DE3040685A1

DE3040685A1 - Phasenzitterkompensation unter verwendung periodischer, harmonisch in beziehung stehender signalkomponeten

Info

Publication number: DE3040685A1
Application number: DE19803040685
Authority: DE
Inventors: Richard Dennis Monmouth Beach N.J. Gitlin; Stephen Brant Holmdel N.J. Weinstein
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1979-11-06
Filing date: 1980-10-29
Publication date: 1981-05-14
Also published as: GB2065427A; US4253184A; FR2469061A1; JPS5693437A; CA1155182A; GB2065427B; FR2469061B1; NL8006047A

Description

BLUMBACH · WESER · BERGEM « KRAMER ^

ZWIRNER - HOFFMANN 3040885

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

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Patenlconsult Radeckestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Pateniconsull Palentconsull Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult

Western Electric Company Incorporated Gitlin 8-10 New York, N.Y. 10038, USA

Phasenzitterkompensation unter Verwendung periodischer, harmonisch in Beziehung stehender Signalkomponenten

Die Erfindung befaßt sich mit der Korrektur von Verzerrungen und/oder Verschlechterungen, die sich "bei digitalen Datensignalen nach der Übertragung über vorhandene Medien begrenzter Bandbreite zeigen. Insbesondere betrifft die Erfindung die gemeinsame adaptive Steuerung von Phasenkompensatoren und Transversalentζerrerη in beliebigen, linear modulierten Systemen, beispielsweise phasenmodulierten (PM) und quadratur-amplitudenmodulierten (QAM) Datenübertragungsanlagen.

Eine wirksame Ausnutzung von in ihrer Frequenzbandbreite begrenzten, normalerweise für die Fernsprechübertragung benutzten Kanälen für Digitaldaten wird durch vielstufige Signale hoher Geschwindigkeit erreicht, die beispielsweise eine Übertragung mit 9600 Bits je Sekunde ermöglichen. Niedrige Fehlerraten lassen sich jedoch nur durch eine wirksame Kompensation der Signalverschlechterung erzielen, die im ande-

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · E. Hoffmann Dipl.-Ing. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Prof. Dr. jur.Dipl.-Ing., Pat.-Ass., Pat.-Anw.bis 1979 · G. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

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ren Pall von solchen Üb er tr agungslcanälen gelieferte Datensignale stark beeinträchtigen, obwohl eine solche Beeinträchtigung in großem Umfang zulässig ist, da sie für die Sprachübertragung nicht schädlich ist. Eine lineare Verzerrung aufgrund von Dämpfungsänderungen und Laufzeitänderungen für unterschiedliche Frequenzanteile bewirken eine Signaldispersion, die üblicherweise als Zwischensymbolstörung bekannt ist. Zur Kompensation der Zwischensymbolstörung werden allgemein als wirksames Mittel Transversalfilter verwendet .

Zusätzlich zu einer linearen Verzerrung treten außerdem Trägerphasen-Störeffekte auf, die für digitale Datensignale schädlich sind. Eine Hauptquelle solcher Einflüsse ist der Frequenzumsetzoszillator einer Frequenzmultiplex-(FDM)-Kanalbank. Die schwache, aber überall vorhandene Stromversorgungswelligkeit bei diesen Oszillatoren trägt zum Phasenzittern des digitalen Datensignals mit der Grundwelle oder anderen niedrigen Harmonischen der Wechselstrom-Netzfrequenz bei.

In der US-PS 3 878 468 ist eine Anordnung unter Verwendung eines an den Ausgang eines Entzerrers angeschlossenen Phasenzitterkompensators zur Erzielung einer zitterfreien Durchlaßband-Entzerrung der Datensignale offenbart. Ein Nachteil dieser Anordnung besteht darin, daß die lineare Kanalentzerrung zu Anfang vor der Beeinflussung des Phasenzitterns kompensiert wird, wodurch das gegebenenfalls vorhandene Phasenzittern verzerrt wird, d.h. der Entzerrer geht der Zitter-

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steuerschaltung voraus. Eine volle Auslöschung des Phasenzitterns ist mit der. bekannten Anordnung nur dann möglich, wenn das Phasenzittern auf dem Übertragungsweg auftritt, bevor das Signal der linearen Kanalverzerrung unterliegt. Diese Annahme ist für gewisse Kanäle richtig, wenn aber die Verzerrungseinflüsse in umgekehrter Reihenfolge auftreten, verschlechtert der Entzerrer das Phasenzittern, wodurch eine zweckmäßige Phasenkompensation unmöglich gemacht v/ird. Die sich bei den Korrektursignalen im Empfänger nach der genannten US-PS 3 878 468 zeigende Verzögerung macht eine Umkehr durch Änderung der Reihenfolge für die Entzerrer- und Phasenzitterkompensation unbrauchbar, und zwar aufgrund möglicher Instabilitätsprobleme.

Generell sieht die Erfindung einen Phasenkompensator vor, bei dem angenommen wird, daß die vorherrschenden Frequenzkomponenten der Phasenstörung in Beziehung zum Versorgungsnetz stehen, so daß nur die Phase und Amplitude dieser Komponenten angepaßt werden muß, um eine wirksame Phasenkompensation zu erreichen.

Bei den Ausführungsbeispielen der Erfindung wird eine Phasenkompensation entweder vor oder nach der Entzerrung in einem Datenempfänger vorgesehen. Der Phasenkompensator weist eine von einem Prozessor gesteuerte Phaεendreheinrichtung auf. Diese Einrichtung benutzt Taktschaltungen zur Erzeugung eines ersten periodischen Signals, dessen Frequenz im wesentlichen der vorherrschenden Frequenzkomponente der wahrscheinlich in

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den empfangenen Daten auftretenden Störung entspricht. Der Prozessor erzeugt unter Verwendung des ersten periodischen Signals Änderungen in der Phase und Amplitude von Vektorschätzwerten, die in Form kartesischer Koordinaten oder rechtwinkliger trigonometrischer Koordinaten definiert sind. Diese Änderungen werden durch Signalwerte bestimmt, die selektiv durch den Entzerrer abgeleitet werden, welcher zwei angezapfte Verzögerungsleitungen benutzt, die Multiplizierer speisen, deren Verstärkungswerte durch gemeinsam auf Anzapfsignale und Durchlaßband-Fehlersignale ansprechende Akkumulatoren gesteuert werden. Die Durchlaßband-Fehlersignale werden von Demodulations- und Remodulationsschaltungen erzeugt, die ebenfalls im Datenempfänger vorhanden sind.

Bei bestimmten Ausbildungen der Erfindung weist der Phasenkompensator eine mit den Ausgängen erster und zweiter Multiplizierer verbundene Kombiniereinrichtung zur Erzeugung der phasenkompensierten, rechtwinklig in Beziehung stehenden Datensignalen auf. Der erste und zweite Multiplizierer weisen je ein erstes Paar angepaßter Eingänge zur Aufnahme beider, rechtwinklig in Beziehung stehender Datensignale und je ein zweites Paar von Eingängen auf, die unterschiedliche Schätzwerte rechtwinkliger trigonometrischer Koordinaten aufnehmen, welche von dem im Prozessor erzeugten, ersten periodischen Signal abgeleitet sind. Bei einer Anwendung der Erfindung findet die Phasenkompensation vor der Entzerrung statt, während bei einer anderen Anwendung die Entzerrung vor der Phasenkompensation durchgeführt wird.

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Bei weiteren Ausbildungen der Erfindung erzeugen die Taktschaltungen des Prozessors weitere periodische Signale, die harmonisch zum ersten periodischen Signal in Beziehung stehen. Individuelle Einstelleinrichtungen für jedes periodische Signal weisen eine Nachschlagtabelleneinrichtung auf, die unter Ansprechen auf die Taktschaltungen rechtwinklige trigonometrische Funktionen erzeugen, die zur Bildung der Schätzwerte für die rechtwinkligen trigonometrischen Koordinaten weiterverarbeitet werden. Diese Verarbeitung beinhaltet eine Modulation unter Verwendung gewählter, vom Entzerrer erzeugter Signalwerte. Ein Akkumulator kombiniert vergangene Schätzwerte für die trigonometrischen, rechtwinkligen Koordinaten mit jedem augenblicklichem Anstieg zur Bildung des Ausgangsschätzwertes.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Gesamtblockschaltbild eines QAM-Datensignalempfängers unter Verwendung eines Phasenkompensators nach der Erfindung;

Fig. 2 einen komplexen Multiplizierer, der bei dem Phasenkompensator nach Fig. 1 verwendet werden kann;

Fig. 3 den vereinheitlichten Aufbau eines Entzerrers,der zur Verwendung in der Anordnung nach Fig.1 brauchbar ist;

Fig. 4 die Innenschaltung der Einheiten in Fig. 3;

Fig. 5 interne Schaltungen, die im Adaptor gemäß Fig. 1 benutzt werden können;

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Fig. 6 ein GesamtblockschaltMld eines QAM-Empfängers, bei dem eine Phasenkompensation nach der Entzerrung vorgesehen ist;

Fig. 7 interne Schaltungen, die beim Adaptor nach Fig.6 verwendet werden können.

In Fig. 1 ist das Übersichtsschaltbild eines QAM-Empfängers nach der Erfindung gezeigt. Am Eingang 11 wird das ankommende Datensignal an einen Phasenaufspalter 12 gegeben, der das zusammengesetzte Datensignal in rechtwinklig zueinander in Beziehung stehende Komponenten geeigneter Form auftrennt, die Inphase- und Quadratur-Signale genannt werden. Das Inphase-Signal gelangt an einen Abtaster 13, während das Quadratur-Signal einem Abtaster 14 zugeführt wird. Da Zeitwiedergewinnungs- und Synchronisationsschaltungen dem Fachmann bekannt sind, wurden sie zur Vereinfachung in Fig.1 weggelassen. Vom angegebenen Punkt im Empfänger gemäß Fig. 1 führt ein Signalweg für jede der Empfangskomponenten bis zu den Grundband-Datensignalen, die an den Empfängerausgängen rechts in der Darstellung erzeugt werden. Die P.eihenschaltung mit dem komplexen Multiplizierer 16 und dem komplexen Grundband-Entzerrer 17 stellt zwar einen Signalweg für jedes der Phasensignale bereit, aber die genannten Bauteile bewirken eine interne Kreuzkopplung zwischen den Signalwegen, die sich später bei der Erläuterung der speziellen Bauteile ergeben wird.

Die Ausgangssignale des Entzerrers 17 gelangen über Abtaster 18 und 19 an eine Nachentzerrer-(Datengerichtete)-Phasennach-

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führeinrichtung 21 sowie eine Entscheidungsschaltung 22. Es sei darauf hingewiesen, daß die Abtaster 13 und 14 mit einer Frequenz betrieben werden, die an den Abstand der Signalanzapfungen im Entzerrer 17 angepaßt ist. Wenn diese Frequenz größer ist als die Baud-Rate, was für den hier betrachteten Fall gilt, werden zusätzliche Abtaster, ,beispielsweise die Abtaster 18 und 19 am Ausgang des Entzerrers 17, benutzt, die mit der Abtastfrequenz arbeiten. Da die genannten Bauteile von konventionellem Aufbau sind, erscheint eine genauere Erläuterung nicht erforderlich. Die Entscheidungsschaltung 22 liefert die wiedergewonnenen Grundbanddaten und bewirkt in Verbindung mit algebraischen Kombiniereinrichtungen 23 und 24 eine entscheidungsgerichtete Operation für den Aufwärtsmodulator 26. Dieser liefert zwei Ausgangssignale, nämlich ein Signal auf der Leitung 27, das als Durchlaßband-Inphase-Fehlersignal e bekannt ist, und ein Signal auf der Leitung 28, das als Durchlaßband-Quadraturfehlersignal e bekannt ist. Diese Signale werden von der Nachführeinrichtung 21 und dem Entzerrer 17 bei dem üblichen, von den jeweiligen Bauteilen durchgeführten Anpaßvorgang benutzt. Es sei darauf hingewiesen, daß die Nachführeinrichtung 21 zur Kompensation kontinuierlicher, niederfrequenter (sich langsam ändernder) Komponenten benutzt wird, die im Gegensatz zum verhältnismäßig schnellen Phasenzittern, mit dem sich die Erfindung befaßt, ebenfalls im Datensignal vorhanden sein können. Die Fehlersignale auf den Leitungen 27 und 28 werden außerdem an einen γ -Adaptor 31 zusammen mit gewählten Signalamplituden und gewählten Koeffizientenwerten angelegt, die im Entzerrer 17 benutzt werden und auf dem

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vieladrigen Kabel 32 zur Verfügung stehen. Das Ausgangssignal des Adaptors 31» das r - oder Schätzwert des Phasenzitterns genannt wird, gelangt zur sin-cos-Nachschlagtabellenschaltung 33, um den komplexen Multiplizierer 16 zu steuern, der eine Phasendrehung des empfangenen Datensignals bewirkt, welches als vor dem Entzerrer erfolgende Phasenzitterkompensation dient.

Ein Merkmal dieser speziellen Anordnung besteht darin, daß der

ψ-Adaptor 31 die Tatsache ausnutzt, daß die primäre Phasenstörung häufig mit der Frequenz des Versorgungsnetzes und zugeordneter harmonischer Frequenzen niedriger Ordnung verursacht wird, so daß der γ-Adaptor harmonisch in Beziehung stehende Sinus-Wellen liefert, für die die richtigen Amplituden und Phasen adaptiv eingestellt werden. Dadurch kann die Regelschleife des Adaptors 31 verhältnismäßig schmal oder schmalbandig mit einer kleinen Schrittgrößenkorrektur sein und trotzdem eine brauchbare Konvergenzrate liefern. Die Betriebseigenschaften des komplexen Multiplizierers 16 gestatten es also, daß der Multiplizierer vor dem Entzerrer 17 angeordnet wird, ohne daß Instabilitätsprobleme entstehen, die im anderen Fall durch die Verarbeitungsverzögerung im Entzerrer auftreten.

Vor einer weiteren Erläuterung des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels sollen analytische Informationen hinsichtlich der Grundgedanken der Erfindung gegeben werden. Zur Erläuterung sei angenommen, daß der Phasenkompensator-Entzerrer-

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empfänger nach der Erfindung in einer Fernsprech-Sprachband-Datenübertragungsanlage hoher Geschwindigkeit unter Verwendung von pulsarnplitudenmodulierten (QAM) Inphase- und Quadratursignalen verwendet wird. Die Grundsignalrate ist der Kehrwert (1/T) des Baud-0ymbole je Sekunde)-Intervalls, das in zwei rechtwinklige, d.h. sich um elektrisch 90°. unterscheidende Phasen einer gemeinsamen Trägerfrequenz unterteilt ist. Die jeder rechtwinkligen Trägerphase zugeführten Datensignale können unabhängig voneinander, aber synchron und vielstufig sein. Als Beispiel werden 4-stufige Grundband-Datensignale jeder rechtwinkligen Trägerphase zur Erreichung einer maximalen binären Gesamtdatenrate von 4/T Bits je Sekunde mit einem Baud-Intervall von 1/T zugeführt werden. Demgemäß liefert eine typische Baud-Rate von 2400 Symbolen je Sekunde eine schnelle Datenrate von 9600 Bits je Sekunde. Eine vielstufige Signalübertragung und eine hohe Symbolrate erhöhen jedoch die bei der Wiedergewinnung des Grundband-Datensignals erforderliche Genauigkeit, die sowohl von der linearen Verzerrung als auch einer Trägerphasenstörung abhängt. Dadurch werden die Anforderungen an die Phasenzitterkompensation und die Entzerrungsmöglichkeiten der Empfänger insbesondere dann erhöht,wenn die Übertragung über automatisch vermittelte und weggeleitete Kanäle erfolgt, die für das Direktwahl-Fernsprechnetzwerk kennzeichnend sind.

Bei der Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung erfolgt eine häufig benutzte Darstellung des Empfangssignals r(t) anhand des analytisehen Signals r(t). Das empfangene, gefilterte Signal läßt sich (bei Vernachlässigung additiven Rauschens)

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ausdrücken als:

r(t) = Re £(t) = Re J.ahM) Jl%^t+ ^ (*>] (1).

Die diesem Modell zugrunde liegende Annahme setzt voraus, daß keine wesentliche lineare Verzerrung bis zu dem Punkt vorliegt, an dem das Phasenzittern in das System und den Empfänger eintritt. In Gleichung (1) bezeichnet Re den Realteil einer komplexen Zahl, der hochgestellte Wert gibt eine komplexe Variable an, a = a + jb ist die vielstufige Datenfolge mit diskreten Werten, h(t) ist das Grundband-Impulsansprechen eines äquivalenten Systems, T ist die Symbolrate oder Baud-Rate, Cü ist die Trägerfrequenz im Bogenmaß und ψ(t) gibt den Phasenzitterprozeß an.Diese komplexe Signalbezeichnung ermöglicht auf bequeme Weise die Darstellung der Inphase- und Quadratursignale in einer QAM-Anlage. In der Empfängeranordnung gemäß Fig. 1 werden das Signal und seine Hilbert-Transformation bandpaßgefiltert, entzerrt (durch einen Entzerrer mit Anzapfungen im Abstand von T^f Sekunden)und dann demoduliert und angezeigt. Da das komplexe analytische Signal r(t), das die Summe des Signals r(t) und der mit V-1 multiplizierten Hilbert-Transformation [r(t)\ ist, mittels der ersten Operation des Empfängers erzeugt wird, scheint es zweckmäßig zu sein, an dieser Stelle in möglichst großem Umfang das unerwünschte f(t) auszulöschen, beispielsweise durch die Operation: C

wobei Ψ(ΐ) ein Schätzwert für W(t) ist. Es ist von großer Wichtigkeit, einen bestimmten Schätzwert ψ(t) aufgrund vorheriger Kenntnis des Phasenzitter-Spektrums zu formulieren

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und eine Phasenzitterkorrektur vor dem Entzerrer durchzuführen. Es dürfte klar sein, daß der Phasenwinkel aufgrund des Trägers O) t an irgendeinem von mehreren Punkten im Empfänger ausgeschaltet werden kann.

Mit dem Modell gemäß Gleichung (1) und Fig. 1, bei dem das Phasenzittern nach dem größeren Teil der linearen Kanalverzerrung auftritt, ist der (komplexe) analytische Inhalt der Entzerrer-Verzögerungsleitung mit 2M+1 Anzapfungen zum Zeitpunkt nT gleich den empfangenen Abtastwerten:

^lxn-M' ^xn-M+r "·' ^Xn+M^{; U;} '

wobei das Zeitintervall T' zwischen benachbarten Abtastwerten entweder das Symbolintervall T oder ein geeigneter (rationaler) Bruchteil von T. Mit dem vorliegenden Zittermodell erhält man:

r» * ^ η ~3r _n ~» -Ot _n

x_n = s_ne e = r_ne (4) ,

wobei s der empfangene komplexe Abtastwert mit Ausnahme des Phasenzitterns und r der empfangene, bandpaßgefilterte Abtastwert sind. Auf der Grundlage der empirisch beobachteten Tatsache, daß ein starkes Phasenzittern im allgemeinen von periodischen Komponenten der Netzfrequenz zusammen mit einer kleinen Anzahl von Harmonischen beherrscht wird, lassen sich die Abtastwerte für das Zittern darstellen als:

K
f(nT') = χ Z_k cos(koJ₀nT« + φ^.) (5).

Das Phasenzittern wird also als periodisch mit der Grundfrequenz W /2Tf Hz und K harmonischen Komponenten angenommen.

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Die Amplituden Jz^l und Phasen -f ΦτΛ- der harmonischen Komponenten werden als unbekannt angenommen, und es ist das Ziel des Auslöschungsalgorithmus, diese Parameter adaptiv zu schätzen. Es sei angemerkt, daß - da die Werte φ, zeitlich veränderlich sind-jeder kleine Fehler hinsichtlich der Kenntnis der Grundfrequenz OuU leicht durch Phasenänderungen absorbiert v/erden kann. Mit diesem Modell wird der Phasenzitter-Schätzwert erzeugt zu:

kO)₀IiT' + I)J (6a) .

Es ist jetzt zweckmäßig, die Quadratur-Darstellung des Schätzwertes zu benutzen, d.h.

/V

~ lc=1
wobei

"^k ⁼ ^k^cos $k ^f ^k = ^k ^sin \ ^⁷^^#

U_k cos kCO₀nT' - V_k sin ko^nTj (6b),

Demgemäß ist das Entzerrer-Ausgangssignal zum Zeitpunkt nT unter Bezeichnung der komplexen Koeffizienten oder Anzapfbewertungen mit -ic 1 gleich

c_mx(nT-mT') = ΣΙ_μ c_mr(nT-mT0e ' (8).

Mit den obigen Beziehungen dürfte es klar sein, daß - wenn die Phasenkorrektur und Entzerrung wirksam sind - gilt:

^Yn = ^an ·

Unter Verwendung dieser Gleichung wird der (komplexe) Fehler im Entscheidungsaugenblick nT zu:

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wobei a das Bezugsdatum ist, das zu Anfang während eines Einübungsabschnittes geliefert und dann nachfolgend durch tatsächliche Entscheidungswerte ersetzt wird.(wenn die Fehlerrate ausreichend niedrig ist), und wobei der Empfänger gleichzeitig die Entzerrer-Anzapfbewertungen und die Phasen-Schätzwertparameter so einstellt, daß die Summe der quadratischen Mittelwerte für die Inphase- und Quadraturfehler ein Minimum wird. Es sei angenommen, daß χ die Abtastwerte in der Entzerrer-Verzögerungsleitung zum Zeitpunkt t=nT angibt, anders gesagt:

Sc_n = jx(nT+MT«), ..., x(nT) , x(nT-T' ) , ..., x(nT~MT' )j . Außerdem glue r den entsprechenden Vektor der empfangenen Abtastwerte an, £ den Entzerrer-Anzapfvektor, Ψ__η den Vektor der Phasenschätzwerte ( If (nT+MT'), .,., ψ(ηΤ), ..., ψ(ηΤ-ϊ·ΊΤ·)) und außerdem sei die Diagonalmatrix ^ρ(τ_η)> deren m-te Eintragung lautet:

P(Jk)_1n = _β^^ηΜ'> (10) .

Das Entzerrer-Ausgangssignal läßt sich jetzt ausdrücken als:

g ?) 4 (11).

Es kann jetzt die Summe der quadratischen Mittelwerte für die Inphase- und Quadraturfehler D ausgedrückt werden durch:

wobei E den Gruppenmittelwert mit Bezug auf die Datensymbole und das additive Rauschen angibt und der Stern den komplex konjugierten Wert bedeutet. Im Ausdruck gemäß Gleichung (12) ist das Phasenzittern an jeder Anzapfung der Verzögerungslei-

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tung als fest, aber unbekannt angenommen. Führt man die angegebene Mittelwertbildung durch, so erhält man den quadratischen Ausdruck:

- 0'P_nEJF_n?*-] Pj - 2Re ο·Ρ_ηΕ p_n?_n*J ₊ E

²¹ (13) ,

wobei P = Ρ( ). Da beim angenommenen Modell der empfangene Abtastvektor r eine starke periodische Komponente, nämlich das Phasenzittern, aufweist, muß der Empfänger notwendigerweise zeitlich veränderbar sein. Durch Differenzieren der quadratischen Gleichung (13) mit Bezug auf die in Reihe geschaltete Phasennachf uhr/Entzerrer-Anordnung P c· erhält man:

Anders gesagt, es gibt eine unbegrenzte oder kontinuierliche Kombination von Entzerrer- und Phasennachführ-Parametern, die zu dem minimalen quadratischen Fehlermittelwert führen. Es ist aber wichtig, festzustellen, daß alle diese Lösungen zum gleichen quadratischen Fehlermittelwert führen. Wenn das Phasenzittern entlang der Entzerrer-Verzögerungsleitung konstant

-J?_n

wäre, könnte die Matrix P_n durch den Skalar e ersetzt werden. Da jedoch ein praktisches Interesse an der Verfolgung des 60-Hz-Zitterns besteht, kann das Modell nicht auf diese Weise vereinfacht werden. Aufgrund des obigen Phasenzittermodells ist die Kanal-Korrelationsmatrix ^r_nIl_n ¹/> unabhängig von dem Phasenzittern und damit zeitlich invariant. Der Vektor

-df

/ar' /ist jedoch proportional zum Produkt aus e und dem komplexen Kanal-Impulsansprechvektor und im allgemeinen zeitlich variant. Man beachte, daß eine Lösung der Gleichung (14)

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darin besteht, daß ^ einfach gleich ι ist, d.h. der Phasenschätzwert folgt dem Zittern genau.

Auf der oben erläuterten Grundlage sollen jetzt die Algorithmen angegeben werden, die die Parametereinstellung bestimmen. In der bei Datenübertragungsanwendungen üblichen Weise
wird eine Variation des am steilsten abfallenden Algorithmus benutzt, bei dem der echte Gradient des quadratischen Fehlermittelwertes durch einen ungerichteten Schätzwert ersetzt
wird. Diese Klasse von Algorithmen, die als die Klasse der
kleinsten mittleren Quadrate (LMS von Least-Mean Squares) bezeichnet wird, läßt sich leicht zum Zwecke dieses Lösungsversuchs anpassen. Die Parameter-Schätzwerte werden mit der Symbolrate (oder weniger häufig) durch eine Korrektur modifiziert, die so gerichtet ist, daß der augenblickliche quadratische

Fehler

eLJ ein Minimum wird. Für die Entzerrer-Anzapfbewertungen hat dieser Algorithmus, der gelegentlich auch als der Schätzwert-Gradientenalgorithmus bezeichnet wird, die bekannte Form:

c„ - G\,e_

wobei eine positive Zahl ist, die Schrittgröße genannt wird. Der Phasennachführ-Algorithmus ist entsprechend

(n+1) = t)_k(n) -

OU_k(n)

k=1,2,...K (16),

wobei ß die Schrittgröße ist und ein ähnlicher Algorithmus
für V₁ gilt. Die erforderlichen Ableitungen lassen sich berechnen zui

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= - 2 Im^e y~ c x(nT-mT')cos ⁿ m=-M ^m

(17)

in ku>₀(nT-mT·) ^ (18)

ⁿ ΗΞ--Μ

Die Gleichungen (15) bis (18) umfassen die adaptiven Algorithmen, die den Empfänger beherrschen. Eine exakte Analyse dieses nicht-linearen Gleichungssystems ist extrem schwierig. Es läßt sich Jedoch ein weitgehender Einblick in die Konvergenz des Algorithmus gewinnen, indem eine besondere Operationsbedingung betrachtet wird.

In diesem Fall wird die Konvergenz der Phasennachführ-Parameter für einen "perfekten" Kanal angenommen. Ohne lineare Verzerrung hat nur eine Anzapfung des Entzerrers einen von Null abweichenden Wert, und es gelten die folgenden Beziehungen:

^ ά() r_n=a_ne * ^c (19)

■ 5a "«η

-if Ψ -Ψ )

^{n n}

Venn außerdem die Betrachtung auf den Fall beschränkt wird, bei dem nur eine harmonische Komponente im Phasenzittern vor handen ist, dann gilt:

=U cosu)_nnT - V _η U cosüJ>₀nT - V_n sincü_onT

und der Ausgangsfehler beträgt:

'e_n = a_n le -1

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Mit den obigen Annahmen vereinfachen sich die entsprechenden Gradienten gemäß Gleichungen (17) und (18) zu:

^ 2

CT

BIn(^_n-T_n)

(23a)

= -2

2 ,

sin COnT* sin

η η'

(23b) .

Gemäß Gleichung (21) hat der Phasenfehler bei irgendeiner Iteration die Form:

^{cos n}V -

^eln

= S_n cos no^T - E_n sin ncO_QT

(24) ,

wobei S und £ der Inphase- bwz. Quadratur-Phasennachführfehler ist. Die iterativen Gleichungen, die für £ und b gelten, lassen sich jetzt ableiten. Aus Gleichung (23) erhält man:

^an	2	cos	ω_οηΤ -	sin(?_n-y	(25a)
^an	2	sin	η η	(25b) ,

= ^Vn

und es kann eine geeignete Schrittgröße ρ gewählt werden, die die Schwankungen aufgrund eines vielstufigen Signals überdeckt, d.h.

(26).

Wenn ein kleiner Nachführfehler angenommen wird, können die

Gleichungen (24) bis (26) anstelle der Fehlergleichungen cos

4i ^nT ' [^£n^{cos W}0^nT - ^£n^sin

= ξ + ß sin ^nT ^cos ^nT - ^sin c

(27),

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die sich als autonomes periodisches, zeitabhängiges System wie folgt umschreiben lassen:

β [sin 2^ηϊ] S_n (28a)

n ^(28b) *

4+1

Durch Einführung der Bezeichnungen:

e -

-n

''Xi

(29a) (29b) läßt sich Gleichung (28) in kompakter Form schreiben als:

Ϊ - p(i+cos2a)_QnT) ß sin |3 sin 2ω₀ηΤ 1

4₊i

(30) ,

wobei die Periode von U_n durch N="^/ ω_ητ bezeichnet wird,

d.h. für jede ganze Zahl K. ist :

^ün =

Man beachte, daß A geschrieben werden kann als:

_n= (i-ß)l +

= (i-ß)l+ßP_n (3D,

sin 2ui,nT cos υ

wobei I die Identitätsmatrix ist und die orthogonale Matrix P als eine Drehung um Cü^nT rad, gefolgt von einer Reflexion erkannt wird. Die Konvergenz des Algorithmus gemäß Gleichung (25) läßt sich zeigen, indem man die Abschwächung der Normierung des Fehlervektors prüft. Wenn Θ den Winkel zwischen £

η "—η

und P c5 angibt, dann läßt sich die quadrierte Normierung η —η

des Fehlervektors _£.'_£ aus den Gleichungen (30) und (31) berechnen zu:

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cos θ_η = [(^-|)cos 2cü_onT₊2£_n4sin 2^ητ| /[φ^ _{(32b) f} wobei daran erinnert wird, daß (für orthogonale Matrizen) P'P =1. Gleichung (32) zeigt, daß, solange β kleiner als 1 ist, die Normierung des Fehlervektors bei jeder Iteration kleiner wird mit Ausnahme derjenigen Werte für n, bei denen COS0 = 1 ist. Für diese Werte von η bleibt der Fehlervektor unverändert. Demgemäß ändert sich in einem Zyklus von N Iterationen die Abschwächungsrate von 1-2ß(i-ß) auf 0. Wenn man voraussetzt:

^qn -n ~n ^Ko:>) '

dann erhält man aus Gleichung (32):

wobei für 0<ß<1 gilt:

0 < 4 = 2ß(i-ß) (1-cos θ_η) < 4ß(i-ß) (35).

Man beachte, daß für η als ganzzahliges Vielfaches von N gilt: Vf-1

J₀ C-Ü^o= J₀

wobei die Periodizität von / benutzt v/ird, um das Produkt in Form von N bestimmten Termen auszudrücken. Wie oben bereits bemerkt, ist einer der Terme im Produkt gleich 1, während alle anderen positiv und kleiner als 1 sind. Eine grobe Beschränkung für die Konvergenz gewinnt man, indem man (d.h. für eine obere Begrenzung) alle außer einem der Terme im Produkt durch 1 ersetzt und die schnellste Abschwächung beibehält. Dies

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führt zur Konvergenzbegrenzung

< [1-40 (1-P)] ^n/K

für den Parameter-Fehlervektor, und wenigstens für diesen Fall kann geschlossen werden, daß die Phasen-Parameterschätzwerte mit exponentieller Rate zu den echten Werten konvergieren.

Fig. 2 zeigt die interne Anordnung des komplexen Multiplizierers 16 , der als dem Entzerrer vorausgehender, variabler Phasenschieber in Fig. 1 dient. Im Prinzip weist der komplexe Multiplizierer 16 zwei Signalwege mit einer Kreuzkopplung zwischen diesen Wegen auf. Der erste, gerade durchlaufende Signalweg ist für das Inphase-Signal bestimmt, das am Ausgang des Abtasters 13 erzeugt wird, und enthält den Multiplizierer 51, der wiederum mit einem algebraischen Addierer 52 verbunden ist. Der andere, gerade durchlaufende Signalweg ist für das Quadratur-Phasensignal am Ausgang des Abtasters 14 bestimmt. Dieser Signalweg enthält in Reihe einen Multiplizierer 56 und einen algebraischen Addierer.57. An die anderen Produkteingänge der Multiplizierer 51 und 56 ist das Signal angelegt, das den Wert cosf aus der sin-cos-Nachschlagetabelle 33 in Fig. 1 darstellt.

Zur Erzielung der Kreuzkopplung wird das Signal vom Abtaster 13 außerdem an den Multiplizierer 58 angelegt, dessen Ausgang das weitere Eingangssignal für den algebraischen Addierer 57 liefert. Der andere Kreuzkopplungs-Signalweg enthält einen Multiplizierer 59, dessen Eingangssignal vom Abtaster 14 ge-

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ORIGINAL !MSPECTED

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liefert wird. Ähnlich wie der Multiplizierer 58 liefert der Multiplizierer 59 das andere Eingangssignal für den algebraischen Addierer 52. An den restlichen Produkt-Eingängen der Multiplizierer 58 und 59 liegt das sinV-Signal. Dieses Signal wird ebenfalls von der sin-cos-Nachschlagetabelle 32 in Fig. 1 geliefert.

Fig. 3 zeigt den verallgemeinerten Einheitsaufbau des komplexen Durchlaßband-Entzerrers 17 in Fig. 1. Der Signalverarbeitungsteil des komplexen Durchlaßband-Entzerrers 17 weist eine Serie von in Reihe geschalteten Filtereinheiten 71-1 bis 71-m auf. Jede der Filtereinheiten 71 besitzt zwei Signaleingänge, einen für das Inphase-Signal und einen für das Quadratur-Phasesignal. Die Filtereinheiten 71 haben maximal je vier Signalausgänge. Die Ausgangssignale aller Einheiten mit Ausnahme der letzten Einheit gelangen zur nächstfolgenden Filtereinheit, während die Produkt-Ausgangssignale der Entzerrer an den Summierer 72 oder den Summierer 73 angelegt sind, deren Ausgangssignale das Inphase-Signal bzw. das Quadratur-Phasesignal liefern. Die beiden erstgenannten Ausgangssignale stellen lediglich verzögerte Abbilder des an jede der Einheit 71 angelegten Eingangssignals dar.

Für jede der Filtereinheiten 71 ist eine entsprechende Einheit 81 , mit der die Koeffizienten auf den neuesten Stand gebracht werden, nachfolgend kurz Koeffizienten-Ergänzungseinheit genannt, vorgesehen, so daß insgesamt zwei Gruppen von m solcher Einheiten vorhanden sind. Die Koeffizienten-Ergänzungseinhei·*· ten 81 nehmen je das Inphase-Fehlersignal e auf der Leitung 27

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und das Quadratur-Phase-Fehlersignal e auf der Leitung 28 auf, wobei diese Fehlersignale vom Aufwärts-Modulator 26 in Fig. 1 erzeugt worden sind. Jede Filtereinheit ist über vier Adern mit ihrer zugeordneten Koeffizienten-Ergänzungseinheit verbunden. Zwei dieser Adern von jeder Koeffizienten-Ergänzungseinheit 81 liefern die Signale, welche den Verstärkungswert der Multiplizierer in einer Filtereinheit steuern. Diese Koeffizientensignale sind mit c und d bezeichnet. Die beiden Adern, die in umgekehrter Richtung laufen, d.h. von einer der Filtereinheiten 71 zur zugeordneten Koeffizienten-Ergänzungseinheit, liefern Signale, die in der Einheit 78 benutzt werden, um die Bestimmung der Koeffizientensignale c und d zu unterstützen. Die empfangenen Signale werden mit χ für das

Inphase-Signal und jX für das Quadratur-Phasesignal bezeichnet, Es sei darauf hingewiesen, daß χ in der obigen Gleichung die komplexe Summe χ + jX darstellt.

Bevor auf den inneren Aufbau der Einheiten in Fig. 3 .eingegangen wird, sei bemerkt, daß eine Vielzahl m für jede der Einheiten 71 und 81 vorhanden ist. Darüberhinaus wird die nte Einheit zur Bezeichnung einer mittleren Einheit benutzt. Außerdem ist die Querverbindung zwischen einer Filtereinheit 71 und einer entsprechenden Koeffizienten-Ergänzungseinheit für die Einheiten 1 bis η mit einem Kabel 32 verbunden, das die Eingangs signale für den "P-Adapter 31 in Fig. 1 liefert. In den meisten Fällen führt das Kabel 32 Eingangssignale nur von zwei oder drei Einheiten zwecks Steuerung des f-Adapters 31. Obwohl außerdem die Einheiten im Entzerrer 17 gemäß Fig.3 auf der Signaleingangsseite liegen, können sie leicht an

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eine andere Stelle gebracht werden, um die Güte des f-Adapters 31 zu verbessern, wenn das -Kanal-Phasenzittern solche Änderungen erlaubt.

Fig. 4 zeigt den inneren Aufbau für' jede Filtereinheit 71 und jede Koeffizienten-Ergänzungseinheit 81. Die Signalwege für die Inphase- und Quadratur-Phasesignale laufen für das Inphase-Signal über in Reihe geschaltete Verzögerungen 91 _f und für das Quadratur-Phasesignal über Verzögerungen 93? 94, die eine zweite angezapfte Verzögerungsleitung bilden. Die Ausgangssignale der Verzögerungen 91 und 93 sind an Multiplizierer 96 bzw. 97 angelegt, wobei im zweiten Fall ein Inverter 98 zwischengeschaltet ist. Die anderen Eingangssignale der Multiplizierer 96 und 97 sind die Koeffizientensignale c bzw. d . Die Produkt-Ausgangssignale der Multiplizierer 96 und 97 sind algebraischen Addierern 98 bzw. 99 zugeführt. Die anderen Eingangssignale der Addierer 98 und 99 v/erden vom Ausgang der Multiplizierer 102 und 103 geliefert. Ein Eingangssignal jedes der beiden Multiplizierer 102 und 103 ist das Ausgangssignal, das von den Verzögerungen 91 und 93 der jeweiligen angezapften Verzögerungsleitung für das Inphase- und das Quadratur-Phasesignal erzeugt wird, Die anderen Eingangssignale der Multiplizierer 102 und 103 sind kreuzgekoppelt, so daß das Eingangssignal des Multiplizierers 102 das gleiche ist wie das des Multiplizier ers 97» v/ährend das Eingangssignal des Multiplizierers 103 dem des Multiplizierers 96 entspricht.

Mit den zusätzlichen Eingangssignalen von den Multiplizierern 102 und 103 führen die entsprechenden algebraischen

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Addierer 98 und 99 eine Summierung von Signalen durch, deren individuelle Amplituden entsprechend dem Gewinn der internen Multiplizierer in jedem der Abschnitte 71 eingestellt werden. Die Ausgangssignale der Addierer 98 und 99 in jedem der Abschnitte 71 stellen die Eingangssignale der Summierer 72 und 73 in Fig. 3 dar. Der Summierer 72 erzeugt das Inphase-Entzerrerausgangssignal, während der Summierer 73 das Entzerrerausgangssignal für das Quadratur-Phasesignal liefert.

Die übrigen Teile in Fig. 4 zeigen den inneren Aufbau einer der Koeffizienten-Ergänzungseinheiten 81. Die beiden ersten Eingangssignale der Einheit 81 sind die Ausgangssignale der Verzögerungen 91 und 93· Im einzelnen wird das Signal der Verzögerung 91 den Multiplizierern 111, 112 zugeführt, während da.^ Signal von der Verzögerung 93 an die Multiplizierer 113 und 114 gelangt. Die beiden restlichen Eingangssignale der Einheit 81 sind das Inphase-Fehlersignal e und das Quadratur-Phase-fehlersignal e, das vom Aufwärtsmodulator 26 in Fig.1 erzeugt wird. Das Inphase-Fehlersignal stellt das zweite Eingangssignal für den Multiplizierer 113 und nach Invertierung durch den Inverter 116 für den Multiplizierer 111 dar. Das Quadratur-Phasefehlersignal gelangt an die restlichen Eingänge der Multiplizierer 112 und 114.

An den Ausgang der Multiplizierer 111 und 114 ist ein algebraischer Summierer 117 angeschaltet. Die Multiplizierer 112 und 113 liefern die an den anderen algebraischen Summierer 118 angelegten Signale. Das Ausgangssignal des algebraischen Summierers 117 gelangt an einen -ß-Verstärker 121. Am Ausgang

des Verstärkers 119 arbeiten der Summierer 122 und die Verzögerung 123 als Akkumulator. Entsprechend liegt am Ausgang des Verstärkers 123 ein aus einem Summierer 124 und einer Verzögerung 126 gebildeter Akkumulator. Das Ausgangssignal des ersten Akkumulators ist das Koeffizientensignal d , und das Koeffizientensignal c steht am Ausgang des Akkumulators mit der Verzögerung 126 zur Verfügung. Außer an die Filtereinheit 71 werden diese Signale auch an das Kabel 32 gegeben, ■ das mit dem τ-Adapter 31 in Fig. 1 verbunden ist.

Nach der Erläuterung des Entzerrers 17 sei darauf hingewiesen, daß der Entzerrer selbst nicht als Erfindung beansprucht wird. Entzerrer mit Bruchteilsabstand (d.h. Entzerrer, bei denen benachbarte Anzapfungen einen Abstand kleiner als die Datensymbolrate haben, typisch zwei Anzapfungen je Symbol) Vorteile bieten und daher zweckmäßiger sind, kann der Fachmann jedoch leicht andere Verzerrerarten benutzen. Der Hauptzweck für die hier gegebene genaue Beschreibung des Entzerrers 17 besteht darin, deutlich die Ableitung der Steuersignale im Kabel 32 zu zeigen, die für die adaptive Operation des Ψ-Adapters 31 benutzt werden.

Fig. 5 zeigt Schaltungen, die zur Durchführung der analytischen Operationen im ^-Adapter 31 verwendet werden können. Im vorliegenden Fall enthält der V-Adapter 31 Abschnitte 131, 132 und 133, die je individuell die Phase bzw. Amplitude des durch die Grundwelle, die erste Harmonische und die zweite Harmonische der Netzfrequenz induzierten Phasenzitterns einstellen. Diese speziellen Harmonischen wurden gewählt, da

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ihre Frequenzkomponenten bei den meisten praktischen Anwendungen die "beherrschenden Beiträge bei dieser Art von Phasenzittern sind. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß der Fachmann die Grundgedanken der Erfindung benutzen kann, um andere Frequenzkomponenten (beispielsweise höhere Harmonische oder Rufstromkomponenten) zu erfassen, was bei den verschiedenen ' Anwendungen der Erfindung gerechtfertigt sein kann. Die übrige, gemeinsame Schaltung in Fig. 5_S die sich im oberen Teil der Figur befindet, liefert harmonisch zueinander in Beziehung stehende Frequenzen und zeitlich eingeordnete, trigonometrische Funktionen, die in dem Produkt-Term der Summierung gemäß Gleichung (6b) verwendet werden.

Bei diesem Beispiel liefert der digitale Oszillator 134- eine von drei harmonisch zueinander in Beziehung stehende Impulswiederholungsfrequenzen für jeden der Zähler 136 bis 138. Die Grundfrequenz wird an den Zähler 136 gegeben, der ein zyklischer Zähler Modulo N = i/f_QT^! ist, wobei f_Q die Netzfrequenz und T^! der Abstand zwischen benachbarten Anzapfungen der Verzögerungsleitung im Entzerrer 17 sind. Die Zähler 137 und 138 erfüllen entsprechende Funktionen bei der ersten und zweiten Harmonischen der Netzfrequenz. Das Ausgangssignal jedes der Zähler gelangt an einen Anschluß des Abtasters 139 sowie der Einstelleinrichtungen 131 bis 133. Der Abtaster schafft die Möglichkeit, daß das Ausgangssignal jedes der Zähler 136 bis 138 einmal je Umdrehung des Abtasters die sin-cos-Nachschlagetabelle 141 adressiert.

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Für jedes Adressensignal erzeugt die Tabelle 141 die entsprechende cos-Funktion als ein Eingangssignal des Multiplizierers 142 und die sin-Funktion für den Multiplizierer 143. Die Abtastschalter 146 und 147, die synchron mit dem Abtaster 139 liefern, stellen die entsprechenden Koeffizientenwerte Ü_k und V_k für die restlichen Eingänge der Multiplizierer 142 bzw. 143 bereit. Die Produktausgangssignale der Multiplizierer 142 und 143 werden im Akkumulator 144 kombiniert, dessen gespeicherter Wert vom Abtaster 146 zur Erzeugung eines Signals entsprechend ¹F gemäß Gleichung (6b) synchron entnommen wird. Die Grundfrequenz-Komponenten der Terme U, und V_k werden von der Einstelleinrichtung 131 unter Verwendung des Ausgangssignals vom Zähler 136, der Signalkomponenten des Kabels 32 und der Fehlerschätzwerte vom Modulator 26 abgeleitet. Für die Grundfrequenzkomponente des Phasenzitter-Abbildes werden dLe Phasen- und Amplitudenwerte durch axe Einstelleinrichtung 131 so festgelegt, daß sich bei einer Kombination mit dem empfangenen Datensignal im komplexen Multiplizierer 16 eine Auslöschung ergibt. Es ist nur die Einstelleinrichtung 131 im einzelnen dargestellt, da die Einstelleinrichtungen 132 und 133 auf ähnliche Weise aufgebaut sind und die gleiche Grundfunktion ausführen, mit der Ausnahme, daß es sich um die erste und zweite Harmonische handelt. Am Ausgang der Einstelleinrichtung 131 kombinieren ein Summierer 147 und eine Verzögerung 148 die Summe der vorhergehenden Inphase- und Quadraturwerte U^ und V^, die durch das Ausgangssignal des Multiplizierers 149 kombiniert oder auf den neuesten Stand gebracht werden. Diese Operation wird durch Gleichung (16) ausgedrückt, wobei der Wert von ß im Speicher 151 abgelegt

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ist, während das andere Eingangssignal des Multiplizierers

149 die Ableitung

ist, die von der dem Multi-

AU₁ (η)

plizierer 149 in der Einstelleinrichtung 131 vorangehenden Schaltung verarbeitet wird. Der Koeffizient V, -wird gleichzeitig durch eine ähnliche Anordnung mit einem Multiplizierer 152 , einem Summierer 153 und einer Verzögerung 154 auf den neuesten Stand gebracht. Das Ableitungs-Eingangssignal des Multiplizierers 152 wird von einer Schaltung in der Einstelleinrichtung 131 verarbeitet, das dem Multiplizierer vorausgeht. Im Fall des Multiplizierers 149 wird das Ableitungs-Eingangssignal des Multiplizierers 152 durch den Wert der Konstanten β aus dem Speicher 151 maßstäblich beeinflußt. Der Wert von ß ist so gewählt, daß er dem Faktor 2 in den Gleichungen (17) und (18) Rechnung trägt.

Wie oben erwähnt, liefert der Zähler 136 das grundsätzliche Zeitsteuerungssignal für die Einstelleinrichtung 131. Dieses Signal wird vom Abtaster 156 an eine Subtrahiereinrichtung 157 gegeben. Für jedes Schließen des Schalters im Abtaster

156 läuft der an den anderen Eingang der Subtrahierschaltung

157 angekoppelte Schalter 158 einmal vollständig über seine Anschlüsse. An jedem Anschluß liegt ein im Speicher 159 abgelegter Wert von mT'. Die Werte im Speicher 159 reichen von -M bis M, wobei M die Anzahl von Einheiten im Entzerrer 17 darstellt, die zur Lieferung der Signalgruppen χ , χ oder

hl in

y , c und d im Kabel 32 benutzt werden. Für jedsn Wert im Speicher 159 reduziert die Subtrahiereinricht-ung 157 den Wert

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des Abtasters 156 entsprechend und gibt die Differenz an die sin-cos-Nachschlagetabelle 161, die trigonometrische Funktionen angebende Ausgangssignale erzeugt. Das cos-Signal von der Nachschlagetagelle 161 gelangt an Multiplizierer 162, 163 und das sin-Signal an Multiplizierer 164, 166. Die anderen Eingangssignale der Multiplizierer 163 und 164- sind die Gruppe von Signalen χ , nämlich die Signalwerte von den Anzapfungen der Verzögerungsleitung im Entzerrer 17, die über das Kabel 32 geliefert werden. Diese Signale werden vom Umlaufschalter 168 erzeugt, der über seine Anschlüsse mit der gleichen Rate v/ie der Schalter 158 läuft, aber nur die halbe Anzahl von Anschlüssen Desitzt. Das bedeutet, daß zwei Werte vom Speicher 159 zur Ableitung von zwei entsprechenden trigonometrischen Funktionen benutzt werden, die mit jedem Wert von χ in beiden Multiplizierern 163 und 164 kombiniert werden. In den Multiplizierern 162 und 166 , denen über den Umlaufschalter 168 das Quadratur-Phasenanzapfsignal X_m zugeführt wird, findet die gleiche Art von Multiplikationen statt. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 162 und 163 sind die elektrische Darstellung des Ausdrucks x(nT-mT' )cos kiO_o(nT-mT^f) in Gleichung (17). Auf entsprechende Weise liefern die Multiplizierer 164 und 166 Signale, die den Ausdruck x(nT-raT')sin kcJ₀(nT-mT') in Gleichung (18) angeben. Im vorliegenden Fall ist k, nämlich der Index der Harmonischen, gleich 1, weil es sich urn die Grundfrequenz handelt. Darüberhinaus ist χ der faßte Ausdruck für x^+üX™ > das außerdem entsprechend der Zeichnung unter Verwendung von χ und Y ausgedrückt wird,

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nämlich dem Inphase- und Quadratur-Phasesignal an der Anzapfung m des Entzerrers 17.

Die Ausgänge der Multiplizierer 162 und 163 liefern eine Gruppe von Eingangssignalen für den komplexen Multiplizierer 169 und die Ausgänge der Multiplizierer 164 , I66 eine Eingangssignalgruppe für den komplexen Multiplizierer 171. Die andere gemeinsame Gruppe von EingangsSignalen für die komplexen Multiplizierer 169 und 171 wird von den Umlaufschaltern 180 und 185 zur Verfugung gestellt. Der Ausdruck c in den Gleichungen (17) und (18) ist der zusammengefaßte Ausdruck für c +d . Der innere Aufbau der Multiplizierer I69 und 171 ist in Fig. 2 gezeigt. Der Multiplizierer I69 führt die Multiplikation von c mit x(nT-mT^r)cos kC^nT-mT¹) durch, und der Multiplizierer 171 bildet das Produkt aus c"_m und χ(ηΤ-ΓηΤ')εΐη koJL (nT-mT¹)· Der letztgenannte Ausdruck wird am Ausgang der Multiplizierer 164 und I66 gebildet.

Jeder der Multiplizierer liefert zwei Produkt-Ausgangssignale. Die Akkumulatoren 172 und 173 summieren die Folge von Ausgangssignalen -M bis M des Multiplizierers 169. Wenn diese Summe zu den Multiplizierern 176 und 177 gegeben wird, beginnt die Akkumulation wieder von vorn", so daß diese Operation als Ansammeln und Abstoßen gekennzeichnet werden kann. Es handelt sich bei dieser Operation um die in Gleichung (17) angegebene Summe, die mit e = e-je multipliziert wird. Die anderen Eingangssignale der Multiplizierer 176 und 177 sind das Inphase-Fehlersignal e bzw. das Quadratur-Fehlersignal e,

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die vom Aufwärtsmodulator 26 in Pig. 1 erzeugt werden. Der Addierer 178 kombiniert die Ausgangssignale der Multiplizierer 176 und 177 , um die Ableitung gemäß Gleichung (17) zu bilden. Wie oben erwähnt, wird diese Ableitung multipli-

ziert mit ß benutzt, um den Koeffizienten U entsprechend Gleichung (16) auf den neuesten Stand zu bringen. Die Ableitung gemäß Gleichung (18) wird auf entsprechende Weise durch die kombinierte Operation de--⁵ Akkumulatoren 179, 181, der Multiplizierer 182 , 183 und des Addierers 184 gebildet. Die Ableitung wird ebenfalls im Multiplizierer 152 mit |3 multi-

pliziert und dann benutzt, um den Koeffizienten V₁ auf den neuesten Stand zu bringen.

Λ Α

Wenn die Einstelleinrichtung 131 die Koeffizienten U. und V. erzeugt, bilden die Einstelleinrichtungen 132 und 133 die Koeffizienten Up, Vp bzw. U^, V₅. Die Koeffizienten V werden an den Umlaufschalter 186 und die Koeffizienten U an den Umlaufschalter 187 gegeben. Mittels der UmIaufschalter 186 und 187 gelangt der Ausdruck U^., wobei k = 1, 2, 3 ist, an den Multiplizierer 142 und der Ausdruck V^ an den Multiplizierer 143. Die durch die Multiplizierer 142 und 143 unter Verwendung von U^ und V^. für k = 1, 2, 3 gebildeten Produkte werden im

Akkumulator 144 summiert, so daß der Schätzwert von ¹F gemäß Gleichung (6b) am Ausgang des Abtasters 146 geliefert wird. Das Signal r wird an die sin-cos-Nachschlagetabelle .33 in Fig. 1 gegeben, deren trigonometrische Ausgangssignale dem

exponentiellen Ausdruck "3^_n

e in Gleichung (4) entsprechen.

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Der komplexe Multiplizierer 16 in Fig. 1 führt die Phasenzitter-Kompensation durch, die analytisch in Gleichung (4) ausgedrückt ist. Dementsprechend wird das Phasenzittern im empfangenen Datensignal vor Eintritt in den Entzerrer 17 kompensiert.

Fig. 6 zeigt ein weiteres Blockschaltbild eines QAM-Empfängers, bei dem das Phasen-Kompensationsverfahren der Erfindung nach der Entzerrung benutzt wird. Bauteile in Fig. 6, bei denen die letzten beiden Ziffern der Bezugszeichen den Bezugszeichen in Fig. 1 entsprechen, haben identischen Aufbau und identische Funktion.Außerdem wird kein Ersatz für die Phasen-Nachführeinrichtung 21 in Fig.1 benutzt , um zu zeigen, daß deren Verwendung wahlfrei ist. Demgemäß befindet sich jetzt zwischen der Entscheidungsschaltung 221 und dem Entzerrer 217 der komplexe Multiplizierer 216, der durch den

•^-Adapter 240 über die sin-cos-Nachschlagetabelle 233 gesteuert wird. Dieser Aufbau ist günstiger, wenn das übertragene Datensignal eine größere Zwischensymbol-Störung vor der Phasenstörung .zeigt.

Im vorliegenden Fall kann das Demodulator-Ausgangssignal unter der Annahme, daß der Entzerrer 217 im wesentlichen kon vergent ist, ausgedrückt werden durch

wobei q_ das Entzerrer-Ausgangssignal darstellt und die Zitterkompensation Ψ jetzt geeignet ist, da das Zittern jetzt

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beim übertragenen Signal vor einer wesentlichen linearen

^n

Verzerrung auftritt und demgemäß als reine Drehung e am Entzerrerausgang erscheint. Der quadratische Fehler ist y-a, und mit diesem Modell für den Zitter-Schätzwert lä sich leicht zeigen, daß gilt:

= - 2 Im e_ny_n cos(k<ü₀nT) (39)

MeJ²
h—— = 2 Im e ν sin(ku)_nnT) (40)

f ir Il Il U

6V_k

Der adaptive Algorithmus für eine Phasenzitter-Kornp ensat ion nach dem Entzerrer enthält jetzt die Gleichungen (16), (39) und (40).

Fig. 7 zeigt die Änderungen, die aufgrund der Gleichungen (39) und (40) im ^-Adapter 240 erforderlich sind. Als Eingangssignale für den f-Adapter 240 werden wiederum die Durchlaßband-Fehlersignale benötigt. Wie in Fig. 6 gezeigt, werden aber statt der Anzapfsignale und der Koeffizientensignale in Fig. 5 die Ausgangssignale des Entzerrers 217 benutzt. In Fig. 7 ist eine gemeinsame Schaltung 311 als Block dargestellt, da sie die gleiche wie in Fig. 5 bleibt, während die Phasen- und Amplituden-Einstelleinrichtungen 312-312 die Änderungen verkörpern.

Nur die Grundfrequenz-Einstelleinrichtung 312 ist im einzelnen angegeben, da die anderen Einstelleinrichtungen für die Harmonischen im wesentlichen gleich sind. Man erkennt, daß die

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Einstelleinrichtung 312 im Vergleich zur Einstelleinrichtung 131 in Fig.1 in zwei Punkten vereinfacht worden ist. Auch in Fig. 6 geben Bezugsziffern, deren zwei letzte Ziffern denjenigen von Bauteilen in Fig.1 entsprechen, identische Teile an. Zum einen kann zur Erzeugung der anfänglichen trigonometrischen Koordinaten der Abtaster 356 Eingangssignal direkt an die sin-cos-Nachschlagtabelle 361 geben. Zum anderen steuern die Ausgangssignale des Entzerrers 217 direkt die Modulation, die in den Multiplizierern 362, 363, 364 und 366 erzeugt wird, welche jeweils EingangsSignaIe zu zugeordneten Multiplizierer 376, 377, 382 und 383 geben. Die Gesamtfunktion jeder der Einstelleinrichtungen 312 und 314 bleibt die gleiche wie bei den Einstelleinrichtungen nach Fig. 5. Im einzelnen besteht die Funktion darin, die Phase und Amplitude der jeweiligen Harmonischen zu ändern, die in der Schaltung 311 kombiniert werden. Demgemäß kann die sin-cos-Nachschlagetabelle 233 in Fig. 6 die rechtwinkligen Koordinaten-Schätzwerte zur Kompensation des Phasenzitterns erzeugen, das in dem den komplexen Multiplizierer 216 durchlaufenden Signal vorhanden ist.

Es sei erneut darauf hingewiesen, daß die "Voraussetzung für die Anordnung der Phasendreheinrichtung in Fig. 1 und 6 mit Bezug auf den Entzerrer darauf beruht, daß der vorherrschende Teil der Entzerrung bei der Übertragung des Datensignals mit Bezug auf das Phasenzittern erfolgt. Fig. 1 ist so ausgelegt, daß eine Kompensation des Phasenzitterns vor der Entzerrung

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stattfindet, während bei der Anordnung nach Fig.6 die Reihenfolge umgekehrt ist. Wenn Datensignale automatisch über das Fernsprechnetzwerk mit Direktwahl geführt werden, wie dies für übliche Fernsprechverbindungen gilt, so sind beide Annahmen mit größerer Wahrscheinlichkeit nur für bestimmte Abschnitte der Verbindungen gültig. In diesem Fall wäre es sehr zv/eckmäßig, eine flexible Anordnung zu besitzen, die die Reihenfolge der Phasenzitterkompensation und der Entzerrung beim empfangenen Datensignal umkehrt. Der Fachmann kann Mikroprozessoren benutzen, um die Folge der Reihenschaltung aus der Phasendreheinrichtung und dem Entzerrer zu wählen, die die wirksamste Kompensationsanordnung für die speziellen Verzerrungseigenschaften bereit stellen, die sich bei der Durchschaltung jeder Wählverbindung ergeben.

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Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEiM · KRÄMER ZWiRNER . HOFFMANN

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Patenlconsult Radeckestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patentconsult Palentconsult Sonnenberger Straße 43 621)0 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult

Western Electric Company Incorporated Gitlin 8-10 New York, N.Y. 10038, USA

Patentansprüche

[1_#/Empfänger für phasenbezogene, linear modulierte Datensignale mit einem Entzerrer (17, 217) für die Datensignale, der bewertete, im zeitlichen Abstand angeordnete Abtastwerte der durch Fehlersignale beeinflußten Datensignale zur Minimierung eines Maßes für den den Datensignalen zugeordneten Fehler zwecks Bildung von phasenbezogenen Entzerrerausgangssignalen benutzt, mit einer Einrichtung zur entscheidungsgerichteten Wiedergewinnung der Datensignale aus den Entzerrerausgangssignalen und mit einer Einrichtung zur Ableitung von Fehlersignalen aus den Entzerrerausgangssignalen und den wiedergewonnenen Datensignalen zwecks Bildung der Fehlersignale, gekennzeichnet durch eine in Reihe mit dem Entzerrer geschaltete Phasendreheinrichtung (16, 216), die die Phase jedes der Datensignale vor Anlegen an die Einrichtung zur entscheidungsgerichteten Wiedergewinnung der Datensignale moduliert, wobei die Phasendreheinrichtung so ausgelegt ist, daß sie phasenkompensierende Schätzwerte rechtwinkliger Koordinaten aufnimmt und

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · E. Hoffmann Dipl.-Ing. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Prof.Dr. jur.Dipl.-Ing., Pat.-Ass., Pat.-Anw.bis 1979 · G. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

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die Datensignale rait diesen Schätzwerten zur Gewinnung phasenkompensierter Datensignale moduliert,

und eine Verarbeitungseinrichtung (31, 240) zur Erzeugung der phasenkompensierenden Koordinatenschätzwerte unter Verwendung • von selektiv aus dem Entzerrer abgeleiteten Signalen und den

Fehlersignalen, wobei die Verarbeitungseinrichtung eine Taktschaltung (134, 136) zur Erzeugung eines ersten periodischen Signals enthält, dessen Frequenz im wesentlichen der dominanten Frequenzkomponente der Phasenstörung entspricht, die mit hoher Wahrscheinlichkeit in den Datensignalen auftritt, und die Verarbeitungseinrichtung so ausgelegt ist, daß sie die effektive Phase und die effektive Amplitude des ersten periodischen Signals entsprechend den angebotenen Signalwer-. · ten-, ändert, um die phasenkompensierenden Ko or idna ten Schätzwerte für die Phasendreheinrichtung zu liefern.

2. Empfänger nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendreheinrichtung Kombiniereinrichtungen (52, 57) zur Erzeugung jedes der phasenkompensierten Datensignale sowie eine erste und eine zweite Multipliziereinrichtung (51 _f 56 und 58, 59) zur Modulation jedes der Datensignale aufweist, wobei jede Multipliziereinrichtung ein Eingangssignal an eine der Kombiniereinrichtungen liefert und je ein Paar von Eingängen besitzt, die so geschal-

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tet sind, daß sie individuell die beiden rechtwinklig zueinander stehenden Datensignale aufnehmen und je ein Paar zweiter Eingänge besitzen, die so geschaltet sind, daß sie unterschiedliche Schätzwerte der rechtwinkligen Koordinatenschätzwerte empfangen.

3\ Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktschaltung (134 und 136-138) so ausgelegt ist, daß sie zusätzliche periodische Signale in harmonischer Beziehung zum ersten periodischen Signal erzeugt, und daß die Verarbeitungseinrichtung individuelle Einstelleinrichtungen (1311 312) zur Einstellung der Phase und Amplitude jedes der harmonisch zueinander in Beziehung stehenden periodischen Signale besitzt.

4. Empfänger nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendreheinrichtung (16) vor dem Entzerrer angeordnet ist, um die Datensignale vor Anlegen an den Entzerrer in ihrer Phase zu kompensieren.

5. Empfänger nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendreheinrichtung (216) so geschaltet ist, daß sie die Datenausgangssignale des Entzerrers empfängt und eine Phasenkompensation der Signale vor Anlegen an die Demodulationsschaltung bewirkt.

6. Empfänger nach Anspruch 4,

dadurch gekennzeichnet, daß die individuelle Einstellein-

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richtung eine Bruchteil-Zeitsteuerungseinrichtung (157,158) aufweist, die eines der periodischen Signale von der Takteinrichtung aufnimmt und ein Ausgangssignal erzeugt, das den Zyklus des periodischen Signals in Bruchteil-Intervalle unterteilt, deren Gesamtwert eine vorgeschriebene Beziehung zur Anzahl der gewählten Abschnitte besitzt, die zur Liefe-' rung von EingangsSignalen für die Verarbeitungseinrichtung benutzt werden.

7. Empfänger nach Anspruch 5 oder 6,

dadurch gekennzeichnet, daß die individuelle Einstelleinrichtung eine Akkumuliereinrichtung (147, 148, 153, 154) zum Kombinieren der Akkumulierung vergangener rechtwinkliger Koordinatenschätzwerte mit neuen Werten besitzt, um den augenblicklichen rechtwinkligen Koordinatenschätzwert zur Steuerung der Phasendreheinrichtung zu liefern.

8. Empfänger nach Anspruch 6,

dadurch gekennzeichnet, daß die individuelle Einstelleinrichtung eine Nachschlage-Tabellenschaltung (161) aufweist, die das Ausgangssignal der Bruchteil-Zeitsteuerungseinrichtung aufnimmt und Signale erzeugt, die rechtwinklige trigonometrische Funktionen für jede der individuellen Einstelleinrichtungen erzeugt.

9. Empfänger nach Anspruch 7,

dadurch gekennzeichnet, daß die Verarbeitungseinrichtung eine Einrichtung zum sequentiellen (186, 187) Kombinieren der Aus-

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gangssignale der individuellen Einstelleinrichtungen aufweist, um die Koeffizienten der rechtwinkligen Koordinatenschätzwerte zu bilden.

10. Empfänger nach Anspruch 8,

dadurch gekennzeichnet, daß die individuelle Einstelleinrichtung eine erste Multipliziereinrichtung (162, 163, 164/ 166) aufweist, die jedes der Ausgangssignale der Nachschlage-Tabellenschaltung und unterschiedliche Signale der jeweiligen Anzapfsignale der gewählten Abschnitte des Transversalentzerrers aufnimmt und erste Produkt-Ausgangssignale proportional zu den angelegten Eingangssignalen erzeugt.

11. Empfänger nach Anspruch 1O,

dadurch gekennzeichnet, daß die individuelle Einstelleinrichtung eine zweite Multipliziereinrichtung (169, 171) zur Erzeugung zweiter Produkt-Ausgangssignale proportional zu jedem der ersten Produkt-Ausgangssignale und den Multiplizierer-Verstärkungswerten der gewählten Abschnitte aufweist.

< Empfänger nach Anspruch 11,

dadurch gekennzeichnet, daß die individuelle Einstelleinrichtung eine Einrichtung (172, 173, 179, 181) zum Akkumulieren der Summen der zweiten Produkt-Ausgangssignale über eine die gewählten Abschnitte umfassende Folge und eine Einrichtung (176 bis 178, 182 bis 184) zum Modulieren jeder Summe mit einem der rechtwinklig zueinander in Beziehung

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stehenden Durchlaßband-Pehlersignale aufweist, um einen Ergänzungswert zur Änderung der rechtwinkligen Koordinatenschätzwerte zu erzeugen.

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