DE2718087A1 - Digitaldemodulator fuer linear amplitudenmodulierte datensignale - Google Patents
Digitaldemodulator fuer linear amplitudenmodulierte datensignaleInfo
- Publication number
- DE2718087A1 DE2718087A1 DE19772718087 DE2718087A DE2718087A1 DE 2718087 A1 DE2718087 A1 DE 2718087A1 DE 19772718087 DE19772718087 DE 19772718087 DE 2718087 A DE2718087 A DE 2718087A DE 2718087 A1 DE2718087 A1 DE 2718087A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- time
- samples
- coefficients
- sampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
PATENTANWÄLTE Ing. Eberhardt SPEIDEL · Dipl.-Ing. Frhr. Anton RIEDERER von PAAR
Poetfach 1320
(«035 Qautlng 2
Patentanwälte Sp*M«l. Rl*d«rar v. Paar
Telefon: MOnctwn (0 80) 8 SO SO 88
Telegramm: Qermarfcpat GatitJng
CSELT Centro Studi e Laboratori Telecomunicazioni S.p.A.
Turin, Italien
Digitaldemodulator für linear amplitudenroodulierte Datensignale
Die Erfindung bezieht sich auf einen Digitaldemodulator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und fällt damit allgemein in das Gebiet
der digitalen Signalübertragungssysteme.
Bekanntlich kann die Information eines Datensignals einer Bandbreite
W zwischen einem unteren Wert f und einem oberen Wert
f+W im Grundband vollständig durch Abtastungen dieses Signals erhalten
werden, die mit Hilfe eines Abtastvorgangs im betrachteten Frequenzband ("In-Band-Abtastvorgang") mit einer geeigneten Frequenz
f abgenommen werden, wenn f das Abtasttheorem erfüllt,
> s
nämlich ffi = 2 W · Die Durchführung des In-Band-Abtastvorgangs
ist notwendig, um einen Demodulator zu erhalten, der einen vollständig digitalen Aufbau hat, es wirft jedoch eine Anzahl von
schwer lösbaren Problemen auf.
Erstens muß die Abtastfrequenz außer der Forderung, daß sie dem Abtasttheorem genügt, auch auf die Charakteristiken des Übertragungssystems
abgestimmt sein, in das der Demodulator eingefügt wird, wobei das Band des übertragenen Signals und dessen Lage zu
berücksichtigen sind. Außerdem muß sie gleichzeitig die auf die
709845/0917
Signaldemodulation und insbesondere auf die kohärente Demodulation
und die Bitsynchronisation bezogenen Anforderungen erfüllen und muß auf der Frequenzfaltung beruhende Verfälschungen ("Alias-Erscheinungen")
vermeiden können, also Erscheinungen der Überlappung der Wiederholungsspektren des Signals, die für die Abtastung
charakteristisch sind.
Ein zweites Problem beruht darauf, daß das In-Band-Abtasten einerseits
in für die Wiederherstellung der Information geeigneten Zeitpunkten durchgeführt werden muß, also mit Bitsynchronisation,
und andererseits eine wirkliche Signaldemodulation durchführen muß. Aus diesen Gründen kann eine gegenseitige Beeinflussung zwischen
möglichen Demodulations-Kohärenzfehlern und Bitsynchronisationsfehlern auftreten, die den Betrieb des Systems erheblich verschlechtern
kann und deshalb soweit als möglich vermieden werden muß.
Außerdem muß die Abtastung so durchgeführt werden, daß sie nicht von möglichen Frequenzverschiebungen des Bands des übertragenen
Signals beeinträchtigt wird.
Ein weiteres Problem tritt auf, wenn die Demodulation kohärent sein muß. In diesem Fall wird es notwendig, das Phasenzittern
des Grundbandsignals zu korrigieren. Hierfür ist es bekanntlich erforderlich, einem Phasenkorrektor nicht nur das Grundbandsignal,
sondern auch eine lineare Umwandlung desselben einzuspeisen.
Zur Lösung dieser Probleme sind in der Literatur zwei theoretische
Lösungen bekannt geworden, die sich voneinander durch die Art der Erfordernisse für die Abtastfrequenz mit Ausnahme der auf das Abtasttheorem
bezogenen Forderung unterscheiden.
Gemäß der ersten der theoretischen Lösungen muß entweder das Verhältnis
f /f der Abtastfrequenz f zur niedrigsten übertragenen
SC S
Frequenz f (im Fall f 2i f ) oder das Verhältnis f /f (im Fall
C SC CS
f ^ f ) eine ganze Zahl sein, insbesondere 1. Eine Lösung dieser
Art könnte, wie leicht zu zeigen ist, unmittelbar die Grundband-
709845/0917
Abtastungen des empfangenen Signals ergeben und könnte dann durch
einen einfachen Abtaster dargestellt werden; sie hat jedoch wesentliche Nachteile.
Hauptsächlich kann die auf der Frequenzfaltung beruhende Alias-Erscheinung
nur dann vermieden werden, wenn das modulierte Signal eine sehr kleine Bandbreite hat, und ist die Verwendung eines
idealen Filters zum Trennen der jeweiligen Spektren erforderlich. Da in der Praxis diese beiden Bedingungen und insbesondere die
zweite nicht erfüllt werden können, ergibt es sich, daß im demodulierten Signal ständig eine Rest-Alias-Erscheinung auftritt,
die Verzerrungen des Signals selbst zur Folge hat. Da die gleiche Vorrichtung, nämlich der Abtaster, die Demodulationsvorgänge
weiterbringen muß und die Bit-Zeitsteuerung sicherstellen muß, zeigt sich ferner, daß im Fall, daß sich der Übertragungskanal mit
der Zeit ändert, die Demodulations- und Zeitsteuervorgänge adaptiv gemacht werden müssen. Dies kann leicht zu gegenseitigen Beeinflussungen
führen, die den Betrieb des Systems verschlechtern. Weiterhin ist im Fall, daß eine Frequenzverschiebung des Bands
des übertragenen Signals eingetreten ist, die Mindestfrequenz fc
nicht mehr genau bekannt, so daß die Abtastrate f_ nicht mehr die für das direkte Ableiten des demodulierten Grundbandsignals geforderte
Bedingung erfüllt.
Dieser letzte Nachteil könnte zumindest im Fall, daß die Abtastfrequenz
höher ist als die übertragene Mindestfrequenz, dadurch
für weniger schwerwiegend gemacht werden, daß ein hoher Wert des Verhältnisses zwischen den beiden Frequenzen gewählt wird. Jedoch
müssen dann weitere Probleme aufgrund des Erfordernisses, Vorrichtungen von hoher Geschwindigkeit und schwieriger Ausführung
zu verwenden, und aufgrund der Identifizierung der die richtige
Information tragenden Abtastungen bewältigt werden.
Im speziellen Fall, daß die übertragene Mindestfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Bandbreite des modulierten Signals ist,
709845/0917
was für einen digitalen Sender aus konstruktiven Gründen zweckmäßig
ist, muß die Abtastfrequenz weitere Bedingungen erfüllen, die oft unvereinbar mit den konstruktiven Erfordernissen des
Sendersystems sind, entsprechend den speziellen Anwendungszwecken.
Gemäß der zweiten theoretischen Lösung für die Beibehaltung des digitalen Aufbaus des Demodulators muß das Verhältnis der Abtastfrequenz
zur übertragenen Mindestfrequenz ungleich einer ganzen Zahl sein. Dieses Vorgehen ermöglicht es stets, den Informationsinhalt dem übertragenen Signal zugeordnet zu halten, und kann
außerdem aufgrund der flexibleren Beziehung zwischen den beiden Frequenzen die Frequenzverschiebungs- und Alias-Erscheinungen mit
größerer Flexibilität überwinden. Genauer dargestellt, besteht bei
geeigneter Wahl des Verhältnisses f_/fc kein Bedürnis, ein ideales
Filter zum Trennen der benachbarten Spektren zu verwenden.
Jedoch werden bei diesem System am Ausgang des Abtasters nur teildemodulierte
Signalabtastungen erhalten, die darüberhinaus an den nachfolgenden Teilen des Empfängers mit einer von der Bitrate abweichenden
zeitlichen Rate erscheinen. Sofern die nur teilweise Demodulation durch einen geeigneten Phasenkorrektor vervollständigt
werden kann, der im Grundband stets erforderlich ist, um eine genau kohärente Demodulation zu erzielen, macht es das Auftreten
von Abtastungen nacheinander mit einer von der Bitrate abweichenden Wiederholungsfrequenz erforderlich, daß nach dem Abtaster
Vorrichtungen eingeschaltet werden, die ausgangsseitig Abtastungen, die wieder die Bitrate haben, abgehen. Derartige Vorrichtungen
sind jedoch nach dem Stand der Technik noch nicht zufriedenstellend dargestellt worden.
Diese sich auf die praktische Durchführung der Demodulation durch In-Band-Abtasten beziehenden Schwierigkeiten haben dazu geführt,
daß die Technik eher zum Abtasten von bereits analog demodulierten Signalen neigt. Diese Lösung führt jedoch zu dem Nachteil, daß die
Empfanger hierfür sowohl digitale als auch analoge Schaltungen
7098A5/091T
enthalten. Dies führt zu Problemen der Integration zwischen den
beiden Arten von Schaltungen, wobei diese Probleme nur mit Hilfe geeigneter Zwischenschaltungen gelöst werden können, die den gesamten Demodulator Komplex und somit kaum darstellbar und außerdem kaum flexibel in seiner Betriebsweise machen. Außerdem ist
ein solches Hybridsystem, also ein Analog-Digital-System, nicht
in der Lage, die für den Betrieb des Phasenkorrektors notwendige Linearumwandlung des Grundbandsignals durchzuführen, so daß die
Ausstattung des Empfängers mit einer Hilfsvorrichtung erforderlich ist, die diese Linearumwandlung durchführt, die jedoch für ihre
Darstellung erhebliche Konzeptionsschwierigkeiten bereitet.
beiden Arten von Schaltungen, wobei diese Probleme nur mit Hilfe geeigneter Zwischenschaltungen gelöst werden können, die den gesamten Demodulator Komplex und somit kaum darstellbar und außerdem kaum flexibel in seiner Betriebsweise machen. Außerdem ist
ein solches Hybridsystem, also ein Analog-Digital-System, nicht
in der Lage, die für den Betrieb des Phasenkorrektors notwendige Linearumwandlung des Grundbandsignals durchzuführen, so daß die
Ausstattung des Empfängers mit einer Hilfsvorrichtung erforderlich ist, die diese Linearumwandlung durchführt, die jedoch für ihre
Darstellung erhebliche Konzeptionsschwierigkeiten bereitet.
Demgegenüber ist der erfindungsgemäße im Anspruch 1 gekennzeichnete
Demodulator insgesamt digital und in der Lage, das Abtasten des empfangenen Signals und dessen anschließende Verarbeitung so
durchzuführen, daß ausgangsseitig sowohl die Grundband-Abtastungen mit der für den Betrieb der weiteren Vorrichtungen des Empfängers
notwendigen Rate geliefert werden als auch eine Linearumwandlung der Abtastungen für die nachfolgende Verwendung in einem Phasenkorrektor
vorliegt, und ermöglicht außerdem, indem er anstelle
des Abtasters auf die Verarbeitungsvorrichtung wirkt, die Durch* führung der korrekten Zeitsteuerung der Wiederherstellung der
Signale unabhängig sowohl von einer Frequenzverschiebung des
empfangenen Signals als auch von der Abtast-Zeitsteuerung.
des Abtasters auf die Verarbeitungsvorrichtung wirkt, die Durch* führung der korrekten Zeitsteuerung der Wiederherstellung der
Signale unabhängig sowohl von einer Frequenzverschiebung des
empfangenen Signals als auch von der Abtast-Zeitsteuerung.
Weitere Einzelheiten, Vorteile und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines bevorzugten
Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung. Es
zeigen:
Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung. Es
zeigen:
Fig. 1 einen schematischen Blockschaltplan zur Darstellung der
Einfügung eines erfindungsgemäßen Demodulators in die
Schaltung eines Digitalempfängers für linear amplitudenmodulierte Signale;
Einfügung eines erfindungsgemäßen Demodulators in die
Schaltung eines Digitalempfängers für linear amplitudenmodulierte Signale;
709845/0917
Fig. 2 einen Blockschaltplan einer Abtast- und Verarbeitungseinheit
UCE in Fig. 1;
Fig. 3 einen Blockschaltplan einer Zeitsteuereinheit UT in Fig. 2;
Fig. 4 Verlaufdiagramme einiger von der Zeitsteuereinheit gemäß
Fig. 3 erzeugter Signale;
Fig. 5 einen Blockschaltplan einer Interpoliereinheit UIN in Fig.
Die Anordnung nach Fig. 1 umfaßt eine Abtast- und Verarbeitungseinheit UCE, die bei Empfang eines linear amplitudenmodulierten
Datensignals r(t) von begrenzter Bandbreite, dessen In-Band-Abtastung
und Digitalumwandlung durchführt. Die Einheit UCE gibt ausgangsseitig auf Verbindungen 1 und 2 mit der Symbolrate und zu
geeigneten Zeitpunkten Grundbandabtastungen des empfangenen Signals in Form eines Signals X und dessen Linearumwandlung Y, die
das Quadratursignal des Signals X ist, ab. Zur genauen Bestimmung der Zeitpunkte der Wiederherstellung des empfangenen Signals und
zu deren adaptiver Regelung empfängt die Einheit UCE von außen ein Digitalsignal r, das den Zeitfehler darstellt. Der Aufbau der
Einheit UCE wird später im einzelnen in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben.
Ein Phasenkorrektor CJ etwa der in P 2657153.9 vorgeschlagenen
Art stellt die Phasenkohärenz am Grundbandsignal wieder her und gibt ausgangsseitig auf einer Verbindung 3 das kohärent demodulierte
Signal ab.
Die Abtast- und Verarbeitungseinheit UCE und der Phasenkorrektor CJ stellen den insgesamt mit DN bezeichneten erfindungsgemäßen
Demodulator dar.
Das Signal auf der Verbindung 3 wird einem möglicherweise hinter dem Phasenkorrektor eingeschalteten Entzerrer EQ eingespeist und
erreicht weiterhin eine Synchronisations-Schätzschaltung SS, die
709845/0917 " 10 "
bei Empfang des gegebenenfalls entzerrten Grundbandsignals ausgangsseitig
das Fehlersignal T abgibt. Außerdem erreicht das vom Phasenkorrektor CJ kommende, gegebenenfalls entzerrte Grundbandsignal
eine Schwellen-Entscheidungsvorrichtung DC, die ausgangsseitig einen ausgewerteten Wert der übertragenen Symbole an einen
möglicherweise vorhandenen Digitaldekoder DO abgibt, der, wenn die Informationssymbole einer Leitungskodierung unterworfen worden sind,
beispielsweise dem "partial response code" (Nachrichtentechnische Fachberichte 1971, Seiten 72, 84, 85), die Informationssymbole
wiederherstellt. Die Vorrichtungen EQ, SS, DC, DO stellen keinen Teil der Erfindung dar. Sie können von an sich bekanntem Aufbau
sein und werden im folgenden nicht mehr im einzelnen beschrieben.
Die Abtast- und Verarbeitungseinheit UCE umfaßt gemäß Fig. 2
einen üblichen Analog/Digital-ümsetzer A/D, der die In-Band-Abtastung
und die Digitalumsetzung des Signals r(t) durchführt und über eine Verbindung 4 digitalisierte Abtastungen r(t.) an eine
Interpoliereinheit UIN abgibt. Der Analog/Digital-Umsetzer A/D
wird durch ein Signal CK1 getaktet, das von einer Zeitsteuereinheit UT erzeugt wird. Es hat eine höhere Wiederholungsfrequenz
(Rate) als die Symbolrate des empfangenen Signals r(t). Im Rahmen der Erfindung muß die Wiederholungsfrequenz von CK1 ein Vielfaches
der Symbolrate um eine reale, nicht ganze Zahl sein,
nämlich um eine rationale Zahl p/q. Die Wahl der Werte ρ und q muß so getroffen sein, daß die niedrigste die einleitend erläuterten
Anforderungen erfüllende Abtastrate erhalten wird.
Die Interpoliereinheit UIN enthält eine übliche abgegriffene Verzögerungsstrecke
TDL, ein Interpolierfilter FIN und einen Festwertspeicher ME.
Die Verzögerungsstrecke TDL empfängt aufgrund des Zeitsignals CK1
die vom Analog/Digital-Umsetzer A/D erzeugten digitalisierten Abtastungen rft^), die auf der Verbindung 4 liegen.
- 11 -
709 8 4 5/0917
Das Interpolierfilter FIN ist ein Transversalfilter, das zu Zeitpunkten,
die von einem ebenfalls von der Zeitsteuereinheit UT erzeugten Zeitsignal CK2 bestimmt werden, über eine Verbindung 5
die in der Verzögerungsstrecke TDL enthaltenen Abtastwerte empfängt und sie auf der Basis geeigneter Interpolierkoeffizienten
verarbeitet. Das Zeitsignal CK2 hat eine Rate gleich der Symbolrate des modulierten Signals r(t). Die Interpolierkoeffizienten
kommen über eine Verbindung 6 vom Festwertspeicher ME, der durch ein Signal IND adressiert wird und zu Zeitpunkten ausgelesen wird,
die durch das Zeitsignal CK2 und ein weiteres Zeitsignal CK3 mit
der gleichen Rate wie CK2, jedoch diesem gegenüber verschoben/
bestimmt sind.
Im einzelnen besteht der vom Interpolierfilter FIN durchgeführte Vorgang in der Darstellung der folgenden der Erfindung zugrundeliegenden
Beziehungen:
Bei diesen Beziehungen, deren theoretische Untermauerung für die
Zwecke der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich ist und so mit hier nicht dargelegt wird, bedeuten:
t'm » der Ursprungs-Zeitpunkt der Wiederherstellung des Grundbandsignals,
der durch einen entsprechenden Impuls des Zeit signals CK2 gegeben ist;
tk * Ursprungs-Abtastzeitpunkt des Signals r(t), der durch einen
entsprechenden Impuls von CK1 gegeben ist;
fen ausgedrückt 709845/0917
folgenden Beziehungen ausgedrückt sind: - 12 -
hc(tVV cosüc W11VV-
(4)
wobei:
h (t* -t.) und h (t1 -t. ) * die Grundphasen- bzw. die Quadra türc
m κ s m κ
phasenkomponente einer Interpolationsfunktion; (j = Trägerfrequenz.
Der Wert der Veränderlichen (t1 -t.) , die in den Formeln (1), (2),
in κ
(3), (4) erscheint, stellt das Adressiersignal IND des Speichers ME
dar.
Der Aufbau des Interpolierfilters FIN und des Festwertspeichers ME
wird später im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben.
Der Aufbau der Zeitsteuereinheit UT wird später im einzelnen unter
Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben. UT erzeugt die Signale CK1, CK2, CK3 und IND, die für den Betrieb der Interpoliereinheit UIN
benötigt werden und in Fig. 4 veranschaulicht sind. Die Zeitsteuereinheit UT wird vom Fehlersignal r zum bereits unter Bezugnahme
auf Fig. 1 erläuterten Zweck gesteuert.
GemäB Fig. 3 umfaßt die Zeitsteuereinheit UT einen üblichen
Oszillator OS, der auf einer Verbindung 7 ein Grund-Taktsignal CKO mit einer Rate M*f abgibt, wobei
f » die Abtastrate,
f » die Abtastrate,
M « eine ganze Zahl, die zur einfacheren Konstruktion eine Potenz
von Ziffer 2 ist (2r).
- 13 -70S845/0917
Das vom Oszillator OS erzeugte Grund-Taktsignal CKO gelangt über
die Verbindung 7 und eine Verbindung 8 zu einem üblichen Frequenzteiler
DIV, der durch M teilt und bei Empfang dieser Eingangssignale ausgangsseitig auf einer Verbindung 9 das Zeitsignal CKI
mit einer Wiederholungsfrequenz gleich der Abtastrate f abgibt.
Das Ausgangssignal CK1 des Frequenzteilers DIV wird außerdem über
die Verbindung 9 und eine Verbindung 12 als Rückstellsignal zu einem üblichen Binärzähler CN einer Länge r geleitet, der unter
der Voraussetzung, daß M « 2r, von 0 bis M zählen kann. Der Zähler
CN erhöht jedesmal dann seinen Zählwert um eine Einheit, wenn er vom Oszillator OS über die Verbindung 7 und eine Verbindung 10
einen Impuls empfängt, und gibt ausgangsseitig über eine Verbindung 11 ein den Zählwert anzeigendes Signal ab. Jedesmal bei
Erreichen seiner maximalen Kapazität wird der Zähler CN durch das Signal CK1 zurückgestellt.
Ein ebenfalls über die Verbindung 7 gespeister programmierter Zähler CP von an sich bekannter Art erhöht seinen Zählwert jedesmal
um eine Einheit, wenn er über die Verbindung 7 vom Oszillator OS einen Impuls des Grund-Taktsignals CKO empfängt, und gibt
jedesmal auf einer Verbindung 13 einen Impuls ab, wenn sein Zählwert eine bestimmte gegebene Höhe erreicht. Beim beschriebenen
Beispiel, bei dem die Wiederholungsfrequenz von CK1 zur Wiederholungsfrequenz
von CK2 das Verhältnis jj hat, ist dieser in CP gegebene Wert ^ ·Μ+τ . Die Folge der vom programmierten Zähler CP
auf der Verbindung 13 ausgehenden Impulse bildet das Zeitsignal CK2. Dieses Signal wird über die Verbindung 14 zu einem Eingang
von CP zurückgeleitet und dient als Rückstellsignal für den Zähler.
Das Zeitsignal CK2 kommt über die Verbindung 13 und eine Verbindung
15 an den Eingang eines Phasenschiebers SF, der ausgangsseitig auf einer Verbindung 16 ein Signal CK3 abgibt, das eine
Rate gleich CK2 hat, jedoch gegenüber diesem um 180° verschoben
709845/0917
ist. Die Form der Signale CKO, CK1, CK2 und CK3 ist in Fig. 4 veranschaulicht.
Der Zählwert des Zählers CN ist über die Verbindung 11 an eine
Torschaltung in Form einer üblichen booleschen Verknüpfungsschaltung
PO eingangsseitig angelegt und wird unter Steuerung durch das vom programmierten Zähler CP über die Verbindung 13 und eine Verbindung
18 empfangene Signal CK2 über eine Verbindung 17 zu einem üblichen Pufferspeicher B1 durchgeschaltet, der also dieses den
Zählwert von CN darstellende Signal empfängt und es auf einer Verbindung 19 für eine gesamte Periode des Signals CK2 als Adressensignal
IND für den Festwertspeicher ME (Fig.2) abgibt.
Die Zeitsteuereinheit UT arbeitet folgendermaßen:
Wie gesagt, erzeugt der Oszillator OS das Grund-Taktsignal CKO, das aus einer Impulsfolge mit einer Frequenz besteht, die das M-fache
der gewünschten Abtastrate f ist. Das Taktsignal CKO wird über die Verbindung 7 zum programmierten Zähler CP und über die
Verbindungen 8 und 10 zum Frequenzteiler DIV bzw. zum Zähler CN geleitet.
Der programmierte Zähler CP zählt zyklisch von 0 bis zum vorgegebenen
Wert E . μ + T die Impulse des Taktsignals CKO und gibt jedesmal,
wenn er den gegebenen Wert erreicht, also zu den Zeitpunkten t1 , t1 , .... (Fig.4), einen Impuls auf der Verbindung 13
ab. Auf dieser Verbindung tritt also ein Signal einer Rate (q/p)· f auf, also ein Signal mit der Symbolrate des empfangenen Signals
r(t). Dieses Signal mit der Frequenz (q/p).f wird dann einerseits als Zeitsignal CK2 verwendet und andererseits über die Verbindung
15 zum Phasenschieber SF geleitet, der ausgangsseitig auf der Verbindung 16 ein Signal von gleicher Rate erzeugt, das als
Zeitsignal CK3 verwendet werden kann. Außerdem wird es über die Verbindung 14 zum entsprechenden Eingang des Zählers CP als Rückstellsignal
zurückgeleitet und über die Verbindung 18 zum entsprechenden Eingang der Verknüpfungsschaltung PO als Durchschaltaignal geleitet.
709ΘΑ5/0917
Die Abgabezeitpunkte der das Signal mit der Rate (q/p).f bildenden
Impulse werden vom Fehlersignal τ justiert, das nach dem beschriebenen
Beispiel von der Synchronisations-Schätzschaltung SS (Fig.1) auf der Grundlage der vorhergehenden Abtastungen erzeugt
wird und so in der Interpoliereinhext UIN (Fig.2) die Rekonstruktion
des Grundbandsignals zu den günstigsten Zeitpunkten sicherstellt.
Der Frequenzteiler DIV (Fig.3) teilt die Frequenz des Taktsignals
CKO durch M und erzeugt ausgangsseitig auf den Verbindungen 9 und 12 jedesmal dann einen Impuls, wenn an seinem an die Verbindung
angeschlossenen Eingang M Impulse des Taktsignals CKO aufgetreten sind, also zu den Zeitpunkten t. , t.+., t.+- .... (Fig.4) : auf
den Verbindungen 9 und 12 (Fig.3) liegt somit das Signal CK1 mit
einer Rate f .
Das Signal mit der Rate f auf der Verbindung 12 eignet sich zur Rückstellung des Zählers CN zu diesen Zeitpunkten t. , t.+1, ...
(Fig.4). Der Zähler CN (Fig.3) zählt zyklisch die Impulse des
Taktsignals CKO von 0 bis zu seiner Maximalkapazität M und gibt ausgangsseitig auf der Verbindung 11 von Zeitpunkt zu Zeitpunkt
ein Signal ab, das seinen Zählwert anzeigt und zum entsprechenden Eingang der Verknüpfungsschaltung PO geleitet wird. Zu den Zeitpunkten
t' , t1 1# .... wird die Schaltung PO, wie gesagt, von
dem vom Zähler CP ausgehenden Signal durchgeschaltet, so daß der auf diese Zeitpunkte bezogene Zählwert von CN zur Verbindung 17
durchgelassen wird. Auf dieser Verbindung liegt somit ein Signal, das die Zahl der Impulse des Taktsignals CKO angibt, die vom Zähler
CN zwischen dem Zeitpunkt t. (t. -, ^v+2' ····» Fig· 4) und
dem nachfolgenden Zeitpunkt t1 (bzw. t1 .., t1 -» ···) gezählt
worden sind, also ein Signal, das die Nacheilung eines Impulses von CK2 in Bezug zum unmittelbar vorhergehenden Impuls von CK1
wiedergibt. Dieses Signal, das, wie gesagt, das Adressensignal IND für den Speicher ME (Fig.2) ist, wird dann zum Pufferspeicher
B1 geleitet, der es ausgangsseitig für eine gesamte Periode von
CK2 abgibt.
- 16 -
709845/0917
Die aus der Verzögerungsstrecke TDL, dem Interpolierfilter FIN und dem Festwertspeicher ME zusammengesetzte Interpoliereinheit
UIN umfaßt gemäß Fig. 5 eine als Tor dienende Verknüpfungsschaltung P1, die eine auf der Verbindung 1 liegende Abtastung Γ(^ν^
bei jedem Impuls des Zeitsignals CK1 durchläßt. Die Abtastungen laufen weiter zu einer Anzahl von Zellen T1, T2, .... Tn, die die
Verzögerungsstrecke TDL bilden. In jede der Zellen kann eine der Abtastungen r(t, ) des empfangenen Signals aufgenommen werden. Die
Zellen werden mit der durch das Signal CK1 gegebenen zeitlichen Rate geladen, das ihnen und der Verknüpfungsschaltung P1 über die
Verbindung 9 eingespeist wird.
übliche als Tore wirkende Verknüpfungsschaltungen P2-1, P2-2, ...
P2-n übertragen den Inhalt der Zellen T1, T2, .... Tn, der an mit Verbindungen 5-1, 5-2, .... bzw. 5-n angeschlossenen Eingängen
der Verknüpfungsschaltungen anliegt, über Verbindungen 20-1, 20-2,
.... 20-n zu nachfolgenden Schaltungen. Diese übertragung erfolgt gleichzeitig für alle Zellen T1, Τ2, .... Tn unter Steuerung durch
das Zeitsignal CK2. Der Inhalt der Zellen T1, T2, .... Tn der Verzögerungsstrecke TDL wird über die Verbindungen 20-1, 20-2,
.... bzw. 20-n in jeweils mit gleichem Index bezeichneten Zellen BS1, BS2, .... BSn eines üblichen Pufferspeichers BS aus η Zellen
eingespeichert.
Ein weiterer ebenfalls aus η Zellen BC1, BC2, .... BCn bestehender
Pufferspeicher BC speichert jeweils einen von Koeffizienten a. , b. , die zur Verarbeitung der Abtastungen r(tk>
erforderlich sind, und hält diese Koeffizienten an an seine Ausgänge angeschlossenen
Verbindungen 24-1, 24-2, .... 24-n für die halbe Signalperiode der Signale CK2 oder CK3 bereit.
Der Festwertspeicher ME ist aus zwei einzelnen Festwertspeichern ME1 und ME2 zusammengesetzt, die die Werte der Koeffizienten a.
bzw. b. gespeichert enthalten. Die Darstellung von Festwertspeichern,
die durch die Beziehungen der Art nach (3), (4) erhal tene Werte laden können, kann dem Fachmann überlassen bleiben und
- 17 -709845/0917
der Aufbau der Festwertspeicher ME1, ME2 braucht nicht weiter beschrieben
zu werden. ME1 und ME2 werden beide durch das Adressensignal IND adressiert und werden unter Steuerung durch das Signal
CK2 bzw. CK3 ausgelesen.
Eine übliche als Torschaltung dienende Verknüpfungsschaltung P3 überträgt unter Steuerung durch das Zeitsignal CK2 über eine Verbindung
21 die im Festwertspeicher ME1 gelesenen und über eine Verbindung 6a übermittelten Koeffizienten in den Pufferspeicher
BC, und eine weitere als Torschaltung dienende Verknüpfungsschaltung P4 überträgt unter Steuerung durch das Zeitsignal CK3 über
eine Verbindung 22 die im Festwertspeicher ME2 gelesenen und über
eine Verbindung 6b übermittelten Koeffizienten ebenfalls in den
Pufferspeicher BC.
Digitale Multiplizierer M1, M2 .... Mn von an sich bekannter Art
multiplizieren den Wert der in der gleich bezeichneten Zelle des Pufferspeichers BS geladenen Abtastung mit dem jeweiligen Koeffizienten
a. oder b. , der in der gleich bezeichneten Zelle des Pufferspeichers
BC gespeichert ist. Die Abtastungen und die Koeffizienten werden zu den Multiplizierern M1, M2, .... Mn über Verbindungen
23-1, 23-2, .... bzw. 23-n einerseits und über Verbindungen 24-1, 24-2, .... bzw. 24-n andererseits geleitet. Die
Produkte, also die Ergebnisse der von M1, M2, .... Mn durchgeführten
Multiplikationen, werden über Verbindungen 25-1, 25-2, .... 25-n einem üblichen digitalen Addierer SM eingespeist, der
ausgangsseitig auf einer Verbindung 26 die algebraische Summe dieser Produkte abgibt. Zwei weitere als Torschaltung dienende
Verknüpfungsschaltungen P5 und P6 übertragen das Ausgangssignal
des Addierers SM als die Signale X bzw. Y auf die Verbindungen 1 bzw. 2. Diese übertragung wird für die Verknüpfungsschaltung P5
durch das Zeitsignal CK3 und für die Verknüpfungsschaltung P6 durch das Zeitsignal CK2 gesteuert.
Zur Vereinfachung der Beschreibung wurde vorstehend von den Verknüpfungsschaltungen
PO, P1 und den Zellen T1, BS1, BC1 gesprochen, von denen jede für den Durchtritt bestimmter Signale bzw.
- 18 -
709845/0917
zum Laden bestimmter Abtastungen oder bestimmter Koeffizienten
dienen soll. Da jedoch diese Signale, Abtastungen und Koeffizienten digital sind und so jeweils durch eine Mehrzahl von Bits
dargestellt werden, bestehen die einzelnen Verknüpfungsschaltungen und Zellen jeweils aus einer Mehrzahl gleichartiger Einheiten,
die jeweils einem der das zu verarbeitende Signal bildenden Bits zugeordnet sind.
Hinsichtlich der Zusammenschaltung der beschriebenen Einzelschaltungen
wird auf die Zeichnung verwiesen. Der beschriebene erfindungsgemäße
Demodulator arbeitet folgendermaßen:
Das In-Band-Signal r(t) (Fiq.1,2), das vom Analog/Digital-Umsetzer
A/D empfangen wird, wird abgetastet und mit einer durch das Zeitsignal CK1 gegebenen Rate in digitale Form überführt. Zu
den Abtastzeitpunkten t. erscheinen am Ausgang des Umsetzers A/D die digitalen Abtastungen r(t.), die stets mit der durch CK1 bestimmten
Rate seriell in die Zellen T1, T2, ... Tn (Fig.5) der
Verzögerungsstrecke TDL eingespeist werden.
Im folgenden wird angenommen, daß seit Beginn des Betriebs des Empfängers, in den der Demodulator DN (Fig.1) eingefügt ist, bereits
wenigstens η Impulse des Signals CK1 am Umsetzer A/D und an der Verzögerungsstrecke TDL (Fig.2) eingetroffen sind, daß also
wenigstens bereits η Abtastungen durchgeführt worden sind. Auf diese Weise sind sämtliche Zellen der Verzögerungsstrecke TDL mit
Signalabtastungen belegt und die von der Interpoliereinheit UIN durchgeführte Verarbeitung betrifft diese η Abtastungen r(t. ), wodurch
zuverlässige Ergebnisse für die Wiederherstellung des Grundbandsignals erhalten werden.
Es werden also der Betrieb der Vorrichtung im stetigen Zustand beschrieben
und die Anfangsphase, also der Obergangsbetrieb der Vorrichtung, vernachlässigt.
Der erste im Rahmen der Beschreibung des Betriebs betrachtete Im
puls von CK1 trifft zum Zeitpunkt t. (Fig.4) ein, und zum Zeit-
- 19 -
709845/0917
punkt t' der Ankunft des Impulses von CK2, der unmittelbar diesem ersten betrachteten Impuls von CK1 folgt, werden die in den
Zellen T1, T2, .... Tn (Fig.5) der Verzögerungsstrecke TDL liegenden
η Abtastungen parallel zu den Zellen BS1, BS2, .... bzw. BSn des Pufferspeichers BS über die Verbindungen 5-1, 5-2, .... bzw.
5-n, die Verknüpfungsschaltungen P2-1, P2-2, .... bzw. P2-n und die Verbindungen 20-1, 20-2, .... bzw. 20-n übertragen. Beim
Eintreffen dieses selben Impulses von CK2 (Fig.4) werden außerdem die zur geratetechnischen Darstellung der Gleichungen (1), (2)
notwendigen η Koeffizienten a. im Festwertspeicher ME1 (Fig.5) an
der Adresse t'_-t. gelesen und wird das Tor der Verknüpfungsschaltung
P3 geöffnet, so daß diese Koeffizienten in die Zellen BC1, BC2, .... BCn des Pufferspeichers BC eingespeichert werden.
In diesem Zustand stehen auf den Verbindungen 23-1, 23-2, .... 23-n die Werte der η aufeinanderfolgenden Abtastungen des Signals
r(t) und auf den Verbindungen 24-1, 24-2, .... 24-n die η Koeffizienten a^, die erforderlich sind, um die durch Gleichung (1)
ausgedrückte Interpolationsfilterung durchzuführen, zur Verfügung.
In der zwischen dem Zeitpunkt t' (Fig.4) der Ankunft der betrachteten
Impulse von CK2 und dem Zeitpunkt t" der Ankunft des unmittelbar darauffolgenden Impulses von CK3 liegenden Zeitspanne
berechnet jeder der Multiplizierer M1, M2, .... Mn (Fig.5) das
Produkt des Werts der Abtastung mit dem entsprechenden Koeffizienten a. . Diese Produkte werden über die Verbindungen 25-1, 25-2,
.... 25-n zum Addierer SM geleitet, an dessen Ausgang die algebraische Summe der Ausgangssignale von M1, Μ2, .... Mn auftritt,
nämlich das Abtastsignal X des demodulierten Signale.
Zum Zeitpunkt t"m trifft ein Impuls des Signals CK3 ein: dies
bewirkt, daß das Tor der Verknüpfungsschaltung P5 öffnet und das Signal X zur Verbindung 1 und zu den nachfolgenden Schaltungen
des Empfängers, insbesondere zum Phasenkorrektor CJ (Fig.1),
durchtritt. Gleichzeitig befiehlt der Impuls von CK3 das Lesen im Festwertspeicher ME2 (Fig.5) an der gleichen Leseadresse, an
der im Festwertspeicher ME1 gelesen wurde, der für die durch die
- 20 -
709845/0917
Gleichung (2) dargestellte Filterung notwendigen Koeffizienten b.
und steuert außerdem die öffnung des Tors der Verknüpfungsschaltung
P4 zum Obertragen dieser Koeffizienten in die entsprechenden
Zellen des Pufferspeichers BC. In der Zeitspanne zwischen t" und t1 .., also zwischen dem Eintreffen des Impulses von CK3 und
dem Eintreffen des nachfolgenden Impulses von CK2, multiplizieren die Multiplizierer M1, M2, .... Mn die im Pufferspeicher BS geladenen
Abtastungen mit den Koeffizienten b. und ausgangsseitig vom
Addierer SM treten die Abtastsignale Y auf.
Der nachfolgende Impuls des Signals CK2, der zum Zeitpunkt t' ...
auftritt, öffnet das Tor der Verknüpfungsschaltung P6 und bewirkt somit die Durchschaltung der Abtastsignale Y auf die Verbindung
2 und zu den nachfolgenden Vorrichtungen des Empfangers, insbesondere
zum Phasenkorrektor CJ (Fig.1).
Gleichzeitig bewirkt das Signal CK2, daß das Interpolierfilter FIN
einen neuen Verarbeitungszyklus startet mit neuen Abtastwerten in der Verzögerungsstrecke TDL, die vom Abtastzeitpunkt t. +1 (Fig.4)
beginnen, und mit in den Festwertspeichern ME1, ME2 (Fig.5) an der
Adresse t* .. - t. +1 gelesenen Koeffizienten.
In jeder Periode des Zeitsignals CK2 tritt ausgangsseitig vom Interpolierfilter
FIN (Fig.2) ein Abtastsignal X und Abtastsignal Y auf. Diese Abtastsignale werden vom Phasenkorrektor CJ (Fig.1)
dazu verwendet, die in der Abtast- und Verarbeitungseinheit UCE durchgeführte Demodulation kohärent zu machen, und werden dann möglichen
weiteren Verarbeitungen in EQ, DC und DO unterworfen, um ausgangsseitig das tatsächliche Informationssignal abzugeben
(Fig.1). Die Erzeugung der Abtastsignale X und Y mit ihrer exakten Zeitsteuerung nur durch die Regelung des Signals CK2 ohne Veränderung
des Abtastsignals CK1 ermöglicht es, daß anschließend im Phasenkorrektor CJ (Fig.1) die auf die Demodulationsphase bezogene
Information gewonnen werden kann. Würde hingegen die Justierung des Zeitpunkts der Wiederherstellung des demodulierten Signals
durch Einwirkung auf das taktende Zeitsignal CK1 durchgeführt, das
den Abtastzeitpunkt bestimmt, so würde ein veränderlicher Parame-
709845/Q917 " 21 "
ter, der von der für CK1 bestimmten Veränderung abhängt, in die
Demodulationsphase eingeführt, was das Erhalten der Information über die Demodulationsphase erschwert.
Ersichtlich kann der beschriebene Demodulator mit jedem auf der Amplitudenmodulation beruhenden System verwendet werden, sofern
nur die spezielle dort verwendete Modulation berücksichtigt wird, indem einfach die Interpolationskoeffizienten a. , b. angepaßt
werden.
Beispielsweise kann das zu demodulierende Signal r(t) ein amplitudenmoduliertes
Signal von beschränkter Bandbreite und nur einem Seitenband (AM-SSB) mit zum Zeitpunkt der übertragung unterdrücktem
Träger in Verbindung mit einem "partial-response"(PRC)-Klasse IV-Signalisieren sein. Die Trägerfrequenz ist f und die Bandbreite
des modulierten Signals W. Das modulierende Signal kann beispielsweise ein normales PAM-Grundbandsignal einer Symbolrate 1/T
sein, das gegebenenfalls kodiert sein kannι bei diesem Signal fallen
die Bits und die Symbole zusammen.
Als spezielles Beispiel sei angenommen, daß r(t) ein Signal der beschriebenen Art ist, das über einen Fernsprechkanal des FDM-Gruppen-Bands
60-108 kHz empfangen wird. Die Bitrate beträgt 66 kbit/s, nämlich 64 kbit/s Information und zusätzlich 2 kbit/s Redundanz
(Rahmenbits). Da T die Symbolperiode ist, wird für die übertragung des oberen Seitenbands SSB die Trägerfrequenz f *1/T
= 66 kHz gewählt.
Beim Empfang des modulierten Signals tastet der Analog/Digitalümsetzer
A/D dieses Signal mit der Abtastfrequenz fg f 1/T ab. ffl
ist so gewählt, daß
a) die Abtastungen unmittelbar oder mittelbar, nämlich wie hier mit Hilfe einer nachfolgenden Verarbeitung, einander mit einer
Rate gleich der Symbolrate folgen, so daß die Entscheidung für jedes Symbol durchgeführt werden kann, und
b) die Abtastungen Abtastungen des demodulierten Signals sind,
auch wenn der Umsetzer A/D eingangsseitig das modulierte Signal empfängt.
709845/0917 " 22 "
Für die Demodulation wird nun die gegenüber der Symbolrate um den Faktor p/q höhere Abtastfrequenz gewählt und dann die ursprüngliche
Symbolfrequenz 1/T durch die Interpolierfilterung wiederhergestellt.
Es sei angenommen, daß f_ = 5/3T, also p/q = 5/3. Es folgt
eine Trennung um 22 kHz zwischen benachbarten Abtastungen.
Die gegenüber der Symbolrate erhöhte Abtastrate führt also zu falschen
Abtastwerten am Ausgang des Umsetzers A/D, da nicht jedem Bit 1 Abtastung zugeordnet ist, sondern p/q Abtastungen. Der übergangvon
diesem ersichtlich anomalen Zustand zum Zustand der korrekten Abtastung, also zum Zustand, bei dem für jedes Bit eine Abtastung
erhalten wird, erfordert die Koeffizienten a. , b. zur linearen
Verarbeitung der Eingangsabtastungen r(t.). Diese lineare Verarbeitung wird durch die Verzögerungsstrecke TDL und das Interpolierfilter
FIN (Fig. 2, 5) durchgeführt. Die Koeffizienten stellen die "Bewertungsfaktoren" bei der Verarbeitung dar. Da die Abtastung
durch Synchronisationsfehler beeinträchtigt sein kann, hängen die Koeffizienten vom Fehlersignal r ab. Die Werte der Koeffizienten
hängen von der Modulationsart ab, sie können also nicht allgemein angegeben werden. Für das anhand der obigen Zahlenwerte
näher bestimmte Beispiel kann folgendes gelten:
Für f = 1/T und t. = k-3t/5 für k = -n, ..., 0, ..., η können die
C JC
Koeffizienten a. und b. , die sich auf die i-te Ausgangssignalabtastung
beziehen, aufgrund der Gleichungen (3) und (4) in die fol gende Form gebracht werden:
ak = hc /"(t'm-tk) - Jc 3T/57 cos (k 6w/5)
♦ he /"<t'm-tk) - k 3T/57 sin (k 6ir/5);
bk - - hc /(fm-tk) - k 3T/57 sin (k 6 r/5)
+ hs /"(t'm-tk) - k 3T/57 cos (K 6*/5);
(t* -t.) stellt die Zeitverschiebung einschließlich des Fehlers T
dar (Fig. 4). Im stetigen Zustand, bei dem r= constant, werden für die Komponenten h und h nur drei verschiedene Serien von Werten
erhalten, da nur drei verschiedene Werte von (t* -t. ) auftreten.
m k
Bei den obigen cos- und sin-Funktionen können nur fünf verschiedene Werte auftreten.
Ϊ09845/0917
Claims (3)
- PATENTANWÄLTE Ing. Eberhardt SPEIDEL · Dipl.-Ing. Frhr. Anton RIEDERER von PAARPostfach 1320Patentanwalt· 8p«id·!, Hl»d«r»r v. Pur M035 Q ■ U11D 0 2Poatfadi ix», O-aoas Qauting 2 KanzM: Oimnastr. 1Telefon: München (089) 850SO88 Telegramm: Germärkpat QauUngCSELT Centro Studi e Laboratori Telecomunicazioni S.p.A.Turin, ItalienPatentansprüche :. Digitaldemodulator für linear amplitudenmodulierte Datensignale von begrenzter Bandbreite, bei dem die Demodulation durch In-Band-Abtastung mit einer Rate durchgeführt wird, die höher ist als die Symbolrate des modulierten Signals, und bei dem das Verhältnis zwischen den beiden Raten eine rationale, nichtganze Zahl ist, gekennzeichnet durch eine Interpoliereinheit (UIN), die eine digitale Filterung der Abtastungen auf der Basis von Interpolationskoeffizienten durchführt, die in einem Festwertspeicher (ME) gespeichert sind, und ausgangsseitig Abtastungen (X) des Grundbandsignals abgibt, wobei das Laden der Abtastungen durch die Interpoliereinheit (UIN) zeitlich durch ein erstes Zeitsignal (CK1) mit einer Rate gleich der Abtastrate gesteuert wird und die Interpolation mit den Koeffizienten zeitlich durch ein zweites Zeitsignal (CK2) gesteuert wird, das eine Rate gleich der Symbolrate hat.
- 2. Digitaldemodulator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (UT), die die Zeitpunkte der Wiederherstellung des demodulierten Signals durch Verwendung eines Digitalsignals (τ), das durch ein RUckkopplungssignal ausgewertet wird, auf den Optimalwert legt.
- 3. Digitaldemodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste und eine zweite Gruppe der Interpolationskoeffizienten, die in jeweiligen Festwertspeichern (ME1, ME2)7Q9ff45/0917 ~ 2 "MWl WWtCUgespeichert sind, alternierend für die Interpolierung der Abtastungen verwendet werden, indem die Interpolierung alternierend durch das zweite und ein drittes Zeitsignal (CK2, CK3), die beide eine Rate gleich der Symbolrate haben, gesteuert wird, und zwar das Lesen der Koeffizienten einer der Gruppen im Speicher durch eines dieser Zeitsignale mit Symbolrate gesteuert wird und die übertragung der interpolierten Abtastungen zum Ausgang der Interpoliereinheit (UIN) durch das andere dieser Zeitsignale mit Symbolrate gesteuert wird, wobei die Interpoliereinheit ausgangsseitig alternierend In-Phase-Abtastungen (X) und Quadratur-Abtastungen (Y) des Grundbandsignals in Abhängigkeit davon abgibt, ob die Interpolierung aufgrund der ersten oder der zweiten Gruppe von Koeffizienten durchgeführt worden ist, und daß ein Phasenkorrektor (CJ) die Demodulation der Grundband-Abtastungen (X,Y) durch unmittelbares Extrahieren der auf die Trägerphase bezogenen Information aus diesen Abtastungen kohärent macht.Digitaldemodulator nach Anspruch 3, bei dem die Zeitsignale durch eine gemeinsame, auch die Adressensignale für die Festwertspeicher liefernde Zeitsteuerschaltung geliefert werden, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Zeitsignal (CK1) durch einen die Frequenz eines Grundtaktsignals (CKO) um einen gegebenen Divisor teilenden Frequenzteiler (DIV) erhalten wird; daß das zweite und das dritte Zeitsignal (CK2,CK3) durch einen programmierten Zähler (CP) erhalten werden, dessen maximale Kapazität vom Verhältnis zwischen der Abtastrate und der Symbolrate, vom Divisor des Frequenzteilers und vom digitalen Korrektursignal abhängt, wobei das zweite Zeitsignal (CK2) aus einer Folge von vom programmierten Zähler (CP) bei Erreichen seiner maximalen Kapazität erzeugten Impulsen besteht und das dritte Zeitsignal (CK3) aus einem gegenüber dem zweiten Zeitsignal (CK2) um 180° phasenverschobenen Signal besteht; und daß das Adressensignal (IND) für die Speicher (ME1,ME2) der Koeffizienten durch eine boolesche UND-Verknüpfung zwischen dem zweiten Zeitsignal (CK2) und dem Ausgangssignal eines Zählers (CN) erhalten wird, der zyklisch von 0 bis zu einem Maximalwert, welcher dem Divisor entspricht, die Impulse des Grund-Taktsignals (CKO), die in einer Periode des ersten Zeitsignale (CKI) ent halten sind, zählt. 709 845/0917Digitaldemodulator nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Interpoliereinheit (UIN) aus folgenden
Einzelschaltungen besteht:- einer angezapften Verzögerungsstrecke (TDL), die eine Mehrzahl der digitalisierten Abtastungen des modulierten Signals mit einer vom ersten Zeitsignal (CK1) bestimmten Rate lädt;- einem ersten Pufferspeicher (BS), der eine Anzahl von Zellen gleich der Anzahl von Abgriffen der Verzögerungsstrecke
(TDL) aufweist und die in dieser Verzögerungsstrecke gespeicherten Abtastungen zu Zeitpunkten, die vom zweiten
Zeitsignal (CK2) bestimmt werden, einspeichert und sie ausgangsseitig für eine Periode des zweiten Zeitsignals aufrechterhält;- einem zweiten Pufferspeicher (BC), der die gleiche Anzahl
von Zellen wie der erste Pufferspeicher (BS) aufweist und zu Zeitpunkten, die vom zweiten Zeitsignal (CK2) bestimmt sind, die Koeffizienten der ersten Gruppe und zu Zeitpunkten, die
vom dritten Zeitsignal (CK3) bestimmt sind, die Koeffizienten der zweiten Gruppe einspeichert, wobei diese Koeffizienten ausgangsseitig vom Speicher für die halbe Periode des
zweiten bzw. dritten Taktsignals zur Verfügung sind;- einer Einrichtung zum Multiplizieren der Abtastungen des modulierten Signals mit den Koeffizienten jeder Gruppe, zum
Addieren der entstehenden Produkte miteinander und zum Abgeben am Ausgang der Interpoliereinheit (UIN) der Abtastsignale (X) der Grundphasenkomponente des Grundbandsignals zu vom dritten Zeitsignal (CK3) bestimmten Zeitpunkten und der Abtastsignale (Y) der Quadraturphasenkomponente des Grundbandsignals zu vom zweiten Zeitsignal (CK2) bestimmten Zeitpunkten.709845/0917
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
IT67962/76A IT1059490B (it) | 1976-04-22 | 1976-04-22 | Demodulatore numerico con interpolazione per segnali dati modulati linearmente in ampiezza |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2718087A1 true DE2718087A1 (de) | 1977-11-10 |
DE2718087B2 DE2718087B2 (de) | 1978-11-23 |
DE2718087C3 DE2718087C3 (de) | 1979-08-09 |
Family
ID=11306747
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2718087A Expired DE2718087C3 (de) | 1976-04-22 | 1977-04-22 | Digitaldemodulator für linear amplitudenmodulierte Datensignale |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4121165A (de) |
DE (1) | DE2718087C3 (de) |
IT (1) | IT1059490B (de) |
Families Citing this family (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4246933A (en) * | 1978-12-21 | 1981-01-27 | Taylor Joseph W | Exhaust-indicator |
FR2479629B1 (fr) * | 1980-04-01 | 1985-11-08 | Thomson Csf | Procede de demodulation d'un signal module en amplitude, demodulateur mettant en oeuvre ce procede et systeme de television comportant un tel dispositif |
US4320345A (en) * | 1980-04-28 | 1982-03-16 | Sangamo Weston, Inc. | Adaptive differential PSK demodulator |
US4468794A (en) * | 1982-01-11 | 1984-08-28 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Digital coherent detector |
US4423519A (en) * | 1982-01-20 | 1983-12-27 | Sperry Corporation | Apparatus and method for detecting the onset of a frequency shift keyed signal |
DE3233829A1 (de) * | 1982-09-11 | 1984-03-15 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Verfahren zur demodulation amplitudenmodilierter eingangssignale und schaltungsanordnung hierfuer |
EP0239293A3 (de) * | 1986-03-24 | 1988-12-14 | Gpt Limited | Datenübertragungssysteme |
GB2246921B (en) * | 1990-07-25 | 1993-12-15 | Texas Instruments Ltd | Improvements in or relating to the demodulation of amplitude modulated carrier waves |
FR2692092B1 (fr) * | 1992-06-05 | 1994-07-22 | Thomson Csf | Dispositif de traitement et de precorrection d'un signal audiofrequence avant son amplification dans une chaine d'amplification d'un emetteur a modulation d'amplitude. |
FR2702903B1 (fr) * | 1993-03-17 | 1995-05-24 | Europ Agence Spatiale | Récepteur de signaux radiofréquences. |
JP3578839B2 (ja) * | 1995-07-18 | 2004-10-20 | 三菱電機株式会社 | ディジタル受信機 |
JP3575883B2 (ja) * | 1995-09-18 | 2004-10-13 | 三菱電機株式会社 | ディジタル復調器 |
JP2004079015A (ja) * | 2002-08-09 | 2004-03-11 | Fujitsu Ltd | データ再生装置 |
JP4620642B2 (ja) * | 2006-07-31 | 2011-01-26 | 富士通株式会社 | 多値変調受信装置 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5910621B2 (ja) * | 1975-01-08 | 1984-03-10 | 日本電気株式会社 | デ−タ伝送復調器 |
-
1976
- 1976-04-22 IT IT67962/76A patent/IT1059490B/it active
-
1977
- 1977-04-22 DE DE2718087A patent/DE2718087C3/de not_active Expired
- 1977-04-22 US US05/790,081 patent/US4121165A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
IT1059490B (it) | 1982-05-31 |
US4121165A (en) | 1978-10-17 |
DE2718087B2 (de) | 1978-11-23 |
DE2718087C3 (de) | 1979-08-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
AT404203B (de) | Teilnehmereinheit für ein drahtloses digitales telefonsystem | |
DE2735945C2 (de) | Schaltungsanordnung für die Trägersynchronisierung von kohärenten Phasendemodulatoren | |
DE3233288C2 (de) | ||
DE3687114T2 (de) | Datenuebertragungssystem. | |
DE2657153C3 (de) | Verfahren und Vorrichtung für die adaptive Phasenkorrektur bei der kohärenten Demodulation eines digitalen | |
DE69917514T2 (de) | Filterung für Übertragung mittels Quadraturmodulation | |
DE3044208A1 (de) | Interpolator zur erhoehung der wortgeschwindigkeit eines digitalen signals, insbesondere zur verwendung in digitalen fernsprechsystemen | |
DE3040685A1 (de) | Phasenzitterkompensation unter verwendung periodischer, harmonisch in beziehung stehender signalkomponeten | |
DE2718087A1 (de) | Digitaldemodulator fuer linear amplitudenmodulierte datensignale | |
DE3202005A1 (de) | Daten-modulator-sender | |
EP0201758B1 (de) | Demodulator für frequenzmodulierte Signale in digitaler Form | |
DE2657639A1 (de) | Bestimmung der koeffizienten-einstellwerte eines komplexen transversal- entzerrers | |
DE2329337A1 (de) | Einseitenbandsystem zur digitalen verarbeitung einer gegebenen anzahl von kanalsignalen | |
DE69829263T2 (de) | Digitales Filter, Verfahren zur digitalen Signalverarbeitung und Kommunikationsgerät | |
DE2321111A1 (de) | Automatisch adaptierender transversalentzerrer | |
DE2707936C3 (de) | Einseitenband-FrequenzmultiplexÜbertragungssystem | |
DE3113394C2 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur adaptiven Echokompensation bei einer Zweidraht-Vollduplexübertragung | |
DE2831059C2 (de) | Integrierender Kodeumsetzer | |
DE2818675C3 (de) | Mikroprogrammierte Einheit zur Verwendung in einer Datenübertragungseinrichtung | |
DE69013524T2 (de) | Parallel arbeitender adaptiver Transversalentzerrer für digitales Hochgeschwindigkeitsübertragungssystem. | |
DE3919530C2 (de) | ||
DE4310031A1 (de) | Verfahren zur Korrektur von Phase und Amplitude eines breitbandigen Empfangssignals mit Hilfe von Referenzsignalen | |
DE3785906T2 (de) | Kanalersatzschaltungssystem für ein Funkübertragungssystem von digitalen Daten. | |
EP0184018A2 (de) | Demodulator für digitale Empfänger | |
DE3750324T2 (de) | Vereinfachte Zurückgewinnung von Daten aus Signalen mit Quadraturträgern. |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |