DE3687114T2

DE3687114T2 - Datenuebertragungssystem.

Info

Publication number: DE3687114T2
Application number: DE8686307780T
Authority: DE
Inventors: David Anthoney Fisher
Original assignee: Northern Telecom Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1985-11-20
Filing date: 1986-10-08
Publication date: 1993-03-18
Anticipated expiration: 2006-10-09
Also published as: ATE82452T1; GB2222926B; ES2035820T3; US4878232A; JPS62128627A; EP0228771B1; GB2182826B; GB8526610D0; GB8921210D0; DE3687114D1; JPH07114403B2; EP0228771A3; EP0228771A2; GB2182826A; GB2222926A

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf ein Datenübertragungssystem, und sie wird hier in Anwendung auf ein 144 Kb/s Vollduplex- Teilnehmerschleifen-Datenübertragungssystem beschrieben.
In der GB-A-20 82 025 ist ein Datenübertragungssystem beschrieben, bei dem die zu übertragenden Daten im Digitalformat (PCM) vorliegen und bei dem zur Aufrechterhaltung einer Synchronisation zwischen den Enden des Systems ein Pilotton (fp) zusammen mit den Daten ausgesandt wird, wobei dieser Pilotton in Analogformat übertragen wird. Die Pilotton-Frequenz weist eine feste und bekannte Beziehung zur Datenbitrate (fp/4) auf, so daß die Hinzufügung des Pilottons wenig oder keine Vergrößerung der Bandbreite hervorruft. Die Abtastung der Daten am Empfangsende erfolgt unter der Steuerung eines örtlichen Taktgebers (fo), dessen Abgleich in Abhängigkeit von dem erfaßten Pilotton durchgeführt wird, wobei diese Erfassung gleichzeitig mit der der Datensignale durchgeführt wird. Um den Abgleich durchzuführen, wird der örtlich erzeugte Takt mit dem empfangenen und erfaßten Pilotton verglichen und die Zeitsteuerung des örtlichen Taktgebers wird entsprechend den Ergebnissen dieses Vergleichs eingestellt, um eine Synchronisation aufrechtzuerhalten (phasenstarre Schleife). Der Empfangspfad am Empfangsende schließt eine Abtast- und Halteschaltung ein, die die Werte der empfangenen Symbole bestimmt und die unter der Steuerung des örtlichen Taktgebers arbeitet.
Eine Weiterentwicklung des Systems der GB-A-20 82 025 ist in der GB-A-21 61 676 (Veröffentlichungsdatum 15. Januar 1986) beschrieben. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Verbesserung der Erfindung der GB-A-21 61 676.
Die GB-A-21 61 676 beschreibt ein Datenübertragungssystem, bei dem die zu übertragenden Daten in Digitalformat vorliegen und über die Leitung in einem Analogformat übertragen werden. Um die Synchronisation zwischen den Enden des Systems auf rechtzuerhalten, wird zusätzlich zu den Daten ein Pilotton ausgesandt, der eine Amplitude aufweist, die verglichen mit der des Datensignals klein ist. Die Pilotton-Frequenz weist eine feste und bekannte Beziehung zu der Datenbitrate auf, beispielsweise ist sie gleich der halben Bitrate. Daher vergrößert die Hinzufügung des Pilottons nicht die Bandbreite. Die Abtastung des Datensignals erfolgt unter der Steuerung des örtlichen Taktgebers und der Abgleich des örtlichen Taktgebers erfolgt in Abhängigkeit von dem erfaßten Pilotton. Diese Erfassung erfolgt gleichzeitig mit der Abtastung und Erfassung der Datensignale, und der örtlich erzeugte Takt wird mit dem empfangenen und erfaßten Pilotton verglichen, wobei die Zeitsteuerung des örtlichen Taktgebers in Abhängigkeit von den Ergebnissen dieses Vergleichs eingestellt wird, um eine Synchronisation aufrechtzuerhalten.

Zusammenfassung der Erfindung

Eine Aufgabe dieser Erfindung ist die Schaffung von Verbesserungen an dem System der vorstehend genannten Anmeldungen.
Gemäß der vorliegenden wird ein Datenübertragungssystem geschaffen, bei dem die zu übertragenden Daten im Digitalformat vorliegen und jedes Digitalbit dieser Daten über die Leitung in einem Analogformat übertragen wird, bei dem zur Aufrechterhaltung einer Synchronisation zwischen den Enden des Systems Einrichtungen vorgesehen sind, um zusammen mit den Daten einen Pilotton auszusenden, der in der übertragenen Form ebenfalls in Analogformat vorliegt und eine Amplitude aufweist, die verglichen mit der Amplitude des Datensignals klein ist, bei dem die Pilottonfrequenz eine feste und bekannte Beziehung zur Datenbitrate aufweist, so daß die Hinzufügung des Pilottones eine geringe oder keine Vergrößerung der Bandbreite hervorruft, bei dem die Abtastung des Datensignals am Empfangsende unter der Steuerung eines örtlichen Taktgebers erfolgt, dessen Abgleich in Abhängigkeit von dem erfaßten Pilotton durchgeführt wird, wobei diese Erfassung gleichzeitig mit der der Datensignale durchgeführt wird, bei dem zur Durchführung des Abgleichs Einrichtungen zum Vergleich des örtlichen Taktes mit dem empfangenen und erfaßten Pilotton vorgesehen sind, wobei die Zeitsteuerung des örtlichen Taktgebers in Abhängigkeit von den Ergebnissen des Vergleichs eingestellt wird, um eine Synchronisation aufrechtzuerhalten, und bei dem der Empfangspfad des Empfangsendes aufeinanerfolgend ein Tiefpaßfilter, dem die empfangenen Symbole von einer mit der Leitung verbundenen Hybridschaltung zugeführt werden, eine Abtast- und Halte- oder äquivalente Schaltung, die die Werte der Symbole bestimmt und unter der Steuerung des örtlichen Taktgebers arbeitet, einen Analog-/Digital-Wandler, dem der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung zugeführt wird, und ein Hochpaßfilter einschließt, dessen Eingang der Ausgang dem Abtast- und Halteschaltung zugeführt wird, wobei der Ausgang des Hochpaßfilters einem der Eingänge eines Subtrahierers zugeführt wird, dessen anderem Eingang ein Eingang von einer Echo-Nachbildung zugeführt wird, und worin die Betriebseigenschaften des Hochpaßfilters durch den Ausdruck
definiert sind, wobei dieses Filter dazu dient, aus dem empfangenen Signal irgendeine Gleichspannungskomponente aufgrund der Analog-/Digital-Wandlung und/oder eines arithmetischen Abbrechfehlers zu entfernen und die Rate zu vergrößern, mit der das Ende des übertragenen Impulses abfällt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, die die Anwendung der Erfindung auf eine 144 Kb/s Teilnehmerschleife zeigen.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild der Hauptstation des Systems der vorstehend genannten britischen Anmeldung, das Einzelheiten der Pilotton-Hinzufügung zeigt,
Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild der Nebenstation des Systems der vorstehend genannten britischen Anmeldung, auf die die Erfindung anwendbar ist, wobei das Blockschaltbild Einzelheiten des Pilotton-Ableitungsverfahrens einschließt,
Fig. 3 ein Schwingungsformdiagramm, das die Beziehung zwischen Daten, Datentakt, Pilotton-Takt und Pilotton- Schwingungsformen zeigt,
Fig. 4 eine Modifikation der Anordnung nach Fig. 1 derart, daß ein Hochpaßfilter in den Sender eingefügt ist,
Fig. 5 eine mögliche gerätemäßige Ausführung des Hochpaßfilters nach Fig. 4,
Fig. 6 eine zu Erläuterungszwecken dienende graphische Darstellung, auf die später Bezug genommen wird,
Fig. 7 eine Darstellung des Symbol-Übertragungs- Ansprechverhaltens bei Betrachtung am Eingang des Entzerrers,
Fig. 8 eine gerätemäßige Ausführung des Echokompensators unter Verwendung von 'Dreifach'-Koeffizienten unter Einschluß einer Interpolation,
Fig. 9 eine gerätemäßige Ausführung des Echokompensators unter Verwendung von 'Zweifach'-Koeffizienten unter Einschluß einer Interpolation,
Fig. 10 eine gerätemäßige Ausführung des Echokompensators unter Verwendung von linear interpolierten Koeffizienten,
Fig. 11 eine gerätemäßige Ausführung des Echokompensators, bei dem der Koeffizientenwert an den Mittelwert von zwei benachbarten Abtastzeitpunkten angepaßt wird.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Das System weist zwei Enden auf, das Hauptstationsende mit einem Hauptoszillator, der die PCM-Übertragungsrate steuert, und ein Nebenstationsende, das mit dem Hauptstationsende über eine Taktsynchronisationsschaltung synchronisiert ist. Wenn das System für eine Telefon-Teilnehmerschleife verwendet wird, so befindet sich das Hauptstationsende an einer Telefonvermittlung, üblicherweise als Teil einer Teilnehmerleitungsschaltung, während sich das Nebenstationsende an dem Teilnehmergerät befindet. Ein derartiges System weist zwei Betriebsarten auf, nämlich einen Lernzustand und einen eingeschwungenen Zustand. Die Betriebsart des eingeschwungenen Zustandes ist einfacher und wird als erstes beschrieben.
Im eingeschwungenen Zustand erfolgt die Pilotton-Übertragung lediglich von der Hauptstation zur Nebenstation, und die Abtastphase am Ende der Hauptstation ist festgelegt. Der Signalfluß in dieser Richtung wird anhand der Fig. 1 und 2 beschrieben, die schematisch die Bestandteile des Senders der Hauptstation und des Nebenstationsempfängers des Echokompensation- Übertragungssystems zeigen. In der umgekehrten Nebenstations- TEXT FEHLT
an Hauptstations-Richtung wird der Pilotton lediglich während der Lernphase verwendet und die Nebenstations-Pilotton- Übertragungsschaltung und die Hauptstations-Pilotton-Wiedergewinnungsschaltungen sind unwirksam.
Die Senderschaltung für die Hauptstation ist in Fig. 1 gezeigt. In diesem Fall ist die Daten-Bootrate bei der Übertragung gleich f&sub0; = 100 kHz, und eine ternäre Impulsformung ohne Rückkehr zum Bezugspunkt wird verwendet. Die Beziehung zwischen dem Datentakt mit der Frequenz f&sub0;= 100 kHz und den Abtastdaten ist in den Fig. 3A bzw. 3B angeben. Der verwendete Code ist 3B2T, wie in der US-Patentschrift 4 539 675 (D.A. Fisher), mit der Ausnahme, daß das Synchronisationswort im vorliegenden Fall fünf Symbole hat, die alle 120 Datensymbole auftreten, und daß dieses Synchronisationswort entweder 11110 oder 11112 ist, wobei die gleiche Symbolschreibweise angenommen wird, wie sie in der genannten Patentschrift verwendet wird.
Der Pilotton, Fig. 3D, ist eine Rechteckschwingung mit der Frequenz f&sub0;/2 = 50 kHz, und die Phasenbeziehung zwischen dem Daten- und dem Pilotton ist derart, daß Übergänge des Pilottones jeweils am Mittelpunkt eines Datenbitelementes auftreten. Der Pilotton-Takt ist in Fig. 3C gezeigt, und der Pilotton wird durch Teilen des Pilotton-Taktes durch den Faktor 2 erzeugt. Im allgemeinen muß die PCM-Datensignalform eine gerade Symmetrie aufweisen, und am Hinzufügungspunkt müssen die Nulldurchgänge des f&sub0;/2-Pilottones mit den Mittelpunkten der übertragenen PCT-Signalformen zusammenfallen. Zusätzlich muß der Pilotton eine ungerade Symmetrie um seine Nulldurchgänge aufweisen und Energie bei der halben Symbolrate enthalten.
Die Hinzufügung des Pilottons zu den PCM-Daten erfolgt entweder im Analogbereich unter Verwendung eines Operationsverstärkers, wie in Fig. 1, oder im Digitalbereich, wobei beispielsweise eine zweierkomplement-Zifferndarstellung der Datensignal- und Pilottonamplitude verwendet wird.
Die Spitzenamplitude des Pilottons entspricht einem Viertel der Amplitude des PCM-Datensignals am Hinzufügungspunkt im Fall der 144 kbt/s-Teilnehmerschleife. Dieses Verhältnis ist nicht kritisch und es ist so gewählt, daß es an die Parameter des Datenempfängers und des Datenkanals angepaßt ist.
Ein Tiefpaßfilter ist zwischen der Pilotton-Einfügungsschaltung und der Leitungskopplungsschaltung angeordnet, um das Spektrum der übertragenen Daten derart zu steuern, daß Störungen begrenzt werden. Dieses Tiefpaßfilter kann entweder eine Linearphasen- oder Minimalphasen-Konstruktion in entweder analoger oder digitaler gerätemäßiger Ausführung sein. Bei einer digitalen gerätemäßigen Ausführung ist ein Digital-/Analogwander erforderlich, um das Signal für die Übertragung zu erzeugen. Das zusammengesetzte Signal wird dann über eine lineare Widerstands-Hybridschaltung auf das Kabel übertragen.
Wir betrachten nunmehr Fig. 1 ausführlicher. Das ankommende Datensignal wird einer Datencodierungs-/Verwürfelungsanordnung 1 zugeführt, die eine Autokorrelation in den übertragenen Daten und eine Kreuzkorrelation zwischen den beiden Übertragungsrichtungen beseitigt. Die Codierung erzeugt ein Ausgangssignal in Ternärform bei 100 kBaud, was dem 144 kb/s-Binärformat plus der Rahmensynchronisation entspricht. Dieser Ausgang wird zwei Datenzwischenspeichern D1 und D2, einem (D1) für das Datenvorzeichen und dem anderen (D2) für die Datenamplitude, zugeführt. Die Ausgänge dieser beiden Zwischenspeicher steuern einen Dreipegel-Digital-/Analogwandler 2, dessen Ausgang über einen Widerstand R1 einem Eingang eines Operationsverstärkers 3 zugeführt wird.
Der Pilotton wird von dem Pilot-Taktgeber, der bei 100 kHz arbeitet (und hierauf phasenstarr verriegelt ist) über eine durch 2 teilende Schaltung 4 abgeleitet, deren Ausgang einem Zweipegel-Digital-/Analogwandler 5 zugeführt wird. Der Ausgang dieses Wandlers 5 wird über einen weiteren Widerstand R2 dem Verstärker 3 zugeführt, so daß der Pilotton dem Datensignal hinzugefügt wird. Das kombinierte Datensignal wird über ein Tiefpaßfilter 6 einer Widerstands-Hybridschaltung 7 und von dieser aus der Leitung zugeführt.
In der ankommenden Richtung wird das empfangene Signal über die Hybridschaltung 7 einem Empfängerblock 8 zugeführt. Dieser Empfängerblock schließt die Eingangsfilterung und Analog-/ Digitalwandlung mit einer mit Baud-Abstand erfolgenden Abtastung ein, deren Steuerung weiter unten beschrieben wird.
Der Ausgang des Blockes 8 wird einem Echo- und Pilot-Nachbildungs- und Unterdrückungsblock 9 zugeführt, der einen zweiten Eingang von dem abgehenden oder GO-Pfad aufweist. Diese Echokompensation ist erforderlich, weil in der Praxis die Hybridschaltung nicht ideal ist und ein gewisses Durchschlagen des GO-Signals zur Empfangsseite ermöglicht. Dieser zweite Eingang ermöglicht es, das durchschlagende Signal zu kompensieren.
Der Ausgang von dem Block 9 wird dem Block 10 zugeführt, der eine Entzerrung und Feststellung der Zeit ergibt, zu der die Abtastung erfolgen sollte. Das Ergebnis dieser Feststellung oder Erfassung steuert dem Block 8 über die Abtastzeit-Steuerschleifenverbindung. Der Ausgang von dem Block 10 wird einem Datendekodierungs- und Entwürfelungsblock 11 zugeführt, dessen Ausgang die 144 Kb/s-Daten sind.
Der Echokompensator arbeitet wie in der vorstehend genannten US- Patentschrift 4 539 675 beschrieben. Hier wird jedoch die Beziehung zwischen dem Übertragungstakt und dem Empfängertakt an dem Hauptstations-Ende eingefroren, bevor der Echokompensator aktiviert wird. Dies vermeidet die Notwendigkeit von Schaltungen zur Berücksichtigung der Kompensations-Diskontinuität, die auftritt, wenn der Dateneingangstakt der Kompensationseinrichtung und der Empfänger-Abtasttakt einander überschneiden. Der Aufbau des Blockes 9 ist modifiziert, um einen adaptiven Koeffizienten einzuschließen, der den örtlich erzeugten Pilotton beseitigt. Das Verfahren der Anpassung oder Adaption und die Anpassungsrate dieses Koeffizienten ist die gleiche, wie sie auch für andere Koeffizienten verwendet wird, und das Verfahren paßt den Koeffizienten durch eine Abschätzung proportional zum abgeschätzten Gradienten des Koeffizientenfehlers an.
Diese Echonachbildung erzeugt ein Signal, das von dem empfangenen Signal zu subtrahieren ist, wobei dieses Signal dem ausgesandten Signal entspricht. Die Nachbildung ist ein adaptives Transversalfilter mit Koeffizienten 1-n und schließt Verzögerungselemente Z&supmin;¹, Z&supmin;², . . . Z-n ein, und zwar eines für jedes einer Anzahl von vorhergehenden Bits. Jedes Element speist die Kombination eines ersten Multiplizierers, eines Akkumulators und eines zweiten Multiplizierers. Jeder Akkumulator hat eine Vorwärtsverzögerung von Z&supmin;¹.
Die Koeffizientenwerte werden in den Verzögerungselementen (Z&supmin;¹) als Zweierkomplement-Zahl gespeichert, und sie werden mit den verzögerten Datensymbolen unter Verwendung der zweiten Multiplizierer multipliziert und in einer Summierschaltung summiert, deren Ausgang einem Subtrahierer zugeführt wird. Der Ausgang des Subtrahierers liefert die Ausgangs-Abtastprobe der Kompensationsschaltung an den Entzerrer. Diese Abtastprobe wird durch 1/C maßstäblich verändert und mit den entsprechenden Symbolwerten in den ersten Multiplizierern korreliert und dazu verwendet, die in den Verzögerungselementen gespeicherten Koeffizientenwerte weiterzuschalten.
Im Betrieb mit eingeschwungenem Zustand muß die Kompensationsschaltung lediglich geringen Änderungen in dem im wesentlichen zeitlich unveränderlichen Transhybrid-Impulsansprechverhalten nachfolgen. In diesem Fall ist die ausgebildete Vorzeichen- Werterneuerungsvariante des Adaptions- oder Anpassungslogarithmus geeignet, wodurch der Koeffizientenwert hinsichtlich seines niedrigstbewertenen Bits lediglich in Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Produktes des ersten Multiplizierers vorwärts- oder rückwärtsgeschaltet wird. Hierdurch wird der Koeffizientenakkumulator auf einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler reduziert.
Der örtlich erzeugte Pilotton wird durch eine weitere Koeffizienten-Generatorschaltung kompensiert. Bei dieser Schaltung-ist der erste Multiplizierer durch den Ausgang des Subtrahierers über die Schaltung zur maßstäblichen Veränderung oder den Skalierer 'angesteuert', wie bei den anderen derartigen Schaltungen, doch wird der andere Eingang an die Multiplizierer von dem örtlichen Pilotton geliefert. Damit besteht der Unterschied zwischen dieser Schaltung und den anderen Koeffizienten darin, daß der verzögerte ausgesandte Dateneingang an den Multiplizierer durch einen Eingang ersetzt ist, der mit der Pilottonfrequenz von 50 kHz wechselt.
Wir betrachten nun die Fig. 2, die weitere Einzelheiten der Empfangsschaltungen einschließt, die an beiden Stationen verwendet werden. Hierbei ist der örtliche Sender 21, von dem an die entfernte Station auszusendende Datensignale kommen, mit der Hybridschaltung 22 und außerdem für Echokompensationszwecke mit einer adaptiven Echonachbildung 23 verbunden. Der Ausgang dieser Nachbildung geht an einen Subtrahierer 23A, der die 'nachgebildete' Version der abgehenden Daten von dem ankommenden Signal von der Schleife subtrahiert.
Das ankommende Signal gelangt von der Hybridschaltung 22 über ein Tiefpaßfilter 24 an eine Abtast- und Halteschaltung 25, die jedes ankommende Datenbit unter der Steuerung einer Abtastzeitsteuerschaltung 26 abtastet. Der Ausgang von der Schaltung 25 wird über einen Analog-/Digitalwandler 27 und ein Hochpaßfilter 28 dem Subtrahierer 23A zugeführt. Der Ausgang des Subtrahierers wird einer automatischen Verstärkungssteuerschaltung 35 zugeführt, deren Ausgang über einen adaptiven Vorlauf-Entzerrerblock 29 einem Block 30 zugeführt wird. Wie dies noch zu erkennen sein wird, bezieht sich eine durch die vorliegende Erfindung erzielte Verbesserung auf das Hochpaßfilter.
Der Block 30 ist ein adaptiver Entscheidungs-Rückführungsentzerrer und Pilotton-Kompensator, und er weist einen Eingang von einer Pilotton-Phasenbezugsschaltung 32 auf. Der Ausgang von dem Block 30 bildet einen Eingang eines Betriebsart-Wählers 31, wobei dieser Eingang im Normalbetrieb verwendet wird. Während des eingeschwungenen Betriebszustandes der Nebenstation verbindet der Betriebsart-Wähler den Ausgang des Blockes 30 mit der Abtast-Zeitsteuerschaltung 26. Damit steuert der Block 30 die Abtastzeiten für die Empfangsseite des Nebenstationsendes.
Der Empfänger schließt weiterhin eine 'Aufweck'-Detektorschaltung 33, die auf ankommende Signale anspricht und analog zu einer üblichen Telefonglocke ist.
Der Empfänger schließt weiterhin einen 'Lern'-Pilot-Phasendetektor 34 ein, der die Phase des ankommenden Pilottones aus dem bestimmt, was die Nebenstation empfängt. Dies führt der Phasendetektor 34 bezüglich eines örtlichen Pilotphasenbezuges 32 aus, und das Ergebnis seiner Ermittlung wird in der Lern-Betriebsart über den Betriebsart-Wähler 31 der Steuerschaltung 26 zugeführt. Damit ist dies beim Ingangsetzen der Schleifenschaltung wirksam.
Die Zeitsteuerungs-Ableitschaltung in dem Block 34 stellt die Zeit ein, zu der das zusammengesetzte empfangene Signal durch die Schaltung 25 abgetastet wird, die dem Wandler 27 vorangeht.
In der Betriebsart im eingeschwungenen Zustand erfolgt die Datenübertragung und die Zeitsteuerungs-Ableitung in beiden Richtungen. Daten sowie der Pilotton gelangen von der Hauptstation zur Nebenstation, während von der Nebenstation zur Hauptstation lediglich Daten übertragen werden. Die Abtastphase am Ende der Nebenstation wird dadurch bestimmt, daß die Frequenz, die von dem nebenstationsseitigen (nicht gezeigten) Quarzoszillator erzeugt wird, die in diesem Fall 12,8 MHz beträgt, durch 128 geteilt wird, um die 100 kHz zu erzielen. Der nebenstationsseitige Empfänger-Abtasttakt fällt immer mit dem nebenstationsseitigen Übertragungstakt zusammen.
Die nebenstationsseitige Quarzoszillatorfrequenz kann sich bezüglich des hauptstationsseitigen Oszillators ändern, und um die Takte synchron zu halten, ist es entsprechend erforderlich, periodisch die Zeit zwischen den Anstiegsflanken des 100 kHz- Taktes zu verlängern oder zu verkürzen. Wenn daher die Abtastphase sich gegenüber den ankommenden Daten vorverschoben hat) so wird die Periode zwischen den Taktzyklen auf 129 Zyklen des 12,8 MHz-Taktes gedehnt, während, wenn der Abtasttakt verzögert ist, die Periode auf 127 Taktperioden verkürzt wird. Diese Verlängerung oder Verkürzung erfolgt in Abhängigkeit von dem abgetasteten Eingang, der nach der Verarbeitung durch den Nebenstations-Echokompensator die erste signifikante, von Null abweichende Komponente der Transhybrid-Impulsantwort gefaltet mit dem abschließenden Null-Amplitudensymbol des Rahmensynchronisationswortes enthält. Das Synchronisationswort ist einerseits eindeutig und enthält andererseits mehrere aufeinanderfolgende Null-Symbole.
Für die Abtastproben, die unmittelbar einer gleichzeitigen Verschiebung in der Sende- und Abtastzeit an dem Ende der Nebenstation folgen, ist die Echoabschätzung, die von dem Echokompensator durchgeführt wird, um die Summe der Faltung der ausgesandten Daten mit dem Differential der Transhybrid-Impulsantwort bezüglich der Phasenänderung fehlerhaft. Die vier ersten Ausdrücke in dem Differential der Transhybrid-Impulsantwort tragen stark zu dem Fehler bei und können dadurch beseitigt werden, daß die Übertragung für eine kurze Periode unterbrochen wird, indem Nullamplituden-Symbole ausgesandt werden. Ein Synchronisationswort, das vier aufeinanderfolgende Null-Amplitudensymbole enthält und das alle 125 Symbole auftritt, wird ausgewählt, weil dies sehr gut an die 144 kbt/s-Teilnehmerschleifenanwendung mit Phasenverschiebungen vom 1/128 Symbolperioden angepaßt ist.
Die Richtung der Einstellung der Abtastphase wird in Abhängigkeit davon bestimmt, ob am Abtastpunkt der Pilotton-Nulldurchgang dem Abtastpunkt vorangeht oder nachfolgt. Die Zeitsteuerungs-Ableitung stellt die Position, bei der das Signal abgetastet wird, auf den Punkt ein, an dem die Pilotton-Schwingungsform durch Null hindurchläuft.
Es sei nunmehr die Start- und Lernbetriebsart kurz betrachtet. Es ist zunächst erforderlich, das System 'aufzuwecken' und die beiden Enden zu synchronisieren, so daß ein bekanntes Programm von Simplex-Übertragungs-Signalbündeln verwendet werden kann, wobei jedem Ende bekannt ist, wann zu senden und wann zu empfangen ist.
Diese 'Aufweck'-Signalisierung kann einfache übertragene Töne verwenden und durch einen abgestimmten Schwellwertvergleich festgestellt werden. Eine gerätemäßige Ausführung verwendet ein Aufwecksignal, das eine Wiederholung der Folge ++-- verwendet. Dies wird dadurch festgestellt, daß der Analog-/Digital-Wandlerausgang durch ein Filter mit einem Ansprechverhalten von (1-Z&supmin;²) geleitet wird und der resultierende Ausgang über acht Eingangsabtastproben summiert wird, worauf die Summe mit einem Schwellwert verglichen wird. Das 'Aufwecken' ist gültig, wenn vier aufeinanderfolgende Summierungen diesen Schwellwert überschreiten.
Die nebenstationsseitige Startfolgensteuerung wird ausgehend von dem Zeitpunkt gestartet, zu dem die Aufwecksignalsummierung unter den 'Aufweck'-Schwellwert absinkt. Für eine nebenstationsseitige Rufeinleitung wird ein identisches 'Aufweck'-Signal in der Richtung von der Nebenstation zur Hauptstation übertragen und es wird die gleiche Feststellungs- oder Erfassungstechnik verwendet. Die Nebenstation wartet dann auf ein zurückkehrendes, von der Hauptstation zur Nebenstation gerichtetes 'Aufweck'- Signal für eine Synchronisation, siehe die vorstehende Beschreibung. Nach dem 'Aufwecken' wird ein Pilotton von der Hautstation zur Nebenstation für 512 Symbolperioden übertragen. An der Nebenstation wird eine Einstellung der Abtastphase durchgeführt, wobei ein Phasenschritt der Amplitude von 1/32 Symbolperioden jedes sechzehnte Symbol verwendet wird. Der Pilotton wird dann von der Nebenstation an die Hauptstation für die gleiche Dauer übertragen. Die Hauptstation stellt damit ihre Abtastzeit in einer identischen Weise wie die Nebenstation ein und verriegelt diesen Phasenwert dann bezüglich ihrer Übertragungsphase.
Es kann dann ein zweiter Abgleichzyklus verwendet werden, bei dem der Pilotton für 512 Symbolzeiten in jeder Richtung aufeinanderfolgend mit Phasenschritten von 1/128 übertragen wird, um einen Feinabgleich der Zeitsteuerung durchzuführen. Damittritt eine schnelle Phasenerfassung auf, die an dem vermittlungsstellenseitigen Ende keinen weiteren Abgleich für den Rest dieser Verbindung erfordert.
Es folgt dann eine Lernperiode, in der ein Datenbündel in jeder Richtung im Simplexbetrieb ausgesandt wird. Lerndaten werden zusammen mit dem Pilotton von der Hauptstation zur Nebenstation übertragen, und zu dieser Periode wird der Kompensator der Hauptstation 'eingeübt', wobei der Entzerrer der Nebenstation und die Zeitsteuerungs-Ableitung der Nebenstation betrieben werden. Ohne das entfernt ausgesandte Signal wird die Kompensator-Koeffizientenstörung verringert und der Skalierer, der die Anpaßrate (1/C) des Kompensators bestimmt, kann auf einen hoher Wert vergrößert werden, beispielsweise auf 1/256. Gleichzeitig empfängt der Entzerrer der Nebenstation das Datensignal und den Pilotton, und die Koeffizientenanpassung des Entzerrers wird nach einer Zeitperiode freigegeben, um eine Stabilisierung der automatischen Verstärkungssteuerung zu erzielen.
Die Richtung der Binärdatenübertragung wird dann umgekehrt, doch bleibt der Pilotton in der Hauptstations-Nebenstations- Richtung, und der Nebenstellen-Entzerrer gibt weiterhin die Anpassung seiner Pilottonanzapfung frei, während er dauernd Entscheidungen vom Nullwert macht, wodurch seine anderen Koeffizienten unwirksam gemacht werden. Somit wird die Zeitsteuerungs- Ableitung in der Hauptstations-Nebenstations-Richtung aufrechterhalten, wobei das Pilotton-Koeffizientenvorzeichen in der vorstehend beschriebenen Weise gesteuert wird. Eine Anpassung des nebenstationsseitigen Kompensators und des hauptstationsseitigen Entzerrers wird dann für die gleiche Dauer wie das vorhergehende Lern-Datenbündel freigegeben. Eine Störung der Nebenstations- Kompensatorkoeffizienten aufgrund des Vorhandenseins des entfernt ausgesandten, jedoch einen niedrigen Pegel aufweisenden Pilottons hat keine wesentliche Auswirkung auf ihre Genauigkeit.
Nachfolgend zu diesen beiden Simplex-Perioden kann ein eingeschwungener Vollduplex-Betrieb mit Mehrpegel-Codes beginnen. Die Kompensator-Anpassung wird bei einer wesentlich niedrigeren Rate freigegeben, wobei beispielsweise der lediglich das Vorzeichen verwendende Anpaßalogrithmus verwendet wird.
Die hauptstationsseitigen Schaltungen und die nebenstationsseitigen Schaltungen können jeweils in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt werden, wenn es wünschenswert ist, daß ein 'Standard'-Halbleiterplättchen verwendet wird, das die der Hauptstation und der Nebenstation gemeinsamen Schaltungselemente umfaßt.
Wir diskutieren nunmehr die Modifikationen der Anordnungen, die durch die vorliegende Erfindung geschaffen werden. Diese beziehen sich auf eine Anzahl von Gesichtspunkten. Der erste ist eine Verbesserung hinsichtlich der Verwendung der Synchronisationsworte am Teilnehmerende, wodurch die effektive Länge des Wortes bezüglich seiner Fähigkeit verdoppelt wird, den vorübergehenden Echokompensator-Fehler aufgrund eines kleinen Schrittes in der Abtastzeit des Analog-/Digital-Wandlers zu unterdrücken. Der zweite Gesichtspunkt bezieht sich auf die Definition und Position des Hochpaßfilterblockes 28 nach Fig. 2. Dieses Filter führt drei Funktionen aus, nämlich (a) eine Beseitigung der Gleichspannungsverschiebung, (b) eine Verkürzung des Endes der Impulsantwort, und (c) Filtern des empfangenen Signals und der Störkomponenten. Weiterhin kann es am Sender oder Empfänger angeordnet oder auf diese beiden aufgeteilt sein, so daß die Empfindlichkeit gegenüber Störungen, die Amplitudenverteilung des übertragenen Signals und das Frequenzspektrum des übertragenen Signals modifiziert werden kann, um eine Anpassung an die spezielle Betriebsumgebung zu erzielen.
Ein dritter Zusatz besteht in einer verbesserten Weise, in der der Pilotton-Koeffizient als Phasendiskriminator zur Steuerung der digitalen phasensynchronisierten Schleife verwendet wird. Der vierte Zusatz ist eine abgeänderte Anordnung zur Erzielung einer verbesserten Steuerung der digitalen phasensynchronisierten Schleife, die durch den Pilotton-Koffizienten angesteuert wird. Der fünfte Zusatz ist eine Alternative zur Verwendung des Pilotton-Koeffizienten zur Steuerung der digitalen phasensynchronisierten Schleife, wodurch die Verwendung des Pilottons nach der Lernphase vermieden wird, wobei dieses sowohl auf die Hauptstation als auch die Nebenstation des Systems anwendbar ist. Dies ist im wesentlichen eine Abänderung des Nachführverfahrens, das in der US-Patentschrift 4 539 675 beschrieben ist, wobei jedoch der Pilotton zu Anfang dazu verwendet wird, den Nachführpunkt festzulegen. Der sechste Zusatz ist eine abgeänderte Struktur für die adaptiven Filterkoeffizienten, die für den Echokompensator und den Entzerrer verwendet werden, wodurch das Volumen der Schaltungen verringert wird, die erforderlich sind, um ein vergleichbares Ausmaß der Echokompensation oder Entzerrung durch die Interpolation von Anzapfungen zu erzielen, die dazu verwendet werden, das abklingende Ende des Transhybrid- oder Übertragungsimpuls-Ansprechverhaltens darzustellen.
Wir betrachten zunächst den ersten dieser Grundgedanken. In einem System der beschriebenen Art wird eine Echokompensation verwendet, durch die Transhybrid-Signalkomponenten einer bekannten Datenfolge, die zum entfernten Ende eines Kabels ausgesandt wird, aus dem empfangenen Datensignal durch Subtraktion entfernt werden. Dies wird numerisch unter Verwendung von Logikschaltungen durchgeführt. Die ausgesandten Daten werden auf die empfangenen Daten überlagert, wie bei dem Übertragungsschema, das im Vorstehenden und in der US-Patentschrift 4 539 675 beschrieben ist.
Am Teilnehmerende besteht der Echokompensator aus einem adaptiven Transversalfilter, das heißt der Echonachbildung, Block 23 nach Fig. 2, in die die Quellendaten eingegeben werden. Dieses Filter benötigt einen Eingang für jedes übertragene Datensymbol und erzeugt an seinem Ausgang die Faltung der Datenfolge und der adaptiven Filterkoeffizienten.
Es besteht ein paralleler Signalpfad (der Transhybridpfad), durch den die zu übertragenden Datensymbole geformt und unter Verwendung eines Digital-/Analog-Wandlers in ein kontinuierliches Signal umgewandelt und über die Hybridschaltung auf das Kabel übertragen werden. Diese Hybridschaltung empfängt weiterhin gleichzeitig das Signal von dem Vermittlungsstellenende, wobei dieses Signal dann in ein abgetastetes Datensignal umgewandelt wird, und zwar durch Schaltungen, die äquivalent zu einem Tiefpaßfilter, einer Abtast- und Halteschaltung und einem Analog-/Digital-Wandler sind. Der Ausgang von dem Wandler ist durch 12-Bit-Digitalworte mit einer Frequenz gebildet, die gleich der nominellen Symbolrate des vermittlungsstellenseitigen Senders ist.
Vor der 'Echokompensation' durchläuft das Signal ein Hochpaßfilter der Form (1-Z&supmin;¹)/(1-kZ&supmin;¹), worin Z&supmin;¹ eine Verzögerung von einer Symbolperiode darstellt. Dies Filter wird ausführlicher weiter unten beschreiben, und bevorzugte Werte von k sind 0,5 oder 0,75.
Die Komponenten des unerwünschten örtlichen Signals, die von der Echonachbildung abgeschätzt werden, werden vom Ausgang des Hochpaßfilters subtrahiert, was eine Echokompensation darstellt. Alle unerwünschten Störungen aufgrund des übertragenen Signals werden entfernt, wenn die Koeffizienten der Echonachbildung an das Impulsansprechverhalten des Transhybrid-Signalpfades angepaßt sind. Weil jedoch der Quarzoszillator der Nebenstelle eine geringe Frequenzverschiebung gegenüber dem Hauptstationsoszillator aufweist, kann eine digitale phasensynchronisierte Schleife dazu verwendet werden, die Takte synchron zu halten. In diesem Fall wird ein Symbolperiodentakt, der zur Auswahl der Abtastzeit und der Übertragungszeit verwendet wird, durch Teilen der Nebenstations-/Teilnehmer-Quarzfrequenz durch einen nominellen Divisor, in diesem Falle 128, hergestellt. Diese .Anzahl von Zyklen wird um 1 vergrößert oder verkleinert, und zwar in Abhängigkeit von der Abtastzeit-Steuerschaltung, um die nebenstationsseitige Abtastung in Übereinstimmung mit den von der Hauptstation übertragenen Daten zu halten.
Die erste Echonachbildungs-Abschätzung, die einer gleichzeitigen Zeitverschiebung des Sendertaktes und des Abtastzeittaktes am Ende der Nebenstation folgt, weist einen Fehler auf, der der Faltung der dem Kabel unmittelbar vor der Zeitverschiebung zugeführten Datenfolge mit dem Differential des Transhybrid-Impulsansprechverhaltens über die Zeitverschiebung entspricht. Eine Berechnung zeigt, daß mit einer Zeitverschiebung von 1/128 Symbolperioden diese Störung gelegentliche Fehler der empfangenen Daten bei einer Kabel-Impulsabschwächung von 30 dB hervorrufen kann. Die auf diese Weise erzeugte Störung fällt mit aufeinanderfolgenden Datenperioden ab, weil die nach dem Phasenschritt übertragenen Datensymbole die gleiche Beziehung zu der neuen Analog-/Digital-Abtastzeit aufweisen, wie sie vor dem Phasenschritt vorlag. Lediglich die Beziehung zwischen den Datensymbolen, die vor dem Phasenschritt übertragen wurden, und die Analog-/Digital-Abtastzeit nach dem Phasenschritt hat sich geändert.
Dieses Problem kann dadurch beseitigt werden, daß die Abtastzeit lediglich nach der Übertragung einer Folge von Null-Elementen geändert wird. Diese einen Wert von Null aufweisenden Daten stellen ein Wort dar, das auch für die Rahmensynchronisation verwendet wird. Es ist eindeutig zu erkennen, daß ein gleiches Ergebnis erzielt werden könnte, wenn der Leitungscode ein derartiger sein würde, bei dem Ketten von nullwertigen Datensymbolen auftreten.
Eine zusätzliche Unempfindlichkeit gegenüber der Auswirkung der verbleibenden Störungen, die sich aus dem Phasenschritt oder Phasensprung in der Empfänger-Abtastzeit und dem Sender-Takt ergeben, kann dadurch erreicht werden, daß diese Änderung zusätzlich mit dem Empfang der ersten Null des empfangenen Synchronisationswortes ausgerichtet wird. Das Störsignalbündel aufgrund eines Schrittes oder Sprungs in der Abtastzeit hängt von dem Differential des Transhybrid-Ansprechverhaltens über dem Sprungschritt gefaltet mit den übertragenen Daten ab. Daher kann ein großer Teil dieser Störung in der beschriebenen Weise dadurch beseitigt werden, daß die Übertragung einer Folge von Nullelementen in Form von Synchronisationsworten mit dem Phasensprung ausgerichtet wird. In einer zu kurzen Folge von Nullen kann jedoch eine gewisse Störkomponente aufgrund des Phasensprunges verbleiben, wobei die Amplitude dieser Störung von-der Datenfolge abhängt, die für den genannten 3B2T-Code verwürfelt und daher zufällig ist. Daher ergibt sich bei einem Synchronisationswort minimaler Länge eine geringe Wahrscheinlichkeit, daß diese Störungen gelegentlich einen Schwellwert überschreiten, der ausreicht, um einen Fehler in der Erfassung eines Datenelementes hervorzurufen. Wenn jedoch das empfangene Datenelement bekannt oder mit einem hohen Ausmaß an Wahrscheinlichkeit vorhersagbar ist, wie bei dem Synchronisationswort, so kann ein gelegentlich in dessen Empfang eingeführter Fehler festgestellt, jedoch übersteuert werden, und zwar in Ausdrücken der Entscheidung, die in den Entscheidungs-Rückführungs-Entzerrer zurück eingespeist wird. Er wird daher in der Ausbreitung weiterer Fehler aufgrund des Entscheidungs-Rückführungsvorganges gehindert. Die korrekte Feststellung eines Synchronisationswortes an der korrekten Stelle in der Datenfolge wird dazu verwendet, eine 'Vertrauenszählung' in der Rahmensynchronisations-Überprüfungsschaltung weiterzuschalten. Ein in der vorstehend beschriebenen Weise festgestellter Fehlerfall schaltet den 'Vertrauenszähler' zurück, so daß, wenn dieser Zähler auf Null steht, die Lage des Synchronisationswortes als verlorengegangen betrachtet wird, worauf eine Suchbetriebsart beginnt. Wenn der Zähler vier Synchronisationen überschreitet, so wird eine Überprüfung als abgeschlossen betrachtet. Eine obere Grenze von 63 ist für den Zählerwert festgelegt, wobei dieser Wert nicht kritisch ist, sondern so ausgewählt ist, daß er an die Zeitkonstanten des Systems angepaßt ist.
Der Entzerrer ist in der Lage, eine Entscheidung, die fehlerhaft sein würde, aufgrund der Vorauskenntnis der Lage des Synchronisationswortes in der Datenfolge festzustellen, so daß eine Zählung der richtig empfangenen gegenüber den unrichtig empfangenen Synchronisationsworten immer noch aufrechterhalten werden kann, um ein Vertrauen in die Position des Synchronisationswortes sicherzustellen, und zwar trotz seiner Verwendung zur Verhinderung einer Fehlerausbreitung.
Diese Technik ist lediglich auf das Nebenstationsende anwendbar, an dem Phasensprünge gleichzeitig mit dem Sendertakt und dem Empfängerabtastzeit auftreten. Es ist weiterhin vorteilhaft, zu Anfang den Versuch zur Qualifikation der Rahmensynchronisation am hauptstellenseitigen Ende des Systems für eine kurze Zeitperiode zu Beginn der ternären Datenübertragung zurückzustellen, weil es erforderlich ist, die Position des von der Nebenstelle übertragenen Synchronisationswortes zu verschieben, um es mit der richtigen Position des empfangenen Synchronisationswortes auszurichten, nachdem die Übertragung ohne diese Kenntnis in einer zufälligen Position gestartet wurde. Alternativ kann die Synchronisation vor der ternären Übertragung dadurch erzielt werden, daß Signale in die binären Lernfolgen eingeführt werden oder daß die Übertragung von ternären Daten in der Richtung von der Nebenstation zur Hauptstation zurückgestellt wird, bis die Nebenstation eine Rahmensynchronisation erzielt.
Es sei bemerkt, daß diese Technik auch an der Hauptstation verwendet werden kann, um ein Bündel von Fehlern auszugleichen, die auftreten könnten, während das Synchronisationswort empfangen wird, was dazu beitragen würde, die Fehlererstreckung in den Entscheidungs-Rückführungs-Entzerrer zu verhindern, wobei dies bekannt ist.
Wir betrachten nunmehr die Definition und Lage des Hochpaß- Digitalfilters bezüglich der Fig. 4. Nachdem die zu übertragenden Daten codiert wurden, wie dies beschrieben wurde, werden sie einer Impulsformerschaltung zugeführt. Diese Schaltung verhält sich wie ein Filter mit endlicher Impulsantwort, das mit einer Rate arbeitet, die dem N-fachen der Symbolrate entspricht, und durch Symbole mit einer Breite von 1/N Symbolperioden und mit einer Amplitude von +1,0 oder -1 erregt wird. Im einfachsten Fall erzeugt dieses Filter einen Rechteckimpuls mit einer Breite von einer Symbolperiode. Um das Spektrum des übertragenen Signals zu steuern, wird jedoch eine kompliziertere Impulsformerschaltung verwendet. Diese erzeugt für eine isolierte '1' einen Impuls mit gerader Symmetrie und typischerweise mit einem Spektrum, das (nach wiederholter Seitenbandentfernung) auf einen Bereich zwischen Gleichspannung und einer Frequenz beschränkt ist, die die halbe Baudrate der Daten überschreitet, jedoch allgemein unter einem Viertel der Abtastfrequenz des Impulsformungsfilters liegt.
Die Pilotton-Generatorschaltung 42 erzeugt ein Tonsignal, das im einfachsten Fall eine kontinuierliche Folge von abwechselnden Datenelementen +1, -1 ist, deren Übergänge im Mittelpunkt der eine gerade Symmetrie aufweisenden Datenimpulse auftreten. Diese Folge könnte gemäß Fig. 2 gefiltert werden. Alternativ kann bei einer digitalen gerätemäßigen Ausführung der Pilotton als eine Folge von diskreten Abtastproben erzeugt werden, die sehr eng an eine reine Sinusschwingung angepaßt sind.
Wir betrachten nun anhand der Fig. 4 eine einfache gerätemäßige Ausführung der Senderseite, die von der der Fig. 1 abweicht. Hier werden die Quellendaten Si über die Impulsformerschaltung 41 einem Eingang eines Addierers 43 zugeführt, dessen anderem Eingang der Ausgang der Pilotton-Generatorschaltung 42 zugeführt wird. Der Ausgang des Addierers wird über ein Filter 44 mit der Charakteristik (1-Z&supmin;¹)/(1-hZ&supmin;¹) zugeführt, das einen Digital-/Analogwandler 45 speist, dessen Ausgang über ein Tiefpaßfilter 46, einen Leitungsverstärker 47 und eine Hybridschaltung 48 der Leitung zugeführt wird. Obwohl Fig. 4 ein Hochpaßfilter 44 zeigt, kann dieses Filter im einfachsten Fall fortgelassen werden, wie in Fig. 1. Wenn das Filter im Sender nicht verwendet wird, so wird die Folge von Datenwerten von dem Addierer direkt dem Digital-/Analogwandler zugeführt. Ein derartiges Filter kann jedoch, wie in Fig. 4 gezeigt, dazu verwendet werden, die Eigenschaften des übertragenen Signals zu ändern. Dies wird ausführlicher in Kombination mit der Beschreibung des Hochpaßfilters in dem Empfänger beschrieben.
In der einfachsten Form des Systems ist das digitale Hochpaßfilter lediglich in den Empfängerpfad eingefügt, Block 28 in Fig.
2. Dieses Filter weist die Form (1-Z&supmin;¹)/(1-kZ&supmin;¹) auf, worin Z&supmin;¹ eine Verzögerung von einer Symbolperiode darstellt. Dieses Filter kann in der in Fig. 5 gezeigten Weise unter Verwendung von zwei Verzögerungen realisiert werden, die jeweils ein Datenwort speichern. Die erste Schaltung erzielt die Zählerfunktion, die eine Differenzbildung über eine Symbolperiode der empfangenen Daten ist. Die zweite Schaltung führt die Nennerfunktion aus, eine verlustbehaftete Integration des Ausganges von dem Differentiator. Der Frequenzgang des Filters für Werte k = 0, 1/2, 3/4 ist in Fig. 6 angegeben. Für 0≤k< 1 beseitigt das Filter aus dem empfangenen Signal jede Gleichspannungskomponente aufgrund der Analog-/Digital-Wandlung und/oder eines arithmetischen Abbruchs. Ein weiterer wichtiger Zweck dieses Filters besteht darin, die Rate zu vergrößeren, mit der das Ende des übertragenen Impulses abfällt, um auf diese Weise die Anzahl der Anzapfungen in dem Echokompensator und Entzerrer zu verringern.
Mit einem Wert von k=0 entspricht das Filter dem nach der vorstehend genannten US-Patentschrift 4 539 675, und die Länge des Echokompensators und Entzerrers ist in maximaler Weise verringert. Dies wird mit dem Nachteil einer vergrößerten Empfindlichkeit des Empfängers gegenüber Hochfrequenz-Störquellen und eines Übersprechens von ähnlichen Systemen in der Nähe erkauft. Der Wert von k, der eine wesentliche Verringerung der Impulslänge bei geringerer Beeinträchtigung der Betriebseigenschaften ergibt, ist k=0,5 oder 0,75.
Das Filter in dem Empfänger kann auch im Übertragungspfad angeordnet sein. In diesem Fall hat das Empfängerfilter eine sehr lange Zeitkonstante. Wenn das Sendefilter einen Koeffizienten von h=1/2 aufweist und das Empfängerfilter einen Koeffizienten k=63/64 aufweist, so ist das Gesamt-Impulsansprechverhalten am Ausgang des Hochpaßfilters des Empfängers ähnlich dem, wie es erzielt wird, wenn lediglich ein Empfangsfilter mit dem Koeffizienten von k=0,5 verwendet wird.
Der Vorteil der Anordnung dieses Filters am Sender hängt von der Störumgebung auf dem Kabel und von den auf dem Kabel erforderlichen Signalcharakteristiken ab. Der Spitzenausschlag des Signals an dem Analog-/Digital-Wandlereingang verglichen mit der Amplitude des Zeitabschnittes des Impulses, der von einem ähnlichen entfernt angeordneten Sender empfangen wird ist ein wesentlicher Parameter. Dies ist eng auf den Scheitelfaktor des empfangenen Signals bezogen, der als das Verhältnis von Spitzenwert zu Effektivwert der Schwingungsform definiert ist.
Bei einem Filterkoeffizienten von h=1 am Sender ist das übertragene Symbol ein Doppelimpuls und das Codespektrum wird äquivalent zu dem gut bekannten Code mit abwechselnder Zeicheninvertierung (alternate mark inversion), und es weist identische Eigenschaften auf. Der Scheitelfaktor des Signals am Analog-/Digital-Eingang ist angenähert 6 dB niedriger als für das ungefilterte zufällige ternäre Signal für die eine gleiche Größe aufweisende Amplitude des Impulszeitabschnittes. Mit einem Filterkoeffizienten von h=0,5 am Sender werden niederfrequente Komponenten des Codes ebenfalls beträchtlich verringert und der Scheitelfaktor des übertragenen Signals wird um ungefähr 3 dB verglichen mit dem Fall von ungefilterten zufälligen Ternärdaten verringert.
Das Hochpaßfilter kann gleichmäßig zwischen dem Sender und Empfänger aufgeteilt werden, mit h=k=3/4 als Filterkoeffizient, um eine gewisse Verringerung des Sender-Scheitelfaktors zu erzielen, während gleichzeitig ein gewisses Ausmaß an Niederfrequenz-Störunterdrückung am Empfänger aufrechterhalten wird.
Wir betrachten nunmehr die Verwendung des Pilotton-Koeffizienten zur Steuerung der Zeitsteuerungsableitung. Die oben erwähnte britische Anmeldung Nr. 21 61 676 A beschreibt eine Technik, bei der ein Pilotkoeffizient in den Entzerrer eingeführt wird, damit dieser als Phasendiskriminator mit einer Amplitude arbeitet, die mit der zeitlichen Versetzung gegenüber dem idealen Abtastzeitpunkt ansteigt. In dieser Anmeldung wurde lediglich das Vorzeichen des Pilotkoeffizienten zu Intervallen verwendet, die durch die Frequenz des Rahmensynchronisationswortes definiert sind, und die Abtastzeit des Analog-/Digital-Wandler wurde um 1/128stel einer Symbolperiode schrittweise vorwärts oder rückwärts verändert.
Eine Verbesserung der Genauigkeit der Steuerung und eine Verringerung der Phasenschwankungen ergibt sich dadurch, daß eine Steuerung zweiter Ordnung verwendet wird, wodurch der Phasensprung proportional zum Phasenfehler abgeschätzt durch die Amplitude des Pilotkoeffizienten ist. Hierdurch wird jedoch eine Kompliziertheit eingeführt. Eine beträchtliche Verbesserung gegenüber dem grundlegenden Schema kann unter Inkaufnahme einer geringen Kompliziertheit durch eines der folgenden zwei Verfahren erzielt werden:
(i) Ein Phasensprung wird lediglich vorgenommen, wenn der Wert des Pilotkoeffizienten über den Bereich -P bis +P zur Zeit für den Phasensprung hinausgeht. Die Sprunggröße ist wie vorher auf +1/128 einer Symbolperiode festgelegt. Es ist vorteilhaft, den Pilotkoeffizienten auf Null zurückzusetzen, wenn ein Sprung vorgenommen wird.
(ii) Ein Akkumulator wird am Ausgang von dem Pilotkoeffizienten angeordnet. Lediglich wenn dieser Akkumulator über den Bereich +A bis -A zur Zeit für den Phasensprung hinausgeht, so wird ein Sprung vorgenommen, wobei in diesem Fall der Akkumulator rückgesetzt wird und die Phasensprungrichtung dem Vorzeichen des Akkumulators entspricht.
Wir betrachten nunmehr eine Alternative zur Verwendung des Pilottons, sobald das System gelernt hat, was es ermöglicht, daß der Ton nach dem Lernen entfernt wird und/oder daß eine Phasennachführung am vermittlungsseitigen (hauptstationsseitigen) Ende des Systems vorgesehen wird. Das Verfahren ist wie folgt:
Das Lernverfahren, das in der oben genannten britischen Anmeldung Nr. 21 61 676 A angegeben ist, wird bis zu dem Punkt durchgeführt, an dem die Duplexübertragung beginnen soll. Zu diesem Zeitpunkt folgt die teilnehmerseitige Zeitsteuerung der Vermittlungsstelle unter Verwendung des Pilottons nach und die vermittlungsstellenseitige Zeitsteuerung ist mit dem Abtastzeitpunkt synchronisiert, der durch die Simplex-Pilottonfolge zu Beginn des Lernvorganges festgelegt wurde.
Der erste Nach-Cursor C(1) wird dann ein einem 12-Bit-Register als 'Bezugs'-Wert gespeichert. Die Abtastzeit des Analog-/Digitalwandler wird dann so eingestellt, daß der Wert des Nach- Cursor-Koeffizienten auf diesem 'Bezugs'-Wert unter den Bedingungen der Vollduplex-Datenübertragung gehalten wird. Wenn daher der Nach-Cursor-Koeffizient C(1) den Bezugswert übersteigt, so wird die Abtastzeit vorverschoben, während, wenn der Nach- Cursor-Koeffizient mehr negativ wird, die Abtastzeit verzöget wird. Diese Technik kann an beiden Ende des Systems angewandt werden und hat viel Ähnlichkeit mit der Technik, die in der US-Patentschrift 4 539 675 beschrieben ist, mit der Ausnahme, daß der Wert des Koeffizienten, der durch die Zeitsteuerung aufrechterhalten wird, nicht zu Beginn voreingestellt wird, sondern aus dem Wert bestimmt wird, der dem Pilotton-Nulldurchgang entspricht, der während des Lernzeitraumes festgelegt wurde. Hierbei wird die Annahme gemacht, daß das Ansprechverhalten des Übertragungskanals die Form aufweist, die in Fig. 7 angegeben ist und einen im wesentlichen monotonen Abfall in dem Bereich eines Symbols nach dem Zeitabschnitt des Impulses aufweist.
Die gerätemäßige Ausführung erfordert, daß der Nach-Cursor- Koeffizient von dem Bezugswert unter Verwendung von beispielsweise Zweier-Komplement-Logik subtrahiert wird und daß der Wert dieser Differenz dazu verwendet wird, festzulegen, ob ein Sprung auftritt, wie groß die Sprunggröße ist und welche Richtung dieser Sprung hat, und zwar mit Hilfe der gleichen Techniken, wie sie bereits für die Steuerung der Zeitsteuerung von dem Pilotkoeffizienten direkt beschrieben wurden.
Wir beschreiben nunmehr ein Verfahren zur Verringerung der Anzahl von Komponenten, die in dem Echokompensator oder Entzerrer erforderlich sind, um das Ende der Impulsantwort mit sowenig Bauteilen wie möglich abzuschätzen.
Es wurde vorgeschlagen, daß die Verwendung eines Hochpaßfilters nach dem Analog-/Digitalwandler oder in dem Sender zu einer brauchbaren Verringerung der Anzahl der Anzapfungen führt, die in dem Echokompensator für einen vorgegebenen Wert der Kompensation erforderlich sind. Im folgenden wird definiert, warum dies der Fall ist, und es wird ein alternatives Verfahren der Verwendung des Hochpaßfilters unter Verwendung einer Anzapfungsinterpolation hinsichtlich des Endes des Impulsantwortverhaltens beschrieben. In dem folgenden Text wird lediglich auf das Transhybrid-Ansprechverhalten Bezug genommen, doch sind die Techniken in gleicher Weise in dem Entzerrer anwendbar.
Die Impulsantwort h(t) des Hybrid-Ansprechverhaltens sei zu diskreten Zeitintervallen (T), die einer Symbolperiode entsprechen, definiert.
h(t=0) = h(0) h(t=T) = h(1) . . . . h(t=nt) = h(n).
Wenn dieses Ansprechverhalten nach der Analog-/Digitalwandlung dadurch hochpaßgefiltert wird, daß eine Abtastprobe von der nächsten unter Verwendung des Filters 1-Z&supmin;¹ subtrahiert wird, so wird die Hybridschaltungs-Impulsantwort nach dem Filter zu h(0), h(1)-h(0), h(2)-h(1) . . . . h(n)-h(n-1).
Es seien M Kompensatoranzapfungen k(0), k(1), k(2) . . . k(M-1) vorgesehen und es sei angenommen, daß die Anzapfungen so anzupassen sind, daß sie das entsprechende Hybridschaltungs-Ansprechverhalten anpassen, so ist der unkompensierte Fehler, der sich aufgrund der endlichen Anzahl von Anzapfungen ergibt, im schlimmsten Fall gleich der Summe der Größen der Impulsantworten an den Abtastzeitpunkten von der Zeit t=m bis ∞.
Ohne das Hochpaßfilter ist dies:
Mit dem Filter werden diese Restausdrücke zu:
Wenn die Impulsantwort nach M Symbolperioden im wesentlichen ein abklingendes Exponential ist, so sind die Differenzausdrücke kleiner als die ungefilterten Ausdrücke, und somit kann, wenn das Filter verwendet wird, die Anzahl der Anzapfungen für ein vorgegebenes Ausmaß der Impulsende-Kompensation verringert werden.
Die Verwendung des Hochpaßfilters führt zu einer Verringerung der Anzahl der erforderlichen Anzapfungen, weil ein Abschneiden von Anzapfungen zu unkompensierten Ausdrücken im Transhybrid- Ansprechverhalten führt, die aus einen Abstand aufweisenden Symbol-Differenzausdrücken des Impulsendes des Transhybrid- Ansprechverhaltens bestehen. Eine Alternative zum Filter ist daher eine Echokompensationsstruktur, die zu ähnlichen Differenzausdrücken führt. Eine derartige Struktur ist in Fig. 8 gezeigt. Für die Zwecke dieser Erläuterung sei angenommen, daß das Digitalfilter dadurch als beseitigt betrachtet wird, daß der Wert von k auf 1 gesetzt wird.
Zwei Arten von Koeffizienten sind gezeigt, wobei die Anzapfungen 0 bis (M-2) Standardform aufweisen. Die Anzapfung (M) hat ebenfalls Standardform, doch wird der Wert der Anzapfung (M) auch für die Auswertung der Faltungssumme verwendet, anstatt getrennte adaptive Anzapfungen für die Zeit (M-1) und (M+1) vorzusehen. Daher werden die Anzapfungen (M-1) und (M+1) von der Anzapfung (M) interpoliert und entsprechend werden ein Multiplizierer, ein Addierer und ein Koeffizientenspeicher in jedem Fall eingespart. Diese Kombination einer üblichen adaptiven Anzapfung mit zwei interpolierten Anzapfungen (eine 'Dreifachanzapfung') wird dann wiederholt, bis die unkompensierten Ausdrücke in dem Transhybrid-Ansprechverhalten vernachlässigbar werden.
Daher ist bei M-1 üblichen Anzapfungen (0 bis M-2) und X Dreifachanzapfungen der Kompensatorfehler aufgrund der Interpolation von der Form:
h(M)-h(M-1), h(M)-h(M+1) für die erste Dreifachanzapfung.
h(M+3)-h(M+2), h(M+3)-h(M+4) für die zweite Dreifachanzapfung.
h(M+6)-h(M+5), h(M+6)-h(M+7) für die dritte Dreifachanzapfung.
Mit zufälligen Daten mit einem Wert +/-1 oder Null wird der Kompensatorfehler aufgrund der Interpolation und des Abschneidens mit X-Dreifachanzapfungen und M-1 üblichen Anzapfungen für den schlimmsten Fall zu:
Der linke Ausdruck ist die Summe der einen Abstand aufweisenden Symboldifferenzausdrücke des Transhybrid-Ansprechverhaltens, wobei jede dritte Differenz fortgelassen wird, so daß er kleiner als für den Fall mit dem vorstehend beschriebenen differenzierenden Filter ist. In der Praxis wird eine ausreichende Anzahl von Dreifachanzapfungen verwendet, damit der rechte Ausdruck vernachlässigbar wird.
Ein Beispiel einer praktischen Anwendung einer derartigen Struktur würde der Fall sein, in dem das Hochpaßfilter mit einem Wert des Nennerkoeffizienten von k=0,5 beibehalten wird. Die Anzahl der üblichen Anzapfungen ist M=20 und die Verwendung der Dreifachanzapfungen ist X=8. Daher ersetzt der Dreifachanzapfungsabschnitt die üblichen Anzapfungen 20 bis 44.
Fig. 9 zeigt eine Anordnung, die ähnlich der nach Fig. 8 ist, wobei jedoch 'Zweifach'-Koeffizienten anstelle der Dreifach- Koeffizienten nach Fig. 8 verwendet werden. Diese Anordnung arbeitet in ähnlicher Weise wie die nach Fig. 8.
Weitere Strukturen dieser Art, die ähnliche Ergebnisse liefern, sind ebenfalls möglich. Fig. 9 weist eine Struktur auf, bei der die gleiche Anzapfung als Grundlage für die Interpolation der folgenden Anzapfung verwendet wird, so daß mehr Schaltungen erforderlich sind als bei der Dreifach-Anzapfungsstruktur, doch ergeben sich Restausdrücke, wie weiter unten, bei denen jede zweite Differenz von dem Restfehler beseitigt ist. Mit M üblichen adaptiven Anzapfungen und Y Doppelanzapfungen ist der Kompensatorfehler aufgrund der Interpolation und des Abschneidens für den schlimmsten Fall gleich:
Weitere Alternativen, die eine höhere Genauigkeit ergeben, sind sind:
(i) Interpoliere den Wert der geradzahlig bezifferten Anzapfungen nach der m-ten Anzapfung durch Hinzufügung der beiden ungeraden Anzapfungen auf beiden Seiten und durch Division durch 2.
k(i)=k(i-1)+k(i+1) für ausschließlich gerade i (Fig. 10).
(ii) Verwende nach der m-ten Anzapfung den gleichen Anzapfungswert für gerade und ungerade Verzögerungen und passe den Anzapfungswert in Abhängigkeit von der Summe der beiden benachbarten Datenwerte an. Die Anzapfung paßt sich auf einen Wert in der Mitte zwischen den beiden Idealwerten an, so daß:
k(i) = k(1+1) = (h(i)-h(i+1)))/2 (Fig. 11).

Claims

1. Datenübertragungssystem, bei dem die zu übertragenden Daten im Digitalformat vorliegen und jedes Digitalbit dieser Daten über die Leitung in einem Analogformat übertragen wird, bei dem zur Aufrechterhaltung einer Synchronisation zwischen den Enden des Systems Einrichtungen vorgesehen sind, um zusammen mit den Daten einen Pilotton auszusenden, der in der übertragenen Form ebenfalls in Analogformat vorliegt und eine Amplitude aufweist, die verglichen mit der Amplitude des Datensignals klein ist, bei dem die Pilottonfrequenz eine feste und bekannte Beziehung zur Datenbitrate aufweist, so daß die Hinzufügung des Pilottons eine geringe oder keine Vergrößerung der Bandbreite hervorruft, bei dem die Abtastung des Datensignals am Empfangsende unter der Steuerung eines örtlichen Taktgebers (25,26) erfolgt, dessen Abgleich in Abhängigkeit von dem erfaßten Pilotton durchgeführt wird, wobei diese Erfassung gleichzeitig mit der der Datensignal durchgeführt wird, bei dem zur Durchführung des Abgleichs Einrichtungen zum Vergleich des örtlichen Taktes mit dem empfangenen und erfaßten Pilotton vorgesehen sind, wobei die Zeitsteuerung des örtlichen Taktgebers in Abhängigkeit von den Ergebnissen des Vergleichs eingestellt wird, um eine Synchronisation aufrechtzuerhalten, und bei dem der Empfangspfad des Empfangsendes aufeinanderfolgend ein Tiefpaßfilter (24), dem die empfangenen Symbole von einer mit der Leitung verbundenen Hybridschaltung (22) zugeführt werden, eine Abtast- und Halte- oder äquivalente Schaltung (25), die die Werte der Symbole bestimmt und unter der Steuerung des örtlichen Taktgebers arbeitet, einen Analog-/Digitalwandler (27), dem der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung zugeführt wird, und ein Hochpaßfilter (28) einschließt, dessen Eingang der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung (25) zugeführt wird, wobei der Ausgang des Hochpaßfilters einem der Eingänge eines Subtrahierers (23A) zugeführt wird, dessen anderem Eingang ein Eingang von einer Echo-Nachbildung (23) zugeführt wird, und worin die Betriebseigenschaften des Hochpaßfilters (28) durch den Ausdruck:

definiert sind, wobei dieses Filter dazu dient, aus dem empfangenen Signal irgendeine Gleichspannungskomponente aufgrund der Analog-/Digitalwandlung und/oder eines arithmetischen Abbrechfehlers zu entfernen und die Rate zu vergrößeren, mit dem das Ende des übertragenen Impulses abfällt.

2. System nach Anspruch 1, bei dem Einrichtungen vorgesehen sind, um das Auftreten von Fehlern zu verringern, wenn der Wert eines zu empfangenden Symbols sicher vorhersagbar ist, wie dies der Fall ist, wenn ein Synchronisationswort empfangen wird, wobei die Einrichtungen zum Vergleich des Wertes dieses Symbols mit dem was er sein sollte, und zur Übersteuerung des empfangenen Wertes vorgesehen sind, wenn dieser von dem vorhergesagten Wert abweicht, wobei diese Einrichtungen weiterhin so ausgebildet sind, daß wenn ein derartiger Fehler festgestellt wird, diese Feststellung zur schrittweisen Verringerung eines Vertrauensmaß-Wertes in einer Synchronisationslagen- und Überprüfungsschaltung verwendet wird, während der Vertrauensmeßwert im Fall einer korrekten Feststellung an der richtigen zeitlichen Lage des Synchronisationswortes schrittweise weitergeschaltet wird, und bei dem der Vorgang der Verringerung des Auftretens von Fehlern dazu verwendet wird, den Empfänger zu schützen, wenn ein Phasensprung des örtlichen Taktgebers vorgenommen wird, und daß Einrichtungen vorgesehen sind, die von dem Empfänger unmittelbar vor dem Auftreten des Phasensprunges ein spezielles Null-wertiges Rahmensynchronisationswort übertragen, wobei die kombinierte Fehlerhäufigkeits-Verringerungsoperation die Auswirkung von Phasenzeitsprüngen auf die Betriebsleistung des Systems verringert.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Senderseite einer Station des Systems einen Addierer (43), der den Dateneingang (41) und den Pilotton (42) summiert, und ein jeweiliges Hochpaßfilter (44) einschließt, dem der Ausgang des Addierers zugeführt wird, wobei der Ausgang des jeweiligen Hochpaßfilters einem Digital-/Analogwandler (45) zugeführt wird, dessen Ausgang der Hybridschaltung (48) zugeführt wird.

4. System nach Anspruch 3, bei dem der Ausgang des Digital-/ Analogwandlers (45) der Hybridschaltung (48) über ein Tiefpaßfilter (46) und einen Leitungsverstärker (47) zugeführt wird.

5. System nach Anspruch 3, bei dem die Eigenschaften des Sender-Hochpaßfilters (44) durch die folgende Gleichung definiert sind:

(1-Z&supmin;¹)/(1-hZ&supmin;¹).

6. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem jede der Stationen des Systems gerätemäßig in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt ist.

7. System nach Anspruch 1, bei dem ein Entscheidungs-Rückführungs-Entzerrer (30) in einer Echokompensationsschaltung am Empfangsende verwendet wird, wobei der Pilotton in dieser Schaltung verwendet wird, und worin der Abgleich des örtlichen Taktgebers schrittweise erfolgt, wobei die Abgleichrichtung von der Richtung einer festgestellten Diskrepanz abhängt, und bei dem der Abgleich lediglich dann durchgeführt wird, wenn der Wert des Pilottonkoeffizienten, der in der Entscheidungs-Rückführungs-Entzerrungsschaltung verwendet wird, einen voreingestellten Wert überschreitet.

8. System nach Anspruch 7, bei dem der Pilottonkoeffizient lediglich dann auf Null zurückgesetzt wird, wenn ein Phasensprung vorgenommen wird.

9. System nach Anspruch 1, bei dem ein Pilottonkoeffizient in einer Echokompensationsschaltung verwendet wird, wobei ein Akkumulator mit dem Ausgang der Schaltung verbunden ist, die den Pilottonkoeffizienten erzeugt, und bei dem der Abgleich des örtlichen Taktgebers nur dann erfolgt, wenn der Inhalt des Akkumulators einen voreingestellten Wert überschreitet, wobei in diesem Fall der Akkumulator auf Null zurückgesetzt wird.

10. System nach Anspruch 1, bei dem eine Bitsynchronisierung zwischen den beiden Enden des Systems beim Einschalten oder bei einem Verlust der Rahmensynchronisation durch die Ausführung einer Lernfolge ausgebildet wird, während der der Abgleich des örtlichen Taktgebers auf der Grundlage der Verwendung des Pilottons durchgeführt wird, und bei dem nach Erreichen der Synchronisation die Übertragung des Pilottons beendet wird, worauf bin zur Verwendung in dem Nebenstationsende bestimmter Koeffizient in einem Speicher gespeichert und als Bezugswert für die weitere Aufrechterhaltung der Synchronisation verwendet wird.

11. System nach Anspruch 10, bei dem die genannte Technik auch am Hauptstationsende des Systems verwendet wird.

12. System nach Anspruch 1, bei dem ein Echokompensator mit einer Vielzahl von Koeffizienten an jedem Ende des Systems verwendet wird, und bei dem der Kompensator ein ein endliches Impulsansprechverhalten aufweisendes Filter einschließt, das im Fall des Kompensators das Transhybrid-Ansprechverhalten nachbildet oder im Fall eines Entscheidungs-Rückführungs-Entzerrers des Kompensators das Übertragungsansprechverhalten nachbildet, und wobei der Kompensator Koeffizienten einschließt, die durch eine Interpolation von benachbarten Koeffizienten abgeleitet sind, die gemäß des Gradienten des Anzapfungsfehlers angepaßt sind.