DE2355714C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Verstärkungssteuerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Frühere bekannte Verstärkungssteuerschaltungen verwenden zwei Transistoren in Differenzschaltung (vgl. US-PS 35 81 222) mit einer Last im Kollektorkreis eines der Transistoren, wobei ein dritter Transistor als Konstantstromquelle im gemeinsamen Emitterkreis der beiden Transistoren ist. Das zu steuernde Signal wird der Basis des dritten Transistors zugeführt, um den Strom durch diesen zu steuern. Das Steuersignal liegt zwischen den Basen der beiden ersteren Transistoren. Nachteilig ist, daß eine der beiden ersteren Transistoren von einer Steuerspannung in den Sättigungsbereich oder Sperrbereich gesteuert werden kann, wodurch die parallel zur Last abfallende minimale Ausgangsspannung kaum mehr steuerbar ist. Deshalb kann ein Begrenzer vorgesehen sein, mittels dem die Steuerspannung einen bestimmten Signalwert nicht überschreiten kann. Abgesehen von den zusätzlichen Kosten und einer komplizierten Schaltung ist die Signal/Rausch-Charakteristik schlecht.

Zur Vermeidung dieser Nachteile wurde bereits eine Verstärkungssteuerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben und in der DE-AS 11 81 279 beschrieben. Die bekannte Verstärkungssteuerschaltung weist eine Signalstromquelle und einen ersten Transistor auf, dessen Verstärkung zu steuern ist. An dessen Kollektor ist eine Last angeschlossen. Parallel zur Signalstromquelle ist eine veränderbare Impedanz angeordnet, durch die das Verhältnis des den ersten Transistor durchfließenden Signalstroms zu dem durch die Signalstromquelle fließenden Signalstrom gesteuert werden kann. Ferner ist ein durch Kondensatoren gebildetes Impedanzglied vorgesehen, wobei einer der Kondensatoren die Verbindung zwischen dem Emitter des ersten Transistors und der Signalstromquelle herstellt. Zu erwähnen ist, daß die veränderbare Impedanz einen Transistor in Emitterschaltung oder eine Diode aufweisen kann, die mit Kondensatoren und/oder Widerständen beschaltet sind. Ferner ist wesentlich, daß die bekannte Signalstromquelle durch einen Schwingkreis gebildet ist. Die Impedanz des das Impedanzglied bildenden Kondensators soll niedrig sein, damit Rauschanpassung zwischen dem die Signalstromquelle bildenden Schwingkreis und dem (ersten) Transistor herrscht. Dies sei besonders günstig, da dann der Schwingkreis durch den niedrigen Eingangswiderstand des Transistors nur bedämpft wird und daher Selektivität erhalten bleibt. Aber auch bei dieser bekannten Verstärkungssteuerschaltung kommt es insbesondere bei niedrigen zu steuernden Ausgangsspannungen zu Schwierigkeiten, da diese ja hohen Steuerspannungen an der veränderbaren Impedanz entsprechen, weshalb in solchen Fällen auch ein Begrenzer unvermeidbar erscheint.

Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der Erfindung, die bekannte Verstärkungssteuerschaltung so weiterzubilden, daß bei geringem schaltungstechnischen Aufwand ein günstiger Rauschabstand erreichbar ist, wobei insbesondere die Steuerung bei niedrigen Ausgangsspannungen vereinfacht ist.

Die Aufgabe wird bei einer Verstärkungssteuerschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird durch die Merkmale der Unteransprüche weitergebildet.

Es ist zu bemerken, daß es an sich bekannt ist, bei einem einstufigen Kaskodeverstärker in der Signalstromquelle einen Transistor vorzusehen, der als Konstantstromquelle arbeitet (vgl. US-PS 35 16 003), jedoch ist dort ein fester Verstärkungsfaktor vorgesehen.

Bei der Erfindung ist wesentlich, daß die Signalstromquelle eine Konstantstromquelle ist, wobei der Wert des Konstantstromes proportional der zu steuernden Eingangsspannung der Signalspannungsquelle ist, und daß ferner das Impedanzglied ein hochohmiges Widerstandselement zwischen dem Emitter des ersten Transistors und dem Kollektor des zweiten Transistors (der Signalstromquelle) ist. Im Betrieb liegt daher dieses Widerstandselement der veränderbaren Impedanz in Bezug auf die Stromquelle parallel. Damit ist die an dem Widerstandselement liegende Spannung gleich der Spannung, die an der veränderbaren Impedanz liegt. Das Widerstandselement bildet mit der veränderbaren Impedanz einen Stromteiler. Damit ist der durch das hochohmige Widerstandselement fließende Strom direkt proportional dessen Impedanzwert multipliziert mit dem konstanten Signalstrom und umgekehrt proportional der Summe aus dem hohen Widerstandswert und dem Impedanzwert der veränderbaren Impedanz. Die an der Last abfallende Ausgangsspannung hängt damit nur noch vom Impedanzwert der veränderbaren Impedanz ab, da alle anderen bestimmenden Größen, der Widerstandswert des Widerstandselements und der Strom von der Konstantstromquelle, konstant sind. Selbst für sehr große Impedanzwerte der veränderbaren Impedanz werden endliche Werte erreicht. Dies auch deshalb, weil unabhängig von der Größe der Steuerspannung der Impedanzwert der veränderbaren Impedanz nie den Wert Null unterschreiten kann, vielmehr wird durch das hochohmige Widerstandselement der Minimalwert der Gesamtimpedanz parallel zum zweiten Transistor der Signalstromquelle begrenzt, wodurch wiederum der Minimalwert der Ausgangsspannung begrenzt wird.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild einer bekannten Verstärkungssteuerschaltung,

Fig. 2 ein Prinzipschaltbild zur Erläuterung der Vorgänge bei der Verstärkungssteuerschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 3 bis 8 Schaltbilder von Ausführungsbeispielen, von Verstärkungssteuerschaltungen gemäß der Erfindung,

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer zweistufigen Verstärkungssteuerschaltung unter Verwendung der Merkmale der vorliegenden Erfindung.

In der Fig. 1 ist eine Signalstromquelle 1 eines zu steuernden Signals zwischen Masse und der Basis eines Transistors 2 geschaltet. Ein Emitterwiderstand 3 liegt im Emitterkreis des Transistors 2 zwischen dem Emitter und Masse. Der Kollektor-Emitterkreis des Transistors 2 bildet einen im wesentlichen als Konstantstromschaltung wirkenden Stromkreis für den Strom über den Transistor 2, aber stets unter Einfluß des Steuersignals, welches von der Stromquelle 1 zugeführt wird, so daß die Höhe des Konstantstroms bestimmt wird durch die Ausgangsspannung V _s , welche zwischen der Basis des Transistors 2 und Masse liegt.

Der Kollektor des Transistors 2 ist verbunden mit dem Emitter zweier Transistoren 4 und 5 in Differenzschaltung. Der Kollektor des Transistors 4 ist direkt mit einem Netzanschluß 6 verbunden, während der Kollektor des Transistors 5 über einen Lastwiderstand 7 mit dem Netzanschluß verbunden ist. Ein Ausgangsanschluß 8 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Last 7 und dem Kollektor des Transistors 5 verbunden.

Eine Steuerspannung V _c liegt zwischen zwei Eingangsanschlüssen 9 und 10 und wird über einen Begrenzer 11 an die Basen der Transistoren 4 und 5 in Differenzschaltung angeschaltet, so daß, wenn die Spannung an der Basis des Transistors 4 zunimmt, die Spannung an der Basis des Transistors 5 sinkt, und umgekehrt.

Im Betrieb der in Fig. 1 gezeigten bekannten Schaltung fließt ein Signalstrom i₁ über den Transistor 2 und fließen weiterhin Ströme i₂ und i₃ über die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 4 bzw. 5. Da der Transistor 2 eine Konstantstromschaltung bildet, gilt folgende Beziehung:

i₁ = i₂ + i₃ (1)

In dieser Schaltung wird das Verhältnis des Stromes i₂ zum Strom i₃ durch die Vorspannungsbedingungen an den Transistoren 4 und 5 bestimmt, wobei diese Vorspannungsbedingungen wiederum bestimmt werden durch die Steuersignalspannung V _c .

Die Ausgangsspannung an der Last 7 kann mit folgender Formel angegeben werden:

V _vO = i₃ · R₇ (2)

wobei R₇ dem Impedanzwert der Last 7 entspricht und in diesem Falle ein Ohm'scher Widerstandswert ist.

In dieser Schaltung wird die maximale Verringerung oder Dämpfung des Signals V _s vom maximalen Wert des Steuersignals V _c bestimmt, der vom Begrenzer 11 übertragen wird. Wenn das Signal V _c Spitzenwerte aufweist, die einen bestimmten Wert überschreiten, ist das Ausgangssignal, das einen verringerten Wert des Eingangssignals V _s darstellt, Null. Der Begrenzer 11 begrenzt den maximalen Wert des Steuersignals, das an die Transistoren 4 und 5 gelegt wird, und bestimmt damit die maximale Dämpfung der Schaltung gemäß Fig. 1.

Das Signal-Störspannungsverhältnis bzw. der Rauschabstand des Signals V _s ist bei der Schaltung gemäß Fig. 1 ebenfalls verschlechtert. Es ist allgemein bekannt, daß der Basisbahnwiderstand r _bb′ eines Transistors als Stör- oder Rauschquelle wirkt. Weiterhin wird der Verstärkungsfaktor eines Verstärkers in Emitterschaltung, wie der Transistor 5, grundsätzlich bestimmt durch das Verhältnis der Impedanz der Last zur Impedanz im Emitterkreis. Wenn der Verstärkungsfaktor der Schaltung gemäß Fig. 1 dadurch verringert wird, daß eine Steuerspannung höherer Amplitude an die Basis des Transistors 4 gelegt wird, um die Impedanz dieses Transistors 4 zu verringern, wird das an der Basis des Transistors 5 gelegte Signal verringert. Diese Verringerung verursacht eine Verringerung des Stroms i₃ durch die Last 7 und damit eine Verringerung des Potentialabfalls an der Last 7. Unter dieser Bedingung wird das Rauschsignal, das am Basisbahnwiderstand r _bb′ des Transistors 5 entsteht, wirksamer durch den Transistor 5 in Emitterschaltung verstärkt. Je mehr das Signal V _s in Abhängigkeit vom Steuersignal V _c gedämpft wird, umso mehr wird der Verstärkungsfaktor des Transistors 5 in bezug auf das Rauschsignal, erzeugt am Basisbahnwiderstand des Transistors 5, erhöht. Zusätzlich wird ein gesondertes Rauschsignal an dem Basisbahnwiderstand des Transistors 4 erzeugt, und dieses zweite Rauschsignal erscheint ebenfalls am Kollektor des Transistors 5, da es vom Emitter des Transistors 4 zum Emitter des Transistors 5 gekoppelt wird. Hierdurch wird nochmals der Rauschabstand des Ausgangssignals am Anschluß 8 verringert.

Fig. 2 zeigt die prinzipielle Schaltungsanordnung, welche der vorliegenden Anmeldung zugrundeliegt. In der Schaltung gemäß Fig. 2 ist eine Signalstromquelle 201 als Konstantstromquelle vorgesehen, und diese wird von einem Strom i₁ durchflossen. Diese Signalquelle 201 ist in Reihe mit einem Widerstand 202 mit relativ hohem Widerstandswert geschaltet, und diese Reihenschaltung liegt zwischen dem Emitter eines Transistors 203 und einem gemeinsamen Potentialpunkt, beispielsweise Masse. Der Transistor 203 als Verstärker einer Basisschaltung weist einen mit dem Kollektor verbundenen Ausgangsanschluß 204 auf. Eine Last 205 mit Impedanzwert Z _L ist zwischen dem Kollektor des Transistors 203 und einem Netzanschluß 206 geschaltet.

Eine geeignete Vorspannung ist an einem Basisanschluß 207 des Transistors 203 gelegt, und ein Kondensator 208 liegt zwischen der Basis dieses Transistors 203 und Masse, so daß für die Verstärkung eines Wechselspannungssignals durch den Transistor 203 die Basis auf Massepotential ist.

Eine veränderbare Impedanz 209 ist parallel zur Stromquelle 201 geschaltet und hat einen Eingangsanschluß 210. Die Steuersignalspannung V _c liegt zwischen dem Eingangsanschluß 210 und Masse, um den Impedanzwert der veränderbaren Impedanz 209 zu steuern.

Wenn die Schaltung gemäß Fig. 2 in Funktion ist, hat der Strom i₁ einen konstanten Wert und wird bestimmt durch die Gleichung (1), wobei i₂ der Strom durch die veränderbare Impedanz 209 und i₃ der Strom durch den Verstärker-Transistor 203 sind. Weiter ist vorzugsweise die Impedanz des Widerstands 202 relativ groß im Vergleich zur Emitter-Kollektor-Impedanz des Transistors 203 und der Impedanz Z _L der Last 205. Auf diese Weise kann zwecks Vereinfachung der Berechnung angenommen werden, daß das obere Ende des Widerstands 202 direkt mit dem Anschluß 206 verbunden ist, der für Wechselspannungssignale auf Massepotential liegt. Dies bedeutet, daß der Widerstand 202 wirksam parallel zur veränderbaren Impedanz 209 und zur Stromquelle 201 liegt und so die Spannung am Widerstand 202 gleich der Spannung an der veränderbaren Impedanz 209 ist. Dies ist in der Gleichung (2) zum Ausdruck gebracht, da der Potentialabfall am Transistor 202 durch den Strom i₃ bestimmt ist und der Potentialabfall an der Impedanz 209 durch den fließenden Strom i₂ bestimmt ist. Da der Strom i₂ gleich der Differenz zwischen dem Strom i₁ und dem Strom i₃ ist, kann die Gleichung (2) geändert werden, indem i₁-i₃ für i₂ eingesetzt wird, was zu folgendem führt:

i ₃ R ₂₀₂ = i _l Z ₂₀₉-i ₃ Z ₂₀₉ (3)

Durch Transponierung der Terme i₃ zu einer Seite erhält man

i ₃ (R ₂₀₂ + Z ₂₀₉) = i ₁ Z ₂₀₉ (4)

Wenn beide Seiten geteilt werden durch (R ₂₀₂+Z ₂₀₉) entsteht

Die Spannung V₀ an der Lastimpedanz Z _L wird bestimmt vom durchfließenden Strom i₃:

Da sowohl der Widerstand 202 als auch die Last 205 konstant sind, wird das Ausgangssignal V₀, welches den reduzierten Wert des Eingangssignals V _s darstellt, dadurch geändert, daß der Impedanzwert der veränderbaren Impedanz 209 verändert wird.

Dieser Impedanzwert wird in Abhängigkeit vom zugeführten Steuersignal V _c gesteuert. Wenn das Steuersignal V _c groß genug ist, um die veränderbare Impedanz 205 bzw. deren Wert Z ₂₀₉ sehr klein zu machen, wird die Ausgangsspannung V₀ Null, wenn das Steuersignal V _c einen bestimmten Wert überschreitet. Dieser Wert kann weniger als die maximale Schwankung des Signals V _c sein und jede weitere Erhöhung der Größe von V _c kann den Impedanzwert Z ₂₀₉ dem Wert Null näherrücken lassen, kann aber die Ausgangsspannung V₀ nicht verändern.

Eine Möglichkeit zur Begrenzung des Minimalwertes der gesamten Impedanz, die parallel zur Stromquelle 201 geschaltet ist, besteht in der Reihenschaltung eines Impedanzglieds 211 mit der variablen Impedanz 209. Wenn jetzt der Impedanzwert Z ₂₀₉ auf Null reduziert wird, kann die Stromquelle 201 nicht kurzgeschlossen werden. Das Impedanzglied 211 ist gestrichelt gezeichnet dargestellt, da dessen Verwendung in der Schaltung nicht unbedingt notwendig ist, es sei um eine Minimalimpedanz zu bilden.

Die Folge der Zwischenschaltung des Impedanzglieds 211 in die Schaltung besteht in der Bildung der minimalen Ausgangsspannung

Wenn der Widerstandswert des Widerstands 202 groß gemacht wird, wird das an dem Basisbahnwiderstand des Transistors 203 erzeugte Rauschen nicht so stark verstärkt und hat deshalb keine hohe Amplitude am Ausgangsanschluß 204. Aufgrund des relativ geringen Werts des Verhältnisses Z _L /R ₂₀₂ des Impedanzwerts Z _L der Last 205 zum Widerstandswert R ₂₀₂ des Widerstands 202 bei diesem Verstärker in Basisschaltung ist der Verstärkungsfaktor für im Basisbahnwiderstand des Transistors 203 erzeugten Rauschen nicht groß. Der hohe Widerstandswert des Widerstands 202 verhindert auch, daß jedes mögliche Rauschsignal, welches die Stromquelle 201 und die veränderbare Impedanz 209 oder irgendein anderer Teil des Emitterkreises des Transistors 203 erzeugen könnten, durch den Transistor wesentlich verstärkt würde.

Ein wesentlicher Bestandteil der Schaltung gemäß Fig. 2 besteht also darin, daß der Widerstand 202 zwischen den Transistor 203 und die Signalstromquelle 201 geschaltet ist.

Bei einer ersten Ausführungform der Erfindung weist gemäß Fig. 3 die Signalstromquelle des zu steuernden Signals eine Signalspannungsquelle 301 auf, die über einen Kondensator 302 mit einem zweiten Transistor 303 verbunden ist, der als Konstantstromquelle arbeitet. Dieser zweite Transistor 303 hat im Emitterkreis eine Parallelschaltung eines Widerstands 304 und eines Kondensators 305 zwischen Emitter und Masse. Die Basis des zweiten Transistors 303 erhält eine Vorspannung mittels eines Spannungsteilers, der aus einem Widerstand 306 und einem anderen Widerstand 307 besteht, die in Reihe geschaltet zwischen dem Netzanschluß 308 und Masse liegen. Der Verbindungspunkt zwischen diesen Widerständen 306 und 307 ist über einen Widerstand 309 mit der Basis des zweiten Transistors 303 verbunden.

Der Kollektor des zweiten Transistors 303 ist mit einem Kondensator 310 und mit einem einen relativ hohen Widerstandswert aufweisenden Widerstand 311 als Impedanzglied verbunden. Das andere Ende des Widerstands 311 ist mit dem Emitter eines ersten Transistors 312 für Verstärkungssteuerung verbunden. Der Kollektor des ersten Transistors 312 ist mit einem Ausgangssignalanschluß 313 sowie mit einem Ende einer Last 301, deren anderes Ende mit dem Netzanschluß 308 verbunden ist, verbunden.

Der erste Transistor 312 arbeitet als Verstärker in Basisschaltung und ein Kondensator 315 ist zwischen dessen Basis und Masse geschaltet, so daß die Basis für Wechselstromsignale auf Massepotential liegt. Die Vorspannung für den ersten Transistor 312 wird mittels eines Spannungsteilers erhalten, der aus einem Widerstand 316 und einem anderen Widerstand 317 besteht, die in Reihe zwischen dem Netzanschluß 308 und Masse liegen. Die Basis des Transistors 312 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen diesen beiden Widerständen 316, 317 verbunden.

Die gesteuert veränderbare Impedanz, die die Verstärkung der Signale durch den Transistor 312 steuert, enthält einen dritten Transistor 318, dessen Kollektor mit dem Kondensator 310 und dessen Emitter mit dem Eingangsanschluß 319 über einen Widerstand 320 verbunden ist. Die Steuerspannung V _c liegt zwischen dem Eingangsanschluß 319 und Masse, und da diese Steuerspannung V _c eine relativ geringe Frequenz hat, ist ein Kondensator 321 zwischen der Basis des dritten Transistors 318 und Masse geschaltet. Ein Widerstand 322 liegt zwischen dem Emitter des dritten Transistors 318 und Masse.

Wie bereits angegeben, arbeitet der erste Transistor 312 als Verstärker in Basisschaltung bezüglich des Signalstroms. Wenn der Wert der Steuerspannung V _c gering ist, ist der dritte Transistor 318 nichtleitend, so daß der Strom i₃ stets gleich dem Signalstrom i₁ ist und der Strom i₂ praktisch Null ist. In diesem Falle weist die Verstärkungssteuerschaltung den maximalen Verstärkungsfaktor auf, und die Amplitude des Ausgangssignals am Anschluß 313 erreicht ein Maximum.

Wenn die Steuerspannung V _c zunimmt, wird der dritte Transistor 318 zunehmend leitend, so daß seine Emitter-Kollektor-Strecke eine geringere Impedanz hat. Die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors 318 beeinflußt den Impedanzwert des dritten Transistors 318 als veränderbare Impedanz am stärksten. Wenn die Steuerspannung V _c ausreichend hoch wird, wird diese Strecke in Vorwärtsrichtung betrieben und wird ihr Impedanzwert sehr gering, fast Null. In diesem Falle fließt der Signalstrom i₂ über den Kondensator 310 und den Kondensator 321, und bestimmt die durch die beiden in Reihe geschalteten Kondensatoren 310, 321 gebildete Impedanz die maximale Verringerung des Verstärkungsfaktors der Schaltung. Bei Zwischenwerten der Steuerspannung V _c wird die Impedanz-/Steuerspannungs-Chrakteristik des ersten Transistors 312 als veränderbare Impedanz ebenfalls beeinflußt von der Impedanz der Kollektor-Emitter-Strecke des dritten Transistors 318, und diese Charakteristik kann durch entsprechende Wahl des Widerstands 322 verändert werden, um einen genauen Impedanzwert zu erhalten. Wenn jedoch der Widerstand 322 so gewählt ist, daß er sehr hohe Impedanz besitzt, trägt der Signalweg vom Kollektor des dritten Transistors 318 über den Widerstand 322 nach Masse wenig bei zur Erläuterung der Funktion der Schaltung. Dies ist der Fall, wenn der Widerstand 322 einen Widerstandswert höher als 500 Ohm hat. Die Werte der Schaltungskomponenten gemäß Fig. 3 sind folgende:

Kondensator 3021000 pF Kondensator 3051000 pF Kondensator 310 100 pF Kondensator 3151000 pF Kondensator 3211000 pF Widerstand 304500 Ohm Widerstand 3069,1 Ohm Widerstand 3072,2 KOhm Widerstand 3095 KOhm Widerstand 311500 Ohm Widerstand 3141 KOhm Widerstand 3166,8 KOhm Widerstand 3175,1 KOhm Widerstand 32010 KOhm Widerstand 3222 KOhm Widerstand 32310 KOhm

Verwendete Frequenz: 58,75 MHz.
Veränderung des Steuersignals V _c : zw. 2,5 und 3,5 Volt.
Maximale Verringerung des Verstärkungsfaktors: -24 db∼-25db bei V _c <3,5.

Fig. 4 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem der Teil der Schaltung, über den das Signal übertragen wird, eine Signalspannungsquelle 401 enthält, die zwischen Basis und Emitter des (zweiten) Transistors 403 geschaltet ist, der als Konstantstromquelle dient. Der Kollektor des Transistors 403 ist mit einem Widerstand 410 und einem zweiten Widerstand 411 als Impedanzglied verbunden. Der Widerstand 411 liegt in Reihe mit der Emitter-Kollektor-Strecke eines (ersten) Transistors 412 in Basisschaltung. Ein Ausgangsanschluß 413 ist mit dem Kollektor des ersten Transistors 412 verbunden, und die Last 414 liegt zwischen dem Kollektor des ersten Transistors 412 und dem Netzanschluß 408. Die Basis des ersten Transistors 412 ist wegen Wechselstromsignalen über einen Kondensator 415 mit Masse verbunden. Der Basis des ersten Transistors 412 wird eine Vorspannung über einen Spannungsteiler, bestehend aus zwei Widerständen 416 und 417 zugeführt, welche in Reihe zwischen dem Netzanschluß 408 und Masse liegen.

Der Steuerteil der Schaltung enthält den Widerstand 410, der in Reihe mit der Emitter-Kollektor-Strecke eines dritten Transistors 418 geschaltet ist. Die Basis des dritten Transistors 418 ist mit dem Eingangsanschluß 419 verbunden, an dem die Steuerspannung V _c liegt. Zwischen der Basis des dritten Transistors 418 und dem Eingangsanschluß 419 ist ein Widerstand 420 in Reihe geschaltet. Ein Kondensator 421 ist parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des dritten Transistors 418 geschaltet.

Die Funktion der Schaltung in Fig. 4 unterscheidet sich etwas von der in Fig. 3, und zwar aufgrund der direkten Stromkopplung zwischen dem dritten Steuertransistor 418 und der Konstantstromquelle mit dem zweiten Transistor 403. Als Ergebnis beeinflußt die Vorspannungsbedingung des dritten Transistors 418 die Vorspannungsbedingung des zweiten Transistors 403 so, daß auch das Signal i₁ in Abhängigkeit von der Steuerspannung V _c verändert wird. Auf diese Weise kann eine erwünschte Beziehung zwischen dem Verstärkungsfaktor der Schaltung und der Steuerspannung V _c in der Schaltung gemäß Fig. 4 auf die gleiche Weise erhalten werden wie die Festlegung dieser Beziehung gemäß Fig. 3 durch den Widerstand 322 bestimmt wurde. In der Schaltung gemäß Fig. 4 entspricht die Tatsache, daß der Emitter des dritten Transistors 418 direkt mit Masse verbunden ist, der Tatsache, daß der Widerstand 322 in Fig. 4 (annähernd) zu Null gemacht wird.

Die Impedanz zwischen dem Kollektor und dem Emitter des dritten Transistors 418 ist bei jeder Berechnung des Verstärkungsfaktors der Schaltung von Bedeutung. Wenn die am Eingangsanschluß 419 liegende Spannung V _c hoch genug wird, nähert sich die Impedanz zwischen dem Kollektor und dem Emitter des dritten Transistors 418 immer mehr dem Wert Null, so daß der Widerstand 410 wichtig ist bei der Einstellung der maximalen Verstärkungsfaktorverringerung der Schaltung.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 5 führt die Signalspannungsquelle 501 die Signalspannung der Basis des (zweiten) Transistors 503 zu, der als Konstantstromquelle arbeitet. Ein Widerstand 504 und ein Kondensator 505 sind parallel zwischen dem Emitter des zweiten Transistors 503 und Masse geschaltet. Ein Widerstand 511 mit relativ hohem Impedanzwert ist zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors 503 und dem Emitter des (ersten) Transistors 512 geschaltet, der als Verstärker in Basisschaltung geschaltet ist. Ein Ausgangsanschluß 513 liegt zwischen dem Kollektor des ersten Transistors 512 und der Last 514, die den Kollektor mit dem Netzanschluß 508 verbindet. Wie bei den vorangehenden Ausführungsbeispielen ist die Basis des ersten Transistors 512 wegen Wechselstromsignalen mittels eines Kondensators 515 mit Masse verbunden und wird die Vorspannung am ersten Transistor 512 durch einen Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 516 und 518, die in Reihe geschaltet zwischen dem Netzanschluß 508 und Masse liegen, bestimmt.

Der Kollektor eines dritten Transistors 518 als veränderbare Impedanz ist direkt mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors 503 und dem Widerstand 511 verbunden. Über einen Eingangsanschluß 519 wird die Steuerspannung V _c dem dritten Transistor 518 über einen in Reihe geschalteten Widerstand 520, der die Basis des dritten Transistors 518 mit dem Eingangsanschluß 519 verbindet, zugeführt.

Ein Kondensator 521 mit relativ kleiner Kapazität liegt zwischen der Basis des dritten Transistors 518 und Masse, und ein Widerstand 522, der einen relativ hohen Widerstandswert hat, beispielsweise 500 Ohm, ist zwischen dem Emitter des dritten Transistors 518 und Masse geschaltet.

Der Impedanzwert des dritten Transistors 518 bestimmt die maximale Verstärkungsfaktorverringerung der Schaltung gemäß Fig. 5. Wenn z. B. der Kondensator 521 eine Kapazität von etwa 100 pF hat, ist seine Impedanz etwa 27 Ohm bei einer Frequenz von 58,75 MHz, was charakteristisch ist für eine Schaltung zur Verarbeitung von ZF-Signalen in einem Fernsehempfänger. Wenn die Größe der Spannung V _c einen ausreichend hohen Pegel erreicht, fließt der Strom i₂ über die Kollektor-Basis-Strecke des dritten Transistors 518 und den Kondensator 521, der einen wesentlich geringeren Impedanzwert als der Widerstand 522 hat.

Die Fig. 6 zeigt eine Schaltung, die der Fig. 5 entspricht, nur ist zusätzlich ein Widerstand 630 zwischen der Basis des dritten Transistors 618 zur Steuerung der veränderbaren Impedanz und dem Kondensator 621 geschaltet.

Wenn die Kapazität des Kondensators 621 relativ groß gewählt wird, beispielsweise 1000 pF, so hat diese Anordnung einen geringen Impedanzwert, und die maximale Verstärkungsfaktorverringerung der Schaltung hängt vom Wert des Widerstands 630 ab. Bei einer Frequenz von 58,75 MHz liegt die Impedanz einer Kapazität von 1000 pF des Kondensators 621 bei etwa 217 Ohm. Wenn der Widerstandswert des Widerstands 622 relativ hoch ist, fließt der Strom i₂ über die Basis-Kollektor-Strecke des dritten Transistors 618 und den Widerstand 630. Der Widerstandswert des Widerstands 604 beeinflußt auch die Beziehung zwischen der Verstärkungsfaktor- und Steuerspannungscharakteristik der Schaltung.

Fig. 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem der Verstärkungsteil der Schaltung dem gemäß Fig. 5 und 6 entspricht, aber der Steuerteil eine Diode 718 aufweist, die mit dem Kollektor des zweiten Konstantstrom-Transistors 703 verbunden ist. Die Kathode der Diode 718 ist mit dem Eingangsanschluß 719 zum Empfang der Steuerspannung V _c verbunden, und ein Kondensator 721 liegt zwischen der Kathode der Diode 718 und Masse.

Typische Werte der Schaltungskomponenten dieser Schaltung gemäß Fig. 7 sind folgende:

Kondensator 2051000 pF Kondensator 7151000 pF Kondensator 7211000 pF Widerstand 704500 Ohm Widerstand 711500 Ohm Widerstand 7141 KOhm Widerstand 7166,8 KOhm Widerstand 7175,1 KOhm

Verwendete Frequenz: 58,75 MHz
Veränderungsbereich der Steuerspannung V _c : zwischen 215 und 1,8 Volt.

Der Impedanzwert der Diode 718 kann entsprechend der Steuerspannung V _c verändert bzw. gesteuert werden. In dieser Schaltung wird die maximale Verstärkungsfaktorverringerung des von der Signalspannungsquelle 701 zum zweiten Transistors 703 geführten und zum Ausgangsanschluß 713 weitergegebenen Signals erreicht, wenn die Steuerspannung V _c auf etwa 1,8 Volt fällt. Die Impedanz-Charakteristik steht im umgekehrten Verhältnis zur Steuerspannung V _c im Vergleich mit den Charakteristika der vorhergehenden Schaltungen. Die maximale Verstärkungsfaktorverringerung wird bestimmt durch die Impedanz des Kondensators 721 bezüglich des Signals von der Signalspannungsquelle 701.

Die Fig. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel, das dem gemäß Fig. 7 entspricht, bei dem aber zusätzlich ein Widerstand 810 in Reihe zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors 803 und der Anode der Diode 818 geschaltet ist. Wie bei der Schaltung nach Fig. 7 wird die maximale Verstärkungsfaktorverringerung erreicht, wenn die Steuerspannung V _c annähernd 1,8 Volt erreicht. Dann bestimmen der Widerstandswert des Widerstands 810 und die Impedanz des Kondensators 821 die maximale Verstärkungsfaktorverringerung der Signalspannung zwischen der Signalspannungsquelle 801 und dem Ausgangsanschluß 813.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß eine mehrstufige Verstärkungssteuerschaltung wie eine ZF-Schaltung angegeben werden kann, bei der der Verstärkungsfaktor durch ein Verstärkungsregelsignal gesteuert wird. Fig. 9 zeigt eine Prinzipanordnung einer Schaltung, bei der zwei Verstärker-Stufen 901 und 902 entsprechend einem der vorstehenden Ausführungsbeispiele ausgeführt sein können.

Allgemein gesprochen wird der Rauschfaktor NF eines Verstärkers proportional zur Verringerung des Verstärkungsfaktors des Signals über den Verstärker schlechter, d. h. nimmt zu. Bei der zweistufigen Verstärkungssteuerschaltung gemäß Fig. 9 wird der Verstärkungsfaktor G₁ bzw. G₂ jeder Stufe 901, 902 entsprechend einem zugeführten gemeinsamen Steuersignal V _c gesteuert. Der gesamte Rauschfaktor für diese Schaltung ist:

Wenn der maximale gesamte Verstärkungsfaktor der beiden Stufen -50 db sein soll, sollte daher besser die maximale Verstärkungsfaktorverringerung der ersten Stufe 901 kleiner als die der zweiten Stufe 902 sein, statt daß die Verstärkungsfaktorverringerung in beiden Stufen gleich wäre.

Claims (9)

1. Verstärkungssteuerschaltung,
mit einer Signalstromquelle und einem ersten Transistor, dessen Verstärkung zu steuern ist und an dessen Kollektor eine Last angeschlossen ist, wobei parallel zur Signalstromquelle eine veränderbare Impedanz angeordnet ist, durch die das Verhältnis des durch den ersten Transistor fließenden Stroms zum durch die Signalstromquelle fließenden Strom steuerbar ist,
mit einem Impedanzglied, von dem ein Teil eine Verbindung zwischen dem Emitter des ersten Transistors und der Signalstromquelle herstellt, dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalstromquelle einen zweiten Transistor (303; 403; 503; 603; 703; 803), dessen Emitter-Kollektor-Strecke zwischen dem Impedanzglied und Masse reihengeschaltet ist, und eine mit der Basis des zweiten Transistors (303; 403; 503; 603; 703; 803) verbundene Signalspannungsquelle (301; 401; 501; 601; 701; 801) aufweist, und
das Impedanzglied ein Widerstandselement (311; 411; 511; 611; 711; 811) ist, das zwischen dem Emitter des ersten Transistors (312; 412; 512; 612; 712; 812) und dem Kollektor des zweiten Transistors (303; 403; 503; 603; 703; 803) angeschlossen ist und dessen Impedanz wesentlich größer ist die der Last (314; 414; 514; 614; 714; 814) zuzüglich der zwischen Emitter und Kollektor des ersten Transistors (312; 412; 512; 612; 712; 812).

2. Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (312; 412; 512; 612; 712; 812) in Basisschaltung angeschlossen ist.

3. Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die veränderbare Impedanz die Emitter-Kollektor-Strecke eines dritten Transistors (318; 418; 518; 618;) aufweist, die derjenigen des zweiten Transistors (303; 403; 503; 603) parallel geschaltet ist.

4. Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet; daß mit der Emitter-Kollektor-Strecke des dritten Transistors (318; 418; 518; 618) ein Widerstand (322; 410; 522; 622) reihengeschaltet ist.

5. Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter-Kollektor-Strecken von zweitem und drittem Transistor (303 bzw. 318) über einen Kondensator (310) verbunden sind.

6. Verstärkungssteuerschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis des dritten Transistors (318; 418; 518; 618) und Masse ein zweiter Kondensator (321; 421; 521; 621) angeschlossen ist.

7. Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis des dritten Transistors (618) und dem zweiten Kondensator (621) ein Widerstand (630) reihengeschaltet ist.

8. Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die veränderbare Impedanz eine Diode (718; 818) in Reihe mit einem Kondensator (721; 821) zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors (703; 803) und Masse aufweist, wobei ein Steuerspannungs-Eingangsanschluß (719; 819) mit dem Verbindungspunkt zwischen der Diode (718; 818) und dem Kondensator (721; 821) verbunden ist.

9. Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Diode (818) zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors (803) und dem Verbindungspunkt ein Widerstand (810) angeordnet ist.