DE102007013577B4

DE102007013577B4 - Motorsteuerung

Info

Publication number: DE102007013577B4
Application number: DE102007013577A
Authority: DE
Inventors: Hirofumi Saitama Atarashi; Hiroyuki Saitama Isegawa; Tamotsu Saitama Kawamura
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2006-03-22
Filing date: 2007-03-21
Publication date: 2011-06-22
Anticipated expiration: 2027-03-22
Also published as: JP2007259549A; US7583048B2; DE102007013577A1; US20080024082A1; JP4754378B2

Abstract

Motorsteuerung, die ausgelegt ist, den Betrieb eines Permanent- bzw. Dauermagnetfeld-Drehmotors (1) mit einem ersten Rotor (12) und einem zweiten Rotor (11), die mehrere durch Dauermagnete (11a, 11b, 12a, 12b) erzeugte Felder aufweisen, die um eine Drehachse (2) angeordnet sind und sich im Gleichlauf drehen, durch Ausführen einer Feldsteuerung als Ergebnis der Änderung einer Rotorphasendifferenz, die eine Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor (12) und dem zweiten Rotor (11) ist, zu steuern, wobei die Steuerung umfasst: ein Rotorstellungserfassungsmittel (73) zur Erfassung einer Stellung des ersten Rotors (12); ein Erregungssteuerungsmittel (50) zur Durchführung einer Erregungssteuerung des Motors (1) durch Umformen des Motors (1) in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem, das aus einer d-Achse in Richtung eines magnetischen Flusses eines Motorfelds und einer zu der d-Achse orthogonalen q-Achse besteht, basierend auf einer Stellung des ersten Rotors (12), und durch Steuerung der Erregungshöhe eines Ankers auf der d-Achse und der...

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Motorsteuerung, die ausgelegt ist, eine Feldschwächungssteuerung eines Permanent- bzw. Dauermagnetfeld-Drehmotors durch Ändern einer Phasendifferenz zwischen zwei um eine Drehachse angeordnete Rotoren durchzuführen.
2. Beschreibung des Stands der Technik
Bis jetzt ist ein Dauermagnetfeld-Drehmotor bekannt, der mit einem ersten Rotor und einem zweiten Rotor ausgestattet ist, die konzentrisch um eine Drehachse bereitgestellt sind, und der ausgelegt ist, die Feldschwächungssteuerung durch Ändern der Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor entsprechend einer Drehgeschwindigkeit auszuführen (siehe zum Beispiel die japanische ungeprüfte Patentoffenlegung Nr. 2002-204541 A ).
In einem solchen herkömmlichen Motor sind der erste Rotor und der zweite Rotor durch das Zwischenstück eines Elements verbunden, das sich in Radialrichtung verlagert, wenn es einer Zentrifugalkraft ausgesetzt ist. Der Motor ist derart ausgelegt, dass, wenn sich der Motor in einem Haltezustand befindet, die Magnetpole der in dem ersten Rotor angeordneten Dauermagnete und die Magnetpole der in dem zweiten Rotor angeordneten Dauermagnete in dieselbe Richtung ausgerichtet sind, was einen maximalen magnetischen Fluss des Felds bereitstellt, während sich die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor auf Grund einer Zentrifugalkraft vergrößert, wenn die Motordrehgeschwindigkeit zunimmt, was folglich die magnetischen Flüsse des Felds verringert.
12 stellt einen Bereich dar, in dem die Felder des Motors abgeschwächt werden müssen. In der Figur kennzeichnet die Ordinatenachse das Abtriebsdrehmoment Tr und die Abszissenachse kennzeichnet die Umdrehungszahl N. Der Buchstabe „u” in 12 kennzeichnet eine orthogonale Linie des Motors. Die Linie u wird durch Verbinden von Punkten gebildet, an denen eine Phasenspannung des Motors gleich einer Speisespannung wird, abhängig von einer Kombination der Umdrehungszahl und eines Abtriebsdrehmoments, wenn der Motor ohne Durchführung der Feldabschwächungssteuerung betrieben wird. Der Buchstabe X in der Figur kennzeichnet einen Bereich, in dem es nicht erforderlich ist, das Feld abzuschwächen, während Y einen Bereich kennzeichnet, in dem es erforderlich ist, das Feld abzuschwächen.
Wie in 12 dargestellt ist, wird der Bereich Y, in dem das Feld abgeschwächt werden muss, durch die Umdrehungszahl N und das Abtriebsdrehmoment Tr des Motors bestimmt. Folglich neigt die herkömmliche Feldabschwächungssteuerung, die nur von der Umdrehungszahl abhängt, ungünstigerweise zu einem übermäßigen oder ungenügenden Steuerungsumfang, um das Feld abzuschwächen.
Grundlegend beabsichtigt die Feldabschwächungssteuerung, eine elektromotorische Gegenkraft zu verringern, die in einem Anker durch die Umdrehung des Motors erzeugt wird, um so eine Spannung zwischen den Klemmen des Ankers zu hindern, größer zu werden als eine Speisespannung, wodurch es möglich ist, den Motor in einem größeren Umdrehungsbereich zu verwenden. Wenn sich die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durch die Umdrehungszahl des Motors oder einer Zentrifugalkraft ändert, ist lediglich die Umdrehungszahl der Parameter zur Änderung der Feldabschwächung. Dies verhindert ungünstigerweise flexible Änderungen des steuerbaren Bereichs des Abtriebsmoments oder der Umdrehungszahl des Motors.
Ferner wird allgemein bei einem Motor, der ebenfalls als Generator arbeitet, der Wirkungsgrad durch Verwenden unterschiedlicher Feldsteuerungshöhen für einen Antriebsbetrieb (positives Abtriebsdrehmoment) bzw. einem Energieerzeugungsbetrieb (negatives Abtriebsmoment) verbessert, wenn die Umdrehungszahl dieselbe bleibt. Wenn sich jedoch die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor durch die Umdrehungszahl oder eine Zentrifugalkraft ändert, ist es nachteilig, dass die Feldsteuerungshöhe nicht zwischen dem Antriebsbetrieb und dem Energieerzeugungsbetrieb geändert werden kann.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wurde mit Blick auf den zuvor genannten Hintergrund gemacht und es ist ein Ziel der Erfindung, eine Motorsteuerung bereitzustellen, die in der Lage ist, eine Feldschwächungssteuerung durch Verwenden eines einfachen Aufbaus auszuführen, um die Phasendifferenz zwischen zwei um eine Drehachse angeordnete Rotoren zu ändern, ohne von der Umdrehungszahl eines Motors abzuhängen.
Zu diesem Zweck ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Motorsteuerung bereitgestellt, die ausgelegt ist, den Betrieb eines Dauermagnetfeld-Drehmotors mit einem ersten Rotor und einem zweiten Rotor, die mehrere durch Dauermagnete erzeugte Felder aufweisen und die um eine Drehachse angeordnet sind, durch eine Feldsteuerung zu steuern, die durch Ändern einer Rotorphasendifferenz, die die Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor und dem zweiten Rotor ist, durchgeführt wird. Die Feldsteuerung umfasst eine Feldschwächungssteuerung zur Verringerung der magnetischen Flüsse der Motorfelder und eine Feldstärkungssteuerung zur Vergrößerung der Flüsse der Motorfelder.
Die Motorsteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung umfasst: einen Rotorstellungsdetektor zur Ermittlung einer Stellung des ersten Rotors; eine Erregungssteuerung zur Steuerung der Motorerregung durch Umformen des Motors in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem, das aus einer d-Achse in Richtung eines magnetischen Flusses eines Felds und einer zur d-Achse orthogonalen q-Achse besteht basierend auf einer Stellung des ersten Rotors und zur Steuerung der Erregungshöhe eines Ankers auf der d-Achse und der Erregungshöhe eines Ankers auf der q-Achse; einen Feldschwächungsstromsteuerwertermittler zur Ermittlung eines Feldschwächungsstromsteuerwerts, der die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse angibt, die erforderlich ist, eine vorgegebene Feldschwächungswirkung zu erhalten; einen Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz basierend auf dem Feldschwächungsstromsteuerwert; und einen Rotorphasendifferenzschieber zur Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf dem Rotorphasendifferenzsteuerwert.
Mit dieser Anordnung ermittelt der Feldschwächungsstromsteuerwertermittler den Feldschwächungsstromsteuerwert zur Feldschwächung in dem Motor, indem er die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse verwendet, der allgemein in der Erregungssteuerung des Motors basierend auf der Äquivalenzschaltung verwendet wird. Der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler ermittelt den Steuerwert der Rotorphasendifferenz basierend auf dem Feldschwächungsstromsteuerwert. Dies ermöglicht es, den Steuerwert der Rotorphasendifferenz durch einen einfachen Aufbau zu ermitteln, die den Aufbau des herkömmlich bereitgestellten Feldschwächungssteuerwertermittlers nutzt, die Motorerregung durch die Äquivalenzschaltung zu steuern. Folglich kann die Feldschwächungsstromsteuerung des Motors durch Ändern der Rotorphasendifferenz durch den Rotorphasendifferenzschieber erreicht werden, ohne von der Umdrehungszahl des Motors abzuhängen.
Die Motorsteuerung umfasst ferner eine Inverterschaltung zur Umwandlung von Gleichstrom, der aus einer Gleichstromquelle geliefert wird, in mehrphasigen Wechselstrom, die den Motorankern zugeführt wird, worin der Feldschwächungsstromsteuerwertermittler den Feldschwächungsstromsteuerwert derart ermittelt, dass die Größe eines zusammengesetzten Vektors einer Spannung zwischen den Klemmen des Ankers auf der d-Achse und einer Spannung zwischen den Klemmen des Ankers auf der q-Achse in der Äquivalenzschaltung nicht größer ist als eine vorherbestimmte Spannung, die nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichstromquelle festgelegt ist.
Mit dieser Anordnung kann die Obergrenze des Motordrehbereichs innerhalb eines Bereichs, der die zuvor genannte Spannung nicht überschreitet, erweitert werden, indem der Feldschwächungsstromsteuerwert derart ermittelt wird, dass die Größe des zusammengesetzten Vektors der Spannung zwischen den Klemmen des Ankers auf der d-Achse und der Spannung zwischen den Klemmen des Ankers auf der q-Achse nicht größer als die vorgegebene Spannung ist, die nicht größer als die Ausgangsspannung der Gleichstromquelle festgelegt ist und dann die Rotorphasendifferenz geändert werden.
Ferner umfasst die Motorsteuerung einen Stromsteuerwertermittler zur Ermittlung eines Steuerwerts der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und eines Steuerwerts der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse basierend auf dem Steuerwert der Rotorphasendifferenz und einem vorgegebenen Drehmomentsteuerwert, worin die Erregungssteuerung die Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse basierend auf dem Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und dem Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse steuert, die der Stromsteuerwertermittler ermittelt hat.
In dem Fall, in dem sich die Rotorphasendifferenz ändert, ändern sich mit dieser Anordnung die magnetischen Flüsse der Motorfelder, so dass sich die Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse, die erforderlich sind, um das Abtriebsdrehmoment des Motors auf den Drehmomentsteuerwert einzustellen, entsprechend ändern. Folglich ermittelt der Stromsteuerwertermittler den Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und den Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse basierend auf dem Steuerwert der Rotorphasendifferenz und dem Drehmomentsteuerwert. Dies ermöglicht es, einen geeigneten Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und einen geeigneten Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse zu ermitteln, die die Änderungseinflüsse der magnetischen Flüsse der Motorfelder berücksichtigen.
Ferner schätzt der Stromsteuerwertermittler eine Induktionsspannungskonstante des Motors basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz und ermittelt einen Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und einen Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse, indem er den Schätzwert der Induktionsspannungskonstanten verwendet.
In dem Fall, in dem sich die magnetischen Flüsse der Motorfelder ändern, während sich die Rotorphasendifferenz ändert, ändert sich mit dieser Anordnung die Induktionsspannungskonstante des Motors entsprechend. Dies ermöglicht dem Stromsteuerwertermittler, einen geeigneten Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und einen geeigneten Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse basierend auf einer tatsächlichen Feldbedingung des Motors durch Verwenden des Schätzwerts der Induktionsspannungskonstanten des Motors zu ermitteln.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Anordnungsdiagramm eines bürstenlosen Gleichstrommotors, der mit einem Doppelrotor ausgestattet ist;
2 stellt ein Anordnungsdiagramm und ein erläuterndes Betriebsdiagramm eines Mechanismus zur Änderung einer Phasendifferenz zwischen einem Außenrotor und einem Innenrotor des in 1 dargestellten bürstenlosen Gleichstrommotors dar;
3 stellt erläuternde Diagramme eines Vorteils dar, der durch die Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt wird;
4 ist ein erläuterndes Diagramm des Vorteils, der durch Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt wird;
5 ist ein Steuerblockdiagramm einer Motorsteuerung;
6 ist ein Spannungszeigerdiagramm in einem dq-Koordinatensystem;
7 ist ein Blockdiagramm eines Feldschwächungsstromrechners;
8 stellt erläuternde Diagramme von Abbildungen zur Ermittlung einer Rotorphasendifferenz basierend auf einem Feldschwächungsstrom dar;
9 stellt erläuternde Diagramme von Abbildungen zur Ermittlung einer Induktionsspannungskonstanten basierend auf einer Rotorphasendifferenz dar;
10 ist ein Flussdiagramm des Ablaufs zur Ermittlung eines Steuerwerts einer Rotorphasendifferenz und der Steuerwerte der Erregungshöhen eines d-Achsen-Ankers und eines q-Achsen-Ankers basierend auf einem Feldschwächungsstromsteuerwert;
11 ist ein Flussdiagramm des Ablaufs zur Änderung einer Rotorphasendifferenz durch einen Aktor; und
12 ist ein erläuterndes Diagramm eines Bereichs, in dem ein Motorfeld abgeschwächt werden muss.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf 1 bis 11 erläutert werden. 1 ist ein Anordnungsdiagramm eines bürstenlosen Gleichstrommotors, der mit einem Doppelrotor ausgestattet ist, 2 stellt ein Anordnungsdiagramm und ein erläuterndes Betriebsdiagramm eines Mechanismus zur Änderung einer Phasendifferenz zwischen einem Außenrotor und einem Innenrotor des in 1 dargestellten bürstenlosen Gleichstrommotors dar, 3 und 4 sind erläuternde Diagramme eines Vorteils, der durch die Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor und dem Innenrotor bereitgestellt wird; 5 ist ein Steuerblockdiagramm einer Motorsteuerung, 6 ist ein Spannungszeigerdiagramm in einem dq-Koordinatensystem, 7 ist ein Blockdiagramm eines Feldschwächungsstromrechners, 8 stellt erläuternde Diagramme von Abbildungen zur Ermittlung einer Rotorphasendifferenz basierend auf einem Feldschwächungsstrom dar, 9 stellt erläuternde Diagramme von Abbildungen zur Ermittlung einer Induktionsspannungskonstanten basierend auf einer Rotorphasendifferenz dar, 10 ist ein Flussdiagramm eines Ablaufs zur Ermittlung eines Steuerwerts einer Rotorphasendifferenz und der Steuerwerte der Erregungshöhen eines d-Achsen-Ankers und eines q-Achsen-Ankers basierend auf einem Feldschwächungsstromsteuerwert und 11 ist ein Flussdiagramm des Ablaufs zur Änderung einer Rotorphasendifferenz durch einen Aktor.
In 1 ist ein Motor 1 in der vorliegenden Ausführungsform ein bürstenloser Gleichstrommotor, der mit einem Innenrotor 11 (der einem zweiten Rotor in der vorliegenden Erfindung entspricht), der Felder aufweist, die durch Dauermagnete 11a und 11b erzeugt werden, die in gleichen Abständen in Umfangsrichtung angeordnet sind, einem Außenrotor 12 (der einem ersten Rotor in der vorliegenden Erfindung entspricht), der Felder aufweist, die durch Dauermagnete 12a und 12b erzeugt werden, die in gleichen Abständen in Umfangsrichtung angeordnet sind, und einem Stator 10 ausgestattet ist, der einen Anker 10a zur Erzeugung eines rotierenden Magnetfelds relativ zu dem Innenrotor 11 und dem Außenrotor 12 aufweist. Der Motor 1 wird zum Beispiel als Antriebsquelle eines Hybridfahrzeugs oder eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs verwendet und arbeitet als Motor und Generator, wenn er in einem Hybridfahrzeug montiert ist.
Der Innenrotor 11 und der Außenrotor 12 sind konzentrisch derart angeordnet, dass ihre Drehachsen beide zu einer Drehachse 2 des Motors 1 koaxial sind. In dem Innenrotor 11 sind die Dauermagnete 11a mit ihren Südpolen angrenzend an die Drehachse 2 und die Dauermagnete 11b mit ihren Nordpolen angrenzend an die Drehachse 2 abwechselnd angeordnet. Ähnlich sind in dem Außenrotor 12 die Dauermagnete 12a mit ihren Südpolen angrenzend an die Drehachse 2 und die Dauermagnete 12b mit ihren Nordpolen angrenzend an die Drehachse 2 abwechselnd angeordnet.
Der Motor 1 umfasst ferner einen Planetengetriebemechanismus 30, der in 2(a) dargestellt ist, um eine Rotorphasendifferenz zu ändern, die eine Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 ist. In 2(a) ist der Planetengetriebemechanismus 30 ein Einritzelplanetengetriebemechanismus, der in einem hohlen Bereich des Innenrotors 11 an seiner inneren Umfangsseite angeordnet ist. Der Planetengetriebemechanismus 30 umfasst einen ersten Zahnkranz R1, der koaxial und in einem Stück mit dem Außenrotor 12 ausgebildet ist, einen zweiten Zahnkranz R2, der koaxial und in einem Stück mit dem Innenrotor 11 ausgebildet ist, ein erstes Planetenrad 31, das mit dem ersten Zahnkranz R1 in Eingriff steht, ein zweites Planetenrad 32, das mit dem zweiten Zahnkranz R2 in Eingriff steht, ein Sonnenrad S, das ein Zwischenrad ist, das mit dem ersten Planetenrad 31 und dem zweiten Planetenrad 32 in Eingriff steht, einen ersten Planetenträger C1, der rotierend das erste Planentenrad 31 hält und der rotierend durch die Drehachse 2 gehalten wird, und einen zweiten Planetenträger C2, der rotierend das zweite Planetenrad 32 hält und der an dem Stator 10 befestigt ist.
In dem Planetengetriebemechanismus 30 weisen der erste Zahnkranz R1 und der zweite Zahnkranz R2 ungefähr denselben Zahnradaufbau auf und das erste Planetenrad 31 und das zweite Planetenrad 32 weisen ungefähr denselben Zahnradaufbau auf. Die Drehachse 33 des Sonnenrads S ist koaxial zu der Drehachse 2 des Motors 1 angeordnet und wird rotierend durch ein Lager 34 gehalten. Folglich ist der Planetengetriebemechanismus 30 derart aufgebaut, dass das erste Planetenrad 31 und das zweite Planetenrad 32 in Eingriff mit dem Sonnenrad S stehen und sich der Außenrotor 12 und der Innenrotor 11 im Gleichlauf drehen.
Ferner ist eine Drehachse 35 des ersten Planetenträgers C1 koaxial zu der Drehachse 2 des Motors 1 angeordnet und mit einem Aktor 25 verbunden. Der zweite Planetenträger C2 ist an dem Stator 10 befestigt.
Der Aktor 25 bewirkt hydraulisch, dass sich der erste Planetenträger C1 in Vorwärtsrichtung oder in Rückwärtsrichtung dreht oder schränkt die Drehung des ersten Planetenträgers C1 um die Drehachse 2 als Antwort auf ein von einer externen Quelle eingegebenem Steuersignal ein. Dann ändert sich, während der erste Planetenträger C1 durch den Aktor 25 gedreht wird, eine relative Lagebeziehung (Phasendifferenz) zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11. Der Planentengetriebemechanismus 30 und der Aktor 25 bilden den Rotorphasendifferenzschieber in der vorliegenden Erfindung. Der Aktor 25 kann ein Aktor sein, der den ersten Planetenträger C1 eher elektrisch anstatt hydraulisch dreht.
2(b) stellt eine Beziehung zwischen den Drehgeschwindigkeiten des ersten Zahnkranzes R1, dem ersten Planetenträger C1, dem Sonnenrad S, dem zweiten Planetenträger C2 und dem zweiten Zahnkranz R2 in dem Planetengetriebemechanismus 30 dar, wobei die Ordinatenachse eine Drehgeschwindigkeit Vr angibt.
In 2(b) ist die Geschwindigkeit des zweiten Planetenträgers C2, der an dem Stator 10 befestigt ist, Null. Dies bedeutet, dass sich zum Beispiel, wenn sich das Sonnenrad S in Rückwärtsrichtung dreht (Vr < 0), der zweite Zahnkranz R2 und der Innenrotor 11 in Vorwärtsdrehrichtung (Vr > 0) mit einer Geschwindigkeit basierend auf einem Verhältnis g2 des Sonnenrads S relativ zu dem zweiten Zahnkranz R2 drehen.
In dem Fall, in dem der Aktor 25 nicht in Betrieb ist (in dem Fall, in dem der erste Planetenträger C1 nicht durch den Alktor 25 gedreht wird), ist die Drehgeschwindigkeit des ersten Planetenträgers C1 Null. Folglich drehen sich der erste Zahnkranz R1 und der Außenrotor 12 in Rückwärtsrichtung relativ zu dem sich drehenden Sonnenrad S mit einer Geschwindigkeit basierend auf dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S relativ zu dem ersten Zahnkranz R1. Das Übersetzungsverhältnis g1 und ein Übersetzungsverhältnis g2 sind so eingestellt, dass sie ungefähr gleich sind (g1 ≈ g2), so dass sich der Innenrotor 11 und der Außenrotor 12 im Gleichlauf drehen, womit folglich die Phasendifferenz zwischen dem Innenrotor 11 und dem Außenrotor 12 auf einem konstanten Wert gehalten wird.
In dem Fall, in dem der Aktor 25 in Betrieb ist (in dem Fall, in dem der erste Planetenträger C1 durch den Aktor 25 gedreht wird), drehen sich der erste Zahnkranz R1 und der Außenrotor 12 in Rückwärtsrichtung relativ zu dem sich drehenden Sonnenrad S mit einer Geschwindigkeit, die durch Vergrößern oder Verkleinern einer Geschwindigkeit basierend auf dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S relativ zu dem ersten Zahnkranz R1 durch den Drehumfang des ersten Planetenträgers C1 erhalten wird. Dies ändert die Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11.
Der Aktor 25 ist derart aufgebaut, dass er in der Lage ist, den ersten Planetenträger C1 in Vorwärtsrichtung oder Rückwärtsrichtung um wenigstens einen mechanischen Winkel β (Grad) = (180/P)·g1/(1 + g1) relativ zu dem Übersetzungsverhältnis g1 des Sonnenrads S bezüglich des ersten Zahnkranzes R1 und einer Anzahl an Polpaaren P des Motors 1 zu drehen.
Deshalb kann die Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 in Richtung eines Voreilwinkels oder eines Nacheilwinkels innerhalb des Bereichs von wenigstens 180 Grad im Sinne des elektrischen Winkels geändert werden. In diesem Fall kann der Motor 1, soweit erforderlich, zwischen einem Feldschwächungsbetrieb, bei dem die Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 mit denselben Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, und einem Feldstärkungsbetrieb, bei dem die Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 mit entgegengesetzten Polen einander gegenüberliegend angeordnet sind, eingestellt werden.
3(a) stellt den Feldstärkungsbetrieb dar. Die Richtungen der magnetischen Flüsse Q2 der Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Richtungen der magnetischen Flüsse Q1 der Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 sind dieselben, die zu großen zusammengesetzten magnetischen Flüssen Q3 führen. Unterdessen stellt 3(b) den Feldschwächungsbetrieb dar. Die Richtungen der magnetischen Flüsse Q2 der Dauermagnete 12a und 12b des Außenrotors 12 und die Richtungen der magnetischen Flüsse Q1 der Dauermagnete 11a und 11b des Innenrotors 11 sind einander entgegengerichtet, was dazu führt, dass die zusammengesetzten magnetischen Flüsse Q3 kleiner sind.
4 stellt einen Graphen dar, der die Induktionsspannungen vergleicht, die in dem Anker des Stators 10 erzeugt werden, wenn der Motor 1 mit einer vorbestimmten Umdrehungszahl in dem in 3(a) bzw. 3(b) dargestellten Betrieb betrieben wird, wobei die Ordinatenachse die Induktionsspannung (V) und die Abszissenachse den elektrischen Winkel (Grad) angibt. In dem Graph gibt „a” den in 3(a) dargestellten Betrieb an (den Feldstärkungsbetrieb), während „b” den in 3(b) dargestellten Betrieb angibt (den Feldschwächungsbetrieb). 4 zeigt, dass eine Änderung der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 eine wesentliche Änderung der erzeugten Induktionsspannung verursacht.
Folglich kann die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 durch Vergrößern oder Verkleinern der magnetischen Flüsse der Felder durch Ändern der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 geändert werden. Dies ermöglicht es, einen Betriebsbereich bezüglich des Abtriebs und der Umdrehungszahl des Motors 1 zu erweitern, verglichen mit einem typischen Motor, der mit einem Rotor ausgestattet ist und eine feste Spannungskonstante Ke aufweist. Überdies kann der Betriebswirkungsgrad des Motors 1 gesteigert werden, da sich der Kupferverlust des Motors 1 verringert, verglichen mit einem Fall, bei dem die Feldschwächungssteuerung durch Erregung des Ankers auf der d-Achse (Feldachse) durch dq-Koordinatenumwandlung durchgeführt wird, was gewöhnlich zur Motorsteuerung verwendet wird.
In 5 bis 11 wird nun die Motorsteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erläutert. Die in 5 dargestellte Motorsteuerung (hierin nachstehend einfach als „die Steuerung” bezeichnet) formt den Motor 1 in eine äquivalente Schaltung basierend auf einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem um, in dem die Feldrichtung durch die d-Achse angegeben wird, während die zu der d-Achse orthogonale Achse durch die q-Achse angegeben wird. Die Steuerung regelt die Erregungshöhe des Motors 1 derart, dass ein Drehmoment basierend auf einem Drehmomentsteuerwert Tr_C, der von einer externen Quelle erhalten wird, von dem Motor 1 abgegeben wird.
Die Steuerung ist eine elektrische Einheit, die aus einer CPU, Speicher und so weiter besteht und einen Stromsteuerwertermittler 60 (der dem Stromsteuerwertermittler in der vorliegenden Erfindung entspricht), der einen Steuerwert Id_c eines dem auf der d-Achse angeordneten Anker (hierin nachstehend als „der d-Achsen-Anker” bezeichnet) zuzuführenden Stroms (hierin nachstehend als „der d-Achsen-Strom” bezeichnet) und einen Steuerwert Iq_c eines dem auf der q-Achse angeordneten Anker (hierin nachstehend als „der q-Achsen-Anker” bezeichnet) zuzuführenden Stroms (hierin nachstehend als „der q-Achsen-Strom” bezeichnet) basierend auf einem Drehmomentsteuerwert Tr_c und einem Schätzwert θd_e der Phasendifferenz zwischen dem Außenrotor 12 und dem Innenrotor 11 (Rotorphasendifferenz) des Motors 1 ermittelt, einen Dreiphasen/dq-Umwandler 75, der einen d-Achsen-Stromerfassungswert Id_s und einen q-Achsen-Stromerfassungswert Iq_s durch Dreiphasen/dq-Umwandlung basierend auf den Stromerfassungssignalen, die durch Strommessfühler 70 und 71 ermittelt werden, aus denen unerwünschte Bestandteile durch einen Bandpassfilter 72 entfernt wurden, und einem Rotorwinkel θr des Außenrotors 12, der durch einen Messwandler 73 (der dem Rotorstellungsdetektor in der vorliegenden Erfindung entspricht) ermittelt wird, berechnet, eine Erregungssteuereinheit 50 (die der Erregungssteuerung in der vorliegenden Erfindung entspricht), die einen Steuerwert Vd_c einer Spannung zwischen den Klemmen des d-Achsen-Ankers (hierin nachstehend als „die d-Achsen-Spannung” bezeichnet) und einen Steuerwert Vq_c einer Spannung zwischen den Klemmen des q-Achsen-Ankers (hierin nachstehend als „die q-Achsen-Spannung” bezeichnet) derart ermittelt, dass eine Differenz ΔId zwischen dem Steuerwert Id_c und dem Erfassungswert Id_s des d-Achsen-Stroms und eine Differenz ΔIq zwischen dem Steuerwert Iq_c und dem Erfassungswert Iq_s des q-Achsen-Stroms verringert wird, einen rθ-Umwandler 61, der den Steuerwert Vd_c der d-Achsen-Spannung und den Steuerwert Vq_c der q-Achsen-Spannung in einen Teil einer Größe V1 und einen Teil eines Winkels θ umwandelt, und einen PWM-Rechner 62, der die Teile der Größe V1 und des Winkels θ durch PWM-Steuerung (wobei eine Funktion der Inverterschaltung in der vorliegenden Erfindung enthalten ist) in eine dreiphasige Wechselspannung (U, V, W) umwandelt, umfasst.
Die Steuerung ist ferner mit einem Soll-Spannungskreisrechner 90 zur Berechnung eines Radius Vp_soll eines Soll-Spannungskreises, was später erläutert werden wird, aus einer Ausgangsspannung Vdc einer Gleichstromversorgung (nicht dargestellt), die den PWM-Rechner 62 mit Gleichstrom versorgt, einem Feldschwächungsstromrechner 91 zur Berechnung eines Feldschwächungsstromsteuerwerts ΔId_vol basierend auf dem Radius Vp_soll des Soll-Spannungskreises, dem d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c und dem q-Achsen-Spannungssteuerwert Vq_c (entsprechend dem Feldschwächungsstromsteuerwertermittler in der vorliegenden Erfindung), und einem Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 zur Ermittlung eines Rotorphasendifferenzsteuerwerts θd_c basierend auf dem Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol (entsprechend dem Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler in der vorliegenden Erfindung) ausgestattet.
Die Erregungssteuereinheit 50 umfasst einen Subtrahierer 52 zur Berechnung einer Differenz ΔId zwischen dem Steuerwert Id_c und einem Erfassungswert Id_s des d-Achsen-Stroms, eine d-Achsen-Stromsteuereinheit 53 zur Berechnung einer d-Achsen-Differenzspannung ΔVd zur Erzeugung der Differenz ΔId, eine Entstörungssteuereinheit 56 zur Berechnung einer Komponente zur Aufhebung des Einflusses elektromotorischer Geschwindigkeitskräfte, die einander zwischen der d-Achse und der q-Achse überlagern, basierend auf dem d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c und dem q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c (Entstörungskomponente), einen Subtrahierer 54 zur Subtraktion der durch die Entstörungssteuereinheit 56 berechneten Entstörungskomponente von der d-Achsen-Differenzspannung ΔVd, einen Subtrahierer 55 zur Berechnung der Differenz ΔIq zwischen dem Steuerwert Iq_c und dem Erfassungswert Iq_s des q-Achsen-Stroms, eine q-Achsen-Stromsteuereinheit 57 zur Berechnung einer q-Achsen-Differenzspannung ΔVq zur Erzeugung der Differenz ΔIq und einen Addierer 58 zur Addition einer Entstörungskomponente zu der q-Achsen-Differenzspannung ΔVq.
6 erläutert die Feldschwächungssteuerung in dem d-q-Koordinatensystem, wobei die Ordinatenachse die q-Achse (Drehmomentachse) bezeichnet und die Abszissenachse die d-Achse (Feldachse) bezeichnet. In der Figur kennzeichnet C einen Kreis mit einem durch Vp_soll festgelegten Radius (Soll-Spannungskreis), der durch Soll-Spannungskreisrechner 90 berechnet wird. Vp_soll ist zum Beispiel auf Vdc·0,5 oder Vdc/6^1/2 basierend auf einer sinusförmigen Modulation eingestellt.
Vq bezeichnet eine q-Achsen-Spannung, Vd bezeichnet eine d-Achsen-Spannung, ω bezeichnet eine Winkelgeschwindigkeit des Motors 1, Lq bezeichnet eine Induktanz des q-Achsen-Ankers, Iq bezeichnet einen q-Achsen-Strom, Ld bezeichnet eine Induktanz des d-Achsen-Ankers, Id bezeichnet einen d-Achsen-Strom und Ke bezeichnet eine Induktionsspannungskonstante (Ke·ω bezeichnet eine Induktionsspannung).
In 6 liegt ein zusammengesetzter Vektor V1 der q-Achsen-Spannung Vq und der d-Achsen-Spannung Vd außerhalb des Soll-Spannungskreises C (|V1| > Vp_soll). Dies verhindert, dass der PWM-Rechner 62 den q-Achsen-Anker und den d-Achsen-Anker erregt. Folglich addiert der Feldschwächungsstromrechner 91 den Strom zur Erzeugung von ΔVp, was gemäß des folgenden Ausdrucks (1) berechnet wird, zu der Erregungshöhe des d-Achsen-Ankers, um so die Feldschwächungssteuerung zu erreichen, die q-Achsen-Spannung von Vq auf Vq' zu ändern. ΔdVp = Vq – √Vp_soll² – Vd² (1)
Folglich wird der zusammengesetzte Vektor der d-Achsen-Spannung und der q-Achsen-Spannung von V1 nach V1' geändert. Der zusammengesetzte Vektor V1' liegt innerhalb des Soll-Spannungskreises C, was folglich die Erregung des q-Achsen-Ankers ermöglicht.
Der Feldschwächungsstromrechner 91 besteht aus einem ΔVp-Rechner 100 zur Berechnung des obigen ΔVp und einem ΔId_vol-Rechner 110 zur Berechnung des Feldschwächungsstromsteuerwerts ΔId_vol basierend auf dem ΔVp, wie in 7 dargestellt ist. Der ΔVp-Rechner 100 erhält den Soll-Spannungskreisradius Vp_soll, den d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c und den q-Achsen-Spannungssteuerwert Vq_c. Ferner ist die Berechnung des obigen Ausdrucks (1) durch Quadriervorrichtungen 101, 102, einem Subtrahierer 103, einer Quadriervorrichtung 104 und einem Subtrahierer 105 realisiert, um ΔVp zu erhalten.
Ferner multipliziert der ΔId_vol-Rechner 110 ΔVp mit der Proportionalverstärkung K1 (111) und einer Zeitkonstanten T1 (112) und führt ebenfalls ein Integrationsverfahren (113) und ebenso ein Begrenzungsverfahren (114) zur Begrenzung auf einen normalen Betriebsbereich des Motors 1 durch. Dann werden das durch das Begrenzungsverfahren (114) erhaltene ΔId_a und das ΔId_b, das durch Multiplikation von ΔId_a mit einer Zeitkonstanten T2 (120) und anschließender Ausführung eines Integrationsverfahrens (121) und anschließender Durchführung eines Begrenzungsverfahrens zur Begrenzung auf den normalen Betriebsbereich des Motors 1 (122) erhalten wird, durch einen Addieren 130 addiert. Das Berechnungsergebnis wird einem Begrenzungsverfahren zur Begrenzung auf den normalen Betriebsbereich des Motors 1 (131) unterzogen, wodurch der Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol berechnet wird.
Anschließend wird die Arbeitsweise des Rotorphasendifferenzsteuerwertermittlers 94 und des Stromsteuerwertermittlers 60 gemäß dem in 10 dargestellten Flussdiagramm erläutert. SCHRITT10 bis SCHRITT12 und SCHRITT20, die in 10 dargestellt sind, werden durch den Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 ausgeführt. SCHRITT13 wird durch den Stromsteuerwertermittler 60 ausgeführt.
Der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 verwendet die in 8(a) dargestellte ΔId_vol/θd-Abbildung, um die Rotorphasendifferenz θd zu ermitteln. Gemäß der in 8(a) dargestellten ΔId_vol/θd-Abbildung, stellt A1 in der Figur die Rotorphasendifferenz θd auf Null Grad (Richtung des Feldstärkungsendes) in dem Fall, in dem der Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol größer ist als ΔId_vol_ref (ΔId_vol_ref < ΔId_vol), während A1 die Rotorphasendifferenz θd auf 180 Grad (Richtung des Feldschwächungsendes) in dem Fall stellt, in dem der Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol gleich oder kleiner ΔId_vol_ref ist (ΔId_vol ≤ ΔId_vol_ref).
Die A1-Einstellung ändert die Rotorphasendifferenz θd in zwei Schritten (0 Grad und 180 Grad). Alternativ kann die Rotorphasendifferenz θd jedoch in drei Schritten geändert werden, wie durch die B1-Einstellung dargestellt ist, oder sogar in vier oder mehr Schritten. Ferner kann die Rotorphasendifferenz θd alternativ kontinuierlich umgekehrt proportional zur Größe des Feldschwächungsstromsteuerwerts ΔId_vol geändert werden, wie in 8(b) dargestellt ist.
Der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 liest in SCHRITT10 den durch den Feldschwächungsstromrechner 91 berechneten Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol. Dann ermittelt der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 in dem folgenden SCHRITT11, ob der Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol gleich ΔId_vol_ref ist (siehe 8(a)) oder weniger.
In dem Fall, in dem der Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol gleich ΔId_vol_ref ist oder weniger, fährt der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 mit SCHRITT12 fort, um den Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c entsprechend der in 8(a) dargestellten ΔId_vol/θd-Abbildung auf 180 Grad zu stellen und dann mit SCHRITT13 fortzufahren. In dem Fall unterdessen, in dem der Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol größer ist als ΔId_vol_ref, verzweigt das Verfahren zu SCHRITT20, in dem der Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 den Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c entsprechend der in 8(a) dargestellten ΔId_vol/θd-Abbildung auf Null Grad stellt und dann mit SCHRITT13 fortfährt.
In SCHRITT13 wendet der Stromsteuerwertermittler 60 den Drehmomentsteuerwert Tr_c und den Rotorphasendifferenzsteuerwert θd_c auf eine in einem Speicher (nicht dargestellt) gespeicherte Tr, θd/Id, Iq-Abbildung im Voraus an, um den d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c und den q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c zu ermitteln. Die Tr, θd/Id, Iq-Abbildung wird basierend auf Experimentaldaten oder Computersimulationen angefertigt, die Änderungen in den magnetischen Flüssen der Felder des Motors 1 berücksichtigt, die sich entsprechend der Einstellung der Rotorphasendifferenz θd ändern.
Folglich werden, wenn die Einstellung der Rotorphasendifferenz θd geändert wird, der d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c und der q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c entsprechend geändert, was folglich die Ermittlung geeigneter Id_c und Iq_c basierend auf einer Feldbedingung ermöglicht.
In der vorliegenden Ausführungsform wurden Id_c und Iq_c unter Verwendung der Tr, θd/Id, Iq-Abbildung ermittelt. Alternativ ist jedoch das Abtriebsdrehmoment des Motors 1 proportional zu dem q-Achsen-Strom und der Induktionsspannungskonstanten Ke, so dass der q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c und der d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c durch Schätzen der Induktionsspannungskonstanten Ke des Motors 1 ermittelt werden können.
Speziell wird die A2-Einstellung in der in 9(a) dargestellten θd/Ke-Abbildung verwendet, um die Induktionsspannungskonstante Ke des Motors 1 zugehörig zur Rotorphasendifferenz θd (0 Grad oder 180 Grad) zu erhalten, wonach der q-Achsen-Stromsteuerwert Iq_c und der d-Achsen-Stromsteuerwert Id_c, die es ermöglichen, den Drehmomentsteuerwert Tr_c zu erhalten, bei der Induktionsspannungskonstanten Ke ermittelt werden.
In dem Fall, in dem die Rotorphasendifferenz θd in drei Schritten durch Anwenden von B1 in 8(a) gesetzt wird, wird dann die Induktionsspannungskonstante Ke ebenfalls in drei Schritten durch Anwenden von B2 in 9(a) gesetzt. Dasselbe gilt, wenn die Rotorphasendifferenz θd in vier oder mehr Schritten gesetzt wird. Ferner wird in dem Fall, in dem die Rotorphasendifferenz θd kontinuierlich umgekehrt proportional zur Größe des Feldschwächungsstromsteuerwerts ΔId_vol, wie in 8(b) dargestellt ist, geändert wird, die Induktionsspannungskonstante Ke dann ebenfalls kontinuierlich umgekehrt proportional zur Rotorphasendifferenz θd geändert, wie in 9(b) dargestellt ist.
In dem Flussdiagramm, das in 11 dargestellt ist, wird die Arbeitsweise des Aktors 25 erläutert. Bei Empfang des Rotorphasendifferenzsteuerwerts θd_c von dem Rotorphasendifferenzsteuerwertermittler 94 in SCHRITT1 der 11 wandelt der Aktor 25 θd_c in einen mechanischen Winkel β in SCHRITT2 um. Dann wandelt der Aktor 25 in dem nachfolgenden SCHRITT3 den mechanischen Winkel β in einen Arbeitswinkel θ des ersten Planetenträgers C1 um und dreht den ersten Planetenträger um den Arbeitswinkel γ in SCHRITT4.
Die Motorsteuerung in der vorliegenden Ausführungsform hat den Feldschwächungsstromsteuerwert ΔId_vol basierend auf dem d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd_c, dem q-Achsen-Spannungssteuerwert Vq_c und dem Soll-Spannungskreisradius Vp_soll berechnet; die Vorteile der vorliegenden Erfindung können jedoch erhalten werden, selbst wenn ein Feldschwächungsstromsteuerwert unter Verwendung einer anderen Anordnung berechnet wird.

Claims

Motorsteuerung, die ausgelegt ist, den Betrieb eines Permanent- bzw. Dauermagnetfeld-Drehmotors (1) mit einem ersten Rotor (12) und einem zweiten Rotor (11), die mehrere durch Dauermagnete (11a, 11b, 12a, 12b) erzeugte Felder aufweisen, die um eine Drehachse (2) angeordnet sind und sich im Gleichlauf drehen, durch Ausführen einer Feldsteuerung als Ergebnis der Änderung einer Rotorphasendifferenz, die eine Phasendifferenz zwischen dem ersten Rotor (12) und dem zweiten Rotor (11) ist, zu steuern, wobei die Steuerung umfasst: ein Rotorstellungserfassungsmittel (73) zur Erfassung einer Stellung des ersten Rotors (12); ein Erregungssteuerungsmittel (50) zur Durchführung einer Erregungssteuerung des Motors (1) durch Umformen des Motors (1) in eine Äquivalenzschaltung basierend auf einem zweiphasigen rotierenden Gleichstromkoordinatensystem, das aus einer d-Achse in Richtung eines magnetischen Flusses eines Motorfelds und einer zu der d-Achse orthogonalen q-Achse besteht, basierend auf einer Stellung des ersten Rotors (12), und durch Steuerung der Erregungshöhe eines Ankers auf der d-Achse und der Erregungshöhe eines Ankers auf der q-Achse, zur Ermittlung eines d-Achsen-Spannungswertes (Vd_c) und eines q-Achsen-Spannungswertes (Vq_c); ein Feldschwächungsstromsteuerwertermittlungsmittel (91) zur Ermittlung eines Feldschwächungsstromsteuerwerts basierend auf dem d-Achsen-Spannungswert (Vd_c) und dem q-Achsen-Spannungswert (Vq_c), der die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse angibt, die erforderlich ist, eine vorherbestimmte Feldschwächungswirkung zu erhalten; ein Rotorphasendifferenzsteuerwertermittlungsmittel (94) zur Ermittlung eines Steuerwerts der Rotorphasendifferenz basierend auf dem Feldschwächungsstromsteuerwert; ein Rotorphasendifferenzänderungsmittel (25) zur Änderung der Rotorphasendifferenz basierend auf dem Rotorphasendifferenzsteuerwert; und eine Inverterschaltung (62) zur Umwandlung von aus einer Gleichstromquelle bereitgestelltem Gleichstrom in mehrphasigen Wechselstrom, der den Motorankern (10a) zugeführt wird, worin das Feldschwächungsstromsteuerwertermittlungsmittel (91) den Feldschwächungsstromsteuerwert derart ermittelt, dass die Größe eines zusammengesetzten Vektors einer Spannung zwischen den Klemmen des Ankers auf der d-Achse und einer Spannung zwischen den Klemmen des Ankers auf der q-Achse in der Äquivalenzschaltung nicht größer ist als eine vorherbestimmten Spannung, die nicht größer als eine Ausgangsspannung der Gleichstromquelle festgelegt ist, die Motorsteuerung ferner umfassend: ein Stromsteuerwertermittlungsmittel (60) zur Ermittlung eines Steuerwerts der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und eines Steuerwerts der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse basierend auf dem Steuerwert der Rotorphasendifferenz und einem vorherbestimmten Drehmomentsteuerwert, worin das Erregungssteuerungsmittel (50) die Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und die Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse basierend auf dem Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und dem Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse, die durch das Stromsteuerwertermittlungsmittel (60) ermittelt werden, steuert, wobei das Stromsteuerwertermittlungsmittel (60) eine Induktionsspannungskonstante des Motors (1) basierend auf einem Steuerwert der Rotorphasendifferenz schätzt und einen Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der q-Achse und einen Steuerwert der Erregungshöhe des Ankers auf der d-Achse unter Verwendung des Schätzwerts der Induktionsspannungskonstanten bestimmt, wobei die Permanentmagnete des ersten und zweiten Rotors (12, 11) konzentrisch und koaxial um die Drehachse (2) angeordnet sind.