DE2829538A1 - CHANNEL FILTER ARRANGEMENT AND EQUIPPED CHANNEL SELECTOR FOR A TELEVISION RECEIVER - Google Patents
CHANNEL FILTER ARRANGEMENT AND EQUIPPED CHANNEL SELECTOR FOR A TELEVISION RECEIVERInfo
- Publication number
- DE2829538A1 DE2829538A1 DE19782829538 DE2829538A DE2829538A1 DE 2829538 A1 DE2829538 A1 DE 2829538A1 DE 19782829538 DE19782829538 DE 19782829538 DE 2829538 A DE2829538 A DE 2829538A DE 2829538 A1 DE2829538 A1 DE 2829538A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- channel
- signals
- frequency
- mixer
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 claims description 58
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 49
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 32
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 28
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 20
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 13
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 13
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 13
- 239000010453 quartz Substances 0.000 claims description 13
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 13
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 12
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 10
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims description 10
- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims description 10
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 10
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 9
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 9
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 9
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 5
- 239000000463 material Substances 0.000 claims description 5
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 claims description 5
- 239000010703 silicon Substances 0.000 claims description 5
- GQYHUHYESMUTHG-UHFFFAOYSA-N lithium niobate Chemical compound [Li+].[O-][Nb](=O)=O GQYHUHYESMUTHG-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 39
- 238000000034 method Methods 0.000 description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 5
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 4
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 4
- 101100536250 Homo sapiens TMEM120A gene Proteins 0.000 description 3
- 102100028548 Ion channel TACAN Human genes 0.000 description 3
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 3
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 3
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 3
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000010894 electron beam technology Methods 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 150000002500 ions Chemical class 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- ORQBXQOJMQIAOY-UHFFFAOYSA-N nobelium Chemical compound [No] ORQBXQOJMQIAOY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000010587 phase diagram Methods 0.000 description 1
- 230000036316 preload Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/08—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/326—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator the resonator being an acoustic wave device, e.g. SAW or BAW device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
- H03H9/6403—Programmable filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0254—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being transfered to a D/A converter
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/362—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
- H03H9/14502—Surface acoustic wave [SAW] transducers for a particular purpose
- H03H9/14508—Polyphase SAW transducers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
PatentanwältePatent attorneys
E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. LeiserE. Prince - Dr. G. Hauser - G. Leiser
8 München 608 Munich 60
TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED 13500 North Central Expressway Dallas, Texas 75222, V.St.A.TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED 13500 North Central Expressway Dallas, Texas 75222, V.St.A.
Kanalfilteranordnung und damit ausgestatteter Kanalwähler für einen FernsehempfängerChannel filter arrangement and channel selector equipped therewith for a television receiver
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine elektronische Anordnung zum Empfangen mehrerer abgestrahlter elektromagnetischer Signale, zum Ausfiltern eines auswählbaren Frequenzkanals aus den empfangenen Signalen und zum Demodulieren der Signale des ausgewählten gefilterten Kanals. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Fernsehempfänger.The invention relates generally to an electronic arrangement for receiving a plurality of emitted electromagnetic signals, for filtering a selectable frequency channel from the received signals and for demodulating the signals of the selected filtered channel. In particular, the invention relates on a television receiver.
Bekannte Fernsehempfänger enthalten einen Hochfrequenzabschnitt (HF-Abschnitt) und einen Zwischenfrequenzabschnitt (ZF-Abschnitt). Der HF-Abschnitt enthält HF-Filter, die so abgestimmt sind, daß sie eine grobe Auefilterung eines Bandes aus Kanälen ermöglichen, dessen Mitte bei einem von Hand ausgewählten Kanal liegt.Known television receivers contain a radio frequency section (RF section) and an intermediate frequency section (IF section). The HF section Contains RF filters that are tuned to allow coarse filtering of a band of channels, the center of which lies at a manually selected channel.
809884/0867809884/0867
Das Ausgangssignal des HF-Filters wird dem Eingang eines HF-fVerstärkers zugeführt. Typischerweise beträgt die Gesamtverstärkung im HF-Abschnitt wenigstens 20 bis 30 dB. Diese Verstärkung vergrößert die Amplitude der Signale innerhalb des ausgewählten Kanals, und sie macht die Rauschzahl des Systems von nachfolgenden Elementen im Empfänger im wesentlichen unabhängig. Das Ausgangssignal des HF-Verstärkers wird einem Eingang eines Mischers zugeführt, der an einem zweiten Eingang Mischsignale mit einer auswählbaren Frequenz empfängt. Die auswählbare Frequenz wird so erzeugt, daß die Frequenz des ausgewählten Kanals auf etwa 45 MHz verschoben wird. Das Ausgangssignal des Mischers wird einem Kanalwählfilter zugeführt, das für Frequenzen außerhalb des ausgewählten Kanals eine relativ hohe Impedanz und für Signale innerhalb des ausgewählten Kanals eine relativ niedrige Impedanz aufweist. Die Signale am Ausgang des Kanalwählfilters bestehen daher in erster Linie aus Frequenzen innerhalb des ausgewählten Kanals.The output signal of the RF filter is fed to the input of a RF amplifier supplied. Typically the total gain is in the HF section at least 20 to 30 dB. This amplification increases the amplitude of the signals within the selected channel, and it renders the system noise figure of subsequent elements in the Receiver essentially independent. The output signal of the RF amplifier is fed to an input of a mixer, which receives mixed signals with a selectable frequency at a second input. The selectable Frequency is generated so that the frequency of the selected Channel is shifted to about 45 MHz. The output of the mixer is fed to a channel selection filter which has a relatively high impedance for frequencies outside the selected channel and a relatively high impedance for signals inside of the selected channel has a relatively low impedance. The signals at the output of the channel selection filter exist therefore primarily from frequencies within the selected channel.
Jeder Fernsehkanal enthält Toninformationen, Bildinformationen und Bildsynchronisierungsinformationen. Das Ausgangssignal des Kanalwählfilters wird einem Tonfrequenzdemodulator zugeführt, der die Toninformationen im ausgewählten Kanal abtrennt; das Ausgangssignal, des Tonfrequenzdemodulaiors wird einem Lautsprecher zugeführt, der hörbare Töne erzeugt. Das Ausgangssignal des Kanalwählfilters wird auch einer Videoverarbeitungseinrichtung zugeführt, die die Bild- und Bildsynchronisierungsinformationen aus dem ausgewählten Kanal herauslöst; das Ausgangssignal der Videoverarbeitungseinheit wird einer Bildröhre zugeführt, die Bild- und Bildsynchronisierungsinformationen in Bilder umwandelt.Each television channel contains sound information, picture information and image synchronization information. The output of the channel selection filter is sent to an audio frequency demodulator which separates the audio information in the selected channel; the output signal of the audio frequency demodulator is fed to a loudspeaker which produces audible tones. The output signal of the channel selection filter becomes also fed to a video processing device, which receives the image and image synchronization information from the detaches selected channel; the output signal of the video processing unit is fed to a picture tube, converts the image and image synchronization information into images.
8 0 9 8 8 4/08678 0 9 8 8 4/0867
Wie obeli beschrieben wurde, besteht eine Grundfunktion aller Fernsehempfänger darin, die Frequenz des ausgewählten Kanals mit Hilfe einer Mischvorrichtung von einer HF-Frequenz zu einer vorbestimmten ZF-Frequenz zu verschieben. Dieser Mischvorgang ist bisher mit Hilfe verschiedener nichtlinearer Bauelemente durchgeführt worden. Diese Bauelemente können Vakuumröhren, Dioden, MOS-Feldeffekttransistoren oder bipolare Transistoren sein. Die bisher verwendeten Mischer erzeugen jedoch auch Ausgangssignalkomponenten', die der dritten Potenz oder höherer ungerader Potenzen ihrer Eingangseignale proportional sind. In einem Fernsehempfänger können diese Signalkomponenten ungeradzahliger Potenzen Störeignale im gewünschten Kanal erzeugen. Beispielsweise werden solche Störsignale erzeugt, wenn in Kanälen Signale vorhanden sind, die in einem Abstand von einem und von zwei Kanälen vom ausgewählten Kanal auf einer Seite dieses ausgewählten Kanals liegen. Diese Erscheinung ist als Intermodulationsverzerrung bekannt. Die Komponenten der dritten Potenz oder höherer ungerader Potenzen erzeugen im gewünschten Kanal auch dann Störsignale, wenn in einem der nichtgewünschten Kanäle ein Träger mit Amplitudenmo dulation vorhanden ist. Diese Erscheinung ist als Kreuzmodulationsverzerrung bekannt. Die Frequenzen, die in einem gewünschten Kanal als Folge von Inte !modulations-Verzerrungen oder von Kreuzmodulatinnsverzerrungen erzeugt werden, können von den in diesem Kanal liegenden Informationssignalen nicht getrennt werden. Wenn die Störfrequenzen zunehmen, treten erkennbare Bild· und Tonverzerrungen auf.As obeli has been described, a basic function of all television receivers is the frequency of the selected Channel to move with the help of a mixer from an RF frequency to a predetermined IF frequency. This mixing process has hitherto been carried out with the aid of various non-linear components. These components can be vacuum tubes, diodes, MOS field effect transistors or be bipolar transistors. However, the mixers used up to now also generate output signal components', proportional to the third power or higher odd powers of their input signals are. In a television receiver, these signal components of odd-numbered powers can interfere with signals create the desired channel. For example, such interference signals are generated when signals are in channels are present at a distance of one and two channels from the selected channel on one side of this selected channel. This phenomenon is known as intermodulation distortion. The components the third power or higher odd powers generate interference signals in the desired channel even if in one of the undesired channels, a carrier with amplitude modulation is present. This phenomenon is called cross modulation distortion known. The frequencies that occur in a desired channel as a result of inter! Modulation distortion or from cross modulation distortion, can be caused by the information signals in this channel not be separated. When the interfering frequencies increase, noticeable picture and sound distortion occurs on.
Ein Hauptvorteil des hier beschriebenen Fernsehempfängers besteht darin, daß seine Kreuzmodulations- und Intermodula-A major advantage of the television receiver described here is that its cross-modulation and intermodulation
809884/0867809884/0867
tionsverzerrungen stark reduziert sind. Dies wird zum größten Teil mittels eines besonderen HF-Mischers erzielt. Dieser Mischer enthält einen MES-Feldeffekttransistör (Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor), der eine nahezu vollkommen quadratische Strom-Spannungs-Kennlinie aufweist. Da der MESFET-Mischer eine nahezu vollkommen quadratische Kennlinie hat, führt er nur extrem geringe Verzerrungen in das System ein. Insbesondere verarbeitet der MESFET-Mischer einen Störsignalpegel mit mehr als +6 dBm an seinem Ausgang mit weniger als 1% Kreuzmodulations-Verzerrungsprodukten und -40 dB Intermodulationsverzerrungsprodukten. *distortions are greatly reduced. This becomes the for the most part achieved by means of a special HF mixer. This mixer contains an MES field effect transistor (Metal-semiconductor field-effect transistor), which has an almost completely square current-voltage characteristic. Since the MESFET mixer has an almost completely square characteristic, it only produces extremely low distortions into the system. In particular, the MESFET mixer processes an interference signal level greater than +6 dBm at its output with less than 1% cross modulation distortion products and -40 dB intermodulation distortion products. *
Die quadratische Strom-Spannungs-Kennlinie eines MES-Feldeffekttransistors und ihre Anwendung zur Herabsetzung ' der Intermodulations- und KreuzmodulationsM erzerrungen in einem Fernsehempfänger geht aus dem Stand der Technik nicht hervor. Bisher wurden MES-Feldeffektbauelemente in erster Linie zur Erzielung hoher Arbeitsgeschwindigkeiten verwendet. Beispielsweise wurden sie in digitalen Schaltanordnungen mit Schaltzeiten im Pico-Sekunden-Bereich eingesetzt. Dazu sei beispielsweise auf die Druckschrift von Cahen und anderen mit dem Titel "A Subnanosecond Switching Circuit" verwiesen, die auf der IEEE International Solid State Circuits Conference am 14.Febr. 1974 in Orsay, Frankreich verteilt wurde. Ferner sei auf den Artikel "X and KU Band Amplifiers with GaAs Schottky Barrier Field Effect Transistors von Weiner Baechtold im IEEE Journal of Solid State Circuits, Band Sc 8, Nr.1 vom Februar 1973 verwiesen. Das digitale Schalten mit hoher Geschwindigkeit ist in einer mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden Impulsamplitudenmodulationsanordnung mit einerThe quadratic current-voltage characteristic of an MES field effect transistor and their use to reduce intermodulation and cross-modulation distortions in a television receiver is not apparent from the prior art. So far, MES field effect components have been used primarily used to achieve high working speeds. For example, they were used in digital switchgear assemblies used with switching times in the picosecond range. For example, refer to the publication referenced by Cahen and others entitled "A Subnanosecond Switching Circuit", published on IEEE International Solid State Circuits Conference on Feb. 14 1974 in Orsay, France. Also see the article "X and KU Band Amplifiers with GaAs Schottky Barrier Field Effect Transistors by Weiner Baechtold in the IEEE Journal of Solid State Circuits, Volume Sc 8, No. Referenced February 1973. The high-speed digital switching is one of high-speed working pulse amplitude modulation arrangement with a
809884/0867809884/0867
schnellen linearen Verstärkung kombiniert, die in der Druckschrift "Performance of Dual Gate GaAs MESFETS as Gain Controlled Low Noise Amplifiers and High Speed Modulators" von Liechti in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MIT-23, Nr.6 vom Juni 1975 beschrieben ist. Alle diese Schaltungsanordnungen in den genannten Druckschriften benutzen die MES-Feldeffekttransistoren zur Erzielung hoher Arbeitsgeschwindigkeiten.rapid linear amplification, which is described in the publication "Performance of Dual Gate GaAs MESFETS as Gain Controlled Low Noise Amplifiers and High Speed Modulators "by Liechti in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Volume MIT-23, No. 6, June 1975. Use all of these circuit arrangements in the cited publications the MES field effect transistors to achieve high working speeds.
Der hier zu beschreibende Fernsehempfänger enthält auch eine besondere Kombination der Technologie von Oberflächenwellenbauelementen mit der Technologie von MESr-Feldeffektbauelementen im HF-ZF-Abschnitt. Ein MESFET-Mlscher ergibt eine Frequenzverschiebung, während die Kanalselektivität mittels eines einzigen verlustarmen Oberflächenwellen-Bandfilters für akustische Oberflächenwellen erzielt wird. Dieses Filter hat einen steilen übergang voffl Durchlaßband zum Sperrband. Beispielswelse werden Signale, die um 1,5 MHz über dem im Durchlaßband befindlichen Tonträger liegen, um mehr als 65 dB gedämpft. Andrerseits weist das Filter im Durchlaßband eine niedrige Einfügungsdämpfung auf. Die bevorzugte Ausftihrungsfonn ist ein in einer Richtung wirksames Filter, bei dem die Einfügungsdämpfung innerhalb des Durchlaßbandes kleiner als 3,5 dB ist.The television receiver to be described here also contains a special combination of the technology of Surface acoustic wave components with the technology of MESr field effect components in the HF-IF section. A MESFET mixer gives a frequency shift, while the channel selectivity by means of a single low-loss surface wave band filter for surface acoustic waves is achieved. This filter has a steep transition from the pass band to the stop band. Examples are signals that are around 1.5 MHz above the sound carrier located in the passband are attenuated by more than 65 dB. On the other hand, the filter points has a low insertion loss in the passband. The preferred embodiment is one in one Directional effective filter in which the insertion loss within the passband is less than Is 3.5 dB.
Das Oberflächenwellenfilter (nachfolgend als SWD-Filter bezeichnet) weist auch eine hohe Mittenfrequenz und ein Durchlaßband auf, das ein kleiner Prozentsatz der MittenThe surface acoustic wave filter (hereinafter referred to as SWD filter also has a high center frequency and a pass band that occupies a small percentage of the center
809884/0867809884/0867
frequenz ist. Das SWD-Filter kann daher ohne weiteres mit piezoelektrischem Material ausgeführt werden, das einen relativ niedrigen Kopplungskoeffizienten hat. Quarz hat diese Eigenschaft, so daß er als bevorzugtes Sübstratmaterial verwendet wird. Im Vergleich dazu wurden SWD-Filter in bekannten Fernsehempfängern nur bei einer wesentlich niedrigeren Zwischenfrequenz von 45 MHz benutzt. Ihr Durchlaßband ist daher ein relativ großer Prozentsatz ihrer Mittenfrequenz, so daß das Filterbauelement ein piezoelektrisches Material mit rölativ großem Kopplungskoeffizienten wie Lithiumniobat erforderte. Lithiumniobat hat jedoch piezoelektrische Eigenschaften, die im Bereich von 0° bis 70^ eine große Empfindlichkeit für Temperatur-Mnderungen zeigen. Aus diesem Grund werden Temperaturkompen sationsschaltungen benötigt. Im Vergleich dazu sind die piezoelektrischen Eigenschaften von Quarz relativ unempfind lich für Temperaturänderungen im Bereich von 0° bis 700C; Temperaturkompensationsschaltungen werden daher nicht benötigt.frequency is. The SWD filter can therefore easily be implemented with piezoelectric material which has a relatively low coupling coefficient. Quartz has this property that it is used as a preferred substrate material. In comparison, SWD filters were only used in known television receivers at a much lower intermediate frequency of 45 MHz. Its pass band is therefore a relatively large percentage of its center frequency, so that the filter component required a piezoelectric material with relatively large coupling coefficients such as lithium niobate. Lithium niobate, however, has piezoelectric properties which show great sensitivity to temperature changes in the range from 0 ° to 70 °. For this reason, temperature compensation circuits are required. In comparison, the piezoelectric properties of quartz relatively unempfind Lich for temperature changes in the range of 0 ° to 70 0 C; Temperature compensation circuits are therefore not required.
Bekannte Fernsehempfänger enthalten vor dem Mischer abgestimmte HF-Filter damit gewährleistet wird, daß die Bildfre quenzen · des ausgewählten Signals am Mischereingang ausreichend gedämpft werden, damit keine störenden Mischerausgangssignale erzeugt werden. Zur Erzielung dieses Ergebnisses umfaßt die Bandbreite der abgestimmten HF-Filter nur einige Kanäle, und die Mittenfrequenz ist so eingestellt, daß sie mit dem ausgewählten Kanal in einer Linie liegt. HF-Filter, die alle Kanäle des VHF-Bandes und des UHF-Bandes gleichzeitig durchlassen, können nicht verwendet werden, da Spiegelfrequenzeh den Empfang in demKnown television receivers contain tuned RF filters upstream of the mixer so that it is ensured that the image frequency sequences of the selected signal at the mixer input are sufficient attenuated so that no interfering mixer output signals are generated. To achieve this result The bandwidth of the matched RF filters is only a few channels, and the center frequency is like that set to be in line with the selected channel. RF filter covering all channels of the VHF band and pass the UHF band at the same time cannot be used, as image frequencies prevent reception in the
809884/0867809884/0867
ausgewählten Kanal zerstören würden.would destroy the selected channel.
Zur Verahschaullchung der obigen Ausführungen sei folgendes betrachtet: VHF-Fernsehekanäle liegen in den Bereichen von 55,25 MHz bis 71,75 MHz und von 177,25 MHzbis 215, 75 MHz, während UHF-Fernsehkanäle zwischen 471, 25 MHzund 889, 75 MHz liegen.Bs ist auch bekannt, daß die Spiegelfrequenzen eines ausgewählten Kanals um den zweifachen Wert der Zwischenfrequenz über der Frequenz des ausgewählten Kanals liegen. Der bei 87,75 MHz liegende Kanal 6 hat beispielsweise in einem herkömmlichen Fernsehempfänger eine . Spiegelfrequenz, die bei (87,75 + 90) MHz liegt. Dies ergibt die Frequenz 177,75 MHz, die innerhalb des Kanals 7 liegt. Der Bildträger des Kanals 14 liegt bei 471 MHz; seine Spiegelfrequenz hat daher den innerhalb des Kanals 29 liegenden 'Wert von 561 MHz. Bisher übliche Fernsehempfänger benötigen daher vor dem Mischer zum Ausfiltern der Spiegelfrequenzen einen HF-Tuner.In order to confuse the above, consider the following: VHF television channels are in the ranges of 55.25 MHz to 71.75 MHz and from 177.25 MHz to 215.75 MHz, while UHF television channels are between 471.25 MHz and 889.75 MHz. It is also known that the image frequencies of a selected channel are twice the value of the intermediate frequency above the frequency of the selected channel. Channel 6, located at 87.75 MHz, has one in a conventional television receiver, for example. Image frequency, which is at (87.75 + 90) MHz. This results in the frequency 177.75 MHz, which lies within channel 7. The image carrier of channel 14 is at 471 MHz; its image frequency therefore has that lying within the channel 29 'Value of 561 MHz. Television receivers that have been customary up to now therefore need to filter out the image frequencies upstream of the mixer an RF tuner.
Bisher wird die HF-Abstimmung mitHilfe von Kapazitätsioden-Filtern, mechanisch veränderlichen Kondensatoren und dergleichen durchgeführt. Diese Bauelemente sind Jedoch teuer und schwierig abzugleichen. Im Vergleich dazu enthält der hier zu beschreibende Fernsehempfänger keine Tuner im HF-Abschnitt. Eine bevorzugte Ausführungsform enthält ein festes Bandfilter, das das gesamte untere VHF-Band durchläßt, ein zweites Filter, das das gesamte obere VHF-Band durchläßt, sowie ein drittes Filter, das das gesamte UHF-Band durchläßt. Diese Festfilter können einfach aufgebaut werden, und Abgleichprobleme treten nicht mehr auf. Die Erfindung umfaßt auch einen Mischer, dessen Zwischenausgangsfrequenz im Bereich zwischen 300 MHzSo far, the HF tuning has been carried out with the help of capacitance period filters, mechanically variable capacitors and the like performed. However, these components are expensive and difficult to match. In comparison, the television receiver to be described here does not contain any Tuner in the HF section. A preferred embodiment contains a fixed band filter that passes the entire lower VHF band, a second filter that passes the entire upper VHF band passes, as well as a third filter that passes the entire UHF band. These solid filters can can be easily set up, and alignment problems no longer occur. The invention also includes a mixer, its intermediate output frequency in the range between 300 MHz
809884/0867809884/0867
und 400 MHz liegt. Als Folge davon liegen die Spiegelfrequenzen der ausgewählten Kanäle wenigstens 600 MHz über dem ausgewählten Kanal, wo sie in einfacher Weise von den festen HP-Bandfiltern unterdrückt werden können. Das Ausgangssignal des Mischers des hier zu beschreibenden Empfängers wird einem KanalwMhlfilter zugeführt, das von einem Oberflachenwellenbauelement gebildet ist. In bisher bekannten Fernsehempfängern wurden ebenfalls bereits Kanal .-wählfilter aus Oberflächenwellenbauelementen angewendet. Das hier zu beschreibende SWD-F'ilter ist Jedoch eine verbesserte Ausführung, da es auf einer relativ kleinen Substratfläche gebildet ist. Die von einem SWD-Filter benutzte Fläche ist seiner Mittenfrequenz proportional. Bei herkömmlichen Empfängern wird eine Zwischenfrequenz von 45 MHz angewendet, so daß die verwendeten SWD-Filter wesentlich ,mehr Platz benötigen.and 400 MHz. As a result, the image frequencies of the selected channels are at least 600 MHz above the selected channel where they are in a simple manner can be suppressed by the fixed HP band filters. The output of the mixer to be described here Receiver is fed to a channel filter, which is formed by a surface wave component. In so far well-known television receivers were also already channel selection filters applied from surface acoustic wave components. The SWD filter to be described here is, however, an improved one Execution because it is formed on a relatively small substrate area. The one used by an SWD filter Area is proportional to its center frequency. With conventional receivers an intermediate frequency of 45 MHz is used used so that the SWD filters used require considerably more space.
Ein weiteres Merkmal der hier beschriebenen Anordnung besteht darin, daß der ZF-Abschnitt zwei Mischer am Ausgang des SWD-Filters enthält, die die Frequenz des ausgewählten Kanals in das Grundband zurückverschieben. Der erste ZF-Mischer bewirkt eine Frequenzverschiebung des ausgewählten Kanals auf etwa 45 MHz. Der größte Teil der Verstärkung wird dann an den Signalen des ausgewählten Kanals durchgeführt. Der zweite ZF-Mischer wird dazu benutzt, die Signale synchron im ausgewählten Kanal zu demodulieren.-Dieser Aufbau gestattet die Erzielung der großen Vorteile des ZF-Systems ohne daß HF-Rückwirkungsprobleme auftreten.Another feature of the arrangement described here is that the IF section has two mixers on Contains output of the SWD filter, which shift the frequency of the selected channel back into the baseband. The first IF mixer effects a frequency shift of the selected channel to about 45 MHz. The biggest Part of the amplification is then carried out on the signals of the selected channel. The second IF mixer is used to demodulate the signals synchronously in the selected channel. This structure allows it to be achieved the great advantages of the IF system without RF feedback problems appear.
Wie bereits erwähnt wurde, erfolgt in bekannten Fernsehempfängern im HF-Abschnitt eine Verstärkung von wenigstensAs already mentioned, in known television receivers there is an amplification of at least in the HF section
809884/0867809884/0867
IMIN THE
bis 30 dB, damit eine niedrige Systemrauechzahl erzielt wird. Die Systemrauschzahl ergibt sich ausup to 30 dB, so that a low system noise figure is achieved will. The system noise figure results from
NF9-I NF9-I NF9-I NF1 + —=« + «—=* + α α μ NF 9 -I NF 9 -I NF 9 -I NF 1 + - = «+« - = * + α α μ
wobei NF1 und G^ die Rauschzahl bzw. die Verstärkung für den i-ten Funktionsblock des Systems sind. Die Einführung einer großen Verstärkung in den ersten Funktionsblöcken, (d.h. im HF-Abschnitt ) senkt die Systemrauschzahl, indem sie unabhängig von den Rauschzahlen der nachfolgenden Schaltung wird.where NF 1 and G ^ are the noise figure and the gain for the ith function block of the system, respectively. The introduction of a large gain in the first functional blocks (ie in the RF section) lowers the system noise figure by making it independent of the noise figures of the subsequent circuit.
Die erfindungsgemäße Anordnung hat einen besonderen Aufbau, der gleichzeitig eine niedrige Rauschzahl, kleine Intermodulationsverzerrungen und kleine Kreuzmodulationsverzerrungen ergibt. In der bevorzugten AufUhrungsform hat die erfindungsgemäße Anordnung im Kanalwählabschnitt eine maximale Verstärkung, die kleiner als 10 dB ist; es werden Schaltungselemente benutzt, die einzeln solche Rauschzahlen haben, daß sich eine niedrige Systemrauschzahl ergibt, wobei die niedrige Verstärkung den HF- und ZF-Schaltungselementen ermöglicht, innerhalb ihres dynamischen Bereichs zu arbeiten, ohne daß Signalkomponenten höherer ungerader Ordnung erzeugt werden. *■ The arrangement according to the invention has a special structure which at the same time results in a low noise figure, small intermodulation distortions and small cross modulation distortions. In the preferred embodiment, the arrangement according to the invention in the channel selection section has a maximum gain which is less than 10 dB; circuit elements are used which individually have such a noise figure that a low system noise figure results, the low gain allowing the RF and IF circuit elements to operate within their dynamic range without generating higher odd order signal components. * ■
Eine Besonderheit der erfindungsgemäßen Anordnung besteht auch darin, daß sie zwei ZF-Frequenzen hat, um die die Systemverstärkung selektiv verteilt ist. In einer bevorzugten Ausführungsform verschiebt ein erster Mischer den ausgewählten Kanal auf eine Frequenz von etwa 330 MHz.A special feature of the arrangement according to the invention is that it has two IF frequencies around which the System gain is selectively distributed. In a preferred embodiment, a first mixer moves the selected channel to a frequency of about 330 MHz.
809884/0867809884/0867
Das Ausgangssignal dieses Mischers wird einem Kanalwählfilter zugeführt; der Ausgang des Kan'alwählfliters führt zu-einem .zweiten Mischer, der die Frequenz des gefilterten ausgewählten Kanals zu einer zweiten ZP-Frequenz von etwa 45 MHz verschiebt. Der größte Teil der Verstärkung des Systems (etwa 60 dB) wird bei der niedrigeren ZF-Frequenz nach dem Kanalwählfilter durchgeführt. Die Verstärkung bei der hohen Zwischenfrequenz ist gering, wie oben angegeben wurde. Als Folge davon werden mehrere Vorteile eines Systems mit hoher Zwischenfrequenz erhalten, beispielsweise eine vereinfachte Ausfilterung von Spiegelfrequenzen, während eine Rückwirkung , die eine Eigenschaft eines hochverstärkenden ZF-Abschnitts ist, "vermieden wird.The output signal of this mixer is fed to a channel selection filter; the output of the channel selection filter leads to-a .second mixer that adjusts the frequency of the filtered selected channel to a second ZP frequency of about 45 MHz. Most of the reinforcement of the Systems (about 60 dB) is performed at the lower IF frequency after the channel selection filter. The reinforcement at the high intermediate frequency is low, as stated above. As a result, there are several advantages of a system obtained with a high intermediate frequency, for example a simplified filtering of image frequencies while a reaction which is a property of a high-gain IF section "is avoided.
Die zu beschreibende Anordnung ist auch einfacher und kostengünstiger als bekannte Fernsehempfänger, da der niedrigverstärkende HF-Abschnitt eine Integration des Hauptabschnitts des Empfängers auf einem einzigen Halbleiter-Chip ermöglicht. Es werden zwei verschieden aufgebaute HF-ZF-Abschnitte beschrieben, die sich für eine Integration auf einem Halbleiter-Chip eignen.The arrangement to be described is also simpler and less expensive as a known television receiver, since the low-gain RF section is an integration of the main section of the receiver on a single semiconductor chip. Two differently structured HF-IF sections are described, which are suitable for integration on a semiconductor chip.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung enthält ein Fernsehempfänger einen MESFET-Mischer zusammen mit einem oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen. Der MESFET-Mischer empfängt gleichzeitig mehrere Kanäle und Mischsignale mit auswählbarer Frequenz, und er verschiebt in Abhängigkeit davon die Frequenz ausgewählter Kanäle zu einer vorbestimmten Mittenfrequenz."Der MESFET-Mischer weist eine nahezu vollkommen quadratische Kennlinie auf, so daß er in dem System nur zu außerordentlich kleinenIn accordance with one feature of the invention, a television receiver includes a MESFET mixer along with a surface acoustic wave filter for surface acoustic waves. The MESFET mixer receives several channels at the same time and mixed signals with selectable frequency, and it shifts the frequency of selected ones in dependence thereon Channels at a predetermined center frequency. "The MESFET mixer has an almost completely square characteristic, so that it is only extremely small in the system
809884/0867809884/0867
2k2k
Verzerrungen führt. In einer Ausführungsform behandelt der MESFET-Mischer Störsignalpegel von mehr als +6 dBm mit weniger als Λ% Kreuzmodulations-Verzerrungsprodukten und -40 dB Intermodulations-Verzerrungsprodukten. Das Oberflächenwellenfilter ist mit einem Eingang am Ausgang des MESFET-Mischers angeschlossen. Das SWD-Filter ergibt im wesentlichen die gesamte Kanalselektivität des Empfängers. In einer bevorzugten Ausführungsform ist das SWD-Filter ein mit drei Taktphasen arbeitendes, verlustarmes, in einer Richtung wirksames Filter, dessen Impulsantwort durch Entfernen von fingerartigen Elektroden festgelegt ist. Dieses SWD-Filter hat im Durchlaßbereich eine Einfügungsdämpfung von ^ 3,5 dB, und seine Sperrdämpfung bei 1,5 MHz über und unter dem Durchlaßband ist >65 dB.Distortion leads. In one embodiment, the MESFET mixer handles noise levels greater than +6 dBm with less than 3/4% cross-modulation distortion products and -40 dB intermodulation distortion products. The surface acoustic wave filter has an input connected to the output of the MESFET mixer. The SWD filter essentially provides the entire channel selectivity of the receiver. In a preferred embodiment, the SWD filter is a low-loss, unidirectional filter that works with three clock phases and whose impulse response is determined by removing finger-like electrodes. This SWD filter has an insertion loss of ^ 3.5 dB in the pass band, and its blocking loss at 1.5 MHz above and below the pass band is> 65 dB.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein unabgestimmter HF-Kanalwähler geschaffen. Der Kanalwähler besteht aus einem AntennenaPschlu^, unabgestimmten Filtern und einem Hochfrequenzmischer. Der Antennenanschluß empfängt abgestrahlte elektromagnetische Signale, die beispielsweise mehrere Fernsehkanäle enthalten. Die unabgestimmten Filter weisen Eingänge auf, die mit dem Antennenanschluß verbunden sind, und sie filtern aus den empfangenen Signalen feste Spektren aus Fernsehkanälen aus. Eine bevorzugte Ausführungsform enthält ein festes Filter, das das gesamte untere VHF-Spektrum durchläßt, ein weiteres festes Filter, das das gesamte obere VHF-Spektrum durchläßt, sowie ein weiteres festes Filter, das das gesamte UHF-Spektrum durchläßt. Der Mischer empfängt an Eingängen gleichzeitig eines der festen Kanalspektren und Mischsignale mit einer hohen auswählbaren Frequenz. Die hohe auswählbare Frequenz verschiebt auswählbare Kanäle des Spektrums zu einer hohenIn accordance with another feature of the invention, an untuned RF channel selector created. The channel selector consists of an antenna connection, unmatched filters and a high frequency mixer. The antenna connection receives radiated electromagnetic signals, for example contain multiple television channels. The mismatched filters have inputs connected to the antenna connector and they filter out fixed spectra from television channels from the received signals. A preferred embodiment contains a fixed filter that allows the entire lower VHF spectrum to pass, another fixed filter, which lets through the entire upper VHF spectrum, as well as another fixed filter that lets through the entire UHF spectrum. The mixer simultaneously receives one of the fixed channel spectra and mixed signals with a high input at the inputs selectable frequency. The high selectable frequency shifts selectable channels of the spectrum to a high one
809884/0867809884/0867
Zwischenfrequenz, die wesentlich höher als 45 MHz ist. Die hohe Zwischenfrequenz liegt in der bevorzugten AusfUhrungsform zwischen 300 und 400 MHz. Die bevorzugte AusfUhrungsform enthält auch ein Oberflächenwellenfilter für akustische Oberflächenwellen. Dieses SYJDi-Filter ist an den Mischerausgang angeschlossen und filtert den auswählbaren Kanal bei der hohen Zwischenfrequenz aus. Das Substrat des SWD-Filters hat einen niedrigen Kopplungskoeffizienten; im bevorzugten Ausführungsbeispiel besteht es aus Quarz. Intermediate frequency that is much higher than 45 MHz. The high intermediate frequency is in the preferred embodiment between 300 and 400 MHz. The preferred embodiment also includes a surface acoustic wave filter for surface acoustic waves. This SYJDi filter is connected to the mixer output connected and filters out the selectable channel at the high intermediate frequency. The substrate of the SWD filter has a low coupling coefficient; in the preferred embodiment it consists of quartz.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein niedrigverstärkender HF-Kanalwähler geschaffen, der einen Antennenanschluß, ein Spektrum-Filter, einen Mischer und ein Kanalwählfilter enthält. Der Antennenanschluß empfängt abgestrahlte elektromagnetische Signale. Das Spektrumfilter ist mit • dem Antennenanschluß verbunden und filtert ein Signalspektrum, beispielsweise Fernsehkanäle, aus mehreren aus. Eingänge des Mischers sind mit dem Spektrumfilter verbunden, und es erfolgt eine Frequenzverschiebung ausgewählter Kanäle des Spektrums zu einer vorbestimmten Zwischenfrequenz. In einer Ausführungsform wird ein niedrigverstärkender MESFET-Mischer benutzt. Das Kanalwählfilter weist einen mit dem Mischer verbundenen Eingang auf, und es filtert den Kanal bei der vorbestimmten Zwischenfrequenz aus. Die Gesamtverstärkung vom Antennenanschluß über das Kanalwählfilter ist nicht größer als die Verstärkung, die zur "Erzielung einer gewünschten Systemrauschzahl erforderlich ist. In einer Ausführungsform ist die Gesamtverstärkung kleiner als 10 dB. Am Ausgang des Kanalwählfilters ist eine Verstärkervorrichtung angeschlossen. Die Verstärkervorrichtung bewirkt eine Verstärkung, die wesentlich über der Gesamtverstärkung des Systems vor dem Kanalwählfilter liegt. Eine bevorzugte Ausführungsform enthält einen zweiten Mischer, der mit demAccording to a further feature of the invention, a low gain RF channel selector created, which has an antenna connector, a spectrum filter, a mixer and a channel selection filter contains. The antenna connection receives radiated electromagnetic signals. The spectrum filter is with • connected to the antenna connection and filters a signal spectrum, for example television channels, from several. Inputs of the mixer are connected to the spectrum filter, and it there is a frequency shift of selected channels of the spectrum to a predetermined intermediate frequency. In a Embodiment, a low-gain MESFET mixer is used. The channel selection filter has one with the Mixer connected input, and it filters out the channel at the predetermined intermediate frequency. The overall gain from the antenna connection via the channel selection filter is not greater than the gain required to "achieve a desired system noise figure is required. In one embodiment, the overall gain is less than 10 dB. An amplifier device is connected to the output of the channel selection filter. The amplifier device causes a gain that is significantly higher than the overall gain of the system before the channel selection filter. A preferred one Embodiment includes a second mixer that is connected to the
809884/0867809884/0867
-•27 -- • 27 -
Ausgang des Verstärkers verbunden ist und die Frequenz des ausgewählten Kanals zu einer niedrigeren Zwischenfrequenz verschiebt, wo eine zusätzliche Verstärkung benötigt wird.Output of the amplifier is connected and the frequency of the selected channel to a lower intermediate frequency moves where additional reinforcement is needed.
Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:The invention will now be explained by way of example with reference to the drawing. Show it:
Fig.1 ein Blockschaltbild eines Kanalwählers nach der Erfindung,1 shows a block diagram of a channel selector according to the Invention,
Fig.2 mehrere Frequenzdiagramme zur Veranschaulichung von Signalen die an ausgewählten Punkten des Kanalwählers von Fig.1 auftreten,2 several frequency diagrams to illustrate Signals that occur at selected points of the channel selector from Fig. 1,
Fig.3 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung des Betriebs einer Phasenregelschleife im Kanalwähler von Fig.1,3 shows a time diagram to explain the operation of a phase-locked loop in the channel selector from FIG.
Fig.4 mehrere Diagramme zur Veranschaulichung der Amplitude von innerhalb und außerhalb des Frequenzbandes liegenden Signalen an verschiedenen Punkten des Kanalwählers von Fig.1,Fig. 4 several diagrams to illustrate the amplitude of signals lying inside and outside the frequency band at different points of the channel selector of Fig. 1,
Fig.5 mehrere genaue Schaltbilder von HF-Filtern im Kanalwähler von Fig.1,Fig. 5 several precise circuit diagrams of HF filters in the channel selector of Fig. 1,
Fig.6 ein genaues Schaltbild eines 2-auf-1-Schalters im Kanalwähler von Fig.1,6 shows a detailed circuit diagram of a 2-to-1 switch in Channel selector from Fig. 1,
Fig.7 ein genaues Schaltbild eines HF-Verstärkers im Kanalwähler von Fig.1,7 shows a detailed circuit diagram of an RF amplifier in the channel selector of Fig. 1,
Fig.8 ein genaues Schaltbild eines MESFET-Filters im Kanalwähler von Fig.1,Fig. 8 shows a detailed circuit diagram of a MESFET filter in the channel selector of Fig. 1,
809884/0867809884/0867
Fig.9a bis 9e Darstellungen zur Veranschaulichung der Struktur- und Betriebseigenschaften eines MES»-Eeldeffßkttransistors für die Anwendung im MESFET-Mischer von Fig.8,9a to 9e representations to illustrate the structure and operating characteristics of an MES »-Eeldeffßkttransistor for use in the MESFET mixer of Fig. 8,
Fig.10 ein Schaltbild eines,zweiten 2-auf.-1-Schalters im Kanalwähler von Fig.1,Fig.10 is a circuit diagram of a second 2-to-1 switch in Channel selector from Fig. 1,
Fig.11a bis 11h Diagramme zur Veranschaulichung von Struktur- und Betriebseinzelheiten eines Oberflächenwellenfilters für akustische Oberflächenwellen im Kanalwähler von Fig.1,11a to 11h diagrams to illustrate structural and details of operations of a surface acoustic wave filter in the channel selector of Fig. 1,
Fig.12a und 12b genaue Schaltbilder eines linearen Verstärkers im Kanalwähler von Fig.1,12a and 12b are detailed circuit diagrams of a linear amplifier in the channel selector of Fig. 1,
Fig.13 ein genaues Schaltbild eines Mischers im Kanalwähler von Fig.1,Fig. 13 is a detailed circuit diagram of a mixer in the channel selector of Fig. 1,
Flg.14a und 14b genaue Schaltbilder eines von einem Oberflächenwellenbauelement gebildeten Oszillators im Kanalwähler von Fig.1,Flg.14a and 14b are detailed circuit diagrams of a surface acoustic wave component formed oscillator in the channel selector of Fig. 1,
Fig.15 ein genaues Schaltbild eines hochverstärkenden linearen Verstärkers imKanalwähler von Fig.1,Fig.15 is a detailed circuit diagram of a high gain linear Amplifier in the channel selector of Fig. 1,
Fig.16 ein genaues Schaltbild eines Synchrondetektors im Kanalwähler von Fig.1,Fig. 16 is a detailed circuit diagram of a synchronous detector in Channel selector from Fig. 1,
Fig.17 ein genaues Schaltbild eines LC-Oszillators im Kanalwähler von Fig.1,Fig. 17 shows a detailed circuit diagram of an LC oscillator in the channel selector of Fig. 1,
809884/0867809884/0867
Fig.18 ein genaues Schaltbild eines Phasendetektors, eines Sögezahngenerators und eines Schleifenfilters im Kanalwähler von Fig.1,Fig.18 is a detailed circuit diagram of a phase detector, a Sögezahngenerator and a loop filter in the channel selector of Fig. 1,
Fig.19 ein genaues Schaltbild eines spannungsgesteuerten Oszillators im Kanalwähler von Fig.1,Fig. 19 is a detailed circuit diagram of a voltage controlled Oscillator in the channel selector of Fig. 1,
Fig.20 ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers, der den Kanalwähler von Fig.1 enthält, undFig.20 is a block diagram of a television receiver which contains the channel selector of Figure 1, and
Fig.21 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des Kanalwählers von FAg.1.Fig. 21 is a block diagram of another embodiment of the channel selector from FAg.1.
In Fig.1 ist der Kanalwählabschnitt eines Fernsehempfängers nach der Erfindung in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Der Kanalwähler enthält eine VHF-Antenne 10, deren Ausgang über eine Leitung 11 mit einem festen Bandfilter und einem weiteren festen Bandfilter 13 verbunden ist. Die an der Leitung 11 auftretenden Signale werden anschliessend mit S1 Cf) bezeichnet. Das Bandfilter 12 weist eine Mittenfrequenz von 69 MHz und eine 3 dB-Bandbreite von 34,6 MHz auf, damit die unteren VHF-Fernsehkanäle durchgelassen werden können. Die Mittenfrequenz des Bandfilters 13 liegt bei 193 MHz, und seine 3-dB-Bandbreite beträgt 44,5 MHz, damit die oberen VHF-Fernsehkanäle ausgefiltert werden. Der Ausgang des Bandfilters 12 ist über eine Leitung 14 mit einem der Eingänge eines 2x1-Schalters 15 verbunden, während der Ausgang des Bandfilters 13 über eine Leitung 16 mit einem zweiten Eingang des Schalters 15 verbunden ist. Der Schalter 15 bewirkt die Auswahl des Ausgangssignals des Bandfilters 12In Figure 1, the channel selection section of a television receiver according to the invention is shown in the form of a block diagram. The channel selector contains a VHF antenna 10, the output of which is connected via a line 11 to a fixed band filter and a further fixed band filter 13. The signals appearing on line 11 are then referred to as S 1 Cf). The band filter 12 has a center frequency of 69 MHz and a 3 dB bandwidth of 34.6 MHz so that the lower VHF television channels can be passed. The center frequency of the band filter 13 is 193 MHz and its 3 dB bandwidth is 44.5 MHz in order to filter out the upper VHF television channels. The output of the band filter 12 is connected to one of the inputs of a 2 × 1 switch 15 via a line 14, while the output of the band filter 13 is connected to a second input of the switch 15 via a line 16. The switch 15 effects the selection of the output signal of the band filter 12
809884/0867809884/0867
oder des Ausgangssignals des Bandfilters 13. Die Kombination aus den Bandfiltern und dem Schalter ergibt im Durchlaßbereich eine Signaldämpfung von etwa 1 dB.or the output signal of the band filter 13. The combination from the band filters and the switch results in the passband a signal attenuation of about 1 dB.
Der Ausgang des Schalters 15 ist über eine Leitung 18 mit einem HF-Verstärker 17 verbunden. Der Verstärker 17 weist einen veränderlichen Verstärkungsfaktor auf, der vom Signal an einer AVR-Leitung 19 gesteuert wird. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 17 beträgt etwa 4 dB. Die Rauschzahl des Verstärkers hat etwa den Wert 3 dB.The output of the switch 15 is connected to an RF amplifier 17 via a line 18. The amplifier 17 has a variable gain factor which is controlled by the signal on an AGC line 19. The maximum gain of amplifier 17 is about 4 dB. The amplifier's noise figure is around 3 dB.
Dar Ausgang des Verstärkers 17 "ist über eineLeitung 21 mit einem Eingang eines MESFET-Mischers 20 (Mischer mit Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor) verbunden. Der Mischer hat eine feste Verstärkung von etwa 4 dB und eine Rauschzahl Λτοη etwa 8 dB. Ein zweiter Eingang des Mischers 20 ist über eine Leitung 23 mit einem spannungsgesteuerten VHF-Oszillator 22 verbunden. Der Oszillator 22 erzeugt an der Leitung 23 Uberlagerungsoszillatorsignale (LO-Signale) mit einer auswählbaren Frequenz im Bereich von 385 bis 541 MHz. In Abhängigkeit von diesen Signalen verschiebt der Mischer 20 die Frequenz der HF-Signale an der Leitung in einen neuen Zwischenfrequenzbereich. Die Frequenz der LO-Signale an der Leitung 23 ist so gewählt, daß die Frequenz des zu empfangenden Kanals in einen vorbestimmten hohen Zwischenfrequenzbereich zwischen 300 MHz bis 400 MHz verschoben wird. In einer Ausführungsform beträgt die hohe Zwischenfrequenz etwa 330 MHz. Die frequenzverschobenen Signale werden an der Leitung 24 erzeugt; sie sind mit S2 i-f) bezeichnet.The output of the amplifier 17 "is via a line 21 with one input of a MESFET mixer 20 (mixer with metal-semiconductor field effect transistor) tied together. The mixer has a fixed gain of around 4 dB and a noise figure Λτοη about 8 dB. A second input of the mixer 20 is via a line 23 to a voltage controlled VHF oscillator 22 connected. The oscillator 22 generates local oscillator signals (LO signals) on line 23 with a selectable frequency in the range from 385 to 541 MHz. Depending on these signals shifts the mixer 20 changes the frequency of the RF signals on the line to a new intermediate frequency range. The frequency of the LO signals on line 23 is selected so that the frequency of the channel to be received is in a predetermined high Intermediate frequency range is shifted between 300 MHz to 400 MHz. In one embodiment, this is high intermediate frequency about 330 MHz. The frequency shifted signals are generated on line 24; she are denoted by S2 i-f).
809884/0867809884/0867
-M--M-
Die Leitung 24 ist mit einem Eingang eines 2x1-Schalters verbunden, dessen zweiter Eingang über eine Leitung 26 frequenzverschobene UHF-Fernsehkanäle empfängt. Der Schalter 25 hat den gleichen Aufbau wie der Schalter 15. Die Schaltungsanordnung zur Verschiebung der Frequenz der UHF-Fernsehkanäle, die mit UHF-HF-Abschnitt bezeichnet ist, ist ebenso aufgebaut wie derVHF-HF-Abschnitt; sie wird unten noch genauer erläutert.Line 24 has one input of a 2x1 switch connected, whose second input receives via a line 26 frequency-shifted UHF television channels. The desk 25 has the same structure as switch 15. The circuit arrangement for shifting the frequency of the UHF television channels, which is designated with UHF-HF section is structured in the same way as the VHF-HF section; she is explained in more detail below.
Der Ausgang des Schalters 25 ist über eine Leitung 27 mit einem von einem Oberflächenwellenbauelement gebildeten Filter 28 (SWD-Filter) verbunden. Das Durchlaßband des Filters 28 ist so geformt, daß es nur einen der Fernsehkanäle an der Leitung 27 durchläßt, insbesondere läßt das Filter 28 den Fernsehkanal mit der vorbestimmten hohen Zwischenfrequenz durch. Die festen HF-Filter bilden zusammen mit dem SWD-Filter im wesentlichen die gesamte Filteranordnung des Systems. In einer bevorzugten Ausführungsform ist das Filter 28 ein mit drei Taktphasen arbeitendes, in einer Richtung wirksames Filter, das eine niedrige Einfügungsdämpfung aufweist. Typischerweise liegt die Dämpfung des Filters 28 im Durchlaßband unter 3» 5 dB. Die außerhalb des Durchlaßbandes liegenden Signale werden dagegen stark gedämpft.The output of the switch 25 is via a line 27 with one formed by a surface acoustic wave component Filter 28 (SWD filter) connected. The pass band of filter 28 is shaped to only include one of the television channels on the line 27 lets through, in particular the filter 28 lets the television channel with the predetermined high intermediate frequency. The fixed RF filters, together with the SWD filter, essentially form the whole Filter arrangement of the system. In a preferred embodiment, filter 28 is a three-phase clock unidirectional filter that has low insertion loss. Typically the attenuation of the filter 28 in the passband is below 3 »5 dB. Those lying outside the passband Signals, on the other hand, are strongly attenuated.
Der Ausgang des Filters 28 ist über eine Leitung 30 mit einem ZF-Verstärker 29 verbunden. Die Signale an der Leitung 30 sind mit S,(f) bezeichnet. Der Verstärker 29 weist eine veränderliche Verstärkung auf, die von AVR-Signalen an einer Leitung 31 gesteuert wird. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 39 beträgt etwa 30 dB. DieserThe output of the filter 28 is via a line 30 with an IF amplifier 29 is connected. The signals on line 30 are labeled S, (f). The amplifier 29 has a variable gain which is controlled by AGC signals on a line 31. The maximal The gain of the amplifier 39 is about 30 dB. This
809884/0867809884/0867
Verstärker 29 ist daher die erste hochverstärkende Baueinheit in dem System. Bis zu diesem Punkt ist die Verstärkung des Systems dadurch gekennzeichnet, daß sie nicht größer als die Verstärkung ist, die zur Erzielung der gewünschten Systemrauschzahl notwendig ist. Die Rauschzahl des Verstärkers 29 beträgt etwa 4dB.Amplifier 29 is therefore the first high-gain component in the system. Up to this point the reinforcement of the System characterized in that it is not greater than the gain necessary to achieve the desired System noise figure is necessary. The noise figure of the amplifier 29 is about 4 dB.
Der Ausgang des Verstärkers 29 ist über eine Leitung 33 mit einem Mischer 32 verbunden. Ein zweiter Eingang des Mischers 32 ist über eine Leitung 34 mit dem Ausgang eines Oszillators 35 verbunden. Der Oszillator 35 enthält als Frequenzsteuerelement einen γοη einem Oberflächenwellenbauelement gebildeten Resonator 36. In der bevorzugten Ausführungsform arbeiten der Resonator 36 und der Oszillator 35 in der Weise, daß an der Leitung 34 ein Mischsignal mit der Frequenz 285MHz erzeugt wird. Das 285 MHz-Signal an der Leitung 34 wird mit dem Signal an der Leitung 33 gemischt, so daß am Ausgang des Mischers 32 Signale S^(f) erzeugt werden. Das Signal S^(f) gleicht dem Signal S,(f) mit der Ausnahme, daß seine Frequenz um 285 MHz nach unten verschoben ist. Es enthält daher einen Bildträger von etwa 45 MHz.The output of the amplifier 29 is connected to a mixer 32 via a line 33. A second entrance to the Mixer 32 is connected to the output of an oscillator 35 via a line 34. The oscillator 35 contains as Frequency control a γοη a surface acoustic wave component formed resonator 36. In the preferred embodiment, the resonator 36 and the oscillator operate 35 in such a way that on the line 34 a mixed signal with the frequency 285MHz is generated. The 285 MHz signal on line 34 is matched with the signal on line 33 mixed so that 32 signals S ^ (f) are generated at the output of the mixer. The signal S ^ (f) is similar to the signal S, (f) except that its frequency is shifted down by 285 MHz. It therefore contains an image carrier of about 45 MHz.
Eine zusätzliche Verstärkung des Signals des ausgewählten Kanals erfolgt nach seiner Verschiebung zu der niedrigeren Zwischenfrequenz von 45 MHz. Der Mischer 32 ergibt eine feste Verstärkung von +10 dB. Der Ausgang des Mischers ist über eine Leitung 37 mit einem ZF-Verstärker 38 verbunden, dessen maximale Verstärkung +50 dB beträgt. Die Verstärkung des Verstärkers 38 wird mit Hilfe eines AVR-Signals an der Leitung 39 verändert. Indem der größte Teil der Verstärkung bei der niedrigerenZwischenfrequenz erfolgt,An additional amplification of the signal of the selected channel occurs after its shift to the lower one Intermediate frequency of 45 MHz. The mixer 32 gives a fixed gain of +10 dB. The output of the mixer is connected to an IF amplifier 38 via a line 37, whose maximum gain is +50 dB. The gain of the amplifier 38 is made with the aid of an AGC signal changed on line 39. By having most of the gain at the lower intermediate frequency,
809884/0867809884/0867
wird die Systemstabilität verbessert, da eine Rückwirkung durch Störkapazitäten, durch Strahlung und dergleichen bei 1+5 MTfewesentlich geringer als bei 330 MHz ist.the system stability is improved, since the effect of interference capacitances, radiation and the like is significantly less at 1 + 5 MTf than at 330 MHz.
Der Ausgang des Verstärkers 38 ist über eine Leitung mit einen Schwingkreis 41, mit einem Synchrondemodulator und mit einem Phasendetektor 43 verbunden. Die Mittenfrequenz des Schwingkreises 41 liegt bei etwa 45 MHz. Der Synchrondemodulator 42 weist einen zweiten Eingang auf, der über eine Leitung 44 mit einem Oszillator 45 verbunden 1st. Der Oszillator 45 erzeugt an einer Leitung 44 Taktsignale mit einer festen Frequenz von 45 MHz4 Die Signale an der Leitung 44 sind mit dem 45 MHz-Bildträger an der Leitung 40 in Phase. Der Synchrondemodulator 42 mischt die Signale an den Leitungen 40 und 44 zur Erzeugung von Ausgangssignalen Sc(f) an der Leitung 46. Das Signal S=(f) enthält den gewünsch ten Fernsehkanal mit dem Bildträger bei der Frequenz 0 Hz und den Tonträger bei der Frequenz 4,5 MHz. Die Leitung ist dann mit einer herkömmlichen Fernsehschaltung zum Trennen des Tonsignals vom Bildsignal und zur herkömmli chen Erzeugung des Tons bzw. des Bildes aus diesen Signalen verbunden.The output of the amplifier 38 is connected via a line to an oscillating circuit 41, to a synchronous demodulator and to a phase detector 43. The center frequency of the resonant circuit 41 is about 45 MHz. The synchronous demodulator 42 has a second input which is connected to an oscillator 45 via a line 44. The oscillator 45 produces on a line 44 clock signals having a fixed frequency of 45 MHz 4 The signals on line 44 are connected to the 45 MHz picture carrier at the line 40 in phase. The synchronous demodulator 42 mixes the signals on the lines 40 and 44 to generate output signals S c (f) on the line 46. The signal S = (f) contains the desired television channel with the video carrier at the frequency 0 Hz and the sound carrier the frequency 4.5 MHz. The line is then connected to a conventional television circuit for separating the audio signal from the video signal and for conventionally generating the audio or video from these signals.
Das synchrone Taktsignal an der Leitung 44 wird mit dem Bildträger an der Leitung 40 mittels des Phasendetektors in Phase gehalten, der in Zusammenwirkung mit dem Oszillator 45 arbeitet. Der Phasendetektor 43 erzeugt an der Leitung The synchronous clock signal on the line 44 is held with the image carrier on the line 40 by means of the phase detector in phase, working in cooperation with the oscillator 45th The phase detector 43 generates on the line
809884/0867809884/0867
Phasenfestste'llungssignale PD2, die die Phasendifferenz zwischen dem Bildträger an der Leitung 40 und dem Oszillatorsignal an der Leitung 47 anzeigen. Die Signale PD2 halten zwischen den Signalen an der Leitung 40 und an der Leitung 47 eine Phasendifferenz von 90° aufrecht. Diese Phasendifferenz wird vom Oszillator 45 kompensiert, der zwischen den Oszillatorsignalen an den Leitungen 44 und 47 eine Kompensationsphasendifferenz von 90° aufrechterhält. Phase fixation signals PD2, the phase difference between the picture carrier on line 40 and the oscillator signal on line 47. Hold signals PD2 a phase difference of 90 ° is maintained between the signals on line 40 and on line 47. These The phase difference is compensated by the oscillator 45, which is between the oscillator signals on the lines 44 and 47 maintains a compensation phase difference of 90 °.
Zur Vollendung der Phasenregelschleife ist die Leitung 48 mit einem Schleifenfilter 49 verbunden, dessen Ausgang über eine Leitung 51 mit einem Summierglied 50 verbunden ist. Das Summierglied 50 weist einen zweiten Eingang auf, der über eine Leitung 53 mit einem Steuerorgan 52 verbunden ist; ein dritter Eingang des Summierglieds ist über eine Leitung 55 mit einem Sägezahnoszillator 54 verbunden. Das Steuerorgan 52 und der Oszillator 54 ermöglichen die Abgabe eines groben Spannungswerts zur Auswahl eines Kanals. Mit dem Steuerorgan 52 sind über Leitungen 57 Kanalwählschalter 56 verbunden. Die Kanalwählschalter 56 erzeugen an den Leitungen 57 digitale Signale, die den ausgewählten Kanal anzeigen. Das Steuerorgan 52 enthält einen Digital-Analog-Umsetzer, der an der Leitung 53 eine Grobauswahlspannung zur Kanalwahl in Abhängigkeit von den digitalen Signalen erzeugt. Die Signale an den Leitungen 53 werden mit den Grobabstimmsignalen an den Leitungen 51 und 55 summiert, so daß eine Schleife gebildet wird, die phasenstarr bezüglich des Bildträgers des ausgewählten Kanals ist. Der Ausgang des Summierglieds ist über eine Leitung 58 mit dem spannungsgesteuerten VHF-Oszillator 22 verbunden. Der Oszillator 22 erzeugt an der Leitung 23 LO-SignaleTo complete the phase-locked loop, the line 48 is connected to a loop filter 49, its output via a line 51 with a summing element 50 is connected. The summing element 50 has a second input, which via a line 53 with a Control member 52 is connected; a third input of the summing element is via a line 55 with a sawtooth oscillator 54 connected. The control member 52 and the oscillator 54 allow the output of a coarse Voltage value to select a channel. Channel selection switches 56 are connected to the control member 52 via lines 57 tied together. The channel selection switches 56 generate digital signals on lines 57 which represent the selected Show channel. The control element 52 contains a digital-to-analog converter, the line 53 is a coarse selection voltage generated for channel selection depending on the digital signals. The signals on lines 53 are with the coarse tuning signals on lines 51 and 55 are summed to form a loop which is phase-locked with respect to the image carrier of the selected channel. The output of the summer is via a line 58 connected to the voltage controlled VHF oscillator 22. The oscillator 22 generates LO signals on the line 23
809884/0887809884/0887
bbbb
bei einer Frequenz im Bereich von 385 bis 541 MHz in Abhängigkeit von den Phasendetektorsignalen an den Leitungen 58, wodurch die Schleife geschlossen wird.at a frequency in the range of 385 to 541 MHz in Depending on the phase detector signals on lines 58, thereby closing the loop.
Der UHF-HF-Absbhnitt des Kanalwählers von Fig.1 beginnt bei der UHF-Antenne 59. Die Antenne 59 ist über eine Leitung 61 mit einem Hochpaßfilter 60 verbunden. Das Filter 60 weist eine feste 3 dB-Grenzfrequenz von etwa 380 MHz auf. Der Ausgang des Filters 60 ist über eine Leitung 63 mit dem Eingarig eines HF-Verstärkers verbunden. Der Verstärker 62 weist auch einen AVR-Eingang auf, der AVR-Signale an der Leitung 19 empfängt. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 62 beträgt 4 dB; seine Rauschzahl beträgt etwa 4 dB. Mit dem Ausgang des Verstärkers 62 ist der Eingang eines Tiefpaßfilters verbunden. Das Tiefpaßfilter 65 weist eine feste 3dB-Grenzfrequenz von etwa 936 MHz auf. Das Filter65 und das Filter 60 lassen daher zusammen das gesamte UHF-Band durch, während andere Frequenzen unterdrückt werden.The UHF-HF section of the channel selector from Fig. 1 begins in the case of the UHF antenna 59. The antenna 59 is connected to a high-pass filter 60 via a line 61. That Filter 60 has a fixed 3 dB cutoff frequency of approximately 380 MHz. The output of filter 60 is over a line 63 connected to the Einarig of an RF amplifier. The amplifier 62 also has an AGC input receiving the AVR signals on line 19. The maximum gain of the amplifier 62 is 4 dB; its noise figure is about 4 dB. With the output of the amplifier 62 is the input of a low-pass filter tied together. The low-pass filter 65 has a fixed 3 dB cutoff frequency of about 936 MHz. Filter 65 and filter 60 together therefore leave the entire UHF band while other frequencies are suppressed.
Ein Mischer 67 empfängt über eine Leitung 66 die im UHF-Band liegenden Signale aus dem. Filter 65. Gleichzeitig empfängt der Mischer 67 Mischsignale mit auswählbarer Frequenz aus einem spannungsgesteuerten UHF-Oszillator Diese auswählbaren Frequenzen liegen in einem Bereich von etwa 801 MHz bis 1215 MHz. Die an einem bestimmten Zeit· punkt gerade vorliegende Frequenz wird in Abhängigkeit von den Kanalwählschaltern 56 so erzeugt, daß eine Frequenzverschiebung des ausgewählten Kanals zu der vorbestimmten hohen Zwischenfrequenz erfolgt.A mixer 67 receives over a line 66 those in the UHF band lying signals from the. Filter 65. At the same time, the mixer 67 receives mixed signals with selectable Frequency from a voltage controlled UHF oscillator These selectable frequencies are in a range from approximately 801 MHz to 1215 MHz. The at a certain time point just present frequency is generated depending on the channel selection switches 56 so that a frequency shift of the selected channel takes place at the predetermined high intermediate frequency.
809884/0867809884/0867
-•56 -- • 56 -
3>3>
Die im Zusammenhang mit Fig.1 beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet insgesamt folgendermaßen:The circuit arrangement described in connection with Fig. 1 works as follows:
Die Antennen 10 und 59 empfangen abgestrahlte elektromagnetische Signale, die das VHF- und das UHF-Frequenzspektrum enthalten. Die von der Antenne 10 ausgewählten Signale werden den unabgestimmten Filtern 12 und 13 zugeführt, die das gesamte untere VHF-Frequenzspektrum bzw. das gesamte obere VHF-Frequenzspektrum durchlassen. In der gleichen Weise werden die von der Antenne 59 empfangenen Signale den unabgestimmten Filtern 60 und 65 zugeführt, die das gesamte UHF-Frequenzspektrum durchlassen. Die Schalter 50 und 25 wählen in Abhängigkeit von digitalen Signalen aus den Kanalwählschaltern 56 eines dieser drei Frequenzspektren aus.The antennas 10 and 59 receive radiated electromagnetic Signals that contain the VHF and UHF frequency spectrum. Those selected by the antenna 10 Signals are fed to the untuned filters 12 and 13 covering the entire lower VHF frequency spectrum or allow the entire upper VHF frequency spectrum to pass. In the same way, the signals from the antenna 59 received signals fed to the mismatched filters 60 and 65, which pass the entire UHF frequency spectrum. The switches 50 and 25 select one of these three from the channel selection switches 56 in dependence on digital signals Frequency spectra.
Die MESFET-Mischer 20 oder 67 bewirken dann eine Frequenz-Verschiebung des ausgewählten Frequenzbandes in einen vorbestimmten Zwischenfrequenzbereich von 300 bis 400 MHz« Der Mischer 20 verschiebt die Frequenz der VHF-Signale, während der Mischer 67 die Frequenz der UHF-Signale verschiebt. Die beiden Mischer haben einen großen Dynamikbereich, in dem ihr Ausgangssignal ein nahezu vollkommenes Produkt ihrer Eingangssignale ist . Als Folge davon ergibt sich ein besseres Verhalten der Schaltungsanordnung. Beispielsweise können die M4j3Cher 20 und 67 Störsignalpegel von mehr als +6 dBm an ihrem Ausgang mit weniger als 1# Kreuzmodulationsverzerrung behandeln.The MESFET mixers 20 or 67 then cause a frequency shift of the selected frequency band in a predetermined intermediate frequency range from 300 to 400 MHz « The mixer 20 shifts the frequency of the VHF signals, while the mixer 67 shifts the frequency of the UHF signals shifts. The two mixers have a large dynamic range in which their output signal is almost perfect Is the product of their input signals. As a result, it results better behavior of the circuit arrangement. For example, the M4j3Cher 20 and 67 can have noise levels of more than +6 dBm at their output with less than 1 # Handle cross modulation distortion.
809884/0867809884/0867
Der Schalter 25 verbindet dann einen der Mischer mit dem Eingang des SWD-Filters 28, Das Filter 28 bewirkt eine starke Dämpfung der außerhalb des gewählten Kanals liegenden Signale. Das Sperrband des Filters 28 weist eine Einkerbung auf, so daß der untere angrenzende Tonträger und der obere angrenzende Bildträger um mehr als 65 dB gedämpft werden. Alle anderen Signale außerhalb des Durchlaßbandes werden um wenigstens 55 dB gedämpft. Die Einfügungsdämpfung des Filters 28 innerhalb des Durchlaßbandes beträgt dagegen, nur 3,5 dB.The switch 25 then connects one of the mixers the input of the SWD filter 28, the filter 28 causes a strong attenuation of the signals lying outside the selected channel. The blocking band of the filter 28 has a notch, so that the lower adjoining sound carrier and the upper adjoining picture carrier by more than 65 dB attenuated. All other signals outside the pass band are attenuated by at least 55 dB. The insertion loss of the filter 28 within the passband, on the other hand, is only 3.5 dB.
Die Ausgangssignale des Filters 28 werden zum Verstärker 29 übertragen, der die erste hochverstärkende Baueinheit des Systems ist. Die maximale Verstärkung des Verstärkers 29 beträgt 30 dB. Im Vergleich dazu beträgt die Gesamtverstärkung des Systems vor dem Verstärker 29 weniger als 10 dB. Als Folge der niedrigen HF-ZF-Verstärkung werden die Intermodulationsverzerrungen und die Kreuzmodulationsverzerrungen herabgesetzt. Ausserdem wird die Systemstabilität verbessert, da eine HF-Rückwirkung auf Grund von Störkapazitäten, von Strahlungen und dergleichen vermieden wird. Gleichzeitig wird eine niedrige Systemrauschzahl durch Schaltungselemente erzielt, die einzeln in Kombination mit einer ausreichend hohen Verstärkung eine niedrige Rauschzahl aufweisen.The output signals of the filter 28 are transmitted to the amplifier 29, the first high-gain The unit of the system is. The maximum gain of the amplifier 29 is 30 dB. Compared to that the total gain of the system before amplifier 29 is less than 10 dB. As a result of the low HF-IF amplification, the intermodulation distortion and the cross-modulation distortion are reduced. Besides that the system stability is improved, since there is an HF reaction due to interference capacitances, from radiation and the like is avoided. At the same time, a low system noise figure is achieved through circuit elements, which individually have a low noise figure in combination with a sufficiently high gain.
Der niedrigverstärkende HF-ZF-Abschnitt ermöglicht auch eine Integration des gesamten Kanalwählers mit Ausnahme der festen Filter, auf einem einzigen Halbleiter-Chip. In Fig,1 ist eine Umrißlinie eines selchen Halbleiter-Chips durch die gestrichelte Linie 69 angegeben. Das Verfahren zur Herstellung des Halbleiter-Chips enthält eine Kombination von Verfahrensschritten, die derzeit zur Herstellung von MESFET-Bauelementen und von bipolaren Bauelementen bekannt sind. Ein zweiter ChipThe low gain RF IF section also enables an integration of the entire channel selector, with the exception of the fixed filters, on a single semiconductor chip. In FIG. 1, an outline of such a semiconductor chip is indicated by the dashed line 69. That Process for manufacturing the semiconductor chip includes a combination of process steps that are currently available for the production of MESFET components and of bipolar components are known. A second chip
809884/0867809884/0867
- .ge -- .ge -
wird für den Aufbau des SWD-Filters 28 und des SWD-Resonators 36 benutzt. Die festen Filter 12, 13, 60 und 65 werden aus diskreten Bauelementen aufgebaut.is used for the construction of the SWD filter 28 and the SWD resonator 36 used. The fixed filters 12, 13, 60 and 65 are turned off constructed from discrete components.
Signale im ausgewählten Kanal am Ausgang des Verstärkers werden vom Mischer 32 einer FrequenzverSchiebung auf 45 MHz unterzogen. Anschliessend werden sie vom Verstärker 38 auf -10 dBm weiterverstärkt. Die Videosignale des ausgewählten Kanals werden dann vom Synchrondemodulator 42 auf das Grundband zurückgeführt, während der Tonträger des ausgewählten Kanals auf 4,5 MHz verschoben wird. Eine 4,5 MHz-Falle 70 entfernt den Ton aus den Videosignalen, und ein Tiefpaßfilter 71 entfernt alle Signale mit Ausnahme d^s Videosignals des ausgewählten Kanals. Die Videosignale am Ausgang des Filters 71 werden über die Leitung 72 zur Videoverarbeitungsschaltung übertragen,während die Tonsignale mit der Frequenz von 4,5 MHz an der Leitung 46 zur Tonverarbeitungsschaltung übertragen werden. Diese Ton- und Videoverarbeitungsschaltungen werden im Zusammenhang mit Fig.20 noch erläutert.Signals in the selected channel at the output of the amplifier are frequency shifted by mixer 32 to 45 MHz subjected. They are then further amplified by the amplifier 38 to -10 dBm. The video signals of the selected Channel are then returned to the baseband by the synchronous demodulator 42, while the sound carrier of the selected channel is shifted to 4.5 MHz. A 4.5 MHz trap 70 removes the sound from the video signals, and a low pass filter 71 removes all signals except the video signal of the selected channel. The video signals at the output of the filter 71 are transmitted over the line 72 to the video processing circuit, while the audio signals be transmitted at the frequency of 4.5 MHz on line 46 to the sound processing circuit. These Sound and video processing circuits will be explained in connection with FIG.
In den Figuren 2a bis 2e sind Frequenzdiagramme der Signal« S^ bis S5(f) dargestellt. Fig.2a zeigt das untere VHF-Band 75a, das obere VHF-Band 75b und das UHF-Band 75c. Jedes dieser Bänder enthält mehrere Kanäle; jeder Kanal weist ein Frequenz spektrum auf, wie es bei 76 genauer dargestellt ist. Die Frequenzzuordnung und die Art der Modulation der Signale innerhalb jedes. Kanals entsprechen einer bekannten festgelegten Norm. Fig,2b zeigt das Beispiel eines Frequenzdiagramms für das Signal S2(f). Im dargestellten Beispiel enthält das Signal S2(f) Kanäle im unteren VHF-Spektrum. Der ausgewählte Kanal liegt nahe bei 330 MHz. Die Frequenz des Überlagerungsoszillatorsignals an der Leitung 23 abzüglich der Frequenz des Bildträgers aus dem ausgewählten KanalIn the figures 2a to 2e frequency diagrams of the signals «S ^ to S 5 (f) are shown. Fig. 2a shows the lower VHF band 75a, the upper VHF band 75b and the UHF band 75c. Each of these bands contains several channels; each channel has a frequency spectrum, as shown in more detail at 76. The frequency allocation and the type of modulation of the signals within each. Channels correspond to a well-known established standard. FIG. 2b shows the example of a frequency diagram for the signal S 2 (f). In the example shown, the signal S 2 (f) contains channels in the lower VHF spectrum. The selected channel is close to 330 MHz. The frequency of the local oscillator signal on line 23 minus the frequency of the video carrier from the selected channel
809884/0867809884/0867
hat den Wert 330 MHz. Da die Mischfrequenz höher als der Bildträger liegt, ist das Frequenzspektrum am Ausgang des Mischers 20 gegenüber dem bei 77 dargestellten Eingangsfrequenzspektrum umgekehrt.has the value 330 MHz. Since the mixing frequency is higher than the video carrier, the frequency spectrum is at the output of the Mixer 20 with respect to the input frequency spectrum shown at 77 is reversed.
In Fig.2c ist das Frequenzspektrum des Signals S*(f) dargestellt. Das Signal S^(f) ist das Ausgangssignal des Kanalwählfilters 28. Es enthält daher grundsätzlich nur Frequenzen innerhalb des ausgewählten Kanals. Das Signal S,(f) wird dann verstärkt, und seine Frequenz wird um 285 MHz nach unten verschoben. Das Ergebnis ist das in Fig.2d dargestellte Signal SThe frequency spectrum of the signal S * (f) is shown in FIG. The signal S ^ (f) is the output signal of the channel selection filter 28. It therefore basically only contains frequencies within the selected channel. The signal S, (f) is then amplified and its frequency is shifted down 285 MHz. The result is that in Fig.2d signal S shown
Das Signal S^(f) wird weiter verstärkt und dann vom Synchrondemodulator 42 demoduliert. Diese Vorgänge erzeugen das Signal S5(f), das in Fig.2e dargestellt ist. Es sei bemerkt, daß die Mischwirkung des Synchrondemodulators U2 eine erneute Umkehrung des Frequenzspektrums des ausgewählten Signals bewirkt. Daher liegt der Bildträger des ausgewählten Kanals bei 0 Hz, und der Tonträger des ausgewählten Kanals liegt bei 4,5 MHz, wie bei 78 dargestellt ist.The signal S ^ (f) is further amplified and then demodulated by the synchronous demodulator 42. These processes generate the signal S 5 (f), which is shown in Figure 2e. It should be noted that the mixing action of the synchronous demodulator U2 causes another inversion of the frequency spectrum of the selected signal. Therefore, the selected channel's picture carrier is 0 Hz and the selected channel's audio carrier is 4.5 MHz, as shown at 78.
In Fig.3 ist ein Zeitdiagramm dargestellt, das die Arbeitsweise der Phasenregelschleife des Kanalwählers von Fig.1 zeigt. Wie aus der Darstellung hervorgeht, besteht das Signal PD4 an der Leitung 58 aus den Komponenten PD1 bis PD3. Das Signal PD3 bildet eine Grobwählspannung für die Kanalwahl, die vom Steuerorgan 52 erzeugt wird. Die Signale PD2 und PD1 ergeben die Feinabstimmung für die Phasenverriegelungsschleife. Ia Beispiel von Fig.3 wird während eines ersten Zeitintervalle Δ T1 ein bestimmter Kanal ausgewählt, während im Verlauf eines Zeitintervalls Δ T2 ein weiterer Kanal ausgewählt wird. Das Signal PD3 ergibt die Grobwählspannung für dieFIG. 3 shows a timing diagram that shows the mode of operation of the phase-locked loop of the channel selector of Fig.1 shows. As can be seen from the illustration, the signal PD4 on line 58 consists of the Components PD1 to PD3. The signal PD3 forms a coarse selection voltage for the channel selection, which is determined by the control element 52 is produced. The signals PD2 and PD1 provide the fine tuning for the phase locked loop. Yes example of Figure 3 is during a first time interval Δ T1 a certain channel is selected, while another channel is selected in the course of a time interval Δ T2. The signal PD3 gives the coarse selection voltage for the
809884/0867809884/0867
Kanalwahl. Das Signal PD1 kompensiert eine Gleichspannungsversetzung zwischen dem Signal PD3 und dem gewünschten Spannungswert. Das Signal PD2 ergibt eine dynamische Korrekturspannung zur Konp ensation momentan auftretender Phasen- oder Frequenzunterschiede zwischen den Signalen an den Leitungen 40 und 44.Channel selection. Signal PD1 compensates for a DC offset between signal PD3 and the desired one Voltage value. The signal PD2 results in a dynamic correction voltage for the concentration of momentarily occurring Phase or frequency differences between the signals on lines 40 and 44.
Die Größe der Signale von Fig.2 ist in den Figuren 4a und 4b dargestellt. Fig.4a zeigt die Größe der Signale im gewünschten Kanal, während Fig.4b die Größe der Störsignale in einem Kanal zeigt,, der um zwei Kanäle entfernt liegt. Die Kurven 81 bis 84 geben die Signalgröße im gewünschten Kanal an verschiedenen Punkten des Systems an, wenn die Eingangssignalstärke 0 dBm, -35 dBm, - 55 dBm bzw. - 85 dBm beträgt. Wie diese Kurven zeigen, erfolgt eine erste Verstärkung durch den Verstärker 38, dann eine weitere Verstärkung durch den Verstärker 29 und schließlich eine Verstärkung durch den Verstärker 17, wenn die Eingangssignalstärke im ausgewählten Kanal abnimmt. Insbesondere der HF-Abschnitt weist leine Verstärkung auf, wenn die Eingangssignalstärke im ausgewählten Kanal nicht weniger als -55 dBm beträgt. Der HF-Abschnitt erreicht seine maximale Verstärkung von +3 dBm dann, wenn die Eingangssignalstärke des ausgewählten Kanals zwischen -55 dBm und -85dBm liegt.The size of the signals of Figure 2 is shown in Figures 4a and 4b. FIG. 4a shows the size of the signals in the desired channel, while FIG. 4b shows the size of the interference signals in a channel which is two channels away. The curves 81 to 84 indicate the signal size in the desired channel at different points of the System on when the input signal strength is 0 dBm, -35 dBm, - 55 dBm or - 85 dBm. As these curves show, there is a first amplification by the amplifier 38, then a further amplification by the amplifier 29 and finally an amplification by the amplifier 17, when the input signal strength decreases in the selected channel. In particular, the RF section has no gain when the input signal strength is selected Channel is not less than -55 dBm. The RF section reaches its maximum gain of +3 dBm when when the input signal strength of the selected channel is between -55 dBm and -85dBm.
Wie oben bereits erläutert wurde, ergibt der niedrigstverstärkende HF-Abschnitt zusammen mit den MESFET-HF-Verstärkern und den MESFET-Mischer eine Anordnung mit einer überlegenen Kanalauflösung. Dies wird an Hand von Fig.4b durch die relative Signalstärke der ausgewählten und der nichtausgewählten Kanäle veranschaulicht· Die Kurve 85 gibt in Fig.4b beispielsweise den Fall an,As has already been explained above, the low-gain RF section together with the MESFET RF amplifiers and the MESFET mixer results in an arrangement with superior channel resolution. This is shown in Fig. 4b by the relative signal strength of the selected and of the unselected channels. The curve 85 in FIG. 4b indicates, for example, the case
809884/0867809884/0867
bei dem die Eingangssignalstärke des ausgewählten Kanals - 55 dBm beträgt, während die Eingangssignalstärke zwei Kanäle weiter + 1 dBm beträgt. Die Kurve 86 gibt den Fall an, bei dem die Eingangssignalstärke im ausgewählten Kanal - 35 dBM beträgt, während die Eingangssignalstärke zwei Kanäle weiter + 2 dBm beträgt. Die schärfsten Anforderungen an den Empfänger treten dann auf, wenn der erste HF-Verstärker verstärken muß (d.h. wenn die Signalstärke des gewünschten Kanals unter - 55 dBm liegt). Dies gilt deshalb, weil die hinzugefügte Verstärkung · die Nichtlinearitäten im HF-Abschnitt vergrößert und die Kreuzmodulatlons- und Intermodulationsverzerrungen verschlimmert. Die Kurve 85 gibt daher die schärfsten Bedingungen für das System an. Unter den Bedingungen der Kurve 85 müssen der HF-Verstärker 17 und der Mischer Kreuzmodulations- und IntermoduletioneVerzerrungen unter Λ% haben. Diese Anforderung wird erfüllt, da die hier beschriebenen HESFET-Baueinheiten Kreuzmodulations- und Intermodulationsverzerrungen von weniger als 1# haben, wenn ihr Ausgangssignalpegel unter +6 dBa liegt.where the input signal strength of the selected channel is - 55 dBm, while the input signal strength two channels further is + 1 dBm. The curve 86 indicates the case in which the input signal strength in the selected channel is -35 dBM, while the input signal strength two channels further is + 2 dBm. The strictest demands on the receiver occur when the first RF amplifier has to amplify (ie when the signal strength of the desired channel is below -55 dBm). This is because the added gain increases the non-linearities in the RF section and exacerbates the cross-modulation and intermodulation distortion. The curve 85 therefore indicates the most severe conditions for the system. Under the conditions of curve 85, the RF amplifier 17 and the mixer must have cross-modulation and intermodulation distortion below Λ% . This requirement is met because the HESFET components described here have cross-modulation and intermodulation distortion of less than 1 # when their output signal level is below +6 dBa.
Nachdem der ausgewählte Kanal auf 330 MHz verschoben worden ist, sind die bezüglich des ausgewählten Kanals um zwei Kanäle entfernt liegenden Signale stark gedämpft. Der Mischer 20 weist einen abgestimmten Ausgang auf, der die zwei Kanäle weiter liegenden Signale um -4 dB dämpft. Das SVD-Filter 28 dämpft alle außerhalb des Durchlaßbandes liegenden Signale um wenigstens - 53 dB. Gleichzeitig bewirkt der Mischer 20 eine Verstärkung des gewünschten Signals um 4 dB. Das Filter 28 bewirkt nur eine Dämpfung der Signale des ausgewählten Kanals um 3,5 dB.After the selected channel has been shifted to 330 MHz, those are relative to the selected channel Signals that are two channels away are strongly attenuated. The mixer 20 has a matched output, which attenuates the two channels further lying signals by -4 dB. The SVD filter 28 attenuates all outside of the Passband signals by at least -53 dB. At the same time, the mixer 20 effects an amplification of the desired signal by 4 dB. The filter 28 only has the effect of attenuating the signals of the selected channel by 3.5 dB.
Die Einzelheiten der verschiedenen Schaltungsblöcke von Fig.1 werden nun im Zusammenhang mit den Figuren 5 bisThe details of the various circuit blocks of Figure 1 will now be in connection with Figures 5 to
809884/0867809884/0867
beschrieben. Fig.5 zeigt ein Schaltbild des Bandfilters 12. Das Bandfilter 12 besteht grundsätzlich aus zwei LC-Serienresonanzkreisen 91 und 92 und einem LC-Parallelresonanzkreis 93. Das Filter 13 ist ebenso aufgebaut.described. Fig. 5 shows a circuit diagram of the band filter 12. The band filter 12 basically consists of two LC series resonance circuits 91 and 92 and one LC parallel resonance circuit 93. The filter 13 is constructed in the same way.
Eine Hauptfunktion der HF-Filter 12 und 13 besteht darin, ein Band mit Frequenzkanälen durchzulassen und gleichzeitig Spiegelfrequenzen in einem solchen Ausmaß zurückzuweisen, daß wahrnahmbare Bildstörungen eliminiert werden. Da bei diesem System eine Zwischenfrequenz von 330 MHz angewendet wird, liegen alle Spiegelfrequenzen um 660 MHz über der Frequenz des gewünschten Kanals. Die Spiegelfrequenzen der Signale des unteren VHF-Bereichs werden daher von dem dreipoligen Bandfilter von Fig.5 um mehr als 80 dB gedämpft. Im System von Fig.1 treten gerade noch wahrnehmbare Bildstörungen dann auf, wenn die Spiegelfrequenzsignale um weniger als 36 dB unter dem Pegel des Nutzsignals am Filterausgang liegen. Somit ergibt beispielsweise das Filter von Fig.5 eine angemessene Spiegelfrequenzunterdrückung, wenn der gewünschte Bildsignalpegel bei - 55 dBm und der Spiegelfrequenzpegel bei - 11 dBm liegen. Die Spiegelfrequenzen für das untere VHF-Spektrum und das obere VHF-Spektrum liegen innerhalb des UHF-Spektrums, und der Pegel des UHF-Signals am Eingang der VHF-Antenne kann normalerweise mit einem Pegel unter - 11 dBm erwartet werden.A main function of the RF filters 12 and 13 is to pass a band of frequency channels and simultaneously Reject image frequencies to such an extent that perceptible image disturbances are eliminated. Since an intermediate frequency of 330 MHz is used in this system, all image frequencies are around 660 MHz above the frequency of the desired channel. The image frequencies of the signals in the lower VHF range become therefore attenuated by more than 80 dB by the three-pole bandpass filter of FIG. In the system of Fig. 1 are just stepping Image interference is still perceptible when the image frequency signals are less than 36 dB below the Level of the useful signal at the filter output. Thus, for example, the filter of FIG. 5 gives an adequate one Image frequency suppression if the desired image signal level is - 55 dBm and the image frequency level lie at - 11 dBm. The image frequencies for the lower VHF spectrum and the upper VHF spectrum are within the UHF spectrum, and the level of the UHF signal at the input of the VHF antenna can normally with a level below - 11 dBm can be expected.
Die Figuren 5b und 5c zeigen Schaltbilder eines Hochpaßfilters bzw. eines Tiefpaßfilters für die Verwendung im UHF-HF-Abschnitt von Fig.1. Alle UHF-Spiegelfrequenzen liegen außerhalb des Fernsehbandes. Die erste Spiegelfrequenz liegt ungefähr bei 1130 MHz, und die letzte Spiegelfrequenz liegt etwa bi 15^5 MHz. Diese Frequenzen sind der Flugnavigation zugewiesen, wobei das Navigations-Figures 5b and 5c show circuit diagrams of a high-pass filter and a low-pass filter for use in the UHF-HF section of Fig. 1. All UHF image frequencies are outside the television band. The first image frequency is around 1130 MHz, and the final image frequency is around 15 ^ 5 MHz. These frequencies are assigned to flight navigation, whereby the navigation
809884/0867809884/0867
system TACAN die höchste Ausgangsleistung hat. Das TACAN-System hat Jedoch eine Ausgangsleistung von nur 5 kW mit einem Tastverhältnis von 1,8 χ 10 zu Das TACAN-Signal liegt daher um 50 dB unter dem Signal, das von einem 1 MW-Fernsehsender abgestrahlt wird. Die Filter von Fig.5b und 5c ergeben daher eine angemessene Spiegelsignalunterdrückung für das UHF-Band.system TACAN has the highest output power. However, the TACAN system has an output power of only 5 kW with a duty cycle of 1.8 χ 10 to The TACAN signal is therefore 50 dB below the signal, broadcast by a 1 MW television station. The filters of Figures 5b and 5c therefore provide an adequate one Image signal suppression for the UHF band.
Fig.6 zeigt ein genaues Schaltbild des Schdters von Ein Abschnitt besteht aus einer Diode 101, die die Leitungen 14 und 18 verbindet, sowie aus einem RLC-VorSpannungsglied 102 mit einem Steuereingang 103. An die Leitung 103 wird ein Gleichspannungs-Steuersignal SELLOVHF angelegt, das in ausgewählter Weise die Diode 101 einschaltet oder abschaltet, damit die an der Leitung 14 anliegenden Signale des unteren VHF-Bereichs ausgewählt oder nicht ausgewählt werden. Ein weiterer Abschnitt, der ebenso wie der soeben beschriebene Abschnitt aufgebaut ist, verbindet die Leitung mit der Leitung 16; er dient dazu, die Kanäle im oberen VHF-Bereich auszuwählen oder nicht auszuwählen.Fig. 6 shows a detailed circuit diagram of the damage from One section consists of a diode 101 connecting lines 14 and 18 and an RLC bias voltage element 102 with a control input 103. A DC voltage control signal is applied to line 103 SELLOVHF applied, which in a selected manner turns the diode 101 on or off so that the signals of the lower VHF range present on line 14 selected or not selected. Another section that is just like the one just described Section is constructed, connects the line to the line 16; it serves to open the channels in the upper Select or not select VHF range.
Das Schaltbild des HF-Verstärkers 17 ist in Fig.7 dargestellt, und Fig.8 zeigt das Schaltbild des Mischers 20. Der Verstärker 17 enthält einen MES-Feldeffekttransistor 111 mit zwei Gate-Elektroden, an dessen Source-Elektrode ein Vorspannungswiderstand und ein Kopplungskondensator 112 und an dessen Drain-Elektrode ein LC-Bandfilter 113 angeschlossen sind. Der Verstärkungsfaktor des Feldeffektransistors wird mit Hilfe eines Verstärkungsregelsignals AVRHF um die in Fig.4a angegebenen Werte verändert. Das Verstärkungsregelsignal AVRHF wird an eine Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 111 über einen Spannungs-The circuit diagram of the RF amplifier 17 is shown in FIG and FIG. 8 shows the circuit diagram of the mixer 20. The amplifier 17 contains an MES field effect transistor 111 with two gate electrodes, at its source electrode a bias resistor and a coupling capacitor 112 and an LC bandpass filter 113 connected to its drain electrode are. The gain factor of the field effect transistor is determined with the aid of a gain control signal AVRHF changed by the values given in Fig. 4a. The gain control signal AVRHF is connected to a gate electrode of the field effect transistor 111 via a voltage
809884/0867809884/0867
teiler 114 angelegt. Der Mischer 20 enthält einen MES-Feldeffekttransistor 121 mit einer Gate-Elektrode, an dessen Source-Elektrode ein Vorspannungswiderstand und ein Kopplungskondensator 122 und an dessen Drain-Elektrode eine LC-Bandfleerschaltung 123 angeschlossen sind. Die Bandfilterschaltung 123 hat eine Mittenfrequenz von 330 MHz. Die Mischsignale vom spannungsgesteuerten VHF-Oszillator werden der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors über ein RC-Glied 124 zugeführt.divider 114 created. The mixer 20 contains an MES field effect transistor 121 with a gate electrode its source has a bias resistor and a coupling capacitor 122 and its drain an LC ribbon blender circuit 123 are connected. the Band filter circuit 123 has a center frequency of 330 MHz. The mixed signals from the voltage controlled VHF oscillator become the gate electrode of the field effect transistor fed via an RC element 124.
Es sei betont, daß die eine Schottky-Sperrschicht aufweisende Gate-Stiuktur der MES-Feldeffekttransistoren des Verstärkers 17 und des Mischers 20 beträchtliche Verbesserungen der Eigenschaften gegenüber bekannten Schaltungen ergeben. MOS-Feldeffekttransistoren des Verarmungstyps mit schmaler Gate-Elektrode arbeiten zwar bei hohen Frequenzen, doch haben sie nur in einem sehr schmalen Bereich derGate-Vorspannung eine an eine quadratische Kurve angenäherte Kennlinie« Da eine Abweichung von einem Betrieb auf einer quadratischen Kennlinie zu Kreuzmodulations- und Gittermodulationsverzerrungen führt, sind solche Bauelemente auf einen schmalen Dynamikbereich beschränkt. Im Vergleich dazu haben die MES-Feldeffekttransistoren 111, 112 nahezu ideale quadratische Kennlinien über den gesamten in Fig.4a angegebenen Arbeitsbereich. Sperrschicht-Feldeffekttransistoren weisen ebenfalls eine gute quadratische Kennlinie auf, doch ist ihr Verhalten bei hohen Frequenzen infolge vonn Störkapazitäten und von Schwierigkeiten bei der Herstellung, die ihre ausnutzbaren geometrischen Ausgestaltungen begrenzen, stark beeinträchtigt.It should be emphasized that the gate structure of the MES field effect transistors, which has a Schottky barrier layer of the amplifier 17 and the mixer 20 have considerable improvements in properties over known ones Circuits result. MOS field effect transistors of the Narrow gate depletion types work at high frequencies, but they only have one very narrow range of the gate preload a characteristic curve approximated to a quadratic curve «As a deviation from an operation on a quadratic curve Characteristic curve leads to cross modulation and grid modulation distortion, such components are on one limited dynamic range. In comparison, the MES field effect transistors 111, 112 have almost ideal quadratic characteristics over the entire working range indicated in Fig. 4a. Junction field effect transistors also have a good square-law characteristic, but their behavior is high Frequencies as a result of interfering capacities and difficulties in production that can be exploited Limit geometric configurations, severely impaired.
809884/0867809884/0867
In Fig.9a ist eine Photographie eines vollständigen MES-Feldeffekttransistors dargestellt, der für Verwendung als Mischer 20 geeignet ist. Der MES-Feldeffekttranisstor von Fig.9a weist eine geschlossene Gate-Elektrode auf. Die Länge der Gate-Elektrode 131 beträgt etwa 2 mm (80 mils).Das Gate -Metall hat eine Breite von etwa 7,5yum (0,3 mils), während die Schottkysperrschicht-Gate-Elektrode, die mit dem Gate-Metall in Kontakt steht, eine Breite von etwa 3,75 pm hat (0,15 mils)»Die Source-Elektrode besteht aus fünf Fingern 132 bis 136, die die Länge 0,82 mm (32,7 mils), 102,5/m(4,1 mils), 102,5 pm (4,1 mils), 192,5yum (7,7 mils) bzw. 302,5yum (12,1 mils) haben. Die Breite dieser Finger beträgt etwa 7,5 Aim (0,3 mils). Die Drain-Elektrode besteht aus den Fingern 13?bis 140.A photograph of a complete MES field effect transistor which is suitable for use as a mixer 20 is shown in FIG. The MES field effect transistor of FIG. 9a has a closed gate electrode. The length of the gate electrode 131 is approximately 2 mm (80 mils). The gate metal is approximately 7.5 yum (0.3 mils) wide while the Schottky barrier gate electrode, which is in contact with the gate metal Contact is approximately 3.75 µm (0.15 mils) wide. The source electrode consists of five fingers 132 to 136 that are 0.82 mm (32.7 mils) long, 102.5 / m (4.1 mils), 102.5 µm (4.1 mils), 192.5yum (7.7 mils) and 302.5yum (12.1 mils), respectively. The width of these fingers is approximately 7.5 Aim (0.3 mils). The drain electrode consists of fingers 13-140.
In Fig.9b ist ein stark vergrößerterSchnitt längs der Linie A-A von Flg.9a dargestellt. Der MES-Feldeffekttransistor ist auf einem Siliziumsubatrat 140 mit P-Leitung aufgebaut. Der spezifische Widerstand des Substrats 140 beträgt etwa 50 Ohm·cm. Jede derSource-Elektroden 132 bis 136 steht mit einer N+-dotierten Zone 142 bis 146 in Verbindung. Der spezifisch· Widerstand dieser dotiertenZonen beträgt etwa 0,005 0hm »ca. Die dotierten Zonen ragen etwa um 7,5 /im über ihre entsprechenden Elektroden hinaus, und sie liegen von den im Abstand angebrachten Gate-Elektroden in einem Abstand von etwa 3,75 ^Jm. In der gleichen Weise sind die Metallelektroden 137 bis 140, die dl· Drain-Slektroden bilden, mit darunterliegenden N+-dotierten Zonen bis 150 verbunden. Der spezifische Widerstand und die Geometrie der dotierten Drain-Eonen sind ebenso wie bei den dotierten Source-Zonen.FIG. 9b shows a greatly enlarged section along the line AA from FIG. 9a. The MES field effect transistor is built on a silicon substrate 140 with a P line. The resistivity of the substrate 140 is about 50 ohm · cm. Each of the source electrodes 132 to 136 is connected to an N + -doped region 142 to 146. The specific resistance of these doped zones is about 0.005 ohm »approx. The doped zones protrude about 7.5 / µm above their respective electrodes and are spaced about 3.75 µm from the spaced gate electrodes. In the same way, the metal electrodes 137 to 140, which form the dl · drain sleeves, are connected to the N + -doped zones to 150 underneath. The specific resistance and the geometry of the doped drain ions are the same as those of the doped source zones.
809884/0867809884/0867
Pig.9c zeigt einen stark vergrößerten Schnitt durch ein Source-Drain-Elektrodenpaar in einem MES-Feldeffekttransistor mit zwei Gate-Elektroden für die Verwendung im Verstärker 17. Das gesamte Bauelement ist ebenso aufgebaut wie das in Fig.9a dargestellte Bauelement, wobei jedoch eine Abänderung darin besteht, daß zwischen die Source- und Drain-Elektroden zwei Gate-Elektroden eingefügt sind. In Fig.9c entsprechen die Source-Elektrode 132a und die Drain-Elektrode 137a den entsprechenden Elektroden 132 und 137 vnn Fig.9a. Die Qate-Elektroden 131a und 131b nehmen den Platz der Elektrode 131 von Fig.9a ein.Pig.9c shows a greatly enlarged section through a Source-drain electrode pair in an MES field effect transistor with two gate electrodes for use in amplifier 17. The entire component is constructed in the same way like the component shown in Fig.9a, but a modification is that between the source and drain electrodes are inserted into two gate electrodes. In Fig.9c the source electrodes correspond 132a and the drain electrode 137a to the corresponding electrodes 132 and 137 of FIG. 9a. The qate electrodes 131a and 131b take the place of electrode 131 of Figure 9a.
In Fig.9d sind die Strom-Spannungs-Kennlinien des Bauelements von Fig.9a dargestellt, während Fig.9e den Gegenwirkleitwert dieses Bauelements in Abhängigkeit von der Gate-Spannung zeigt. Bei einem Bauelement mit idealer quadratischer Kennlinie ist der Drain-Strom dem Quadrat der Gate-Spannung proportional. Da der Gegenwirkleitwert gleich der partiellen Ableitung des Drain-Stroms nach der Gate-Spannung ist, ist er der Gate-Spannung bei einem ideal quadratischen Betrieb direkt proportional. Fig.9e zeigt eine solche lineare Beziehung zwischen dem Gegentfirkleitwert und der Gate-Spannung für den MES-Feldeffekttransistor von Fig.9a.FIG. 9d shows the current-voltage characteristics of the component from FIG. 9a, while FIG. 9e the counteractive conductance of this component as a function from the gate voltage shows. In the case of a component with an ideal quadratic characteristic, the is Drain current proportional to the square of the gate voltage. Since the counteractive conductance is equal to the partial derivative of the drain current is after the gate voltage, it is the gate voltage for ideal quadratic operation directly proportional. FIG. 9e shows such a linear relationship between the negative conductance and the gate voltage for the MES field effect transistor of Figure 9a.
Fig.10 zeigt das Schaltbild des Schalters 25. Der Schalter 25 ist ebenso wie der zuvor im Zusammenhang mit Fig.6 beschriebene Schalter 15 aufgebaut. Die Signale an den Leitungen 24 und 26 werden mit Hilfe von VHF-Wählsignalen (SELVHF) und von UHF-Wfchlsignalen (SELUHF), bei denen es sich um Gleichspannungssteuersignale handelt, an die Ausgangsleitung 27 gekoppelt.Fig. 10 shows the circuit diagram of switch 25. Switch 25 is the same as that previously in connection Switch 15 described with Figure 6 constructed. The signals on lines 24 and 26 are using of VHF dial-up signals (SELVHF) and of UHF-Wfchlsignalen (SELUHF), which are DC voltage control signals, are coupled to output line 27.
809884/0867809884/0867
An Hand der Figuren 11a bis 11h werden nun Einzelheiten des SWD-Filters 28 veranschaulicht. Das Filter 28 besteht aus einem Oberflächenwellenbauelement 160 mit einer LC-Eingangsschaltung 170 und einer LC-Ausgangsschaltung zur Impedanzanpassung und Phasenverschiebung der dem Bauelement 160 zugeführten und von diesem Bauelement abgegebenen Signale. Die Leitungen 172 bis 174 und 192 bis 194 verbinden die Schaltungen 170 und 190 mit dem Oberflächenwellenbauelement 160, wie in Fig.11a dargestellt ist.Details of the SWD filter 28 are now illustrated with reference to FIGS. 11a to 11h. The filter 28 consists from a surface acoustic wave component 160 with an LC input circuit 170 and an LC output circuit for impedance matching and phase shifting of the component supplied to and from the component 160 given signals. Lines 172-174 and 192-194 connect circuits 170 and 190 to the Surface acoustic wave component 160, as shown in Figure 11a is.
Das Oberflächenwellenbauelement 16O hat den in Fig.11b angegebenen Frequenzgang. Das Bauelement 160 dämpft Signale, die um 1,5 MHz über dem Bildträger des gewünschten Kanals liegen, um wenigstens 65 dB. Bei dieser Frequenz liegt der Tonträger des dem gewünschten Kanal benachbarten Kanals. Es ist wichtig, diesen Tonträger stark zu dämpfen, da er vom Synchrondemodulator 42 in die Videosignale des ausgewählten Kanals umgesetzt wird. Das bedeutet,-daß der Tonträger bei 46,5 MHz vom Synchrondemodulator 42 auf 1,5 MHz umgesetzt wird. Im Empfänger von Fig.1 treten gerade noch wahrnahmbare Bildstörungen auf, wenn der bei 46,5 MHz liegende Tonträger vom SWD-Filter 28 mit einer Amplitude durchgelassen wird, die innerhalb von 36 dB des bei 45 MHz liegenden Bildträgers liegt. Das SWD-Filter 28, dessen Nachbarkanalunterdrückung größer als 65 dB ist, ermöglicht dem Empfänger von Fig.1 einen guten Bildempfang, auch wenn die Signale am Filtereingang im Nachbarkanal wesentlich größer als die Signale im gewünschten Kanal sind. Wenn beispielsweise der Signalpegel des gewünschten Kanals -55 dBm am Eingang des Filters 28 beträgt, dann kann der Pegel des TonträgersThe surface acoustic wave component 16O has the one shown in FIG. 11b specified frequency response. The component 160 attenuates signals that are 1.5 MHz above the desired image carrier Channel are at least 65 dB. The sound carrier of the desired one is at this frequency Channel adjacent channel. It is important to attenuate this sound carrier heavily, as it is caused by the synchronous demodulator 42 is converted into the video signals of the selected channel. That means -that the sound carrier is at 46.5 MHz is converted by the synchronous demodulator 42 to 1.5 MHz. In the receiver of Fig.1 there are barely noticeable Image interference occurs when the sound carrier at 46.5 MHz is allowed to pass through the SWD filter 28 with an amplitude that is within 36 dB of the 45 MHz video carrier. The SWD filter 28, the adjacent channel suppression of which is greater than 65 dB, enables the receiver of FIG Good image reception, even if the signals at the filter input in the adjacent channel are significantly greater than the signals are in the desired channel. For example, if the signal level of the desired channel is -55 dBm at the input of the filter 28, then the level of the sound carrier
809884/0867809884/0867
mit der Frequenz von 46,5 MHz am Eingang des Filters bis zu -26 dBm betragen, und der Empfänger von Fig.1 erfüllt die Anforderungen des Abstandes von -36 dB zwischen den innerhalb des Bandes und außerhalb des Bandes liegenden Signalen am Ausgang des Filters 28, Im Vergleich dazu weisen bekannte Fernsehempfänger wahrnehmbare Bildstörungen auf, wenn der Pegel des Tonträgers des Nachbarkanals -40 dBm beträgt.with the frequency of 46.5 MHz at the input of the filter can be up to -26 dBm, and the receiver of Fig. 1 complies the requirements of -36 dB spacing between those in-band and out-of-band Signals at the output of the filter 28, in comparison, known television receivers have perceptible picture interference when the level of the sound carrier of the adjacent channel is -40 dBm.
DLe Figuren 11c und 11d zeigen den räumlich geometrischen Aufbau einer Ausführungsform des Oberflächenwelleribauelements 160. Das Bauelement 16O enthält ein piezoelektrisches Substrat 161, das in einer bevorzugten Ausführungsform aus Quarz besteht. Quarz hat die gewünschte Eigenschaft, daß die Geschwindigkeit der durch den Quarz übertragenen Oberflächenwellen praktisch temperaturunabhängig ist. Die Abhängigkeit der Geschwindigkeit von der Temperatur ist äußerst wichtig, da die Geschwindigkeit die Mittenfrequenz des Filters beeinflußt, wie anschliessend beschrieben wird.DLe FIGS. 11c and 11d show the spatial, geometric structure of an embodiment of the surface wave component 160. The component 16O includes a piezoelectric substrate 161, which in a preferred Embodiment consists of quartz. Quartz has the desired property that the speed of the surface waves transmitted by the quartz are practically independent of temperature. The dependence of the speed the temperature is extremely important as the speed is the center frequency of the filter influences, as will be described below.
Auf dem Substrat 161 sind drei elektrisch unabhängige Leiter 162 bis 164 angebracht. Jeder Leiter weist entsprechende Fingerelektroden 162a bis 164a auf, die auf dem Substrat 161 kammartig angeordnet sind. Die Fingerelektroden 162a bis 164a liegen in gleichen Abständen voneinander. Der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Fingern am gleichen Leiter ist gleich einer Wellenlänge der Mittenfrequenz des Filters. Die Geschwindigkeit einer Oberflächenwelle im Quarz beträgt etwa 3300 m/s, und die Mittenfrequenz des Bauelements beträgt etwa 330 MHz. Der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Fingern 162a beträgt daher beispielsweise etwaOn the substrate 161 are three electrically independent ones Conductors 162-164 attached. Each conductor has corresponding finger electrodes 162a to 164a, which are arranged on the substrate 161 in a comb-like manner. The finger electrodes 162a to 164a are in the same direction Distances from each other. The distance between two consecutive fingers on the same conductor is the same a wavelength of the center frequency of the filter. The speed of a surface wave in quartz is about 3300 m / s, and the center frequency of the device is about 330 MHz. The distance between two consecutive Fingers 162a is therefore, for example, approximately
809884/0867809884/0867
10x10"6m.10x10 " 6 m.
Die Leiter 162 bis 164 sind über die Leitungen 172 bis 174 mit der Eingangsschaltung 170 von Fig.11a verbunden. Die Eingangsschaltung 170 erzeugt an den Elektroden 162 bis 164 Spannungen, die um 120° phasenverschoben gegeneinander sind. Die Phasenbeziehung erzeugt auf dem Substrat 161 eine in einer Richtung laufende Oberflächenwelle . Das bedeutet, daß sich Wellen in der Vorwärtsrichtung -aufbauend addieren, während sich Wellen in der Gegenrichtung zerstörend addieren. Als Folge davon hat das Bauelement 160 für Signale im Durchlaßbereich eine niedrige Einfügungsdämpfung. Die Dämpfung durch das Filterbauelement I60 beträgt nicht mehr als 3,5 dB. In der US-PS 3 686 518 sind weitere Einzelheiten des Aufbaue eines solchen Oberflächenwellenfilters 160 angegeben.Conductors 162 through 164 are connected to input circuit 170 of Figure 11a via lines 172 through 174 tied together. The input circuit 170 generates voltages at the electrodes 162 to 164 which are phase shifted by 120 ° are against each other. The phase relationship creates one on substrate 161 in one direction running surface wave. This means that waves add up in the forward direction building up, while waves in the opposite direction add up destructively. As a result, the component 160 has for Signals in the pass band have a low insertion loss. The attenuation by the filter component I60 is not more than 3.5 dB. US Pat. No. 3,686,518 provides further details of the construction of such a device Surface acoustic wave filter 160 indicated.
Fig.11d zeigt eine Möglichkeit zur Formung der Impulsantwort des Oberflächenwellenfilters. Dieses Verfahren ist als das Verfahren mit Elektrodenfingerentfernung bekannt. Bei diesem Verfahren werden von ausgewählten Abschnitten des Substrats 161 Gruppen von Elektrodenfingern entfernt. Die Amplitude der Impulsantwort wird in diesen Bereichen, aus.denen die Elektrodenfinger entfernt worden sind unter den Wert verringert, der sich ohne Entfernung der Elektrodenfinger ergeben würde. Mit Hilfe dieses Verfahrens kann daher die relative Amplitude der Impulsantwort längs des Substrats 161 gesteuert werden. Die gewünschte Impulsantwort wird dadurch erhalten, daß die inverse Fourier-Transformierte des Frequenzgangs von Fig.11b genommen wird; die Elektrodenfinger 162a bis 164a werden dann entsprechend der gewünschten Impulsantwort selektiv entfernt. Weitere Einzelheiten dieses11d shows one possibility for shaping the impulse response of the surface acoustic wave filter. This method is known as the electrode finger removal procedure. In this process are selected from Sections of the substrate 161 removed groups of electrode fingers. The amplitude of the impulse response will be in these areas from which the electrode fingers are removed have been reduced below the value that would result if the electrode fingers were not removed. With This method can therefore be used to control the relative amplitude of the impulse response along the substrate 161. The desired impulse response is obtained by taking the inverse Fourier transform of the frequency response of Fig.11b is taken; the electrode fingers 162a to 164a are then selectively removed according to the desired impulse response. More details of this
809884/0867809884/0867
Verfahrens sind in der US-PS 3 946 342 beschrieben.Procedures are described in U.S. Patent 3,946,342.
Die Figuren 11e bis 11h veranschaulichen ein Verfahren, mit dessen Hilfe die Werte der Spulen 175 bis 177 und des Kondensators 178 in der Eingangsschaltung 170 bestimmt werden können. Wie bereits beschrieben wurde, ist eine der Aufgaben der Eingangsschaltung 170 die Erzeugung von Spannungen an den Leitungen 172 bis 174, die um 120° phasenverschoben gegeneinander sind. Fig.11e zeigt, daß diese Phasenverschiebung um 120° durch eine Schaltung 180, die zwischen der Spannung an der Leitung 172 und der Spannung an der Leitung 173 eine Phasenverschiebung von 60° erzeugt, in Kombination mit dem Anlegen der Leitung 74 an Masse erzielt werden kann. Dies wird an Hand des Phasendiagramms von Fig.11f weiter veranschaulicht.FIGS. 11e to 11h illustrate a method with the aid of which the values of the coils 175 to 177 and the capacitor 178 in the input circuit 170 can be determined. As already described, one of the tasks of the input circuit 170 is the generation of voltages on the lines 172 to 174, the are out of phase with each other by 120 °. Fig.11e shows that this phase shift by 120 ° by a Circuit 180 which shifts the phase between the voltage on line 172 and the voltage on line 173 of 60 ° generated, can be achieved in combination with the application of the line 74 to ground. this is further illustrated with the aid of the phase diagram of FIG. 11f.
ELne Schaltung zur Erzeugung der Phasenverschiebung von 60° ist in Fig.11g dargestellt. Diese Schaltung besteht aus einer RLC-Schaltung in Form eines π-Glieds mit einem Kondensator 181, einer Spule 182, einem Kondensator 183 und einem Widerstand 184. Bei Fig.11g sind zwei Gleichungen angegeben, die sich auf den Winkel der Phasennachellung zwischen den Spannungen an den Leitungen 172 und 173 ausgedrückt durch die Bauelemente 181 bis 184 beziehen. Im vorliegenden Fall beträgt dieser Winkel 60°, und der Widerstand 184 ist der Widerstand zwischen den Elektroden 162 und 163 nach einer Teilung durch 2. Unter Verwendung der bei Fig.11g angegebenen Gleichungen können also die Werte für I X, I und | X«( berechnet werden.ELne circuit for generating the phase shift of 60 ° is shown in Fig.11g. This circuit consists of an RLC circuit in the form of a π-element with a Capacitor 181, a coil 182, a capacitor 183 and a resistor 184. In Fig.11g are two equations specified, which relates to the angle of the phase adjustment relate between the voltages on lines 172 and 173 expressed by components 181-184. In the present case this angle is 60 ° and the resistor 184 is the resistance between the electrodes 162 and 163 after dividing by 2. Using of the equations given in FIG. 11g, the values for I X, I and | X «(to be calculated.
Die Impedanz 183 wird praktisch dadurch verwirklicht, dAß die Spule 175 an die Leitungen 173 und 174 angeschlossen wird; die Impedanz 182 wird praktisch dadurch verwirklicht, daßThe impedance 183 is practically realized in that the Coil 175 is connected to lines 173 and 174; the impedance 182 is practically realized in that
809884/0867809884/0867
SirSir
die Spule 176 an die Leitungen 172 und 173 angeschlossen wird, wie Fig.11h zeigt. Die Parallelschaltung der Spule 175 und der Kapazität zwischen den Leitungen 173 und 174 auf Grund der Elektroden des Oberflächenwellenbauelements ist so gewählt, daß sie gleich der Impedanz 183 ist. In der gleichen Weise ist die Parallelschaltung der Spule 176 und der Kapazität zwischen den Leitungen 172 und 173 auf Grund der Elektroden des oberflächenwellenbauelements so gewählt, daß sie gleich der Impedanz 182 ist. Die Induktivität der Spule 175 kann typischerweise 30 nH betragen, während die Induktivität der Spule 182 typischerweise 35 nH betragen kann.the coil 176 is connected to lines 172 and 173, as shown in FIG. 11h. The parallel connection of the coil 175 and the capacitance between lines 173 and 174 due to the electrodes of the surface acoustic wave device chosen so that it is equal to the impedance 183. The parallel connection of the coil 176 is in the same way and the capacitance between lines 172 and 173 due to the electrodes of the surface acoustic wave device chosen so that it is equal to the impedance 182. The inductance of coil 175 can typically be 30 nH while the inductance of coil 182 can typically be 35 nH.
Die Spule 177 wird dann zwischen die Leitungen 172 und 174 eingefügt und der Kondensator 178 wird zwischen die Leitungen 172 und 29 eingefügt, so daß die Impedanz zwischen den Leitungen 172 und 174 angepaßt wird. Die Induktivität der Spule 177 beträgt typischerweise etwa 25 nH, und die Kapazität des Kondensators 174 beträgt 10 pF.The coil 177 is then placed between the leads 172 and 174 inserted and the capacitor 178 is inserted between the Lines 172 and 29 inserted so that the impedance between lines 172 and 174 is matched. the The inductance of coil 177 is typically about 25 nH and the capacitance of capacitor 174 is 10 pF.
Die Erläuterung der Figuren 11a bis 11h bezog sich hauptsächlich auf die Struktur der Eingangsschaltung 170 und des Eingangswandlers des Oberflächenwellenbauelements 160. Es ist Jedoch zu erkennen, daß das Oberflächenwellenbauelement 16O auf dem Substrat 161 auch einen Auegangswandler aufweist, der ebenso wie der Eingangswandler aufgebaut ist. Auch die Ausgangsschaltung 190 von Fig.11a ist ebenso wie die Eingangsschaltung 170 aufgebaut.The explanation of FIGS. 11a to 11h mainly related to the structure of the input circuit 170 and of the input transducer of the surface acoustic wave component 160. However, it can be seen that the surface acoustic wave component 16O also has an output transducer on substrate 161, which like the input transducer is constructed. The output circuit 190 of FIG. 11a is also constructed in the same way as the input circuit 170.
In den Figuren 12a und 12b ist das Schaltbild des HF-Verstärkers 29 dargestellt. Dieser HF-Verstärker 29 besteht aus den Stufen 200 und 201. Die Stufe 200 enthält einen bipolaren Transistor 202 als verstärkendes Bauelement,The circuit diagram of the RF amplifier 29 is shown in FIGS. 12a and 12b. This RF amplifier 29 consists from stages 200 and 201. Stage 200 contains a bipolar transistor 202 as an amplifying component,
809884/0867809884/0867
SbSb
während die Stufe 201 als Verstärkungselement mehrere gleichspannungsgekoppelte bipolare Transistoren in einer integrierten Schaltung 203 enthält.Die Schaltung 203 ist in Fig.12a als einzelnes Schaltelement dargestellt; Fig.12b zeigt ihre Einzelheiten.while the stage 201 as a gain element has several DC-coupled bipolar transistors in one integrated circuit 203. The circuit 203 is shown in Figure 12a as a single switching element; Fig.12b shows their details.
Der Verstärker 29 verstärkt die Signale an seiner Eingangsleitung um maximal 30 dB. Ein kleiner Teil dieser Verstärkung wird durch die Stufe 200 erzielt, die eine relativ gute Rauschzahl hat; der Rest der Verstärkung wird mit Hilfe der Stufe 201 bewirkt. Das Verstärkungsregelsignal AVRZF ist über Vorspannungsschaltungen 216 und 217 an die Stufen 200 und 201 angelegt, wie Fig.12a zeigt. Die Größe dieses Verstärkungsregelsignals ÄVRZF ändert sich so, daß der Ausgangspegel des Verstärkers 29 auf etwa -26,5 dBm gehalten wird. Die Änderung der Verstärkung des Verstärkers 29 in Abhängigkeit von der Eingangssignalstärke wurde zuvor in Fig.4 angegeben. The amplifier 29 amplifies the signals on its input line by a maximum of 30 dB. A small part of this gain is achieved by stage 200, which has a relatively good noise figure; the rest of the amplification is effected with the aid of stage 201. The gain control signal AVRZF is applied to stages 200 and 201 via bias circuits 216 and 217, as shown in Figure 12a. The size of this gain control signal ÄVRZF changes so that the output level of the amplifier 29 is kept at about -26.5 dBm. The change in the gain of the amplifier 29 as a function of the input signal strength was previously indicated in FIG.
Der Ausgang des Verstärkers 29 ist mit dem Mischer 32 verbunden, dessen Schaltbild in Fig.13 dargestellt ist. Das in diesem Mischer verwendete Misch-Schaltelement ist ein bipolarer Transistor 220. Der Emitter 221 dieses Transistors 220 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 29 verbunden. Die Basis 223 des Transistors 220 ist mit dem Oberflächenwellenoszillator 35 verbunden. Der Oszillator 35 erzeugt an der Basis 223 des Transistors 220 Mischsignale mit der Frequenz 285 MHz. Als Folge davon werden am Kollektor 225 des Transistors 220 Summen- und Differenzfrequenzen erzeugt.Am Kollektor 225 ist ein LC-Schwingkreis 226 angeschlossen, dessen Resonanzfrequenz bei etwa 45 MHz liegt. Das Ausgangssignal des Schwingkreises 226 wird über «inert angezapften Transformator 227 an die Leitung 37 gekoppelt, an der die Signale S^(f) erzeugt werden.The output of the amplifier 29 is connected to the mixer 32, the circuit diagram of which is shown in FIG. The mixer switching element used in this mixer is a bipolar transistor 220. The emitter 221 of this transistor 220 is connected to the output of the amplifier 29. The base 223 of the transistor 220 is connected to the surface acoustic wave oscillator 35. The oscillator 35 generates mixed signals with the frequency 285 MHz at the base 223 of the transistor 220. As a result, sum and difference frequencies are generated at the collector 225 of the transistor 220. An LC resonant circuit 226 is connected to the collector 225, the resonance frequency of which is around 45 MHz. The output signal of the resonant circuit 226 is coupled via an inert tapped transformer 227 to the line 37, on which the signals S ^ (f) are generated.
809884/0867809884/0867
S¥S ¥
In Fig.14a Ist das Schaltbild des Oszillators 35 dargestellt; Fig.14b zeigt ein schematisches Diagramm eines Resonators 36 für akustische Oberflächenwellen. Der Oszillator 35 enthält als verstärkendes Bauelement einen bipolaren Transistor 231. Die Basis 232 dieses Transistors 231 liegt an Masse, sein Emitter ist über eine Leitung 233 mit dem Eingang des Resonators 36 verbunden, und sein Kollektor ist über einen Kondensator mit dem Ausgang des Resonators 36 verbunden. Eine LC-Schaltung 236 führt dem Kollektor des Transistors eine Versorgungsgleichspannung VDD zu; außerdem gibt diese LC-Schaltung an der Leitung 34 ein Ausgangssignal ab.In Figure 14a, the circuit diagram of the oscillator 35 is shown; 14b shows a schematic diagram of a resonator 36 for surface acoustic waves. The oscillator 35 contains a bipolar transistor 231 as an amplifying component. The base 232 of this transistor 231 is connected to ground, its emitter is connected to the input of the resonator 36 via a line 233, and its collector is connected to the output of the resonator 36 via a capacitor tied together. An LC circuit 236 supplies a DC supply voltage V DD to the collector of the transistor; in addition, this LC circuit emits an output signal on line 34.
Der Oberflächenwellenresonator 36 hat eine relativ hohe Resonanzfrequenz von 285 MHz. Ee hat daher relativ kleine Abmessungen. Die Bauelementgröße nimmt ab, wenn die Resonanzfrequenz größer wird. Typischerweise hat der Oberflächenwellenresonator von Fig.14b nur eine ' Länge von etwa 2,5 mm. Der Oberflächenwellenresonator hat auch eine gute Langzeit-Frequenzstabilität. Dies ist deshalb der Fall, weil er einen großen Gütefaktor Q aufweist. Tj*pischerweise ist der Gütefaktor Q größer als 15000. Der Gütefkator Q ist das Verhältnis der im Bauelement pro Zyklus gespeicherten Energie zu der im Bauelement pro Zyklus verbrauchten Energie.The surface acoustic wave resonator 36 has a relatively high resonance frequency of 285 MHz. Ee therefore has relative small dimensions. The component size decreases as the resonance frequency increases. Typically has the surface acoustic wave resonator of Fig. 14b only a ' Length of about 2.5 mm. The surface acoustic wave resonator also has good long-term frequency stability. this is the case because it has a large Q factor. Typically, the quality factor Q is greater than 15000. The Q factor is the ratio of the energy stored in the component per cycle to that in the Component energy consumed per cycle.
Der Oberflächenwellenresonator 36 enthält ein piezoelektrisches Substrat 240, das in der bevorzugten Ausführungsform aus Quarz besteht. An den beiden Enden des Substrats 240 sind reflektierende GitterstrukturenThe surface acoustic wave resonator 36 includes a piezoelectric substrate 240, which in the preferred Embodiment consists of quartz. At the two ends of the substrate 240 are reflective grating structures
809884/0867809884/0867
und 242 angebracht. Diese Gitterstrukturen bilden in der Oberfläche des Substrats 240 Diskontinuitäten, die Oberflächenwellen reflektieren. Die Gitterstrukturen 241 und 242 können beispielsweise aus Nuten oder aus abwechselnden Gold- oder Kupferstreifen bestehen. Die Streifen liegen in einem Abstand voneinander, der gleich einer halben Wellenlänge der Resonanzfrequenz ist. Typischerweise enthält jede der Gitterstrukturen 241 und 242 Iregesamt 250 bis 400 Streifen. Der Gütefaktor Q des Resonators nimmt mit der Anzahl der Streifen zu. Wie oben bereits angegeben wurde, ist die Geschwindigkeit der Oberflächenwellen im Quarz relativ unempfindlich für Temperaturänderungen. Die Resonanzfrequenz des Resonators 36 weist daher eine niedrige Temperaturdrift auf. Typischerweise ändert sich die Resonanzfrequenz in einem Temperaturbereich von 0 bis 700C um weniger als 20 kHz.and 242 attached. These grating structures form discontinuities in the surface of the substrate 240 which reflect surface waves. The grid structures 241 and 242 can consist of grooves or alternating gold or copper strips, for example. The strips are at a distance from one another which is equal to half a wavelength of the resonance frequency. Typically, each of the grid structures 241 and 242 Ire contains a total of 250 to 400 strips. The quality factor Q of the resonator increases with the number of strips. As already stated above, the speed of the surface waves in quartz is relatively insensitive to temperature changes. The resonance frequency of the resonator 36 therefore has a low temperature drift. Typically, the resonance frequency changes in a temperature range from 0 to 70 0 C by less than 20 kHz.
Auf dem Substrat 240 sind im Raum zwischen den Gitterstrukturen 241 und 242 ein Eingangswandler 243 und ein Ausgangswandler 244 angebracht. An den Eingangswandler ist die Leitung 233 angeschlossen und an den Ausgangswandler 244 ist die Leitung 235 angeschlossen. Die Wandler 243 und 244 bestehen aus mehreren ineinander verschachtelten Fingern, die bei den Spitzen der im Resonanzfall vorliegenden stehenden Welle angeordnet sind, die auf Grund der reflektierenden Gitterstrukturen 241 und 242 entsteht.,,An input transducer 243 and a are located on the substrate 240 in the space between the grating structures 241 and 242 Output transducer 244 attached. Line 233 is connected to the input transducer and to the output transducer Line 235 is connected to 244. The transducers 243 and 244 consist of several nested one inside the other Fingers, which are arranged at the tips of the standing wave present in the case of resonance, the arises due to the reflective grating structures 241 and 242. ,,
Typischerweise liegen auf jedem Wandler sechzig Finger. Weitere Einzelheiten des Oberflächenwellenresonators 36 sind in der US-PS 3 886 504 beschrieben.Typically there are sixty fingers on each transducer. Further details of the surface acoustic wave resonator 36 are described in U.S. Patent 3,886,504.
809884/0867809884/0867
In Fig.15 ist das Schaltbild des Verstärkers 38 dargestellt. Der Verstärker 38 besteht im Prinzip aus einer Schaltung 250, wie sie zuvor in Fig.12b genau dargestellt worden ist. Die Schaltungspunkte A bis G der Schaltung 250, die in Fig.15 dargestellt sind, entsprechen den Schaltungspunkten A bis. G von Fig.12b. Die Signale aus dem Mischer 32 gelangen über einen Kondensator 251 zum Eingang der Schaltung 250. Die Verstärkung der Schaltung 250 wird automatisch mit Hilfe eines Verstärkungsregelsignals AVRZF eingestellt. Das Verstärkungsregelsignal AVRZF wird dem Schaltungspunkt C über eine RLC-Schaltung 252 zugeführt. Der Ausgang der Schaltung 250 ist über einen LC-Schwingkreis 253 mit der Leitung 40 gekoppelt.The circuit diagram of the amplifier 38 is shown in FIG. The amplifier 38 consists in principle of a circuit 250, as shown in detail in FIG. 12b has been. The circuit points A to G of the circuit 250, which are shown in Figure 15, correspond the circuit points A to. G of Figure 12b. The signals from mixer 32 pass through a capacitor 251 to the input of circuit 250. The gain of circuit 250 is automatic with the help a gain control signal AVRZF set. The gain control signal AVRZF is the node C. supplied via an RLC circuit 252. The outcome of the Circuit 250 is connected to an LC resonant circuit 253 coupled to line 40.
In den Figuren 16 bis 19 sind genaue Schaltbilder der übrigen Schaltungsabschnitte des Empfängers von Fig.1 dargestellt. Diese Schaltungen machen von herkömmlichen Bauelementen Gebrauch; sie sind für den Fachmann im allgemeinen ohne nähere Erklärungen verständlich. Der Synchrondemodulator 42 ist in Fig.16 dargestellt. Dieser Synchrondemodulator 42 besteht im wesentlichen aus einer im Handel erhältlichen integrierten Schaltung des Type MC1596. Die integrierte Schaltung MC1596 ist auf den Seiten 8-404 bis 8-414 des Katalogs "Linear Integrated Circuits" der "Motorola's Semiconductor Data Library? Band 8, Ausgabe 1975, beschrieben. Schaltungseinzelheiten sind auf Seite 8-411 in Fig.23 dieses Katalogs angegeben. Die integrierte Schaltung MC1596 erhält an ihren Eingängen und Ausgängen über RLC-Schaltungen bis 269 geeignete Vorspannungen wie in Flg.16 angegebenFIGS. 16 to 19 show detailed circuit diagrams of the remaining circuit sections of the receiver from FIG Fig.1 shown. These circuits make use of conventional components; they are for that A person skilled in the art generally understandable without further explanation. The synchronous demodulator 42 is shown in FIG shown. This synchronous demodulator 42 consists essentially of a commercially available one integrated circuit of the type MC1596. The integrated The MC1596 circuit is on pages 8-404 through 8-414 of the catalog "Linear Integrated Circuits" of the "Motorola's Semiconductor Data Library? Volume 8, 1975 edition. Circuit details are given on page 8-411 in Fig. 23 of this catalog. The MC1596 integrated circuit receives its inputs and outputs via RLC circuits up to 269 suitable pretensioning as indicated in Fig. 16
809884/0867809884/0867
--56 ---56 -
isto Die für diese integrierte Schaltung erforderlichen Vorspannungen sind ebenfalls in dem genannten Katalog beschrieben·is o The bias voltages required for this integrated circuit are also described in the catalog mentioned
Der Oszillator 45 ist in Fig.17 dargestellt. Dieser Oszillator
45 enthält als verstärkendes Bauelement einen MES-Feldeffekttransistor 270, und er enthält frequenzbestimmende
LC-Rtickkopplungsschaltungen 271 und 272. Der Oszillator
gibt zwei getrennte Ausgangssignale ab. Das eine Ausgangssignal wird an der Leitung 47 erzeugt, und das andere
Ausgangssignal wird an der Leitung 44 erzeugt. Die Leitungen 44 und 47 sind mittels eines RIC-Phasenschieberglieds
273 voneinander getrennt, das zwischen den zwei Signalen eine Phasendifferenz von etwa 90° erzeugt. Das Phasenschieberglied
273 stellt sicher, daß der Bildträger an der Leitung 40 mit dem Oszillatorsignal an der Leitung
in Phase ist. Die Phasendetektorschaltung 43, die in Fig.18 dargestellt ist, erzeugt die Phasendetektorsignale PD1
und PD2, die eine Verriegelung der Phase des Oszillatorsignals an der Leitung 47 mit einer Verschiebung um 90
gegenüber dem Bildträger an der Leitung 40 bewirken. Das Phasenschieberglied i
verschiebung wieder ein.The oscillator 45 is shown in FIG. This oscillator 45 contains an MES field effect transistor 270 as an amplifying component, and it contains frequency-determining LC feedback circuits 271 and 272. The oscillator emits two separate output signals. One output signal is generated on line 47 and the other output signal is generated on line 44. The lines 44 and 47 are separated from one another by means of a RIC phase shifter element 273, which generates a phase difference of approximately 90 ° between the two signals. The phase shifter 273 ensures that the picture carrier on line 40 is in phase with the oscillator signal on the line. The phase detector circuit 43, which is shown in FIG. 18, generates the phase detector signals PD1 and PD2, which lock the phase of the oscillator signal on line 47 with a shift of 90 relative to the picture carrier on line 40. The phase shifter element i
shift back on.
Das Phasenschieberglied 273 führt diese 90° Phasen-The phase shifter element 273 leads this 90 ° phase
Im Phasendetektor 43 von Fig.18 wird ebenfalls von der integrierten Schaltung des Typs MC1596 Gebrauch gemacht, die auch bereits im Synchrondemodulator 42 angewendet wurde. Zur Erzielung der Phasendetektorfunktion ist die integrierte Schaltung MC1596 mit Vorspannungsschaltungen 281 bis 287 beschaltet. An Ausgängen der integrierten Schaltung MC1596 sind nach Fig.18 der SägezahngeneratorIn the phase detector 43 of Fig. 18 is also of the MC1596 integrated circuit made use of which has already been used in the synchronous demodulator 42. To achieve the phase detector function, the MC1596 integrated circuit with bias circuits 281 to 287 wired. At the outputs of the integrated Circuit MC1596 are the sawtooth generator according to Fig. 18
809884/0867809884/0867
und das Schleifenfilter 49 angeschlossen. Diese Schaltungsanordnung erzeugt an Leitungen 51 die Phasendetektorsignale PD1 und PD2.and the loop filter 49 connected. This circuit arrangement generates the phase detector signals PD1 and PD2 on lines 51.
In Fig.19 ist das Schaltbild des spannungsgesteuerten VHF-Oszillators 22 dargestellt. Der Oszillator 22 benutzt die Phasendetektorsignale PD1 und PD2 zusammen mit einem dritten Signal pd3 dazu, an der Leitung 23 Überlagerungsoszillatorsignale mit auswählbarer Frequenz zu erzeugen. Das Signal PD3 ist ein Analogsignal mit mehreren Werten, das einen groben Spannungswert eines speziellen, für jeden auszuwählenden Kanal bestimmten Spannungswerts bilde . Das Signal PD3 wird vom Steuerorgan 52 in Abhängigkeit von einer von Hand durchgeführten Betätigung der Kanalwählschalter 56 erzeugt, wie oben im Zusammenhang mit Fig.1 erläutert wurde. Die Signale PD1 bis PD3 werden über eine Kapazitätsdiode 290 dem Summierglied 50 zugeführt. Die Kapazitätsdiode 290 bildet zusammen mit Kondensatoren 291 und einem Mikrostrip-Bauelement 292 die frequenzbestimmende Schaltung des frequenzgesteuerten VHF-Oszillators 22. Die Signalverstärkung im Oszillator 22 wird mit Hilfe eines bipolaren Transistors 293 bewirkt. Der Transistor 293 wird in auswählbarer Weise mittels eines Steuersignals ENVHF zur VHF-Freigabe eingeschaltet oder abgeschaltet. Das Signal ENVHF gelangt über einen Widerstand 294 an die Basis des Transistors 293 und über eine Spule 295 an den Kollektor dieses Transistors 293. Es wird in auswählbarer Weise abhängig von der Stellung der Kanalwählschalter 56 eingeschaltet.In Fig.19 is the circuit diagram of the voltage controlled VHF oscillator 22 is shown. The oscillator 22 uses the phase detection signals PD1 and PD2 together with a third signal pd3 in addition, on line 23 Generate local oscillator signals with a selectable frequency. The signal PD3 is an analog signal with several values that determine a rough voltage value of a specific channel to be selected for each channel Voltage value. The signal PD3 is carried out by the controller 52 as a function of a manually Actuation of the channel selection switch 56 is generated, as was explained above in connection with FIG. The signals PD1 to PD3 are fed to the summing element 50 via a capacitance diode 290. The capacitance diode 290, together with capacitors 291 and a microstrip component 292, forms the frequency-determining device Circuit of the frequency-controlled VHF oscillator 22. The signal amplification in the oscillator 22 is with the help a bipolar transistor 293 causes. The transistor 293 is selectable by means of a control signal ENVHF switched on or off for VHF release. The ENVHF signal is passed through a resistor 294 to the base of the transistor 293 and via a coil 295 to the collector of this transistor 293. It is switched on in a selectable manner depending on the position of the channel selection switch 56.
Ein vollständiger Fernsehempfänger, der den Kanalwähler von Fig.1 enthält, ist in Fig.20 in Form eines Blockschaltlbildes dargestellt. Der Kanalwähler ist mitA complete television receiver which contains the channel selector from FIG. 1 is shown in FIG. 20 in the form of a block diagram shown. The channel selector is with
809884/0867809884/0867
-52--52-
Eingangsleitungen 11 und 61 versehen, an denen er die VHF-bzw. UHF-Fernsehsignale empfängt, wie oben beschrieben wurde. Ferner weist der Kanalwähler eine Eingangsleitung 53 auf, an der er analoge Grobabstimmspannungen zur Anzeige des ausgewählten Kanals empfängt. Der HF-Abschnitt des Kanalwählers verschiebt die Frequenz des ausgewählten Kanals auf etwa 330 MHz, während der ZF-Abschnitt des Kanalwählers den Kanal bei 330 MHz ausfiltert und den ausgefilterten Kanal dann in das Grundband verschiebt.Input lines 11 and 61 provided on which he or the VHF. Receives UHF television signals as above has been described. The channel selector also has an input line 53 on which it receives analog coarse tuning voltages to display the selected channel. The RF section of the channel selector shifts the frequency of the selected channel to about 330 MHz, while the IF section of the channel selector sets the channel to 330 MHz filters out and then shifts the filtered channel into the baseband.
Die Leitung 46 bildet den Tonausgang des Kanalwählers. Wie bereits beschrieben wurde, wird der Tonträger des ausgewählten Kanals an der Leitung 46 bei der Frequenz 4,5 MHz erzeugt. Die Leitung 46 ist mit dem Eingang eines Tondemodulators 301 verbunden. Der Tondemodulator 301 erzeugt an einer Leitung 302 Signale mit einer Amplitude, die der Frequenz der frequenzmodulierten Signale an der Leitung 46 proportional ist. Diese Frequenzdemodulation kann mit verschiedenen Schaltungen durchgeführt werden, die in der Technik bekannt sind. Die demodulierten Signale an der Leitung 302 werden dem Eingang eines Lautsprechers 303 zugeführt, in dem sie elektromechanisch in hörbare Töne umgesetzt werden.The line 46 forms the audio output of the channel selector. As already described, the sound carrier of the selected channel on line 46 at the frequency 4.5 MHz. The line 46 is connected to the input of a tone demodulator 301 connected. The tone demodulator 301 generates signals on a line 302 with an amplitude that the frequency of the frequency modulated signals on line 46 is proportional. This frequency demodulation can be performed with various circuits known in the art. The demodulated signals on line 302 are fed to the input of a loudspeaker 303, in which they are electromechanical can be converted into audible tones.
Die Leitung 72 bildet den Kanalwählerausgang für das Bildaustastsynchron-Signal. Das bedeutet, daß die Signale an der Leitung 72 Bildsynchronisierungsinformationen und Videoinformationen des ausgewählten Kanals enthalten. Die Leitung 72 ist mit dem Eingang einer Videosignalverarbeitungseinheit 304 verbunden. Die Videosignalverarbeitungseinheit 304 trennt die Bildsignale von den Bildsynchronisierungssignalen. Die Bildsignale werden an einerLine 72 forms the channel selector output for the image blanking synchronous signal. That means the signals on line 72 includes frame sync information and video information of the selected channel. the Line 72 is to the input of a video signal processing unit 304 connected. The video signal processing unit 304 separates the image signals from the image synchronizing signals. The image signals are sent to a
809884/0867809884/0867
QOQO
Leitung 305 erzeugt, die mit dem Eingang des Elektronenstrahl-Erzeugungssystems einer Bildröhre 306 verbunden ist. Die Bildsynchronisierungssignale werden an einer Leitung 307 erzeugt, die mit dem Eingang einer Ansteuerschaltung 308 verbunden ist. Die Ansteuerschaltung erzeugt Horizontal- und Vertikal-Synchronisierungssignale an einer Leitung 309, die mit der Elektronenstrahl-Ablenkschaltung 310 der Bildröhre 306 verbunden ist. Ferner erzeugt die Treiberschaltung 308 Horizontalsynchronisierungssignale an einer Leitung 311, die mit einem Eingang des Hochspannungsgenerators 312 der Bildröhre verbunden ist. Die Treiberschaltung erzeugt ferner Synchronisierungssignale an der Leitung 370, die mit der AVR-Schaltung 74 des Kanalwählers verbunden ist.Line 305 is generated connected to the input of the electron gun a picture tube 306 is connected. The frame sync signals are sent to a Line 307 is generated, which is connected to the input of a control circuit 308. The control circuit generates horizontal and vertical sync signals on line 309 connected to the electron beam deflection circuit 310 of the picture tube 306 is connected. The driver circuit 308 also generates horizontal synchronization signals on a line 311 which is connected to an input of the high-voltage generator 312 of the picture tube. The driver circuit also generates synchronization signals on line 370 which is connected to the AGC circuit 74 of the channel selector is.
Die Baueinheiten 301 bis 312 des Fernsehempfängers Sind in vielen Druckschriften bereits genau beschrieben worden. Beispielsweise sei hier auf das Buch "Fundamentals of Display Sys-tem Design" von Sol Sherr verwiesen, das bei Wiley-Interscience 1970 erschienen ist. Eine auf den Seiten 445 bis 469 dieses Buchs angegebene Bibliographie enthält ebenfalls zahlreiche Literaturhinweise.The structural units 301 to 312 of the television receiver have already been described in detail in many publications. For example, reference is made here to the book "Fundamentals of Display System Design" by Sol Sherr, which at Wiley-Interscience was published in 1970. One on the Bibliography given on pages 445 to 469 of this book also contains numerous references.
■4,■ 4,
InFig.21 ist eine zweite Ausführungsform eines gemäß der Erfindung aufgebauten Kanalwählers in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Ein wesentlicher Teil dieser zweiten Ausführungsform gleicht im Aufbau dem Kanalwähler in der Ausführungsform von Fig.1. Die gleichen Abschnitte sind mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.InFig.21 a second embodiment of one according to of the invention constructed channel selector shown in the form of a block diagram. An essential part This second embodiment is similar in structure to the channel selector in the embodiment of FIG. the the same sections are identified by the same reference symbols.
809884/0867809884/0867
Ein Unterschied des Aufbaus der zweiten Ausführungsform besteht darin, daß nur ein VHF-Filter vorhanden ist. Das bedeutet, daß die an der VHF-Antenne 10 auftretenden Signale einem Überlagerungsoszillatormischer über ein festes Filter 321 zugeführt werden, das alle Frequenzen des VHF-Bandes durchläßt^ Ein zweiter Unterschied besteht darin, daß die Ausführungsform von Fig.21 keinen HF-Verstärker enthält. Als Folge davon weist das System verbesserte Intermodulations- und Kreuzmodulationsverzerrungen auf, doch ist seine Rauschzahl größer. Ein weiterer Unterschied besteht darin, daß die Ausführungsform von Fig.21 nur einen HF-MESFET-Mischer enthält. Ein 2- X -1-Schalter 322 enthält einen ersten Eingang, der die VHF-Signale an einer Leitung 323 empfängt, sowie einen zweiten Eingang, der die UHF-Signale an einer Leitung 324 empfängt. Der Ausgang des Schalters 322 ist über eine Leitung 325 mit dem MESFET-Mischer 320 verbunden.A difference in the construction of the second embodiment is that there is only one VHF filter is. This means that the signals appearing at the VHF antenna 10 are fed to a local oscillator mixer be fed through a fixed filter 321 which passes all frequencies of the VHF band ^ A second difference is that the embodiment of Figure 21 does not include an RF amplifier. As a consequence of this the system has improved intermodulation and cross-modulation distortion, but is its noise figure greater. Another difference is that the embodiment of Figure 21 only has an RF MESFET mixer contains. A 2- X -1 switch 322 has a first input that feeds the VHF signals to a Line 323 receives and a second input that receives the UHF signals on line 324. The output of switch 322 is connected to MESFET mixer 320 via a line 325.
Die Ausführungsform von Fig.21 enthält auch eine andere Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Grobwählspannungen für die Kanalwahl an den Leitungen 53. Wie aus Fig.21 hervorgeht, besteht das Steuerorgan 52 aus einer Phasenverriegelungsechleife. Diese Phasenregelschleife empfängt aus einer BezugsSignalschaltung 331 Bezugs-The embodiment of Figure 21 also includes another Circuit arrangement for generating the coarse selection voltages for the channel selection on the lines 53. As shown in FIG. 21 As can be seen, the controller 52 consists of a phase lock loop. This phase-locked loop receives reference signal from a reference signal circuit 331
■4»■ 4 »
signale mit fester Frequenz; gleichzeitig empfängt sie vom spannungegesteuerten überlagerungsoszillator Rückkopplungssignale. Die Rückkopplungssignale aus dem Oszillator werden über einen veränderlichen Zähler 332 übertragen. Der Zähler 332 bewirkt eine Frequenzteilung durch eine Zahl,die über digitale Signale an den Leitungen 333 auswählbar ist. Die Signale an den Leitungen werden mit Hilfe einer digitalen Schaltung 334 in Abhängigkeitfixed frequency signals; at the same time it receives feedback signals from the voltage controlled local oscillator. The feedback signals from the oscillator are fed through a variable counter 332 transfer. The counter 332 effects a frequency division by a number, which is transmitted via digital signals on the lines 333 can be selected. The signals on the lines are dependent on a digital circuit 334
809884/0867809884/0867
— Ol —- Ol -
von digitalen Signalen erzeugt, die diese digitale Schaltung von den Kanalwählschaltern 56 empfängt. Ein Phasendetektor 335 vergleicht die Ausgangssignale des Zählers 332 mit den Bezugssignalen, und er erzeugt Phasendetektorsignale für den spannungsgesteuerten Überlagerungsoszillator. Auf diese Weise wird eine relativ hohe Überlagerungsoszillatorfrequenz erzeugt, wenn die Eingangesignale des Zählers 332 so gewählt sind, daß der Zähler durch eine relativ große Zahl teilt und umgekehrt.from digital signals that this digital circuit receives from the channel select switches 56. A phase detector 335 compares the output signals of the counter 332 with the reference signals and generates Phase detector signals for the voltage controlled local oscillator. That way becomes a relatively high local oscillator frequency generated when the inputs of counter 332 are so chosen are that the counter divides by a relatively large number and vice versa.
Es sind nun-verschiedene Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden. Im Rahmen der Erfindung können jedoch ohne weiteres Abwandlungen und Änderungen der angegebenen Einzelheiten vorgenommen werden. Beispielsweise ist die Zwischenfrequenz des Mischerausgangssignals nicht auf den Wert 330 MHz beschränkt. Auch andere Zwischenfrequenzen im Bereich von 300 bis 400 MHz können angewendet werden. Beispielsweise ist es auch möglich, für den MESFET-HF-Verstärker einen HF-Verstärker mit bipolaren Schaltungselementen zu verwenden . Dies ist deshalb möglich, weil der Mischer einen wesentlich größeren Anteil an Kreuzmodulations- und Intermodulationsverzerrungen in den Empfänger einführt als der lineare HF-Verstärker· Die Verwendung eines MESFET-Mischers ergibt einen Empfänger, bei dem die Verzerrungen dritter Ordnung stark verbessert sind, auch wenn der HF-Verstärker bipolare Schaltungselemente enthält.Ferner ist es auch möglich, den zur Erzeugung der 285 MHz-Mischsignale verwendeten Oberflächenwellenresonator mit nur einem Wandler im Gegensatz zu einer Doppelwandlerausführung aufzubauen. Bei einemThere are now various embodiments of the invention has been described. Within the scope of the invention, however, modifications and changes to the specified Details to be made. For example, the intermediate frequency of the mixer output signal is not at the Limited to 330 MHz. Other intermediate frequencies in the range from 300 to 400 MHz can also be used. For example, it is also possible to use an HF amplifier with bipolar circuit elements for the MESFET HF amplifier. This is possible because the mixer has a much larger proportion of cross-modulation and intermodulation distortion in the Introduces the receiver as the linear RF amplifier · The Using a MESFET mixer results in a receiver that greatly improves the third order distortion are, even if the RF amplifier are bipolar circuit elements It is also possible to use the In contrast, generating the 285 MHz mixed signals used surface acoustic wave resonator with only one transducer to be built into a double converter version. At a
809884/0867809884/0867
Resonator mit einem Wandler ist die Leitung 233 mit einer Elektrodengruppe des Wandlers verbunden, während die Leitung 235 mit der anderen Elektrodengruppe verbunden ist. Der einzelne Wandler ist ebenso aufgebaut wie der Wandler 243. Der Kanalwähler nach Fig.1 oder nach Fig.21 kann ohne weiteres auch für eine Anwendung in anderen Systemen als in Fernsehempfängern angepaßt werden. Der Kanalwähler findet überall dort Anwendung, wo ein Frequenzkanal aus mehreren sich nicht überlappenden Frequenzkanälen ausgewählt werden soll. Die in den Kanälen enthaltenen Informationen müssen keine Fernsehsignale sein,,Resonator with a transducer is the line 233 with a Electrode group of the transducer connected, while the lead 235 is connected to the other electrode group is. The individual converter is constructed in the same way as the converter 243. The channel selector according to FIG. 1 or according to FIG. 21 can be readily adapted for use in systems other than television receivers. Of the Channel selector is used wherever a frequency channel is made up of several non-overlapping frequency channels should be selected. The information contained in the channels need not be television signals,
809884/0867809884/0867
Claims (1)
G. Leiser Dipl.-Ing.
G. Quieter
E. PrinzDipl.-Ing.
E. Prince
Dr. G. HauserDipl.-Chem.
Dr. G. Hauser
zuzüglich der niedrigsten Frequenz des Spektrums gebildete Größe außerhalb des Durchlaßbandes des Filters liegt.22. Channel selector according to claim 21, characterized in that one of twice the value of the high intermediate frequency
plus the lowest frequency of the spectrum is outside the passband of the filter.
liegt.23. Channel selector according to claim 21, characterized in that the high intermediate frequency between 300 MHz and 400 MHz
lies.
umfaßt.24. Channel selector according to claim 21, characterized in that the fixed spectrum is approximately the range from 55 to 87 MHz
includes.
umfaßt?25. Channel selector according to claim 21, characterized in that the fixed spectrum is approximately the range from 175 to 215 MHz
includes?
umfaßt.26. Channel selector according to claim 21, characterized in that the fixed spectrum is approximately the range from 470 to 890 MHz
includes.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/813,202 US4162451A (en) | 1977-07-05 | 1977-07-05 | MESFET-device surface-wave-device channel selector |
| US05/813,137 US4162452A (en) | 1977-07-05 | 1977-07-05 | Channel selection for a television receiver having low-gain high frequency RF-IF section |
| US05/813,198 US4408347A (en) | 1977-07-29 | 1977-07-29 | High-frequency channel selector having fixed bandpass filters in the RF section |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2829538A1 true DE2829538A1 (en) | 1979-01-25 |
Family
ID=27420087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE19782829538 Ceased DE2829538A1 (en) | 1977-07-05 | 1978-07-05 | CHANNEL FILTER ARRANGEMENT AND EQUIPPED CHANNEL SELECTOR FOR A TELEVISION RECEIVER |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5418208A (en) |
| BR (1) | BR7804326A (en) |
| CA (1) | CA1110356A (en) |
| DE (1) | DE2829538A1 (en) |
| FR (1) | FR2408944B1 (en) |
| GB (1) | GB2000926B (en) |
| NL (1) | NL7807307A (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3821716A1 (en) * | 1988-06-28 | 1990-01-04 | Telefunken Electronic Gmbh | TELEVISION TUNER WITH A BAND FILTER CIRCUIT |
| DE3821715A1 (en) * | 1988-06-28 | 1990-01-04 | Telefunken Electronic Gmbh | INPUT CIRCUIT OF A TELEVISION TUNER |
| DE3933006A1 (en) * | 1988-10-03 | 1990-04-05 | Hitachi Ltd | SAW device with interdigital transducers at input and output - having reflectors for improved characteristic without increase of chip area |
| US5175711A (en) * | 1988-10-03 | 1992-12-29 | Hitachi, Ltd. | Surface acoustic wave apparatus and method of productivity and adjustment of the same |
| DE4228834A1 (en) * | 1992-08-29 | 1994-03-03 | Thomson Brandt Gmbh | Oscillating signal generating stage e.g. PLL balancing method - superimposing signal on oscillator control signal causing control signal value to correspond to neutral value |
| DE4332161A1 (en) * | 1993-09-22 | 1995-03-23 | Thomson Brandt Gmbh | Radio frequency receiver |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5776935A (en) * | 1980-10-29 | 1982-05-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Tuner |
| JPS587934A (en) * | 1981-07-07 | 1983-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Channel converter device |
| US4397037A (en) * | 1981-08-19 | 1983-08-02 | Rca Corporation | Diplexer for television tuning systems |
| US4408348A (en) * | 1981-08-19 | 1983-10-04 | Rca Corporation | Multiband tuning system for a television receiver |
| JPS58179005A (en) * | 1982-04-14 | 1983-10-20 | Toshiba Corp | Converter device |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1142631B (en) * | 1959-07-15 | 1963-01-24 | Loewe Opta Ag | Television receiving circuit |
| DE2334570B1 (en) * | 1973-07-07 | 1975-03-06 | Philips Patentverwaltung | Tunable radio frequency input circuitry for a television receiver |
| DE2447814A1 (en) * | 1973-10-12 | 1975-04-17 | Philips Nv | ACOUSTIC SURFACE WAVE ARRANGEMENTS |
| DE2625546A1 (en) * | 1975-06-09 | 1976-12-23 | Western Electric Co | TRANSMISSION LINK FOR ACOUSTIC WAVES |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3686518A (en) * | 1970-09-02 | 1972-08-22 | Clinton S Hartmann | Unidirectional surface wave transducers |
| US3787612A (en) * | 1972-07-03 | 1974-01-22 | Zenith Radio Corp | Signal processing system for television receiver having acoustic surface wave devices for improved tuning and video demodulation |
| US3946342A (en) * | 1973-08-10 | 1976-03-23 | Texas Instruments Incorporated | Weighting surface wave filters by withdrawing electrodes |
| FR2263635A1 (en) * | 1974-03-05 | 1975-10-03 | Oak Holland Bv | High stability frequency converter - uses three mixing circuits and a quartz controlled pilot oscillator |
| US3942120A (en) * | 1974-07-22 | 1976-03-02 | Texas Instruments Incorporated | SWD FM receiver circuit |
-
1978
- 1978-06-09 GB GB7826602A patent/GB2000926B/en not_active Expired
- 1978-06-22 CA CA305,989A patent/CA1110356A/en not_active Expired
- 1978-07-05 DE DE19782829538 patent/DE2829538A1/en not_active Ceased
- 1978-07-05 BR BR7804326A patent/BR7804326A/en unknown
- 1978-07-05 JP JP8249678A patent/JPS5418208A/en active Granted
- 1978-07-05 NL NL7807307A patent/NL7807307A/en not_active Application Discontinuation
- 1978-07-05 FR FR7819988A patent/FR2408944B1/en not_active Expired
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1142631B (en) * | 1959-07-15 | 1963-01-24 | Loewe Opta Ag | Television receiving circuit |
| DE2334570B1 (en) * | 1973-07-07 | 1975-03-06 | Philips Patentverwaltung | Tunable radio frequency input circuitry for a television receiver |
| DE2447814A1 (en) * | 1973-10-12 | 1975-04-17 | Philips Nv | ACOUSTIC SURFACE WAVE ARRANGEMENTS |
| DE2625546A1 (en) * | 1975-06-09 | 1976-12-23 | Western Electric Co | TRANSMISSION LINK FOR ACOUSTIC WAVES |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3821716A1 (en) * | 1988-06-28 | 1990-01-04 | Telefunken Electronic Gmbh | TELEVISION TUNER WITH A BAND FILTER CIRCUIT |
| DE3821715A1 (en) * | 1988-06-28 | 1990-01-04 | Telefunken Electronic Gmbh | INPUT CIRCUIT OF A TELEVISION TUNER |
| DE3933006A1 (en) * | 1988-10-03 | 1990-04-05 | Hitachi Ltd | SAW device with interdigital transducers at input and output - having reflectors for improved characteristic without increase of chip area |
| US5175711A (en) * | 1988-10-03 | 1992-12-29 | Hitachi, Ltd. | Surface acoustic wave apparatus and method of productivity and adjustment of the same |
| DE4228834A1 (en) * | 1992-08-29 | 1994-03-03 | Thomson Brandt Gmbh | Oscillating signal generating stage e.g. PLL balancing method - superimposing signal on oscillator control signal causing control signal value to correspond to neutral value |
| DE4332161A1 (en) * | 1993-09-22 | 1995-03-23 | Thomson Brandt Gmbh | Radio frequency receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2408944A1 (en) | 1979-06-08 |
| NL7807307A (en) | 1979-01-09 |
| BR7804326A (en) | 1979-04-03 |
| JPS5418208A (en) | 1979-02-10 |
| GB2000926B (en) | 1982-04-28 |
| JPH0121648B2 (en) | 1989-04-21 |
| GB2000926A (en) | 1979-01-17 |
| CA1110356A (en) | 1981-10-06 |
| FR2408944B1 (en) | 1985-12-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DE60032336T2 (en) | MULTI-PURPOSE INTEGRATED SPIRAL INDUCTIVITY | |
| DE2828838C2 (en) | RF input circuit for television receivers | |
| DE3230738C2 (en) | Multi-band voting system | |
| DE68915072T2 (en) | Integrated semiconductor circuit for a radio. | |
| DE19647383C2 (en) | Voltage controlled, variable tuning circuit | |
| DE2714244C2 (en) | ||
| DE60002642T2 (en) | UHF filter with four stages that can be set via a common control voltage | |
| DE3342726A1 (en) | ADJUSTABLE BROADBAND PHASE MODULATION CIRCUIT | |
| DE2142660A1 (en) | Tuning and reception field strength display circuit | |
| DE3875661T2 (en) | TELEVISION RF INPUT CIRCUIT. | |
| DE2252195A1 (en) | DIVERSITY RECIPIENT | |
| DE2125341A1 (en) | Resonator with variable resonance frequency | |
| DE2829538A1 (en) | CHANNEL FILTER ARRANGEMENT AND EQUIPPED CHANNEL SELECTOR FOR A TELEVISION RECEIVER | |
| DE69333676T2 (en) | Tuning circuit for a television receiver | |
| DE3015680C2 (en) | Circuit arrangement for a VHF / UHF broadband double heterodyne receiver in microstrip line technology | |
| DE2813790A1 (en) | TELEVISION TUNER | |
| DE1466237B1 (en) | Circuit for generating an amplified low-frequency oscillation from a phase- and / or frequency-modulated carrier oscillation | |
| DE2841892A1 (en) | SURFACE WAVE FILTER | |
| DE3227087A1 (en) | IMPEDANCE TRANSFER CIRCUIT FOR AN ACOUSTIC SURFACE WAVE FILTER | |
| DE2238246A1 (en) | TELEVISION RECEIVER WITH SYNCHRONOUS DETECTOR | |
| DE2733191C2 (en) | ||
| DE102014107513B4 (en) | TV tuner chip amplifier and method therefor | |
| DE2843977C2 (en) | Circuit arrangement for obtaining the audio signals from a television signal | |
| EP0042853B1 (en) | Tunable receiver front end | |
| DE2730153A1 (en) | Radio signals reception by frequency changing method - involves input signal division between two signal paths, and mixing with oscillator signals whose phases differ by 180 degrees |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| 8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
| 8131 | Rejection |