DE3342726A1 - Einstellbare breitband-phasenmodulationsschaltung - Google Patents
Einstellbare breitband-phasenmodulationsschaltungInfo
- Publication number
- DE3342726A1 DE3342726A1 DE19833342726 DE3342726A DE3342726A1 DE 3342726 A1 DE3342726 A1 DE 3342726A1 DE 19833342726 DE19833342726 DE 19833342726 DE 3342726 A DE3342726 A DE 3342726A DE 3342726 A1 DE3342726 A1 DE 3342726A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- coupler
- input
- output
- impedance
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 8
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000012071 phase Substances 0.000 description 36
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000012072 active phase Substances 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C7/00—Modulating electromagnetic waves
- H03C7/02—Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Gyroscopes (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
US-Ser,No. 479 452
AT: 28. März 1983
AT: 28. März 1983
RCA Corporation/ New York, N.Y. (V,St.A.)
Die Erfindung bezieht sich auf Phasenmodulationsschaltungen/
insbesondere solche, bei denen sich der Grad der Phasenmodulation einstellen läßt.
Phasenmodulationsschaltungen finden als Modulatoren in ■5 Kommunikationssystemen Verwendung, und zwar sowohl in
erdgestützten als auch bei Flugzeugen, und andere Phasenmodulationschaltungen können auch in anderen Anwendungen
benutzt werden, beispielsweise in Verbindung mit Phasenmusterradarsystemen (phased array radars).
Eine bekannte Phasenmodulationsschaltung der generellen Art, wie sie die Erfindung betrifft, ist in einem Artikel
beschrieben "Broad-Band ActivePhase Shifter Using Dual-Gate MESFET" von M. Kumar, R.J. Menna und H. Huang in
IEEE Transactions on Microwave-Theory-and Techniques, Band MTT-29, Nr. 10 vom Oktober 1981 auf den Seiten
1098-1102. Die in diesem Artikel beschriebene Phasenschieberschaltung verwendet ein 180"-Hybrid, welches
selbst aus drei 90°-Kopplern besteht, sowie ein Stück als Verzögerung wirkender Wellenleiter. Die bekannte
OKJ Schaltung verwendet zwei zusätzliche 90"-Koppler, drei
Gleichphasenkombinatoren mit zwei Eingängen und vier Doppelgat-Feldeffekttransistorverstärker. Damit steht
sie im Gegensatz zur Erfindung, die fünf 90"-Koppler,
von denen jedoch keiner als 180°-Hybrid benutzt wird,
vier Verstärker und einen Gleichphasenkombinator mit
-: ' "- "- """"*" 33A2726
zwei Eingängen verwendet. Da die Erfindung kein 18O°~
Hybrid wie der Stand der Technik benötigt, ergibt sie eine größere Bandbreite als die bekannte Schaltung.
Da ferner die Anzahl der Elemente niedriger liegt, läßt sich die Schaltung kleiner aufbauen, was eine erwünschte
Eigenschaft ist.
Gemäß einer bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung
enthält eine zwischen einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß geschaltete Phasenmodulationsschaltung
die Kombination eines ersten, zweiten, dritten, vierten und fünften 90°-Kopplers, eines ersten, zweiten, dritten
und vierten Verstärkers einstellbarer Verstärkung mit einem Gleichphasenkombinator, der mit einem Ausgang an
den Ausgangsanschluß der Schaltung angeschlossen ist. Ein Eingang des ersten 90°-Kopplers ist mit dem Schaltungseingangsanschluß
verbunden, die Ausgänge des ersten 90°-Kopplers sind mit den jeweiligen Eingängen des
zweiten und dritten 90°-Kopplers verbunden. Der zweite und dritte 90°-Koppler ist jeweils mit einem der vier
Verstärker einstellbarer Verstärkung verbunden. Die Ausgänge der einstellbaren Verstärker sind mit den Eingängen
des vierten und fünften 90°-Kopplers verbunden. Je ein Ausgang des vierten und fünften 90°-Kopplers
ist mit einem entsprechenden Eingang des Gleichphasenkombinators
verbunden. Durch Einstellung der Verstärkungen der verschiedenen Verstärker in vorbestimmter
Weise kommt ein Signal am Eingangsanschluß im gesamten Phasenbereich zwischen 0 und 360° verschoben am Aus-
^ gangsanschluß erscheinen.
Fig. 1 zeigt ein elektrisches Schaltbild einer einstellbaren Phasenmodulationsschaltung gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform der Erfindung,
35
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines Verstärkers, der sich zur Verwendung in der Schaltung nach Fig. 1 eignet,
Fig. 3 zeigt ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Phasenmodulationsschaltung nach Fig.1
und
Fig. 4 zeigt ein elektrisches Schaltbild eines Teils einer gegenüber Fig. 1 abgewandelten Phasenmodulationsschaltung.
In Fig. 1 ist eine 360°-Phasenmodulationsschaltung 10 gezeigt, der an einem Eingangsanschluß 12 ein Wechselsignal,
typischerweise im Mikrowellenbereich, zuführbar, ist und die an einem Ausgangsanschluß 14 ein Signal
liefert, das um irgendeinen Betrag phasenverzögert ist und typischerweise auch eine Amplitudenverschiebung
aufweist. Ein Eingangsanschluß 12 und eine Absculußimpedanz
16 sind jeweils an ein Paar Eingänge 18 und 20 eines ersten 90°-Kopplers 22 angeschlossen. Der Koppler
22 kann typischerweise ein verflochtener Koppler, typischerweise ferner ein 3dB-Koppler sein; obwohl das
Konstruktionsverfahren als auch die Leistungsaufteilung
nicht kritisch sind. Ein verflochtener 3dB-Koppler der Art, wie er typischerweise als Koppler 22 benutzt wird,
ist in der US-PS 4 394 629 veranschaulicht und beschrieben. Der mathematische Ausdruck bei den Ausgängen 24
und 26 des Kopplers 22 (und an anderen Stellen in Fig. 1) beschreibt das Signal an diesen Punkten für den Fall
eines Signales vom Einheitswert am Eingangsanschluß 12 unter Vernachlässigung der Leitungsverluste und dielektrischen
Verluste beim Durchlaufen des Kopplers 22 und der anderen noch zu beschreibenden Komponenten. So ist das
Signal am Anschluß 24 cos θ * e"-5 , wobei θ der Koppelwinkel
(45° für einen 3dB-Koppler) ist, · das Multipli-. kationssymbol, j das Symbol für imaginäre Zahlen,
—δ-Ι
ß die Ausbrextungskonstante durch den Koppler und I die Koppe Hänge.
Der Anschluß 24 und eine Abschlußimpedanz 28 sind jec
weils mit einem Paar Eingangsanschlüsse 32 und 30 eines
zweiten 90°-Kopplers 34 verbunden, während der Anschluß 26 und eine Abschlußimpedanz 36 an entsprechende eines
Paares Eingangsanschlüsse 38 und 40 eines dritten 90°- Kopplers 42 angeschlossen sind. Die Koppler 34 und 42
IQ sind typischerweise identisch mit dem Koppler 22 aufgebaut.
Man vergegenwärtige sich, daß die Längen der Wellenleiter zwischen den Anschlüssen 24 und 32 und
zwischen den Anschlüssen 26 und 38 praktisch nicht zu existieren brauchen, in Fig. 1 sind sie jedoch veran-
]5 schaulicht, um die mathematischen Ausdrücke in der
Figur anbringen zu können.
Ein Paar Ausgangsanschlüsse 44, 46 des Kopplers 42 sind jeweils mit einem ersten bzw. zweiten Doppelgate-MESFET-Verstärker
51 bzw. 52 verbunden, die ebenfalls mit 1 und 2 bezeichnet sind, um die folgende Betriebsbeschreibung
zu erleichtern, gleichermaßen ist ein Paar Ausgangsanschlüsse
48, 50 des Kopplers 34 entsprechend mit einem dritten bzw. vierten Doppelgate-MESFET-Verstärker 53
bzw. 54 verbunden, die ebenfalls mit 3 und 4 bezeichnet sind. Die Verstärker 51-54 können typischerweise solche
Verstärker sein, wie sie von M. Kumar und H. Huang im Artikel "Dual-Gate MESFET Variable-Gain Constant-Output
Power Amplifier" in den IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT-29, Nr. 3 vom März 1981
auf den Seiten 185-189 beschrieben sind und in der beiliegenden Fig. 2 veranschaulicht sind, auf die nun verwiesen
sei.
In Fig. 2 ist innerhalb des gestrichelten Blockes 51a ein Verstärker 51 gezeigt, der ebenso wie die anderen
Verstärker 52-54 eine Eingangsimpedanz-Anpassungsschaltung 57 enthält, die zwischen den Anschluß 44 (siehe
Fig. 1) und das Gate G. des verwendeten Doppelgate-MESFET
58 gekoppelt ist. Eine Ausgangsanpassungsimpedanz 59 ist zwischen die Drainelektrode D des MESFET 58 und
den Anschluß 60 geschaltet (siehe Fig. 1). Die Sourceelektrode S des MESFET 58 liegt am System Masse, während
das Gate G~ mit einer Regelschaltung 56 verbunden ist.
In Fig. 2 ist die übliche Vorspannungsschaltung dargestellt.
Die Ausgänge der Verstärker 51 und 52 sind jeweils mit einem eines Paares Eingangsanschlüssen 60, 62 eines
vierten 90°-Kopplers 64 verbunden, während die Ausgänge der Verstärker 53 und 54 mit jeweils einem eines Paares
Eingangsanschlüsse 66, 68 eines fünften 90°-Kopplers verbunden sind. Die Koppler 64 und 70 können typischerweise
identisch mit dem Koppler 22 sein. Die Ausgangsanschlüsse 72 und 74 des Kopplers 64 sind jeweils mit
einer Abschlußimpedanz 76 und einem Eingangsanschluß eines Gleichphasenkombinators 80 verbunden. Gleiche
Ausgangsanschlüsse 82 und 84 des Kopplers 70 sind jeweils mit einer Abschlußimpedanz 86 und einem Eingangsanschluß 90 des Kombinators 80 verbunden. Der Ausgangsanschluß 92 des Kombinators 80 ist mit dem Ausgangsanschluß 14 verbunden, während eine Isolationsimpedanz
94 über den Eingangsschenkel des Kombinators 80 liegt.
Der mathematische Ausdruck der Punkte X und Y hängt vom Zustand der verschiedenen Verstärker 51-54 ab und
ist in der als Teil der Zeichnung in dieser enthaltenen Tabelle veranschaulicht, wie noch beschrieben wird.
-ΙΟΊ Die tatsächliche Phasenverschiebung des Signals am
Ausgangsanschluß 14 gegenüber dem Eingang am Eingangsanschluß 12 hängt von der Verstärkung jedes der Verstärker
51-54 ab, welche durch die Regelschaltung 56 bestimmt wird. Die Schaltung 56 liefert vier unabhängig
voneinander einstellbare Spannungen, die beispielsweise von 0 bis -4 V variieren können. Die Einstellung läßt
sich in geeigneter Weise, beispielsweise mit Hilfe eines programmierten Mikrocomputers regeln. Durch Veränderung
der Regelspannung von 0 bis 4 V läßt sich der Verstärkungsgrad
des Verstärkers beispielsweise von etwa +1OdB bis -4OdB verändern. Die mathematischen Ausdrücke an den
Ausgängen der Koppler 64 und 70, wie sie in der Tabelle angeführt sind, seien nun erläutert.
Mit Bezug auf Fig. 1 und den Fall 1 in der Tabelle sei ein Eingangssignal der Einheitsgröße am Eingangsanschluß
12 angenommen, ferner seien alle Koppler 22, 34, 42, 64 und 70 3dB-Koppler, ferner sei θ = 45°, und Regelschaltung
56 regele die Verstärker 2 und 3 vollständig in dem Sperrpunkt, dann ist das Signal am Punkt X A1 · sin θ ·
cos θ · e"-1 . ', wobei φ die im Verstärker auftretende
Phasenverzögerung ist und die übrigen Symbole die bereits erläuterte Bedeutung haben. Entsprechend ist das
Signal am Punkt Y A4 · cos3 θ · e~^39Ä + φ. Für den
angenommenen Fall von 3dB-Kopplern haben die Ausdrücke
2 3
sin θ · cos θ und cos θ identische Werte und sind konstant.
Der Ausdruck e -1 , der identisch an beiden
Punkten X und Y auftritt, ist frequenzabhängig. Da jedoch die Ausdrücke identisch sind, besteht zwischen
ihnen bei Frequenzänderungen Gleichlauf. Daher kann die Schaltung 10 als breitbandig angesehen werden. Vernachlässigt
man die Ausdrücke gemeinsamen Wertes in den Signalgleichungen an den Punkten X und Y, dann reduziert
sich die Gleichung am Punkt X zu JA.. , wobei j die
Imaginärzahl ist. Das bedeutet, daß das Signal am
Punkt X lediglich vom Verstärkungsgrad des Verstärkers abhängt, welcher durch die Regelschaltung 56 bestimmt
wird. Entsprechend wird die Gleichung am Punkt Y bei Vernachlässigung der Ausdrücke gemeinsamen Wertes zu
A. und hängt lediglich vom Verstärkungsgrad des Verstärkers
4 ab. Die Signale A. und JA1 werden durch den
Gleichphasenkombinator 80 zu einem Signal am Anschluß zusammengefaßt, dessen Phasenlage je nach den relativen
Werten von A1 und A. zwischen 0° und 90° liegt (siehe
Fig. 3). Die Phasenwinkel 0° und 90° beziehen sich auf irgendeine willkürliche Referenz. D.h., daß 0° nicht
0° hinsichtlich des Eingangssignals am Anschluß 12 bedeutet.
Jedenfalls haben die Ausgangssignale an den Punkten X und Y, wie sie durch den Verstärkungsgrad der verschiedenen
Verstärker 51-54 bestimmt werden, gegenseitige Beziehungen zueinander, wie sie in Fig. 3 dargestellt
sind.
Der tatsächliche Phasenwinkel am Ausgang hinsichtlich 0° in Fig. 3 hängt von den Größen von A1 und A4 ab.
Ist A1 = A4, dann beträgt der Phasenwinkel des Ausgangssignals
45°. Ist A1 > A., dann liegt der Winkel
zwischen 0°und 45°. Ist A4
> A1, dann liegt der Phasenwinkel zwischen 45° und 90°. Ist A4 = 0 und A1 größer
als 0 (Fall 5) dann ist der Phasenwinkel 0°. Andere Phasenwinkel lassen sich erzielen durch Einschalten
und Sperren verschiedener der Verstärker, wie es die Tabelle angibt.
Man erkennt, daß die Schaltung nach Fig. 1 sich außer zu der beschriebenen Phasenmodulation oder auch zusätzlich
zu dieser für Amplitudenmodulationen eignet. Wenn für den Fall 1 A1 gleich der Einheit 1 und A2 gleich
der Einheit 1 ist, dann ergibt sich eine Phasenverschiebung
von 45° mit einem Ausgangssignal am Anschluß
von 1,414 Einheiten, Wenn sowohl A. als auch A4 auf zwei
Einheiten anwachsen, dann bleibt die gleiche Phasenverschiebung von 45° erhalten, aber das Ausgangssignal am
Anschluß 14 wird 2,828 Einheiten groß. Liegt A1 bei
zwei Einheiten und A4 bei einer Einheit, dann beträgt das Ausgangssignal! am Anschluß 14 2,236 Einheiten und
hat einen Phasenwinkel von 63,43°. Damit haben sich sowohl Amplitude als auch Phase verändert.
]0 Es läßt sich zeigeh, daß durch geeignete Wahl der Eingangssignale
für die vier Steuergates die folgenden Modulationsfunktionen von der Schaltung 10 durchgeführt
werden können:
a) Amplitudenmodulation;
a) Amplitudenmodulation;
b) Pulscodemodulation;
c) Frequen zmodulation;
d) Phasenmodulation;
e) kontinuierliche Phasenmodulation;
f) Doppelphasenverschiebungstastung; g) Vierfachphasenverschiebungstastung;
h) Multiphasenverschiebungstastung;
i) Einseitenbandmodulation;
j) Quadraturamplitudenmodulation; und
k) Kombinationen der obengenannten Modulationen.
Eine abgewandelte Phasenmodulationsschaltung zeigt Fig. 4, welche nun betrachtet werden soll. Die Betriebsweise
der Schaltung nach Fig. 4 stimmt mit derjenigen nach Fig. 1 überein, und ihr Aufbau vom Eingangsanschluß
12 zu den Verstärkern ist der gleiche wie in Fig. 1 und daher in Fig. 4 nicht nochmals gezeichnet. Ein typischer
MESFET der Art, wie er in Fig. 1 oder 4 verwendet wird, hat eine Ausgangsimpedanz von etwa 10 Ohm, dennoch sind
90°-Koppler wie die Koppler 64 und 70 in Fig. 1 typischerweise für Eingangsimpedanzen. und Ausgangsimpedanzen von
50 Ohm ausgelegt. Daher muß die typische Anpassungsschaltung zwischen dem FET und dem 90"-Koppler eine
Anpassung zwischen 10 Ohm und 50 Ohm vornehmen.
In Fig. 4 sind die Ausgangsanpassungsschaltungen 151a-154a
getrennt von ihren jeweils zugeordneten Verstärkern 151-154 veranschaulicht, also anders als bei der üblichen
Art, solche Verstärker zu zeigen, für die vorausgesetzt wird, daß sie Ausgangsimpedanzschaltungen enthalten, wie
dies in Fig. 1 ausgeführt ist. In Fig. 4 sind die 90°- Koppler 164 und 170 identisch mit den Kopplern 64 bzw.
70 in Fig. 1 mit der Ausnahme, daß die Koppler 164 und 170 Eingangsimpedanzen von 25 Ohm und nicht von 50 Ohm
an den Eingängen 160, 162 und 168 sowie an den Ausgängen 172, 174, 182 und 184 haben- Solche Koppler sind beschrieben
von M. Kumar et al im Aufsatz "Monolithic GaAs Interdigitated Couplers" in IEEE Transactions on
Electron Devices,Band ED-30, Nr. 1 vom Januar 1983 auf
den Seiten 29-32. Daher sind die Anpassungsschaltungen so ausgelegt, daß sie die etwa 10 Ohm-Ausgangsimpedanz
der Verstärker 151-154 an die 25 Ohm-Eingangsimpedanz
der Koppler 164 und 170 anpassen. In Fig. 4 ist auch die PhasenkombinationsSchaltung 180 identisch mit dem
Gleichphasenkombinator 80 aus Fig. 1 mit der Ausnahme, daß sie statt 50 Ohm eine Impedanz von 25 Ohm an den
Eingängen 178 und 190 hat und am Ausgang 192 die übliche Impedanz von 50 Ohm. Ein solcher Gleichphasenkombinator
ist von L.I. Parad und R.L. Moynihan beschrieben im Aufsatz "Split-Tee Power Divider" in den IEEE Transactions
on Microwave Theory and Techniques, Band ΜΤΤ-13/Vom
Januar 1965 auf den Seiten 91-95. Durch Verwendung von 25 Ohm-Kopplern lassen sich einige Vorteile realisieren.
Zunächst wird die Anzahl der Anpassungselemente in den Schaltungen 151a-154a gegenüber der in üblichen An-
OD passungsschaltungen verwendeten Anzahl verringert, so
daß die Phasenschieberschaltung räumlich kleiner wird. Ein 25 Ohm-Koppler hat niedrigere Signalverluste als
ein 50 Ohm-Koppler. Wegen der geringeren Verluste in der Anpassungsschaltung und wegen des kleineren Impedanztransformationsverhältnisses
wird die Bandbreite der Schaltung gegenüber eine ausschließlich 50 Ohm-Komponenten
verwendenden Sbhaltung verbessert. Wenn man 90°- Koppler 164-170 mit 10 Ohm praktisch herstellen könnte,
dann könnten die Bauelemente in den Anpassungsschaltungen
151a-154a und damit die gesamte Phasenschieberschaltung
noch kleiner gemacht werden. Obwohl die bekannten Techniken solche Koppler mit niedrigerer Impedanz noch
nicht praktisch herzustellen gestatten, könnten in Zukunft solche Koppler niedrigerer Impedanz durchaus
herstellbar werden.
έ |
O
S ι On |
180°-270° |
I
O R CVl |
O | 90° | 180° |
O
CVI |
|
-4- | m | m | ||||||
< | I | f | < | I | ||||
A | A | A | A | A | A | |||
S | f | |||||||
•θ- | ca m |
a» | t | O | rn | |||
PUNI | Sn | m | CD | 0-e" | ca rn^ |
cb | ||
'Γω |
Γ
OJ |
COS | COS | CU |
υθ
O UJ |
|||
CD | CD rn |
CD
CVi |
CD CVJ |
CD rn |
CD CVl |
|||
Q | Ö | Z | Z | O | Z | |||
UJ | S | υο | C75 | UJ | υο | |||
rn | I | |||||||
CVJ | CVJ |
CVI
■-p |
||||||
A | A | A | A | A | A | |||
•θ· | S | |||||||
S | S. | |||||||
O^ | Ι* | j» | m | |||||
χ | ι | Cy | f | ΊΓ | ||||
NKT | "φ | CQ. | «X .rn. |
'cu | ω CD |
O | ||
ο. |
so
* |
1CU | O | ^CU | ||||
UJ | cb | CD | UJ | UJ | CD | |||
SIN0 | m Z υο |
Z υο "Γ™4 |
SIN0- | SIN0 | rn Z |
|||
. | C^J | CVJ | 1 | CVJ | ||||
«τ | *f | |||||||
ζ | ζ | OO | OO | OO | z | OO | OO | |
t—ι | S3 | =5 | rs | |||||
LU | LU | <C | LU | <c | ■sC | |||
OO | OO | Z | z | OO | OO | OO | Z | |
m | =3 | =5 | 1—1 | ""^ | »—I | |||
LU | LU | «t | *c | LU | ||||
OO | Z | Z | OO | OO | OO | Z | OO | |
CVl | 1—1 | ι—ι | =3 | ι—ι | ||||
LU | LU | < | LU | <c | ||||
^ ■' | ζ | OO | OO | Z | Z | OO | OO | OO ■I Ht |
LU | LU | I" ■< LU |
< | __> | ||||
_j 1 |
||||||||
FAl | CVI | m | -4· | lh | VO | CO |
Claims (6)
- Patentansprüche1 .J Phasenmodulationsschaltung zur Bestimmung.der zwischen einem Eingangsanschluß (12) und einem Ausgangsanschluß (14) der Schaltung auftretenden Phasenverschiebung eines dem Eingangsanschluß zugeführten Signals, mit einer zusammengeschalteten Kombination aus einer Mehrzahl von 90°-Kopplern (22, 34 etc), von denen jede ein Paar Eingangsanschlüsse (beispielsweise 30, 32) und ein Paar Ausgangsanschlüsse (beispielsweise 48, 50) aufweist, einer Mehrzahl in ihrem Verstärkungsgrad einstellbarer Verstärker (51, 52 etc) mit je einem Regeleingang, einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß, einer mit dem Regel-~2-eingang jedes der jeweiligen Verstärker gekoppelten Steuerschaltung (56) zur Bestimmung des Verstärkungsgrades der Verstärker und mit einem Gleichphasenkombinator (80), der ein Paar Eingangsanschlüsse (78, 90) und einen mit dem Ausgangsanschluß (14) gekoppelten Ausgang (92) aufweist,
dadurch gekennzeichnet,daß die Eingangsanschlüsse (18, 20) eines ersten (22) der 90°-Koppler mit dem Eingangsanschluß (12) bzw. einer Abschlußimpedanz (16) gekoppelt sind,daß einer (26) des Paares von Ausgangsanschlüssen . (26, 24) des ersten 90°-Kopplers und eine Abschlußimpedanz (36) mit den jeweiligen Eingängen (38, 40) eines zweiten (42) der 90°-Koppler verbunden sind, daß die anderen (24) des Paares Ausgangsanschlüsse (24, 26) des ersten 90°-Kopplers (22) und eine Abschlußimpedanz (28) mit den jeweiligen Eingängen (32, 30) eines dritten (34) der 90°-Koppler verbunden sind,daß die Ausgänge (44, 46) des zweiten 90°-Kopplers mit den Eingängen eines ersten bzw. zweiten (51 bzw. 52) der Verstärker verbunden sind,daß die Ausgänge (48, 50) des dritten 90°-Kopplers (34) mit den Eingängen eines dritten bzw. vierten (53 bzw. 54) der Verstärker verbunden sind, daß die Ausgänge des ersten und zweiten Verstärkers (51, 52) mit den jeweiligen Eingängen (60, 62) eines vierten (64) der 90"-Koppler verbunden sind,daß die Ausgänge des dritten und vierten Verstärkers (53, 54) mit den jeweiligen Eingängen (66, 68) eines fünften (70) der 90°-Koppler verbunden sind,daß einer (74, 84) jedes Paares der Ausgänge (72,74; 82, 84) sowohl des vierten als auch des fünften 90°-Kopplers (64, 70) mit einem entsprechenden der Eingänge (78, 90) des Gleichphasenkombinators (80) verbunden sind, unddaß jeder anderen Ausgänge (72, 82) des Paares von Ausgangsanschlüssen (72, 74; 82, 84) des vierten und•j fünften 90°-Kopplers jeweils mit einer Abschlußimpedanz (76, 86) verbunden ist. - 2.) Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 1, d a durch gekennzeichnet, daß der erste, zweite, dritte und vierte Verstärker einen Doppelgate-Feldeffekttransistor (Fig. 2) aufweisen, und daß der Eingang jedes Verstärkers durch ein erstes (G1) der beiden Gates gebildet wird und daß ein zweites (G2) der beiden Gates mit der Steuerschaltung verbunden ist.
- 3.) Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der 90"-Koppler ein verflochtener (interdigitated) Koppler ist.
- 4.) Phasenmodulationsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung in Abhängigkeit von der Zeit verschiedener Kombinationen von nicht mehr als gleichzeitig zwei der ersten, zweiten, dritten und vierten Verstärker aktiviert.
- 5.) Phasenmodulationsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanz des ersten, zweiten, dritten und vierten Verstärkers unterschiedlich von seiner jeweiligen Eingangsimpedanz ist, und daß die Impedanz des vierten und fünften 90°-Kopplers der Ausgangsimpedanz des ersten, zweiten, dritten und vierten Verstärkers angepaßt ist.
- 6.) Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpedanz des Gleichphasenkombinators gleich~4„1 der Ausgangs impedanz des ersten, zweiten., dritten und vierten Verstärkers ist und daß die Ausgangsimpedanz des Gleichphasenkombinators die gleiche wie die Eingangsimpedanz des ersten, zweiten, dritten und vierten Ver-5 stärkers ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/479,452 US4549152A (en) | 1983-03-28 | 1983-03-28 | Broadband adjustable phase modulation circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3342726A1 true DE3342726A1 (de) | 1984-10-04 |
DE3342726C2 DE3342726C2 (de) | 1989-12-14 |
Family
ID=23904065
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833342726 Granted DE3342726A1 (de) | 1983-03-28 | 1983-11-25 | Einstellbare breitband-phasenmodulationsschaltung |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4549152A (de) |
JP (1) | JPS59182605A (de) |
DE (1) | DE3342726A1 (de) |
FR (1) | FR2543760B1 (de) |
GB (1) | GB2137448B (de) |
Families Citing this family (27)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4788509A (en) * | 1986-08-15 | 1988-11-29 | Itt Gallium Arsenide Technology Center, A Division Of Itt Corporation | Phase shifter |
FR2613558B1 (fr) * | 1987-04-03 | 1994-04-15 | Thomson Csf | Dispositif comportant un combineur radial pour ondes electromagnetiques et procede mettant en oeuvre un combineur radial |
US4870374A (en) * | 1988-04-13 | 1989-09-26 | E-Systems, Inc. | Modulator producing phase modulation by combining amplitude modulated signals |
US4994773A (en) * | 1988-10-13 | 1991-02-19 | Chen Tzu H | Digitally controlled monolithic active phase shifter apparatus having a cascode configuration |
US5126698A (en) * | 1989-06-02 | 1992-06-30 | Hewlett-Packard Company | Phase modulator operated in saturation and with small angle modulation |
US5136265A (en) * | 1989-07-11 | 1992-08-04 | Texas Instruments Incorporated | Discrete increment signal processing system using parallel branched n-state networks |
US5017886A (en) * | 1989-12-12 | 1991-05-21 | Comsat | RF power combiner using baluns |
FR2658665B1 (fr) * | 1990-02-16 | 1992-08-07 | Thomson Tubes Electroniques | Circuit de commutation d'un signal de sortie hyperfrequence vers une premiere ou une deuxieme sortie. |
US5083094A (en) * | 1990-09-28 | 1992-01-21 | Space Systems/Loral, Inc. | Selective power combiner using phase shifters |
US5222246A (en) * | 1990-11-02 | 1993-06-22 | General Electric Company | Parallel amplifiers with combining phase controlled from combiner difference port |
US5081433A (en) * | 1990-12-03 | 1992-01-14 | General Electric Company | Two state phase modulator with minimum amplitude modulation |
DE69117709T2 (de) * | 1990-12-20 | 1996-10-24 | Fujitsu Ltd | Ultraschallabbildungssystem |
US5168250A (en) * | 1991-06-17 | 1992-12-01 | E-Systems, Inc. | Broadband phase shifter and vector modulator |
GB2261781B (en) * | 1991-11-25 | 1995-06-28 | Marconi Gec Ltd | Electrical apparatus |
US5313174A (en) * | 1992-09-18 | 1994-05-17 | Rockwell International Corporation | 2:1 bandwidth, 4-way, combiner/splitter |
US5317288A (en) * | 1992-12-15 | 1994-05-31 | Space Systems/Loral, Inc. | Continuously variable electronically controlled phase shift circuit |
US5606283A (en) * | 1995-05-12 | 1997-02-25 | Trw Inc. | Monolithic multi-function balanced switch and phase shifter |
US5573001A (en) * | 1995-09-08 | 1996-11-12 | Acuson Corporation | Ultrasonic receive beamformer with phased sub-arrays |
SE520317C2 (sv) * | 1996-05-22 | 2003-06-24 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning och förfarande för fasförskjutning av växelspänningssignal |
US6690238B2 (en) * | 2000-12-27 | 2004-02-10 | Emhiser Research, Inc. | Variable phase-shifting rf power amplifiers |
US6747517B2 (en) | 2000-12-27 | 2004-06-08 | Emhiser Research, Inc. | Power-shifting rf amplifiers |
JP4012840B2 (ja) * | 2003-03-14 | 2007-11-21 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
US6744296B1 (en) | 2003-05-05 | 2004-06-01 | Linear Technology Corporation | Circuits and methods for accurately setting a phase shift |
US7023292B2 (en) * | 2003-12-17 | 2006-04-04 | Telefonaktiebolaget L.M. Dericsson | Polar modulation using amplitude modulated quadrature signals |
US7333790B2 (en) * | 2005-04-08 | 2008-02-19 | Broadcom Corporation | Method and apparatus for generating arbitrary phase shift using a phase shifter based on adding two perpendicular vectors with variable gains |
WO2007073150A1 (en) * | 2005-12-23 | 2007-06-28 | Stichting Astron | Phase shifter circuit and method for generating a phase shifted signal |
US7492222B2 (en) * | 2006-06-30 | 2009-02-17 | Intel Corporation | Compound automatic gain control |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3423688A (en) * | 1965-11-09 | 1969-01-21 | Bell Telephone Labor Inc | Hybrid-coupled amplifier |
US3988705A (en) * | 1975-11-20 | 1976-10-26 | Rockwell International Corporation | Balanced four-way power divider employing 3db, 90° couplers |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3403357A (en) * | 1966-04-14 | 1968-09-24 | Hughes Aircraft Co | Switching apparatus for selectively coupling a predetermined number of microwave devices between an input and an output port |
US3571739A (en) * | 1968-10-18 | 1971-03-23 | Bell Telephone Labor Inc | Multimode hybrid-coupled fan-out and fan-in array |
GB1367467A (en) * | 1971-03-26 | 1974-09-18 | Marconi Co Ltd | Switching systems |
GB1561052A (en) * | 1975-09-24 | 1980-02-13 | Siemens Ag | Transistor power amplifiers |
US4161705A (en) * | 1977-12-19 | 1979-07-17 | International Telephone And Telegraph Corporation | Low level controllable radio frequency phase shifter |
US4297641A (en) * | 1979-09-28 | 1981-10-27 | Rca Corporation | Serrodyning system employing an adjustable phase shifting circuit |
US4311965A (en) * | 1980-04-14 | 1982-01-19 | Hazeltine Corporation | Modular amplifier with discrete power reduction switching |
JPS5797237A (en) * | 1980-12-08 | 1982-06-16 | Nec Corp | Vector modulator |
US4398161A (en) * | 1981-04-13 | 1983-08-09 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Phase-shifting amplifier |
-
1983
- 1983-03-28 US US06/479,452 patent/US4549152A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-11-23 GB GB08331222A patent/GB2137448B/en not_active Expired
- 1983-11-25 DE DE19833342726 patent/DE3342726A1/de active Granted
- 1983-11-28 JP JP58225325A patent/JPS59182605A/ja active Pending
- 1983-11-28 FR FR838318946A patent/FR2543760B1/fr not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3423688A (en) * | 1965-11-09 | 1969-01-21 | Bell Telephone Labor Inc | Hybrid-coupled amplifier |
US3988705A (en) * | 1975-11-20 | 1976-10-26 | Rockwell International Corporation | Balanced four-way power divider employing 3db, 90° couplers |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
JEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-29, Nr.10, Oct.1981, S.1098-1102 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2543760B1 (fr) | 1990-08-17 |
FR2543760A1 (fr) | 1984-10-05 |
DE3342726C2 (de) | 1989-12-14 |
JPS59182605A (ja) | 1984-10-17 |
GB2137448A (en) | 1984-10-03 |
US4549152A (en) | 1985-10-22 |
GB2137448B (en) | 1986-06-11 |
GB8331222D0 (en) | 1983-12-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3342726A1 (de) | Einstellbare breitband-phasenmodulationsschaltung | |
DE3687923T2 (de) | Verteilter monolithischer mischer. | |
DE69832228T2 (de) | Symmetrierschaltung | |
DE68921330T2 (de) | Transversale und rekursive Filter. | |
DE2000065A1 (de) | Schaltungen,die Phasenschieberkoppler verwenden | |
DE3513659A1 (de) | Verteilter leistungsverstaerker | |
DE2556706A1 (de) | Leistungsverstaerker fuer die verstaerkung eines hochfrequenzsignals | |
DE60037550T2 (de) | Breitbandige Symmetrierschaltung für drahtlose und hochfrequente Anwendungen | |
DE3874467T2 (de) | Monolithischer mikrowellen-phasenschieber mit mehreren ausgaengen, zwischen welchen in einem grossen frequenzbereich eine konstante phasendifferenz erhalten wird. | |
DE3916406A1 (de) | Doppelt-symmetrische mischschaltung | |
DE3243529A1 (de) | Sende/empfangsantenne mit mehreren einzelantennen und einer reziproken speiseeinrichtung | |
DE112017003044T5 (de) | Leiten von Quantensignalen im Mikrowellenbereich unter Verwendung von zeitabhängigem Schalten | |
DE3810674A1 (de) | Hochfrequenzleistungsverteiler | |
DE3685553T2 (de) | Pin-dioden-daempfungsglieder. | |
DE3612657C2 (de) | Frequenzumsetzungseinrichtung | |
DE2837817C3 (de) | Hochfrequenz-Breitbandverstärker | |
DE68909435T2 (de) | Leistungsverteiler mit einem Dreileitungs-Richtkoppler. | |
DE1616542A1 (de) | Breitbandige hybrid-gekoppelte Schaltung | |
DE2829538A1 (de) | Kanalfilteranordnung und damit ausgestatteter kanalwaehler fuer einen fernsehempfaenger | |
DE2611712C3 (de) | Breitband-Wellenführungs-Mischstufe | |
DE3324540C2 (de) | Breitbandiger Mikrowellenverstärker | |
DE2852120B2 (de) | Korrekturschaltung für Laufzeitröhren | |
DE102019101888B4 (de) | Konfigurierbares mikroakustisches HF-Filter | |
DE60037125T2 (de) | Radiofrequenz-Verstärkerschaltung | |
DE3300397C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |