DE19822374C2 - Tastverhältnis-Steuerpufferschaltung mit selektiver Frequenzteilungsfunktion - Google Patents
Tastverhältnis-Steuerpufferschaltung mit selektiver FrequenzteilungsfunktionInfo
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- DE19822374C2 DE19822374C2 DE19822374A DE19822374A DE19822374C2 DE 19822374 C2 DE19822374 C2 DE 19822374C2 DE 19822374 A DE19822374 A DE 19822374A DE 19822374 A DE19822374 A DE 19822374A DE 19822374 C2 DE19822374 C2 DE 19822374C2
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- H03K5/156—Arrangements in which a continuous pulse train is transformed into a train having a desired pattern
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Pulse Circuits (AREA)
Description
Die Erfindung ist mit der U.S. Patentanmeldung, Seriennr.
09/026.843, mit dem Titel "FREQUENCY MULTIPLICATION
CIRCUIT AND METHOD" verwandt, die am gleichen Tag für
Hwang-Cherng Chow et al. eingereicht würde. Der Inhalt
der obengenannten Anmeldung wird hierin zum Zwecke der
Bezugnahme zitiert.
Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen
integrierte CMOS-Schaltungen. Insbesondere betrifft die
vorliegende Erfindung eine integrierte CMOS-Schaltung zur
Einstellung des Tastverhältnisses von Taktsignalen mit
der zusätzlichen Möglichkeit einer selektiven
Frequenzteilung.
Eine Reihe von Parametern kann zur Beschreibung der
Merkmale eines elektrischen Signals verwendet werden. Zu
diesen Parametern zählen die Spannungsamplitude, die
Frequenz, die Periode, das Tastverhältnis und die
Einschaltzeit und Ausschaltzeit. Das Tastverhältnis ist
insbesondere für Signale mit einer digitalen oder
rechteckigen Wellenform relevant. Digitale oder
rechteckige Wellenformen wechseln normalerweise zwischen
einem niederen Spannungspegel und einem hohen
Spannungpegel, wobei der Übergang zwischen den
Spannungspegeln im wesentlichen plötzlich eintritt. Der
Begriff "Periode" bezieht sich auf die Dauer eines
einzigen Zyklus. Für jeden Zyklus bleibt eine digitale
oder rechteckige Wellenform für einen Teil der Periode
bei dem niederen Spannungspegel und für den Rest der
Periode bei dem hohen Spannungspegel. "Einschaltzeit"
bezeichnet die Zeitdauer, in der eine digitale oder
rechteckige Wellenform bei dem hohen Spannungspegel
bleibt, während "Ausschaltzeit" die Zeitdauer bezeichnet,
in der eine digitale oder rechteckige Wellenform bei dem
niederen Spannungspegel bleibt. "Tastverhältnis"
bezeichnet das Verhältnis der Einschaltzeit zu der Periode
und wird häufig in Prozent angegeben. Ein Signal mit
digitaler oder rechteckiger Wellenform kann ein
Tastverhältnis im Bereich von Null bis 100 Prozent haben.
In einigen Fällen kann das Tastverhältnis eines Signals
unvorhersagbar sein. Damit die Eigenschaften dieser Art
von Signal vorhersagbarer werden, ist es häufig
wünschenswert, das Tastverhältnis des unvorhersagbaren
Signals auf einen bekannten Wert wie 50 Prozent
einzustellen. Ein 50% Tastverhältnis liefert für jede
Periode eine gleiche Einschaltzeit und Ausschaltzeit.
Nach dem Stand der Technik wurden Verfahren zur Steuerung
des Tastverhältnisses eines Eingangssignals berichtet.
Zum Beispiel ist eine bekannte Weise zur Einstellung
eines Eingangssignals auf ein Ausgangssignal mit einem
50% Tastverhältnis die Verwendung eines
Phasenregelkreises (PLL). Wie in Fig. 1 dargestellt, wird
die ankommende Taktfrequenz (f) zunächst durch den PLL-
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) auf 2f verdoppelt
und dann mit einem 2 : 1 Teiler wie einem D-Flipflop
geteilt, um ein Ausgangssignal mit einem 50%
Tastverhältnis, wie auch ein Rückkopplungssignal mit 50%
Tastverhältnis zu dem PLL-Phasendetektor zu erhalten. Bei
dieser Art von Tastverhältnissteuerung gibt es jedoch
zwei Nachteile, die in der Folge beschrieben sind:
- 1. Der Energieverbrauch ist aufgrund des Betriebs der PLL-Schaltung bei der zweifachen Frequenz erhöht; und
- 2. Es ist eine komplexe analoge Konstruktion des VCO erforderlich, die sowohl hinsichtlich der Implementierungskosten als auch in bezug auf die "nutzbare Fläche" der integrierten Schaltung teuer ist.
Ein anderes Verfahren nach dem Stand der Technik zur
Steuerung des Tastverhältnisses eines Signals ist in U.S.
Patent 4.479.216 beschrieben, das an Krambeck et al.
erteilt wurde. Krambeck beschreibt eine Schaltung, wie in
Fig. 2 dargestellt, in der die Durchschnittsspannung (V+)
eines Ausgangsimpulstakts (bei Knoten t7) mit einer
Referenzspannung (VDD/2) in einem Operationsverstärker
verglichen wird. Der OPAMP-Ausgang (Vfb) wird zu
Transistoren MP2 und MP1 zurückgeleitet, um die
Zeitsteuerung der Taktimpulse zu ändern, die dem Pull-up-
Transistor MP1 und dem Pull-down-Transistor MP2
eingegeben werden, wodurch die Anstiegszeit und
Abfallzeit des Ausgangsimpulses bei Knoten t2 gesteuert
wird. Da die Betriebsfrequenz der gesamten Schaltung
dieselbe wie jene des Eingangstaktsignals ist, verbraucht
diese Schaltung weniger Energie als der zuvor
beschriebene frequenzverdoppelnde PLL nach dem Stand der
Technik. Diese Schaltung neigt jedoch unter bestimmten
Umständen zu einem Schleifenstabilitätsproblem. Zum
Beispiel kann das Tastverhältnis eines unvorhersagbaren
Eingangstaktsignals von 20 Prozent bis 80 Prozent
schwanken. Obwohl sich das Tastverhältnis ändern kann,
bleibt seine Frequenz gleich. Daher bleibt bei einer
vorbestimmten Betriebsfrequenz die Zeitkonstante des RC-
Tiefpaßfilters (Integierschaltung) gleich. Wenn daher ein
Eingangstaktsignal ein Tastverhältnis von mehr als 50
Prozent aufweist, neigt die offenbarte Schaltung zu einer
instabilen Schleifenfunktion. Die Instabilität tritt ein,
weil der NMOS-Transistor der Eingangsstufe (MN2) über
einen längeren Zeitraum eingeschaltet sein kann, als das
Rückkopplungssignal Vfb über den Transistor MN1 steuern
kann.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein
verbessertes Verfahren und eine verbesserte Schaltung zur
Einstellung des Tastverhältnisses eines Taktsignals zu
schaffen, welche die wesentlichen Nachteile nach dem
Stand der Technik beseitigen, nämlich: (1) weniger
Energie als der frequenzverdoppelnde PLL zu verbrauchen;
und (2) eine stabile Schleifenfunktion unabhängig von dem
Tastverhältnis des Eingangssignals zu liefern.
Gemäß einem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung ist ein Tastverhältnis-
Steuerpuffer so aufgebaut, daß er einen Flankendetektor,
einen monostabilen Multivibrator mit
Impulsbreitensteuerung, einen Inverter, einen Integrator,
einen Operationsverstärker und eine Rückkopplungsschleife
zu der Impulsbreitensteuerschaltung umfaßt. Ein
unvorhersagbares Taktsignal wird dem Flankendetektor
eingegeben, der ein monostabiles Ausgangssignal für jeden
Übergangszyklus des Eingangstaktsignals erzeugt. Das
monostabile Signal wird durch den monostabilen
Multivibrator zu einem impulsbreitengesteuerten,
rechteckigen Taktsignal umgewandelt und dann durch den
Inverter invertiert. Die Inversion bewirkt, daß das
Tastverhältnis des rechteckigen Taktsignals invertiert
oder komplementiert ist. Der invertierte Ausgang wird
dann integriert, um eine Durchschnittsspannung des
invertierten, rechteckigen Taktsignals abzuleiten. Die
erhaltene Durchschnittsspannung wird einer Seite eines
Operationsverstärkers eingegeben, wo sie mit einer
Referenzspannung verglichen wird, die der anderen Seite
des Operationsverstärkers eingegeben wird. Die
Referenzspannung wird im voraus auf einen gewünschten
Tastverhältniswert eingestellt; z. B. ergibt eine
Referenzspannung gleich der Versorgungsspannung VDD,
geteilt durch 2 (VDD/2) ein eingestelltes Tastverhältnis
von 50%.
Der Differentialausgang des Operationsverstärkers wird
als negatives Rückkopplungssteuersignal zu der
Impulsbreitensteuerschaltung in dem monostabilen
Multivibrator verwendet. Wenn daher das Tastverhältnis
des Eingangstakts größer als gewünscht ist, bewirkt das
Rückkopplungssteuersignal, daß die Impulsbreite (und das
Tastverhältnis) abnimmt, bis sie (es) einen Wert eines
stationären Zustands erreicht, wie durch die
Referenzspannung bestimmt ist. Wenn im Gegensatz dazu das
Tastverhältnis des Eingangstakts kleiner als gewünscht
ist, bewirkt das Rückkopplungssteuersignal, daß die
Impulsbreite (und das Tastverhältnis) zunimmt, bis sie
(es) einen Wert eines stationären Zustands erreicht, wie
durch die Referenzspannung bestimmt ist. Ferner ist
aufgrund der Wirkung des Flankendetektors die
Rückkopplungsschleifenstabilität der erfindungsgemäßen
Schaltung nicht durch die Impulsbreite/das
Tastverhältnis des Eingangstaktsignals beeinträchtigt.
Eine selektive Frequenzteilerschaltung kann mit dem
erfindungsgemäßen Tastverhältnis-Steuerpuffer kombiniert
werden, um eine effiziente Schaltung sowohl zur
Frequenzteilung als auch zur Tastverhältnissteuerung zu
erhalten. In diesem Fall bearbeitet der Frequenzteiler
ein Eingangstaktsignal, bevor dessen Übergang von dem
Flankendetektor erfaßt wird. Das Tastverhältnis des
monostabilen Ausgangs des Flankendetektors würde dann bei
der bearbeiteten Frequenz wie zuvor beschrieben gesteuert
werden.
Veranschaulichende Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung werden im Anschluß in Verbindung mit den
folgenden Zeichnungen ausführlicher beschrieben.
Fig. 1 ist ein frequenzverdoppelnder Phasenregelkreis
nach dem Stand der Technik.
Fig. 2 ist eine Spannungsvergleichsschaltung nach dem
Stand der Technik.
Fig. 3 ist ein erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
eines Tastverhältnis-Steuerpuffers mit einer selektiven
Frequenzteilungsfunktion gemäß der vorliegenden
Erfindung.
Fig. 4a ist eine erste TYP I monostabile Schaltung.
Fig. 4b ist eine zweite TYP I monostabile Schaltung.
Fig. 5 ist ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel
eines Tastverhältnis-Steuerpuffers mit einer selektiven
Frequenzteilungsfunktion gemäß der vorliegenden
Erfindung.
Fig. 6a ist eine erste TYP II monostabile Schaltung.
Fig. 6b ist eine zweite TYP II monostabile Schaltung.
Fig. 7a und 7b zeigen Impulspläne für monostabile
Schaltungen sowohl vom TYP I (Fig. 7a) als auch vom TYP
II (Fig. 7b)
Fig. 8 und 9 zeigen Simulationstestergebnisse für eine
Schaltung nach dem Stand der Technik mit einem 50 MHz
Eingangstakt und 10 bzw. 80 Prozent Tastverhältnis (N =
1)
Fig. 10 und 11 zeigen Simulationstestergebnisse für die
vorliegende Erfindung mit einem 50 MHz Eingangstakt und
10 bzw. 80 Prozent Tastverhältnis (N = 1)
Fig. 12 zeigt eine 50 Prozent Tastverhältnis-Einstellung
eines 100 MHz Eingangstakts (N = 1) gemäß der
vorliegenden Erfindung.
Fig. 13 zeigt eine 50 Prozent Tastverhältnis-Einstellung
eines 20 MHz Eingangstakts unter Verwendung der zweiten
TYP I monostabilen Schaltung (N = 1) gemäß der
vorliegenden Erfindung.
Fig. 14 zeigt den simulierten Betrieb eines 3 : 1
Frequenzteilers (N = 3) mit einem Ausgang mit 50 Prozent
Tastverhältnis gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer
Tastverhältnis-Steuerpufferschaltung mit einer selektiven
Frequenzteilungsfunktion gemäß der vorliegenden
Erfindung. Die grundlegende Funktionsweise jedes
Funktionsblocks in Fig. 3 ist in der Folge
zusammengefaßt:
Dieser Funktionsblock ist eine Frequenzsteuerung. Das
heißt, die Finit-Zustand-Vorrichtung arbeitet nach der
Frequenz (f) des Eingangstaktsignals, wobei sie nur einen
Taktimpuls für N Eingangstaktimpulse ausgibt, wobei N <=
1. Daher ist die Frequenz des Taktsignals aus der Finit-
Zustand-Vorrichtung gleich f/N.
Dieser Funktionsblock ist entweder ein
Anstiegsflankendetektor oder ein Abfallflankendetektor,
der die Übergangsflanke des Ausgangstaktsignals f/N der
Finit-Zustand-Vorrichtung erfaßt und seinerseits einen
monostabilen Impulsfolgenausgang (Z) erzeugt. Es ist
wichtig, daß die monostabile Ausgangsimpulsfolge dieselbe
Frequenz wie der Eingangstakt f aufweist, aber das
Tastverhältnis der monostabilen Impulsfolge deutlich
kleiner als 50% ist. Diese Funktion kann mit einem
einfachen NOR-Glied (oder NAND-Glied) und zugehörigen
Verzögerungselementen ausgeführt werden.
Dieser Funktionsblock erzeugt ein Ausgangssignal W, wenn
er durch den monostabilen Impulsfolgeneingang (Z)
angesteuert wird. Die Impulsbreite des ausgegebenen
Signals W wird durch die Rückkopplungsspannung Vfb in
Verbindung mit dem PMOS P1 und dem Schmitt-Trigger
gesteuert. Als Alternative kann ein Inverter anstelle des
Schmitt-Triggers verwendet werden.
Dieser Funktionsblock invertiert das monostabile
Ausgangssignal (W) zur Ausgabe eines Taktsignals f0 (bei
Knoten t7), dessen Tastverhältnis das Komplement des
Tastverhältnisses des monostabilen Ausgangssignals (W)
ist.
Dieser Funktionsblock integriert das endgültige
Ausgangstaktsignal f0 bei Knoten t7 und gibt die
Durchschnittsspannung (V+) dieses integrierten Signals an
den positiven Eingang des Operationsverstärkers (OPAMP)
aus. Damit das endgültige Ausgangstaktsignal f0 bei einem
50 Prozent Tastverhältnis arbeitet, muß die
Durchschnittsspannung V+ gleich VDD/2 sein.
Dieser Funktionsblock kann ein
Hochleistungsoperationsverstärker oder ein
Differentialverstärker sein, wobei der negative Eingang
eine vorbestimmte Referenzspannung (Vref) empfängt. Der
Ausgang dieses OPAMP ist eine Steuerspannung (Vfb), die
zu der Differenz zwischen V+ und Vref proportional ist
und zu der monostabilen Kippstufe zurückgeleitet wird, um
die Einschaltstabilität des PMOS P1 einzustellen. Für ein
Tastverhältnis von 50% wird Vref auf VDD/2 eingestellt.
Die zuvor beschriebenen Funktionsblöcke 2, 3, 4 und 5
umfassen eine Tastverhältnis-Steuerpufferschaltung gemäß
der vorliegenden Erfindung. Kurz gesagt, dieser
Tastverhältnis-Steuerpuffer stellt das Tastverhältnis
eines Eingangstaktsignals über eine geschlossene
Regelkreisfunktion automatisch ein. Der gewünschte.
Tastverhältniswert wird durch die Referenzspannung Vref
bestimmt. Die Betriebsmerkmale des erfindungsgemäßen
Tastverhältnis-Steuerpuffers werden in der Folge
ausführlicher beschrieben.
Zur Darstellung der Funktionsweise des Tastverhältnis-
Steuerpuffers werden zwei Beispiele verwendet: (1) Das
Tastverhältnis ist größer als gewünscht, und (2) das
Tastverhältnis ist kleiner als gewünscht.
- 1. Wenn das Tastverhältnis größer als gewünscht ist, ist die Durchschnittsspannung (V+), die von dem Ausgangstaktsignal f0 durch die Integrierschaltung abgeleitet wird, größer als die Referenzspannung Vref. Wenn die Durchschnittsspannung V+ von der Integrierschaltung größer als Vref ist, gibt der OPAMP eine Rückkopplungssteuerspannung (Vfb) mit erhöhter Amplitude aus. Der Anstieg in Vfb am Gate von PMOS P1 bewirkt eine Abnahme der Einschaltstabilität von PMOS P1. Daher wird der Spannungswert bei Knoten t2 langsamer auf VDD hochgezogen. Dadurch hat das Ausgangssignal W von der monostabilen Kippstufe eine größere Impulsbreite. Das Signal (W) wird dann invertiert, so daß das erhaltene Ausgangssignal (f0) bei Knoten t7 eine geringere Impulsbreite aufweist. Daher nimmt die Durchschnittsspannung V+, die von dem Ausgangstaktsignal f0 durch die Integrierschaltung abgeleitet wird, ab, bis das gewünschte Tastverhältnis erreicht ist (stationärer Zustand), wie durch den Wert der Referenzspannung Vref bestimmt wird.
- 2. Wenn das Tastverhältnis kleiner als gewünscht ist, ist die Durchschnittsspannung (V+), die von dem Ausgangstaktsignal f0 durch die Integrierschaltung abgeleitet wird, kleiner als die Referenzspannung Vref. Wenn die Durchschnittsspannung V+ von der Integrierschaltung kleiner als Vref ist, nimmt die Amplitude der Ausgangssteuerspannung Vfb ab. Dadurch wird die Einschaltstabilität von PMOS P1 erhöht. Somit wird der Spannungswert bei Knoten t2 schneller auf VDD hochgezogen. Dadurch hat das Ausgangssignal W von der monostabilen Kippstufe eine verringerte Impulsbreite. Das Ausgangssignal W wird dann durch den Inverter komplementiert, so daß das erhaltene Ausgangssignal (f0) bei Knoten t7 eine größere Impulsbreite aufweist. Daher nimmt die Durchschnittsspannung V+, die von dem Ausgangstaktsignal f0 durch die Integrierschaltung abgeleitet wird, zu, bis das gewünschte Tastverhältnis erreicht ist (stationärer Zustand), wie durch den Wert der Referenzspannung Vref bestimmt wird.
Da der erfindungsgemäße Tastverhältnis-Steuerpuffer einen
geschlossenen Regelkreis mit negativer Rückkopplung
verwendet, ist die Regelkreisfunktion im stationären
Zustand stabil. Sobald der geschlossene Regelkreis seinen
stationären Zustand erreicht, ist das Tastverhältnis
gleich dem Wert, der durch Vref vorbestimmt ist.
Wie in Fig. 3 dargestellt, empfängt die monostabile
Kippstufe in dem erfindungsgemäßen Tastverhältnis-
Steuerpuffer monostabile Impulsfolgensignale (Z) von dem
Anstiegs- oder Abfallflankendetektor. Diese Art von
monostabiler Kippstufe wird als Schaltung vom TYP I
klassifiziert und ist wieder in Fig. 4a dargestellt.
Ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer
monostabilen Kippstufe von TYP I ist in Fig. 4b
dargestellt. Wie in Fig. 4a wird die Impulsbreite eines
positiv werdenden Eingangstaktsignals durch die Wirkung
des Rückkopplungssignals Vfb in Verbindung mit dem PMOS
P10 und den NOR-Gliedern eingestellt.
Ein zweiter Typ einer monostabilen Kippstufe kann auch in
dem erfindungsgemäßen Tastverhältnis-Steuerpuffer
verwendet werden, wie in Fig. 5 dargestellt ist. In
dieser Schaltung empfängt der Eingang der monostabilen
Kippstufe V-förmige oder negativ werdende
Impulsfolgensignale von dem Anstiegs- oder
Abfallflankendetektor. Daher wird die V-förmige
Impulsfolge dem PMOS P100 eingegeben, und die
Rückkopplungsspannung wird dem NMOS N100 eingegeben.
Sonst ist die Schaltungsfunktionsweise genau gleich wie
zuvor für Fig. 3 beschrieben wurde. Dieser Typ einer
monostabilen Kippstufe ist als TYP II Schaltung
klassifiziert und ist wieder in Fig. 6a dargestellt.
Ferner ist ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel
einer monostabilen Kippstufe in Fig. 6b dargestellt. Wie
in Fig. 6a steuert die Rückkopplungsspannung Vfb in
Verbindung mit dem NMOS N200 und den NAND-Gliedern die
Impulsbreite des Ausgangssignals.
Die grundlegenden Eingangs- und Ausgangssignal-
Impulspläne für die monostabilen Kippstufen vom TYP I
(positiv werdender Eingang) und vom TYP II (negativ
werdender Eingang) sind in Fig. 7a bzw. 7b dargestellt.
Beide Ausgangssignale weisen einen positiv werdenden Takt
mit 50% Tastverhältnis auf, der von Eingangssignalen mit
einem Tastverhältnis von weniger als 50% abgeleitet wird,
und werden entweder positiv (Fig. 7a) oder negativ (Fig.
7b).
Im allgemeinen erfordern digitale
Signalverarbeitungsanwendungen, daß das Taktsignal eine
symmetrische Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von
50% ist. Um ein ankommendes, nicht symmetrisches
Taktsignal zu einer symmetrischen Rechteckwelle mit einem
50 Prozent Tastverhältnis zu formen, muß die
Referenzspannung Vref des erfindungsgemäßen
Tastverhältnispuffers (Fig. 3 usw.) auf einen Wert
gleich VDD/2 eingestellt werden.
Es ist wichtig, daß der offenbarte Tastverhältnis-
Steuerpuffer auch als Frequenzteiler verwendet werden
kann, wenn er mit einer Finit-Zustand-Vorrichtung (Fig. 3
usw.) kombiniert wird. Durch die Wahl eines gewünschten
Wertes von N hat das Ausgangssignal der Finit-Zustand-
Vorrichtung eine Frequenz gleich der Eingangsfrequenz f,
dividiert durch N, oder f/N. Daher gibt die monostabile
Kippstufe auch ein Signal bei der Frequenz f/N aus. Wenn
zusätzlich Vref auf VDD/2 eingestellt ist, wird das
Ausgangssignal auf ein 50 Prozent Tastverhältnis
eingestellt, wie zuvor beschrieben wurde. Somit kann die
offenbarte Kombination aus Tastverhältnispuffer und
Finit-Zustand-Vorrichtung sowohl für eine Frequenzteilung
als auch für eine Einstellung des Tastverhältnisses
sorgen.
Die Finit-Zustand-Vorrichtung ist in der Technik bekannt
und kann in verschiedenen Formen ausgeführt werden. Zum
Beispiel ist eine Schieberegisterausführung oder eine
Binärzählerausführung auf Seite 43 und 44 von "The design
and analysis of VLSI circuits", von Lance A. Glasser und
Daniel W. Dobberpuhl, Addison-Wesley Verlag, 1985,
offenbart. In einem anderen Ausführungsbeispiel kann die
Finit-Zustand-Vorrichtung mit einer Modulo-Schaltung und
einer einfachen Steuerlogik ausgeführt werden. Eine
Modulo-Schaltungsanordnung ist auf den Seiten 334-339 von
"Digital integrated electronics", von Herbert Taubund
Donald Schillin, McGraw-Hill Book Company, 1983,
beschrieben.
Zur Demonstration des betrieblichen Vorteils der
vorliegenden Erfindung in bezug auf die Schaltung nach
dem Stand der Technik von Fig. 2 wurde eine Reihe von
Simulationstests ausgeführt. Fig. 8 zeigt die
Simulationstestergebnisse für die Schaltung nach dem
Stand der Technik (Fig. 2) unter Verwendung eines 50 MHz
Eingangstaktsignals v(in) mit einem 10 Prozent
Tastverhältnis. Fig. 9 zeigt Simulationstestergebnisse
für die Schaltung nach dem Stand der Technik (Fig. 2)
unter Verwendung eines 50 MHz Eingangstaktsignals v(in)
mit einem 80 Prozent Tastverhältnis. Während das
Ausgangssignal v(t7) in Fig. 8 eine richtige Darstellung
des Eingangssignals v(in) ist, trifft dies nicht auf
Fig. 9 zu. Hier ist das Eingangssignal v(in) mit einem
80 Prozent Tastverhältnis aufgrund eines Regelkreis-
Stabilitätsproblems nicht korrekt durch das
Ausgangssignal v(t7) dargestellt. Das heißt, trotz der
Tatsache, daß der geschlossene Regelkreis der Schaltung
nach dem Stand der Technik einen stationären Zustand
erreicht hat, ist das erhaltene Ausgangstaktsignal
periodisch fehlerhaft, wie in Fig. 9 dargestellt.
Fig. 10 zeigt Simulationstestergebnisse für die
erfindungsgemäße Schaltung (Fig. 3) unter Verwendung
eines 50 MHz Eingangstaktsignals mit einem 10 Prozent
Tastverhältnis, während Fig. 11 Simulationstestergebnisse
für die erfindungsgemäße Schaltung unter Verwendung eines
50 MHz Eingangstaktsignals mit einem 80 Prozent
Tastverhältnis zeigt. In beiden Fällen stellt das
Ausgangssignal (v(t7) die Frequenz des Eingangssignals
v(in) korrekt dar, was darauf hinweist, daß das
Regelkreis-Stabilitätsproblem nach dem Stand der Technik
in der vorliegenden Erfindung behoben wurde. Dies ist auf
die Wirkungsweise des Anstiegs- oder
Abfallflankendetektors zurückzuführen, der ein
monostabiles Impulsfolgesignal (Z in Fig. 3 und v(Z) in
Fig. 10 und 11) zu dem Eingang der monostabilen Kippstufe
liefert, unabhängig von dem ursprünglichen Tastverhältnis
des Eingangssignals (f/N).
Fig. 12 zeigt Simulationstestergebnisse für den
erfindungsgemäßen ersten Tastverhältnispuffer vom TYP I
(Fig. 4a) unter Verwendung eines 100 MHz Eingangstakts
und einer Vref gleich VDD/2. Wie in Fig. 12 dargestellt,
ist das Ausgangssignal T7 eine korrekte Darstellung der
Eingangssignalfrequenz und hat ein 50 Prozent
Tastverhältnis.
Fig. 13 zeigt Simulationstestergebnisse für die zweite
monostabile Schaltung vom TYP I (Fig. 4b) unter
Verwendung eines 20 MHz Eingangstakts und einer Vref
gleich VDD/2.
Die Simulationstests von Fig. 12 und 13 konzentrierten
sich auf den Betrieb eines 50 Prozent Tastverhältnis-
Steuerpuffers mit einer Finit-Zustand-Vorrichtung N
gleich 1. Das heißt, die Ausgangssignalfrequenz ist
gleich der Eingangssignalfrequenz. In Fig. 14 ist N
jedoch auf 3 gestellt, so daß die Finit-Zustand-
Vorrichtung als 3 : 1 Teiler in bezug auf das
Eingangssignal wirkt. Die 50 Prozent Tastverhältnis-
Einstellung wird dann durch den Tastverhältnispuffer wie
zuvor beschrieben angewendet. Daher bietet die
erfindungsgemäße Kombination aus Finit-Zustand-
Vorrichtung und Tastverhältnispuffer sowohl eine
Frequenzteilungsfunktion als auch eine
Impulsbreiteneinstellfunktion auf einen Ausgang mit einem
50 Prozent Tastverhältnis.
Kurz gesagt, eine Schaltung zur Einstellung und Steuerung
eines Taktsignals mit einem unvorhersagbaren
Tastverhältnis ist hierin offenbart. Ferner kann die
offenbarte Schaltung mit einer Frequenzteilerschaltung
kombiniert werden, um die zweifache Funktion einer
Frequenzteilung und einer Tastverhältnissteuerung zu
erhalten.
Die Vorteile der offenbarten Erfindung gegenüber dem
Stand der Technik können wie folgt zusammengefaßt werden:
- 1. geringer Komplexität der Konstruktion im Vergleich zu den VCO-Konstruktionsanforderungen der PLL- Schaltung;
- 2. geringerer Energieverbrauch im Vergleich zu der PLL- Schaltung, da keine Frequenzvervielfachung erforderlich ist; und
- 3. verbesserte Regelkreisstabilität im Vergleich zu der Schaltung nach dem Stand der Technik von Fig. 2 (U.S. Patent 4.479.216)
Claims (14)
1. Tastverhältnis-Steuerpuffer, umfassend:
eine monostabile Multivibratorschaltung für den Empfang eines Taktsignals und zur Erzeugung rechteckiger Ausgangstaktsignale aus dem Taktsignal mit einer steuerbaren Impulsbreite, wobei die steuerbare Impulsbreite durch ein Rückkopplungsschaltungelement in der monostabilen Multivibratorschaltung gesteuert wird,
eine Inverterschaltung für den Empfang der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung und zum Invertieren der rechteckigen Impulssignale, so daß das Tastverhältnis der invertierten rechteckigen Impulssignale das Komplement des Tastverhältnisses der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung ist,
eine Integratorschaltung für den Empfang der invertierten rechteckigen Impulssignale von der Inverterschaltung und zum Erzeugen eines Ausgangs, der die Durchschnittsspannung der invertierten rechteckigen Impulssignale darstellt,
eine Operationsverstärkerschaltung für den Empfang des Durchschnittsspannungsausgangs von der Integrierschaltung an einem Differentialeingang und für dem Empfang einer Referenzspannung an dem anderen Differentialeingang, wobei der Operationsverstärker zur Ausgabe eines Steuersignals dient, das zu dem Unterschied zwischen dem Durchschnittseingang und dem Referenzspannungseingang proportional ist,
wobei das Steuersignal zu dem Rückkopplungsschaltungselement in der monostabilen Multivibratorschaltung zurückgekoppelt wird, um die Impulsbreite der rechteckigen Impulsausgangssignale zu steuern,
dadurch gekennzeichnet, daß
eine Flankendetektorschaltung für den Empfang eines Eingangstaktsignals mit einer Frequenz f und zur Ausgabe des Taktsignals für die Multivibratorschaltung als monostabiles Impulssignals für jeden Übergangszyklus des Eingangstaktsignals, wobei die monostabilen Impulssignale eine Impulsfolge mit einer Frequenz gleich f und mit einem Tastverhältnis von weniger als 50% umfassen, vorgesehen ist.
eine monostabile Multivibratorschaltung für den Empfang eines Taktsignals und zur Erzeugung rechteckiger Ausgangstaktsignale aus dem Taktsignal mit einer steuerbaren Impulsbreite, wobei die steuerbare Impulsbreite durch ein Rückkopplungsschaltungelement in der monostabilen Multivibratorschaltung gesteuert wird,
eine Inverterschaltung für den Empfang der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung und zum Invertieren der rechteckigen Impulssignale, so daß das Tastverhältnis der invertierten rechteckigen Impulssignale das Komplement des Tastverhältnisses der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung ist,
eine Integratorschaltung für den Empfang der invertierten rechteckigen Impulssignale von der Inverterschaltung und zum Erzeugen eines Ausgangs, der die Durchschnittsspannung der invertierten rechteckigen Impulssignale darstellt,
eine Operationsverstärkerschaltung für den Empfang des Durchschnittsspannungsausgangs von der Integrierschaltung an einem Differentialeingang und für dem Empfang einer Referenzspannung an dem anderen Differentialeingang, wobei der Operationsverstärker zur Ausgabe eines Steuersignals dient, das zu dem Unterschied zwischen dem Durchschnittseingang und dem Referenzspannungseingang proportional ist,
wobei das Steuersignal zu dem Rückkopplungsschaltungselement in der monostabilen Multivibratorschaltung zurückgekoppelt wird, um die Impulsbreite der rechteckigen Impulsausgangssignale zu steuern,
dadurch gekennzeichnet, daß
eine Flankendetektorschaltung für den Empfang eines Eingangstaktsignals mit einer Frequenz f und zur Ausgabe des Taktsignals für die Multivibratorschaltung als monostabiles Impulssignals für jeden Übergangszyklus des Eingangstaktsignals, wobei die monostabilen Impulssignale eine Impulsfolge mit einer Frequenz gleich f und mit einem Tastverhältnis von weniger als 50% umfassen, vorgesehen ist.
2. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 1,
wobei das Rückkopplungsschaltungselement in der
monostabilen Multivibratorschaltung einen PMOS-Transistor
umfaßt.
3. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 1,
wobei das Rückkopplungsschaltungselement in der
monostabilen Multivibratorschaltung einen NMOS-Transistor
umfaßt.
4. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 1,
wobei die monostabile Multivibratorschaltung einen
Schmitt-Trigger und das Rückkopplungsschaltungselement
umfaßt.
5. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 1,
wobei die monostabile Multivibratorschaltung einen
Inverter und das Rückkopplungsschaltungselement umfaßt.
6. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 1,
ferner umfassend eine Versorgungsspannung VDD, wobei,
wenn die Referenzspannung auf VDD/2 eingestellt ist, das
Tastverhältnis der rechteckigen Ausgangsimpulssignale
gleich 50% ist.
7. Frequenzteiler und Tastverhältnis-Steuerpuffer,
umfassend:
eine monostabile Multivibratorschaltung für den Empfang von Impulssignalen von der Flankendetektorschaltung und zur Erzeugung rechteckiger Ausgangsimpulssignale aus diesen mit einer steuerbaren Impulsbreite, wobei die steuerbare Impulsbreite durch ein Rückkopplungsschaltungselement in der monostabilen Multivibratorschaltung gesteuert wird,
eine Inverterschaltung für den Empfang der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung und zum Invertieren der rechteckigen Impulssignale, so daß das Tastverhältnis der invertierten rechteckigen Impulssignale das Komplement des Tastverhältnisses der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung ist,
eine Integratorschaltung für den Empfang der invertierten rechteckigen Impulssignale von der Inverterschaltung und zum Erzeugen eines Ausgangs, der den Durchschnittswert der invertierten rechteckigen Impulssignale darstellt,
eine Operationsverstärkerschaltung für den Empfang des Durchschnittswertausgangs von der Integrierschaltung an einem Differentialeingang und für dem Empfang eines Referenzsignals an dem anderen Differentialeingang, wobei der Operationsverstärker zur Ausgabe eines Steuersignals dient, das zu dem Unterschied zwischen dem Durchschnittswerteingang und dem Referenzeingang proportional ist,
wobei das Steuersignal zu dem Rückkopplungsschaltungselement in der monostabilen Multivibratorschaltung zurückgekoppelt wird, um die Impulsbreite der rechteckigen Impulsausgangssignale zu steuern,
gekennzeichnet durch
eine Frequenzsteuerschaltung für den Empfang eines Eingangstaksignals mit einer Frequenz f und zum Teilen des Eingangstaktsignals durch eine Zahl N, wobei N gleich oder größer 1 ist, so daß die Frequenz des Taktsignals, das von der Frequenzsteuerschaltung ausgegeben wird, gleich f/N ist, und
eine Flankendetektorschaltung für den Empfang des Taktsignals f/N, das von der Frequenzsteuerschaltung ausgegeben wird, und für die Ausgabe des Impulssignals als f/N monostabiles Impulssignal, getriggert für jede erfaßte Flanke pro Zyklus des f/N Taktsignals, an die monostabile Multivibratorschaltung, so daß auch die Ausgangsimpulssignale der monostabilen Multivibratorschaltung und die Impulssignale am Ausgang der Integratorschaltung ebenfalls eine Frequenz von f/N aufweisen.
eine monostabile Multivibratorschaltung für den Empfang von Impulssignalen von der Flankendetektorschaltung und zur Erzeugung rechteckiger Ausgangsimpulssignale aus diesen mit einer steuerbaren Impulsbreite, wobei die steuerbare Impulsbreite durch ein Rückkopplungsschaltungselement in der monostabilen Multivibratorschaltung gesteuert wird,
eine Inverterschaltung für den Empfang der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung und zum Invertieren der rechteckigen Impulssignale, so daß das Tastverhältnis der invertierten rechteckigen Impulssignale das Komplement des Tastverhältnisses der rechteckigen Ausgangsimpulssignale von der monostabilen Multivibratorschaltung ist,
eine Integratorschaltung für den Empfang der invertierten rechteckigen Impulssignale von der Inverterschaltung und zum Erzeugen eines Ausgangs, der den Durchschnittswert der invertierten rechteckigen Impulssignale darstellt,
eine Operationsverstärkerschaltung für den Empfang des Durchschnittswertausgangs von der Integrierschaltung an einem Differentialeingang und für dem Empfang eines Referenzsignals an dem anderen Differentialeingang, wobei der Operationsverstärker zur Ausgabe eines Steuersignals dient, das zu dem Unterschied zwischen dem Durchschnittswerteingang und dem Referenzeingang proportional ist,
wobei das Steuersignal zu dem Rückkopplungsschaltungselement in der monostabilen Multivibratorschaltung zurückgekoppelt wird, um die Impulsbreite der rechteckigen Impulsausgangssignale zu steuern,
gekennzeichnet durch
eine Frequenzsteuerschaltung für den Empfang eines Eingangstaksignals mit einer Frequenz f und zum Teilen des Eingangstaktsignals durch eine Zahl N, wobei N gleich oder größer 1 ist, so daß die Frequenz des Taktsignals, das von der Frequenzsteuerschaltung ausgegeben wird, gleich f/N ist, und
eine Flankendetektorschaltung für den Empfang des Taktsignals f/N, das von der Frequenzsteuerschaltung ausgegeben wird, und für die Ausgabe des Impulssignals als f/N monostabiles Impulssignal, getriggert für jede erfaßte Flanke pro Zyklus des f/N Taktsignals, an die monostabile Multivibratorschaltung, so daß auch die Ausgangsimpulssignale der monostabilen Multivibratorschaltung und die Impulssignale am Ausgang der Integratorschaltung ebenfalls eine Frequenz von f/N aufweisen.
8. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 7,
wobei das Rückkopplungsschaltungselement in der
monostabilen Multivibratorschaltung einen PMOS-Transistor
umfaßt.
9. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 7,
wobei das Rückkopplungsschaltungselement in der
monostabilen Multivibratorschaltung einen NMOS-Transistor
umfaßt.
10. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 7,
wobei die monostabile Multivibratorschaltung einen
Schmitt-Trigger und das Rückkopplungsschaltungselement
umfaßt.
11. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 7,
wobei die monostabile Multivibratorschaltung einen
Inverter und das Rückkopplungsschaltungselement umfaßt.
12. Tastverhältnis-Steuerpuffer nach Anspruch 7,
ferner umfassend eine Versorgungsspannung VDD, wobei,
wenn die Referenzspannung auf VDD/2 eingestellt ist, das
Tastverhältnis der rechteckigen Ausgangsimpulssignale
gleich 50% ist.
13. Verfahren zur Steuerung des Tastverhältnisses
eines unvorhersagbaren Eingangstaktsignals, umfassend die
Schritte:
- a) Erfassen einer Übergangsflanke pro Zyklus des Eingangstaktsignals,
- b) Ausgabe eines monostabilen Impulses, der jeder erfaßten Übergangsflanke entspricht,
- c) Erzeugen einer rechteckigen Impulsfolge aus den monostabilen Impulsen, wobei die rechteckige Impulsfolge eine steuerbare Impulsbreite aufweist,
- d) Invertieren der rechteckigen Impulsfolge,
- e) Ableiten der Durchschnittsspannung von der invertierten rechteckigen Impulsfolge, .
- f) Vergleichen der Durchschnittsspannung mit einer vorbestimmten Referenzspannung,
- g) Erzeugen eines Rückkopplungssteuersignals, das proportional zu dem Unterschied zwischen der Durchschnittsspannung und der Referenzspannung ist.
- h) Steuern der steuerbaren Impulsbreite der rechteckigen Impulsfolge durch das Rückkopplungssteuersignal.
14. Verfahren zur Teilung der Frequenz und zum Steuern
des Tastverhältnisses eines unvorhersagbaren
Eingangstaktsignals mit einer Frequenz f, umfassend
die Schritte:
- a) Teilen der Frequenz f des Eingangstaktsignals durch N, wobei N eine Zahl gleich oder größer 1 ist,
- b) Erfassen einer Übergangsflanke pro Zyklus des f/N Taktsignals,
- c) Ausgabe eines monostabilen Impulses, der jeder erfaßten Übergangsflanke entspricht,
- d) Erzeugen einer rechteckigen f/N Impulsfolge aus den monostabilen Impulsen, wobei die rechteckige f/N Impulsfolge eine steuerbare Impulsbreite aufweist,
- e) Invertieren der rechteckigen f/N Impulsfolge,
- f) Ableiten der Durchschnittsspannung von der invertieren rechteckigen f/N Impulsfolge,
- g) Vergleichen der Durchschnittsspannung mit einer vorbestimmten Referenzspannung,
- h) Erzeugen eines Rückkopplungssteuersignals, das proportional zu dem Unterschied zwischen der Durchschnittsspannung und der Referenzspannung ist.
- i) Steuern der steuerbaren Impulsbreite der rechteckigen f/N Impulsfolge durch das Rückkopplungssteuersignal.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19822374C2 true DE19822374C2 (de) | 2002-03-21 |
Family
ID=21834108
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19822374A Expired - Fee Related DE19822374C2 (de) | 1998-02-20 | 1998-05-19 | Tastverhältnis-Steuerpufferschaltung mit selektiver Frequenzteilungsfunktion |
Country Status (2)
Country | Link |
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US (1) | US6060922A (de) |
DE (1) | DE19822374C2 (de) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: TRANSPACIFIC IP LTD., TAIPEH/T AI-PEI, TW |
|
8328 | Change in the person/name/address of the agent |
Representative=s name: EPPING HERMANN FISCHER, PATENTANWALTSGESELLSCHAFT |
|
R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |
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