 bis 8-414 des Katalogs "Linear Integrated Circuits" der "Motorola's Semiconductor Data Library? Band 8, Ausgabe 1975, beschrieben. Schaltungseinzelheiten sind auf Seite 8-411 in Fig.23 dieses Katalogs angegeben. Die integrierte Schaltung MC1596 erhält an ihren Eingängen und Ausgängen über RLC-Schaltungen bis 269 geeignete Vorspannungen wie in Flg.16 angegeben

809884/0867

--56 -

ist_o Die für diese integrierte Schaltung erforderlichen Vorspannungen sind ebenfalls in dem genannten Katalog beschrieben·

Der Oszillator 45 ist in Fig.17 dargestellt. Dieser Oszillator 45 enthält als verstärkendes Bauelement einen MES-Feldeffekttransistor 270, und er enthält frequenzbestimmende LC-Rtickkopplungsschaltungen 271 und 272. Der Oszillator gibt zwei getrennte Ausgangssignale ab. Das eine Ausgangssignal wird an der Leitung 47 erzeugt, und das andere Ausgangssignal wird an der Leitung 44 erzeugt. Die Leitungen 44 und 47 sind mittels eines RIC-Phasenschieberglieds 273 voneinander getrennt, das zwischen den zwei Signalen eine Phasendifferenz von etwa 90° erzeugt. Das Phasenschieberglied 273 stellt sicher, daß der Bildträger an der Leitung 40 mit dem Oszillatorsignal an der Leitung in Phase ist. Die Phasendetektorschaltung 43, die in Fig.18 dargestellt ist, erzeugt die Phasendetektorsignale PD1 und PD2, die eine Verriegelung der Phase des Oszillatorsignals an der Leitung 47 mit einer Verschiebung um 90 gegenüber dem Bildträger an der Leitung 40 bewirken. Das Phasenschieberglied i
verschiebung wieder ein.

Das Phasenschieberglied 273 führt diese 90° Phasen-

Im Phasendetektor 43 von Fig.18 wird ebenfalls von der integrierten Schaltung des Typs MC1596 Gebrauch gemacht, die auch bereits im Synchrondemodulator 42 angewendet wurde. Zur Erzielung der Phasendetektorfunktion ist die integrierte Schaltung MC1596 mit Vorspannungsschaltungen 281 bis 287 beschaltet. An Ausgängen der integrierten Schaltung MC1596 sind nach Fig.18 der Sägezahngenerator

809884/0867

und das Schleifenfilter 49 angeschlossen. Diese Schaltungsanordnung erzeugt an Leitungen 51 die Phasendetektorsignale PD1 und PD2.

In Fig.19 ist das Schaltbild des spannungsgesteuerten VHF-Oszillators 22 dargestellt. Der Oszillator 22 benutzt die Phasendetektorsignale PD1 und PD2 zusammen mit einem dritten Signal pd3 dazu, an der Leitung 23 Überlagerungsoszillatorsignale mit auswählbarer Frequenz zu erzeugen. Das Signal PD3 ist ein Analogsignal mit mehreren Werten, das einen groben Spannungswert eines speziellen, für jeden auszuwählenden Kanal bestimmten Spannungswerts bilde . Das Signal PD3 wird vom Steuerorgan 52 in Abhängigkeit von einer von Hand durchgeführten Betätigung der Kanalwählschalter 56 erzeugt, wie oben im Zusammenhang mit Fig.1 erläutert wurde. Die Signale PD1 bis PD3 werden über eine Kapazitätsdiode 290 dem Summierglied 50 zugeführt. Die Kapazitätsdiode 290 bildet zusammen mit Kondensatoren 291 und einem Mikrostrip-Bauelement 292 die frequenzbestimmende Schaltung des frequenzgesteuerten VHF-Oszillators 22. Die Signalverstärkung im Oszillator 22 wird mit Hilfe eines bipolaren Transistors 293 bewirkt. Der Transistor 293 wird in auswählbarer Weise mittels eines Steuersignals ENVHF zur VHF-Freigabe eingeschaltet oder abgeschaltet. Das Signal ENVHF gelangt über einen Widerstand 294 an die Basis des Transistors 293 und über eine Spule 295 an den Kollektor dieses Transistors 293. Es wird in auswählbarer Weise abhängig von der Stellung der Kanalwählschalter 56 eingeschaltet.

Ein vollständiger Fernsehempfänger, der den Kanalwähler von Fig.1 enthält, ist in Fig.20 in Form eines Blockschaltlbildes dargestellt. Der Kanalwähler ist mit

809884/0867

-52-

Eingangsleitungen 11 und 61 versehen, an denen er die VHF-bzw. UHF-Fernsehsignale empfängt, wie oben beschrieben wurde. Ferner weist der Kanalwähler eine Eingangsleitung 53 auf, an der er analoge Grobabstimmspannungen zur Anzeige des ausgewählten Kanals empfängt. Der HF-Abschnitt des Kanalwählers verschiebt die Frequenz des ausgewählten Kanals auf etwa 330 MHz, während der ZF-Abschnitt des Kanalwählers den Kanal bei 330 MHz ausfiltert und den ausgefilterten Kanal dann in das Grundband verschiebt.

Die Leitung 46 bildet den Tonausgang des Kanalwählers. Wie bereits beschrieben wurde, wird der Tonträger des ausgewählten Kanals an der Leitung 46 bei der Frequenz 4,5 MHz erzeugt. Die Leitung 46 ist mit dem Eingang eines Tondemodulators 301 verbunden. Der Tondemodulator 301 erzeugt an einer Leitung 302 Signale mit einer Amplitude, die der Frequenz der frequenzmodulierten Signale an der Leitung 46 proportional ist. Diese Frequenzdemodulation kann mit verschiedenen Schaltungen durchgeführt werden, die in der Technik bekannt sind. Die demodulierten Signale an der Leitung 302 werden dem Eingang eines Lautsprechers 303 zugeführt, in dem sie elektromechanisch in hörbare Töne umgesetzt werden.

Die Leitung 72 bildet den Kanalwählerausgang für das Bildaustastsynchron-Signal. Das bedeutet, daß die Signale an der Leitung 72 Bildsynchronisierungsinformationen und Videoinformationen des ausgewählten Kanals enthalten. Die Leitung 72 ist mit dem Eingang einer Videosignalverarbeitungseinheit 304 verbunden. Die Videosignalverarbeitungseinheit 304 trennt die Bildsignale von den Bildsynchronisierungssignalen. Die Bildsignale werden an einer

809884/0867

QO

Leitung 305 erzeugt, die mit dem Eingang des Elektronenstrahl-Erzeugungssystems einer Bildröhre 306 verbunden ist. Die Bildsynchronisierungssignale werden an einer Leitung 307 erzeugt, die mit dem Eingang einer Ansteuerschaltung 308 verbunden ist. Die Ansteuerschaltung erzeugt Horizontal- und Vertikal-Synchronisierungssignale an einer Leitung 309, die mit der Elektronenstrahl-Ablenkschaltung 310 der Bildröhre 306 verbunden ist. Ferner erzeugt die Treiberschaltung 308 Horizontalsynchronisierungssignale an einer Leitung 311, die mit einem Eingang des Hochspannungsgenerators 312 der Bildröhre verbunden ist. Die Treiberschaltung erzeugt ferner Synchronisierungssignale an der Leitung 370, die mit der AVR-Schaltung 74 des Kanalwählers verbunden ist.

Die Baueinheiten 301 bis 312 des Fernsehempfängers Sind in vielen Druckschriften bereits genau beschrieben worden. Beispielsweise sei hier auf das Buch "Fundamentals of Display Sys-tem Design" von Sol Sherr verwiesen, das bei Wiley-Interscience 1970 erschienen ist. Eine auf den Seiten 445 bis 469 dieses Buchs angegebene Bibliographie enthält ebenfalls zahlreiche Literaturhinweise.

■4,

InFig.21 ist eine zweite Ausführungsform eines gemäß der Erfindung aufgebauten Kanalwählers in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Ein wesentlicher Teil dieser zweiten Ausführungsform gleicht im Aufbau dem Kanalwähler in der Ausführungsform von Fig.1. Die gleichen Abschnitte sind mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.

809884/0867

Ein Unterschied des Aufbaus der zweiten Ausführungsform besteht darin, daß nur ein VHF-Filter vorhanden ist. Das bedeutet, daß die an der VHF-Antenne 10 auftretenden Signale einem Überlagerungsoszillatormischer über ein festes Filter 321 zugeführt werden, das alle Frequenzen des VHF-Bandes durchläßt^ Ein zweiter Unterschied besteht darin, daß die Ausführungsform von Fig.21 keinen HF-Verstärker enthält. Als Folge davon weist das System verbesserte Intermodulations- und Kreuzmodulationsverzerrungen auf, doch ist seine Rauschzahl größer. Ein weiterer Unterschied besteht darin, daß die Ausführungsform von Fig.21 nur einen HF-MESFET-Mischer enthält. Ein 2- X -1-Schalter 322 enthält einen ersten Eingang, der die VHF-Signale an einer Leitung 323 empfängt, sowie einen zweiten Eingang, der die UHF-Signale an einer Leitung 324 empfängt. Der Ausgang des Schalters 322 ist über eine Leitung 325 mit dem MESFET-Mischer 320 verbunden.

Die Ausführungsform von Fig.21 enthält auch eine andere Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Grobwählspannungen für die Kanalwahl an den Leitungen 53. Wie aus Fig.21 hervorgeht, besteht das Steuerorgan 52 aus einer Phasenverriegelungsechleife. Diese Phasenregelschleife empfängt aus einer BezugsSignalschaltung 331 Bezugs-

■4»

signale mit fester Frequenz; gleichzeitig empfängt sie vom spannungegesteuerten überlagerungsoszillator Rückkopplungssignale. Die Rückkopplungssignale aus dem Oszillator werden über einen veränderlichen Zähler 332 übertragen. Der Zähler 332 bewirkt eine Frequenzteilung durch eine Zahl,die über digitale Signale an den Leitungen 333 auswählbar ist. Die Signale an den Leitungen werden mit Hilfe einer digitalen Schaltung 334 in Abhängigkeit

809884/0867

— Ol —

von digitalen Signalen erzeugt, die diese digitale Schaltung von den Kanalwählschaltern 56 empfängt. Ein Phasendetektor 335 vergleicht die Ausgangssignale des Zählers 332 mit den Bezugssignalen, und er erzeugt Phasendetektorsignale für den spannungsgesteuerten Überlagerungsoszillator. Auf diese Weise wird eine relativ hohe Überlagerungsoszillatorfrequenz erzeugt, wenn die Eingangesignale des Zählers 332 so gewählt sind, daß der Zähler durch eine relativ große Zahl teilt und umgekehrt.

Es sind nun-verschiedene Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden. Im Rahmen der Erfindung können jedoch ohne weiteres Abwandlungen und Änderungen der angegebenen Einzelheiten vorgenommen werden. Beispielsweise ist die Zwischenfrequenz des Mischerausgangssignals nicht auf den Wert 330 MHz beschränkt. Auch andere Zwischenfrequenzen im Bereich von 300 bis 400 MHz können angewendet werden. Beispielsweise ist es auch möglich, für den MESFET-HF-Verstärker einen HF-Verstärker mit bipolaren Schaltungselementen zu verwenden . Dies ist deshalb möglich, weil der Mischer einen wesentlich größeren Anteil an Kreuzmodulations- und Intermodulationsverzerrungen in den Empfänger einführt als der lineare HF-Verstärker· Die Verwendung eines MESFET-Mischers ergibt einen Empfänger, bei dem die Verzerrungen dritter Ordnung stark verbessert sind, auch wenn der HF-Verstärker bipolare Schaltungselemente enthält.Ferner ist es auch möglich, den zur Erzeugung der 285 MHz-Mischsignale verwendeten Oberflächenwellenresonator mit nur einem Wandler im Gegensatz zu einer Doppelwandlerausführung aufzubauen. Bei einem

809884/0867

Resonator mit einem Wandler ist die Leitung 233 mit einer Elektrodengruppe des Wandlers verbunden, während die Leitung 235 mit der anderen Elektrodengruppe verbunden ist. Der einzelne Wandler ist ebenso aufgebaut wie der Wandler 243. Der Kanalwähler nach Fig.1 oder nach Fig.21 kann ohne weiteres auch für eine Anwendung in anderen Systemen als in Fernsehempfängern angepaßt werden. Der Kanalwähler findet überall dort Anwendung, wo ein Frequenzkanal aus mehreren sich nicht überlappenden Frequenzkanälen ausgewählt werden soll. Die in den Kanälen enthaltenen Informationen müssen keine Fernsehsignale sein,,

809884/0867

Claims

Patentanwälte T 3110 3 Dipl.-lng.
G. Leiser Dipl.-lng.
E. Prinz Dipl.-Chem.
Dr. G. Hauser Ernsbergerstrasse 19 8 München 60 .Juli 1978 Unser Zeichen:

TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED 13500 North Central Expressway Dallas, Texas 75222, V.St.A.

Patentansprüche

1. Anordnung zum Ausfiltern eines auswählbaren Frequenzkanals aus mehreren, sich nicht überlappenden Frequenzkanälen, mit einem Mischer, der Eingänge aufweist, die gleichzeitig die Frequenzkanäle und Mischsignale mit auswählbarer Frequenz zur Verschiebung der Frequenz des auswählbaren Kanals zu einer vorbestimmten Mittenfrequenz empfangen, und einer Filtervorrichtung, die einen mit dem Mischer verbundenen Eingang aufweist und nur den Kanal mit der vorbestimmten Mittenfrequenz durchläßt, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer ein MESFET-Mischer (Mischer mit Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor)- ist und daß die Filtervorrichtung ein Filter für akustische Ober- -_.- flächenwellen ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer aus MES-Feldeffekttransistoren auf einem Siliziumsubstrat besteht.

- χ

Schw/Ba

809884/0867

ORIGINAL INSPECTED

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer aus einem einzigen MES-Feldeffekttransistor besteht, der eine für den Empfang der Mischsignale angeschlossene Gate-Elektrode, eine für den Empfang der mehreren Frequenzkanäle angeschlossene Source-Elektrode und eine mit dem Eingang des Oberflächenwellenfilters verbundene Drain-Elektrode aufweist.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer ein Mischer mit niedrigem Verstärkungsfaktor ist.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer die Frequenz des auswählbaren Kanals in einen Bereich zwischen 300 und 400 MHz verschiebt.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter auf einem Substrat gebildet ist,das wärmeunempfindliche piezoelektrische Oberflächenwellen im Temperaturbereich von 0° bis 70⁰C überträgt.

7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter auf einem Quarzsubstrat gebildet ist.

8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein mit drei Taktphasen ararbeitendes, verlustarmes, in einer Richtung wirksames Filter ist.

809884/0867

9. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter eine durch Entfernen fingerartiger Elektroden festgelegte Impulsantwort aufweist.

10. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

das Oberflächenwellenfilter im Durchlaßband eine Einfügungsdämpfung ^ 3,5 dB und im Sperrbereich bei 1,5 MHz über und unter dem Durchlaßbereich eine Einfügungsdämpfung von ^ 65 dB hat.

11. ilernsehempfanger mit einer Antenne zum Empfangen von Fernsehsignalen aus mehreren Fernsehkanälen, einem Kanalwähler mit ersten Eingängen, die für den Empfang der Fernsehsignale an die Antenne angeschlossen sind, sowie mit einem zweiten Eingang für den Empfang von Kanalwählsignalen, die die aus den mehreren Kanälen ausgewählten Kanäle anzeigen, einer mit dem zweiten Eingang verbundenen Steuervorrichtung, die an diesem Eingang in Abhängigkeit von der Eingabe durch eine Bedienungsperson die Kanalwählsignale erzeugt, wobei der Kanalwähler einen ersten Ausgang zur Abgabe modulierter Tonfrequenzsignale des gewählten Kanals und einen zweiten Ausgang zur Abgabe der Bildaustastsynchron-ägnale im Grundband des ausgewählten Kanals aufweist, einem an den ersten Ausgang angeschlossenen Tonfr equenzdemodulator zum Demodulieren der Tonfrequenzsignale, einer Lautsprechervorrichtung, die an den Tonfrequenzdemodulator angeschlossen ist und die demodulierten Tonfrequenzsignale in hörbare Töne umsetzt, einer Videoverarbeitungseinrichtung, die an den zweiten Ausgang angeschlossen ist und die Bildaustastsynchron-Signale in Bildsignale und in Bildsynchronisierungssignale trennt und einer Wieder-

8Q9884/0867

gabevorriahtung, die an die Videoverarbeitungseinrichtung angeschlossen ist und die Bildsignale und die BiIdsynchronisierungssignale in Fernsehbilder umsetzt, dadurch gekennzeichnet, daß der Kanalwähler einen MESFET-Mischer (Mischer mit Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor) enthält, der Eingänge aufweist, die gleichzeitig die mehreren Kanäle und Mischsignale mit auswählbarer Frequenz empfangen, damit die Frequenz des ausgewählten Kanals zu einer vorbestimmten Mittenfrequenz verschoben wird, und daß der Kanalwähler ein Oberflächenwellenfilter für akustische OberflächenwelLen enthält, das einen mit dem Mischer verbundenen Eingang aufweist und nur den Kanal mit der vorbestimmten Mittenfrequenz durchläßt.

12. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer aus MES-Feldeffekttransistoren auf einem Siliziumsubstrat besteht.

13. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer aus einem einzigen MES-Feldeffekttransistor besteht, der eine für den Empfang der Mischsignale angeschlossene Gate-Elektrode, eine für den Empfang der mehreren FrequenzkanäL e angeschlossene Source-Elektrode und eine mit dem Eingang des Oberflächenwellenfilter verbundene Drain-Elektrode aufweist.

t4. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer ein Mischer mit niedrigem Verstärkungsfaktor ist.

15. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET- .Mischer die Frequenz des auswählbaren Kanals in einem Bereich zwischen 300 und 400 MHz verschiebt.

809884/0867

16. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzelehnt, daß das Oberflächenwellenfilter auf einem Substrat gebildet ist, das wärmeunempfindliche piezoelektrische Oberflächenwellen im Temperaturbereich von O⁰ bis 70°cüberträgt.

17. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter auf einem Quarzsubstrat gebildet ist.

18. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein mit drei Taktphasen arbeitendes, verlustarmes, in einer Richtung wirksames Filter ist.

19. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter eine durch Entfernen fingex»- artiger Elektroden festgelegte Impulsantwort aufweist.

20. Fernsehempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter im Durchlaßband eine Einfügungsdämpfung 43f5 dB und im Sperrbereich bei 1,5 MHz über und unter dem Durchlaßbereich eine Einfügungsdämpfung von

> 65 dB hat. .

21. Unabgestimmter Kanalwähler in einem Fernsehempfänger, gekennzeichnet durch einen Antennenanschluß zum Empfang abgestrahlter elektromagnetischer Signale, die mehrere Fernsehkanäle enthalten, ein unabgestimmtes Filter mit einem an dem Antennenanschluß angeschlossenen Eingang zum Ausfiltern eines festen Fernsehkanalspektrums aus den empfangenen Signalen und einen ersten Mischer mit Eingängen, die gleichzeitig das feste Fernsehkanalspektrum und Mischsignale mit einer auswählbaren Frequenz empfangen, damit

809884/0867

auswählbare Kanäle aus dem Spektrum auf eine hohe Zwischenfrequenz verschoben werden, die beträchtlich größer als 45 MHz ist.

22. Kanalwähler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß eine aus dem zweifachen Wert der hohen Zwischenfrequenz
zuzüglich der niedrigsten Frequenz des Spektrums gebildete Größe außerhalb des Durchlaßbandes des Filters liegt.

23. Kanalwähler nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, daß die hohe Zwischenfrequenz zwischen 300 MHz und 400 MHz
liegt.

24. Kanalwähler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Spektrum etwa den Bereich von 55 bis 87 MHz
umfaßt.

25. Kanalwähler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Spektrum etwa den Bereich von 175 bis 215 MHz
umfaßt?

26. Kanalwähler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Spektrum etwa den Bereich von 470 bis 890 MHz
umfaßt.

27. Kanalwähler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß

der Mischer zur Erzielung der hohen Zwischenfrequenz ein MES-FEfc-Mischer (Mischer mit Metall-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor )ist.

28. Kanalwähler nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß der MESFET-Mischer ein Silizium-MESFET-Mischer ist.

809884/0867

29ν Kanalwähler nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch ein Oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen mit einem am Ausgang des ersten Mischers angeschlossenen Eingang zum Ausfiltern des auswählbaren Kanals bei der hohenZwischenfrequenz.

30. Kanalwähler nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß dasoberflächenwellenfilter ein piezoelektrisches Substratmaterial enthält, dessen Kopplungskoeffizient beträchtlich niedriger als der Kopplungskoeffizient von Lithiumniobat ist.

31. Kanalwähler nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein Quarzsubstrat enthält.

32. Kanalwähler nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein relativ kleines piezoelektrisches Substrat enthält, auf dem mehrere Elektroden in einem Abstand voneinander angebracht sind, der der hohen Zwischenfrequenz umgekehrt proportional ist.

33. Kanalwähler nach Anspruch 29, gekennzeichnet durch einen zweiten Mischer mit Eingängen, die gleichzeitig den gefilterten Kanal mit der hohen Zwischenfrequenz und ein zweites Mischsignal mit einer vorbestimmten festen Frequenz empfangen, damit die Frequenz des ausgefilterten Kanals mit der hohen Zwischenfrequenz zu einer wesentlich niedrigeren zweiten Zwischenfrequenz verschoben wird.

34. Fernsehempfänger mit einer Antenne zum Empfangen von Fernsehsignalen aus mehreren Fernsehkanälen,einem Kanalwähler mit ersten Eingängen, die für den Empfang der Fernsehsignale an die Antenne angeschlossen sind, sowie mit einem zweiten Eingang für den Empfang von Kanalwählsignalen, die die aus den mehreren Kanälen ausgewählten Kanäle anzeigen,

8 09884/0867

einer mit dem zweiten Eingang verbundenen Steuervorrichtung, die an diesem Eingang in Abhängigkeit von der Eingabe durch eine Bedienungsperson die Kanalwählsignale erzeugt, wobei der Kanalwähler einen ersten Ausgang zuar Abgabe modulierter Tonfrequenzsignale des gewählten Kanals und einen zweiten Ausgang zur Abgabe der Bildaustastsynchron-Signale im Grundband des ausgewählten Kanals aufweist, einem an den ersten Ausgang angeschlossenen Tonfrequenzdemodulator. zum Demodulieren der Tonfrequenzsignale, einer Lautsprechervorrichtung, die an den Tonfrequenzdemodulator angeschlossen ist und die demodulierten Tonfrequenzsignale in hörbare Töne umsetzt, einer Videoverarbeitungseinrichtung, die an den zweiten Ausgang angeschlossen ist und die Bildaustastsynchron-Signale in Bildsignale und in Bildsynchronisierungssignale trennt und einer Wiedergabevorrichtung, die an die Videoverarbeitungseinrichtung angeschlossen ist und die Bildsignale und die Bildsynchrodsierungssignale in Fernsehbilder umsetzt, dadurch gekennzeichnet, daß der Kanalwähler eine unabgestimmte Filtervorrichtung enthält, die einen mit der Antenne verbundenen Eingang enthält, und aus den empfangenen Signalen ein festes Fernsehkanalspektrum ausfiltert, und daß der Kanalwähler einen ersten Mischer enthält, der Eingänge aufweist, die gleichzeitig das feste Fernsehsignalspektrum und Mischsignale mit einer auswählbaren Frequenz empfangen, damit die Frequenz der auswählbaren Kanäle, des Spektrums zu einer hohen Zwischenfrequenz verschoben werden, die wesentlich größer als 45 MHz ist.

35. Fernsehempfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß eine aus dem zweifachen Wert der hohen Zwischenfrequenz ■ zuzüglich der niedrigsten Frequenz des Spektrums gebildete Größe außerhalb des Durchlaßbandes des Filters liegt«,

809884/0867

36. Fernsehempfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die hohe Zwischenfrequenz zwischen 300 und 400 MHz liegt.

37. Fernsehempfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Spektrum, etwa den Bereich von 55 bis 87 MHz umfaßt.

38. Fernsehempfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Spektrum etwa den Bereich von 175 bis 215 MHz umfaßt.

39. Fernsehempfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Spektrum etwa den Bereich von 470 bis 890 MHz umfaßt.

40. Fernsehempfänger nach Anspruch 34_f dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer zur Erzielung der hohen Zwischenfrequenz ein MESFET -Mischer (Mischer mit Metall-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor) ist.

41. Fernsehempfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, das der MESFET-Mischer ein Silizium-MESFET-Mischer ist.

42. Fernsehempfänger nach Anspruch 34, gekennzeichnet durch ·.. ein Oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen mit einem am Ausgang des ersten Mischers angeschlossenen Eingang zum Ausfiltern des auswählbaren Kanals bei der hohen Zwischenfrequenz.

809884/0867

43. Fernsehempfänger nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein piezoelektrisches Substratmaterial enthält, dessen Kopplungskoeffizient beträchtlich niedriger als der Kopplungskoeffizient von Lithiumniobat ist.

44. Fernsehempfänger nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein Quarzsubstrat enthält.

45. Fernsehempfänger nach Anspruch -42, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein relativ kleines piezoelektrisches Substrat enthält, auf dem mehrere Elektroden in einem Abstand voneinander angebracht sind, der der hohen Zwischenfrequenz umgekehrt proportional ist.

46. Fernsehempfänger nach Anspruch 42, gekennzeichnet durch einen zweiten Mischer mit Eingängen, die gleichzeitig den gefilterten Kanal mit der hohen Zwischenfrequenz und ein zweites Mischsignal mit einer vorbestimmten festen Frequenz empfangen, damit die Frequenz des ausgefilterten Kanals mit der hohen Zwischenfrequenz zu einer wesentlich niedrigeren zweiten Zwischenfrequenz verschoben wird.

47. Kanalwähler, gekennzeichnet durch einen Xntennenanschluß für den Empfang abgestrahlter elektromagnetischer Signale, die mehrere Fernsehkanäle enthalten, ein Spektrumfilter, mit einem mit dem Antennenanschluß verbundenen Eingang zum Ausfiltern eines Kanalspektrums aus mehreren, einen Mischer mit an dem Spektrumfilter angeschlossenen Eingängen zum Verschieben der Frequenz ausgewählter Kanäle des Spektrums zu einer vorbestimmten Zwischenfrequenz und ein Kanalwählfilter mit einem an den Mischer angeschlossenen Eingang zum Ausfiltern des Kanals bei der vorbestimmten Zwischen-

809884/0867

frequenz, wobei der Kanalwähler eine Gesamtverstärkung von dem Antennenanschluß über das Kanalwählfilter hat, die nicht größer als die zur Erzielung einer gewünschten Rauschzahl notwendige Verstärkung ist.

48ο Kanalwähler nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß die Gesamtverstärkung kleiner als 10 dB ist.

49*. Kanalwähler nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer ein Mischer mit niedriger Verstärkung ist, dessen Kreuzmodulationsverzerrung und Intermodulationsverzerrung bei EingangsSignalen mit 0 dBm weniger als 1% betragen.

5Oo Kanalwähler nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer ein MESFET-Mischer mit niedrigem Verstärkungsfaktor ist.

51. Kanalwähler nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß

das Kanälwählfilter ein Oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen ist.

52. Kanalwähler nach Anspruch 51» dadurch gekennzeichnet, daß das Oberflächenwellenfilter ein verlustarmes, mit drei Taktphasen arbeitendes, in einer Richtung wirksames Filter ist.

53. Kanalwähler nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Zwischenfrequenz im Bereich zwischen 300 und 400 MHz liegt.

54. Kanalwähler nach Anspruch 53, dadurch gekennzeichnet, daß das Spektrumfilter ein abgestimmtes festes Bandpaßfilter

^ist* 809884/0867

55. Kanalwähler nach Anspruch 47, gekennzeichnet durch einen zweiten Mischer mit einem an dem Kanalwählfilter angeschlossenen Eingang zur Verschiebung der Frequenz des Kanals mit der vorbestimmten Zwischenfrequenz zu einer zweiten Zwischenfrequenz und eine Verstärkervorrichtung mit einem an den zweiten Mischer angeschlossenen Eingang zum Verstärken der Signale mit der zweiten Zwischenfrequenz weit über die Gesamtverstärkung.

56. Kanalwähler nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Zwischenfrequenz wesentlich größer als die zweite Zwischenfrequenz ist und daß die zweiteZwischenfrequenz etwa 45 MHz beträgt.

57. Fernsehempfänger mit einer Antenne zum Empfangen von Fernsehsignalen aus mehreren Fernsehkanälen, einem Kanalwähler mit ersten Eingängen, die für den Empfang der Fernsehsignale an die Antenne angeschlossen sind, sowie mit einem zweiten Eingang für den Empfang von Kanalwählsignalen, die die aus den mehreren Kanälen ausgewählten Kanäle anzeigen, einer mit dem zweiten Eingang verbundenen Steuervorrichtung, die an diesem

Eingang in Abhängigkeit von der Eingabe durch eine Bedienungsperson die Kanalwählsignale erzeugt, wobei der Kanalwähler einen ersten Ausgang zur Abgabe modulierter Tonfrequenzsignale des gewählten Kanals und einen zweiten Ausgang zur Abgabe der Bildaustastsynchron-Signale im Grundband des ausgewählten Kanals aufweist, einem an den ersten Ausgang angeschlossenen Tontfrequenzdemodulator zum Demodulieren der Tonfrequenzsignale, einer Lautsprechervorrichtung, die an den Tonf re quenzdemodula tor angeschlossen ist und die

809884/0867

demodulierten Tonf re,quenzsignale in hörbare Töne umsetzt, einer Videoverarbeitungseinrichtung, die an den zweiten Ausgang angeschlossen ist und die Bildaustastsynchron-Signale in Bildsignale und in Bildsynchronisierungssignale trennt und einer Wiedergabevorrichtung, die an die Videoverarbeitungseinrichtung angeschlossen ist und die Bildsignale und die Bildsynchronisierungssignale in Fernsehbilder umsetzt, dadurch gekennzeichnet, daß der Kanalwähler ein Spektrumfilter mit einem an die'Antenne angeschlossenen Eingang zum Ausfiltern eines Kanalspektrums aus mehreren enthält, daß in dem Kanalwähler ein Mischer enthalten ist, der an das Spektrumfilter angeschlossene Eingänge aufweist und die Frequenz ausgewählter Kanäle des Spektrums zu einer vorbestimmten Zwischenfrequenz verschiebt, und daß der Kanalwähler ein Kanalwählfilter mit einem an den Mischer angeschlossenen Eingang zum Ausfiltern des Kanals mit der vorbestimmten Zwischenfrequenz enthält, wobei die Gesamtverstärkung des Kanalwählers von der Antenne über das Kanalwählfilter nicht größer ist als die Verstärkung, die zur Erzielung einer gewünschten Rauschzahl erforderlich ist.

58. Fernsehempfänger nach Anspruch 57, dadurch gekennzeichnet, daß die GesamtverStärkung kleiner als 10 dB Ü.

•s,

59. Fernsehempfänger nach Anspruch 57, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer ein Mischer mit niedriger Verstärkung ist, dessen Kreuzmodulationsverzerrung und Intermodulationsverzerrung bei Eingangssignalen mit 0 dBm weniger als 1% betragen.

809884/08 6 7

Atf

60. Fernsehempfänger nach Anspruch 57» dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer ein MESFET-Mischer mit niedrigem Verstärkungsfaktor ist.

61. Fernsehempfänger nach Anspruch 57, dadurch gekennzeichnet, daß das Kanalwählfilter ein Oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen ist.

62. Fernsehempfänger nach Anspruch 61, dadurch gekennzeichnet, das Oberflächenwellenfilter ein verlustarmes, mit drei Taktphasen arbeitendes, in einer Richtung wirksames Filter ist.

63. Fernsehempfänger nach Anspruch 57> dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Zwischenfrequenz im Bereich zwischen 300 und 400 MHz liegt.

64. Fernsehempfänger nach Anspruch 63, dadurch gekennzeichnet, daß das Spektrumfilter ein abgestimmtes festes Band-paßfilter ist.

65. Fernsehempfänger nach Anspruch 57, gekennzeichnetdurch einen zweiten Mischer mit einem an dem Kanalwählfilter angeschlossenen Eingang zur Verschiebung der Frequenz des Kanals mit der vorbestimmten Zwischenfrequenz zu einer zweiten Zwischenfrequenz und eine Verstärkervorrichtung mit einem an den zweiten Mischer angeschlossenen Eingang zum Verstärken der Signale mit der zweiten Zwischenfrequenz weit über die Gesamtverstärkung.

66. Fernsehempfänger nach Anspruch 65, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Zwischenfrequenz wesent-

809884/0867

größer als die zweite Zwischenfrequenz ist und daß die zweite Zwischenfrequenz etwa 45 MHz beträgt.

809884/0867