DE102007013575B4

DE102007013575B4 - Motorsteuerung

Info

Publication number: DE102007013575B4
Application number: DE102007013575A
Authority: DE
Inventors: Hirofumi Atarashi; Hiroyuki Isegawa
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2006-03-22
Filing date: 2007-03-21
Publication date: 2012-03-29
Anticipated expiration: 2027-03-22
Also published as: JP4754379B2; DE102007013575A1; JP2007259550A; US20070222406A1; US7548038B2

Abstract

Motorsteuerung, die ausgelegt ist, einen Betrieb eines Dauermagnetfeld-Drehmotors mit einem ersten Rotor und einem zweiten Rotor, die mehrere durch Dauermagnete erzeugte Felder aufweisen und die koaxial und konzentrisch um eine Drehachse angeordnet sind, durch Feldsteuerung zu steuern, die durch Änderung einer Rotorphasendifferenz als eine Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor ausgeführt wird, wobei die Steuerung umfasst: eine Wechselrichterschaltung zur Umwandlung des von einer Gleichstromquelle bereitgestellten Gleichstroms in Mehrphasenwechselstrom, der in einen Motoranker gespeist wird; ein Rotorphasendifferenzsteuerwertermittlungsmittel zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz in eine Richtung, in die ein magnetischer Feldfluss des Motors zunimmt in dem Fall, in dem der Betrag eines resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen einzelner Phasen des Motors kleiner als eine vorgegebene Spannung ist, die festgelegt ist, nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle zu sein, oder zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz in eine Richtung, in die ein magnetischer Feldfluss des Motors abnimmt...

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Motorsteuerung, die ausgelegt ist, eine Feldschwächungssteuerung eines Dauermagnetfeld-Drehmotors durch Ändern einer Phasendifferenz zwischen zwei um eine Drehachse angeordnete Rotoren durchzuführen.
2. Beschreibung des Stands der Technik
Bis jetzt ist ein Dauermagnetfeld-Drehmotor bekannt, der mit einem ersten Rotor und einem zweiten Rotor ausgestattet ist, die konzentrisch um eine Drehachse bereitgestellt sind, und der ausgelegt ist, die Feldschwächungssteuerung durch Ändern einer Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor entsprechend einer Drehgeschwindigkeit auszuführen (siehe zum Beispiel die japanische offen gelegte Patentanmeldung JP 2002-204541 A ).
In einem solchen herkömmlichen Motor sind der erste Rotor und der zweite Rotor durch das Zwischenstück eines Elements verbunden, das sich in Radialrichtung verlagert, wenn es einer Zentrifugalkraft ausgesetzt ist. Der Motor ist derart ausgelegt, dass, wenn sich der Motor in einem Haltezustand befindet, die Magnetpole der in dem ersten Rotor angeordneten Dauermagnete und die Magnetpole der in dem zweiten Rotor angeordneten Dauermagnete in dieselbe Richtung ausgerichtet sind, was einen maximalen magnetischen Feldfluss bereitstellt, während sich die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor auf Grund einer Zentrifugalkraft vergrößert, während die Motordrehgeschwindigkeit zunimmt, wodurch die magnetischen Flüsse des Felds verringert werden.
12 stellt einen Bereich dar, in dem das Motorfeld abgeschwächt werden muss. in der Figur kennzeichnet die Ordinatenachse das Abtriebsdrehmoment Tr und die Abszissenachse die Umdrehungszahl N. Der Buchstabe „u” in der Figur kennzeichnet eine orthogonale Linie des Motors. Die Linie u wird durch Verbinden von Punkten gebildet, an denen eine Phasenspannung des Motors gleich einer Versorgungsspannung wird, abhängig von einer Kombination der Umdrehungszahl und eines Abtriebsdrehmoments, wenn der Motor ohne Durchführung der Feldschwächungssteuerung betrieben wird. Der Buchstabe X in der Figur kennzeichnet einen Bereich, in dem die Feldschwächung nicht erforderlich ist, während ein Buchstabe Y einen Bereich kennzeichnet, in dem die Feldschwächung erforderlich ist.
Wie in 12 dargestellt ist, wird der Bereich Y, in dem die Feldschwächung erforderlich ist, durch die Umdrehungszahl N und das Abtriebsdrehmoment Tr des Motors bestimmt. Folglich neigt die herkömmliche Feldschwächungssteuerung, die lediglich von der Umdrehungszahl abhängt, dazu, ungünstigerweise zu einer überhöhten oder nicht ausreichenden Steuerungshöhe zu führen.
Grundlegend beabsichtigt die Feld schwächungssteuerung, eine elektromotorische Gegenkraft zu verringern, die in einem Anker durch die Umdrehung des Motors erzeugt wird, um so eine Ankerklemmenspannung zu hindern, größer als eine Versorgungsspannung zu werden, wodurch es möglich ist, den Motor in einem größeren Umdrehungsbereich zu verwenden. Wenn die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durch die Umdrehungszahl des Motors oder eine Zentrifugalkraft geändert wird, ist lediglich die Umdrehungszahl der Parameter zur Änderung der Feldschwächungshöhe. Dies verhindert ungünstigerweise flexible Änderungen des steuerbaren Bereichs des Abtriebsdrehmoments oder der Umdrehungszahl des Motors.
Ferner wird bei einem Motor, der ebenfalls als Generator arbeitet, die Betriebsleistung allgemein durch Verwenden unterschiedlicher Feldsteuerungshöhen für einen Antriebsbetrieb (positives Abtriebsdrehmoment) bzw. einen Energieerzeugungsbetrieb (negatives Abtriebsdrehmoment) für dieselbe Umdrehungszahl verbessert. Ferner ist es, wenn die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durch die Umdrehungszahl oder eine Zentrifugalkraft geändert wird, nachteilig, dass die Feldsteuerungshöhe nicht zwischen dem Antriebsbetrieb und dem Energieerzeugungsbetrieb geändert werden kann.
Die JP 2004-072978 A zeigt einen elektrischen Motor mit einem inneren Rotor und einem äußeren Rotor, die bezüglich einer Rotationsachse konzentrisch angeordnet sind. Ferner weisen die Rotoren jeweils Dauermagnete auf. Ein Feldschwächungsbetrieb wird durch die Einstellung einer Rotorphasendifferenz durchgeführt.
Die DE 196 36 784 A1 zeigt eine Steuerungsvorrichtung für einen Permanentmagnet-Synchronmotor. Wenn die Drehzahl des Motors einen spezifizierten Wert übersteigt, wird der Betrag des Spannungsvektors auf einen festgelegten Spannungsvektorbetrag fixiert, und es wird ein Modulationsfaktor basierend auf diesem Wert erhalten. Gleichzeitig wird ein Magnetflussrichtungsstromkorrekturwert auf Grundlage des Betrags des Spannungsvektors von einer Polarkoordinaten-Wandlereinheit und dem oben spezifizierten Spannungsvektorbetrag ermittelt. Dann wird der Magnetflussrichtungsstromwert mit diesem Wert korrigiert
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wurde mit Blick auf den zuvor genannten Hintergrund gemacht und es ist ein Ziel der Erfindung, eine Motorsteuerung bereitzustellen, die in der Lage ist, die zum Betreiben eines Motors mit zwei um eine Drehachse angeordnete Rotoren erforderliche Erregungshöhe unter einer vorgegebenen Bedingung zu verringern.
Zu diesem Zweck ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Motorsteuerung bereitgestellt, die ausgelegt ist, den Betrieb eines Dauermagnetfeld-Drehmotors mit einem ersten Rotor und einem zweiten Rotor, die mehrere durch Dauermagnete erzeugte Felder aufweisen und die koaxial und konzentrisch um eine Drehachse angeordnet sind, durch eine Feldsteuerung zu steuern, die durch Ändern einer Rotorphasendifferenz als Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durchgeführt wird. Die Feldsteuerung umfasst eine Feldschwächungssteuerung zur Verringerung der magnetischen Flüsse der Motorfelder und eine Feldstärkungssteuerung zur Vergrößerung der Flüsse der Motorfelder.
Eine Motorsteuerung gemäß einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung beinhaltet: eine Wechselrichterschaltung zur Umwandlung von Gleichstrom, der von einer Gleichstromquelle geliefert wird, in Mehrphasenwechselstrom, der in einen Motoranker gespeist wird; einen Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz in eine Richtung, in die ein magnetischer Fluss eines Motorfelds in dem Fall zunimmt, in dem der Betrag eines resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen der Phasen des Motors kleiner als eine Sollspannung ist, die festgelegt ist, nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle zu sein; und einen Rotorphasendifferenzschieber zur Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf dem Steuerwert der Rotorphasendifferenz.
Mit dieser Anordnung wird dann in dem Fall, in dem der Betrag eines resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen einzelner Phasen des Motors kleiner als eine Sollspannung ist, die festgelegt ist, nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle zu sein, ein Rotorphasendifferenzsteuerwert durch den Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler in eine Richtung ermittelt, in die die magnetischen Flüsse eines Motorfelds zunehmen. Ferner wird die Rotorphasendifferenz durch den Rotorphasendifferenzschieber basierend auf dem Rotorphasendifferenzsteuerwert geändert. In diesem Fall werden die magnetischen Flüsse eines Motorfelds vergrößert, um so die Erregungshöhe zu verringern, die für die Abgabe eines Drehmoments einer vorgegebenen Höhe von dem Motor erforderlich ist. Dies ermöglicht es, den Strom zu verringern, der dem Motor zugeführt wird, um das Drehmoment zu erzeugen.
Eine Motorsteuerung gemäß einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung beinhaltet: eine Wechselrichterschaltung zur Umwandlung von Gleichstrom, der von einer Gleichstromquelle geliefert wird, in Mehrphasenwechselstrom, der in einen Motoranker gespeist wird; einen Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz in eine Richtung, in die die magnetischen Flüsse eines Motorfelds in dem Fall abnehmen, in dem der Betrag eines resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen der einzelnen Phasen des Motors größer als eine Sollspannung ist, die festgelegt ist, nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle zu sein; und einen Rotorphasendifferenzschieber zur Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf dem Steuerwert der Rotorphasendifferenz. Mit dieser Anordnung wird dann in dem Fall, in dem der Betrag eines resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen einzelner Phasen des Motors größer als eine Sollspannung ist, die festgelegt ist, nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle zu sein, ein Rotorphasendifferenzsteuerwert durch den Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler in eine Richtung ermittelt, in die die magnetischen Flüsse eines Motorfelds abnehmen. Ferner wird die Rotorphasendifferenz durch den Rotorphasendifferenzschieber basierend auf einem Rotorphasendifferenzsteuerwert geändert. In diesem Fall werden die magnetischen Flüsse eines Motorfelds verkleinert, um so eine Induktionsspannung zu verringern, die erzeugt wird, wenn der Motor bei einer vorgegebenen Umdrehungszahl betrieben wird, was es ermöglicht, den Strom zu verringern, der dem Motor zugeführt wird, um das Feld zu schwächen.
Die Motorsteuerung beinhaltet ferner einen Rotorstellungsdetektor zur Detektion einer Stellung des ersten Rotors; eine Erregungssteuerung zur Ausführung der Erregungssteuerung des Motors durch Umformung des Motors in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem rotierenden Zweiphasengleichstromkoordinatensystem, das aus einer d-Achse in die Richtung eines magnetischen Flusses eines Motorfelds und einer zu der d-Achse orthogonalen q-Achse zusammengesetzt ist, basierend auf einer Stellung des ersten Rotors und durch Steuerung der Erregungshöhe eines Ankers jeder Achse in der Äquivalenzschaltung; einen Stromdetektor zur Detektion eines durch einen Motoranker fließenden Stroms; einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor zur Detektion einer Winkelgeschwindigkeit des Motors; einen Rotorphasendifferenzschätzer zur Schätzung der Rotorphasendifferenz basierend auf Umformungswerten in der Äquivalenzschaltung der Ankerklemmenspannungen des Motors und den durch die Anker fließenden Ströme und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors; und einen Stromsteuerwertermittler zur Ermittlung eines Steuerwerts der Erregungshöhe des auf der d-Achse der Äquivalenzschaltung angeordneten Ankers und eines Steuerwerts der Erregungshöhe des auf der q-Achse angeordneten Ankers bei der Erregungssteuerung des Motors durch die Erregungssteuerung basierend auf einem Schätzwert der durch den Rotorphasendifferenzschätzer geschätzten Rotorphasendifferenz und einem Steuerwert eines Abtriebsdrehmoments des Motors.
Mit dieser Anordnung ändert sich dann in dem Fall, in dem eine Rotorphasendifferenz des Motors mit einer resultierenden Änderung des magnetischen Flusses eines Felds geändert wird, die für die Abgabe eines vorgegebenen Drehmoments von dem Motor erforderliche Erregungshöhe entsprechend. Folglich ermittelt der Stromsteuerwertermittler die Steuerwerte der Erregungshöhen des auf der d-Achse angeordneten Ankers bzw. des auf der q-Achse angeordneten Ankers basierend auf dem Schätzwert der Rotorphasendifferenz des Motors durch den Rotorphasendifferenzschätzer und dem Steuerwert des Abtriebsdrehmoments. Dies ermöglicht es, Steuerwerte geeigneter Erregungshöhen für einen bestimmten Feldzustand des Motors einzustellen, der sich gemäß einer Rotorphasendifferenz geändert hat.
Die Motorsteuerung kann ferner beinhalten einen Rotorstellungsdetektor zur Detektion einer Stellung des ersten Rotors; eine Erregungssteuerung zur Ausführung der Erregungssteuerung des Motors durch Umformung des Motors in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem rotierenden Zweiphasengleichstromkoordinatensystem, das aus einer d-Achse in die Richtung eines magnetischen Flusses eines Motorfelds und einer zu der d-Achse orthogonalen q-Achse zusammengesetzt ist, basierend auf einer Stellung des ersten Rotors und durch Steuerung der Erregungshöhe eines Ankers jeder Achse in der Äquivalenzschaltung; einen Stromdetektor zur Detektion eines durch einen Motoranker fließenden Stroms; einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor zur Detektion einer Winkelgeschwindigkeit des Motors; einen Induktionsspannungskonstantenrechner zur Berechnung einer Induktionsspannungskonstanten des Motors basierend auf den Umformungswerten einer Ankerklemmenspannung des Motors und einem durch den Anker in der Äquivalenzschaltung fließenden Strom und der Winkelgeschwindigkeit des Motors; und einen Stromsteuerwertermittler zur Ermittlung eines Steuerwerts der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers und eines Steuerwerts der Erregungshöhe eines auf der q-Achse angeordneten Ankers in der Äquivalenzschaltung bei der Erregungssteuerung des Motors durch das Erregungssteuermittel basierend auf der durch den Induktionsspannungskonstantenrechner berechneten Induktionsspannungskonstanten und einem Steuerwert eines Abtriebsdrehmoments.
Mit dieser Anordnung ändert sich in dem Fall, in dem eine Rotorphasendifferenz des Motors geändert wird, der magnetische Fluss eines Motorfelds entsprechend, was eine Änderung der Induktionsspannungskonstanten des Motors verursacht. Ein Abtriebsdrehmoment des Motors ist proportional zu der Erregungshöhe und einer Induktionsspannungskonstanten, so dass sich die für die Abgabe eines vorgegebenen Drehmoments von dem Motor erforderliche Erregungshöhe ändert, wenn sich die Induktionsspannungskonstante ändert. Folglich ermittelt der Stromsteuerwertermittler die Steuerwerte der Erregungshöhen des auf der d-Achse angeordneten Ankers bzw. des auf der q-Achse angeordneten Ankers basierend auf der durch den Induktionsspannungskonstantenrechner berechneten Induktionsspannungskonstanten des Motors und dem Steuerwert des Abtriebsdrehmoments, wodurch es möglich wird, eine geeignete Erregungshöhe für einen bestimmten geänderten Feldzustand des Motors einzustellen.
Die Motorsteuerung beinhaltet ferner einen Feldschwächungsstromkorrigierer zur Korrektur der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers, um so einen Mangel der Feldschwächung zu verringern, die durch Ändern der Rotorphasendifferenz erreicht wird, basierend auf einer Differenz zwischen einem Steuerwert der durch den Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler ermittelten Rotorphasendifferenz und einem durch den Rotorphasendifferenzschätzer geschätzten Schätzwert der Rotorphasendifferenz.
Mit dieser Anordnung korrigiert der Feldschwächungsstromkorrigierer dann in dem Fall, in dem eine Folgeverzögerung des Rotorphasendifferenzschiebers bezüglich eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz eine Differenz zwischen dem Steuerwert und dem Schätzwert der Rotorphasendifferenz verursacht hat, die Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers, um so den Mangel der durch Änderung der Phasendifferenz erreichten Feldschwächung zu verringern. Somit kann in dem Fall, in dem eine plötzliche Änderung einer Feldschwächungshöhe erforderlich ist, die nicht durch die durch Änderung der Rotorphasendifferenz erreichten Feldschwächung bewältigt werden kann, diese Anforderung durch Ändern der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers erfüllt werden.
Ferner beinhaltet die Motorsteuerung einen Feldschwächungsstromkorrigierer zur Korrektur der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers, um so einen Mangel der Feldschwächung zu verringern, die durch Ändern der Rotorphasendifferenz erreicht wird, in dem Fall, in dem ein Steuerwert der durch den Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler ermittelten Rotorphasendifferenz einen Änderungsbereich der Rotorphasendifferenz durch den Rotorphasendifferenzschieber überschreitet.
Mit dieser Anordnung korrigiert der Feldschwächungsstromkorrigierer dann in dem Fall, in dem ein Änderungswert der Rotorphasendifferenz basierend auf einem Rotorphasendifferenzsteuerwert groß ist und den Änderungsbereich der Rotorphasendifferenz durch den Rotorphasendifferenzschieber überschreitet, die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse, um so einen Mangel der durch Änderung der Phasendifferenz erreichten Feldschwächung zu verringern. Dies ermöglicht es, den Feldschwächungseinstellungsbereich in einem Ausmaß zu erweitern, in dem die Feldschwächung nicht durch Ändern der Rotorphasendifferenz erreicht werden kann, was folglich eine Erweiterung des Betriebsbereichs des Motors zulässt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Anordnungsdiagramm eines bürstenlosen Gleichstrommotors, der mit einem Doppelrotor ausgestattet ist;
2(a) und 2(b) sind ein Anordnungsdiagramm bzw. ein erläuterndes Betriebsdiagramm eines Mechanismus zur Änderung einer Phasendifferenz zwischen einem Außenrotor und einem Innenrotor des in 1 dargestellten bürstenlosen Gleichstrommotors;
3(a) und 3(b) sind erläuternde Diagramme der Vorteile, die durch Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt werden;
4 ist ein erläuterndes Diagramm der Vorteile, die durch Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt werden;
5 ist ein Steuerblockdiagramm einer Motorsteuerung;
6 ist ein Spannungszeigerdiagramm in einem d-q-Koordinatensystem;
7(a) ist ein erläuterndes Diagramm einer Abbildung zur Bestimmung einer Rotorphasendifferenz aus einer Induktionsspannungskonstanten und 7(b) ist eine Abbildung zur Bestimmung einer Rotorphasendifferenz aus einer Induktionsspannungskonstanten und einer Induktanz eines q-Achsen-Ankers;
8(a), 8(b) und 8(c) sind erläuternde Diagramme der durch Feldschwächung und Feldstärkung erzielten Vorteile;
9 ist ein Ablaufflussdiagramm, um eine Phasenspannung eines Motors nahe an einen Sollspannungskreis zu bringen;
10 ist ein erläuterndes Diagramm einer Abbildung zur Bestimmung einer Rotorphasendifferenz aus einer Induktionsspannungskonstante;
11 ist ein Ablaufflussdiagramm zur Änderung einer Rotorphasendifferenz durch einen Aktor; und
12 ist ein erläuterndes Diagramm, das einen Bereich darstellt, in dem eine Feldschwächung in dem Motor erforderlich ist.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf 1 bis 11 erläutert werden. 1 ist ein Anordnungsdiagramm eines bürstenlosen Gleichstrommotors, der mit einem Doppelrotor ausgestattet ist, 2(a) und 2(b) sind ein Anordnungsdiagramm bzw. ein erläuterndes Betriebsdiagramm eines Mechanismus zur Änderung einer Phasendifferenz zwischen einem Außenrotor und einem Innenrotor des in 1 dargestellten bürstenlosen Gleichstrommotors, 3 und 4 sind erläuternde Diagramme der Vorteile, die durch Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt werden, 5 ist ein Steuerblockdiagramm einer Motorsteuerung, 6 ist ein Spannungszeigerdiagramm in einem d-q-Koordinatensystem, 7 stellt erläuternde Diagramme einer Abbildung zur Bestimmung einer Rotorphasendifferenz aus einer Induktionsspannungskonstante und eine Abbildung zur Bestimmung einer Rotorphasendifferenz aus einer Induktionsspannungskonstante und einer Induktanz eines q-Achsen-Ankers dar, 8 stellt erläuternde Diagramme der Feldschwächungs- und Feldstärkungsvorteile dar, 9 ist ein Ablaufflussdiagramm, um eine Phasenspannung eines Motors nahe an einen Sollspannungskreis zu bringen, 10 ist ein erläuterndes Diagramm einer Abbildung zur Bestimmung einer Rotorphasendifferenz aus einer Induktionsspannungskonstante und 11 ist ein Ablaufflussdiagramm zur Änderung einer Rotorphasendifferenz durch einen Aktor.
In 1 ist ein Motor 1 in der vorliegenden Ausführungsform ein bürstenloser Gleichstrommotor, der mit einem Innenrotor 11 (der einem zweiten Rotor in der vorliegenden Erfindung entspricht), der Felder von Dauermagneten 11a und 11b aufweist, die in gleichen Abständen in Umfangsrichtung angeordnet sind, einem Außenrotor 12 (der einem ersten Rotor in der vorliegenden Erfindung entspricht), der Felder von Dauermagneten 12a und 12b aufweist, die in gleichen Abständen in Umfangsrichtung angeordnet sind, und einem Stator 10 ausgestattet ist, der einen Anker 10a zur Erzeugung eines Rotationsfelds in Bezug auf den Innenrotor 11 und den Außenrotor 12 aufweist. Der Motor 1 wird als Antriebsquelle zum Beispiel eines Hybridfahrzeugs oder eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs verwendet und arbeitet als Motor und als Generator, wenn er in einem Hybridfahrzeug angebracht ist.
Der Innenrotor 11 und der Außenrotor 12 sind konzentrisch derart angeordnet, dass ihre Drehachsen beide zu einer Drehachse 2 des Motors 1 koaxial sind. In dem Innenrotor 11 sind die Dauermagnete 11a mit ihren Nordpolen der Drehachse 2 gegenüberliegend und die Dauermagnete 11b mit ihren Südpolen der Drehachse 2 gegenüberliegend abwechselnd angeordnet. Ähnlich sind in dem Außenrotor 12 die Dauermagnete 12a mit ihren Nordpolen der Drehachse 2 gegenüberliegend und die Dauermagnete 12b mit ihren Südpolen der Drehachse 2 gegenüberliegend abwechselnd angeordnet.
Der Motor 1 umfasst ferner einen Planetengetriebemechanismus 30, der in 2(a) dargestellt ist, um eine Rotorphasendifferenz zu ändern, die eine Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 ist. In 2(a) ist der Planetengetriebemechanismus 30 ein Einritzelplanetengetriebemechanismus, der in einem hohlen Bereich des Innenrotors 11 an seiner inneren Umfangsseite angeordnet ist. Der Planetengetriebemechanismus 30 umfasst einen ersten Zahnkranz R1, der koaxial und in einem Stück mit dem Außenrotor 12 ausgebildet ist, einen zweiten Zahnkranz R2, der koaxial und in einem Stück mit dem Innenrotor 11 ausgebildet ist, ein erstes Planetenrad 31, das mit dem ersten Zahnkranz R1 in Eingriff steht, ein zweites Planetenrad 32, das mit dem zweiten Zahnkranz R2 in Eingriff steht, ein Sonnenrad S, das ein Zwischenrad ist, das mit dem ersten Planetenrad 31 und dem zweiten Planetenrad 32 in Eingriff steht, einen ersten Planetenträger C1, der rotierend das erste Planentenrad 31 hält und der rotierend durch die Drehachse 2 gehalten wird, und einen zweiten Planetenträger C2, der rotierend das zweite Planetenrad 32 hält und der an dem Stator 10 befestigt ist.
In dem Planetengetriebemechanismus 30 weisen der erste Zahnkranz R1 und der zweite Zahnkranz R2 ungefähr denselben Zahnradaufbau auf und das erste Planetenrad 31 und das zweite Planetenrad 32 weisen ungefähr denselben Zahnradaufbau auf. Die Drehachse 33 des Sonnenrads S ist koaxial zu der Drehachse 2 des Motors 1 angeordnet und wird rotierend durch ein Lager 34 gehalten. Somit ist der Planetengetriebemechanismus 30 derart aufgebaut, dass das erste Planetenrad 31 und das zweite Planetenrad 32 in Eingriff mit dem Sonnenrad S stehen und sich der Außenrotor 12 und der Innenrotor 11 im Gleichlauf drehen.
Ferner ist eine Drehachse 35 des ersten Planetenträgers C1 koaxial zu der Drehachse 2 des Motors 1 angeordnet und mit einem Aktor 25 verbunden. Der zweite Planetenträger C2 ist an dem Stator 10 befestigt.
Der Aktor 25 bewirkt hydraulisch, dass sich der erste Planetenträger C1 in Vorwärtsrichtung oder in Rückwärtsrichtung dreht oder schränkt die Drehung des ersten Planetenträgers C1 um die Drehachse 2 als Antwort auf ein von einer externen Quelle eingegebenes Steuersignal ein. Dann ändert sich, während der erste Planetenträger C1 durch den Aktor 25 gedreht wird, eine relative Lagebeziehung (Phasendifferenz) zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11. Der Planentengetriebemechanismus 30 und der Aktor 25 bilden den Rotorphasendifferenzschieber in der vorliegenden Erfindung. Der Aktor 25 kann ein Aktor sein, der den ersten Planetenträger C1 elektrisch anstatt hydraulisch dreht.
2(b) stellt eine Beziehung zwischen den Drehgeschwindigkeiten des ersten Zahnkranzes R1, dem ersten Planetenträger C1, dem Sonnenrad S, dem zweiten Planetenträger C2 und dem zweiten Zahnkranz R2 in dem Planetengetriebemechanismus 30 dar, wobei die Ordinatenachse eine Drehgeschwindigkeit Vr angibt.
In 2(b) ist die Geschwindigkeit des zweiten Planetenträgers C2, der an dem Stator 10 befestigt ist, Null. Dies bedeutet, dass sich zum Beispiel, wenn sich das Sonnenrad S in Rückwärtsrichtung dreht (Vr < 0), der zweite Zahnkranz R2 und der Innenrotor 11 in Vorwärtsdrehrichtung (Vr > 0) mit einer Geschwindigkeit basierend auf einem Übersetzungsverhältnis g2 des Sonnenrads S relativ zu dem zweiten Zahnkranz R2 drehen.
In dem Fall, in dem sich der Aktor 25 in einem Nichtbetriebszustand befindet (in dem Fall, in dem der erste Planetenträger C1 nicht durch den Aktor 25 gedreht wird), ist dann die Drehgeschwindigkeit des ersten Planetenträgers C1 Null. Folglich drehen sich der erste Zahnkranz R1 und der Außenrotor 12 in Rückwärtsrichtung relativ zu dem sich drehenden Sonnenrad S mit einer Geschwindigkeit basierend auf dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S relativ zu dem ersten Zahnkranz R1. Das Übersetzungsverhältnis g1 und das Übersetzungsverhältnis g2 sind so festgelegt, dass sie ungefähr gleich sind (g1 ≈ g2), so dass sich der Innenrotor 11 und der Außenrotor 12 im Gleichlauf drehen, was folglich die Phasendifferenz zwischen dem Innenrotor 11 und dem Außenrotor 12 auf einem konstanten Wert hält.
In dem Fall, in dem sich der Aktor 25 in einem Betriebszustand befindet (in dem Fall, in dem der erste Planetenträger C1 durch den Aktor 25 gedreht wird), drehen sich der erste Zahnkranz R1 und der Außenrotor 12 in Rückwärtsrichtung relativ zu dem sich drehenden Sonnenrad S mit einer Geschwindigkeit, die durch Vergrößern oder Verkleinern einer Geschwindigkeit basierend auf dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S relativ zu dem ersten Zahnkranz R1 durch den Drehumfang des ersten Planetenträgers C1 erhalten wird. Dies ändert die Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11.
Der Aktor 25 ist derart aufgebaut, dass er in der Lage ist, den ersten Planetenträger C1 in Vorwärtsrichtung oder Rückwärtsrichtung um wenigstens einen mechanischen Winkel β (Grad) = (180/P) × g1/(1 + g1) relativ zu dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S bezüglich des ersten Zahnkranzes R1 und der Anzahl an Polpaaren P des Motors 1 zu drehen.
Daher kann die Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 in Richtung eines Voreilwinkels oder eines Nacheilwinkels innerhalb des Bereichs von wenigstens 180 Grad im Sinne des elektrischen Winkels geändert werden. In diesem Fall kann der Motor 1, sofern angebracht, zwischen einem Feldschwächungsbetrieb, bei dem die Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 mit denselben Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, und einem Feldstärkungsbetrieb, bei dem die Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 mit entgegengesetzten Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, eingestellt werden.
3(a) stellt den Feldstärkungsbetrieb dar. Die Richtungen der magnetischen Flüsse Q2 der Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Richtungen der magnetischen Flüsse Q1 der Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 sind dieselben, die zu einem großen zusammengesetzten magnetischen Russ Q3 führen. Unterdessen stellt 3(b) den Feldschwächungsbetrieb dar. Die Richtungen der magnetischen Flüsse Q2 der Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Richtungen der magnetischen Flüsse Q1 der Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 sind einander entgegengerichtet, was dazu führt, dass die zusammengesetzten magnetischen Flüsse Q3 kleiner sind.
4 stellt einen Graphen dar, der die Induktionsspannungen vergleicht, die in dem Anker des Stators 10 erzeugt werden, wenn der Motor 1 mit einer vorgegebenen Umdrehungszahl in der in 3(a) dargestellten Betriebsart bzw. in der in 3(b) dargestellten Betriebsart betrieben wird, wobei die Ordinatenachse die Induktionsspannung (V) und die Abszissenachse den elektrischen Winkel (Grad) angibt. In dem Graph gibt „a” die in 3(a) dargestellte Betriebsart an (den Feldstärkungsbetrieb), während „b” die in 3(b) dargestellte Betriebsart angibt (den Feldschwächungsbetrieb). 4 zeigt, dass eine Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 eine wesentliche Änderung einer erzeugten Induktionsspannung verursacht.
Folglich kann die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 durch Vergrößern oder Verkleinern der magnetischen Flüsse der Felder durch Ändern der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 geändert werden. Dies ermöglicht es, einen Betriebsbereich bezüglich des Abtriebs und der Umdrehungszahl des Motors 1 zu erweitern, verglichen mit einem Fall, in dem die Induktionsspannungskonstante Ke konstant ist. Überdies kann die Betriebsleistung des Motors 1 gesteigert werden, da sich der Kupferverlust des Motors 1 verringert, verglichen mit einem Fall, in dem die Feldschwächungssteuerung durch Erregung des auf der d-Achse (Feldachse) angeordneten Ankers durch d-q-Koordinatenumwandlung durchgeführt wird, was gewöhnlich zur Motorsteuerung eingesetzt wird.
In 5 bis 11 wird nun die Motorsteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erläutert. Die in 5 dargestellte Motorsteuerung (hierin nachstehend einfach als „die Steuerung” bezeichnet) formt den Motor 1 in eine äquivalente Schaltung basierend auf einem rotierenden Zweiphasengleichstromkoordinatensystem um, in dem die Feldrichtung durch die d-Achse angegeben wird, während die zu der d-Achse orthogonale Richtung durch die q-Achse angegeben wird. Die Steuerung regelt die Erregungshöhe des Motors 1 derart, dass ein Drehmoment basierend auf einem Drehmomentsteuerwert Tr_c, der von einer externen Quelle erhalten wird, von dem Motor 1 abgegeben wird.
Die Steuerung ist eine elektrische Einheit, die aus einer CPU, Speicher und dergleichen zusammengesetzt ist und beinhaltet einen Stromsteuerwertermittler 60 (der dem Stromsteuerwertermittlungsmittel in der vorliegenden Erfindung entspricht), der einen Steuerwert Id_c eines dem auf der d-Achse angeordneten Anker zuzuführenden Stroms (hierin nachstehend als „der d-Achsen-Strom” bzw. „der d-Achsen-Anker” bezeichnet) und einen Steuerwert Iq_c eines dem auf der q-Achse angeordneten Anker zuzuführenden Stroms (hierin nachstehend als „der q-Achsen-Strom” bzw. „der q-Achsen-Anker” bezeichnet) basierend auf einem Drehmomentsteuerwert Tr_c und einem Schätzwert θd_e der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 (Rotorphasendifferenz) des Motors 1 ermittelt, einen Dreiphasen/dq-Umwandler 75, der einen d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s und einen q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s durch Dreiphasen/dq-Umwandlung basierend auf den Stromerfassungssignalen, die durch Strommessgeber 70 und 71 (die den Stromdetektionsmitteln in der vorliegenden Erfindung entsprechen) ermittelt werden und aus denen unerwünschte Bestandteile durch einen Bandpassfilter 72 entfernt wurden, und einem Rotorwinkel θr des Außenrotors 12, der durch einen Messwandler 73 (der dem Rotorstellungsdetektionsmittel in der vorliegenden Erfindung entspricht) ermittelt wird, berechnet, eine Erregungssteuereinheit 50 (die dem Erregungssteuermittel in der vorliegenden Erfindung entspricht), die einen Steuerwert Vd_c einer Klemmenspannung des d-Achsen-Ankers (hierin nachstehend als „die d-Achsen-Spannung” bezeichnet) und einen Steuerwert Vq_c einer Klemmenspannung des q-Achsen-Ankers (hierin nachstehend als „die q-Achsen-Spannung” bezeichnet) derart ermittelt, dass eine Differenz ΔId zwischen dem Steuerwert Id_c und dem Erfassungswert Id_s des d-Achsen-Stroms und eine Differenz ΔIq zwischen dem Steuerwert Iq_c und dem Erfassungswert Iq_s des q-Achsen-Stroms verringert werden, einen rθ-Umwandler 61, der den Steuerwert Vd_c der d-Achsen-Spannung und den Steuerwert Vq_c der q-Achsen-Spannung in Bestandteile eines Betrags V1 und eines Winkels θ umwandelt, und einen PWM-Rechner 62, der die Bestandteile des Betrags V1 und Winkels θ durch PWM-Steuerung in eine Dreiphasenwechselspannung (U, V, W) umwandelt, wobei der PWM-Rechner 62 eine Funktion der Wechselrichterschaltung in der vorliegenden Erfindung beinhaltet.
Die Steuerung ist ferner ausgestattet mit einem Konstantenrechner 63 (der die Funktion des Induktionsspannungskonstantenberechnungsmittels in der vorliegenden Erfindung beinhaltet), der die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 und die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers basierend auf dem d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c, dem q-Achsen-Spannungssteuerwert Vq_c, dem d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s, dem q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s und einem Winkelgeschwindigkeitserfassungswert ω_s des Motors 1 (erfasst durch einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor, der nicht dargestellt ist) berechnet, einem Rotorphasendifferenzschätzer 64 (der dem Rotorphasendifferenzschätzmittel in der vorliegenden Erfindung entspricht) zur Bestimmung eines Schätzwerts θd_e basierend auf der Induktionsspannungskonstanten Ke und der Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers, einem Sollspannungskreisrechner 90 zur Berechnung eines Radius Vp_soll eines Sollspannungskreises, der später erläutert werden wird, aus einer Versorgungsspannung Vdc einer Gleichspannungsquelle (nicht dargestellt), die dem PWM-Rechner 62 Gleichstrom zuführt, einem Ist-Spannungskreisrechner 92, der einen Radius Vp eines Ist-Spannungskreises, der später erläutert werden wird, aus einem d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c und einem q-Achsen-Spannungssteuerwert Vq_c berechnet, einem Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93, der einen Steuerwert Ke_c einer Induktionsspannungskonstanten basierend auf einer Differenz ΔVp zwischen Vp_soll und Vp ermittelt, einem Feldschwächungsstromkorrekturwertrechner 94 zur Berechnung eines Korrekturwerts ΔId_vol eines Steuerwerts Id_c des d-Achsen-Stroms basierend auf dem Steuerwert Ke_c einer Induktionsspannungskonstanten und ΔVp, einem Rotorphasendifferenzerfasser 95, der eine Rotorphasendifferenz θd_c1 entsprechend dem Steuerwert Ke_c einer Induktionsspannungskonstanten erfasst und einem Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 97, der einen Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c2 basierend auf einer Differenz Δθd zwischen θd_c1 und dem Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz ermittelt.
Der Feldschwächungsstromkorrekturwertrechner 94 und ein Addierer 51, der den Korrekturwert ΔId_vol eines Feldschwächungsstroms zu dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c addiert, bilden das Feldschwächungsstromkorrekturmittel in der vorliegenden Erfindung. Ferner bilden der Sollspannungskreisrechner 90, ein Subtrahierer 91, der Ist-Spannungskreisrechner 92, der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93, der Rotorphasendifferenzerfasser 95, ein Subtrahierer 96 und der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 97 das Rotorphasendifferenzsteuerwertermittlungsmittel in der vorliegenden Erfindung.
Die Erregungssteuereinheit 50 beinhaltet einen Addierer 51, der den Korrekturwert ΔId_vol zu dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c addiert, einen Subtrahierer 52, der eine Differenz ΔId zwischen dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_ca, zu dem der Korrekturwert ΔId_vol addiert wurde, und einem Erfassungswert Id_s des d-Achsen-Stroms berechnet, eine d-Achsen-Stromsteuereinheit 53, die eine d-Achsen-Differenzspannung ΔVd zur Erzeugung der Differenz ΔId berechnet, eine Entstörungssteuereinheit 56, die eine Komponente zur Aufhebung der Einflüsse elektromotorischer Geschwindigkeitskräfte berechnet, die einander zwischen der d-Achse und der q-Achse überlagern, basierend auf dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c und dem q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c (Entstörungskomponente), einen Subtrahierer 54, der die durch die Entstörungssteuereinheit 56 berechnete Entstörungskomponente von der d-Achsen-Differenzspannung ΔVd subtrahiert, einen Subtrahierer 55, der die Differenz ΔIq zwischen dem Steuerwert Iq_c und dem Erfassungswert Iq_s des q-Achsen-Stroms berechnet, eine q-Achsen-Stromsteuereinheit 57, die eine q-Achsen-Differenzspannung ΔVq zur Erzeugung der Differenz ΔIq berechnet und einen Addierer 58, der die Entstörungskomponente zu der q-Achsen-Differenzspannung ΔVq addiert.
6 stellt eine Beziehung zwischen Strom und Spannung in dem d-q-Koordinatensystem dar, wobei die Ordinatenachse die q-Achse (Drehmomentachse) kennzeichnet und die Abszissenachse die d-Achse (Feldachse) kennzeichnet. In der Figur kennzeichnet C einen Sollspannungskreis, dessen Radius Vp_soll durch den Sollspannungskreisrechner 90 berechnet wird. Vp_soll ist zum Beispiel auf Vdc × 0,5 oder Vdc/6^1/2 basierend auf einer sinusförmigen Modulation festgelegt.
Die Steuerung steuert die Rotorphasendifferenz, den d-Achsen-Strom und den q-Achsen-Strom derart, dass der resultierende Vektor V der Spannung Vd zwischen den Klemmen des d-Achsen-Ankers und der Spannung Vq zwischen den Klemmen des q-Achsen-Ankers (der Betrag des resultierenden Vektors V liefert den Radius eines Ist-Spannungskreises) auf dem Umfang des Sollspannungskreises C liegt. In der Figur bezeichnet E eine durch die Umdrehung des Motors 1 in dem q-Achsen-Anker erzeugte elektromotorische Gegenkraft, ω bezeichnet eine Winkelgeschwindigkeit des Motors 1, R bezeichnet den Widerstand des d-Achsen-Ankers und des q-Achsen-Ankers, Lq bezeichnet eine Induktanz des q-Achsen-Ankers, Ld bezeichnet eine Induktanz des d-Achsen-Ankers, Vd bezeichnet eine d-Achsen-Spannung, Vq bezeichnet eine q-Achsen-Spannung, Id bezeichnet den d-Achsen-Strom und Iq bezeichnet den q-Achsen-Strom.
Hinsichtlich der in 6 dargestellten Komponenten auf der q-Achse gilt die durch den Ausdruck (1) dargestellte unten angegebene Beziehung; daher kann die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 aus dem unten angegebenen Ausdruck (2) berechnet werden: Ke·ω + R·Iq = Vq – ω·Ld·Id (1), wobei Ke: Induktionsspannungskonstante; ω: Winkelgeschwindigkeit des Motors; R: Widerstand des q-Achsen-Ankers und des d-Achsen-Ankers; Iq: q-Achsen-Strom; Vq: Klemmenspannung des q-Achsen-Ankers; Ld: Induktanz des d-Achsen-Ankers; und Id: d-Achsen-Strom. Ke = Vq – ω·Ld·Id – R·Iq / ω(2)
Hinsichtlich der in 6 dargestellten Komponenten auf der d-Achse gilt die durch den Ausdruck (3) dargestellte unten angegebene Beziehung; daher kann die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers aus dem unten angegebenen Ausdruck (4) berechnet werden: Vd = R·Id – ω·Lq·Iq (3), Lq = R·Id – Vd / ω·Iq(4).
Der Konstantenrechner 63 setzt die q-Achsen-Steuerspannung Vq_c, den Winkelgeschwindigkeitserfassungswert ω_s des Motors 1, den d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s und den q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s in Vq, ω, Id bzw. Iq des obigen Ausdrucks (2) ein, um die Induktionsspannungskonstante Ke zu berechnen. Der Konstantenrechner 63 setzt ebenfalls den d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s, den d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c, den Winkelgeschwindigkeitserfassungswert ω_s des Motors 1 und den q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s in Id, Vd, ω bzw. Iq des obigen Ausdrucks (4) ein, um die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers zu berechnen.
Der Widerstand R des d-Achsen-Ankers und des q-Achsen-Ankers in dem oben angegebenen Ausdruck (2) und Ausdruck (4) nimmt vorgegebene feste Werte an. Die Induktanz Ld des d-Achsen-Ankers in Ausdruck (2) kann einen vorgegebenen festen Wert annehmen; es nimmt jedoch die Induktanz Ld des d-Achsen-Ankers ab, während eine Rotorphasendifferenz zunimmt, so dass die Induktanz Ld einen Schätzwert annehmen kann, der bewirkt, dass die Induktanz Ld abnimmt, während der Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c ansteigt.
Dann ermittelt der Rotorphasendifferenzschätzer 64 einen Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz basierend auf der Induktionsspannungskonstanten Ke und der Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers, die durch den Konstantenrechner 63 berechnet werden. In dem Fall, in dem sich die Rotorphasendifferenz ändert, ändern sich dann die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 und die Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers entsprechend.
Somit wendet der Rotorphasendifferenzschätzer 64 die Induktionsspannungskonstante Ke und die q-Achsen-Ankerinduktanz Lq, die durch den Konstantenrechner 63 berechnet worden sind, auf eine in 7(b) dargestellte Korrespondenzabbildung von Ke und Lq/θd an, um eine zugehörige Phasendifferenz θd zu erhalten und bestimmt die Phasendifferenz θd als den Schätzwert θd_e der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11.
Die Korrespondenzabbildung von Ke und Lq/θd wird basierend auf Experimentaldaten oder Computersimulationen angefertigt und im Voraus in einem Speicher (nicht dargestellt) gespeichert. Die durch den Konstantenrechner 63 berechnete Induktionsspannungskonstante Ke könnte auf die in 7(a) dargestellte Ke/θd-Korrespondenzabbildung angewendet werden, um θd_e zu bestimmen; die Schätzgenauigkeit einer Rotorphasendifferenz kann jedoch durch Verwenden der Induktanz Lq des q-Achsen-Ankers zusätzlich zur Induktionsspannungskonstanten Ke verbessert werden, um den Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz zu bestimmen.
Dann wendet der Stromsteuerwertermittler 60 den Drehmomentsteuerwert Tr_c und den Schätzwert θd_e einer Rotorphasendifferenz auf eine Abbildung von Tr, θd/Id und Iq an, die im Voraus in einem Speicher gespeichert wurde, um das zugehörige Id und Iq zu erhalten und bestimmt die erhaltenen Id und Iq als einen d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c bzw. einen q-Achsen-Stromsteuerwert Id_q. Somit ermöglicht die Verwendung des Schätzwerts θd_e einer Rotorphasendifferenz, den d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c und den q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c zu bestimmen, die eine tatsächliche Änderung eines magnetischen Feldflusses des Motors 1 widerspiegeln. Somit können Abtriebsdrehmomente des Motors 1 basierend auf dem Drehmomentsteuerwert Tr_c genau gesteuert werden.
In 8 wird nun das Folgende die Vorteile erläutern, die durch Ändern einer Rotorphasendifferenz derart erzielt werden, dass ein resultierender Vektor V einer Klemmenspannung des d-Achsen-Ankers und einer Klemmenspannung des q-Achsen-Ankers auf dem Umfang des Sollspannungskreises C liegt.
8(a) stellt einen resultierenden Vektor V dar, der innerhalb des Sollspannungskreises C liegt. In diesem Fall wird die Rotorphasendifferenz in eine Richtung geändert, in die die magnetischen Feldflüsse ansteigen, d. h. in die Richtung zur Feldstärkung. Dies vergrößert die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 und die in dem q-Achsen-Anker erzeugte elektromotorische Gegenkraft E nimmt um den Betrag entsprechend dem Anstieg der Induktionsspannungskonstante Ke zu. Folglich nehmen der q-Achsen-Strom Iq und der d-Achsen-Strom Id ab, wenn sich der resultierende Vektor V auf dem Umfang des Sollspannungskreises C bewegt, wie in 8(b) dargestellt ist. Somit kann ein Kupferverlust, der in dem Motor 1 auftritt, verringert werden.
8(c) stellt einen resultierenden Vektor V dar, der außerhalb des Sollspannungskreises C liegt. In diesem Fall wird die Rotorphasendifferenz in die Richtung geändert, in die die magnetischen Feldflüsse abnehmen, d. h. in die Richtung, in die die Felder geschwächt werden. Dies führt dazu, dass die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 abnimmt und die in dem q-Achsen-Anker erzeugte elektromotorische Gegenkraft E um den Betrag entsprechend der Verringerung der Induktionsspannungskonstanten Ke abnimmt. Folglich wird die Stromversorgung von dem PWM-Rechner 62 zu dem Motor 1 aktiviert, während sich der resultierende Vektor V auf dem Umfang des Sollspannungskreises C bewegt, wie in 8(b) dargestellt ist. Dies ermöglicht es, den Betriebsbereich des Motors 1 zu erweitern.
Die Realisierung der Feldschwächungssteuerung durch Ändern der Rotorphasendifferenz, wie oben beschrieben, ermöglicht es, den Kupferverlust, der in dem Motor 1 auftritt, zu verringern, verglichen mit einem Fall, in dem die Feldschwächungssteuerung durch Erhöhen des d-Achsen-Stroms realisiert ist. Ferner ermöglicht die Änderung der Rotorphasendifferenz derart, dass der resultierende Vektor V auf dem Umfang des Sollspannungskreises C liegt, einen Leistungsverlust zu reduzieren, der durch Schalten in dem PWM-Rechner 62 verursacht wird.
In dem in 9 dargestellten Flussdiagramm wird nun der Ablauf zur Steuerung der Rotorphasendifferenz und des Feldschwächungsstroms durch die Steuerung erläutert. Die Verarbeitung von SCHRITT10 bis SCHRITT13 und SCHRITT20 bis SCHRITT21 in 9 wird durch den Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 ausgeführt und die Verarbeitung in SCHRITT30 wird durch den Feldschwächungsstromkorrekturwertrechner 94 ausgeführt.
Der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 setzt in SCHRITT10 den Anfangswert des Steuerwerts Ke_c einer Induktionsspannungskonstanten auf Ke_max, das einen Höchstwert einer Induktionsspannungskonstanten darstellt, die durch Ändern einer Rotorphasendifferenz eingestellt werden kann (ein Zustand, in dem eine Rotorphasendifferenz in der vorliegenden Ausführungsform Null ist).
Der Anfangswert des Steuerwerts Ke_c der Induktionsspannungskonstante kann beliebig innerhalb des Bereichs von Ke_min, das ein Mindestwert einer Induktionsspannungskonstanten darstellt, die durch Ändern einer Rotorphasendifferenz eingestellt werden kann (ein Zustand, in dem eine Rotorphasendifferenz in der vorliegenden Ausführungsform 180 Grad ist), bis Ke_max eingestellt werden.
In dem nächsten SCHRITT11 ermittelt der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93, ob ein Betrag Vp des resultierenden Vektors V des d-Achsen-Spannungssteuerwerts Vd_c und des q-Achsen-Spannungssteuerwerts Vq_c, die durch den Ist-Spannungskreisrechner 92 berechnet werden (= √(Vd_c² + Vq_c²) entsprechend dem Betrag des resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen der einzelnen Phasen des Motors in Übereinstimung mit der vorliegenden Erfindung) nicht größer als der Radius Vp_soll des durch den Sollspannungskreisrechner 90 berechneten Sollspannungskreises C ist.
In dem Fall, in dem Vp gleich Vp_soll oder kleiner ist, schreitet der Ablauf dann mit SCHRITT12 fort, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 ermittelt, ob der Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c gleich Ke_max oder größer ist. In dem Fall, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c kleiner als Ke_max ist, schreitet der Ablauf dann mit SCHRITT13 fort, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 eine Proportionalintegrationsverarbeitung (PI) über einer durch den Subtrahierer 91 berechneten Differenz ΔVp zwischen Vp_soll und Vp ausführt, um so einen aktualisierten vergrößerten Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c zu bestimmen. In dem Fall unterdessen, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c gleich Ke_max oder größer ist, kann dann die Induktionsspannungskonstante nicht weiter erhöht werden, so dass der Ablauf zu SCHRITT11 verzweigt und der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 die Verarbeitung in SCHRITT13 nicht ausführt.
In dem Fall, in dem in SCHRITT11 festgestellt wird, dass Vp größer als Vp_soll ist, verzweigt dann der Ablauf zu SCHRITT20, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 ermittelt, ob der Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c gleich Ke_min oder kleiner ist. In dem Fall, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c größer als Ke_min ist, fährt der Ablauf dann mit SCHRITT21 fort, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 die PI-Verarbeitung über einer durch den Subtrahierer 91 berechneten Differenz ΔVp zwischen Vp_soll und Vp ausführt, um so einen aktualisierten verringerten Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c zu bestimmen.
In dem Fall unterdessen, in dem der Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c gleich Ke_min oder kleiner ist, kann dann die Induktionsspannungskonstante nicht weiter verringert werden. In diesem Fall verzweigt der Ablauf daher zu SCHRITT30, in dem der Feldschwächungsstromkorrekturwertrechner 94 die PI-Verarbeitung über der durch den Subtrahierer 91 berechneten Differenz ΔVp zwischen Vp_soll und Vp ausführt, um so einen Korrekturwert ΔId_vol zur Erzeugung der durch Erhöhung des d-Achsen-Stroms erzielten Feldschwächungswirkung zusätzlich zu der durch Änderung des Induktionsspannungskonstantensteuerwerts Ke_c erzielten Feldschwächungswirkung zu berechnen. Der Ablauf fährt dann mit SCHRITT11 fort. Der Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 und der Feldschwächungsstromkorrekturwertrechner 94 wiederholen die Verarbeitung in SCHRITT10 bis SCHRITT13, SCHRITT20 bis SCHRITT21 und SCHRITT30.
In 5 wird nun der durch den Induktionsspannungskonstantensteuerwertermittler 93 bestimmte Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c an den Rotorphasendifferenzerfasser 95 ausgegeben. Dann wendet der Rotorphasendifferenzerfasser 95 den Induktionsspannungskonstantensteuerwert Ke_c auf die in 10 dargestellte Ke/θd-Abbildung an, um eine Rotorphasendifferenz θd_c1 für Ke_c zu erhalten.
Ferner wird die Differenz Δθd zwischen dem durch den Subtrahierer 96 berechneten θd_c1 und einem durch den Rotorphasendifferenzschätzer 64 erhaltenen Schätzwert θd_e der Rotorphasendifferenz dem Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 97 zugeführt. Der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 97 führt die PI-Verarbeitung über Δθd aus, um so einen Steuerwert θd_c2 der Rotorphasendifferenz zu bestimmen.
Dann führt der Aktor 25 die in 11 dargestellte Verarbeitung aus, um die Rotorphasendifferenz zu ändern. Genauer wandelt der Aktor 25 bei Empfang des Steuerwerts θd_c2 der Rotorphasendifferenz von dem Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 97 in SCHRITT1 der 11 θd_c2 in einen mechanischen Winkel β in SCHRITT2 um. Dann wandelt der Aktor 25 in dem nachfolgenden SCHRITT3 den mechanischen Winkel β in einen Arbeitswinkel γ des ersten Planetenträgers C1 um und veranlasst den ersten Planetenträger C1 in SCHRITT4, sich um den Arbeitswinkel γ zu drehen. Somit wird die Rotorphasendifferenz um den Winkel entsprechend dem Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c2 geändert, so dass die magnetischen Flüsse der Felder des Motors 1 geändert werden, womit die Feldstärkungs- oder Feldschwächungswirkung bereitgestellt wird.
In der vorliegenden Ausführungsform wurde die in 9 dargestellte Verarbeitung in SCHRITT11 bis SCHRITT13 als Verarbeitung zur Änderung der Rotorphasendifferenz ausgeführt, um eine Induktionsspannungskonstante zu erhöhen, wodurch der Betrag Vp eines Phasenspannungsvektors nahe an den Radius Vp_soll eines Sollspannungskreises gebracht wird, und die Verarbeitung in SCHRITT20 bis SCHRITT21 und SCHRITT30 wurde als Verarbeitung ausgeführt, den Betrag Vp eines Phasenspannungsvektors nahe an einen Sollspannungskreisradius Vp_soll durch Ändern der Rotorphasendifferenz zu bringen, um so eine Induktionsspannungskonstante zu verringern; die Vorteile der vorliegenden Erfindung können jedoch ebenfalls erhalten werden, wenn lediglich eine der Verarbeitungen ausgeführt wird.
Ferner können anstatt der Anordnung, bei der ein Steuerwert einer Induktionsspannungskonstante geändert wird, um die magnetischen Feldflüsse zu vergrößern oder zu verkleinern, die magnetischen Feldflüsse alternativ durch direkte Änderung des Rotorphasendifferenzsteuerwerts θd_c entsprechend der Differenz ΔVp zwischen dem Betrag Vp des resultierenden Vektors des d-Achsen-Spannungssteuerwerts Vd_c und des q-Achsen-Spannungssteuerwerts Vq_c und dem Sollspannungskreisradius Vp_soll vergrößert oder verkleinert werden.
Ferner wurde die Verarbeitung in SCHRITT20 und SCHRITT30 in 9 ausgeführt, um die Felder durch Vergrößern des d-Achsen-Stroms zu schwächen, wenn die Phasenspannung Vp nicht auf den Sollspannungskreisradius Vp_soll durch Ändern einer Induktionsspannungskonstante verringert werden kann; die Vorteile der vorliegenden Erfindung können jedoch erhalten werden, selbst wenn eine solche Verarbeitung nicht ausgeführt wird.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wurde in SCHRITT11 in 9 der Betrag Vp des resultierenden Vektors V des d-Achsen-Spannungssteuerwerts Vd_c und des q-Achsen-Spannungssteuerwerts Vq_c mit dem Sollspannungskreisradius Vp_soll verglichen. Alternativ können jedoch die Ankerklemmenspannungen des Motors 1 erfasst werden, um den Betrag des resultierenden Vektors der Klemmenspannungen der einzelnen Phasen zu berechnen und der berechnete Betrag des resultierenden Vektors (der dem Betrag des resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen der einzelnen Phasen des Motors in der vorliegenden Erfindung entspricht) und der Sollspannungskreisradius Vp_soll können verglichen werden.
Die vorliegende Erfindung hat die Motorsteuerung dargestellt, die ausgelegt ist, den Motor durch Umformung des Motors in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem rotierenden 2-Phasengleichstromkoordinatensystem, das aus der d-Achse und der q-Achse zusammengesetzt ist, zu bedienen. Die vorliegende Erfindung kann jedoch ebenfalls auf eine Motorsteuerung angewendet werden, die ausgelegt ist, den Motor durch Umformung des Motors in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem festen 2-Phasenwechselstromkoordinatensystem, das aus einer α-Achse und einer β-Achse zusammengesetzt ist, zu bedienen oder auf eine Motorsteuerung, die ausgelegt ist, einen 3-Phasenwechselstrommotor so wie er ist ohne Umformung des Motors in eine Äquivalenzschaltung zu bedienen.

Claims

Motorsteuerung, die ausgelegt ist, einen Betrieb eines Dauermagnetfeld-Drehmotors mit einem ersten Rotor und einem zweiten Rotor, die mehrere durch Dauermagnete erzeugte Felder aufweisen und die koaxial und konzentrisch um eine Drehachse angeordnet sind, durch Feldsteuerung zu steuern, die durch Änderung einer Rotorphasendifferenz als eine Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor ausgeführt wird, wobei die Steuerung umfasst: eine Wechselrichterschaltung zur Umwandlung des von einer Gleichstromquelle bereitgestellten Gleichstroms in Mehrphasenwechselstrom, der in einen Motoranker gespeist wird; ein Rotorphasendifferenzsteuerwertermittlungsmittel zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz in eine Richtung, in die ein magnetischer Feldfluss des Motors zunimmt in dem Fall, in dem der Betrag eines resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen einzelner Phasen des Motors kleiner als eine vorgegebene Spannung ist, die festgelegt ist, nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle zu sein, oder zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz in eine Richtung, in die ein magnetischer Feldfluss des Motors abnimmt in dem Fall, in dem der Betrag eines resultierenden Vektors der Ankerklemmenspannungen einzelner Phasen des Motors größer als eine Sollspannung ist, die festgelegt ist, nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle zu sein; ein Rotorphasendifferenzschiebermittel zur Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz, ein Rotorstellungsdetektionsmittel zur Detektion einer Stellung des ersten Rotors; ein Erregungssteuermittel zur Ausführung einer Erregungssteuerung des Motors durch Umformung des Motors in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem rotierenden Zweiphasengleichstromkoordinatensystem, das sich aus einer d-Achse in die Richtung eines magnetischen Feldflusses und einer q-Achse zusammensetzt, die zu der d-Achse orthogonal ist, basierend auf einer Stellung des ersten Rotors und durch Steuerung der Erregungshöhe eines auf jeder Achse in der Äquivalenzschaltung angeordneten Ankers; ein Stromdetektionsmittel zur Detektion eines durch einen Anker des Motors fließenden Stroms; ein Winkelgeschwindigkeitsdetektionsmittel zur Detektion einer Winkelgeschwindigkeit des Motors; ein Rotorphasendifferenzschätzmittel zur Schätzung der Rotorphasendifferenz basierend auf den Umformungswerten in der Äquivalenzschaltung der Ankerklemmenspannungen. des Motors und den durch die Anker fließenden Ströme und einer Winkelgeschwindigkeit des Motors; ein Stromsteuerwertermittlungsmittel zur Ermittlung eines Steuerwerts der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers und eines Steuerwerts der Erregungshöhe des auf der q-Achse angeordneten Ankers in der Äquivalenzschaltung bei der Erregungssteuerung des Motors durch das Erregungssteuermittel basierend auf einem Schätzwert der durch das Rotorphasendifferenzschätzmittel geschätzten Rotorphasendifferenz und einem Steuerwert eines Abtriebsdrehmoments des Motors; ein Feldschwachungsstromkorrekturmittel zur Korrektur der Erregungshöhe des auf der d-Achse angeordneten Ankers, um so einen Mangel der Feldschwächung zu verringern, die durch Ändern der Rotorphasendifferenz erreicht wird, basierend auf einer Differenz zwischen dem Steuerwert der durch das Rotorphasendifferenzsteuerwertermittlungsmittel ermittelten Rotorphasendifferenz und dem durch das Rotorphasendifferenzschätzmittel geschätzten Schätzwert der Rotorphasendifferenz, und in dem Fall, in dem ein Steuerwert der durch das Rotorphasendifferenzsteuerwertermittlungsmittel ermittelten Rotorphasendifferenz einen Änderungsbereich der Rotorphasendifferenz durch das Rotorphasendifferenzschiebermittel überschreitet.