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Beschreibung
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Die Erfindung. betrifft eine aktive Scheibenantenne für Kraftfahrzeuge
mit einem oder auf einer Windschutzscheibe angeordneten Antennenleiter und einer
einen im AM-Bereich hochohmigen Transistoreingang aufweisenden Verstärkerschaltung,
die aufeinander abgestimmt sind.
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Die Autoradios der üblichen Bauart besitzen für den AM-Bereich einen
Eingangskreis hoher Güte, der ebenfalls abgestimmt wird. Der Eingangskreis, in den
die Antenne: miteinbezogen ist, weist infolgedessen eine hohe Selektionsfähigkeit,
und eine hohe Empfindlichkeit durch Resonanzüberhöhung, sowie eine hohe Spiegelfrequenzsicherheit
auf. Diese Vorteile gehen aber teilweise verloren, wenn anstelle einer passiven
Antenne mit hohem Fußpunktwiderstand eine aktive Antenne mit einer der bekannten
Verstärkerschaltungen in den Eingangskreis einbezogen wird. Die bekannten. Verstärkerschaltungen
weisen nämlich einen mittelohmigen Ausgangswiderstand in der Größenordnung von einigen
Kilo-Ohm auf. Durch den Einsatz der bekannten aktiven Antennen wird aber der beim
Einsatz von passiven Antennen sehr schmalbandige Eingangskreis des Empfängers bedämpft
und dadurch die Durdchlaßkurve verbreitert, was zu den erwähnten Nachteilen führt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine aktive Antenne, d.h.
eine Antenne mit nachgeschalteter Verstärkerschaltung, insbesondere eine aktive
Scheibenantenne zu schaffen, die die Selektionseigenschaften des Eingangskreises
eines für eine passive Antenne vorgesehenen Autoradios nicht bzw. nicht wesentlich
verschlechtert.
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Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Verstärkerschaltung
der aktiven Antenne eine Endstufe mit niederohmigem Ausgang aufweist.
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Während bei einer passiven Antenne der Ausgangswiderstand der Antenne
im AM-Bereich sehr hoch ist, wodurch die Bedämpfung des Eingangskreises des Empfängers
niedrig ist, wird gemäß der Erfindung derselbe Effekt bei einer aktiven Antenne
dadurch erreicht, daß der Ausgangswiderstand sehr niedrig, und zwar vorzugsweise
auf einen Wert unterhalb von etwa 100 Ohm, eingestellt wird. Dieser Weg ist wirkungsvoller,
und darüberhinaus einfacher zu lösen.
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Gemäß einer ersten vorteilhaften Ausführungsform weist die Verstärkerschaltung
eine als Kollektorbasisschaltung ausgeführte Endstufe auf.
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Eine andere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich-dadurch
aus, daß die Verstärkerschaltung eine als Gegentaktstufe mit zwei komplementären
Transistoren ausgeführte Endstufe aufweist.
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Die Wirksamkeit einer erfindungsgemäßen aktiven Scheibenantenne im
AM-Bereich wird dadurch weiter erhöht, und gleichzeitig der Aufbau des Verstärkers
vereinfacht, daß zwischen dem Fußpunkt des Antennenleiters und-dem Eingang des Verstärkertransistors
ein aus zwei Kapazitäten und einer Induktivität bestehendes # - Glied vorgesehen
ist, das nach den Gesichtspunkten der gewünschten Durchlaßcharakteristik im AM-Bereich
und der transformierenden Wirkung im FM-Bereich im Hinblick auf Rauschanpassung
an den Transistoreingang dimensioniert ist
Vorteilhafte Weiterbildungen
der erfindungsgemäßen aktiven Scheibenantenne sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen
näher beschrieben. Von den Zeichnungen zeigt Fig. 1 eine schematische Darstellung
einer aus Antennenleiter und Verstärker bestehenden aktiven Antenne; Fig. 2 das
Schaltbild einer Kollektorbasisschaltung als zusätzlicher Verstärkerstufe mit niederohmigem
Ausgang; Fig. 3 das Schaltbild einer Gegentaktstufe mit zwei komplementären Transistoren
als zusätzlicher Verstärkerstufe mit niederohmigem Ausgang; Fig. 4 das vollständige
Schaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung für eine aktive Scheibenantenne,
und Fig. 5 das Schaltbild einer Verstärkerschaltung mit einem zusätzlichen, auf
die Verstärkung wirkenden Regelkreis.
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Der Antennenleiter umfaßt einen in der Mitte der Windschutzscheibe
vertikal angeordneten Leiterabschnitt 2 und einen in Form einer Schleife entlang
dem oberen Scheibenrand horizontal angeordneten Leiterabschnitt 3. Der schleifenartige
Leiterabschnitt 3 ist in seinem unteren Abschnitt
auf einer Seite
unterbrochen (Unterbrechung 4). Diese Unterbrechung 4 macht die Antenne elektrisch
unsymmetrisch. Durch. Verlagerung der Unterbrechung 4 kann die Richtwirkung der
Antenne in gewissen Grenzen korrigiert werden Am unteren End 5 des Mittelleiters
2, dem Fußpunkt der Antenne, ist ein Anschlußelement für die Verbindung mit dem
Verstärker angeordnet.
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Der Antennenleiter 2, 3 befindet sich auf oder in der Windschutzscheibe,
wo er entweder in der Zwischenfolie eingelegt ist, wenn es sich um eine Windschutzscheibe
aus Verbundglas handelt, oder aber in Form eines schmalen leitenden Streifens auf
der Oberfläche der Windschutzscheibe aufgedruckt und gegebenenfalls eingebrannt
ist.
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Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Antennenleiter 2,
3 möglichst kapazitätsarm über einen Koppelkondensator 8 mit einer Kapazität von
größenordnungsmäßig 20 pF, der die untere Grenzfrequenz im AM-Bereich bestimmt,
auf ein #- Glied geschaltet. Dieses #- Glied besteht aus einer ersten Kapazität
10, einer Längsspule 11 und einer zweiten Kapazität 12. Die Induktivität der Längsspule
11 bestimmt die obere Grenzfrequenz im AM-Bereich. Das in - Glied kann mit Hilfe
eines Widerstandsdiagramms graphisch dimensioniert werden. Unter der Forderung,
daß der Fußpunktwiderstand des Antennenleiters in der Mitte des FM-Bereichs, d.h.
bei etwa 95 MHz, so transformiert wird, daß der Punkt der optimalen Rauschanpassung
zopt für den verwendeten Transistor erreicht wird, ergibt die Auswertung für die
Kapazität t0 bei Verwendung eines MOS-Feldeffekttransistors einen Wert. von 4,5
pF, für die Längsspule 11 eine Induktivität von 0,5 µH, und
für
die Kapazität 12 einen Wert von 1,3 pF. Mit dieser Dimensionierung erhält man sowohl
eine sehr gute Rauschanpassung als auch eine gute Durchlaß charakteristik in den
interessierenden Frequenzbereichen. Die Verwendung eines solchen #- Glieds bei der
Verstärkerschaltung einer aktiven Scheibenantenne ist im übrigen Gegenstand der
älteren Patentanmeldung P 26 39 947.3.
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An das #- Glied 10, 11, 12 schließt sich der eigentliche Verstärker
1:4 mit einem MOS-Feldeffekttransistor an, der ein- oder mehrstufig ausgeführt werden
kann, je nach dem, welcher Verstärkungsgrad gefordert wird.
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An den mittelohmigen Ausgang des Verstärkers 14 schließt sich eine
weitere Verstärkerstufe mit niederohmigem Ausgang an.
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Eine erste mögliche Ausführungsform für eine solche Verstärkerendstufe
mit niederohmigem Ausgang ist in Fig. 2 dargestellt. Hierbei handelt es sich um
die einfachste Realisierungsform, nämlich um eine sogenannte Kollektorbasisschaltung.
Bei der Kollektorbasis- oder auch Emitterfolgerschaltung wird die hohe Stromverstärkung
zur Erzeugung des niederohmigen Ausgangswiderstandes ausgenutzt.
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Die Schaltung umfaßt einen bipolaren Transistor 16 vom npn-Typ, beispielsweise
der Typ BF 240. Der Kollektor 17 ist unmittelbar mit der Betriebsspannung von +12
V verbunden. Im Emitterkreis liegt der Arbeitswiderstand 18 mit einem Wert von etwa
100 Ohm. Die Auskoppelung des Signals auf den nachfolgenden Empfänger geschieht
über den Kondensator 19 mit einem Wert von 68 pF. Die Arbeitspunkteinstellung
für
den Transistor 16 erfolgt über die Widerstande 20 und 21, die je einen Wert von
10 Kilo-Ohm aufweisen. Das von der Vorstufe des Verstärkers kommende Signal wird
über den Kondensator 22 mit einem Wert von 1 nF auf den Transistor 16 angekoppelt.
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Bei der in Fig. 3 dargestellten Verstärkerendstufe handelt es sich
um eine Gegentaktstufe mit zwei komplementären Transistoren 26, 27. Diese Gegentaktstufe
unterscheidet sich von der in Fig. 2 dargestellten Endstufe im Prinzip dadurch,
daß der Widerstand 18 durch einen Transistor 27 ersetzt worden ist. Durch die zusätzliche
Stromverstärkung des Transistors 27 wird der Ausgangswiderstand der Schaltung entsprechend
niederohmiger.
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Der Transistor 26 ist ein bipolarer Transistor vom npn-Typ, der Transistor
27 ein bipolarer Transistor vom pnp-Typ. Hierfür eignen sich beispielsweise die
unter den Bezeichnungen BCX 17 (pnp) und BCX 19 (npn) im Handel erhältlichen Transistoren.
Der Kollektor 28 des Transistors 26 ist unmittelbar mit der Betriebsspannung von:
+12 V verbunden, der Kollektor 29 des Transistors 27 unmittelbar mit der Masse.
Die Auskoppelung erfolgt über die gemeinsame Emitterleitung 30.
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Als Koppelkondensator 31 dient ein Kondensator mit einer Kapazität
von 68 pF. Die Arbeitspunkteinstellung des Transistorpaares 26, 27 erfolgt über
die drei Widerstände 32, 33 und 34. Die Widerstände 32 und 34 weisen einen Wert
von jeweils 10 Kilo-Ohm auf, der Widerstand 33 einen Wert von 1,8 Kilo-Ohm. Die
Ankoppelung an die Vorstufe erfolgt über die beiden Kondensatoren 35 und 36 mit
jeweils einem Wert von 1 nF.
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Figur .4 stellt das Schaltbild eines vollständigen Verstärkers mit
den Merkmalen der Erfindung dar. Das vom Antennenleiter komnende Einganassignalwird
über den Koppelkondensator 8 mit einem Wert von t8 pF über die Luftspule 11 mit
28 Windungen aus 0,3 mm dickem Kupferlackdraht und einem Innendurchmesser von 3,5
mm auf das Gate G2 des MOS-Feldeffekttransistors 40 (beispielsweise Typ BF 900)
gekoppelt. Die statische Vorspannung des Gate G2 wird über den Widerstand 41 mit
einem Wert von 470 Kilo-Ohm auf Null-Volt-Potential eingestellt.
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Der Arbeitspunkt des MOS-FET 40 wird über das Gate G1 und über den
Widerstand 42 von 100 Kilo-Ohm und den Widerstand 43 von 47 Kilo-Ohm eingestellt.
Der Kondensator 44 legt das Gate G1 wechselspannungsmäßig auf Masse.
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Der Arbeitswiderstand 45 mit einem Wert von 1 Kilo-Ohm ist mit dem
Drain D des Transistors 40 verbunden. Die Source S des Transistors 40 ist über die
RC-Kombination aus dem Widerstand 46 mit einem Wert von 150 Ohm, und dem Kondensator
47 mit einem Wert von 10 @F mit Masse verbunden. Durch die gegenkoppelnde Wirkung
des Widerstandes 46 wird der statische Arbeitspunkt des Transistors 40 stabilisiert.
Der Kondensator 47 verhindert eine dynamische Gegenkoppelung.
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Die Endstufe umfaßt den Transistor 48 vom pnp-Typ, beispielsweise
den unter der Bezeichnung BF 450 im Handel erhältlichen Transistor in Kollektorbasisschaltung.
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Die Basis B des Transistors 48 ist unmittelbar mit dem Drain D des
Transistors 40 verbunden. Der Arbeitspunkt des Transistors 48 wird durch die Drainspannung
des Transistors 40 festgelegt. Der Emitter E des Transistors 48 ist über den Arbeitswiderstand
49 mit einem Wert von
100 o@@ mit der Betriebsspannung von @12
V verbunden. Die Auskoppelung erfolgt über den Kondensator 50 mit einem Wert von
47 pF.
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Um zu verhindern, daß Störspannungen von der Batterie in den Vorverstärker
gelangen, ist in der Speiseleitung eine Filterkombination aus den beiden Kondensatoren
51 mit 10 nF und 52 mit 0,33 µF und der Spule 53 mit einer Induktivität. von 25
µB eingefügt.
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Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung stellt eine weitere Ergänzung
der zuletzt beschriebenen Schaltung dar, und zwar durch einen Regelverstarker. Uber
den Kondensator 60 (1 nF) wird die Ausgangsspannung des Transistors 48 auf das Gate
62 des, Transistors 61 geführt. Diese - ein J-FET des Typs BF 245 z.B. - wird in
Source-Schaltung betrieben und dient zur Entkoppolung des Signalweges vom nachfolgenden
Gleichrichter. Der Widerstand 63 (1 MOhm) legt das Gate des Transistors 61 auf Null-Potential
und damit seinen Arbeitspunkt fest.
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Eine direkte Gleichrichtung des Ausgangssignals würde unerwünschte
Oberwellenbildung zur Folge haben. Aus demselben Grunde wurde für 61 kein bipolarer
Transistor genommen.
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Dieser könnte durch die nicht lineare Widerstandskennlinie der Basis-Emitterstrecke
zusätzliche Oberwellen erzeugen.
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Der Widerstand 64 (1 kOhm) bildet den Arbeitswiderstand des Transistors
61.Die verstärkte Signalspannung wird über den Kondensator 65 auf den Gleichrichter,
bestehend aus den Dioden 66 und 67 (BAY 19) gegeben. Am Ladekondensator 68 entsteht
eine negative Gleichspannung in Abhängigkeit
von der Verstärkerausqangsspannung.
Die Dioden 66 und 67 arbeiten hier in Spannungsverdopplerschaltung. Der Widerstand
69 entlädt den Kondensator 68. Mit einer Dimensionierung von t µF für den Kondensator
68 und 1 MOhm für den Widerstand 69 ergibt sich eine Entladezeitkonstante von t
sec.
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Die Regelspannung wird über eine Z-Diode 70 (Typ ZPD 6,2 beispielsweise)
an das Gate 1 des Transistors 40 geführt.
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Die Z-Spannung beträgt etwa 6 Volt, so daß erst eine Ladespannung
von -t Volt am Kondensator 68 die Verstärkung des Transistors 40 beeinflußt. Größere
Ladespannungen verringern linear die Gate 1-Spannung und damit die Verstärkung des
Transistors 40 entsprechend seiner Regelcharakteristik.