DE3624391C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Einstellung der
Verstärkung eines Verstärkers.
Fig. 7 zeigt eine bekannte Verstärkungseinstellschaltung für
einen Verstärker, der von einer Stromversorgungsquelle
betrieben wird, wobei das Teilerverhältnis eines ohmschen
Spannungsteilers durch die schaltende Betriebsweise eines
Schalttransistors verändert wird. Die Schaltung findet bei
einem Verstärker Anwendung, der in einer Audioausrüstung
eines Kraftfahrzeugs enthalten ist. Diese
Verstärkungseinstellschaltung ist aus der JP-OS 56-8306
bekannt. Eine vergleichbare Schaltung zeigt die JP-OS
56-77115.
Gemäß Fig. 7 ist ein Audiosignaleingang 1 mit dem nicht-invertierenden
Eingang eines Operationsverstärkers 2
verbunden. Allgemein wird in dem Fall, in dem die
Verstärkungseinstellschaltung im Verstärker eines
Kraftfahrzeug-Audiogerätes verwendet wird, eine Vorspannung
(plus B/2) erzeugt, die die Hälfte der Versorgungsspannung
(plus B) ist und von einer Vorspannungserzeugungsschaltung 3
abgegeben wird. Die Vorspannung wird dem
nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 2
über einen Widerstand R₁ zugeführt. Diese zusätzliche
Spannungszuführung wird verwendet, da der Verstärker
allgemein mit einer einzigen Stromversorgungsquelle
betrieben wird und der Ausgang des Verstärkers 2 eine
Schwingung um eine Gleichspannung des Pegels plus B/2
darstellt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 2 ist mit
einem Signalausgang 4 sowie über einen Widerstand R₂ mit dem
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 2
verbunden.
Ein Kondensator C₁ zum Abtrennen der Vorspannung und
Wider
stände R₃ sowie R₄ liegen in Reihe zwischen dem invertieren
den Eingang des Operationsverstärkers 2 und Masse
(dem Null-Potential), während ein Schalttransistor Q1 parallel
zum Widerstand R4 angeschlossen ist. Die Versorgungsspannung
(+B) wird wahlweise an die Basis des Transistors Q1
über einen Schalter S zum Steuern des Einschaltens oder Ausschaltens
des Transistors Q1 angelegt. Diese geschaltete Versorgungsspannung
(+B) wird über einen Widerstand R5 zu der
Basis des Transistors Q1 zugeführt, um den Basisstrom des
Transistors Q1 zu steuern. Ein Widerstand R6 und ein Kondensator
C2 liegen in Parallelschaltung zwischen der Basis
des Transistors Q1 und Masse. Diese parallele RC-Schaltung
ergibt eine Zeitkonstante der Schwankung der Gleichspannung
der Batterie am Signalausgang 4, wenn der Transistor
Q1 eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, um das Rauschen
zu vermindern. Der Widerstand R6 bewirkt ebenfalls, daß das
Basispotential des Transistors Q1 auf dem Massepegel gehalten
wird, um dadurch eine Fehlbetätigung des Transistors Q1
in dem geöffneten Zustand des Schalters S zu verhindern.
Nachfolgend wird der Betrieb der derart angeordneten Verstärkungseinstellschaltung
erläutert.
Es sei angenommen, daß ein Wechselstromeingangssignal
(Ei=Aej ω t) an den nicht-invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 2 über den Signaleingang 1 angelegt
wird. Wenn der Schalter S in dem geöffneten Zustand
ist, kann das Wechselstromausgangssignal Eoo (zusätzlich zu
der Vorspannung von +B/2 am Signalausgang 4
durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden, wenn der
Transistor Q1 in seinem ausgeschalteten Zustand ist:
Wenn der Schalter S in seinem geschlossenen Zustand ist,
kann andererseits das Ausgangsignal EOS, das am Signalausgang
4 erzeugt wird, durch die folgende Gleichung
ausgedrückt werden, da der Transistor Q1 in seinem eingeschalteten
Zustand ist, so daß der Widerstand R4 kurz geschlossen
ist:
Daher kann das Signalverhältnis (EOS/EOO) durch folgende
Gleichung ausgedrückt werden:
Bei der derart angeordneten bekannten Verstärkungseinstellschaltung
ist das Gleichspannungs-Kollektorpotential des
Schalttransistors Q1 auf Masse gelegt. Wenn daher eine
plötzliche Basis-Kollektor-Vorwärtsspannung VF über Kollektor
und Basis des Transistors Q1 in dem geöffneten Zustand
des Schalters S angelegt wird, beginnt ein Strom durch
die Basis zu fließen. Das bedeutet, daß ein Strom von Masse
in den Kollektor über den Basis-Kollektor-Weg des Transistors
Q1 und die Parallelschaltung des Widerstandes R6 und
des Kondensators C2 fließen kann, wenn die Gleichstromkomponente
am Kollektor des Transistors Q1 kleiner ist als
-VF. Dies entspricht einer Verminderung des Widerstandswertes
RCE des Kollektor-Emitter-Weges des Transistors Q1 in
dessen ausgeschalteten Zustand, so daß die am Signalausgang
4 erscheinende Ausgangssignalform in vertikaler
Richtung asymmetrisch wird, wie dies in Fig. 9 zu sehen
ist.
Um diese Nachteile zu vermeiden, wurde bereits eine
Verstärkungseinstellschaltung gemäß Fig. 10 vorgeschlagen,
die eine Pufferschaltung aus einem Transistor Q2,
Widerständen R6 und R7 und einen Kondensator C2 enthält.
Diese Verstärkungseinstellschaltung weist jedoch den
Nachteil auf, daß sie eine größere Anzahl von Bauelementen
benötigt und Schaltgeräusche beim Einschalten des Schalters
S erzeugt, da zu diesem Zeitpunkt keine Zeitkonstante
wirksam ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Verstärkungseinstellschaltung anzugeben, bei der
Verzerrungen des Verstärkerausgangssignals vermindert sind,
ohne daß es zur Erreichung dieses Ziels erforderlich ist,
die Anzahl der Schaltungsbauteile zu steigern.
Die Ansprüche 1, 7 und 10 zeigen Lösungen dieser Aufgabe,
die von einem gemeinsamen Konzept regiert werden. Dieses
besteht darin, daß ein Potential an einem Kollektor eines
Schalttransistors so eingestellt wird, daß es im
wesentlichen gleich dem Gleichspannungspotential am Ausgang
des Verstärkers ist.
Nachfolgend werden unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen bevorzugte Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispieles der
vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles
gemäß der vorliegenden Erfindung in Anwendung
auf eine Verstärkerschaltung, die einen Operationsverstärker
verwendet;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispieles
nach dem Stand der Technik in Anwendung auf einen
Transistorverstärker;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles
gemäß der vorliegenden Erfindung in Anwendung
auf eine Transistorverstärkerschaltung;
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles
nach dem Stand der Technik in Anwendung auf
eine Transistorverstärkerschaltung;
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm wiederum eines weiteren Ausführungsbeispieles
gemäß der vorliegenden Erfindung
in Anwendung auf eine Transistorverstärkerschaltung;
Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles
nach dem Stand der Technik in Anwendung auf
eine Verstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker;
Fig. 8 einen Signalverlauf zum erläutern der Betriebsweise
der Schaltung gemäß Fig. 7;
Fig. 9 eine Ausgangssignalform der Schaltung gemäß Fig. 7;
Fig. 10 ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Verstärkerschaltung
nach dem Stand der Technik mit einem Operationsverstärker.
Fig. 1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispieles
gemäß der vorliegenden Erfindung. In der Zeichnung
sind ein Kondensator C1 und Widerstände R3 und R4 in Reihe
zwischen einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers
2 und einem Ausgang einer Vorspannungs-Erzeugungs-
Schaltung 3 angeschlossen. Der Emitter eines Transistors
Q1 ist an den Ausgang der Vorspannungs-Erzeugungs-
Schaltung 3 angeschlossen, die bei dem Potential +B/2
liegt. Mit Ausnahme der oben beschriebenen Verbindung des
Emitters des Transistors Q an +B/2 ist die Schaltung in Fig. 1
im wesentlichen dieselbe wie diejenige gemäß Fig. 7.
Die Verbindung zwischen dem Widerstand R4 und dem Emitter des
Transistors Q1 ist an den Ausgang der Vorspannungs-Erzeugungs-
Schaltung 3 derart angeschlossen, daß das Gleichspannungspotential
an dem Verbindungspunkt oder Knotenpunkt
bei der Spannung +B/2 liegt, so daß die Spannung des Gleichstrom-
Kollektorpotentials des Transistors Q1 bei +B/2 liegt.
Wenn daher ein Schalter S in seinem geöffneten Zustand ist,
so daß der Transistor Q1 in seinem ausgeschalteten Zustand
bleibt, ermöglicht der Pegel der Signalamplitude (Ap-p/2)
an dem Kollektor des Transistors Q1 einen beginnenden Stromfluß
von Masse (Null-Potential) zum Kollektor über den
Basis-Kollektor-Weg und eine parallele Schaltung eines Widerstandes
R6 und eines Kondensators C2, wenn die Wechselspannung
an dem Kollektor weniger als -(+B/2+VF) beträgt.
Diese Spannung -(+B/2+VF), an der das Leiten der Basis beginnt,
ist gleich oder größer als der halbe Spitzenwert des
maximalen Ausgangspegels (d. h. des Abschneidepunktes) des
üblichen Operationsverstärkers 2. Daher ist es möglich, ein
Eingangssignal verzerrungsfrei von einem niedrigen Ausgangspegel
auf den maximalen Pegel des Operationsverstärkers 2
wiederzugeben.
Wenn der Schalter S geschlossen ist , um den Transistor Q1
einzuschalten, wird andererseits die gleiche Schaltungsbetriebsweise
wie diejenige gemäß Fig. 7 ausgeführt. Das
Gleichstrom-Emitterpotential des Transistors Q1 beträgt
+B/2 (Volt) zu dem vorliegenden Zeitpunkt. Eine RC-
Zeitkonstantenschaltung
liegt zwischen der Basis des Transistors
Q1 und Masse in ähnlicher Weise, wie dies bei der bekannten
Schaltung der Fall ist. Daher ist es möglich, eine
Zeitkonstante in der Schwankung der Gleichspannung am Signalausgang
4 festzulegen, wenn der Transistor Q1 ein-
oder ausgeschaltet wird, so daß ein Pop-Rauschen vermieden
werden kann.
Die obige Beschreibung bezieht sich auf eine Verstärkungseinstellschaltung
zum Einstellen des Ausgangspegels des Operationsverstärkers
2 durch eine Einstellung des Pegels am invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 2 bei
dem beschriebenen Ausführungsbeispiel. Darüber hinaus kann
die vorliegende Erfindung auch auf eine sogenannte Stummtastschaltung
angewendet werden, die ebenfalls eine Art der Verstärkungseinstellschaltung
darstellt. Wie in Fig. 2 gezeigt
ist, schaltet eine Stummtastschaltung den Ausgangspegel eines
Operationsverstärkers 2 dadurch stumm, daß sie wahlweise den
Signalausgang 4 durch die Schaltbetriebsweise des
Transistors Q1 auf Masse legt, um die gleiche Wirkung wie
diejenige des obigen Ausführungsbeispieles zu erzielen. In
der Fig. 2 liegt ein Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand
R4 und dem Emitter des Transistors Q1 am Ausgang
der Vorspannungs-Erzeugungs-Schaltung 3, so daß ein
Gleichstrom-Kollektorpotential des Transistors Q1 am Ausgang
des Operationsverstärkers 2 wahlweise an ein
Gleichspannungspotential angeglichen werden kann. Daher ist
es ohne Erhöhung der Anzahl der Bauteile möglich, die oben
genannten Nachteile des Standes der Technik zu vermeiden, die
darin bestehen, daß eine Signalform in vertikaler Richtung
asymmetrisch wird, wenn ein Signal mit der Hälfte des Spitze-
Spitze-Wertes des Ausgangspegels des Operationsverstärkers 2
die Basis-Kollektor-Vorwärtsspannung VF des Stummstasttransistors
Q1 übersteigt und am Kollektor des Transistors Q1 im
ausgeschalteten Zustand der Stummtastung anliegt.
Obwohl die Beschreibung einen Fall betrifft, bei der die Erfindung
auf eine Verstärkungsschaltung angewendet wird, die von
einem Operationsverstärker bei dem obigen Ausführungsbeispiel
Gebrauch macht, ist es möglich, die Erfindung auf eine übliche
Verstärkerschaltung unter Verwendung eines Transistors anzuwenden.
Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform nach dem Stand der
Technik, bei der eine übliche Verstärkungseinstellschaltung
bei einem Transistorverstärker angewendet wird. In der Zeichnung
ist ein Signaleingang 1 mit einer Basis eines
Signaltransistors Q3 verbunden, der den Verstärker bildet.
Eine Vorspannung wird an die Basis des Signaltransistors Q3
über Widerstände R11 und R12 zugeführt, die in Reihe zwischen
einer Stromquelle +B und Masse liegen, um auf diese
Weise einen Spannungsteiler zu bilden. Der Emitter des Signaltransistors
Q3 liegt über einen Widerstand R14 an Masse,
währenddessen Kollektor mit der Stromquelle +B über
einen Widerstand R13 verbunden ist und direkt an einen Signalausgang
4 angeschlossen ist. Ein die Vorspannung abschneidender
Kondensator C1 sowie Widerstände R3 und R4 liegen
in Reihe zwischen dem Emitter des Signaltransistors Q3 und
Masse. Der Widerstand R4 liegt parallel zu einem Schalttransistor
Q1. Die Schaltungsanordnung entspricht im wesentlichen
derjenigen gemäß Fig. 1.
Bei der bekannten Verstärkungseinstellschaltung mit dem oben
beschriebenen Aufbau ist die wesentliche Betriebsweise diejenige,
daß die Impedanz des Emitters des Transistors Q3 eingestellt
wird, um dadurch den Pegel am Kollektor des Transistors
einzustellen. Jedoch tritt hierbei der gleiche Nachteil
auf wie bei der oben erwähnten üblichen Schaltung unter Verwendung
eines Operationsverstärkers. Das bedeutet, daß bei
Anlegen eines Signales mit einer Amplitude (Ap-p/2≦λτVF) an
den Kollektor des Transistors Q1, welche die Basis-Kollektor-
Vorwärtsspannung VF übersteigt, während der Schalter S in
seinem geöffneten Zustand ist, ein Strom von Masse über den
Basis-Kollektor-Weg des Schalttransistors Q1 und die Parallelschaltung
des Widerstandes R6 und des Kondensators C2 fließt,
so daß der Signalverlauf des Ausgangssignales am Kollektor
des Transistors Q3 in der vertikalen Richtung asymmetrisch
wird.
Daher wird bei einem weiteren Ausführungsbeispiel gemäß der
vorliegenden Erfindung, das in Fig. 4 gezeigt ist, ein Gleichstrom-
Abtrenn-Kondensator C1 zwischen Masse und einem Knotenpunkt
zwischen einem Widerstand R4 und den Emitter des Transistors
Q1 angeordnet, um dadurch das Gleichstrom-Emitterpotential
des Signales Q3 an das Kollektorpotential des Schalttransistors
Q1 anzugleichen.
Wenn als Ergebnis hiervon ein Schalter S in seinem geöffneten
Zustand ist, kann das Emitterpotential VE des Transistors
Q3 durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:
Hieraus folgt, daß das Kollektorpotential des Transistors Q1
höher ist als dessen Basispotential. Demgemäß ermöglicht der
Signalamplitudenpegel (Ap-p/2) am Kollektor des Schalttransistors
Q1 einen beginnenden Stromfluß von Masse zum Kollektor
über den Basis-Kollektor-Weg des Transistors Q1 und eine
Parallelschaltung eines Widerstandes R6 und eines Kondensators
C2 in dem Fall, daß die Signalamplitude (Ap-p/2) kleiner
als folgender Wert ist:
Die Spannung, bei der die Basis zu leiten beginnt, ist gleich
oder größer als eine Hälfte des Spitze-Spitze-Wertes des
maximalen Ausgangspegels (d. h. des Abschneidepunktes) des
üblichen Transistorverstärkers, so daß es möglich ist, das
Signal verzerrungsfrei zu verstärken.
Wenn der Schalter S geschlossen ist, um den Signaltransistor
Q₁ einzuschalten, fließt ein Steuerstrom von dem Schalttransistor
Q3 durch die Widerstände R3 und R14, um den Emitter
sowie die Imdedanz des Transistors Q3 in der gleichen Art
wie beim Ausführungsbeispiel nach dem Stand der Technik einzustellen.
Fig. 5 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel einer Stummtastschaltung
nach dem Stand der Technik in Anwendung auf einen
Transistorverstärker, bei der ein Widerstand R4 durch eine
Schaltbetriebsweise eines Schalttransistors Q1 kurzgeschlossen
wird, um einen Ausgangspegel des Stummtasttransistors Q3
stummzuschalten. Bei dieser Anordnung tritt ähnlich wie
beim oben beschriebenen Ausführungsbeispiel nach dem Stand
der Technik der Nachteil auf, daß die Signalform des Ausgangssignales
in vertikaler Richtung asymmetrisch wird, wenn
ein Signal, das dem halben Spitze-Spitze-Wert des Ausgangspegels
des Transistors Q1 entspricht, eine Basis-Kollektor-
Vorwärtsspannung VF des Stummtasttransistors Q1 überschreitet
und an den Kollektor des Schalttransistors Q1 in dem ausgeschalteten
Zustand der Stummtastschaltung angelegt wird. Um
diese Nachteile zu vermeiden, ist bei einem weiteren Ausführungsbeispiel
gemäß der vorliegenden Erfindung nach Fig. 6
ein Gleichspannungs-Abtrenn-Kondensator C1′ zwischen Masse und
einem Verbindungspunkt zwischen einem Widerstand R4 und dem
Emitter des Stummtasttransistors Q1 angeschhlossen, um dadurch
das Gleichspannungs-Emitterpotential des Stummtasttransistors
Q3 an das Gleichspannungs-Kollektorpotential des Schalttransistors
Q1 anzugleichen. Dieselben vorteilhaften Wirkungen,
wie sie das oben beschriebene Ausführungsbeispiel aufweist,
werden durch diese Maßnahme erzielt.
Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 1 und 2 kann der
Gleichspannungs-Abtrenn-Kondensator C1 fortgelassen werden,
falls es unnötig ist, ein Abschneiden des niederfrequenten
Bandes durch Verwenden eines Kondensators C1 durchzuführen.
Claims (10)
1. Verstärkungseinstellschaltung, enthaltend eine
einzige Stromversorgungsquelle, einen von dieser
versorgten Verstärker, einen Ohmschen Spannungsteiler,
der mit dem Verstärker verbunden ist, um dessen
Verstärkungsfaktor zu beeinflussen, und einen
Schalttransistor zum Ändern des Teilerverhältnisses des
Spannungsteilers, gekennzeichnet durch eine Einrichtung,
die das Gleichspannungspotential am Kollektor des
Schalttransistors (Q1) im wesentlichen auf dem
Gleichspannungspotential am Ausgang (4) des Verstärkers
(2) hält.
2. Verstärkungseinstellschaltung nach Anspruch 1, ferner
gekennzeichnet durch eine Einrichtung (3) zum Einstellen
des Gleichspannungspotentials am Ausgang des Verstärkers
(2, Q3) auf das Mittenpotential der Stromversorgungsquelle
(+B).
3. Verstärkungseinstellschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die das Gleichspannungspotential aufrechterhaltende
Einrichtung ferner das Gleichspannungspotential am
Emitter des Schalttransistors (Q1) im wesentlichen
gleich dem Gleichspannungspotential am Ausgang dieses
Verstärkers (2, Q3) hält.
4. Verstärkungseinstellschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet,
daß die das Potential aufrechterhaltende Einrichtung
das Gleichspannungspotential am Kollektor des Schalttransistors
(Q1) auf einem Wert hält, der höher ist als
der Wert, bei dem ein Stromfluß durch die Basis des
Schalttransistors (Q1) ermöglicht wird.
5. Verstärkungseinstellschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet,
daß die Einrichtung zum Aufrechterhalten des Potentials
ein Gleichspannungspotential, das von der Stromversorgungsquelle
(+B) abgeleitet wird, zum Schalttransistor
(Q1) zuführt.
6. Verstärkungseinstellschaltung nach Ansprüche 1 bis 5,
ferner gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
eine Zeitkonstanteneinrichtung (R6, C2), die zwischen die Basis des Schalttransistors (Q1) und ein festes Potential geschaltet ist; und
eine Schalteinrichtung (S), die an ein anderes festes Potential angeschlossen ist, um die Basis des Schalttransistors (Q1) zu steuern.
eine Zeitkonstanteneinrichtung (R6, C2), die zwischen die Basis des Schalttransistors (Q1) und ein festes Potential geschaltet ist; und
eine Schalteinrichtung (S), die an ein anderes festes Potential angeschlossen ist, um die Basis des Schalttransistors (Q1) zu steuern.
7. Verstärkungseinstellschaltung, enthaltend eine
einzige Stromversorgungsquelle, eine
Spannungsreduktionseinrichtung, die mit der
Stromversorgungsquelle verbunden ist, um eine
Ausgangsspannung in Höhe eines festen Bruchteils der
Spannung der Stromversorgungsquelle bereitzustellen,
einen Operationsverstärker, der von der
Stromversorgungsquelle versorgt ist und an seinem
nicht-invertierenden Eingang ein Eingangssignal erhält
und über einen Widerstand mit dem Ausgang der
Spannungsreduktionseinrichtung verbunden ist und
dessen Ausgang mit seinem invertierenden Eingang
verbunden ist, einen ersten und einen zweiten
Widerstand, die in Serie geschaltet und zwischen den
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und den
Ausgang der Spannungsreduktionseinrichtung geschaltet
sind, einen Schalttransistor mit zwei Hauptelektroden,
die parallel über den zweiten Widerstand geschaltet
sind, einen Kondensator und einen Widerstand, die
zueinander parallel zwischen die Steuerelektrode des
Schalttransistors und ein festes Potential geschaltet
sind, und einen Schalter und einen Widerstand, die in
Serie zwischen die Stromversorgungsquelle und die
Steuerelektrode des Schalttransistors geschaltet sind,
dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der
Spannungsreduktionseinrichtung (3) mit dem Emitter
des Schalttransistors (Q1) so verbunden ist, daß das
Gleichspannungspotential am Ausgang des
Operationsverstärkers (2) und der Kollektor des
Schalttransistors (Q1) im wesentlichen das gleiche
Potential aufweisen.
8. Verstärkungseinstellschaltung nach Anspruch 7, ferner
gekennzeichnet durch einen Rückkopplungswiderstand
(R2), der zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers (2) geschaltet ist, wobei die
ersten und zweiten Widerstände (R3, R4) an den Verbindungspunkt
des Rückkoppelungswiderstandes (R2) mit dem invertierenden Eingang
geschaltet sind und der Ausgang des Operationsverstärkers
(2) der Ausgang der Schaltung ist.
9. Verstärkungseinstellschaltung nach Anspruch 7, dadurch
gekennzeichnet,
daß der Ausgang (4) und der invertierende Eingang des
Operationsverstärkers (2) auf dem gleichen Potential
liegen und daß der Verbindungspunkt des ersten mit dem
zweiten Widerstand den Ausgang (4) der Schaltung bildet.
10. Verstärkungseinstellschaltung, enthaltend einen
Signaltransistor mit einer ersten Hauptelektrode, die
über einen ersten Widerstand mit einem ersten festen
Potential verbunden ist, eine zweite Hauptelektrode, die
über einen zweiten Widerstand mit einem zweiten festen
Potential verbunden ist, und eine Steuerelektrode, die
mit einem Eingangsanschluß verbunden ist, der über einen
dritten Widerstand mit dem ersten festen Potential und
über einen vierten Widerstand mit dem zweiten festen
Potential verbunden ist, einen fünften Widerstand und
einen sechsten Widerstand, die in Serie zwischen die
erste Hauptelektrode und das zweite Potential geschaltet
sind, einen Kondensator, der zwischen den sechsten
Widerstand und das zweite feste Potential geschaltet
ist, einen Schalttransistor mit zwei Hauptelektroden,
die parallel über den sechsten Widerstand geschaltet
sind, einen Kondensator und einen Widerstand, die
parallel zueinander zwischen die Steuerelektrode des
Schalttransistors und das zweite feste Potential
geschaltet sind, und einen Widerstand und einen Schalter,
die in Serie und zwischen die Steuerelektrode des
Schalttransistors und das erste feste Potential
geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein
Kondensator (C1) zwischen den Emitter des
Schalttransistors (Q1) und das zweite feste Potential
(Masse) geschaltet ist, so daß die erste Hauptelektrode
(Kollektor) des Signaltransistors (Q3) und der Kollektor
des Schalttransistors (Q1) auf im wesentlichen dem
gleichen Potential liegen (Fig. 4).
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1986
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