DE102004013139B4

DE102004013139B4 - Offsetkompensationsschaltkreis, der eine Offsetspannung eines Treiberschaltkreises kompensiert, und Flüssigkristallanzeigevorrichtung, die den Offsetkompensationsschaltkreis verwendet

Info

Publication number: DE102004013139B4
Application number: DE102004013139A
Authority: DE
Inventors: Youichi Tobita
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-03-25
Filing date: 2004-03-17
Publication date: 2008-03-13
Anticipated expiration: 2024-03-18
Also published as: TWI243536B; KR20040084718A; JP4159935B2; CN1538617A; CN1303756C; KR100543227B1; TW200501556A; US20040189369A1; US6930529B2; DE102004013139A1; JP2004350256A

Abstract

Offsetkompensationsschaltkreis mit einem Treiberschaltkreis (26), der gemäß einem Eingangspotential (VI) ein Potential ausgibt und dessen Offset-Spannung kompensiert wird, mit:
ersten bis N-ten Kondensatoren (27.1–27.m), wobei N eine Ganzzahl größer gleich 2 ist, wobei die Kondensatoren jeweils eine Elektrode und die andere Elektrode aufweisen, der erste Kondensator eine Elektrode mit einem Eingangsknoten (N21) des Treiberschaltkreises (26) verbunden hat, und zweite bis N-te Kondensatoren jeweils eine Elektrode mit der anderen Elektrode eines vorhergehenden Kondensators direkt in einer Serienschaltung verbunden haben;
einem ersten Schalterschaltkreis (S1, S2.1), der dem Eingangsknoten (N21) des Treiberschaltkreises (26) ein vorbestimmtes Potential zuführt und die andere Elektrode des ersten Kondensators (27.1) mit einem Ausgangsknoten (N22) des Treiberschaltkreises (26) verbindet, um den ersten Kondensator (27.1) auf die Offsetspannung zu laden;
einem zweiten Schalterschaltkreis (S2.2-S2.m, S3.1-S3.m-1), der sukzessive die zweiten bis N-ten Kondensatoren (27.2–27.m) jeweils für eine vorbestimmte Zeitdauer auswählt, einer Elektrode eines ausgewählten Kondensators das Eingangspotential (VI)...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Offsetkompensationsschaltkreis sowie einen Treiberschaltkreis mit Offsetkompensationsfähigkeit und eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung, die den Offsetkompensationsschaltkreis verwenden. Speziell betrifft die vorliegende Erfindung einen Offsetkompensationsschaltkreis, der eine Offsetspannung eines Treiberschaltkreises kompensiert, der einem Eingangspotential entsprechend ein Potential ausgibt, sowie einen Treiberschaltkreis mit Offsetkompensationsfähigkeit und eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung, die den Offsetkompensationsschaltkreis verwenden.
Es wurde ein Offsetkompensationsschaltkreis vorgeschlagen, der eine Offsetspannung eines Treiberschaltkreises aufhebt. Der Offsetkompensationsschaltkreis lädt einen Kondensator auf die Offsetspannung und verbindet den Kondensator mit einem Eingangsknoten des Treiberschaltkreises, um die Offsetspannung zu kompensieren (siehe zum Beispiel Japanische Patentoffenlegungsschrift JP 2000-114889 A ).
Der der Anmelderin bekannte Offsetkompensationsschaltkreis trifft jedoch auf ein Problem, dass er eine Offsetspannung nicht akkurat kompensieren kann, da die Spannung des Kondensators aufgrund des Einflusses eines parasitären Kondensators des Eingangsknotens des Treiberschaltkreises verloren geht.
Obwohl der Spannungsverlust dadurch reduziert werden könnte, dass der Kapazitätswert des Kondensators hinreichend größer gemacht wird, als der des parasitären Kondensators, verursacht ein resultierendes Vergrößerungsbedürfnis der Fläche des Kondensators ein Ausdehnen der durch den Offsetkompensationsschaltkreis belegten Fläche. Falls der Offsetkompensationsschaltkreis für einen Datenleitungstreiberschaltkreis einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung verwendet wird, sind viele Offsetkompensationsschaltkreise nötig, sodass das Problem besonders schwer würde.
Die JP 2000-114889 A offenbart eine Offsetspannungs-Kompensationsschaltung bei der mittels Schaltern zunächst die Ladungen in Kondensatoren gelöscht und die Kondensatoren anschließend auf die Offsetspannung eines Differenzverstärkers geladen werden, um die Offsetspannung zu kompensieren.
Die JP 2001-326545 A offenbart eine Analogausgangsschaltung, bei der eine Offsetspannung kompensiert wird. Mittels Schaltern wird die elektrische Ladung eines ersten Kondensators gelöscht und ein anderer Kondensator wird auf ein Eingangspotential geladen. Anschließend wird der erste Kondensator auf die Offsetspannung eines Differenzverstärkers geladen. Bei Umschalten der Schalter ist eine Offsetspannung kompensiert.
Die US 5,825,230 A offenbart ein Eingangsverstärkernetz mit geschalteten Kondensatoren. Ein integrierender Kondensator ist mit einem Knoten niedrigen Potentials und mit einem Ausgangsknoten verbunden. Ferner ist der integrierende Kondensator mit einer Gruppe von weiteren Kondensatoren verbunden. Die Kondensatoren werden mittels Schaltern angesteuert, um die mittels den weiteren Kondensatoren gesammelte Ladung auf den integrierenden Kondensator zu übertragen.
EP 0 657 863 A2 offenbart eine Signalverstärkerschaltung mit einem Pufferverstärker und einer Abgleichschaltung zum Erfassen und Kompensieren einer Offsetspannung. Ferner ist eine Bildanzeigevorrichtung mit der Signalverstärkerschaltung offenbart.
Es ist eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung einen Offsetkompensationsschaltkreis, der in der Lage ist eine Offsetspannung akkurat aufzuheben, und eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung, die den Offsetkompensationsschaltkreis verwendet, bereitzustellen.
Die Aufgabe wird gelöst durch einen Offsetkompensationsschaltkreis gemäß Anspruch 1 oder 2 und durch eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung gemäß Anspruch 9. Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Gemäß dem Offsetkompensationsschaltkreis nach Anspruch 1 kann der Einfluss des parasitären Kondensators des Eingangsknotens des Treiberschaltkreises reduziert werden und folglich kann die Offsetspannung akkurat aufgehoben werden.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen. Von den Figuren zeigen:
1 ein Blockdiagramm, das eine gesamte Konfiguration einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration eines Flüssigkristalltreiberschaltkreises zeigt, der entsprechend für jede der in 1 gezeigten Flüssigkristallzellen vorgesehen ist;
3 ein Schaltkreisdiagramm, dass eine Konfiguration eines Ausgleicher- und Vorladeschaltkreises zeigt, der in einem in 1 gezeigten Horizontalrasterschaltkreis beinhaltet ist;
4 ein Schaltkreis-Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Graustufenpotentialerzeugungsschaltkreises und eines Offsetkompensationstreiberschaltkreises zeigt, die in dem Horizontalrasterschaltkreis in 1 beinhaltet sind;
5 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration des in 4 gezeigten Offsetkompensationstreiberschaltkreises zeigt;
6 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration eines in 5 gezeigten Pushtreiberschaltkreises zeigt;
7 ein Zeitabfolgediagramm, das einen Vorgang des in 5 gezeigten Offsetkompensationstreiberschaltkreises zeigt;
8 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Modifikation der ersten Ausführungsform zeigt;
9 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration eines Pushtreiberschaltkreises zeigt, der in einem Offset kompensationstreiberschaltkreis gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beinhaltet ist;
10 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Modifikation der zweiten Ausführungsform zeigt;
11 ein Schaltkreisdiagramm, das eine weitere Modifikation der zweiten Ausführungsform zeigt;
12 ein Schaltkreisdiagramm, das einen Offsetkompensationstreiberschaltkreis gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
13 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Modifikation der dritten Ausführungsform zeigt;
14 ein Schaltkreisdiagramm, das eine weitere Modifikation der dritten Ausführungsform zeigt;
15 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration eines Offsetkompensationstreiberschaltkreises gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
16 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration eines Offsetkompensationstreiberschaltkreises gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
17 ein Schaltkreisdiagramm, das eine Modifikation der fünften Ausführungsform zeigt.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Bezug nehmend auf 1 beinhaltet diese Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung ein Flüssigkristallfeld 1, einen vertikalen Rasterschaltkreis 7 und einen horizontalen Rasterschaltkreis 8 und kann zum Beispiel in einem Mobiltelefon vorgesehen sein.
Das Flüssigkristallfeld 1 beinhaltet eine Mehrzahl von Flüssigkristallzellen 2, die in Zeilen und Spalten angeordnet sind, Rasterleitungen 4 und Gemeinpotentialleitungen 5, die je zu entsprechenden Zeilen zugeordnet sind, und Datenleitungen 6, die jeweiligen entsprechenden Spalten zugeordnet sind.
In jeder Zeile sind die Flüssigkristallzellen 2 zuvor in Gruppen eingeteilt, die jeweils drei Zellen enthalten. In jeder Gruppe sind die drei Flüssigkristallzellen 2 mit R-, G- bzw. B-Farbfiltern versehen. Die drei Flüssigkristallzellen 2 in jeder Gruppe bilden ein Pixel 3.
Die Flüssigkristallzellen 2 sind jeweils mit einem Flüssigkristalltreiberschaltkreis 10, wie in 2 gezeigt, versehen. Der Flussigkristalltreiberschaltkreis 10 beinhaltet einen n-Typ-Transistor 11 und einen Kondensator 12. Der n-Typ-Transistor 11 ist zwischen eine Datenleitung 6 und eine Elektrode 2a der Flüssigkristallzelle 2 geschaltet und sein Gate ist mit der Rasterleitung 4 verbunden. Der Kondensator 12 ist zwischen eine Elektrode 2a der Flüssigkristallzelle 2 und eine Gemeinpotentialleitung 5 geschaltet. Die andere Elektrode der Flüssigkristallzelle 2 wird mit einem Treiberpotential VDD versorgt und die Gemeinpotentialleitung 5 wird mit einem Gemeinpotential VSS versorgt.
Wieder auf 1 Bezug nehmend wählt der Vertikalrasterschaltkreis 7 sukzessive gemäß einem Bildsignal eine Mehrzahl von Rasterleitungen 4 nacheinander jeweils für eine vorbestimmte Zeitdauer aus und verursacht, dass eine ausgewählte Rasterleitung 4 den "H"-Pegel, das dem Auswahlpegel entspricht, erreicht. Wenn die Rasterleitung 4 auf den Auswahlpegel des "H"-Pegel gesetzt ist, wird der in 2 gezeigte n-Typ-Transistor 11 angeschaltet, so dass eine Elektrode 2a jeder Flüssigkristallzelle 2, die dieser Rasterleitung 4 entspricht, mit der dieser Flüssigkristallzelle 2 entsprechenden Datenleitung 6 verbunden wird.
Entsprechend einem Bildsignal versorgt der Horizontalrasterschaltkreis 8 in der Zeitperiode, in der eine Rasterleitung 4 durch den vertikalen Schaltkreis 7 ausgewählt ist, jede Datenleitung 6 mit einem Graustufenpotential VG. Die Lichtdurchlässigkeit der Flüssigkristallzelle 2 ändert sich entsprechend dem Pegel der Graustufenspannung VG. Wenn alle Flüssigkristallzellen 2 des Flüssigkristallfeldes 1 durch den vertikalen Rasterschaltkreis 7 (Vertikalrasterschaltkreis) und den horizontalen Rasterschaltkreis 8 (Horizontalrasterschaltkreis) gerastert wurden, wird ein Bild auf dem Flüssigkristallfeld 1 dargestellt.
3 ist ein Schaltkreisdiagramm, das einen Hauptteil des Horizontalrasterschaltkreises 8 in 1 zeigt. Bezug nehmend auf 3 beinhaltet der Horizontalrasterschaltkreis 8 einen Ausgleich- und Vorladeschaltkreis 15, um das Potential auf jeder Datenleitung 6 auf ein Vorladepotential VPC zu setzen, bevor jede Datenleitung 6 mit dem Graustufenpotential VG versorgt wird.
Der Ausgleich- und Vorladeschaltkreis 15 beinhaltet jeweils für entsprechende Datenleitungen 6 vorgesehene Schalter 16 und Schalter 17, die jeweils für einander benachbarte zwei Datenleitungen 6 vorgesehen sind. Ein Anschluss von Schalter 16 bekommt das Vorladepotential VPC, während dessen anderer Anschluss mit seiner entsprechenden Datenleitung 6 verbunden ist. Der Schalter 16 wird angeschaltet, wenn ein Vorladesignal ϕPC auf einen "H"-Pegel gesetzt wird, was dem Aktivierungspegel entspricht. Wenn der Schalter 16 angeschaltet wird, wird jede Datenleitung 6 auf das Vorladepotential VPC gesetzt. Der Schalter 17 ist zwischen zwei Datenleitungen 6 geschaltet und wird angeschaltet, wenn ein Ausgleichssignal ϕEQ auf einen "H"-Pegel gesetzt wird, das dem Aktivierungspegel entspricht. Wenn der Schalter 17 angeschaltet wird, werden die entsprechenden Potentiale auf allen Datenleitungen 6 gemittelt. Nachdem die Schalter 16 und 17 ausgeschaltet sind, wird jede Datenleitung 6 mit dem Graustufenpotential VG versorgt. Hier wird angenommen, dass das Vorladepotential VCP 0 Volt beträgt.
4 zeigt einen Graustufenpotentialerzeugungsschaltkreis 20 zum Versorgen einer Datenleitung 6 mit dem Graustufenpotential VG und einen Treiberschaltkreis 25 mit Offset-Kompensationsfähigkeit (im Folgenden wird ein solcher Treiberschaltkreis als "Offset-Kompensationstreiberschaltkreis" bezeichnet). Die Anzahl der Graustufenpotentialerzeugungsschaltkreise 20 und die der Offset-Kompensationstreiberschaltkreise 25 entspricht jeweils der Anzahl von Datenleitungen 6.
Der Graustufenpotentialerzeugungsschaltkreis 20 beinhaltet n+1 (n ist eine natürliche Zahl) Widerstandselemente 21.1–21.n+1, die in Reihe zwischen eine Leitung eines ersten Leistungsversorgungspotentials VH (5V) und eine Leitung eines zweiten Leistungsversorgungspotentials VL (0V) geschaltet sind, und n Schalter 22.1–22.n, die zwischen die entsprechenden n Knoten zwischen den n+1 Widerstandselementen 21.1–21.n+1 und einen Ausgangsknoten 20a geschaltet sind.
An den n Knoten zwischen den n+1 Widerstandselementen 21.1–21.n+1 treten Potentiale von entsprechenden n Pegeln auf. Die Schalter 22.1–22.n werden durch ein Bildknotensignal ϕP gesteuert und nur einer der Schalter ist angeschaltet. An den Ausgangsknoten 20a wird eines der jeweiligen Potentiale der n Pegel als Graustufenpotential VG ausgegeben. Der Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 25 versorgt die Datenleitung 6 mit elektrischem Strom, so dass die ausgewählte Datenleitung 6 auf das Graustufenpotential VG gesetzt wird.
5 ist ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration eines Offset-Kompensationstreiberschaltkreises 25 zeigt. Bezug nehmend auf 5 beinhaltet der Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 25 einen Push-Treiberschaltkreis 26 (Push-Typ-Treiberschaltkreis), Kondensatoren 27.1 und 27.2 und Schalter S1, S2.1, S2.2, S3.1, S.3.2 und S4. Das Vorladepotential VCP beträgt 0V und ein Graustufenpotential VG liegt zwischen 0V und 5V. Die Datenleitung 6 kann dann geladen werden und es ist kein Entladen erforderlich. Dementsprechend wird für diese Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung der Treiberschaltkreis 26 des Push-Typs verwendet.
Bezug nehmend auf 6 beinhaltet der Push-Treiberschaltkreis 26 p-Typ-Transistoren 31–33, n-Typ-Transistoren 34 und 35 und Konstantstromquellen 36 und 37. Die p-Typ-Transistoren 31 und 32 sind zwischen eine Leitung eines dritten Leistungsversorgungspotentials VH1 (10V zum Beispiel) und Knoten N31 bzw. N32 geschaltet und weisen jeweilige Gates auf, die beide mit dem Knoten N32 verbunden sind. Die p-Typ-Transistoren 31 und 32 bilden einen Stromspiegelschaltkreis.
Die n-Typ-Transistoren 34 und 35 sind zwischen die Knoten N31 bzw. N32 und einen Knoten N34 geschaltet und weisen jeweilige mit einem Eingangsknoten N21 und einem Ausgangsknoten N22 verbundene Gates auf. Die Konstantstromquelle 36 liefert einen vorbestimmten Konstantstrom vom Ausgangsknoten N34 zu einer Leitung eines vierten Leistungsversorgungspotentials VL1 (0V zum Beispiel). Der p-Typ-Transistor 33 ist zwischen die Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials VH1 und den Ausgangsknoten N22 geschaltet und sein Gate ist mit dem Knoten N31 verbunden. Die Konstantstromquelle 37 liefert einen vorbestimmten Konstantstrom von dem Ausgangsknoten N22 zu der Leitung des vierten Stromversorgungspotentials VL1. Die p-Typ-Transistoren 31 und 32, die n-Typ-Transistoren 34 und 35 und die Konstantstromquelle 36 bilden einen Differentialverstärkerschaltkreis.
Zu dem n-Typ-Transistor 34 fließt ein Strom eines einem Potential V21 an dem Eingangsknoten N21 entsprechenden Pegels. Zu dem n-Typ-Transistor 35 fließt ein Strom eines einem Potential V22 an dem Ausgangsknoten N22 entsprechenden Pegels. Die p-Typ-Transistoren 31 und 32 bilden einen Stromspiegelschaltkreis und der p-Typ-Transistor 32 und der n-Typ-Transistor 35 sind in Reihe geschaltet. Zu den Transistoren 31, 32 und 35 fließt dann ein Strom eines einem Potential V22 an dem Ausgangsknoten N22 entsprechenden Pegels.
Falls das Potential V21 größer ist als das Potential V22, ist der Strom, der zu dem p-Typ-Transistor 31 fließt, kleiner als der Strom, der zu dem n-Typ-Transistor 34 fließt, und das Potential am Knoten N31 nimmt ab während der Strom, der zu dem p-Typ-Transistor 33 fließt, ansteigt, so dass das Potential V22 ansteigt. Falls das Potential V21 kleiner ist als das Potential V22, ist der Strom, der zu dem p-Typ-Transistor 31 fließt, größer als der Strom, der zu dem n-Typ-Transistor 34 fließt, und das Potential an dem Knoten N31 steigt an, während der Strom abfällt, der zu dem p-Typ-Transistor 33 fließt, so dass das Potential V22 abfällt. Dies führt dazu, dass sich das Potential V21 dem Potential V22 angleicht (V21 = V22).
Mit anderen Worten ist der Push-Treiberschaltkreis 26 ein Pufferschaltkreis mit einer hohen Eingangsimpedanz und einer niedrigen Ausgangsimpedanz mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von 1. Aufgrund von Unterschieden zwischen den Schwellenspannungen der Transistoren 31–35 wird jedoch eine Potentialdifferenz zwischen dem Eingangspotential V21 und dem Ausgangspotential V22 verursacht, es entsteht dazwischen nämlich eine Offset-Spannung VOF. Falls zum Beispiel die n-Typ-Transistoren 34 und 35 unterschiedliche Schwellenspannungen VTN aufweisen, wird eine Offset-Spannung VOF verursacht. Diese Offset-Spannung VOF wird als eine Differenz zwischen den jeweiligen Schwellenspannungen der n-Typ-Transistoren 34 und 35 repräsentiert, d.h. |ΔVTN|.
Wieder auf 5 Bezug nehmend weist der Eingangsknoten N21 des Push-Treiberschaltkreises 26 einen parasitären Kondensator C0 auf. In 5 ist der parasitäre Kondensator C0 als ein Kondensator 28 gezeigt, der zwischen den Eingangsknoten N21 und eine Leitung eines Erdpotentials GND geschaltet ist. Ein Lastkondensator ist als ein Kondensator 29 gezeigt, der zwischen einen Ausgangsknoten N23 und die Leitung des Erdpotentials GND geschaltet ist. Die Kondensatoren 27.1 und 27.2 und die Schalter S1, S2.1, S2.2, S3.1, S3.2 und S4 bilden einen Offset-Kompensationsschaltkreis zum Kompensieren der Offset-Spannung VOF des Push-Treiberschaltkreises 26.
Speziell ist der Schalter S1 zwischen dem Eingangsknoten N20 und dem Eingangsknoten N21 des Treiberschaltkreises 26 geschaltet und der Schalter S4 ist zwischen den Ausgangsknoten N23 und den Ausgangsknoten N22 des Treiberschaltkreises 26 geschaltet. Der Kondensator 27.1 und der Schalter S2.1 sind in Reihe zwischen den Eingangsknoten N21 und den Ausgangsnoten N22 des Treiberschaltkreises 26 geschaltet. Der Schalter S3.1 ist zwischen den Eingangsknoten N20 und den Knoten N1 zwischen dem Kondensator 27.1 und dem Schalter S2.1 geschaltet. Der Konden sator 27.2 und der Schalter S2.2 sind in Reihe zwischen die Knoten N1 und N22 geschaltet. Der Schalter S3.2 ist zwischen den Eingangsknoten N20 und einen Knoten N2 zwischen dem Kondensator 27.2 und dem Schalter S2.2 geschaltet.
Die Schalter S1, S2.1, S2.2, S3.1, S3.2 und S4 können jeweils ein p-Typ-Transistor, ein n-Typ-Transistor oder eine Kombination von einem p-Typ-Transistor und einem n-Typ-Transistor, die parallel geschaltet sind, sein. EIN/AUS der Schalter S1, S2.1, S2.2, S3.1, S3.2 und S4 wird jeweils durch ein Steuersignal (nicht gezeigt) gesteuert.
Nun wird im Weiteren eine Beschreibung gegeben, die einen Zustand betrifft, dass das Ausgangspotential V22 des Treiberschaltkreises 26 um eine Offset-Spannung VOF niedriger ist, als das Eingangspotential V21. Wie in 7 gezeigt, sind in einem Anfangszustand alle Schalter S1, S2.1, S2.2, S3.1, S3.2 und S4 in einem AUS-Zustand. Zu einer bestimmten Zeit t1 werden die Schalter S1, S2.1 und S2.2 angeschaltet, so dass das Potential V21 am Eingangsknoten N21 des Treiberschaltkreises 26 VI entspricht (V21=VI) und das Ausgangspotential V22 des Treiberschaltkreises 26 und entsprechende Potentiale V1 und V2 an den Knoten N1 und N2 weisen folgende Relation auf: V22=V1=V2=VI-VOF. Dann wird der Kondensator 27.1 auf die Offset-Spannung VOF geladen und die Spannung zwischen den Anschlüssen des Kondensators 27.2 wird auf 0V zurückgesetzt.
Zur Zeit t2 werden die Schalter S1 und S2.1 ausgeschaltet, so dass die Offset-Spannung VOF in dem Kondensator 27.1 gehalten wird. Zu einer Zeit t3 wird dann der Schalter S3.1 angeschaltet, so dass das Potential V1 am Knoten N1 gleich VI wird (V1 = VI). Falls der Eingangsknoten N21 des Treiberschaltkreises 26 keinen parasitären Kondensator C0 aufweist, ist das Eingangspotential V21 des Treiberschaltkreises 26 gleich VI + VOF (V21 = VI + VOF) und das Ausgangspotential V22 des Treiberschalt kreises 26 gleich VI (V22 = VI). Wegen des Vorhandenseins des parasitären Kondensators C0 wird das Eingangspotential V21 des Treiberschaltkreises 26 jedoch durch eine Gleichung:
V21 = VI + VOF – ΔV1 repräsentiert und das Ausgangspotential V22 des Treiberschaltkreises 26 wird durch eine Gleichung: V22 = VI – ΔV1 repräsentiert. Dieser Spannungsverlust ΔV1 wird durch die folgende Gleichung repräsentiert, wobei C1 die Kapazität des Kondensators 27.1 bezeichnet: ΔV1 = VOF·C0/(C0 + C1) (1).
Zu dieser Zeit werden die Schalter S2.2 und S3.1 angeschaltet und der Schalter S3.2 ausgeschaltet, so dass das Potential V2 am Knoten N2 durch eine Gleichung: V2 = VI – ΔV1 repräsentiert wird. Mit anderen Worten ist das Potential V2 am Knoten N2 um den Spannungsverlust ΔV1, der durch den ersten Offset-Aufhebevorgang verursacht ist, niedriger als das Eingangspotential VI und entsprechend wird der Kondensator 27.2 auf ΔV1 geladen.
Zur Zeit t4 werden die Schalter S2.2 und S3.1 ausgeschaltet und danach der Schalter S3.2 zu der Zeit t5 angeschaltet. Das Potential V2 am Knoten N2 ändert sich dann von VI – ΔV1 zu VI. Das Potential V2 am Knoten N2 steigt nämlich um ΔV1 an. Dieser Betrag des Potentialwechsels ΔV1 wird über die Kondensatoren 27.2 und 27.1 zu dem Knoten N21 übertragen, so dass das Potential V21 am Knoten N21 ansteigt. In diesem Fall tritt wieder aufgrund des parasitären Kondensators C0 ein Spannungsverlust ΔV2 auf und das Potential V21 am Knoten N21 steigt um ΔV1-ΔV2 an und wird folglich durch die Gleichung repräsentiert:
V21 = VI + VOF – ΔV1 + ΔV1 – ΔV2 = VI + VOF – ΔV2.
Das Ansteigen des Potentials V1 am Knoten N21 verursacht dann, dass das Potential V22 am Knoten N22 um dieselbe Spannung ΔV1- ΔV2 ansteigt und das Potential V22 wird folglich durch eine Gleichung repräsentiert: V22 = VI – ΔV1 + ΔV1 – ΔV2 = VI –V2. Das Potential V1 am Knoten N1 wird durch die folgende Gleichung (2) repräsentiert, wobei C1 und C2 jeweilige Kapazitäten der Kondensatoren 27.1 und 27.2 repräsentieren: V1 = VI + ΔV1·C2/[C2 + C0·C1/(C0 + C1)] (2).
Weiter wird ΔV2 durch die folgende Gleichung (3) repräsentiert: ΔV2 = ΔVI·C0/[C0 + C1·C2/(C1 + C2)] (3).
Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird angenommen, dass C1 gleich C2 ist (C1 = C2). Dann wird eine Relation ΔV2 = ΔV1·C0/(C0 + C1/2) erhalten. Angenommen, dass C0/C1 1/10 entspricht (C0/C1 = 1/10), wird ΔV2 desweiteren durch eine Gleichung: ΔV2 = ΔV1·1/6 repräsentiert. Mit anderen Worten wird der Spannungsverlust ΔV2, der durch den zweiten Offset-Aufhebevorgang verursacht wird, auf ein Sechstel des ersten Spannungsverlustes ΔV1 reduziert.
Das konventionelle einen Kondensator pro Offset-Aufhebevorgang verwendende Verfahren erfordert einen Kondensator der sechsfachen Fläche, um den Verlust ΔV1 auf ein Sechstel zu reduzieren. Gemäß der ersten Ausführungsform werden zwei Kondensatoren 27.1 und 27.2 verwendet und folglich die Kondensatorfläche verdoppelt. Die zum Reduzieren des Verlustes ΔV1 auf ein Sechstel erforderliche Kondensatorfläche ist jedoch 2/6, nämlich ein Drittel so groß wie die konventionelle. Es sei bemerkt, dass die Fläche der Schalter S2.2 und S3.2 jeweils ausreichend kleiner ist als die der Kondensatoren.
Zu der Zeit t6 wird der Schalter S4 angeschaltet, so dass das Ausgangspotential VO gleich VI – ΔV2 wird, und eine Last wird damit versorgt. Der Schalter S4 ist kein unvermeidbares Element. Falls der Schalter S4 nicht vorgesehen ist und die Last groß ist, wird jedoch eine längere Zeit benötigt, um die Spannung VOF zwischen den Anschlüssen des Kondensators 27.1 ab der Zeit t1, zu der die Schalter S1, S2.1 und S2.2 eingeschaltet werden, zu stabilisieren.
8 ist ein Schaltkreisdiagramm, das eine Konfiguration eines Offset-Kompensationstreiberschaltkreises 38 gemäß einer Modifikation der ersten Ausführungsform zeigt. Bezug nehmend auf 8 unterscheidet sich der Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 38 von dem Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 25 in 5 darin, dass der erstere m (m ist eine Ganzzahl von wenigstens 3) Kondensatoren 27.1 bis 27.m, m Schalter S2.1-S2.m und m Schalter S3.1-S3.m anstelle von zwei Kondensatoren 27.1 und 27.2, zwei Schaltern S2.1 und S2.2 und zwei Schaltern S3.1 und S3.2 beinhaltet.
Eine Elektrode des Kondensators 27.1 ist mit dem Eingangsknoten des Treiberschaltkreises 26 verbunden und eine Elektrode der Kondensatoren 27.2–27.m ist jeweils zu der anderen Elektrode eines entsprechenden Kondensators 27.1–27.m-1 verbunden. Ein Anschluss der Schalter S2.1-S2.m ist jeweils gemeinsam mit dem Knoten N22 verbunden und deren anderer Anschluss ist zu der anderen Elektrode eines entsprechenden Kondensators 27.1–27.m verbunden. Je ein Anschluss der Schalter S3.1-S3.m ist gemeinsam mit dem Knoten N20 verbunden und deren anderer Anschluss ist zu der anderen Elektrode eines entsprechenden Kondensators 27.1–27.m verbunden.
Zu einer bestimmten Zeit werden die Schalter S1 und S2.1-S2.m angeschaltet, so dass der Kondensator 27.1 auf die Offset-Spannung VOF geladen wird und die Spannung zwischen den An schlüssen der Kondensatoren 27.1–27.m jeweils auf 0V zurückgesetzt wird.
Nachdem die Schalter S1 und S2.1 ausgeschaltet sind, wird der Schalter S3.1 angeschaltet, so dass der Kondensator 27.2 auf den ersten Spannungsverlust ΔV1 geladen wird. Dann wird der Schalter S2.2 ausgeschaltet und der Schalter S3.2 wird angeschaltet, so dass der Kondensator 27.3 auf den zweiten Spannungsverlust ΔV2 geladen wird. Auf dieselbe Art wird der Kondensator 27.m auf einen (m-1)-ten Spannungsverlust ΔVm – 1 geladen. Diesem folgend wird der Schalter S2.m ausgeschaltet und der Schalter S3.m angeschaltet.
Angenommen, dass C1 jeweils die Kapazität der Kondensatoren 27.1–27.m repräsentiert, wird der Spannungsverlust ΔVm, wenn der Offset-Aufhebevorgang m-mal durchgeführt wird, durch die folgende Gleichung (4) repräsentiert: ΔVm = VOF·C0/(C0 + C1)·C0/(C0 + C1/2)...C0/(C0 + C1/m) (4).
Während der Spannungsverlust ΔVm mit steigendem m absinkt, sinkt der Grad der Abnahme entsprechend und der nachteilige Einfluss der erhöhten Fläche der Kondensatoren 27.1–27.m steigt relativ an. Es sollte dann bemerkt werden, dass eine optimale Anzahl von m entsprechend einer erforderlichen Genauigkeit eines Ausgangspotentials bestimmt werden muss.
Zweite Ausführungsform
9 ist ein Schaltkreisdiagramm, das einen Hauptteil eines Offset-Kompensationstreiberschaltkreises gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Bezug nehmend auf 9 unterscheidet sich dieser Offset-Kompensationstreiberschaltkreis von dem Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 25 in 5 darin, dass der erstere einen Push-Treiberschaltkreis 40 anstelle eines Push-Treiberschaltkreises 26 enthält.
Der Push-Treiberschaltkreis 40 beinhaltet Konstantstromquellen 41 und 42, n-Typ-Transistoren 43 und 44 und p-Typ-Transistoren 45 und 46. Die Konstantstromquelle 41, der n-Typ-Transistor 43 und der p-Typ-Transistor 45 sind in Reihe zwischen einer Leitung eines dritten Leistungsversorgungspotentials VH1 (10V zum Beispiel) und eine Leitung eines vierten Leistungsversorgungspotentials VL1 (0V zum Beispiel) geschaltet. Das Gate des p-Typ-Transistors 45 ist mit dem Eingangsknoten N21 verbunden. Das Gate des n-Typs-Transistors 43 ist mit seinem Drain (Knoten N41) verbunden. Folglich bildet der n-Typ-Transistor 43 eine Diode. Da die jeweiligen Steuerströme der Transistoren 43 und 45 ausreichend größer gesetzt sind als ein Stromwert der Konstantstromquelle 41, führt der p-Typ-Transistor 45 einen Quellenfolger-Vorgang durch und der Knoten N41 weist ein Potential V41 auf, das durch eine Gleichung: V41 = V21 + |VTP| + VTN repräsentiert ist, wobei VTP eine Schwellenspannung eines p-Typ-Transistors und VTN eine Quellenspannung eines n-Typ-Transistors repräsentiert.
Der n-Typ-Transistor 44, der p-Typ-Transistor 46 und die Konstantstromquelle 42 sind in Reihe zwischen eine Leitung eines fünften Leistungsversorgungspotentials VH2 (10V zum Beispiel) und eine Leitung eines sechsten Leistungsversorgungspotentials VL2 (0V zum Beispiel) geschaltet. Das Gate des n-Typ-Transistors 44 erhält das Potential V41 am Knoten N41. Das Gate des p-Typ-Transistors 46 ist mit seinem Drain verbunden (Ausgangsknoten N22). Da die jeweiligen Steuerströme der Transistoren 44 und 46 ausreichend größer gesetzt sind als ein Stromwert der Konstantstromquelle 42, führt der n-Typ-Transistor 44 einen Quellenfolger-Vorgang aus und der Ausgangsknoten N22 weist ein Potential V22 auf, das durch eine Gleichung: V22 = V41 – VTN – |VTP| = V21 repräsentiert ist.
Mit anderen Worten ist dieser Push-Treiberschaltkreis 40 ein Schaltkreis mit zweistufigen Pegel-Verschiebeschaltkreisen, die miteinander verbunden sind, wobei ein Pegel-Verschiebeschaltkreis die Konstantstromquelle 41, den n-Typ-Transistor 43 und den p-Typ-Transistor 45 beinhaltet, während der andere Pegel-Verschiebeschaltkreis den n-Typ-Transistor 44, den p-Typ-Transistor 46 und die Konstantstromquelle 42 beinhaltet. Der Treiberschaltkreis 40 arbeitet derart, dass ein zuvor auf ein niedriges Potential vorgeladener Knoten über die Transistoren 44 und 46 geladen wird, um das Potential V22 am Ausgangsknoten N22 auf das Potential V21 am Eingangsknoten N21 zu erhöhen.
Falls die n-Typ-Transistoren 43 und 44 dieselbe Schwellenspannung VTN aufweisen und die p-Typ-Transistoren 45 und 46 dieselbe Schwellenspannung VTP aufweisen, weist der Treiberschaltkreis 40 keine Offset-Spannung VOF auf. Falls jedoch eine Differenz zwischen den jeweiligen Schwellenspannungen VTN der n-Typ-Transistoren 43 und 44 und/oder eine Differenz zwischen den jeweiligen Schwellenspannungen VTP der p-Typ-Transistoren 45 und 46 besteht, wird eine Offset-Spannung VOF erzeugt. Angenommen, dass ΔVTN die Differenz zwischen den Schwellenspannungen VTN der n-Typ-Transistoren 43 und 44 und ΔVTP die Differenz zwischen den Schwellenspannungen VTP der p-Typ-Transistoren 45 und 46 repräsentiert, wird die Offset-Spannung VOF in diesem Fall durch eine Gleichung: VOF = |ΔVTP + ΔVTN| repräsentiert. Diese Offset-Spannung VOF wird durch den oben beschriebenen mehrfach durchgeführten Offset-Aufhebevorgang reduziert.
Verglichen mit der ersten Ausführungsform weist die zweite Ausführungsform einen kleineren Durchgangsstrom des Treiberschaltkreises auf und reduziert folglich den Leistungsverbrauch.
Nun werden Modifikationen der zweiten Ausführungsform beschrieben. Ein Push-Treiberschaltkreis 47 in 10 unterscheidet sich von dem Push-Treiberschaltkreis 40 in 9 darin, dass der erstere keinen n-Typ-Transistor 43 und keinen p-Typ-Transistor 46 beinhaltet. Der Knoten N41 weist das Potential V41 auf, das durch eine Gleichung: V41 = V21 + |VTP| repräsentiert wird, und die Ausgangsspannung V22 wird durch eine Gleichung: V22 = V41 – VTN = V21 + |VTP| – VTN repräsentiert. Deshalb weist der Treiberschaltkreis 47 im Ausgangszustand eine Offset-Spannung VOF auf, die gleich VTN – |VTP| ist. Diese Offset-Spannung VOF wird durch den oben beschriebenen mehrfach durchgeführten Offset-Aufhebevorgang reduziert.
Ein in 11 gezeigter Push-Treiberschaltkreis 48 unterscheidet sich vom Push-Treiberschaltkreis 47 in 10 darin, dass der erstere keine Konstantstromquelle 41 und keinen p-Typ-Transistor 45 beinhaltet, und dass das Gate des n-Typ-Transistors 44 mit dem Eingangsknoten N21 verbunden ist. Das Ausgangspotential V22 ist dann gleich V21 – VTN. Dieser Treiberschaltkreis 48 weist folglich im Ausgangszustand eine Offset-Spannung VOF auf, die gleich VTN ist. Diese Offset-Spannung VOF wird durch den oben beschriebenen mehrfach durchgeführten Offset-Aufhebevorgang reduziert.
Dritte Ausführungsform
12 ist ein Schaltkreisdiagramm, das einen Hauptteil eines Offset-Kompensationstreiberschaltkreises gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Bezug nehmend auf 12 unterscheidet sich dieser Offset-Kompensationstreiberschaltkreis von dem Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 25 in 5 darin, dass der erstere einen Pull-Treiberschaltkreis 50 (Pull-Typ-Treiberschaltkreis) anstatt des Push-Treiberschaltkreises 26 enthält. Falls das in Verbindung mit 3 beschriebene Vorladepotential VCP 5V beträgt, liegt das Graustufenpotential VG zwischen 0V und 5V. Die Datenleitungen 6 können dann entladen werden und Laden ist nicht erforderlich. Dementsprechend wird der Pull-Treiberschaltkreis 50 verwendet.
Dieser Pull-Treiberschaltkreis 50 beinhaltet n-Typ-Transistoren 51 und 52, p-Typ-Transistoren 53 und 54 und Konstantstromquellen 55 und 56. Der n-Typ-Transistor 51, der p-Typ-Transistor 53 und die Konstantstromquelle 55 sind in Reihe zwischen eine Leitung eines siebten Leistungsversorgungspotentials VH3 (5V zum Beispiel) und eine Leitung eines achten Leistungsversorgungspotentials VL3 (–10V zum Beispiel) geschaltet. Das Gate des n-Typ-Transistors 51 ist mit dem Eingangsknoten N21 verbunden. Das Gate des p-Typ-Transistors 53 ist mit seinem Drain verbunden (Knoten N55). Der p-Typ-Transistor 53 bildet folglich eine Diode. Da die jeweiligen Steuerströme der Transistoren 51 und 53 ausreichend größer als ein Stromwert der Konstantstromquelle 55 gesetzt sind, führt der n-Typ-Transistor 51 einen Quellenfolger-Vorgang durch und das Potential V55 des Knotens N55 wird durch eine Gleichung: V55 = V21 – VTN – |VTP| repräsentiert.
Die Konstantstromquelle 56, der n-Typ-Transistor 52 und der p-Typ-Transistor 54 sind in Reihe zwischen eine Leitung eines neunten Leistungsversorgungspotentials VH4 (5V zum Beispiel) und eine Leitung eines zehnten Leistungsversorgungspotentials VL4 (–10V zum Beispiel) geschaltet. Das Gate des p-Typ-Transistors 54 ist mit dem Knoten N55 verbunden. Das Gate des n-Typ-Transistors 52 ist mit dessen Drain verbunden (Ausgangsknoten N22). Da die jeweiligen Steuerströme der Transistoren 52 und 54 ausreichend größer sind als ein Stromwert der Konstantstromquelle 56, führt der p-Typ-Transistor 54 einen Quellenfolger-Vorgang durch und das Potential V22 am Eingangsknoten N22 wird durch eine Gleichung: V22 = V55 + |VTP| + VTN = V21 repräsentiert.
Mit anderen Worten entspricht dieser Pull-Treiberschaltkreis 50 miteinander verbundenen zweistufigen Pegel-Verschiebeschalt kreisen, wobei ein Pegel-Verschiebeschaltkreis den n-Typ-Transistor 51, den p-Typ-Transistor 53 und die Konstantstromquelle 55 beinhaltet, und der andere Pegel-Verschiebeschaltkreis die Konstantstromquelle 56, den n-Typ-Transistor 52 und den p-Typ-Transistor 54 beinhaltet. Der Treiberschaltkreis 50 arbeitet derart, dass ein Knoten, der zuvor auf ein hohes Potential vorgeladen wurde, entladen wird und das Potential V22 am Ausgangsknoten N22 auf das Potential V21 am Eingangsknoten N21 abgesenkt wird.
Falls die n-Typ-Transistoren 51 und 52 dieselbe Schwellenspannung VTN aufweisen und die p-Typ-Transistoren 53 und 54 dieselbe Schwellenspannung VTP aufweisen, weist dieser Treiberschaltkreis 50 keine Offset-Spannung VOF auf. Falls jedoch die n-Typ-Transistoren 51 und 52 voneinander unterschiedliche jeweilige Schwellenspannungen VTN aufweisen und/oder die p-Typ-Transistoren 53 und 54 voneinander unterschiedliche jeweilige Schwellenspannungen VTP aufweisen, wird eine Offset-Spannung VOF erzeugt. Angenommen, dass ΔVTN die Differenz zwischen den jeweiligen Schwellenspannungen VTN der n-Typ-Transistoren 51 und 52 und AVTP die Differenz zwischen den jeweiligen Schwellenspannungen VTP der p-Typ-Transistoren 53 und 54 beträgt, wird die Offset-Spannung VOF in diesem Fall durch eine Gleichung:
VOF = |ΔVTP + ΔVTN| repräsentiert. Diese Offset-Spannung VOF wird durch den oben beschriebenen mehrfach durchgeführten Offset-Aufhebevorgang reduziert.
Auch gemäß der dritten Ausführungsform weist der Treiberschaltkreis verglichen mit dem der ersten Ausführungsform einen kleineren Durchgangsstrom auf und die Leistungsaufnahme ist dementsprechend reduziert.
Modifikationen der dritten Ausführungsform sind unten beschrieben. Ein in 13 gezeigter Pull-Treiberschaltkreis 57 unterscheidet sich von dem Pull-Treiberschaltkreis 50 in 12 darin, dass der erstere keinen p-Typ-Transistor 53 und keinen n-Typ-Transistor 52 aufweist. Das Potential V55 des Knotens N55 ist gleich V21 – VTN, so dass das Ausgangspotential V22 durch eine Gleichung: V22 = V21 – VTN + |VTP| repräsentiert ist. In einem Ausgangszustand weist der Treiberschaltkreis 57 folglich eine Offset-Spannung VOF auf, die gleich VTN + |VTP| ist. Diese Offset-Spannung VOF wird durch den mehrfach durchgeführten oben beschriebenen Offset-Aufhebevorgang reduziert.
Ein in 14 gezeigter Pull-Treiberschaltkreis 58 unterscheidet sich von dem Pull-Treiberschaltkreis 57 in 13 darin, dass der erstere keinen n-Typ-Transistor 51 und keine Konstantstromquelle 55 beinhaltet und dass das Gate des p-Typ-Transistors 54 mit dem Eingangsknoten N21 verbunden ist. Das Ausgangspotential V22 wird durch eine Gleichung: V22 = V21 + |VTP| repräsentiert. Der Treiberschaltkreis 58 weist folglich in einem Ausgangszustand eine Offset-Spannung VOF auf, die gleich VTN ist. Diese Offset-Spannung VOF wird durch den oben beschriebenen Offset-Aufhebevorgang reduziert.
Vierte Ausführungsform
15 ist ein Schaltkreisblockdiagramm, das eine Konfiguration eines Offset-Kompensationstreiberschaltkreises 60 gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Bezug nehmend auf 15 beinhaltet der Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 60 einen Push-Treiberschaltkreis 61 mit Offset-Kompensationsfähigkeit (im weiteren Offset-Kompensations-Push-Treiberschaltkreis) und einen Pull-Treiberschaltkreis 62 mit Offset-Kompensationsfähigkeit (im weiteren Offset-Kompensations-Pull-Treiberschaltkreis), die parallel geschaltet sind, und wird in einem Fall verwendet, in dem das in Verbindung mit 3 beschriebene Vorladepotential VCP ein Potential zwischen 0V und 5V ist, z.B. 2.5V.
Der Offset-Kompensations-Push-Treiberschaltkreis 61 kann einer der Offset-Kompensations-Push-Treiberschaltkreise sein, die in Verbindung mit der ersten und zweiten Ausführungsform beschrieben sind, und der Offset-Kompensations-Pull-Treiberschaltkreis 62 kann einer der Offset-Kompensations-Pull-Treiberschaltkreise sein, die in Verbindung mit der dritten Ausführungsform beschrieben sind. Obwohl die Schalter S4.1 und S4.2 eigentlich in den Treiberschaltkreisen 61 bzw. 62 beinhaltet sind, sind diese Schalter getrennt von den Treiberschaltkreisen 61 und 62 gezeigt, um die Beschreibung zu vereinfachen und das Verständnis zu erleichtern.
Die Datenleitung 6, nämlich Ausgangsknoten N23, wird auf das Vorladepotential VCP vorgeladen und danach wird der Eingangsknoten N20 mit dem Graustufenpotential VG versorgt. Dann wird der in Verbindung mit 7 beschriebene Offset-Aufhebevorgang von jedem der Treiberschaltkreise 61 und 62 durchgeführt. Die beiden Schalter S4.1 und S4.2 werden angeschaltet, so dass der Ausgangsknoten N23 auf das Graustufenpotential VG getrieben wird. Zu dieser Zeit fließt kein Durchgangsstrom, da die beiden Treiberschaltkreise 61 und 62 dasselbe Potential ausgeben. Falls irgendein positives Rauschen auf der Datenleitung 6 erzeugt wird, arbeitet in diesem Zustand der Pull-Treiberschaltkreis 62, während der Push-Treiberschaltkreis 61 arbeitet, falls irgendein negatives Rauschen auf der Datenleitung 6 erzeugt wird, so dass das auf der Datenleitung 6 erzeugte Rauschen auf einen niedrigeren Pegel mit einer niedrigeren Ausgangsimpedanz reduziert werden kann.
Gemäß der vierten Ausführungsform wird das Vorladepotential VCP auf ein Potential zwischen 0V und 5V, zum Beispiel 2.5V, gesetzt. Deshalb kann, verglichen mit dem Fall, in dem das Vorladepotential VCP auf 0V oder 5V gesetzt ist, das Potential auf Datenleitungen 6 schneller gesetzt werden und die Leistungsaufnahme reduziert werden.
Fünfte Ausführungsform
16 ist ein Schaltkreisblockdiagramm, das eine Konfiguration eines Offset-Kompensationstreiberschaltkreises 65 gemäß einer fünften Ausführungsform zeigt. Bezug nehmend auf 16 unterscheidet sich der Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 65 von dem in 5 gezeigten Offset-Kompensationstreiberschaltkreis 25 darin, dass der erstere einen Anschluss des Schalters S1 mit einem Knoten N60 eines Referenzpotentials VR (2.5V zum Beispiel) statt mit dem Eingangsknoten N20 verbunden aufweist. Das Referenzpotential VR kann direkt von der Außenseite der Flüssigkristallanzeigevorrichtung geliefert werden oder von einem Leistungsversorgungsschaltkreis niedriger Ausgangsimpedanz, die innerhalb der Flüssigkristallanzeigevorrichtung vorgesehen ist, geliefert werden. Der Eingangsknoten N20 ist mit jeweils einer Elektrode der Schalter S3.1 und S3.2 verbunden. Die Schalter S1, S2.1, S2.2, S3.1, S3.2 und S4 werden auf dieselbe Art gesteuert, wie in Verbindung mit der ersten Ausführungsform beschrieben ist.
Im Weiteren ist eine Beschreibung eines Effektes dieses Offset-Kompensationstreiberschaltkreises 65 bezüglich des ersten Offset-Aufhebevorgangs gegeben, der mit dem Kondensator 27.1 und den Schaltern S1, S2.1 und S3.1 durchgeführt wird. In dieser Beschreibung wird angenommen, dass das Ausgangspotential V22 des Treiberschaltkreises 26 um die Offset-Spannung VOF niedriger ist als das Eingangspotential V21.
Die Schalter S1 und S2.1 werden angeschaltet, so dass das Eingangspotential V21 des Treiberschaltkreises 26 gleich dem Referenzpotential VR wird, das Ausgangspotential V22 des Treiberschaltkreises 26 und das Potential V1 am Knoten N1 werden jeweils gleich V21 – VOF und folglich gleich VR-VOF und der Kondensator 27.1 wird auf die Offset-Spannung VOF geladen.
Dann werden die Schalter S1 und S2.1 ausgeschaltet, so dass die Offset-Spannung VOF in dem Kondensator 27.1 gehalten wird. Nachfolgend wird der Schalter S3.1 angeschaltet, so dass sich das Potential V1 am Knoten N1 von VR-VOF auf VI ändert. Dieser Betrag der Änderung wird über den Kondensator 27.1 an den Eingangsknoten N21 des Treiberschaltkreises 26 übertragen. Angenommen, dass eine Relation VI > VR – VOF besteht, wird ein Betrag einer Änderung ΔV in der Spannung des Eingangsknotens N21 des Treiberschaltkreises 26 durch die folgende Gleichung repräsentiert: ΔV = [V1 – (VR – VOF)]·C1/(CO + C1) (5),wobei C1/(C0 + C1) = 1/(1 + C0/C1) und angenommen, dass C0 << C1, 1/(1 + C0/C1) ~ 1 – C0/C1 erhalten wird. Des weiteren wird, angenommen dass C0/C1 = r , eine Gleichung 1 - C0/C1 = 1 – r erhalten. Diese Gleichung wird dann in Gleichung (5) eingesetzt, um eine Gleichung: ΔV = [VI – (VR – VOF)]·(1 – r) (6)zu erhalten.
Das Eingangspotential V21 des Treiberschaltkreises 26 wird durch Addieren von ΔV zu dem Referenzpotential VR erhalten, nämlich das Potential VR + ΔV, was durch die folgende Gleichung repräsentiert wird: V21 = VR + ΔV = VR + [VI – (VR – VOF)]·(1 – r) = VR + VI – VR + VOF – [VI – (VR – VOF)]·r = VI + VOF – r·VOF – r·(VI – VR) (7).
Wie folgt, wird für den Offsetkompensationstreiberschaltkreis 25 in 5 eine ähnliche Rechnung durchgeführt. V21 = VI + VOF – VOF·C0/(C0 + C1) = VI + VOF – VOF·(C0/C1)/(C0/C1 + 1) = VI + VOF – VOF·r/(1 + r) ~ VI + VOF – VOF·r·(1 – r) = VI + VOF – VOF·(r – r2).
Hierbei wird, angenommen dass eine Relation r² ~ 0 gilt, die folgende Gleichung erhalten: V21 ~ VI + VOF – r·VOF (8).
Bei einem Vergleich der Gleichungen (7) und (8) wird erkannt, dass V21 des Offsetkompensationstreiberschaltkreises 65 in 16 um das vierte Element [–r·(VI – VR)] in Gleichung (7) kleiner ist, als V21 des Offsetkompensationstreiberschaltkreises 25 in 5, während dieser Wert durch Reduzieren von r und mehrfaches Durchführen des Offset-Aufhebevorgangs vernachlässigbar gemacht werden kann.
Falls viele Offsetkompensationstreiberschaltkreise 25 von dem in 4 gezeigten Graustufenpotentialerzeugungsschaltkreis 20 mit demselben Graustufenpotential VG versorgt werden, ist der Lastkapazitätswert des Graustufenpotentialerzeugungsschaltkreises 20 gleich der Summe der jeweiligen Eingangskapazitätswerte C0 von vielen Treiberschaltkreisen 26. Dementsprechend wird eine längere Zeit zum Stabilisieren des Graustufenpotentials VG benötigt.
Durch Ersetzen des Offsetkompensationstreiberschaltkreises 25 durch den Offsetkompensationstreiberschaltkreis 65 in 16 wird der Eingangskondensator des Treiberschaltkreises 26 mit dem Referenzpotential VR geladen. Dementsprechend wird der Lastkapazitätswert des Graustufenpotentialerzeugungsschaltkrei ses 20 merklich reduziert, sodass das Graustufenpotential VG in einer kurzen Zeitdauer stabil wird.
17 ist ein Schaltkreisdiagramm, das eine Modifikation dieser Ausführungsform zeigt. Bezug nehmend auf 17 unterscheidet sich ein Offsetkompensationstreiberschaltkreis 66 von dem Offsetkompensationstreiberschaltkreis 38 in 8 darin, dass der erstere einen Anschluss des Schalters S1 mit dem Knoten N60 des Referenzpotentials VR anstatt mit dem Eingangsknoten N20 verbunden aufweist. Auch mit dieser Modifikation wird derselbe Effekt wie mit dem Offsetkompensationstreiberschaltkreis 65 in 16 erreicht.

Claims

Offsetkompensationsschaltkreis mit einem Treiberschaltkreis (26), der gemäß einem Eingangspotential (VI) ein Potential ausgibt und dessen Offset-Spannung kompensiert wird, mit: ersten bis N-ten Kondensatoren (27.1–27.m), wobei N eine Ganzzahl größer gleich 2 ist, wobei die Kondensatoren jeweils eine Elektrode und die andere Elektrode aufweisen, der erste Kondensator eine Elektrode mit einem Eingangsknoten (N21) des Treiberschaltkreises (26) verbunden hat, und zweite bis N-te Kondensatoren jeweils eine Elektrode mit der anderen Elektrode eines vorhergehenden Kondensators direkt in einer Serienschaltung verbunden haben; einem ersten Schalterschaltkreis (S1, S2.1), der dem Eingangsknoten (N21) des Treiberschaltkreises (26) ein vorbestimmtes Potential zuführt und die andere Elektrode des ersten Kondensators (27.1) mit einem Ausgangsknoten (N22) des Treiberschaltkreises (26) verbindet, um den ersten Kondensator (27.1) auf die Offsetspannung zu laden; einem zweiten Schalterschaltkreis (S2.2-S2.m, S3.1-S3.m-1), der sukzessive die zweiten bis N-ten Kondensatoren (27.2–27.m) jeweils für eine vorbestimmte Zeitdauer auswählt, einer Elektrode eines ausgewählten Kondensators das Eingangspotential (VI) über einen der Schalter (S3.1-S3.m-1) zuführt und die andere Elektrode des ausgewählten Kondensators mit dem Ausgangsknoten (N22) des Treiberschaltkreises (26) über einen der Schalter (S2.2-S2.m) verbindet, um den ersten bis N-ten Kondensator (27.1–27.m) auf die Offsetspannung zu laden; und einem dritten Schalterschaltkreis (S3.m), der der anderen Elektrode des N-ten Kondensators (27.m) das Eingangspotential (VI) zuführt.
Offsetkompensationsschaltkreis mit einem Treiberschaltkreis (26), der gemäß einem Eingangspotential (VI) ein Potential ausgibt und dessen Offset-Spannung kompensiert wird, mit: ersten bis N-ten Kondensatoren (27.1–27.m), wobei N eine Ganzzahl größer gleich 2 ist, wobei die Kondensatoren jeweils eine Elektrode und die andere Elektrode aufweisen, der erste Kondensator eine Elektrode mit einem Eingangsknoten (N21) des Treiberschaltkreises (26) verbunden hat, und zweite bis N-te Kondensatoren jeweils eine Elektrode mit der anderen Elektrode eines vorhergehenden Kondensators direkt in einer Serienschaltung verbunden haben; einem ersten Schalterschaltkreis (S1, S2.1), der dem Eingangsknoten (N21) des Treiberschaltkreises (26) ein vorbestimmtes Potential zuführt und die andere Elektrode des ersten Kondensators (27.1) mit einem Ausgangsknoten (N22) des Treiberschaltkreises (26) verbindet, um den ersten Kondensator (27.1) auf die Offsetspannung zu laden; einem zweiten Schalterschaltkreis (S2.2-S2.m, S3.1-S3.m-1), der die jeweiligen anderen Elektroden der ersten bis N-ten Kondensatoren (27.1–27.m) gemeinsam mit dem Ausgangsknoten (N22) des Treiberschaltkreises (26) verbindet, um eine Spannung zwischen einer Elektrode und der anderen Elektrode der zweiten bis N-ten Kondensatoren (27.2–27.m) jeweils auf 0 V zurückzusetzen, und anschließend sukzessive die zweiten bis N-ten Kondensatoren (27.2–27.m) jeweils für eine vorbestimmte Zeitdauer auswählt, um eine Elektrode eines ausgewählten Kondensators von dem Ausgangsknoten (N22) des Treiberschaltkreises (26) zu trennen und einer Elektrode des ausgewählten Kondensators das Eingangspotential (VI) zuzuführen, wodurch die ersten bis N-ten Kondensatoren (27.1–27.m) auf die Offset-Spannung geladen werden; und einem dritten Schalterschaltkreis (S3.m), der der anderen Elektrode des N-ten Kondensators (27.m) das Eingangspotential (VI) zuführt.
Offsetkompensationsschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das vorbestimmte Potential das Eingangspotential (VI) ist.
Offsetkompensationsschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das vorbestimmte Potential ein Referenzpotential (VR) ist.
Offsetkompensationsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der Treiberschaltkreis (48) beinhaltet: einen ersten Transistor (44) eines ersten Leitungstyps, dessen Drain ein erstes Leistungsversorgungspotential erhält, dessen Source mit dem Ausgangsknoten (N22) verbunden ist und dessen Gate mit dem Eingangsknoten (N21) verbunden ist, und eine erste Konstantstromquelle (42), die zwischen den Ausgangsknoten (N22) und eine Leitung eines zweiten Leistungsversorgungspotentials geschaltet ist.
Offsetkompensationsschaltkreis nach Anspruch 5, bei dem der Treiberschaltkreis (47) weiterhin einen Pegelverschiebeschaltkreis (41, 45) beinhaltet, der zwischen dem Eingangsknoten (N21) und dem Gate des ersten Transistors (44) vorgesehen ist und dem Gate des ersten Transistors (44) ein Potential zuführt, das durch Pegelverschieben des Eingangspotentials (VI) um eine vorbestimmte erste Spannung (|VTP|) in Richtung des ersten Leistungsversorgungspotentials erreicht wird, und der Pegelverschiebeschaltkreis (41, 45) beinhaltet: eine zwischen eine Leitung eines dritten Leistungsversorgungspotentials und das Gate des ersten Transistors (44) geschaltete Konstantstromquelle (41) und einen zweiten Transistor (45) eines zweiten Leitungstyps, dessen Source mit dem Gate des ersten Transistors (44) verbunden ist, dessen Drain mit einer Leitung eines vierten Leistungsversorgungspotentials verbunden ist und dessen Gate das Eingangspotential (VI) erhält.
Offsetkompensationsschaltkreis nach Anspruch 6, bei dem der Treiberschaltkreis (40) weiter einen zwischen die Source des ersten Transistors (44) und den Ausgangsknoten (N22) eingesetzten dritten Transistor (46) des zweiten Leitungstyps beinhaltet, dessen Gate mit dem Ausgangsknoten (N22) verbunden ist, und der Pegelverschiebeschaltkreis (41, 43, 45) weiter einen zwischen das Gate des ersten Transistors (44) und die Source des zweiten Transistors (45) eingesetzten vierten Transistor (43) des ersten Leitungstyps beinhaltet, dessen Gate mit dem Gate des ersten Transistors (44) verbunden ist.
Offsetkompensationsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Treiberschaltkreis (26) beinhaltet: einen zwischen eine Leitung eines ersten Leistungsversorgungspotentials und den Ausgangskoten (N22) geschalteten Transistor (33), eine zwischen den Ausgangsknoten (N22) und eine Leitung eines zweiten Leistungsversorgungspotentials geschaltete Konstantstromquelle (37), und einen Differentialverstärkerschaltkreis (31, 32, 34, 35, 36), der ein Gatepotential des Transistors (33) steuert, sodass es ermöglicht wird, dass ein Potential an dem Ausgangsknoten (N22) gleich dem Eingangspotential (VI) ist.
Flüssigkristallanzeigevorrichtung mit: einem Offsetkompensationsschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 8 und einer Flüssigkristallzelle (2) mit einem Lichtdurchlässigkeitsfaktor, der sich entsprechend einem Ausgangspotential (VO) des Offsetkompensationsschaltkreises ändert.