DE10297630T5

DE10297630T5 - Bildanzeigevorrichtung

Info

Publication number: DE10297630T5
Application number: DE2002197630
Authority: DE
Inventors: Youichi Tobita
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-11-20
Filing date: 2002-11-20
Publication date: 2005-01-13
Also published as: CN100385491C; US7324079B2; KR20040071691A; TWI284312B; WO2004047067A1; KR100698951B1; US20070057897A1; TW200409076A; US20050057470A1; CN1628334A; JPWO2004047067A1

Abstract

Bildanzeigevorrichtung, die ein Bild entsprechend einem Bildsignal (D0 bis D5) anzeigt, mit:
einer Mehrzahl von Pixelanzeigeelementen (2, 11, 12), die in einer Mehrzahl von Zeilen und Spalten angeordnet sind und von denen jedes eine Gradationsanzeige entsprechend einem angelegten Gradationspotential durchführt;
einer Mehrzahl von Abtastleitungen (4), die entsprechend der Mehrzahl von entsprechenden Zeilen vorgesehen ist;
einer Mehrzahl von Datenleitungen (6), die entsprechend der Mehrzahl von entsprechenden Spalten vorgesehen ist;
einer Vertikalabtastschaltung (7), die nacheinander eine Abtastleitung aus der Mehrzahl von Abtastleitungen (4) für einen vorbestimmten Zeitraum auswählt und jedes Pixelanzeigeelement (2, 11, 12), das der ausgewählten Abtastleitung (4) entspricht, aktiviert; und
einer Horizontalabtastschaltung (8), die für jedes durch die Vertikalabtastschaltung (7) aktivierte Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) entsprechend dem Bildsignal (D0 bis D5) ein Gradationspotential bereitstellt, wobei
die Horizontalabtastschaltung (8) aufweist:
eine Vorladeschaltung (26), die jede Datenleitung (6) auf ein vorbestimmtes Vorladepotential (VPC) setzt,...

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Bildanzeigevorrichtung und spezieller auf eine Bildanzeigevorrichtung, die ein Bild entsprechend einem Bildsignal anzeigt.
Technischer Hintergrund
Üblicherweise wird in einer Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung eine Spannungsmodulation angewendet, bei der eine Treiberspannung für Flüssigkristallzellen verändert wird zum Verändern der Lichtdurchlässigkeit der Flüssigkristallzellen. Für die 64-Gradationsanzeige wird beispielsweise eine Spannung aus 64 Gradationsspannungen entsprechend einem Videosignal ausgewählt und die ausgewählte Spannung wird an die Flüssigkristallzelle angelegt.
37 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 200 zeigt, die 64 Gradationspotentiale V1d bis V64d in einer derartigen Flüssigkristallanzeigevorrichtung erzeugt. In 37 weist die Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 200 Widerstandselemente R1 bis R65 und Stromverstärkerschaltungen 201.1 bis 201.64 auf.
Die Widerstandselemente R1 bis R65, die in Reihe zwischen die Knoten N201 und N200 geschaltet sind, teilen eine Spannung zwischen den Knoten N201 und N200 zum Erzeugen von 64 Gradati onspotentialen V1d bis V64d. Den Knoten N200 und N201 zugeführte Potentiale werden abwechselnd in einem vorgeschriebenen Zyklus geschaltet zum Verhindern einer Verschlechterung der Flüssigkristallzellen. 37 zeigt einen Zustand, in dem ein "High"-Potential VH und ein "Low"-Potential VL entsprechend den Knoten N200 und N201 zugeführt werden.
Jede der Stromverstärkerschaltungen 201.1 bis 201.64 weist einen Pull-Up-Transistor (Hochzieh-Transistor) und einen Pull-Down-Transistor (Herunterzieh-Transistor) auf. Der Pull-Up-Transistor und der Pull-Down-Transistor haben beide eine große Stromtreiberfähigkeit. Die Stromverstärkerschaltungen 201.1 bis 201.64 geben Potentiale V1d bis V64d eines Pegels aus, der gleich jenem der Gradationspotentiale V1d bis V64d ist, die entsprechend in den Widerstandselementen R1 bis R65 erzeugt werden.
Wenn jedoch in einer derartigen Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 200 die Transistoren in den Stromverstärkerschaltungen 201.1 bis 201.64 unterschiedliche Schwellspannungen aufweisen, werden, abhängig von einem Eingangspotential, sowohl der Pull-Up-Transistor als auch der Pull-Down-Transistor gleichzeitig leitend gemacht, was zu einem Fließen eines großen Durchgangsstromes führt. Wenn ein derartiger großer Durchgangsstrom fließt ist der Stromverbrauch in der Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung erhöht.
38 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer bekannten Stromverstärkerschaltung 210 zeigt. Eine derartige Stromverstärkerschaltung 210 wird beispielsweise in der Japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 2002-123326 offenbart. In 38 weist die Stromverstärkerschaltung 210 Widerstandselemente 211 bis 213, eine Pull-Typ-Treiberschaltung 214 und eine Push-Typ-Treiberschaltung 215 auf. Die Widerstandselemente 211 bis 213, die in Reihe zwischen die Knoten N210 und N213 geschaltet sind, unterteilen eine Spannung VH-VL zwischen den Knoten N210 und N213 zum Erzeugen eines oberen Grenzpotentials V211 und eines unteren Grenzpotentials V212. Die Pull-Typ-Treiberschaltung 214 weist einen N-Typ-Transistor für das Herunterziehen (Pull-Down) auf und verursacht das Fließen eines Stroms von einem Ausgangsknoten N215, wenn ein Potential VO des Ausgangsknotens N215 höher ist als das obere Grenzpotential V211. Die Push-Typ-Treiberschaltung 215 weist einen P-Typ-Transistor für das Hochziehen (Pull-Up) auf und verursacht das Fließen eines Stroms in den Ausgangsknoten N215, wenn das Potential VO des Ausgangsknotens N215 niedriger ist als das untere Grenzpotential V212. In dieser Weise wird das Ausgangspotential VO zwischen dem oberen Grenzpotential V211 und dem unteren Grenzpotential V212 gehalten.
Sogar in der Stromverstärkerschaltung 210 werden jedoch, wenn die Transistoren in den Treiberschaltungen 214 und 215 unterschiedliche Schwellspannungen aufweisen, der N-Typ-Transistor für das Hochziehen (Pull-Up) und der P-Typ-Transistor für das Herunterziehen (Pull-Down) gleichzeitig leitend gemacht und ein großer Durchgangsstrom fließt.
Offenbarung der Erfindung
Folglich ist es ein Hauptziel der vorliegenden Erfindung, eine Bildanzeigevorrichtung bereitzustellen, die wenig Leistung aufnimmt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine Bildanzeigevorrichtung, die ein Bild entsprechend einem Bildsignal anzeigt, auf: eine Mehrzahl von Pixelanzeigeelementen, die in einer Mehrzahl von Zeilen und Spalten angeordnet sind und jeweils entsprechend einem zugeführten Gradationspotential eine Gradationsanzeige durchführen; eine Mehrzahl von Abtastleitungen, die entsprechend der Mehrzahl von Zeilen vorgesehen sind; eine Mehrzahl von Datenleitungen, die entsprechend der Mehrzahl von Spalten vorgesehen sind; eine Vertikalabtastschaltung, die nacheinander eine Abtastleitung aus der Mehrzahl von Abtast- leitungen für einen vorgeschriebenen Zeitraum auswählt und jedes Pixelanzeigeelement entsprechend der ausgewählten Abtastleitung aktiviert; und eine Horizontalabtastschaltung, die entsprechend dem Bildsignal für jedes durch die Vertikalabtastschaltung aktivierte Pixelanzeigeelement ein Gradationspotential bereitstellt. Die Horizontalabtastschaltung weist auf: eine Vorladeschaltung, die jede Datenleitung auf ein vorbestimmtes Vorladepotential setzt; eine Potentialerzeugungsschaltung, die eine Mehrzahl von voneinander unterschiedlichen Gradationspotentialen erzeugt; eine erste Stromverstärkerschaltung, die entsprechend jedem Gradationspotential unter der Mehrzahl von Gradationspotentialen, das höher als das Vorladepotential ist, vorgesehen ist, ein Potential gleich dem entsprechenden Gradationspotential ausgibt und eine Aufladefähigkeit aufweist, die höher ist als eine Entladefähigkeit; eine zweite Stromverstärkerschaltung, die entsprechend jedem Gradationspotential unter der Mehrzahl von Gradationspotentialen vorgesehen ist, das niedriger als das Vorladepotential ist, ein Potential gleich dem entsprechenden Gradationspotential ausgibt und eine Entladefähigkeit aufweist, die höher ist als eine Ladefähigkeit; und eine Auswahlschaltung, die entsprechend dem Bildsignal ein Gradationspotential aus der Mehrzahl von Gradationspotentialen auswählt und über jede Datenleitung jedem aktivierten Pixelanzeigeelement ein Ausgangspotential der ersten oder zweiten Stromverstärkerschaltung entsprechend dem ausgewählten Gradationspotential bereitstellt. Da die erste Stromverstärkerschaltung mit einer Ladefähigkeit, die höher ist als eine Entladefähigkeit und die zweite Stromverstärkerschaltung mit einer Entladefähigkeit, die höher ist als eine Ladefähigkeit, verwendet werden, ist auf diese Weise der Durchgangsstrom in jeder Stromverstärkerschaltung verringert und die Leistungsaufnahme kann verringert werden verglichen mit einem bekannten Beispiel, bei dem die Stromverstärkerschaltung eine hohe Ladefähigkeit und eine hohe Entladefähigkeit aufweist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, das einen Gesamtaufbau einer Flüssigkristall-Farbanzeigevorrichtung in Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Flüssigkristall-Treiberschaltung zeigt, die entsprechend einer in 1 gezeigten Flüssigkristallzelle vorgesehen ist.
3 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer in 1 gezeigten Horizontalabtastschaltung zeigt.
4 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer in 3 gezeigten Gradationspotential-Erzeugungsschaltung zeigt.
5 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer in 4 gezeigten Push-Typ-Treiberschaltung zeigt.
6 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer in 4 gezeigten Pull-Typ-Treiberschaltung zeigt.
7 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer in 3 gezeigten Abgleich- und Vorladeschaltung zeigt.
8 ist ein Schaltplan, der einen Betrieb der in 1 bis 7 gezeigten Flüssigkristall-Farbanzeigevorrichtung zeigt.
9 ist ein Schaltplan, der eine Variation der Ausführungsform 1 zeigt.
10 ist ein Schaltplan, der eine andere Variation der Ausführungsform 1 zeigt.
11 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
12A bis 12C sind Schaltpläne, von denen jeder einen Aufbau einer in 11 gezeigten Konstantstromschaltung zeigt.
13 ist ein Schaltplan, der eine Variation der Ausführungsform 2 zeigt.
14 ist ein Schaltplan, der eine andere Variation der Ausführungsform 2 zeigt.
15 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt.
16A bis 16C sind Schaltpläne, von denen jeder einen Aufbau einer in 15 gezeigten Konstantstromschaltung zeigt.
17 ist ein Schaltplan, der eine Variation von Ausführungsform 3 zeigt.
18 ist ein Schaltplan, der eine andere Variation von Ausführungsform 3 zeigt.
19 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Pull-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
20 ist ein Schaltplan, der eine Variation der Ausführungsform 4 zeigt.
21 ist ein Schaltplan, der eine andere Variation der Ausführungsform 4 zeigt.
22 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt.
23 ist ein Schaltplan, der eine Variation von Ausführungsform 5 zeigt.
24 ist ein Schaltplan, der eine andere Variation von Ausführungsform 5 zeigt.
25 ist ein Schaltplan, der noch eine andere Variation von Ausführungsform 5 zeigt.
26 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt.
27 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt.
28 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 8 der vorliegenden Erfindung zeigt.
29 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Pull-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 9 der vorliegenden Erfindung zeigt.
30 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung in Ausführungsform 10 der vorliegenden Erfindung zeigt.
31 ist ein Schaltplan, der eine Variation der Ausführungsform 10 zeigt.
32 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung mit einer Offset-Kompensationsfunktion in Ausführungsform 11 der vorliegenden Erfindung zeigt.
33 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 32 gezeigten Push-Typ-Treiberschaltung mit der Offset-Kompensationsfunktion zeigt.
34 ist ein anderes Zeitdiagramm das den Betrieb der in 32 gezeigten Push-Typ-Treiberschaltung mit der Offset-Kompensationsfunktion zeigt.
35 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung mit einer Offset-Kompensationsfunktion in Ausführungsform 12 der vorliegenden Erfindung zeigt.
36 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung mit einer Offset-Kompensationsfunktion in Ausführungsform 13 der vorliegenden Erfindung zeigt.
37 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Gradationspotential-Erzeugungsschaltung in einer bekannten Flüssigkristall-Anzeigevorrichtung zeigt.
38 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer bekannten Stromverstärkerschaltung zeigt.
Beste Vorgehensweisen zum Ausführen der Erfindung
Ausführungsform 1
1 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer Flüssigkristall-Farbanzeigevorrichtung in Ausführungsform 1 der vor liegenden Erfindung zeigt. In 1 beinhaltet die Flüssigkristall-Farbanzeigevorrichtung eine Flüssigkristallplatte 1, eine Vertikalabtastschaltung 7 und eine Horizontalabtastschaltung 8 und ist beispielsweise in einem Mobiltelefon-Terminal (Mobiltelefon) vorgesehen.
Die Flüssigkristallplatte 1 beinhaltet eine Mehrzahl von Flüssigkristallzellen 2, die in einer Mehrzahl von Zeilen und Spalten angeordnet sind, Abtastleitungen 4 und gemeinsame Potentialleitungen 5, die entsprechend den Zeilen vorgesehen sind, und Datenleitungen 6, die entsprechend den Spalten vorgesehen sind.
Die Flüssigkristallzellen 2 sind von vornherein in jeder Reihe zu dritt gruppiert. Drei Flüssigkristallzellen 2 in jeder Gruppe sind entsprechend mit Farbfiltern R, G und B versehen. Drei Flüssigkristallzellen 2 in jeder Gruppe bilden ein Pixel 3.
Wie in 2 gezeigt, weist jede Flüssigkristallzelle 2 eine Flüssigkristall-Treiberschaltung 10 auf. Die Flüssigkristall-Treiberschaltung 10 beinhaltet einen N-Typ-Feldeffekttransistor (hier im folgenden als "N-Typ-Transistor" bezeichnet) und einen Kondensator 12. Der N-Typ-Transistor 11 ist zwischen die Datenleitung 6 und eine Elektrode 2a der Flüssigkristallzelle 2 geschaltet und sein Gate ist mit der Abtastleitung 4 verbunden. Der Kondensator 12 ist zwischen eine Elektrode 2a der Flüssigkristallzelle 2 und die gemeinsame Potentialleitung 5 geschaltet. Die andere Elektrode der Flüssigkristallzelle 2 empfängt ein Treiberpotential VDDL und die gemeinsame Potentialleitung 5 empfängt ein gemeinsames Potential VSS.
Wieder bezugnehmend auf 1 wählt die Vertikalabtastschaltung 7 nacheinander eine Abtastleitung 4 aus einer Mehrzahl von Abtastleitungen für eine vorbestimmte Zeitdauer entsprechend einem Bildsignal aus und setzt die ausgewählte Abtast leitung 4 auf den "H"-Pegel, welcher ein ausgewählter Pegel ist. Wenn die Abtastleitung 4 auf den "H"-Pegel gesetzt ist, welcher der ausgewählte Pegel ist, wird der N-Typ-Transistor 11 in 2 leitend gemacht und eine Elektrode 2a jeder Flüssigkristallzelle 2 entsprechend dieser Abtastleitung 4 und eine Datenleitung 6 entsprechend dieser Flüssigkristallzelle 2 werden verbunden.
Die Horizontalabtastschaltung 8 wählt nacheinander eine Mehrzahl von Datenleitungen 6, beispielsweise 12 Datenleitungen, entsprechend dem Bildsignal aus, während eine Abtastleitung 4 durch die Vertikalabtastschaltung 7 ausgewählt wird, und liefert jeder der ausgewählten Datenleitungen 6 ein Gradationspotential. Die Lichtdurchlässigkeit der Flüssigkristallzelle 2 variiert entsprechend einem Pegel des Gradationspotentials.
Wenn alle Flüssigkristallzellen 2 in der Flüssigkristallplatte 1 durch die Vertikalabtastschaltung 7 und die Horizontalabtastschaltung 8 abgetastet sind, wird auf der Flüssigkristallplatte 1 ein Bild angezeigt.
3 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer Horizontalabtastschaltung 8, die in 1 gezeigt ist, zeigt. In 3 beinhaltet die Horizontalabtastschaltung 8 ein Schieberegister 21, Datenhalteschaltungen 22, 23, eine Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 24, einen Multiplexer 25 und eine Abgleich- und Vorladeschaltung 26.
Das Schieberegister 21 steuert die Datenhalteschaltung 22 in Synchronisation mit einem Taktsignal CLK an. Ein Videosignal weist 6-Bit-Datensignale D0 bis D5 auf, die in Synchronisation mit dem Taktsignal CLK seriell eingegeben werden. Folglich wird in jedem Pixel 3 die Anzeige von 260.000 Farben ermöglicht. Gesteuert durch das Schieberegister 21 nimmt die Datenhalteschaltung 22 nacheinander die 6-Bit-Datensignale D0 bis D5 entgegen, die in dem Videosignal enthalten sind. Als Antwort auf ein Haltesignal ϕLT nimmt die Datenhalteschaltung 23 auf einer Leitung ein Videosignal entgegen, das zu einem Zeitpunkt von der Datenhalteschaltung 22 entgegengenommen wird.
Die Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 24 erzeugt 64 (=2⁶) Gradationspotentiale V1d bis V64d. Als Antwort auf ein Abgleichsignal ϕEQ verbindet die Abgleich- und Vorladeschaltung 26 eine Mehrzahl von Datenleitungen 6 miteinander, so dass die Potentiale der Mehrzahl von Datenleitungen 6 abgeglichen werden. Als Antwort auf ein Vorladesignal ϕPC lädt die Abgleich- und Vorladeschaltung 26 zusätzlich jede Datenleitung 6 auf ein Vorladepotential VPC vor. Der Multiplexer 25 wählt entsprechend jeder Datenleitung 6 ein Potential aus den 64 Gradationspotentialen V1d bis V64d von der Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 24 entsprechend den 6-Bit-Datensignalen D0 bis D5 von der Datenhalteschaltung 23 und liefert das ausgewählte Potential dieser Datenleitung 6.
4 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau der Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 24, die in 3 gezeigt ist, zeigt. In 4 weist die Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 24 Widerstandselemente R1 bis R65 und Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.64 auf.
Die Widerstandselemente R1 bis R65, die in Reihe zwischen die Knoten N31 und N30 geschaltet sind, unterteilen eine zwischen den Knoten N31 und N30 anliegende Spannung zur Erzeugung von 64 Gradationspotentialen V1d bis V64d. Die Widerstandselemente R1 bis R65 bilden eine Leiterwiderstandsschaltung. Normalerweise stehen die Flüssigkristall-Treiberspannung und die Lichtdurchlässigkeit der Flüssigkristallzelle 2 in einer nichtlinearen Beziehung. Deshalb sind die Widerstandswerte der Widerstandselemente R1 bis R65 unterschiedlich zueinander.
Da die Flüssigkristallzelle 2 abwechselnd in einem vorgeschriebenen Zyklus (einem Zyklus von einer Zeile, einem Zyklus von einem Frame (Bild), etc.) angesteuert werden sollte, werden das Potential des Knotens N30 und das Potential des Kno tens N31 abwechselnd in einem vorbestimmten Zyklus geschaltet. Das Treiberpotential VDDL in 2 wird auf ein Potential gesetzt, das gleich jenem des Knotens N31 ist. 4 zeigt einen Zustand, in dem das High-Potential VH dem Knoten N30 zugeführt wird und das Low-Potential VL dem Knoten N31 zugeführt wird.
Die Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.64 geben Potentiale V1d bis V64d eines Pegels aus, der jenem der 64 Gradationspotentiale V1d bis V64d entspricht. Die Stromverstärkerschaltung 30.1 weist eine Push-Typ-Treiberschaltung 31, eine Pull-Typ-Treiberschaltung 32 und Schalter S1, S2 auf. Wie in 5 gezeigt, weist die Push-Typ-Treiberschaltung 31 eine Differenzverstärkerschaltung 40, einen Schalter S3, einen P-Typ-Feldeffekttransistor 46 (hier im folgenden als "P-Typ-Transistor" bezeichnet) und eine Konstantstromschaltung 47 auf. Ein Anschluss des Schalters S3 empfängt das Stromversorgungspotential VDD. Der An/Aus-Zustand des Schalters S3 wird in Synchronisation mit den Potentialen VH und VL der Knoten N30 und N31 gesteuert.
Die Differenzverstärkerschaltung 40 weist P-Typ-Transistoren 41, 42, N-Typ-Transistoren 43, 44 und eine Konstantstromschaltung 45 auf. Die P-Typ-Transistoren 41, 42 sind entsprechend zwischen die Knoten N41, N42 und den anderen Anschluss des Schalters S3 geschaltet und ihre Gates sind mit dem Knoten N42 verbunden. Die P-Typ-Transistoren 41, 42 bilden eine Stromspiegelschaltung. Die N-Typ-Transistoren 43, 44 sind entsprechend zwischen die Knoten N41, N42 und den Knoten N43 geschaltet und ihre Gates nehmen das Potential VI (V1d) eines Eingangsknotens N45 und das Potential VO eines Ausgangsknoten N46 entsprechend entgegen. Die Konstantstromschaltung 45 verursacht das Fließen eines Konstantstroms I1 eines vorbestimmten Wertes von dem Knoten N43 zu einer Leitung mit einem Massepotential GND. Der P-Typ-Transistor 46 ist zwischen den anderen Anschluss des Schalters S3 und den Ausgangsknoten N46 geschal tet und sein Gate empfängt ein Potential V41 des Knotens N41. Die Konstantstromschaltung 47 verursacht das Fließen eines Konstantstroms I2 eines vorbestimmten Wertes von dem Ausgangsknoten N46 zu der Leitung mit dem Massepotential GND. Wenn der Wert des Konstantstroms I2 hinreichend klein gewählt wird, wird der Durchgangsstrom in der Treiberschaltung 31 auf einen kleinen Wert gedrückt.
Wenn der Schalter S3 abgeschaltet wird, wird die Push-Typ-Treiberschaltung 31 nicht mit dem Stromversorgungspotential VDD versorgt und verbraucht keine Leistung. Wenn der Schalter S3 angeschaltet ist, wird die Push-Typ-Treiberschaltung 31 mit dem Stromversorgungspotential VDD versorgt und aktiviert. In den N-Typ-Transistoren 43, 44 fließen Ströme mit Werten entsprechend dem Eingangspotential VI und dem Ausgangspotential VO. Der N-Typ-Transistor 44 und der P-Typ-Transistor 42 sind in Reihe geschaltet und die P-Typ-Transistoren 41, 42 bilden die Stromspiegelschaltung. Deshalb fließt in dem P-Typ-Transistor 41 ein Strom mit einem Wert entsprechend dem Ausgangspotential VO.
Wenn das Ausgangspotential VO höher ist als Eingangspotential VI ist der in dem P-Typ-Transistor 41 fließende Strom größer als jener der in dem N-Typ-Transistor 43 fließt zum Erhöhen des Potentials V41 des Knotens N41. Zusätzlich ist der in dem P-Typ-Transistor 46 fließende Strom verringert zum Herabsetzen des Ausgangspotentials VO. wenn das Ausgangspotential VO niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem P-Typ-Transistor 41 fließende Strom kleiner als der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom zum Absenken des Potentials V41 des Knotens N41. Zusätzlich ist der in dem P-Typ-Transistor 46 fließende Strom erhöht zum Erhöhen des Ausgangspotentials VO. Deshalb wird eine Beziehung VO = VI erhalten.
Wie in 6 gezeigt, weist die Pull-Typ-Treiberschaltung 32 eine Differenzverstärkerschaltung 50, einen Schalter S4, eine Konstantstromschaltung 56 und einen N-Typ-Transistor 57 auf. Ein Anschluss des Schalters S4 empfängt das Stromversorgungspotential VDD. Der An/Aus-Zustand des Schalters S4 wird in Synchronisation mit den Potentialen VH, VL der Knoten N30, N31 gesteuert.
Die Differenzverstärkerschaltung 50 weist eine Konstantstromschaltung 51, P-Typ-Transistoren 52, 53 und N-Typ-Transistoren 54, 55 auf. Die Konstantstromschaltung 51 verursacht das Fließen eines Konstantstroms I1 eines vorbestimmten Wertes von dem anderen Anschluss des Schalters S4 zu einem Knoten N51. Die P-Typ-Transistoren 52, 53 sind entsprechend zwischen den Knoten N51 und die Knoten N52, N53 geschaltet und ihre Gates empfangen das Potential VI (V1d) eines Eingangsknotens N55 und das Potential VO eines Ausgangsknotens N56 entsprechend. Die N-Typ-Transistoren 54, 55 sind entsprechend zwischen die Knoten N52, N53 und eine Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und ihre Gates sind mit dem Knoten N53 verbunden. Die N-Typ-Transistoren 54, 55 bilden eine Stromspiegelschaltung. Die Konstantstromschaltung 56 verursacht das Fließen eines Konstantstroms I2 eines vorbestimmten Wertes von dem anderen Anschluss des Schalters S4 zu dem Ausgangsknoten N56. Der N-Typ-Transistor 57 ist zwischen den Ausgangsknoten N56 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und sein Gate empfängt ein Potential V52 des Knotens N52. Wenn der Wert des Konstantstroms I2 hinreichend klein gewählt wird, wird der Durchgangsstrom in der Treiberschaltung 32 auf einen hinreichend kleinen Wert gedrückt.
Wenn der Schalter S4 abgeschaltet ist, wird die Pull-Typ-Treiberschaltung 32 nicht mit dem Stromversorgungspotential VDD versorgt und verbraucht keine Leistung. Wenn der Schalter S4 angeschaltet ist, wird die Pull-Typ-Treiberschaltung 32 mit dem Stromversorgungspotential VDD versorgt und aktiviert. In den P-Typ-Transistoren 52, 53 fließen entsprechend Ströme mit Werten entsprechend dem Eingangspotential VI und dem Ausgangs potential VO. Der P-Typ-Transistor 53 und der N-Typ-Transistor 55 sind in Reihe geschaltet und die N-Typ-Transistoren 54, 55 bilden die Stromspiegelschaltung. Deshalb fließt in dem N-Typ-Transistor 54 ein Strom mit einem Wert entsprechend dem Ausgangspotential VO.
Wenn das Ausgangspotential VO höher ist als das Eingangspotential VI ist der in dem N-Typ-Transistor 54 fließende Strom kleiner als der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom zum Erhöhen des Potentials V52 des Knotens N52. Zusätzlich ist der in dem N-Typ-Transistor 57 fließende Strom erhöht zum Verringern des Ausgangspotentials VO. Wenn das Ausgangspotential VO niedriger ist als das Eingangspotential VI ist der in dem N-Typ-Transistor 54 fließende Strom größer als der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom zum Verringern des Potentials V52 des Knotens N52. Zusätzlich ist der in dem N-Typ-Transistor 57 fließende Strom verringert zum Erhöhen des Ausgangspotentials VO. Deshalb wird eine Beziehung VO = VI erzielt.
Wieder bezugnehmend auf 4 empfangen beide Eingangsknoten N45, N55 der Treiberschaltungen 31, 32 das Gradationspotential V1d und ihre Ausgangsknoten N46, N56 sind entsprechend mit einem Anschluss der Schalter S1, S2 verbunden. Die anderen Anschlüsse der Schalter S1, S2 sind beide mit einem Ausgangsknoten der Stromverstärkerschaltung 30.1 verbunden. Die Schalter S1, S2 werden entsprechend gleichzeitig mit den Schaltern S3, S4 an-/ausgeschaltet. Die anderen Stromverstärkerschaltungen 30.2 bis 30.64 sind in gleicher Weise wie die Stromverstärkerschaltung 30.1 aufgebaut.
Wie später beschrieben, wird die Datenleitung 6 auf ein Potential VPC = (VH + VL)/2 zwischen dem High-Potential VH und dem Low-Potential VL vorgeladen, bevor ein Potential aus den Gradationspotentialen V1d bis V64d der Datenleitung 6 zugeführt wird. Das Vorladepotential VPC ist ein Potential zwischen V32d und V33d.
Während eine Zeitraums, in dem das High-Potential VH und das Low-Potential VL entsprechend den Knoten N30, N31 zugeführt werden, sind die Schalter S2, S4 der Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.32 angeschaltet und ihre Ausgangsknoten sind entsprechend auf die Gradationspotentiale V1d bis V32d herabgesetzt. Zusätzlich sind die Schalter S1, S3 der Stromverstärkerschaltungen 30.33 bis 30.64 angeschaltet und ihre Ausgangsknoten sind auf die Gradationspotentiale V33d bis V53d entsprechend angehoben. In diesem Fall wird eine Beziehung V64d > VPC > V1d erzielt.
Während eines Zeitraums, in dem das Low-Potential VL und das High-Potential VH entsprechend den Knoten N30, N31 zugeführt werden, sind die Schalter S1, S3 der Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.32 angeschaltet und ihre Ausgangsknoten sind entsprechend auf die Gradationspotentiale V1d bis V32d angehoben. Zusätzlich sind die Schalter S2, 54 der Stromverstärkerschaltungen 30.33 bis 30.64 angeschaltet und ihre Ausgangsknoten sind entsprechend auf die Gradationspotentiale V33d bis V64d herabgesetzt. In diesem Fall wird eine Beziehung V64d < VPC < V1d erzielt.
7 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau der Abgleich- und Vorladeschaltung 26, die in 3 gezeigt ist, zeigt. In 7 weist die Abgleich- und Vorladeschaltung 26 Schalter S5, die für jede Datenleitung 6 vorgesehen sind, und Schalter S6, die entsprechend für die jeweils benachbarten beiden Datenleitungen 6 vorgesehen sind, auf. Ein Anschluss des Schalters S5 empfängt das Vorladepotential VPC = (VH + VL)/2 und sein anderer Anschluss ist mit der entsprechenden Datenleitung 6 verbunden. Hier kann das Vorladepotential VPC von einer externen Quelle zugeführt werden oder intern erzeugt werden. In Reaktion auf das Annehmen eines "H"-Pegels, der ein Aktivierter Pegel ist, durch das Vorladesignal ϕPC wird der Schalter S5 angeschaltet. Wenn der Schalter S5 angeschaltet ist, wird jede Datenleitung 6 auf das Vorladepotential VPC gesetzt. Der Schalter S6 ist zwischen zwei Datenleitungen 6 geschaltet und wird in Reaktion auf das Annehmen eines "H"-Pegels, der ein Aktivierter Pegel ist, durch das Abgleichsignal ϕEQ angeschaltet. Wenn der Schalter S6 angeschaltet ist, werden die Potentiale VG1 bis VGn von n Datenleitungen 6 (n ist eine ganze Zahl nicht kleiner als 2) Bemittelt.
8 ist ein Zeitablaufdiagramm, das einen Betrieb der in den 1 bis 7 gezeigten Flüssigkristall-Farbanzeigevorrichtung zeigt. In einem Anfangszustand in 8 sind das Abgleichsignal ϕEQ und das Vorladesignal ϕPC auf den "L"-Pegel, der ein Nicht aktivierter Pegel ist, gesetzt und die Schalter S1 bis S6 sind abgeschaltet. Hier wird jedes der Potentiale VG1 bis VGn der n Datenleitungen 6 auf ein in einem vorhergehenden Zyklus geschriebenes Potential gesetzt, das heißt, ein Potential aus V1d bis V64d. Zusätzlich wird ein Potential VS der Abtastleitung 4 auf den "L"-Pegel gesetzt und der N-Typ-Transistor 11 ist nicht leitend.
Wenn zur Zeit t0 das Abgleichsignal ϕEQ auf den "H"-Pegel gesetzt wird, der ein Aktivierter Pegel ist, wird jeder Schalter S6 angeschaltet und n Datenleitungen 6 werden miteinander kurzgeschlossen. Die Potentiale VG1 bis VGn von n Datenleitungen 6 werden dadurch gemittelt. Hier wird das Potential von jeder Datenleitung 6 durch die Potentiale VG1 bis VGn von n Datenleitungen 6 zum Zeitpunkt t0 festgelegt und es nimmt nicht einen konstanten Wert an. Wenn zum Zeitpunkt t1 das Abgleichsignal ϕEQ auf den "L"-Pegel gesetzt wird, der ein Nicht aktivierter Pegel ist, wird jeder Schalter S6 abgeschaltet und n Datenleitungen 6 werden elektrisch voneinander getrennt.
Wenn dann zum Zeitpunkt t2 das Vorladesignal ϕPC auf den "H"-Pegel gesetzt wird, der ein Aktivierter Pegel ist, wird jeder Schalter S5 angeschaltet und jede Datenleitung 6 wird auf ein Vorladepotential VPC gesetzt. Wenn zum Zeitpunkt t3 ein Vorladesignal ϕP1 auf den "L"-Pegel gesetzt wird, der ein Aktivierter Pegel ist, wird jeder Schalter S5 abgeschaltet und n Datenleitungen 6 werden elektrisch voneinander getrennt.
Zum Zeitpunkt t4 werden beispielsweise das High-Potential VH und das Low-Potential VL entsprechend den Knoten N30, N31 zugeführt. Dann werden die Schalter S1, S3 der Stromverstärkerschaltungen 30.33 bis 30.64 angeschaltet und die Schalter 52, S4 der Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.32 werden angeschaltet. Jedes der Potentiale VG1 bis VGn der n Datenleitungen 6 wird zu dem Ausgangspotential der Treiberschaltung 31 oder 32, die durch den Multiplexer 25 verbunden ist, hin verändert.
Hier wird die mit einer der Stromverstärkerschaltungen 30.33 bis 30.64 verbundene Datenleitung 6 durch den P-Typ-Transistor 46 in der Push-Typ-Treiberschaltung 31 schnell geladen und die mit einer der Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.32 verbundene Datenleitung 6 wird durch den N-Typ-Transistor 57 in der Pull-Typ-Treiberschaltung 32 schnell entladen.
Zum Zeitpunkt t5 steigt das Potential VS einer Abtastleitung 4 auf den "H"-Pegel, der der ausgewählte Pegel ist. Daher wird jeder N-Typ-Transistor 11 in 7 leitend gemacht und das Potential VG jeder Datenleitung 6 wird der Flüssigkristallzelle 2 über den N-Typ-Transistor 11 zugeführt. Wenn das Potential VG der Abtastleitung 4 auf den "L"-Pegel fällt, wird der N-Typ-Transistor 11 nichtleitend gemacht und eine Spannung zwischen den Elektroden der Flüssigkristallzelle 2 wird durch den Kondensator 12 aufrechterhalten. Die Flüssigkristallzelle 2 zeigt eine Lichtdurchlässigkeit entsprechend der Spannung zwischen den Elektroden.
In Ausführungsform 1 sind die Push-Typ-Treiberschaltung 31, die Pull-Typ-Treiberschaltung 32 und Schalter S1, S2 in jeder der Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.64 vorgesehen. In der Stromverstärkerschaltung, die ein Potential ausgibt, das höher als das Vorladepotential VPC ist (30.33 bis 30.64 in 4), ist der Schalter S1 angeschaltet und lediglich die Push-Typ-Treiberschaltung 31 wird verwendet. In der Stromverstärkerschaltung, die ein Potential ausgibt, das niedriger als das Vorladepotential VPC ist (30.1 bis 30.32 in 4), ist der Schalter S2 angeschaltet und lediglich die Pull-Typ-Treiberschaltung 32 wird verwendet. Zusätzlich sind in den nicht mit der Datenleitung 6 verbundenen Treiberschaltungen 31, 32 die Schalter S3, S4 abgeschaltet und die Zufuhr des Versorgungsspannungspotentials VDD ist unterbrochen. Deshalb ist der Durchgangsstrom in den Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.64 minimiert und der Leistungsverbrauch kann verringert werden.
Hier kann jeder der Feldeffekttransistoren 11, 41 bis 44, 46, 52 bis 55 und 57 ein MOS-Transistor oder ein Dünnfilmtransistor (TFT) sein. Der Dünnfilmtransistor kann mit einer Halbleiterschicht, wie beispielsweise einer Polysiliziumschicht, einer amorphen Siliziumschicht oder dergleichen, gebildet sein oder er kann auf einem isolierenden Substrat, wie zum Beispiel einem Harzsubstrat, einem Glassubstrat oder dergleichen, gebildet sein.
9 ist ein Schaltplan, der eine Gradationspotential-Erzeugungsschaltung in einer Flüssigkristall-Farbanzeigevorrichtung in einer Abänderung von Ausführungsform 1 zeigt und im Kontrast zu 4 gezeigt ist. In 9 weist die Gradationspotential-Erzeugungsschaltung zwei Paare von Leiter-Widerstandsschaltungen 60, 61 und 64 Stromverstärkerschaltungen 63.1 bis 63.64 auf. Die Leiter-Widerstandsschaltung 60 weist Widerstandselemente R1 bis R65 auf, die in Reihe zwischen die Knoten N61 und N60 geschaltet sind. Das High-Potential VH und das Low-Potential VL sind immer entsprechend an die Knoten N60 und N61 angelegt. Die Leiter-Widerstandsschaltung 60 erzeugt 64 Gradationspotentiale V1a bis V64a (V64a > V1a). Die Leiter- Widerstandschaltung 61 weist Widerstandselemente R1 bis R65 auf, die in Reihe zwischen die Knoten N63 und N62 geschaltet sind. Das Low-Potential VL und das High-Potential VH sind immer entsprechend an die Knoten N62 und N63 angelegt. Die Leiter-Widerstandsschaltung 61 erzeugt 64 Gradationspotentiale V1b bis V64b (V64b < V1b).
Jede der Stromverstärkerschaltungen 63.1 bis 63.64 weist eine Push-Typ-Treiberschaltung 31, eine Pull-Typ-Treiberschaltung 32 und Schalter S1, S2 auf, die in 4 bis 6 gezeigt. Die Eingangsknoten der Push-Typ-Treiberschaltung 31 in den Stromverstärkerschaltungen 63.33 bis 63.64 empfangen entsprechend die Ausgangspotentiale V33a bis V64a der Leiter-Widerstandsschaltung 60 und die Eingangsknoten der Pull-Typ-Treiberschaltung 32 in den Stromverstärkerschaltungen 63.1 bis 63.32 empfangen die Ausgangspotentiale V1a bis V32a der Leiter-Widerstandsschaltung 60. Die Eingangsknoten der Pull-Typ-Treiberschaltung 32 in den Stromverstärkerschaltungen 63.33 bis 63.64 empfangen entsprechend die Ausgangspotentiale V33b bis V64b der Leiter-Widerstandsschaltung 61 und die Eingangsknoten der Push-Typ-Treiberschaltung 31 der Stromverstärkerschaltungen 63.1 bis 62.32 empfangen die Ausgangspotentiale V1b bis V32b der Leiter-Widerstandsschaltung 61. Ein Ausgangsknoten jeder Push-Typ-Treiberschaltung 31 ist mit einem Ausgangsknoten der entsprechenden Stromverstärkerschaltung über den Schalter S1 verbunden und ein Ausgangsknoten jeder Pull-Typ-Treiberschaltung 32 ist mit einem Ausgangsknoten der entsprechenden Stromverstärkerschaltung über den Schalter S2 verbunden.
Die Schalter S1 bis S4 arbeiten mit einem Zeitablauf, der unter Bezugnahme auf 4 bis 6 beschrieben ist. Wie in 9 gezeigt, sind in einem bestimmten Zyklus die Schalter S1, S3 der Stromverstärkerschaltungen 63.33 bis 63.64 angeschaltet und die Schalter S2, S4 der Stromverstärkerschaltungen 63.1 bis 63.32 sind angeschaltet. Dies bedeutet, eine Beziehung V64d > VPC > V1d wird erzielt. In einem nächsten Zyklus sind die Schalter S2, S4 der Stromverstärkerschaltungen 63.33 bis 63.64 angeschaltet und die Schalter S1, S3 der Stromverstärkerschaltungen 63.1 bis 63.32 sind angeschaltet. Hier wird eine Beziehung V1d > VPC > V64d erzielt. Auch in dieser Abänderung kann die gleiche Wirkung wie in Ausführungsform 1 erhalten werden.
10 ist ein Schaltdiagramm, das einen Hauptabschnitt einer Bildanzeigevorrichtung in der Abänderung von Ausführungsform 1 zeigt und in Kontrast zu 2 gezeigt ist. In dieser Abänderung in 10 ist die Flüssigkristallzelle 2 in 2 durch einen P-Typ-Transistor 65 und ein EL-(Elektrolumineszenz-)Element 66 ersetzt. Der P-Typ-Transistor 65 und das EL-Element 66 sind in Reihe zwischen eine Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und die gemeinsame Potentialleitung 5 geschaltet und das Gate des P-Typ-Transistors 65 ist mit dem Knoten N11 zwischen dem N-Typ-Transistor 11 und dem Kondensator 12 verbunden. Wenn ein Gradationspotential dem Knoten N11 zugeführt wird, fließt ein Strom mit einem Wert entsprechend diesem Gradationspotential in dem P-Typ-Transistor 65 und das EL-Element 66 emittiert Licht mit einer Intensität entsprechend dem Stromwert. In dem EL-Element 66 muss nicht wie in der Flüssigkristallzelle 2 die Polarität der angelegten Spannung geschaltet werden. Deshalb werden in der Gradationspotential-Erzeugungsschaltung 24 in 24 die Knoten N30, N31 auf dem High-Potential VH bzw. dem Low-Potential VL festgehalten, die Stromverstärkerschaltungen 30.1 bis 30.32 weisen lediglich die Pull-Typ-Treiberschaltung 32 auf und die Stromverstärkerschaltungen 30.33 bis 30.64 weisen lediglich die Push-Typ-Treiberschaltung 31 auf. Auch in dieser Abänderung kann der gleiche Effekt wie in Ausführungsform 1 erhalten werden.
Ausführungsform 2
In der Push-Typ-Treiberschaltung 31 in 5 wird das Ausgangspotential VO direkt zu der Differenzverstärkerschaltung 40 zurückgeführt und die Lastkapazität ist groß, was zu einem Oszillationsphänomen führt. In Ausführungsform 2 wird dieses Problem gelöst.
11 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung 70 in Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 11 wird die Push-Typ-Treiberschaltung 70 erhalten durch Ersetzen des P-Typ-Transistors 46 der Push-Typ-Treiberschaltung 31 in 5 mit einem P-Typ-Transistor 71, N-Typ-Transistoren 72, 73 und einer Konstantstromschaltung 74. Aus Gründen der Vereinfachung der Beschreibung und der Zeichnungen werden hier im folgenden die Schalter S3, S4 für die Stromversorgung der Treiberschaltung nicht dargestellt.
Der P-Typ-Transistor 71, der N-Typ-Transistor 72 und die Konstantstromschaltung 74 sind in Reihe zwischen eine Leitung mit dem Stromversorgungspotential VDD und eine Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet. Das Gate des P-Typ-Transistors 71 empfängt das Potential V41 des Ausgangsknotens N41 der Differenzverstärkerschaltung 40. Das Gate des N-Typ-Transistors 72 ist mit seiner Drain verbunden. Mit dem N-Typ-Transistor 72 wird ein Diodenelement realisiert. Ein Potential VM der Source (Knoten N72) des N-Typ-Transistors 72 wird dem Gate des N-Typ-Transistors 44 zugeführt. Die Konstantstromschaltung 72 verursacht das Fließen eines Konstantstroms I3 von dem Knoten N72 zu der Leitung mit dem Massepotential GND. Der N-Typ-Transistor 73 ist zwischen die Leitung mit dem Stromversorgungspotential VDD und den Ausgangsknoten N46 geschaltet und sein Gate empfängt ein Potential VC eines Knotens N71 zwischen den Transistoren 71 und 72.
Ein Betrieb der Treiberschaltung 70 wird im folgenden beschrieben. In der Treiberschaltung 70 wird das Potential VM des Knotens N72 auf das Potential VI des Eingangsknotens N45 gesetzt durch einen Betrieb der Differenzverstärkerschaltung 40. Mit anderen Worten, da der N-Typ-Transistor 44 und der P- Typ-Transistor 42 in Reihe geschaltet sind und die P-Typ-Transistoren 41 und 42 eine Stromspiegelschaltung bilden, fließt in dem P-Typ-Transistor 41 ein Strom mit einem Wert entsprechend einem Monitorpotential VM.
Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem P-Typ-Transistor 41 fließende Strom größer ist als der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom und das Potential V41 des Knotens N41 ist erhöht. Zusätzlich ist der in dem P-Typ-Transistor 71 fließende Strom verringert zum Erniedrigen des Monitorpotentials VM. Wenn das Monitorpotential VM niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem P-Typ-Transistor 41 fließende Strom kleiner als der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom und das Potential V41 des Knotens N41 ist erniedrigt. Auf diese Weise ist der in dem P-Typ-Transistor 71 fließende Strom vergrößert zum Erhöhen des Monitorpotentials VM. Deshalb wird eine Beziehung VM = VI erzielt.
Wenn der Strom I3 der Konstantstromschaltung 74 auf einen kleinen Wert gesetzt wird, ist das Potential VC des Knotens N71 gleich VC = VM + VTN. Hier bezieht sich VTN auf eine Schwellspannung des N-Typ-Transistors. Wenn die Stromtreiberfähigkeit des N-Typ-Transistors 73 hinreichend erhöht ist verglichen mit jener der Konstantstromschaltung 47, arbeitet der N-Typ-Transistor 73 im Sourcefolgerbetrieb und das Potential VO des Ausgangsknotens N46 ist VO = VC – VTN = VM = VI. Deshalb wird ein Ausgangspotential VO gleich dem Eingangspotential VI erhalten.
In Ausführungsform 2 dient eine Kapazität einer Rückkopplungsschleife zu der Differenzverstärkerschaltung 40 als eine Gatekapazität der N-Typ-Transistoren 44, 72, 73. Deshalb wird die Kapazität der Rückkopplungsschleife zu der Differenzverstärkerschaltung 40 hinreichend kleiner gemacht als in der Treiberschaltung 31 in 5, bei der die Lastkapazität direkt mit der Differenzverstärkerschaltung 40 verbunden ist. Folg lich wird in der Treiberschaltung 70 ein Oszillationsphänomen nicht stattfinden.
12A bis 12C sind Schaltpläne, von denen jeder einen Aufbau der Konstantstromschaltung 74, die in 11 gezeigt ist, zeigt. In 12A weist die Konstantstromschaltung 74 ein Widerstandselement 75 und N-Typ-Transistoren 76, 77 auf. Das Widerstandselement 75 und der N-Typ-Transistor 76 sind in Reihe geschaltet zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und die Leitung mit dem Massepotential GND und der N-Typ-Transistor 77 ist zwischen den Knoten N72 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet. Die Gates der N-Typ-Transistoren 76, 77 sind beide mit der Drain des N-Typ-Transistors 76 verbunden. Die N-Typ-Transistoren 76, 77 bilden eine Stromspiegelschaltung. Ein Konstantstrom eines Wertes entsprechend einem Widerstandswert des Widerstandselementes 75 fließt in dem Widerstandselement 75 und dem N-Typ-Transistor 76. Der Konstantstrom I3 eines Wertes entsprechend dem in dem N-Typ-Transistor 76 fließenden Strom fließt in dem N-Typ-Transistor 77.
In 12B weist die Konstantstromschaltung 74 einen N-Typ-Transistor 78 auf. Der N-Typ-Transistor 78 ist zwischen den Knoten N72 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und sein Gate empfängt ein konstantes Vorspannungspotential VBN. Das Vorspannungspotential VBN wird auf einen derartig vorbestimmten Pegel gesetzt, dass der N-Typ-Transistor 78 im Sättigungsbereich arbeitet. Somit fließt in dem N-Typ-Transistor 78 ein konstanter Strom I3.
In 12C weist die Konstantstromschaltung 74 einen Depressions-Typ-N-Typ-Transistor 79 auf. Der N-Typ-Transistor 79 ist zwischen den Knoten N72 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und sein Gate ist mit der Leitung mit dem Massepotential GND verbunden. Der N-Typ-Transistor 79 ist dergestalt ausgebildet, dass ein konstanter Strom I3 selbst dann fließt, wenn eine Gate-Source-Spannung gleich 0V ist. Hier kann die Konstantstromschaltung 74 mit einem Widerstandselement, das zwischen den Knoten N72 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet ist, gebildet werden. Jede Konstantstromschaltung 45, 47 kann den gleichen Aufbau wie die Konstantstromschaltung 74 haben.
In einer Treiberschaltung 80 in 13 werden die Sources der P-Typ-Transistoren 41, 42, die Source des P-Typ-Transistors 71 und die Drain des N-Typ-Transistors 73 mit den Versorgungspotentialen V1, V2, V3, die unterschiedlich zueinander sind, versorgt. Zusätzlich sind die Anschlüsse der Konstantstromschaltungen 45, 74, 47 auf der Seite mit dem niedrigeren Potential mit den Versorgungspotentialen V4, V5, V6, die unterschiedlich zueinander sind, verbunden. Auch bei dieser Abänderung kann die gleiche Wirkung wie bei der Treiberschaltung 70 in 11 erhalten werden.
Eine Treiberschaltung 81 in 14 wird durch Ersetzen der Differenzverstärkerschaltung 40 in der Treiberschaltung 70 in 11 mit einer Differenzverstärkerschaltung 82 erhalten. Die Differenzverstärkerschaltung 82 wird erhalten durch Ersetzen der P-Typ-Transistoren 41, 42 in der Differenzverstärkerschaltung 40 durch die entsprechenden Widerstandselemente 83, 84. Die Widerstandselemente 83, 84 sind entsprechend zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und die Knoten N41, N42 geschaltet.
Die Summe des in dem N-Typ-Transistor 43 fließenden Stroms und des in dem N-Typ-Transistor 44 fließenden Stroms ist gleich dem in der Konstantstromschaltung 45 fließenden Strom I1. Wenn das Monitorpotential VM gleich dem Eingangspotential VI ist, ist der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom gleich dem in dem N-Typ-Transistor 44 fließenden Strom. Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem N-Typ-Transistor 44 fließende Strom erhöht und der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom ist erniedrigt. Zusätzlich steigt das Potential V41 des Knotens N41 und der in dem P-Typ-Transistor 71 fließende Strom ist verringert, so dass das Monitorpotential VM erniedrigt wird. Wenn das Monitorpotential VM niedriger als das Eingangspotential VI ist, ist der in dem N-Typ-Transistor 44 fließende Strom erniedrigt und der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom ist erhöht. Zusätzlich ist das Potential V41 des Knotens N41 erniedrigt und der in dem P-Typ-Transistor 71 fließende Strom ist erhöht, so dass das Monitorpotential VM angehoben wird. Deshalb wird das Monitorpotential VM auf einem Pegel gehalten, der gleich jenem des Eingangspotentials VI ist und eine Beziehung VO = VI wird erzielt. Auch bei dieser Abwandlung kann der gleiche Effekt wie in der Treiberschaltung 70 in 11 erhalten werden.
Ausführungsform 3
15 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung 85 in Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 15 wird die Treiberschaltung 85 erhalten durch Ersetzen der Differenzverstärkerschaltung 40 in der Treiberschaltung 80 in 11 durch die Differenzverstärkerschaltung 50 in 6 und Ersetzen des P-Typ-Transistors 71 und der Konstantstromschaltung 74 durch eine Konstantstromschaltung 86 bzw. einen N-Typ-Transistor 87. Die Konstantstromschaltung 86 ist zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und den Knoten N71 geschaltet und verursacht das Fließen eines Konstantstromes I3 eines vorbestimmten Wertes von der Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD zu dem Knoten N71. Der N-Typ-Transistor 87 ist zwischen den Knoten N72 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und sein Gate empfängt das Potential V52 des Ausgangsknotens N52 der Differenzverstärkerschaltung 50.
Ein Betrieb der Treiberschaltung 85 wird im folgenden beschrieben. In der Treiberschaltung 85 wird durch einen Betrieb der Differenzverstärkerschaltung 50 das Monitorpotential VM gleich dem Potential VI gesetzt. Mit anderen Worten, da der P-Typ-Transistor 53 und der N-Typ-Transistor 55 in Reihe geschaltet sind und die N-Typ-Transistoren 54 und 55 eine Stromspiegelschaltung bilden, fließt in dem N-Typ-Transistor 54 ein Strom mit einem Wert entsprechend dem Monitorpotential VM.
Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem N-Typ-Transistor 54 fließende Strom kleiner als der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom und das Potential V52 des Knotens N52 ist erhöht. Dann ist der in dem N-Typ-Transistor 87 fließende Strom erhöht zum Erniedrigen des Monitorpotentials VM. Wenn das Monitorpotential VM niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem N-Typ-Transistor 54 fließende Strom größer als der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom und das Potential V52 des Knotens N52 ist verringert. Dann ist der in dem N-Typ-Transistor 87 fließende Strom erniedrigt zum Erhöhen des Monitorpotentials VM. Deshalb wird eine Beziehung VM = VI erzielt.
Wenn der Strom I3 der Konstantstromschaltung 86 auf einen hinreichend kleinen Wert gesetzt ist, ist das Potential VC des Knotens N71 gleich VC = VM + VTN. Wenn die Stromtreiberfähigkeit des N-Typ-Transistors 73 verglichen zu jener der Konstantstromschaltung 47 hinreichend erhöht ist, arbeitet der N-Typ-Transistor 73 in einem Sourcefolgerbetrieb und das Potential VO des Ausgangsknotens N46 ist VO = VC – VTN = VM = VI. Deshalb wird ein Ausgangspotential VO eines Pegels gleich jenem des Eingangspotentials VI erhalten.
In Ausführungsform 3 dient eine Kapazität einer Rückkopplungsschleife zu der Differenzverstärkerschaltung 50 als eine Gatekapazität der Transistoren 53, 72, 73. Deshalb wird verglichen zu der Treiberschaltung 31 in 5, bei der die Lastkapazi tät direkt mit der Differenzverstärkerschaltung 40 verbunden ist, die Kapazität der Rückkopplungsschleife zu der Differenzverstärkerschaltung 50 hinreichend klein gemacht. Folglich wird in der Treiberschaltung 85 ein Oszillationsphänomen nicht stattfinden.
16A bis 16C sind Schaltpläne, von denen jeder einen Aufbau einer Konstantstromschaltung 86, die in 15 gezeigt ist, zeigt. In 16A weist die Konstantstromschaltung 86 P-Typ-Transistoren 88, 89 und ein Widerstandselement 90 auf. Der P-Typ-Transistor 88 und das Widerstandselement 90 sind zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und die Leitung mit dem Massepotential GND in Reihe geschaltet und der P-Typ-Transistor 89 ist zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und dem Knoten N71 geschaltet. Die Gates der P-Typ-Transistoren 88, 89 sind beide mit der Drain des P-Typ-Transistors 88 verbunden. Die P-Typ-Transistoren 88, 89 bilden eine Stromspiegelschaltung. Ein konstanter Strom eines wertes entsprechend einem Widerstandswert des Widerstandselementes 90 fließt in dem P-Typ-Transistor 88 und dem Widerstandselement 89. Der Konstantstrom I3 eines Wertes entsprechend dem Strom, der in dem P-Typ-Transistor 88 fließt, fließt in dem P-Typ-Transistor 89.
In 16B weist die Konstantstromschaltung 86 einen P-Typ-Transistor 91 auf. Der P-Typ-Transistor 91 ist zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und den Knoten N71 geschaltet und sein Gate empfängt ein konstantes Vorspannungspotential VBP. Das Vorspannungspotential VBP wird auf einen Pegel gesetzt, der derart vorbestimmt ist, dass der P-Typ-Transistor 91 in einem Sättigungsbereich arbeitet. Dadurch fließt in dem P-Typ-Transistor 91 der konstante Strom I3.
In 16C weist die Konstantstromschaltung 86 einen Depression-Typ-P-Typ-Transistor 92 auf. Der P-Typ-Transistor 92 ist zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und den Knoten N71 geschaltet und sein Gate ist mit der Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD verbunden. Der P-Typ-Transistor 92 ist derart gebildet, dass der konstante Strom I3 sogar dann fließt, wenn eine Gate-Source-Spannung gleich 0V ist. Hier kann die Konstantstromschaltung 86 mit einem zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und den Knoten N71 geschalteten Widerstandselement gebildet werden. Die Konstantstromschaltung 51 kann einen Aufbau haben, der gleich jenem der Konstantstromschaltung 86 ist.
Eine Treiberschaltung 95 in 17 wird erhalten durch Ersetzen der Differenzverstärkerschaltung 50 in der Treiberschaltung 85 in 15 mit einer Differenzverstärkerschaltung 96. Die Differenzverstärkerschaltung 96 wird erhalten durch Ersetzen der N-Typ-Transistoren 54, 55 in der Differenzverstärkerschaltung 50 mit den Widerstandselementen 97, 98. Die Widerstandselemente 97, 98 werden entsprechend zwischen die Knoten N52, N53 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet. Die Summe aus dem in dem P-Typ-Transistor 52 fließenden Strom und dem in dem P-Typ-Transistor 53 fließenden Strom ist gleich dem in der Konstantstromschaltung 51 fließenden Strom I1. Wenn das Monitorpotential VM gleich dem Eingangspotential VI ist, ist der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom gleich dem in dem P-Typ-Transistor 53 fließenden Strom. Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem P-Typ-Transistor 53 fließende Strom erniedrigt und der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom ist erhöht. Dann steigt das Potential V52 des Knotens N52 an und der in dem N-Typ-Transistor 87 fließende Strom ist erhöht, so dass das Monitorpotential VM erniedrigt wird. Wenn das Monitorpotential VM niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem P-Typ-Transistor 53 fließende Strom erhöht und der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom ist erniedrigt. Dann ist das Potential V52 des Knotens N52 erniedrigt und der in dem N-Typ-Transistor 87 fließende Strom ist herabgesetzt, so dass das Monitorpotential VM angehoben wird. Deshalb wird das Monitorpotential VM auf dem Eingangspotential VI gehalten und VO = VI wird erzielt. Auch bei dieser Abwandlung kann die gleiche Wirkung wie in der Treiberschaltung 85 in 15 erhalten werden.
Eine Treiberschaltung 100 in 18 wird erhalten durch Ersetzen der Differenzverstärkerschaltung 50 in der Treiberschaltung 85 in 15 mit der Differenzverstärkerschaltung 40 in 5. Das Gate des N-Typ-Transistors 87 empfängt das Potential V41 des Knotens N41 und das Gate des N-Typ-Transistors 44 empfängt das Monitorpotential VM. Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem P-Typ-Transistor 41 fließende Strom größer als der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom. Dies bedeutet, das Potential V41 des Knotens N41 steigt an und der in dem N-Typ-Transistor 87 fließende Strom ist erhöht, so dass das Monitorpotential VM verringert wird. Wenn das Monitorpotential VM niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem P-Typ-Transistor 41 fließende Strom kleiner als der in dem N-Typ-Transistor 43 fließende Strom. Dies bedeutet, das Potential V41 des Knotens N41 ist erniedrigt und der in dem N-Typ-Transistor 87 fließende Strom ist herabgesetzt, so dass das Monitorpotential VM angehoben wird. Deshalb wird eine Beziehung VM=VI erzielt und ebenfalls eine Beziehung VO = VI erzielt. Auch in dieser Abwandlung kann dieselbe Wirkung wie bei der Treiberschaltung 85 in 15 erhalten werden.
Ausführungsform 4
19 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Pull-Typ-Treiberschaltung 105 in Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt und im Kontrast zu 6 gezeigt ist. In 19 wird die Treiberschaltung 105 erhalten durch Ersetzen des N-Typ-Transistors 57 in der Treiberschaltung 32 in 6 mit den P-Typ-Transistoren 106 bis 108 und einer Konstantstromschaltung 109. Wie oben beschrieben, wird aus Gründen der Ver einfachung der Beschreibung und der Zeichnungen der Schalter S4 für die Spannungsversorgung nicht dargestellt werden.
Die P-Typ-Transistoren 106, 107 und die Konstantstromschaltung 109 sind zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und die Leitung mit dem Massepotential GND in Reihe geschaltet. Das Gate des P-Typ-Transistors 106 empfängt das Potential V52 des Knotens N52. Das Gate des P-Typ-Transistors 53 empfängt das Potential VM eines Knotens N106 zwischen den P-Typ-Transistoren 106 und 107. Das Gate des P-Typ-Transistors 107 ist mit seiner Drain (Knoten N107) verbunden. Der P-Typ-Transistor 107 realisiert ein Diodenelement. Die Konstantstromschaltung 109 verursacht das Fließen eines Konstantstromes I3 eines vorbestimmten Wertes von dem Knoten N107 zu der Leitung mit dem Massepotential GND. Der P-Typ-Transistor 108 ist zwischen den Ausgangsknoten N56 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und sein Gate empfängt das Potential VC des Knotens N107.
Das Monitorpotential VM wird auf dem Eingangspotential VI mittels eines Betriebs der Differenzverstärkerschaltung 50 gehalten. Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem N-Typ-Transistor 54 fließende Strom kleiner als der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom und das Potential V52 des Knotens N52 steigt an. Zusätzlich ist der in dem P-Typ-Transistor 106 fließende Strom erniedrigt, so dass das Monitorpotential VM erniedrigt wird. Wenn das Monitorpotential VM niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist der in dem N-Typ-Transistor 54 fließende Strom größer als der in dem P-Typ-Transistor 52 fließende Strom und das Potential V52 des Knotens N52 ist herabgesetzt. Zusätzlich ist der in dem P-Typ-Transistor 106 fließende Strom erhöht, so dass das Monitorpotential VM angehoben wird. Deshalb wird eine Beziehung VM=VI erzielt.
Wenn, verglichen zu dem Konstantstrom I3 der Konstantstromschaltung 109, die Stromtreiberfähigkeit des P-Typ-Transistors 107 hinreichend erhöht ist, erreicht das Potential VC des Knotens N107 VC = VM – |VTP|. Hier ist VTP eine Schwellspannung des P-Typ-Transistors. Wenn, verglichen zu dem Konstantstrom I2 der Konstantstromschaltung 56 die Stromtreiberfähigkeit des P-Typ-Transistors 108 hinreichend erhöht ist, erreicht das Ausgangspotential VO den Wert VO = VC + |VTP| = VM – |VTM| + |VTP| = VM = VI.
In Ausführungsform 4 dient eine Kapazität einer Rückkopplungsschleife zu der Differenzverstärkerschaltung 50 als eine Gatekapazität der Transistoren 53, 107, 108. Deshalb wird, verglichen zu der Treiberschaltung 32 in 6, bei der die Lastkapazität direkt mit der Differenzverstärkerschaltung 50 verbunden ist, die Kapazität der Rückkopplungsschleife zu der Differenzverstärkerschaltung 50 hinreichend klein gemacht. Folglich wird in der Treiberschaltung 105 ein Oszillationsphänomen nicht stattfinden.
Eine Treiberschaltung 110 in 20 wird durch Ersetzen des P-Typ-Transistors 106 und der Konstantstromschaltung 109 in der Treiberschaltung 105 in 19 mit einer Konstantstromschaltung 111 und einem N-Typ-Transistor 112 erhalten. Die Konstantstromschaltung 111 verursacht das Fließen eines Konstantstromes I3 eines vorbestimmten Wertes von der Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD zu dem Knoten N106. Der N-Typ-Transistor 112 ist zwischen den Knoten N107 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und sein Gate empfängt das Potential V52 des Knotens N52. Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, steigt das Potential V52 des Knotens N52 an und der in dem N-Typ-Transistor 112 fließende Strom ist erhöht, so dass das Monitorpotential VM erniedrigt wird. Wenn das Monitorpotential VM niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist das Potential V52 des Knotens N52 erniedrigt und der in dem N-Typ-Transistor 112 fließende Strom ist herabgesetzt, so dass das Monitorpo tential VM angehoben wird. Deshalb wird eine Beziehung VM=VI erzielt und ebenfalls eine Beziehung VO = VI erzielt. Auch in dieser Abwandlung kann der gleiche Effekt wie bei der Treiberschaltung 105 in 19 erhalten werden.
Eine Treiberschaltung 115 in 21 wird erhalten durch Ersetzen der Differenzverstärkerschaltung 50 in der Treiberschaltung 105 in 19 mit der Differenzverstärkerschaltung 40 in 5. Wenn das Monitorpotential VM höher ist als das Eingangspotential VI, steigt das Potential V41 des Knotens N41 an und der in dem P-Typ-Transistor 106 fließende Strom wird herabgesetzt, so dass das Monitorpotential VM erniedrigt wird. Wenn das Monitorpotential VM niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist das Potential V41 des Knotens N41 erniedrigt und der in dem P-Typ-Transistor 106 fließende Strom ist erhöht, so dass das Monitorpotential VM angehoben wird. Deshalb wird eine Beziehung VM=VI erzielt und ebenfalls eine Beziehung VO = VI erzielt. Auch in dieser Abwandlung kann derselbe Effekt wie in der Treiberschaltung 105 in 19 erhalten werden.
Ausführungsform 5
22 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 120 in Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 22 wird die Treiberschaltung 120 erhalten durch Kombinieren der Push-Typ-Treiberschaltung 70 in 11 mit der Pull-Typ-Treiberschaltung 110 in 20. Der Eingangsknoten N45 der Push-Typ-Treiberschaltung 70 ist mit einem Eingangsknoten der Pull-Typ-Treiberschaltung 110 verbunden und der Ausgangsknoten N46 der Push-Typ-Treiberschaltung 70 ist mit einem Ausgangsknoten der Pull-Typ-Treiberschaltung 110 verbunden.
Wenn das Ausgangspotential VO höher ist als das Eingangspotential VI, wird zum Nichtleitendmachen des N-Typ-Transistors 73 die Gate-Source-Spannung des N-Typ-Transistors 73 niedriger gesetzt als die Schwellspannung VTN des N-Typ-Transistors 73.
Zusätzlich wird zum Leitendmachen des P-Typ-Transistors 108 die Source-Gate-Spannung des P-Typ-Transistors 108 höher gesetzt als der Absolutwert der Schwellspannung VTP des P-Typ-Transistors 108, was in einer Erniedrigung des Ausgangspotentials VO resultiert.
Wenn das Ausgangspotential VO niedriger ist als das Eingangspotential VI, ist die Source-Gate-Spannung des P-Typ-Transistors 108 niedriger als der Absolutwert der Schwellspannung VTP des P-Typ-Transistors 108 zum Nichtleitend-Machen des P-Typ-Transistors 108. Zusätzlich wird zum Leitendmachen des N-Typ-Transistors 73 die Gate-Source-Spannung des N-Typ-Transistors 73 höher gesetzt als die Schwellspannung VTN des N-Typ-Transistors 73, was in einem Anstieg des Ausgangspotentials VO resultiert. Deshalb wird eine Beziehung VO = VI erzielt.
Eine Treiberschaltung 120 wird als Push-Typ-Treiberschaltung 31 oder Pull-Typ-Treiberschaltung 32 in 4 oder 5 verwendet. Wenn die Treiberschaltung 120 als Push-Typ-Treiberschaltung 31 verwendet wird, wird die Stromtreiberfähigkeit des P-Typ-Transistors 108 zum Entladen, verglichen mit jener des N-Typ-Transistors 73 zum Laden, auf einen hinreichend niedrigen Pegel gesetzt. Wenn die Treiberschaltung 120 als Pull-Typ-Treiberschaltung 32 verwendet wird, wird die Stromtreiberfähigkeit des N-Typ-Transistors 73 zum Laden, verglichen mit jener des P-Typ-Transistors 108 zum Entladen, auf ein hinreichend niedriges Niveau gesetzt. Deshalb kann der Durchgangsstrom in den Treiberschaltungen 31, 32 verringert werden und der Leistungsverbrauch kann verringert werden.
In der Ausführungsform 5 wird nicht nur die gleiche Wirkung erzielt wie in der Ausführungsform 2, sondern ebenfalls ein niedrigerer Leistungsverbrauch.
Im folgenden werden verschiedene Abwandlungen beschrieben. Eine Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 125 in 23 wird erhalten durch Kombinieren der Push-Typ-Treiberschaltung 85 in 15 mit der Pull-Typ-Treiberschaltung 115 in 21. Der Eingangsknoten N45 der Push-Typ-Treiberschaltung 85 wird mit einem Eingangsknoten der Pull-Typ-Treiberschaltung 115 verbunden und der Ausgangsknoten N46 der Push-Typ-Treiberschaltung 85 wird mit einem Ausgangsknoten der Pull-Typ-Treiberschaltung 115 verbunden. Auch bei dieser Abwandlung kann eine selbe Wirkung erhalten werden wie in der Treiberschaltung 120 in 22.
Eine Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 130 in 24 wird erhalten durch Kombinieren der Push-Typ-Treiberschaltung 70 in 11 mit der Pull-Typ-Treiberschaltung 115 in 21. Eine Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 131 in 25 wird erhalten durch Kombinieren der Push-Typ-Treiberschaltung 85 in 15 mit der Pull-Typ-Treiberschaltung 110 in 20. Auch in diesen Abwandlungen kann dieselbe Wirkung wie in der Treiberschaltung 120 in 22 erhalten werden. Hier können in den Push-Pull-Typ-Treiberschaltungen 120, 125, 130, 131 eine oder beide Konstantstromschaltungen 47, 56 nicht vorgesehen sein.
Ausführungsform 6
26 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 135 in Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt. Bezug nehmend auf 26 wird die Treiberschaltung 135 erhalten durch Hinzufügen der P-Typ-Transistoren 136, 137 zu der Push-Typ-Treiberschaltung 70 in 11. Der P-Typ-Transistor 136 und die Konstantstromschaltung 74 sind zwischen den Knoten N72 und die Leitung mit dem Massepotential GND in Reihe geschaltet und das Gate des P-Typ-Transistors 136 ist mit seiner Drain (Knoten N136) verbunden. Der P-Typ-Transistor 136 realisiert ein Diodenelement. Der P-Typ-Transistor 137 ist zwischen den Ausgangsknoten N46 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet und sein Gate empfängt ein Potential VC1 des Knotens N136.
Durch einen Betrieb der Differenzverstärkerschaltung 40 wird das Potential VM des Knotens N72 auf VM=VI gesetzt. Deshalb nimmt das Potential VC des Knotens N71 den Wert VC = VI + VTN an und das Potential VC1 des Knotens N136 nimmt den Wert VC1 = VI - |VTP| an. Wenn das Ausgangspotential VO höher ist als das Eingangspotential VI, wird der N-Typ-Transistor 73 nichtleitend gemacht und der P-Typ-Transistor 137 wird leitend gemacht. Wenn das Ausgangspotential VO niedriger ist als das Eingangspotential VI, wird der P-Typ-Transistor 137 nichtleitend gemacht und der N-Typ-Transistor 73 wird leitend gemacht. Deshalb wird eine Beziehung VO = VI erzielt.
In Ausführungsform 6 wird nicht nur die gleiche Wirkung wie in Ausführungsform 5 erzielt, sondern ebenfalls eine geringere Layout-Fläche, da eine einzige Differenzverstärkerschaltung vorgesehen ist.
Hier muss die Konstantstromschaltung 47 nicht vorgesehen werden.
Ausführungsform 7
27 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 140 in Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt. Bezug nehmend auf 27 wird die Treiberschaltung 140 erhalten durch Hinzufügen der N-Typ-Transistoren 141, 142 zu der Pull-Typ-Treiberschaltung 110 in 20. Die Konstantstromschaltung 111 und der N-Typ-Transistor 141 sind in Reihe zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und den Knoten N106 geschaltet und das Gate des N-Typ-Transistors 141 ist mit seiner Drain verbunden (Knoten N111). Der N-Typ-Transistor 141 realisiert ein Diodenelement. Der N-Typ-Transistor 142 ist zwischen die Leitung mit dem Versorgungsspannungspotential VDD und den Ausgangsknoten N56 geschaltet und sein Gate empfängt das Potential VC1 des Knotens N111.
Das Potential VM des Knotens N106 wird durch einen Betrieb der Differenzverstärkerschaltung 50 auf VM=VI gesetzt. Deshalb nimmt das Potential VC1 des Knotens N111 den Wert VC1 = VI + VTN an und das Potential VC des Knotens N107 erreicht den Wert VC = VI – |VTP|. Wenn das Ausgangspotential VO höher ist als das Eingangspotential VI, wird der N-Typ-Transistor 142 nichtleitend gemacht und der P-Typ-Transistor 108 wird leitend gemacht. Wenn das Ausgangspotential VO niedriger ist als das Eingangspotential VI, wird der P-Typ-Transistor 108 nichtleitend gemacht und der N-Typ-Transistor 142 wird leitend gemacht. Deshalb wird eine Beziehung VO = VI erzielt.
Die Ausführungsform 7 erzielt ebenfalls eine gleiche Wirkung wie in Ausführungsform 6.
Hier muss die Konstantstromschaltung 56 nicht vorgesehen werden.
Ausführungsform 8
28 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung 150 in Ausführungsform 8 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 28 weist die Treiberschaltung 150 eine Pegelumsetzerschaltung 151, eine Pull-Up(Hochzieh-)Schaltung 155 und eine Konstantstromschaltung 158 auf.
Die Pegelumsetzerschaltung 151 weist eine Konstantstromschaltung 152, einen N-Typ-Transistor 153 und einen P-Typ-Transistor 154 auf, die in Reihe zwischen einen Knoten mit einem Versorgungsspannungspotential V11 (15V) und einen Knoten mit dem Massepotential GND geschaltet sind. Das Gate des N-Typ-Transistors 153 ist mit seiner Drain verbunden (Knoten N152). Der N-Typ-Transistor 153 realisiert ein Diodenelement. Das Gate des P-Typ-Transistors 154 empfängt das Potential VI des Eingangsknotens N45. Die Stromtreiberfähigkeit der Konstantstromschaltung 152 wird auf ein Niveau gesetzt, das hinreichend niedriger ist als jenes der Transistoren 153, 154.
Ein Potential V153 der Source (Knoten N153) des P-Typ-Transistors 154 wird auf V153 = VI + |VTP| gesetzt und ein Potential V152 der Drain (Knoten N152) des N-Typ-Transistors 153 wird auf V152 = VI + |VTP| + VTN gesetzt. Deshalb gibt die Pegelumsetzerschaltung 151 das Potential V152 aus, das erhalten wird durch die Pegelverschiebung des Eingangspotentials VI um |VTP| + VTN.
Die Pull-Up-Schaltung 155 weist einen N-Typ-Transistor 156 und einen P-Typ-Transistor 157 auf, die in Reihe zwischen einen Knoten mit dem Versorgungsspannungspotential V12 (15V) und den Ausgangsknoten N46 geschaltet sind. Die Konstantstromschaltung 158 ist zwischen den Ausgangsknoten N46 und die Leitung mit dem Massepotential GND geschaltet. Das Gate des N-Typ-Transistors 156 empfängt das Ausgangspotential V152 der Pegelumsetzerschaltung 151. Das Gate des P-Typ-Transistors 157 ist mit seiner Drain verbunden. Der P-Typ-Transistors 157 realisiert ein Diodenelement. Da das Versorgungsspannungspotential V12 so gewählt ist, dass der N-Typ-Transistor 156 im Sättigungsbereich arbeitet, führt der N-Typ-Transistor 156 einen so genannten Sourcefolgerbetrieb durch. Die Stromtreiberfähigkeit der Konstantstromschaltung 158 wird auf ein Niveau gesetzt, das hinreichend niedriger ist als jenes der Transistoren 156, 157.
Ein Potential V156 der Source (Knoten N156) des N-Typ-Transistors 156 wird auf V156 = V152 – VTN = VI + |VTP| gesetzt und das Potential VO des Ausgangsknotens N46 wird auf VO = V156 – |VTP| = VI gesetzt.
Da das Ausgangspotential VO in der Ausführungsform 8 überhaupt nicht zurückgekoppelt wird, wird in der Treiberschaltung 150 ein Oszillationsphänomen nicht stattfinden.
Ausführungsform 9
29 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Pull-Typ-Treiberschaltung 160 in Ausführungsform 9 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 29 weist die Treiberschaltung 160 eine Pegelumsetzerschaltung 161, eine Konstantstromschaltung 165 und eine Pull-Down-(Herunterzieh-)Schaltung 166 auf.
Die Pegelumsetzerschaltung 161 weist einen N-Typ-Transistor 162, einen P-Typ-Transistor 163 und eine Konstantstromschaltung 164 auf, die in Reihe zwischen einen Knoten mit einem Versorgungsspannungspotential V13 (5V) und einen Knoten mit einem Versorgungsspannungspotential V14 (–10V) geschaltet sind. Das Gate des N-Typ-Transistors 162 empfängt ein Potential des Eingangsknotens N55. Das Gate des P-Typ-Transistors 163 ist mit seiner Drain verbunden (Knoten N163). Der P-Typ-Transistor 163 realisiert ein Diodenelement. Die Stromtreiberfähigkeit der Konstantstromschaltung 164 wird auf ein Niveau gesetzt, das hinreichend niedriger ist als jenes der Transistoren 162, 163.
Ein Potential V162 der Source (Knoten N162) des N-Typ-Transistors 162 wird auf V162 = VI – VTN gesetzt und ein Potential V163 der Drain (Knoten N163) des P-Typ-Transistors 163 wird auf V163 = VI – VTN – |VTP| gesetzt. Deshalb gibt die Pegelumsetzerschaltung 161 ein Potential V163 aus, das durch eine Pegelverschiebung des Eingangspotentials VI um –VTN – |VTP| erhalten wird.
Die Konstantstromschaltung 165 ist zwischen den Knoten mit dem Versorgungsspannungspotential V13 und den Ausgangsknoten N56 geschaltet. Die Pull-Down-Schaltung 166 weist einen P-Typ-Transistor 168 und einen N-Typ-Transistor 167 auf, die in Reihe zwischen einen Knoten mit einem Versorgungsspannungspotential V15 (–10V) und ein Ausgangsknoten N166 geschaltet sind. Das Gate des P-Typ-Transistors 168 empfängt das Ausgangspotential V163 der Pegelumsetzerschaltung 161. Das Gate des N-Typ-Transistors 167 ist mit seiner Drain verbunden. Der N-Typ- Transistor 167 realisiert ein Diodenelement. Da in dem P-Typ-Transistor 168 das Versorgungsspannungspotential V15 so gewählt wird, dass der P-Typ-Transistor 168 im Sättigungsbereich arbeitet, führt der P-Typ-Transistor 168 einen so genannten Sourcefolgerbetrieb durch. Die Stromtreiberfähigkeit der Konstantstromschaltung 165 wird auf ein Niveau gesetzt, das hinreichend niedriger ist als jenes der Transistoren 167, 168.
Ein Potential V167 der Source (Knoten N167) des P-Typ-Transistors 168 wird auf V167 = V163 + |VTP| = VI – VTN gesetzt und das Potential VO des Ausgangsknotens N56 wird auf VO = V167 + VTN = VI gesetzt.
Ausführungsform 9 erzielt ebenfalls die gleiche Wirkung wie in Ausführungsform 8.
Ausführungsform 10
30 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 170 in Ausführungsform 10 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 30 wird die Treiberschaltung 170 erhalten durch Kombinieren der Push-Typ-Treiberschaltung 150 in 28 mit der Pull-Typ-Treiberschaltung 160 in 29. Das Gate des P-Typ-Transistors 154 in der Pegelumsetzerschaltung 151 und das Gate des N-Typ-Transistors 162 in der Pegelumsetzerschaltung 161 empfangen das Potential VI eines Eingangsknotens N171. Die Drain des P-Typ-Transistors 157 in der Pull-Up-Schaltung 155 und die Drain des N-Typ-Transistors 167 in der Pull-Down-Schaltung 166 sind beide mit einem Ausgangsknoten N172 verbunden.
Wenn das Ausgangspotential VO höher ist als das Eingangspotential VI, werden die Transistoren 156, 157 in der Pull-Up-Schaltung 155 nichtleitend gemacht und die Transistoren 167, 168 in der Pull-Down-Schaltung 166 werden leitend gemacht, so dass das Ausgangspotential VO erniedrigt wird. Wenn das Ausgangspotential VO niedriger ist als das Eingangspotential VI werden die Transistoren 167, 168 in der Pull-Down-Schaltung 166 nichtleitend gemacht und die Transistoren 156, 157 in der Pull-Up-Schaltung 155 werden leitend gemacht, so dass das Ausgangspotential VO angehoben wird. Deshalb wird eine Beziehung VO = VI erzielt.
Die Treiberschaltung 170 wird verwendet als Push-Typ-Treiberschaltung 31 oder Pull-Typ-Treiberschaltung 32 in 4 oder 5. Wenn die Treiberschaltung 170 als Push-Typ-Treiberschaltung 31 verwendet wird, wird die Stromtreiberfähigkeit der Transistoren 167, 168 in der Pull-Down-Schaltung 166 auf einen hinreichend niedrigen Wert gesetzt, verglichen zu jenem der Transistoren 156, 157 in der Pull-Up-Schaltung 155. Wenn die Treiberschaltung 170 als Pull-Typ-Treiberschaltung 32 verwendet wird, wird die Stromtreiberfähigkeit der Transistoren 156, 157 in der Pull-Up-Schaltung 155 auf einen hinreichend niedrigen Wert gesetzt, verglichen zu jenem der Transistoren 167, 168 in der Pull-Down-Schaltung 166. Deshalb kann der Durchgangsstrom in den Treiberschaltungen 31, 32 verringert werden und der Leistungsverbrauch kann herabgesetzt werden.
Die Ausführungsform 10 erzielt nicht nur die gleiche Wirkung wie in Ausführungsform 8 sondern ebenfalls einen niedrigeren Leistungsverbrauch.
31 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 175 in einer Abwandlung von Ausführungsform 10 zeigt. In 31 wird die Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 175 erhalten durch Ersetzen der Pegelumsetzerschaltungen 151, 152 in der Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 170 in 30 durch die Pegelumsetzerschaltungen 176 bzw. 178. Die Pegelumsetzerschaltung 176 wird erhalten durch Ersetzen der Konstantstromschaltung 152 in der Pegelumsetzerschaltung 151 mit einem Widerstandselement 177. Die Pegelumsetzerschaltung 178 wird erhalten durch Ersetzen der Konstantstrom schaltung 164 in der Pegelumsetzerschaltung 161 mit einem Widerstandselement 179. Die Widerstandswerte der Widerstandselemente 177, 179 werden auf einen Wert gesetzt, bei dem die Widerstandselemente 177, 179 einen Stromfluss von ungefähr der gleichen Größe wie die Konstantstromschaltungen 152, 164 gestatten. Auch in dieser Ausführungsform kann die gleiche Wirkung wie in der Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 170 in 30 erhalten werden.
Hier können in den Push-Pull-Typ-Treiberschaltungen 170, 175 eine oder beide Konstantstromschaltungen 158, 165 nicht vorgesehen sein.
Ausführungsform 11
32 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Typ-Treiberschaltung 180 mit einer Offset-Kompensationsfunktion in Ausführungsform 11 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 32 weist die Push-Typ-Treiberschaltung 180 mit der Offset-Kompensationsfunktion eine Treiberschaltung 70 einen Kondensator 181 und Schalter S11 bis S13 auf. Die Treiberschaltung 70 ist die gleiche wie jene, die in 11 gezeigt ist. Der Kondensator 181 und die Schalter S11 bis S13 bilden eine Offset-Kompensationsschaltung zum Kompensieren einer Offsetspannung VOF, wenn eine Potentialdifferenz, das heißt eine Offsetspannung VOF, zwischen dem Eingangspotential VI und dem Ausgangspotential VO der Treiberschaltung 70 vorhanden ist aufgrund einer Variation der Schwellspannungen der Transistoren in der Treiberschaltung 70.
Der Schalter S11 ist zwischen den Eingangsknoten N45 und das Gate des N-Typ-Transistors 43 geschaltet. Der Kondensator 181 und der Schalter S12 sind in Reihe geschaltet zwischen das Gate des N-Typ-Transistors 43 und den Ausgangsknoten N45 und der Schalter S13 ist zwischen den Eingangsknoten N45 und einen Knoten zwischen dem Kondensator 181 und dem Schalter S12 geschaltet. Jeder der Schalter S11 bis S13 kann ein P-Typ- Transistor, ein N-Typ-Transistor oder eine Kombination eines P-Typ-Transistors und eines N-Typ-Transistors, die parallel geschaltet sind, sein. Der An-/Aus-Zustand jedes der Schalter S11 bis S13 wird durch ein Steuersignal (nicht gezeigt) gesteuert.
Hier wird ein Beispiel beschrieben, bei dem das Ausgangspotential VO der Treiberschaltung 1 um die Offsetspannung VOF niedriger ist als das Eingangspotential VI. Bezug nehmend auf 33 sind in einem Anfangszustand alle Schalter S11 bis S13 ausgeschaltet. Wenn die Schalter S11, S12 zu einem Zeitpunkt t1 angeschaltet werden, wird das Ausgangspotential VO auf VO = VI – VOF gesetzt und der Kondensator 181 wird auf die Offsetspannung VOF geladen.
Wenn dann zur Zeit t2 die Schalter S11, S12 abgeschaltet werden, wird die Offsetspannung VOF in dem Kondensator 181 gehalten. Wenn zur Zeit t3 der Schalter S13 angeschaltet wird, wird das Gatepotential V43 des N-Typ-Transistors 43 auf VI + VOF gesetzt. Als ein Ergebnis wird das Ausgangspotential VO der Treiberschaltung 70 auf VO = VI + VOF – VOF = VI gesetzt, was bedeutet, dass die Offsetspannung VOF der Treiberschaltung 70 beseitigt ist.
In Ausführungsform 11 kann die Offsetspannung VOF der Treiberschaltung 70 beseitigt werden und das Ausgangspotential VO kann mit hoher Genauigkeit gleich dem Eingangspotential VI gesetzt werden.
Obwohl in Ausführungsform 11 ein Beispiel beschrieben wurde, bei dem die Offsetspannung VOF der Treiberschaltung 70 beseitigt wurde, kann die Offsetspannung VOF der Treiberschaltungen 31, 32, 80, 81, 85, 95, 100, 105, 110, 115, 135, 140, 150, 160 mit dem gleichen Verfahren beseitigt werden.
Wie in 34 gezeigt, wird vorzugsweise ein Vorgang des Kompensierens der Offsetspannung VOF während eines Austastzeit raums zwischen einem Zeitpunkt des Fallens eines Potentials VSi der i-ten (i ist eine ganze Zahl nicht kleiner als 1) Abtastleitung 4 von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel und einem Zeitpunkt des Anstiegs eines Potentials VSi + 1 der i + 1-ten Abtastleitung 4 von dem "L"-Pegel auf den "H"-Pegel durchgeführt. Alternativ wird ein Vorgang des Kompensierens der Offsetspannung VOF vorzugsweise während eines Austastzeitraums zwischen zwei Bildern durchgeführt. Wenn der Vorgang des Kompensierens der Offsetspannung VOF während des Austastzeitraums durchgeführt wird, wird eine Herabsetzung der Bildanzeigefrequenz während dieses Vorgangs vermieden.
Ausführungsform 12
35 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Push-Pull-Typ-Treiberschaltung 185 mit einer Offset-Kompensationsfunktion in Ausführungsform 12 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 35 weist die Treiberschaltung 185 die Treiberschaltung 120 in 22, Kondensatoren 186a, 186b und Schalter S11a bis S14a, S11b bis S14b auf.
Die Schalter S11a, S11b sind entsprechend zwischen den Eingangsknoten N45 und die Gates der N-Typ-Transistoren 43, 52 in den Treiberschaltungen 70, 115 geschaltet. Der Kondensator 186a und der Schalter S12a sind in Reihe zwischen das Gate des N-Typ-Transistors 43 in der Treiberschaltung 70 und die Source (Knoten N73) des N-Typ-Transistors 73 geschaltet. Der Kondensator 186b und der Schalter S12b sind in Reihe zwischen das Gate des P-Typ-Transistors 52 in der Treiberschaltung 110 und die Source (Knoten N56) des P-Typ-Transistors 108 geschaltet. Der Schalter S13a ist zwischen den Eingangsknoten N45 und einen Knoten zwischen dem Kondensator 186a und dem Schalter S12a geschaltet. Der Schalter S13b ist zwischen den Eingangsknoten N45 und einen Knoten zwischen dem Kondensator 186b und dem Schalter 512b geschaltet. Die Schalter S14a, S14b sind ent sprechend zwischen die Knoten N73, N56 und den Ausgangsknoten N46 geschaltet.
Ein Betrieb der Treiberschaltung 185 wird im folgenden beschrieben. In einem Anfangszustand sind alle Schalter S11a bis S14a, S11b bis S14b abgeschaltet. Wenn die Schalter S11a, S12a, S11b, S12b zu einem bestimmten Zeitpunkt angeschaltet werden, werden die Potentiale V73, V76 der Knoten N73, N56 entsprechend auf V73 = VI – VOFa und V56 = VI – VOFb gesetzt und die Kondensatoren 186a, 186b werden entsprechend auf die Offsetspannungen VOFa, VOFb geladen.
Wenn die Schalter S11a, S12a, S11b, S12b abgeschaltet sind, werden die Offsetspannungen VOFa, VOFb entsprechend von den Kondensatoren 186a, 186b gehalten. Wenn die Schalter S13a, S13b angeschaltet sind, werden die Gatepotentiale der N-Typ-Transistoren 43, 52 der Treiberschaltungen 70, 110 beide auf VI + VOFa und VI + VOFb gesetzt. Als ein Ergebnis werden die Ausgangspotentiale V73, V56 der Treiberschaltungen 70, 110 beide auf V73 = VI + VOFa – VOFa = VI und V56 = VI + VOFb – VOFb = VI gesetzt, was bedeutet, dass die Offsetspannungen VOFa, VOFb der Treiberschaltungen 70, 110 beseitigt werden. Schließlich werden die Schalter S14a, S14b angeschaltet und eine Beziehung VO = VI wird erzielt.
Die Treiberschaltung 185 wird als Push-Typ-Treiberschaltung 31 oder als Pull-Typ-Treiberschaltung 32 in 4 oder 5 verwendet. Wenn die Treiberschaltung 185 als Push-Typ-Treiberschaltung 31 verwendet wird, wird die Stromtreiberfähigkeit des P-Typ-Transistors 108 zum Entladen auf ein hinreichend niedriges Niveau gesetzt, verglichen mit jenem des N-Typ-Transistors 73 zum Laden. Wenn die Treiberschaltung 185 als Pull-Typ-Treiberschaltung 32 verwendet wird wird die Stromtreiberfähigkeit des N-Typ-Transistors 73 zum Laden auf ein hinreichend niedriges Niveau gesetzt, verglichen zu jenem des P-Typ-Transistors 108 zum Entladen. Deshalb kann der Durchgangsstrom in den Treiberschaltungen 31, 32 verringert werden und der Leistungsverbrauch kann verringert werden.
In Ausführungsform 12 wird die Treiberschaltung 185 erhalten, die frei von einer Offsetspannung ist und bei der ein geringer Leistungsverbrauch erzielt wird.
Ausführungsform 13
36 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 190 mit einer Offset-Kompensationsfunktion in Ausführungsform 13 der vorliegenden Erfindung zeigt. In 36 wird die Treiberschaltung 190 mit der Offset-Kompensationsfunktion erhalten durch Hinzufügen der Kondensatoren 191a, 191b und der Schalter S11a bis S14a, S11b bis S14b zu der Treiberschaltung 170 in 30.
Die Schalter S11a, S11b werden entsprechend zwischen einen Eingangsknoten N190 und die Gates der Transistoren 154, 162 (Knoten N171a, N171b) geschaltet. Die Schalter S14a, S14b sind entsprechend zwischen einen Ausgangsknoten N191 und die Drains der Transistoren 157, 167 (Knoten N172a, N172b) geschaltet. Der Kondensator 191a und der Schalter S12a sind in Reihe zwischen die Knoten N171a und N172a geschaltet. Der Kondensator 191b und der Schalter S12b sind in Reihe zwischen die Knoten N171b und N172b geschaltet. Der Schalter S13a ist zwischen den Eingangsknoten N190 und einen Knoten N191a zwischen dem Kondensator 191a und dem Schalter S12a geschaltet. Der Schalter S13b ist zwischen den Eingangsknoten N190 und einen Knoten N191b zwischen dem Kondensator 191b und dem Schalter S12b geschaltet.
Ein Betrieb der Treiberschaltung 190 wird im folgenden beschrieben. In einem Anfangszustand sind alle Schalter S11a bis S14a, S11b bis S14b abgeschaltet. Wenn die Schalter S11a, S12a, S11b, S12b zu einer bestimmten Zeit angeschaltet werden, werden die Potentiale V172a, V172b der Knoten N172a, N172b entsprechend auf V172a = VI – VOFa und V172b = VI – VOFb gesetzt und die Kondensatoren 191a, 191b werden entsprechend auf die Offsetspannungen VOFa, VOFb geladen.
Wenn die Schalter S11a, S12a, S11b, S12b abgeschaltet werden, werden die Offsetspannungen VOFa, VOFb entsprechend von den Kondensatoren 191a, 191b gehalten. Wenn die Schalter S13a, S13b angeschaltet werden, werden die Gatepotentiale der Transistoren 154, 162 entsprechend auf VI + VOFa und VI + VOFb gesetzt. Als ein Ergebnis werden die Potentiale V172a, V172b der Knoten N172a, 172b auf V172a = VI + VOFa – VOFa = VI bzw. V172b = VI + VOFb – VOFb = VI gesetzt, was bedeutet, dass die Offsetspannungen VOFa, VOFb der Treiberschaltung 170 beseitigt sind. Schließlich werden die Schalter S14a, S14b angeschaltet und eine Beziehung VO = VI wird erzielt.
Die Treiberschaltung 190 wird verwendet als Push-Typ-Treiberschaltung 31 oder Pull-Typ-Treiberschaltung 32 in 4 oder 5. Wenn die Treiberschaltung 190 als Push-Typ-Treiberschaltung 31 verwendet wird, wird die Stromtreiberfähigkeit der Transistoren 167, 168, verglichen zu jener der Transistoren 156, 157 auf ein hinreichend niedriges Niveau gesetzt. Wenn die Treiberschaltung 190 als Pull-Typ-Treiberschaltung 32 verwendet wird, wird die Stromtreiberfähigkeit der Transistoren 156, 157, verglichen zu jener der Transistoren 167, 168 auf ein hinreichend niedriges Niveau gesetzt. Deshalb kann der Durchgangsstrom in den Treiberschaltungen 31, 32 verringert werden und die Leistungsaufnahme kann erniedrigt werden.
In der Ausführungsform 13 wird die Treiberschaltung 190 erhalten, die frei von einer Offsetspannung ist und mit der ein niedriger Leistungsverbrauch erzielt wird.
Obwohl die vorliegende Erfindung im Detail beschrieben und veranschaulicht wurde, ist offensichtlich, dass dies nur zur Veranschaulichung und als Beispiel geschah und nicht als Be grenzung angesehen werden kann. Der Gedanke und der Umfang der vorliegenden Erfindung werden lediglich durch den Wortlaut der beigefügten Ansprüche begrenzt.
Zusammenfassung
Eine Gradationspotential-Erzeugungsschaltung (24) in einer Flüssigkristall-Farbanzeigevorrichtung beinhaltet 65 Widerstandselemente (R1 bis R65), die in Reihe geschaltet sind und eine Spannung (VH-VL), die zwischen einen ersten und zweiten Knoten (N30, N31) angelegt ist, unterteilt zum Erzeugen von 64 Gradationspotentialen (V1d bis V64d), eine erste Stromverstärkerschaltung (31), die entsprechend jedem Gradationspotential (V33d bis V64d) vorgesehen ist, das höher ist als ein Vorladepotential (VPC) einer Datenleitung (6), und deren Ladefähigkeit höher ist als eine Entladefähigkeit, und eine zweite Stromverstärkerschaltung (32), die entsprechend jedem Gradationspotential (V1d bis V32d) vorgesehen ist, das niedriger als das Vorladepotential (VPC) ist, und deren Entladefähigkeit höher ist als ihre Ladefähigkeit.
(4)

Claims

Bildanzeigevorrichtung, die ein Bild entsprechend einem Bildsignal (D0 bis D5) anzeigt, mit: einer Mehrzahl von Pixelanzeigeelementen (2, 11, 12), die in einer Mehrzahl von Zeilen und Spalten angeordnet sind und von denen jedes eine Gradationsanzeige entsprechend einem angelegten Gradationspotential durchführt; einer Mehrzahl von Abtastleitungen (4), die entsprechend der Mehrzahl von entsprechenden Zeilen vorgesehen ist; einer Mehrzahl von Datenleitungen (6), die entsprechend der Mehrzahl von entsprechenden Spalten vorgesehen ist; einer Vertikalabtastschaltung (7), die nacheinander eine Abtastleitung aus der Mehrzahl von Abtastleitungen (4) für einen vorbestimmten Zeitraum auswählt und jedes Pixelanzeigeelement (2, 11, 12), das der ausgewählten Abtastleitung (4) entspricht, aktiviert; und einer Horizontalabtastschaltung (8), die für jedes durch die Vertikalabtastschaltung (7) aktivierte Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) entsprechend dem Bildsignal (D0 bis D5) ein Gradationspotential bereitstellt, wobei die Horizontalabtastschaltung (8) aufweist: eine Vorladeschaltung (26), die jede Datenleitung (6) auf ein vorbestimmtes Vorladepotential (VPC) setzt, eine Potentialerzeugungsschaltung (R1 bis R65), die eine Mehrzahl von voneinander unterschiedlichen Gradationspotentialen (V1d bis V64d) erzeugt, eine erste Stromverstärkerschaltung (31), die entsprechend jedem Gradationspotential aus der Mehrzahl von Gradationspotentialen (V1d bis V64d), das höher als das Vorladepotential (VPC) ist, vorgesehen ist, ein Potential ausgibt, das gleich dem entsprechenden Gradationspotential ist, und eine Ladefähigkeit aufweist, die höher ist als eine Entladefähigkeit, eine zweite Stromverstärkerschaltung (32), die entsprechend jedem Gradationspotential aus der Mehrzahl von Gradati onspotentialen (V1d bis V64d) vorgesehen ist, das niedriger als das Vorladepotential (VPC) ist, ein Potential ausgibt, das gleich dem entsprechenden Gradationspotential ist, und eine Entladefähigkeit aufweist, die höher ist als eine Ladefähigkeit, und eine Auswahlschaltung (25) die ein Gradationspotential aus der Mehrzahl von Gradationspotentialen (V1d bis V64d) entsprechend dem Bildsignal (D0 bis D5) auswählt und ein Ausgangspotential der ersten oder zweiten Stromverstärkerschaltung (31 oder 32) entsprechend dem ausgewählten Gradationspotential jedem aktivierten Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) über jede Datenleitung (6) bereitstellt.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 1, bei der die erste Stromverstärkerschaltung (31) aufweist: einen ersten Transistor, der zwischen eine Leitung mit einem ersten Versorgungspotential (VDD) und einen ersten Ausgangsknoten (N46) geschaltet ist und das Fließen eines Stromes in den ersten Ausgangsknoten (N46) verursacht, ein erstes Strombegrenzungselement (47), das zwischen den ersten Ausgangsknoten (N46) und eine Leitung eines zweiten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, das eine Stromtreiberfähigkeit aufweist, die niedriger ist als jene des ersten Transistors (46) und das das Fließen eines Stromes von dem ersten Ausgangsknoten (N46) weg verursacht, und eine erste Steuerschaltung (40), die ein Gatepotential des ersten Transistors (46) dergestalt steuert, dass ein Potential (VO) des ersten Ausgangsknotens (N46) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist, und die zweite Stromverstärkerschaltung (32) aufweist: ein zweites Strombegrenzungselement (56), das zwischen eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (VDD) und einen zweiten Ausgangsknoten (N56) geschaltet ist und das Fließen eines Stromes in den zweiten Ausgangsknoten (N56) verursacht, einen zweiten Transistor (57), der zwischen den zweiten Ausgangsknoten (N56) und eine Leitung eines vierten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, der eine Stromtreiberfähigkeit aufweist, die höher ist als jene des zweiten Strombegrenzungselementes (56), und der das Fließen eines Stromes von dem zweiten Ausgangsknoten (N56) weg verursacht, und eine zweite Steuerschaltung (50), die ein Gatepotential des zweiten Transistors (57) dergestalt steuert, dass ein Potential (VO) des zweiten Ausgangsknotens (N56) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 2, bei der die erste Steuerschaltung (40, 71, 72, 74) aufweist: einen dritten Transistor (71), der zwischen eine Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (73) geschaltet ist, einen vierten Transistor (72), mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (73) ist, und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ersten Transistors (73) verbunden sind, einem dritten Strombegrenzungselement (74), das zwischen eine zweite Elektrode des vierten Transistors (72) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine Differenzverstärkerschaltung (40), die ein Gatepotential des dritten Transistors (71) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der zweiten Elektrode des vierten Transistors (72) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 2, bei der die erste Steuerschaltung (50, 86, 72, 87) aufweist: ein drittes Strombegrenzungselement (86), das zwischen eine Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (73) geschaltet ist, einen dritten Transistor (72) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (73) ist, und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ers ten Transistors (73) verbunden sind, einen vierten Transistor (87), der zwischen eine zweite Elektrode des dritten Transistors (72) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des vierten Transistors (87) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der zweiten Elektrode des dritten Transistors (72) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 2, bei der die zweite Steuerschaltung (50, 106, 107, 109) aufweist: einen dritten Transistor (106), dessen erste Elektrode mit einer Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) verbunden ist, einen vierten Transistor (107) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (108) ist, dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des dritten Transistors (106) verbunden ist und dessen Gateelektrode und zweite Elektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transistors (108) verbunden sind, ein drittes Strombegrenzungselement (109), das zwischen die zweite Elektrode des vierten Transistors (107) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des dritten Transistors (106) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der ersten Elektrode des vierten Transistors (107) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 2, bei der die zweite Steuerschaltung (15, 111, 107, 112) aufweist: ein drittes Strombegrenzungselement (111) mit einer Elektrode, die mit einer Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) verbunden ist, einen dritten Transistor (107) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (108) ist, dessen erste Elektrode mit einer anderen Elektrode des dritten Strombegrenzungselementes (111) verbunden ist und dessen zweite Elektrode und Gateelektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transistors (108) verbunden sind, einen vierten Transistor (112), der zwischen die zweite Elektrode des dritten Transistors (107) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des vierten Transistors (112) dergestalt steuert, das ein Potential (VM) der ersten Elektrode des dritten Transistors (107) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 1, bei der jede der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) aufweist: einen ersten Transistor (73), der zwischen eine Leitung eines ersten Versorgungspotentials (VDD) und einen Ausgangsknoten (N46) geschaltet ist, und das Fließen eines Stromes in den Ausgangsknoten (N46) verursacht, einen zweiten Transistor (108), der zwischen den Ausgangsknoten (N46) und eine Leitung eines zweiten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und das Fließen eines Stromes von dem Ausgangsknoten (N46) weg verursacht, und eine Steuerschaltung (40, 71, 72, 74, 75, 111, 107, 112), die die Gatepotentiale des ersten und zweiten Transistors (73, 108) dergestalt steuert, dass ein Potential (VO) des Ausgangsknotens (N46) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist, in der ersten Stromverstärkerschaltung (31) der erste Transistor (73) eine Stromtreiberfähigkeit aufweist, die höher ist als jene des zweiten Transistors (108) und in der zweiten Stromverstärkerschaltung (32) der zweite Transistor (108) eine Stromtreiberfähigkeit aufweist, die höher ist als jene des ersten Transistors (73).
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 7, bei der jede der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) weiterhin ein Strombegrenzungselement (47, 56) aufweist, das zwischen den Ausgangsknoten (N46) und eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (GND, VDD) geschaltet ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Steuerschaltung (40, 71, 72, 74, 50, 111, 107, 112) aufweist: einen dritten Transistor (71), der zwischen eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (73) geschaltet ist, einen vierten Transistor (72) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (73) ist, und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ersten Transistors (73) verbunden sind, ein erstes Strombegrenzungselement (74), das zwischen eine zweite Elektrode des vierten Transistors (72) und eine Leitung eines vierten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, eine erste Differenzverstärkerschaltung (40), die ein Gatepotential des dritten Transistors (71) dergestalt steuert, das ein Potential (VM) der zweiten Elektrode des vierten Transistors (72) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist, ein zweites Strombegrenzungselement (111) mit einer Elektrode, die mit einer Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) verbunden ist, einen fünften Transistor (107) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (108) ist, dessen erste Elektrode mit einer anderen Elektrode des zweiten Strombegrenzungselementes (111) verbunden ist und dessen zweite Elektrode und Gateelektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transistors (108) verbunden sind, einen sechsten Transistor (112), der zwischen die zweite Elektrode des fünften Transistors (107) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine zweite Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des sechsten Transistors (112) dergestalt steuert, das ein Potential (VM) der ersten Elektrode des fünften Transistors (107) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Steuerschaltung (50, 86, 72, 87, 40, 106, 107, 109) aufweist: ein erstes Strombegrenzungselement (86), das zwischen eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (73) geschaltet ist, einen dritten Transistor (72) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (73) ist, und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ersten Transistors (73) verbunden sind, einen vierten Transistor (87), der zwischen eine zweite Elektrode des dritten Transistors (72) und eine Leitung eines vierten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, eine erste Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des vierten Transistors (87) dergestalt steuert, das ein Potential (VM) der zweiten Elektrode des dritten Transistors (72) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist, einen fünften Transistor (106), dessen erste Elektrode mit einer Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) verbunden ist, einen sechsten Transistor (107) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (108) ist, dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des fünften Transistors (106) verbunden ist, und dessen Gateelektrode und zweite Elektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transis tors (108) verbunden sind, ein zweites Strombegrenzungselement (109), das zwischen die zweite Elektrode des sechsten Transistors (107) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine zweite Differenzverstärkerschaltung (40), die ein Gatepotential des fünften Transistors (106) dergestalt steuert, das ein Potential (VM) der ersten Elektrode des sechsten Transistors (107) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Steuerschaltung (40, 71, 72, 74, 40, 106, 107, 109) aufweist: einen dritten Transistor (71), der zwischen eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (74) geschaltet ist, einen vierten Transistor (72) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (73) ist, und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ersten Transistors (73) verbunden sind, ein erstes Strombegrenzungselement (74), das zwischen eine zweite Elektrode des vierten Transistors (72) und eine Leitung eines vierten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, eine erste Differenzverstärkerschaltung (40), die ein Gatepotential des dritten Transistors (71) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der zweiten Elektrode des vierten Transistors (72) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist, einen fünften Transistor (106), dessen erste Elektrode mit einer Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) verbunden ist, einen sechsten Transistor (107) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (108) ist, dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des fünften Tran sistors (106) verbunden ist, und dessen Gateelektrode und zweite Elektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transistors (108) verbunden sind, ein zweites Strombegrenzungselement (109), das zwischen die zweite Elektrode des sechsten Transistors (107) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine zweite Differenzverstärkerschaltung (40), die ein Gatepotential des fünften Transistors (106) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der ersten Elektrode des sechsten Transistors (107) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Steuerschaltung (50, 86, 72, 87, 50, 111, 107, 112) aufweist: ein erstes Strombegrenzungselement (86), das zwischen eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (73) geschaltet ist, einen dritten Transistor (72) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (73) ist und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ersten Transistors (73) verbunden sind, ein viertes Strombegrenzungselement (87), das zwischen eine zweite Elektrode des dritten Transistors (72) und eine Leitung eines zweiten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, eine erste Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des vierten Transistors (87) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der zweiten Elektrode des dritten Transistors (72) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist, ein zweites Strombegrenzungselement (111), dessen eine Elektrode mit einer Leitung eines fünften Versorgungspotentials (VDD) verbunden ist, einen fünften Transistors (107) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (108) ist, dessen erste Elektrode mit einer anderen Elektrode des zweiten Strombegrenzungselementes (111) verbunden ist und dessen zweite Elektrode und Gateelektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transistors (108) verbunden sind, einen sechsten Transistor (112), der zwischen die zweite Elektrode des fünften Transistors (107) und eine Leitung eines sechsten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine zweite Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des sechsten Transistors (112) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der ersten Elektrode des fünften Transistors (107) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Steuerschaltung (40, 71, 72, 74) aufweist: einen dritten Transistor (71), der zwischen eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (73) geschaltet ist, einen vierten Transistor (72) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (73) ist und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ersten Transistors (73) verbunden sind, einen fünften Transistor (136) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (137) ist, dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des vierten Transistors (72) verbunden ist und dessen Gateelektrode und zweite Elektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transistors (137) verbunden sind, ein Strombegrenzungselement (74), das zwischen die zweite Elektrode des fünften Transistors (136) und eine Leitung eines vierten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine Differenzverstärkerschaltung (40), die ein Gatepotential des dritten Transistors (71) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der zweiten Elektrode des vierten Transis tors (72) gleich dem entsprechenden Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Steuerschaltung (50, 111, 141, 107, 112) aufweist: ein Strombegrenzungselement (111), das zwischen eine Leitung eines dritten Versorgungspotentials (VDD) und eine Gateelektrode des ersten Transistors (142) geschaltet ist, einen dritten Transistor (141) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des ersten Transistors (142) ist und dessen Gateelektrode und erste Elektrode mit der Gateelektrode des ersten Transistors (142) verbunden sind, einen vierten Transistor (107) mit einem Leitungstyp, der gleich jenem des zweiten Transistors (108) ist, dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des dritten Transistors (141) verbunden ist und dessen Gateelektrode und zweite Elektrode mit einer Gateelektrode des zweiten Transistors (108) verbunden sind, einen fünften Transistor (112), der zwischen die zweite Elektrode des vierten Transistors (107) und eine Leitung des entsprechenden Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, und eine Differenzverstärkerschaltung (50), die ein Gatepotential des fünften Transistors (112) dergestalt steuert, dass ein Potential (VM) der ersten Elektrode des vierten Transistors (107) gleich einem vierten Gradationspotential (VI) ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 1, bei der die erste Stromverstärkerschaltung (151, 155, 158) aufweist: eine erste Pegelumsetzerschaltung (151), die ein Potential (V152) ausgibt, das um eine vorbestimmte Spannung höher ist als das entsprechende Gradationspotential (VI), eine Pull-Up-Schaltung (155), die einen ersten Ausgangsknoten (N46) auf ein Potential (VI) lädt, das um die vorbestimmte Spannung niedriger als das Ausgangspotential (V152) der ersten Pegelumsetzerschaltung (151) ist, und ein erstes Strombegrenzungselement (158), das zwischen den ersten Ausgangsknoten und eine Leitung eines ersten Versorgungspotentials (GND) geschaltet ist, dessen Stromtreiberfähigkeit niedriger ist als jene der Pull-Up-Schaltung (155), und das das Fließen eines Stromes von dem ersten Ausgangsknoten (N46) weg verursacht, und die zweite Stromverstärkerschaltung (161, 166, 165) aufweist: eine zweite Pegelumsetzerschaltung (161), die ein Potential (V163) ausgibt, das um die vorbestimmte Spannung niedriger ist als das entsprechende Gradationspotential (VI), eine Pull-Down-Schaltung (166), die einen zweiten Ausgangsknoten (N56) auf ein Potential (VI) entlädt, das um die vorbestimmte Spannung höher ist als das Ausgangspotential (V163) der zweiten Pegelumsetzerschaltung (161), und ein zweites Strombegrenzungselement (165), das zwischen eine Leitung des zweiten Versorgungspotentials (VDD) und den zweiten Ausgangsknoten (N56) geschaltet ist, dessen Stromtreiberfähigkeit niedriger ist als jene der Pull-Down-Schaltung (166), und das das Fließen eines Stromes in den zweiten Ausgangsknoten (N56) verursacht.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 1, bei der jede der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) aufweist: eine erste Pegelumsetzerschaltung (151), die ein Potential (V152) ausgibt, das um eine vorbestimmte Spannung höher ist als das entsprechende Gradationspotential (VI), eine Pull-Up-Schaltung (155), die einen Ausgangsknoten (N172) auf ein Potential (VI) lädt, das um die vorbestimmte Spannung niedriger ist als das Ausgangspotential (V152) der ersten Pegelumsetzerschaltung (151), eine zweite Pegelumsetzerschaltung (161), die ein Potential (V163) ausgibt, das um die vorbestimmte Spannung niedriger ist als das entsprechende Gradationspotential (VI) und eine Pull-Down-Schaltung (166), die den Ausgangsknoten auf ein Potential (VI) entlädt, das um die vorbestimmte Spannung höher ist als das Ausgangspotential (V163) der zweiten Pegelumsetzerschaltung (161), in der ersten Stromverstärkerschaltung (31) die Pull-Up-Schaltung (155) eine Stromtreiberfähigkeit aufweist, die höher ist als jene der Pull-Down-Schaltung (166) und in der zweiten Stromverstärkerschaltung (32) die Pull-Down-Schaltung (166) eine Stromtreiberfähigkeit aufweist, die höher ist als jene der Pull-Up-Schaltung (155).
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 16, bei der jede der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) weiterhin ein Strombegrenzungselement (158, 165) aufweist, das zwischen den Ausgangsknoten (N172) und eine Leitung eines Versorgungspotentials (GND, VDD) geschaltet ist.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Horizontalabtastschaltung (8) weiterhin eine Offset-Kompensationsschaltung (181, S11 bis S13) aufweist, die entsprechend jeder der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) vorgesehen ist, eine Offsetspannung (VOF) in der entsprechenden Stromverstärkerschaltung erfasst und auf der Grundlage eines Erfassungsergebnisses die Offsetspannung (VOF) in der entsprechenden Stromverstärkerschaltung beseitigt.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) eine Flüssigkristallzelle (2) aufweist, deren Lichtdurchlässigkeit entsprechend dem Gradationspotential verändert wird, die Potentialerzeugungsschaltung (R1 bis R65) eine positive Versorgungsspannung (VH-VL) unterteilt zum Erzeugen der Mehrzahl von Gradationspotentialen (V1d bis V64d) während eines ersten Zeitraums und eine negative Versorgungsspannung (VL-VH) unterteilt zum Erzeugen der Mehrzahl von Gradationspotentialen (V1d bis V64d) während eines zweiten Zeitraums, zwei Paare der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) vorgesehen sind, wobei ein Paar der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) während des ersten Zeitraums aktiviert wird und ein anderes Paar der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31) während des zweiten Zeitraums aktiviert wird, und die Auswahlschaltung (25) während des ersten Zeitraums jedem aktivierten Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) über jede Datenleitung (6) ein Ausgangspotential der ausgewählten ersten oder zweiten Stromverstärkerschaltung (31 oder 32) des einen Paares bereitstellt und während des zweiten Zeitraums jedem aktivierten Pixelanzeigelement (2, 11, 12) über jede Datenleitung (6) ein Ausgangspotential der ausgewählten ersten oder zweiten Stromverstärkerschaltung (31 oder 32) des anderen Paares bereitstellt.
Bildanzeigevorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) eine Flüssigkristallzelle (2) aufweist, deren Lichtdurchlässigkeit entsprechend dem Gradationspotential verändert wird, die Potentialerzeugungsschaltung (60, 61) aufweist: eine erste Spannungsteilerschaltung (60), die eine positive Versorgungsspannung (VH-VL) unterteilt zum Erzeugen der Mehrzahl von Gradationspotentialen (V1a bis V64a) und eine zweite Spannungsteilerschaltung (61), die eine negative Versorgungsspannung (VL-VH) unterteilt zum Erzeugen der Mehrzahl von Gradationspotentialen (V1b bis V64b), zwei Paare der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) vorgesehen sind, ein Paar der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) entsprechend der ersten Spannungsteilerschaltung (60) vorgesehen ist und während des ersten Zeitraums aktiviert wird, ein anderes Paar der ersten und zweiten Stromverstärkerschaltungen (31, 32) entsprechend der zweiten Spannungsteilerschaltung (61) vorgesehen ist und während des zweiten Zeit raums aktiviert wird, und die Auswahlschaltung (25) während des ersten Zeitraums jedem aktivierten Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) über jede Datenleitung (6) ein Ausgangspotential der ausgewählten ersten oder zweiten Stromverstärkerschaltung (31 oder 32) des einen Paares bereitstellt und während des zweiten Zeitraums jedem aktivierten Pixelanzeigeelement (2, 11, 12) über jede Datenleitung (6) ein Ausgangspotential der ausgewählten ersten oder zweiten Stromverstärkerschaltung (31 oder 32) des anderen Paares zur Verfügung stellt.