DE2115661B2

DE2115661B2 - Schaltverstärker

Info

Publication number: DE2115661B2
Application number: DE2115661A
Authority: DE
Inventors: V Koning; R Norian
Original assignee: Xerox Corp
Current assignee: Xerox Corp
Priority date: 1970-03-31
Filing date: 1971-03-31
Publication date: 1978-08-24
Also published as: GB1334407A; DE2115661A1; DE2115661C3; BE765005A; CA930432A; US3668414A; FR2089070A5; NL7104083A; SU420197A3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Schaltverstärker gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Aus der DE-PS 10 48 946 ist ein derartiger Schaltverstärker bekannt. Dieser dient dazu, eine eine induktive Komponente aufweisende Last an- und abzuschalten. Diese Schaltungsanordnung enthält einen Transistor, in dessen Kollektorstrecke die Last liegt. Im Basiszweig des Transistors liegt ein Spannungsteiler, an dessen Mittelanschluß ein Kondensator angeschlossen ist, wodurch die Impulsflanken der Steuersignale abgeflacht werden. Hierdurch wird vermieden, daß die Last impulsartig geschaltet wird. An der Last auftretende Störimpulse, beispielsweise Rauschspitzen oder eine Induktionsspitze bei Stromausfall, werden damit nicht ausgeglichen und können sogar zu einer Zerstörung des Transistors führen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Schaltverstärker der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß die nachteiligen Effekte der von der Last hervorgerufenen Störimpulse vermieden werden.

Ausgehend von einem Schaltverstärker der obengenannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Der Grundgedanke der Erfindung liegt darin, eine Rückkopplung vom gesteuerten Stromkreis zum Steuerstromkreis zu schaffen. Während hierzu der Kondensator zwischen Basis und Kollektor vorgesehen ist, schützt gleichzeitig eine Diode in der Basis-Emitterstrecke den Transistor vor Überlastungen in diesem Stromkreis. Der erfindungsgemäße Schaltverstärker ist gegen die Auswirkungen von Signaläriderungen und anderen Störeffekten geschützt Hierdurch ist es ίο möglich, die Last exakt nach Maßgabe der dem Schaltverstärker zugeführten Steuersignale zu steuern. Handelt es sich bei der Last beispielsweise um einen zu steuernden Motor, so beeinflussen die von dem Motor herrührenden Störsignale das Schaltverhalten des Schaltverstärkers nicht abträglich, wodurch eine exakte Steuerung gewährleistet wird.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläuteit Es zeigt

F i g. 1 eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und

Fig.2 bis 4 äquivalente Schaltungen, die zum Verständnis des Prinzips der erfindungsgemäßen Schaltung dienen.

Das im folgenden beschriebene Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dient zur Steuerung eines vierpoligen, mit Phasenschieberkondensator versehenen Synchronmotors mit hoher Betriebszuverlässigkeit Die erfindungsgemäße Schaltung verwirklicht einen optimalen Wirkungsgrad, optimale Verstärkung, minimalen Aufwand und minimale Erzeugung von Ausgleichsvorgängen. Die Schaltung kann natürlich auch zur Beibehaltung eines genauen Frequenzsignals mit verringertem Rauschen und ohne Ausgleichsvorgänge für die meisten Arten induktiver Lasten verwendet werden.

An den Eingang 1 der in F i g. 1 gezeigten Schaltung ist ein rechteckförmiges Signal mit einer Frequenz von beispielsweise 90 oder 100 Hz angeschaltet. Dieses Signal kann eine Spannung zwischen Erdpotential und 10 Volt haben. Das Signal wird der Basis eines Transistors QS zugeführt, Eine Diode CR12 ist mit ihrer Kathode an den Eingang und mit ihrer Anode an Erde angeschaltet und bewirkt, daß nur Spannungen von -0,7 Volt und darüber an der Basis des Transistors QS erscheinen können. Dies bedeutet, daß jede Spannung unter -0,7 Volt (Spannungsabfall der Diode D12) über die Diode nach Erde kurzgeschlossen ist. Ein Widerstand R16, der mit einer negativen Spannungsquelle von -14 Volt verbunden ist, bewirkt eine so schnelle Sperrung des Transistors QS, wenn das Eingangssignal auf Erdpotential abfällt. Der Kollektor des Transistors QS ist mit einer positiven Spannung über einen Widerstand R 18 verbunden, diese bestimmt den Betriebsbereich des Transistors QS.
Das rechteckförmige Eingangssignal öffnet den Transistor QS bei den positiven Signalteilen. Der Transistor QS ist also leitend, wenn das Rechtecksignal eine Amplitude von 10 Volt hat, während er gesperrt ist, wenn die Amplitude dem Erdpotential entspricht. Bei bo leitendem Transistor QS fließt ein Strom von der positiven Spannungsquelle über den Widerstand R18, den Transistor QS, die Widerstände R19 und R 20 zum negativen Pol der Spannungsquelle. Der aus den Widerständen R 19 und R 20 gebildete Spannungsteiler bewirkt eine Teilung des mit dem Transistor QS verstärkten Signals. Das Stromsignal am Punkt A hat eine Form, die derjenigen des Spannungssignals am Eingang 1 entspricht, wenn man den Basisstrom h

vernachlässigt. Wenn der Transistor QiS durch das Stromsignal am Punkt A leitend wird, so wird er durch einen linearen Bereich gesteuert, bevor seine Sättigung eintritt Da der Transistor Q18 sich in diesem linearen Bereich wie ein Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor verhält, kann er in Form der in Fig.2 gezeigten äquivalenten Schaltung dargestellt werden. Durch Anwendung des Thevenin-Theorems kann die in F i g. 2 gezeigte Schaltung in die in F i g. 3 gezeigte Schaltung umgewandelt werden, die einen klassischen Integrator darstellt Aus dieser Schaltung können die folgenden Beziehungen abgeleitet werden:

R_r =

R19-R20 R19 + Λ20

RlO(V + V₁)

19 + Λ20

- V

1, = I - I_n

dV
df

C2

Ein stufenartig ansteigendes Eingangssignal hat in der dargestellten Weise deshalb ein schräg ansteigendes Ausgangssignal zur Folge. Die Abfallzeit des Ausgangssignals ist gesteuert, das Ausgangssignal fällt linear ab. Nachdem der Transistor ζ>18 durch den linearen Bereich gesteuert wurde, gelangt er in die Sättigung und verhält sich dann wie ein gesättigtes Schalterelement. Bei leitendem Transistor Q18 ist die Stromquelle 3 für den Motor in einen über die Motorwicklung und den Transistor Q18 verlaufenden Stromkreis geschaltet, so daß der Motor ordnungsgemäß gespeist wird.

Wenn das Signal an der Basis des Transistors Q 8 auf Erdpotential abfällt, so wird der Transistor Q 8 gesperrt, wodurch sein Basis-Emitterstromkreis am Widerstand R iS geöffnet wird. Der Transistor Q18 wird wieder durch einen linearen Bereich gesteuert, wenn er von der Sättigung in den gesperrten Zustand übergeht. Die äquivalente Schaltung ist in Fig.4 dargestellt, sie enthält folgende Beziehungen:

dV_
df

- /„
Cl

Infolge des starken, durch die Motonvicklung fließenden Stroms und der daran abfallenden hohen Spannung verursacht die Induktivität der Motorwicklung eine Speicherung von Energie, die bei Abschaltung zum Kollektor des Transistors Q18 zurückfließt. Der durch den Kondensator C2 und den Widerstand R 20 verursachte Integrationseffekt steuert die Anstiegszeit des Ausgangssignals und beseitigt Ausgleichsvorgänge, die durch die Induktivität der Motorwicklung und außergewöhnliche Spannungen erzeugt werden, welche an der Kollektor-Bassistrecke des Transistors Q18 auftreten könnten. Die Diode XR 14 ermöglicht einen Stromfluß von Erde ausgehend, wenn eine starke Spannungsänderung an der Emitter-Basisstrecke des Transistors Q18 auftritt Durch Steuerung der Anstiegsund Abfallzeit des Ausgangssignals mittels Integration der Eingangssignale verhindert der Rückkopplungskondensator C2 die Einwirkung großer Spannungsänderungen und Stromänderungen aus dem Motor auf den Transistor <?18, solche Änderungen könnten andernfalls den Transistor zerstören.
Wenn der Motor oder die induktive Last ähnliche,

ίο jedoch hinsichtlich der Phase einander entgegengesetzt wirkende Wicklungen hat, so kann eine zur vorstehend beschriebenen symmetrische Schaltung vorgesehen sein, die in gleicher Weise arbeitet Am Eingang 2 tritt ein Signal ähnlich wie das am Eingang 1 auf, dessen Phase jedoch um 180° verschoben ist Es gelangt auf die Basis des Transistors Q 9. Dieses Signal steuert den Transistor Q 9 ähnlich wie der Transistor Q 8 gesteuert wird, wobei ein Stromfluß durch den Widerstand Ä6, den Transistor Q 9, die Widerstände Λ 2 und R 21 zum negativen Pol der Spannungsquelle erzeugt wird. Das am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 2 und R2\ auftretende Stromsignal wird der Basis des Transistors ζ>9 zugeführt Dieser wird ähnlich wie der Transistor Q18 gesteuert, jedoch jeweils bei entgegengesetzter Phase des Eingangssignals. Wenn der Transistor Q18 leitend ist ist der Transistor QU gesperrt und umgekehrt Die Stromquelle 3 für den Motor wird auf diese Weise abwechselnd an die beiden Wicklungen des Motors über die Transistoren Q18 und QIl angeschaltet Die Diode CR15 schützt ähnlich wie die Diode CR14 die Basis-Emitterstrecke des Transistors QU gegen außergewöhnliche Spannungsänderungen, die durch das Zusammenbrechen des Feldes in der Motonvicklung erzeugt werden können. Der Kondensator C3 und der Widerstand R2i arbeiten ähnlich wie der Kondensator C 2 und der Widerstand R 20 zur Steuerung der Anstiegszeit des Ausgangssignals und zur Verhinderung von Ausgleichsvorgängen beim Aufbau und beim Abbau des Feldes in den Motorwicklungen.

Die den Eingangsklemmen 1 und 2 zugeführten Steuersignale können mit einer Signaiquelle vorgegebener Frequenz erzeugt werden. Die beschriebene Schaltungsanordnung liefert dadurch der Motorwicklung genau reproduzierte Signalfrequenzen, so daß ein genaues Antriebssignal beibehalten wird und gleichzeitig ein Schutz vor Ausgleichsvorgängen und anderen Rauscheffekten verwirklicht ist. Die Erfindung ermöglicht eine wesentliche Aufwandsverringerung bei zuverlässiger Betriebsweise und wesentlicher Verringerung von Ausgleichsvorgängen. Die Schalttransistoren Q11 und Q18 erzeugen in der beschriebenen Schaltung eine gesteuerte Anstiegs- und Abfallzeit des dem Motor zugeführten Signals, gleichzeitig ist ein Schutz gegen Auswirkungen der Impedanz des Motors verwirklicht.

Vorstehend wurde eine Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Motors oder einer anderen induktiven Last mit einer Signalquelle genau vorgegebener Frequenz bei minimaler Erzeugung von Ausgleichsvorgangen beschrieben. Abweichend von den genannten Spannungs- und Frequenzwerten können auch andere Größen angewendet werden, ohne vom Grundgedanken der Erfindung abzuweichen. Weitere Ausführungsformen sind zur Anpassung an andere Erfordernisse dem Fachmann möglich, diese werden insgesamt durch den Grundgedanken der Erfindung erfaßt.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltverstärker zur wahl weisen Verbindung einer Spannungsquelle mit einer induktiven Last, mit einem von Steuersignalen in sprunghaften Übergängen angesteuerten Schalttransistor in Emitterschaltung und einem Kondensator zum Verhindern von durch die induktive Last verursachter Einwirkung auf den Transistor, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C2) zwischen die Basis und den Kollektor des Schalttransistors (QiS) geschaltet ist und daß zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors (QiS) eine Diode (CR 14) vorgesehen ist.

2. Schaltverstärker nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Transistor (QB) vorgesehen ist, der durch rechteckförmige Wechselstromsignale gesteuert wird und Betriebsstromsignale vorbestimmter Spannung und Stromstärke liefert, die dem Schalttransistor (QiS) zugeführt werden.

3. Schaltverstärker nach einem der Ansprüche 1 oder 2, insbesondere zur Steuerung symmetrischer induktiver Lasten, gekennzeichnet durch einen symmetrischen Aufbau mit zwei Schalttransistoren (QiS, QU), deren Kollektor und Basis jeweils mit einem Kondensator (C2, C3) verbunden sind, wobei jeder Emitter-Basisstrecke eine Diode (CR 14, CT? 15) zugeordnet ist.

4. Schaltverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Schalttransistor (QiS, Q i 1) ein Steuertransistor Q S, Q9) vorgeschaltet ist, der jeweils durch ein rechteckförmiges Wechselstromsignal angesteuert wird., wobei das Wechselstromsignal für den einen Steuertransistor (QS) gegenüber dem Wechselstromsignal für den anderen Steuertransistor (Q 9) eine um 180° verschobene Phase hat.