DE10026070A1 - Vorschaltgerät für eine Entladungslampe - Google Patents

Abstract

Das Vorschaltgerät umfaßt einen Spannungswandler (20) mit einem Schaltelement (23) und einem Energiespeicherelement (21, 22) mit einer Induktivität. Das Schaltelement (23) wird wiederholt geschaltet, um im Energiespeicherelement Energie von einer Gleichspannungsquelle (10) zu speichern. Ein Wechselrichter (30) nimmt die Energie auf und wandelt sie zum Betreiben einer Entladungslampe (5) um. Ein Regler (50) schaltet das Schaltelement (23) für veränderliche Zeitspannen entsprechend einem Sollwert ein und aus, um die Ausgangsspannung des Spannungswandlers (20) so zu regeln, daß die zum Betreiben der Entladungslampe (5) erforderliche Leistung erzeugt wird. Der Regler (50) gibt zur Beendigung einer variablen AUS-Periode eine Grenze für ein minimales AUS-Ende und eine Grenze für ein maximales, zwangsweises AUS-Ende vor und zur Beendigung einer variablen EIN-Periode eine Grenze für ein minimales EIN-Ende und eine Grenze für ein maximales EIN-Ende. Die Grenze für das minimale AUS-Ende ist durch den Zeitpunkt festgelegt, an dem der durch die Induktivität fließende Sekundärstrom (I2) auf Null abgesunken ist und die Grenze für das minimale EIN-Ende durch den Zeitpunkt, an dem der durch das Schaltelement (23) fließende Primärstrom (I1) den Sollwert erreicht. Der Regler (50) beendet die AUS-Periode bei der Grenze für das minimale AUS-Ende oder bei der Grenze für das maximale, zwangsweise AUS-Ende, je nachdem, was früher eintritt; und er beendet die EIN-Periode bei der Grenze für das ...

Description

Die Erfindung betrifft ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe und insbesondere ein elektronisches Vor­ schaltgerät mit einem Spannungswandler, der aus einer Gleich­ spannungsquelle für den Betrieb der Entladungslampe einen Gleichstrom ableitet.

Das japanische Patent Nr. 10-511220 beschreibt ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe mit einem Spannungs­ wandler, der aus einer Gleichspannungsquelle für den Betrieb der Entladungslampe eine Gleichspannungsleistung ableitet, wobei ein Regler die Gleichspannungsleistung auf der Basis des Ausgangszustandes des Spannungswandlers regelt. Der Span­ nungswandler weist eine Induktanz und ein Schaltelement auf, das vom Regler ein- und ausgeschaltet wird, um in der Induk­ tanz Energie zu speichern, die dann von der Induktanz für den Betrieb der Entladungslampe mit einer bestimmten Leistung abgegeben wird. Der Regler ist im wesentlichen so aufgebaut, daß das Schaltelement eine veränderliche AUS-Periode auf­ weist, damit ein Schalttransistor beim Erfassen eines Null­ stromes durch die Induktanz eingeschaltet werden kann. Die Schaltwirksamkeit erhöht sich dadurch. Der Regler ist des weiteren so aufgebaut, daß er eine Grenze für das AUS-Ende der veränderlichen AUS-Periode vorgibt, die ein zwangsläufi­ ges Abschalten des Schaltelements nach dem Verstreichen einer vorgegebenen Zeit bewirkt, auch wenn sich der Strom durch die Induktanz nicht auf Null verringert, um zu vermeiden, daß die AUS-Periode aufgrund einer zu langen Zeit für das Nullwerden des Stromes durch die Induktanz zu lang wird und damit die Schaltfrequenz des Schaltelements zu niedrig. Der Regler ist darüberhinaus so aufgebaut, daß das Schaltelement zur Beendi­ gung der EIN-Periode nur dann abgeschaltet wird, wenn der der Induktanz zugeführte Strom einen vorgegebenen hohen Pegel erreicht hat. Daraus kann sich jedoch das Problem ergeben, daß das Schaltelement nicht abschaltet, weil der Strom zu der Induktanz nicht auf den vorgegebenen hohen Pegel ansteigt, wenn zum Beispiel die Impedanz der Gleichspannungsquelle zu groß ist. Außerdem wird, wenn das Schaltelement nach einer langen Zeitspanne abgeschaltet wird, d. h. nach einer sehr langen EIN-Periode, die Schaltfrequenz zu niedrig und ver­ schiebt sich bis in den hörbaren Bereich, was für ein Vor­ schaltgerät nicht akzeptabel ist.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, das Vorschaltge­ rät für eine Entladungslampe so zu verbessern, daß diese Pro­ bleme des Nichtabschaltens des Schaltelements und der zu ge­ ringen Schaltfrequenz nicht mehr auftreten.

Diese Aufgabe wird mit dem im Patentanspruch 1 be­ schriebenen Vorschaltgerät für eine Entladungslampe gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Vorschaltgeräts sind in den Unteransprüchen angegeben.

Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät umfaßt einen Spannungswandler zum Erzeugen einer Gleichspannungsleistung aus einer Gleichspannungsquelle. Der Spannungswandler weist ein Schaltelement und ein Energiespeicherelement mit einer Induktanz auf. Das Schaltelement wird so gesteuert, daß die Gleichspannungsquelle wiederholt zugeschaltet wird, damit im Energiespeicherelement eine Energie gespeichert wird. Das Vorschaltgerät umfaßt auch einen Wechselrichter, der die Energie aufnimmt und sie in einen Betriebsstrom für die Ent­ ladungslampe umwandelt. Das Vorschaltgerät umfaßt des weite­ ren einen Regler, der einen Sollwert vorgibt und der das Schaltelement für variable Zeitperioden gemäß dem Sollwert ein- und ausschaltet, um die Ausgangsspannung des Spannungs­ wandlers so zu regeln, daß die für die Entladungslampe erfor­ derliche Leistung abgegeben wird. Der Regler erzeugt eine variable AUS-Periode, in der das Schaltelement ausgeschaltet ist, und eine variable EIN-Periode, in der das Schaltelement eingeschaltet ist. Der Regler erzeugt dabei eine Grenze für ein minimales AUS-Ende und eine Grenze für ein maximales, zwangsweises AUS-Ende zum Beenden der AUS-Periode, und auch eine Grenze für ein minimales EIN-Ende und eine Grenze für ein maximales, zwangsweises EIN-Ende zum Beenden der varia­ blen EIN-Periode. Die Grenze für das minimale AUS-Ende ist auf den Zeitpunkt festgesetzt, wenn der Sekundärstrom von der Induktanz zu Null wird, und die Grenze für das minimale EIN- Ende auf den Zeitpunkt, wenn der durch das Schaltelement fließende Primärstrom oder der sich über das Schaltelement entwickelnde Primärstrom einen Pegel erreicht, der dem Soll­ wert entspricht. Der Regler beendet die AUS-Periode an der Grenze für das minimale AUS-Ende oder an der Grenze für das maximale, zwangsweise AUS-Ende, je nachdem, was jeweils zu­ erst eintritt, und er beendet die EIN-Periode an der Grenze für das minimale EIN-Ende oder an der Grenze für das maxima­ le, zwangsweise EIN-Ende, je nachdem, was jeweils früher der Fall ist.

Durch das Vorsehen der Grenze für das maximale, zwangsweise AUS-Ende sowie der Grenze für das maximale, zwangsweise EIN-Ende für die jeweilige variable AUS- bzw. EIN-Periode kann das Schaltelement in einem erlaubten Schalt­ frequenzbereich arbeiten, wobei durch das Schaltelement immer ein geeigneter Strom fließt, ohne daß sich die Schaltwirksam­ keit wesentlich verringert. Dies sind die wesentlichen Vor­ teile der vorliegenden Erfindung.

Vorzugsweise gibt der Regler die Grenze für das maxi­ male AUS-Ende, die sich mit dem Ausgangszustand des Span­ nungswandlers verändert, so vor, daß die AUS-Periode zu einem optimalen Zeitpunkt für die Beibehaltung einer geeigneten Schaltfrequenz endet, auch wenn der Sekundärstrom dabei nicht auf Null abnimmt. Zu diesem Zweck überwacht der Regler die Ausgangsleistung des Spannungswandlers als Anzeige für den Ausgangszustand und erzeugt den Sollwert auf der Basis der Ausgangsleistung. Der Regler bewirkt dann, daß sich die Gren­ ze für das maximale, zwangsweise AUS-Ende gemäß dem Sollwert in Richtung zu einer Verkürzung der AUS-Periode ändert, wenn der Sollwert einen erhöhten Strom durch das Schaltelement verlangt. Es ist so möglich, die Ausgangsleistung zu erhöhen, ohne daß dabei die Schaltfrequenz sinkt. Dies ist besonders von Vorteil für eine schnell ansteigende Lampenhelligkeit beim sogenannten Kaltstart, bei dem die Lampenspannung klein ist.

Der Regler kann einen Spannungsdetektor umfassen, der die am Schaltelement anliegende Primärspannung erfaßt und der die Primärspannung mit einer Bezugsspannung vergleicht, um eine Abnahme des Sekundärstroms auf Null festzustellen, wenn die Primärspannung auf die Bezugsspannung abnimmt. Alternativ kann der Regler einen Spannungsvariationsdetektor umfassen, der eine Variation der am Schaltelement anliegenden Spannung erfaßt und der die Variation mit einer Bezugsspannung ver­ gleicht, um eine Abnahme des Sekundärstroms auf Null festzu­ stellen, wenn die Variation die Bezugsspannung erreicht.

Vorzugsweise umfaßt der Regler einen Komparator, der die Ausgangsspannung des Spannungswandlers mit einer erlaub­ ten Maximalspannung vergleicht und der ein Begrenzungssignal abgibt, wenn die Ausgangsspannung die erlaubte Maximalspan­ nung überschreitet. In Reaktion auf das Begrenzungssignal verlängert der Regler die folgende AUS-Periode, bis die Aus­ gangsspannung unter die erlaubte Maximalspannung gesunken ist, wodurch verhindert wird, daß der Spannungswandler beim Starten der Lampe eine zu hohe Ausgangsspannung abgibt.

Vorzugsweise gibt der Regler auch eine Grenze für das maximale, zwangsweise EIN-Ende vor, die sich so mit der Quel­ lengleichspannung ändert, daß die EIN-Periode früher endet, wenn die Quellengleichspannung höher wird. Dadurch kann die EIN-Periode auch dann geeignet eingestellt werden, wenn sich die Quellengleichspannung stark ändert.

Der Regler kann so ausgelegt sein, daß der Sollwert eine obere Grenze aufweist, die einen Maximalstrom festlegt, der durch das Schaltelement fließen darf. Dadurch kann ver­ mieden werden, daß durch das Schaltelement ein zu hoher Strom fließt.

Der Regler kann eine Verzögerungsschaltung umfassen, die einen Anstieg des Sollwertes hinauszögert, wenn der Span­ nungswandler zu arbeiten beginnt, um so einen weichen Start des Vorschaltgeräts zu bewerkstelligen, der die Belastung des Schaltelements und der anderen Komponenten des Spannungswand­ lers herabsetzt.

Der Regler kann des weiteren einen Begrenzer umfas­ sen, der die Obergrenze des Sollwertes für eine vorgegebene Startperiode am Beginn des Betriebs des Vorschaltgeräts auf einen niedrigen Wert verringert und der danach die Obergrenze wieder auf einen hohen Wert bringt, wodurch die Belastung des Schaltelements und der anderen Komponenten des Spannungswand­ lers bei Beginn des Betriebs des Vorschaltelements herabge­ setzt werden.

Der Regler kann auch eine Ausgangsspannungsüberwa­ chungseinrichtung umfassen, die die Ausgangsspannung des Spannungswandlers überwacht, um die obere Grenze auf einen niedrigeren Wert zu verringern, wenn die Ausgangsspannung höher wird. Es ist damit möglich, die EIN-Periode beim Beginn des Betriebs des Vorschaltgeräts, das heißt bei geringer Last, zu begrenzen, um den Schaltstrom auf einen moderaten Wert herabzusetzen und die Belastung des Schaltelements und der anderen Komponenten des Spannungswandlers zu verringern.

Der Regler kann darüberhinaus eine Ausgangsspannungs­ überwachungseinrichtung umfassen, die die Ausgangsspannung des Spannungswandlers überwacht und die ein Erweiterungs­ signal erzeugt, wenn die Ausgangsspannung eine Maximalspan­ nung übersteigt, die größer ist als die Betriebsspannung zum Betreiben der Lampe. In Reaktion auf das Erweiterungssignal verändert der Regler die Grenze für das minimale EIN-Ende der EIN-Periode in Richtung einer Verlängerung der EIN-Periode gegenüber der bei Abwesenheit des Erweiterungssignals. Der Regler gibt so eine verlängerte EIN-Periode frei, damit der Lampe im Zustand geringer Last, d. h. unmittelbar nach dem Start der Lampe, ein zum Betreiben der Lampe ausreichender Ausgangsstrom zugeführt wird.

Die vorliegende Anmeldung beruht auf der japanischen Anmeldung Nr. 11-147193.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnun­ gen beispielhaft näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer ersten Aus­ führungsform eines Vorschaltgeräts für eine Entladungslampe;

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines Oszillators für das Vorschaltgerät;

Fig. 3 und 4 Zeitdiagramme für den Betrieb des Oszil­ lators;

Fig. 5 eine schematische Darstellung von Einzelheiten einer Verzögerungsschaltung für das Vorschaltgerät;

Fig. 6 ein Diagramm für den Betrieb der Verzögerungs­ schaltung;

Fig. 7 eine schematische Darstellung einer Stromüber­ wachungseinrichtung für das Vorschaltgerät;

Fig. 8 ein Diagramm für den Betrieb der Stromüberwa­ chungseinrichtung;

Fig. 9 eine schematische Ansicht eines modifizierten Grenzwertgenerators, der bei dem Vorschaltgerät verwendet werden kann;

Fig. 10 eine schematische Ansicht eines anderen modi­ fizierten Grenzwertgenerators, der bei dem Vorschaltgerät verwendet werden kann;

Fig. 11 ein Diagramm für den Betrieb des Grenzwertge­ nerators der Fig. 10;

Fig. 12 eine schematische Ansicht eines weiteren mo­ difizierten Grenzwertgenerators, der bei dem Vorschaltgerät verwendet werden kann;

Fig. 13 ein Diagramm für den Betrieb des Grenzwertge­ nerators der Fig. 12;

Fig. 14 eine schematische Ansicht eines Abschwächers, der in Verbindung mit einem Begrenzer bei dem Vorschaltgerät verwendet werden kann;

Fig. 15 bis 18 schematische Ansichten von Modifika­ tionen von Schalterspannungsdetektoren für das Vorschaltge­ rät; und

Fig. 19 eine schematische Ansicht einer zweiten Aus­ führungsform eines Vorschaltgeräts.

In der Fig. 1 ist eine erste Ausführungsfarm eines Vorschaltgerät für eine Entladungslampe dargestellt. Das Vor­ schaltgerät umfaßt einen Spannungswandler 20, der aus einer Quellengleichspannung von einer Batterie 10 eine geglättete Gleichspannung erzeugt, einen Wechselrichter 30, der die Gleichspannung aufnimmt und eine Wechselspannung erzeugt, die über einen Starter 40 an eine Entladungslampe 5 angelegt wird, um diese zu betreiben. Die Entladungslampe 5 ist zum Beispiel eine Entladungslampe hoher Intensität für die Scheinwerfer eines Fahrzeugs.

Der Spannungswandler 20 ist als Sperrwandler ausge­ bildet, er umfaßt einen Transformator mit einer Primärwick­ lung 21 und einer Sekundärwicklung 22 und ein Schaltelement in der Form eines Transistors 23, der in Reihe mit der Pri­ märwicklung 21 an die Batterie 10 angeschlossen ist. Der Transistor 23 wird von einem Regler 50 angesteuert und davon ein- und ausgeschaltet, um den Primärstrom I1 von der Batte­ rie 10 durch die Primärwicklung 21 wiederholt zu unterbrechen und dadurch in der Sekundärwicklung 22 eine induzierte Span­ nung aufzubauen. In Reihe mit einer Diode 25 ist parallel zur Sekundärwicklung 22 ein Glättkondensator 24 angeschlossen, um an den Wechselrichter 30 eine geglättete Gleichspannung abzu­ geben. Der Wicklungssinn der Wicklungen 21 und 22 ist in der Fig. 1 durch Polaritätspunkte angezeigt, wobei die Diode 25 so leitet, daß während der AUS-Periode des Transistors 23 von der Sekundärwicklung 22 ein Sekundärstrom I2 in den Glättkon­ densator 24 fließt und den Kondensator 24 auflädt.

Der Wechselrichter 30 ist ein Zweiwegwechselrichter mit vier Schaltern 31, 32, 33 und 34, die von einem Treiber 35 so angesteuert werden, daß sie derart ein- und ausgeschal­ tet werden, daß immer ein diagonal gegenüberliegendes Paar von Schaltern, etwa 31 und 34, eingeschaltet ist, während gleichzeitig das andere diagonal gegenüberliegende Paar von Schaltern, etwa 32 und 33, abgeschaltet ist, um dadurch eine Wechselspannung für die Lampe 5 zu erzeugen.

Der Starter 40 nimmt die Wechselspannung vom Wechsel­ richter 30 auf und erzeugt für den Start der Lampe 5 Hoch­ spannungsimpulse. Nach dem Starten der Lampe werden keine Hochspannungsimpulse mehr erzeugt.

Der Regler 50 steuert den Spannungswandler 20 so, daß die der Lampe 5 zugeführte Leistung mit Rückkopplung geregelt wird. Der Regler 50 umfaßt einen Leistungssollwertgenerator 51, der die Ausgangsleistung des Spannungswandlers 20 für die Lampe 5 bestimmt und der einen Leistungssollwert ausgibt, der die Ausgangsleistung anzeigt. Ein Stromsollwertrechner 52 ist so angeschlossen, daß er den Leistungssollwert sowie die Aus­ gangsspannung des Kondensators 24, die von einer Ausgangs­ spannungsüberwachungseinrichtung 53 überwacht und von einem Verstärker 54 verstärkt wird, aufnimmt, er erzeugt einen Stromsollwert, der der Zielstromwert für den Ausgangsstrom des Spannungswandlers 20 ist. Der Stromsollwert wird zu einem Eingang eines Fehlerverstärkers 55 geführt, an dessen anderem Eingang der Ausgangsstrom des Spannungswandlers 20 anliegt, der von einem Stromsensor 56 überwacht und über eine Strom­ überwachungseinrichtung 57 zugeführt wird. Auf der Basis des Stromsollwertes und des Ausgangsstromes erzeugt der Fehler­ verstärker 55 eine Führungsgröße, d. h. einen Spitzenstrom- Sollwert für den Primärstrom des Spannungswandlers 20. Der Spitzenstrom-Sollwert wird über einen Begrenzer 100 und eine Verzögerungsschaltung 120, deren Funktionen später noch er­ läutert werden, zum invertierenden Eingang (-) eines ersten Komparators 61 geführt.

Der Regler 50 umfaßt einen Schalterspannungsdetektor 70, der so angeschlossen ist, daß er die Spannung am Transi­ stor 23 des Spannungswandlers 20 erfaßt, d. h. die Drain- Source-Spannung des Transistors 23, die den Primärstrom I1 durch den Transistor 23 anzeigt. Die Drain-Source-Spannung zeigt aus den im folgenden genannten Gründen auch den Zeit­ punkt an, wenn sich der Sekundärstrom I2 durch die Sekundär­ wicklung 22 auf Null verringert hat. Wenn der Transistor 23 ausgeschaltet wird, damit durch die Sekundärwicklung 22 der Sekundärstrom I2 fließt, sieht die Primärwicklung 21 die elektromotorische Gegenkraft, die sich der Quellengleichspan­ nung von der Batterie 10 überlagert, so daß die Drain-Source- Spannung beträchtlich über die Quellengleichspannung an­ steigt. Wenn danach die Sekundärwicklung 22 ihre Energie so weit abgegeben hat, daß der Sekundärstrom I2 auf Null ab­ nimmt, wird die Drain-Source-Spannung schnell nahezu gleich der Quellengleichspannung der Batterie 10. Es läßt sich somit feststellen, wenn der Sekundärstrom I2 zu Null geworden ist, wenn die Variation ΔV in der Drain-Source-Spannung einen be­ stimmten Pegel (der durch eine Bezugsspannung Vdd gegeben ist) erreicht hat. Die Drain-Source-Spannung wird am Schal­ terspannungsdetektor 70 so verarbeitet, daß sie sowohl den Primärstrom als auch den Zeitpunkt anzeigt, wenn der Sekun­ därstrom zu Null wird, und sie wird dem nichtinvertierenden Eingang (+) des ersten Komparators 61 sowie dem invertieren­ den Eingang (-) eines zweiten Komparators 62 zugeführt. Der erste Komparator 61 erzeugt damit dann ein Hochpegel-Aus­ gangssignal für einen Oszillator 80, wenn die den Primärstrom I1 anzeigende Drain-Source-Spannung den Sollwert erreicht, der den Spitzenstrom-Sollwert vom Fehlerverstärker 55 an­ zeigt. Das Hochpegel-Ausgangssignal vom ersten Komparator 61 wird im Oszillator 80 dazu verwendet, den Transistor 23 zu einem bestimmten Zeitpunkt auszuschalten, wie es später noch erläutert wird. Der zweite Komparator 62 nimmt an seinem nichtinvertierenden Eingang (+) die Bezugsspannung Vdd auf, mit der die Variation ΔV in der Drain-Source-Spannung vergli­ chen wird, so daß der zweite Komparator 62 ein Hochpegel- Ausgangssignal abgibt, wenn die Variation ΔV als Anzeige da­ für, daß der Sekundärstrom I2 Null geworden ist, auf die Be­ zugsspannung Vdd abgesunken ist.

Um den Primärstrom I1 zu überwachen, umfaßt der Schalterspannungsdetektor 70 ein in Reihe verbundenes Paar von Dioden 71 und 72, die über einen Hochziehwiderstand 73 zwischen eine Spannungsquelle Vcc und den Drainanschluß des Transistors 23 geschaltet sind. Zwischen dem Hochziehwider­ stand 73 und der Diode 72 ist der nichtinvertierende Eingang (+) des ersten Komparators 61 zur Abgabe der den Primärstrom anzeigenden Spannung angeschlossen. Der Spannungsdetektor 70 enthält Kappdioden 76 und 77, die zu hohe und zu tiefe Span­ nungswerte an der vom Detektor 70 überwachten Drain-Source- Spannung abschneiden. Um die Variation ΔV der Drain-Source- Spannung zu überwachen, weist der Detektor 70 einen aus einem Kondensator 74 und einem Widerstand 75 bestehenden Differen­ tiator auf.

Der Oszillator 80 weist die Funktionen des Bestimmens der maximalen EIN-Periode und der minimalen EIN-Periode des Transistors 23 sowie der maximalen AUS-Periode und der mini­ malen AUS-Periode des Transistors 23 auf. Das Hochpegel- Ausgangssignal vom ersten Komparator 61 wird dazu verwendet, die minimale EIN-Periode des Transistors 23 zu bestimmen, und das Hochpegel-Ausgangssignal des zweiten Komparators 62 dazu, die minimale AUS-Periode des Transistors 23 zu bestimmen. Wie in der Fig. 2 gezeigt, umfaßt der Oszillator 80 ein RS-Flip­ flop 81, dessen Q-Ausgang mit dem Gate des Transistors 23 verbunden ist, um diesen ein- und auszuschalten. Weiter um­ faßt der Oszillator 80 einen Rücksetzkomparator 82, dessen Ausgang mit dem Rücksetzeingang (R) des Flipflops 81 verbun­ den ist, und einen Setzkomparator 83, dessen Ausgang mit dem Setzeingang (S) des Flipflops 81 verbunden ist.

Weiter umfaßt der Oszillator 80 einen ersten Schalter 84 und einen zweiten Schalter 85, die selektiv Bezugsspannun­ gen Vr1, Vr2 und Vr3 an den invertierenden Eingang (-) des Rücksetzkomparators 82 anlegen. Diese Bezugsspannungen sind so gewählt, daß Vr1 < Vr3 < Vr2 ist. Mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Rücksetzkomparators 82 ist ein Zeitgeber aus einer Stromquelle 86 und einer Parallelkombination aus einem Kondensator 87 und einem Schalter 88 an der Stromquelle 86 verbunden. Der Schalter 88 ist mit dem Q(-)-Ausgang des RS- Flipflops 81 verbunden und öffnet sich in Reaktion darauf, daß der Flipflop 81 ein Einschalten des Transistors 23 be­ wirkt, wodurch damit begonnen wird, den Kondensator 87 mit einem Strom Ir von der Stromquelle 86 zu laden und am nicht­ invertierenden Eingang (+) des Rücksetzkomparators 82 eine ansteigende Spannung zu erzeugen, wie es in der Fig. 3 ge­ zeigt ist. Wenn der invertierende Eingang (-) des Rücksetz­ komparators 82 mit der Bezugsspannung Vr1 verbunden ist, er­ zeugt der Rücksetzkomparator 82 zum Zeitpunkt t1, wenn die Spannung am Kondensator 87 Vr1 erreicht, ein Hochpegel-Aus­ gangssignal am Rücksetzeingang (R) des Flipflops 81, wodurch der Transistor 23 abgeschaltet wird, d. h. die EIN-Periode des Transistors 23 beendet wird. Gleichermaßen endet die EIN- Periode des Transistors 23 zum Zeitpunkt t2 bzw. t3, wenn der invertierende Eingang (-) des Rücksetzkomparators 82 mit Vr2 bzw. Vr3 verbunden ist.

Der erste Schalter 84 wird vom ersten Komparator 61 betätigt, um in Reaktion auf ein Niedrigpegel-Ausgangssignal vom ersten Komparator 61, d. h. wenn der Primärstrom I1 den Sollwert oder den Spitzenstrom-Sollwert vom Fehlerverstärker 55 nicht erreicht, die größte Bezugsspannung Vr2 an den in­ vertierenden Eingang (-) des Rücksetzkomparators 82 zu legen. Wenn der erste Komparator 61 in Reaktion darauf, daß der Pri­ märstrom I1 den Spitzenstrom-Sollwert erreicht, ein Hochpe­ gel-Ausgangssignal abgibt, wird der erste Schalter 84 umge­ schaltet, um mittels des zweiten Schalters 85 entweder die niedrigste Bezugsspannung Vr1 oder die mittlere Bezugsspan­ nung Vr3 an den invertierenden Eingang (-) des Rücksetzkompa­ rators 82 zu legen. Normalerweise wird der zweite Schalter 85 geschaltet, um die niedrigste Bezugsspannung Vr1 anzulegen. Der Transistor 23 wird daher zum frühesten Zeitpunkt t1 aus­ geschaltet, wenn der Primärstrom den Spitzenstrom-Sollwert oder den vorgegebenen Zielstromwert erreicht hat. Anderen­ falls wird der Transistor 23 zum spätesten Zeitpunkt t2 aus­ geschaltet. In diesem Sinne weist die EIN-Periode des Transi­ stors 23 eine Grenze für ein minimales EIN-Ende auf, die vom Zeitpunkt t1 bestimmt wird, und eine Grenze für ein maximales EIN-Ende, die vom Zeitpunkt t2 bestimmt wird. Mit dem Vorse­ hen der Grenze für das maximale EIN-Ende der EIN-Periode ist es möglich, zu vermeiden, daß der Transistor 23 über eine übermäßig lange Zeitspanne eingeschaltet bleibt. Dies ist besonders dann vorteilhaft, wenn die Quellengleichspannung mit einer so hohen Impedanz behaftet ist, daß der Primärstrom in die Sättigung kommt, bevor der Spitzenstrom-Sollwert er­ reicht wird, was bewirken würde, daß der Transistor 23 immer eingeschaltet bleibt. Die Grenze für das minimale EIN-Ende wird so gewählt, daß vermieden wird, daß sich der Transistor 23 sofort nach einem instabilen EIN-Zustand wieder ausschal­ tet.

Der zweite Schalter 85 wird von einem Spannungskompa­ rator 63 betätigt, der, wie in der Fig. 1 gezeigt, die Aus­ gangsspannung des Spannungswandlers 20 mit einer Bezugsspan­ nung Vlr1 vergleicht und ein Hochpegel-Ausgangssignal er­ zeugt, wenn die Ausgangsspannung Vlr1 erreicht. Die Bezugs­ spannung Vlr1 wird so gewählt, daß der Komparator 63 das Hochpegel-Ausgangssignal erzeugt, wenn die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 auf einen Pegel ansteigt, der einen lastfreien Zustand anzeigt, in dem die Lampe noch nicht ge­ startet wurde. In Reaktion auf den lastfreien Zustand betä­ tigt der Komparator 63 den zweiten Schalter 85, um die mitt­ lere Bezugsspannung Vr3 an den invertierenden Eingang (-) des Rücksetzkomparators 82 zu legen. Der Flipflop 81 schaltet dann den Transistor 23 zum Zeitpunkt t3 aus, d. h. die EIN- Periode wird länger als sonst, wodurch es möglich wird, daß der Primärstrom für einen stabilen Betrieb der Lampe aus­ reicht.

Ferner weist der Oszillator 80 eine Funktionseinheit 89 auf, die die dem Spannungswandler 20 zugeführte Eingangs­ spannung aufnimmt und ein Ausgangssignal erzeugt, das den von der Stromquelle 86 zugeführten Strom Ir erhöht, wenn die Ein­ gangsspannung ansteigt. Bei einem Ansteigen der Eingangsspan­ nung, d. h. der Spannung an der Gleichspannungsquelle, wird damit der Kondensator 87 mit erhöhter Rate geladen, um die Grenzen für das EIN-Ende zu verkürzen, die jeweils durch die Zeitpunkte t1, t2, t3 festgelegt werden, an denen der Konden­ sator 87 auf die Bezugsspannung Vr1, Vr2 bzw. Vr3 aufgeladen ist. Mit anderen Worten wird die EIN-Periode des Transistors 23, insbesondere die maximale EIN-Periode, beim Ansteigen der Eingangsspannung verkürzt und bei einer Verringerung der Ein­ gangsspannung verlängert, so daß der Primärstrom entsprechend der Eingangsspannung fließen kann.

Kurz gesagt wird der Transistor 23 ausgeschaltet, wenn der Primärstrom den Spitzenstrom-Sollwert erreicht oder wenn die maximale EIN-Periode beendet ist, je nachdem, was jeweils früher eintritt. Dem Transistor 23 wird eine minimale EIN-Periode zugestanden, die zum Zeitpunkt t1 endet. Unmit­ telbar nach dem Abschalten des Transistors 23 wird der Schal­ ter 88 vom Flipflop 81 geschlossen, um den Kondensator 87 zu entladen, so daß der Kondensator 87 für die folgende Zeitge­ beroperation bereit ist, die den Zeitpunkt des Abschaltens des Transistors 23 festlegt.

Es erfolgt nun die Erläuterung eines Schemas zur Be­ stimmung der Grenze des AUS-Endes, d. h. des Zeitpunktes für das Einschalten des Transistors 23 nach einem Abschalten des Transistors 23. Zu diesem Zweck umfaßt der Oszillator 80 ei­ nen Schalter 94, der an den invertierenden Eingang (-) des Setzkomparators 83 selektiv eine Bezugsspannung Vs1 bzw. eine variable Bezugsspannung zwischen Vs2 und Vs3 anlegt. Die Be­ zugsspannungen Vs1, Vs2 und Vs3 sind so gewählt, daß Vs1 < Vs3 < Vs2 ist. An den nichtinvertierenden Eingang (+) des Setzkomparators 83 ist ein Zeitgeber aus einer Stromquelle 96 und einer Parallelkombination eines Kondensators 97 und eines Schalters 98 an der Stromquelle 96 angeschlossen. Der Schal­ ter 98 ist mit dem Q-Ausgang des RS-Flipflops 81 verbunden und öffnet sich in Reaktion auf ein Abschalten des Transi­ stors 23 durch das Flipflop 81, wodurch die Aufladung des Kondensators 97 mit einem Strom Is von der Stromquelle 96 beginnt und am nichtinvertierenden Eingang (+) des Setzkompa­ rators 83 eine ansteigende Spannung erzeugt wird, wie es in der Fig. 4 gezeigt ist. Wenn der invertierende Eingang (-) des Setzkomparators 83 mit der Bezugsspannung Vs1 verbunden ist, erzeugt der Setzkomparator 83 zum Zeitpunkt T1, wenn die Spannung am Kondensator 97 Vs1 erreicht, ein Hochpegel-Aus­ gangssignal am Setzeingang (S) des Flipflops 81, wodurch der Transistor 23 eingeschaltet wird, d. h. die AUS-Periode des Transistors 23 beendet wird. Gleichermaßen endet, wenn an den invertierenden Eingang (-) des Setzkomparators 83 eine Span­ nung zwischen Vr3 und Vr2 angelegt wird, die AUS-Periode des Transistors 23 zu einem Zeitpunkt zwischen T2 und T3.

Der Schalter 94 wird vom zweiten Komparator 62 betä­ tigt und legt in Reaktion auf ein Hochpegel-Ausgangssignal vom zweiten Komparator 62, d. h. eine Abnahme des Sekundär­ stromes auf Null, die niedrigste Bezugsspannung Vs1 an den invertierenden Eingang (-) des Setzkomparators 83. Wenn der zweite Komparator 83 in Reaktion darauf, daß der Sekundär­ strom I2 noch nicht auf Null gesunken ist, ein Ausgangssignal auf niedrigem Pegel abgibt, wird der Schalter 94 umgeschal­ tet, um eine zwischen Vs3 und Vs2 variierende Bezugsspannung an den invertierenden Eingang (-) des Setzkomparators 83 zu legen. Der Transistor 23 wird daher zum frühesten Zeitpunkt T1 eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom auf Null abgenommen hat. Anderenfalls wird der Transistor 23 zu einem späteren Zeitpunkt zwischen T3 und T2 ausgeschaltet. Die AUS-Periode des Transistors 23 weist daher eine Grenze für ein minimales AUS-Ende auf, die vom Zeitpunkt T1 festgelegt wird, und eine Grenze für ein maximales AUS-Ende, die vom Zeitpunkt T2 fest­ gelegt wird. Der Transistor 23 wird daher eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom zum Zeitpunkt T1 auf Null abgenommen hat, oder wenn die Grenze für das maximale AUS-Ende erreicht ist, je nachdem, was jeweils zuerst der Fall ist. Dadurch wird verhindert, daß der Transistor 23 ausgeschaltet wird, nachdem der Sekundärstrom auf Null abgenommen hat und auf Null bleibt. Anderenfalls weist in der folgenden EIN-Periode der Schaltstrom durch den Spannungswandler 20 einen übermäßig hohen Spitzenwert auf, was die Schaltwirksamkeit herabsetzt. Auch ist es mit dem zusätzlichen Vorsehen der Grenze für das maximale AUS-Ende neben der Grenze für das maximale EIN-Ende möglich, die Schaltfrequenz in einem akzeptablen Bereich zu halten.

Die zwischen Vs3 und Vs2 variable Bezugsspannung wird an einer Funktionseinheit 95 erzeugt und erniedrigt sich von Vs2 auf Vs3, wenn der Sollwert oder der Spitzenstrom-Sollwert zunimmt. Die variable Bezugsspannung wird dazu verwendet, die Grenze für das AUS-Ende zu bestimmen, d. h. für die Beendigung der AUS-Periode, wenn der Sekundärstrom nicht auf Null abge­ nommen hat. Dies wird ein kontinuierlicher Modus genannt, da der Transistor 23 eingeschaltet wird, obwohl der Sekundär­ strom nach wie vor fließt, im Gegensatz zum Grenzmodus, bei dem der Transistor 23 im wesentlichen zu dem Zeitpunkt einge­ schaltet wird, wenn der Sekundärstrom auf Null abgenommen hat. Der kontinuierliche Modus tritt in Erscheinung, wenn der Primärstrom in der vorherigen EIN-Periode in einem erhöhten Ausmaß geflossen ist, um beim sogenannten Kaltstart der Lampe dieser eine erhöhte Leistung für ein schnelles Anheben der Lampenhelligkeit zuzuführen. Mit den Ansteigen des Primär­ stromes verlängert sich die Zeitspanne Für eine Abnahme des Sekundärstroms auf Null. Ohne kontinuierlichem Modus, d. h. wenn nur der Grenzmodus zur Verfügung steht, wird dadurch die Schaltfrequenz herabgesetzt. Das Vorsehen der Grenze für ein zwangsweises AUS-Ende zur Realisierung des kontinuierlichen Modusses in diesem besonderen Zustand beschränkt die AUS- Periode des Transistors 23, so daß sich die Schaltfrequenz nicht übermäßig verringert. Die Bezugsspannung Vs3 ist auf einen mittleren Pegel eingestellt, der es dem Sekundärstrom erlaubt, auf einem Pegel zu fließen, bei dem die Schaltfre­ quenz nicht herabgesetzt ist. Die vom Zeitpunkt T1 festgeleg­ te Grenze für das minimale AUS-Ende wird so gewählt, daß die AUS-Periode unabhängig von instabilen Schalterscheinungen wie Schwingungen unmittelbar nach dem Ausschalten des Transistors 23 fortgesetzt wird.

Kurz gesagt wird der Transistor 23 eingeschaltet, wenn der Sekundärstrom auf Null abgenommen hat oder wenn die vom Zeitpunkt T2 festgelegte maximale AUS-Periode zu Ende ist, je nachdem, was jeweils zuerst eintritt. Unmittelbar nachdem der Transistor 23 eingeschaltet wurde, wird der Schalter 98 vom Flipflop 81 geschlossen, damit der Kondensa­ tor 97 entladen wird und für die folgende Zeitgeberoperation zur Bestimmung des Zeitpunktes zum Einschalten des Transi­ stors 23 bereit ist.

Um zu verhindern, daß die Ausgangsspannung des Span­ nungswandlers 20 zu hoch wird, enthält der Oszillator 80 ei­ nen Abschalter 99, der parallel zur Stromquelle 96 ange­ schlossen ist und der das Aufladen des Kondensators 96 been­ det, wenn die überwachte Ausgangsspannung einen vorgegebenen maximalen Pegel übersteigt. Der Schalter 99 wird von einem Spannungskomparator 64 betätigt, der, wie in der Fig. 1 ge­ zeigt, die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 mit ei­ ner Bezugsspannung Vlr2 vergleicht, die dem maximalen Pegel entspricht, und der ein Ausgangssignal auf hohem Pegel ab­ gibt, wenn die Ausgangsspannung Vlr2 erreicht. Wenn die Aus­ gangsspannung während der EIN-Periode des Transistors 23 auf den maximalen Pegel Vlr2 ansteigt, betätigt der Komparator 64 den Schalter 99 und schließt ihn, wodurch die Zeitgeberopera­ tion zum Bestimmen der Grenze für das AUS-Ende in der folgen­ den AUS-Periode des Transistors 23 gesperrt ist, bis die Aus­ gangsspannung wieder unter dem maximalen Pegel liegt.

Anhand der Fig. 1 erfolgt nun eine genaue Erläuterung des Begrenzers 100, der den Spitzenstrom-Sollwert vom Fehler­ verstärker 55 begrenzt. Der Begrenzer 100 erhält von einem Grenzwertgenerator 101 einen Grenzwert in der Form einer Spannung zugeführt, er erhält auch den Spitzenstrom-Sollwert in der Form einer Spannung zugeführt und gibt den kleineren Wert der beiden Spannungen als neuen Spitzenstrom-Sollwert zum Komparator 61, um so zu verhindern, daß ein übermäßiger Primärstrom durch den Transistor 23 fließt. Der Grenzwertge­ nerator 101 ist eine Funktionseinheit, die die Ausgangsspan­ nung des Spannungswandlers 20 aufnimmt und den Grenzwert Vlim abgibt, der innerhalb eines begrenzten Bereiches zwischen VlimH und VlimL mit ansteigender Ausgangsspannung abnimmt. Wenn die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 relativ klein ist, was anzeigt, daß die Lampe gerade eingeschaltet wurde, wird der Grenzwert angehoben, damit ausreichend Pri­ märstrom fließen kann, um schnell die erwünschte Lampenhel­ ligkeit zu erreichen. Während des stabilen Lampenbetriebs, wenn die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 relativ hoch ist und der Primärstrom in geringem Ausmaß fließt, ist der Grenzwert Vlim herabgesetzt, so daß der Primärstrom sta­ bil bleibt und sich nicht schnell erhöht. Der untere Grenz­ wert VlimL ist so eingestellt, daß der Transistor 23 keinen unerwünschten Belastungen ausgesetzt ist, während der obere Grenzwert VlimH so eingestellt ist, daß die EIN-Periode des Transistors 23 nicht zu kurz wird.

Die Fig. 5 zeigt Einzelheiten der Verzögerungsschal­ tung 120 zwischen dem Begrenzer 100 und dem Komparator 61 zur allmählichen Erhöhung des Spitzenstrom-Sollwertes auf den gewünschten Pegel. Die Schaltung 120 umfaßt einen Spannungs­ teiler aus Widerständen 121, 122, 123 und 124, der die Aus­ gangsspannung Vol des Begrenzers 100 aufteilt, die den klei­ neren der beiden Werte, dem Spitzenstrom-Sollwert Veo vom Fehlerverstärker 55 und dem Grenzwert Vlim, anzeigt. Ein in Reihe geschaltetes Paar von Dioden 126 und 127 ist in Reihe zum Widerstand 122 parallel zum Widerstand 123 angeschlossen, um die Vorwärtsspannung der Dioden zu der Ausgangsspannung vom Begrenzer 100 hinzuzufügen und um die sich ergebende Spannung Vc2 als neuen Spitzenstrom-Sollwert für den Kompara­ tor 61 zu erzeugen. Mit den Widerständen. 121 bis 124 wirkt ein Kondensator 125 zusammen, um die Zeitkonstante für die Verzögerung des Anstiegs des Spitzenstrom-Sollwerts Vc2 vor­ zugeben. Es ist zwar nicht gezeigt, der Kondensator 125 ist jedoch so geschaltet, daß er beim Abschalten des Vorschaltge­ räts entladen wird.

Die Arbeitsweise der Verzögerungsschaltung 120 ist in der Fig. 6 gezeigt. Wenn die Eingangsspannung Vin ansteigt, steigt der Grenzwert Vlim auf aV. Wenn das Ausgangssignal Veo des Fehlerverstärkers 55 auf bV größer als aV ansteigt, steigt gleichzeitig das Ausgangssignal Vol des Begrenzers 100 auf aV. Die Verzögerungsschaltung 120 gibt dann den Spit­ zenstrom-Sollwert Vc2 ab, der allmählich auf cV ansteigt, der abgeschwächt und kleiner als aV ist. Dieser allmähliche An­ stieg des Spitzenstrom-Sollwertes ermöglicht es, daß der Transistor 23 weich schaltet, so daß die Belastungen des Transistors 23 sowie der anderen Komponenten des Spannungs­ wandlers 20 verringert werden. Die Dioden 126 und 127 weisen die gleichen Eigenschaften wie die Dioden 71 und 72 im Schal­ terspannungsdetektor 70 auf, um Temperaturabhängigkeiten und ähnliche Schwankungen in der Vorwärtsspannung der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.

Die Fig. 7 zeigt Einzelheiten der Stromüberwachungs­ einrichtung 57, die dem Fehlerverstärker 55 einen überwachten Ausgangsstrom zuführt, der den tatsächlichen Ausgangsstrom des Spannungswandlers 20 in der kurzen Übergangszeit unmit­ telbar nach dem Einschalten der Lampe 5 gut anzeigt. Die Stromüberwachungseinrichtung 57 umfaßt einen Verstärker 131, der über einen Widerstand 132 mit dem Stromsensor 56 verbun­ den ist und eine entsprechend verstärkte Spannung erzeugt. Der Ausgang des Verstärkers 131 ist über einen Schalter 136 mit dem Fehlerverstärker 55 verbunden, um diesem den über­ wachten Stromwert Ila zuzuführen. In Verbindung mit dem Ver­ stärker 131 ist ein Filter aus einem Widerstand 132, einem Rückkoppelwiderstand 133, einem Offsetwiderstand 135 und ei­ nem Rückkoppelkondensator 134 vorgesehen. Der Schalter 136 wird von einem Lampen-Ein/Aus-Detektor 58 betätigt, der auf der Basis der Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20 fest­ stellt, ob die Lampe 5 ein- oder ausgeschaltet wird. Wenn festgestellt wird, daß die Lampe 5 eingeschaltet wird, ver­ bindet der Schalter 136 den Ausgang des Verstärkers 131 mit dem Fehlerverstärker 55. Anderenfalls, d. h. wenn festgestellt wird, daß die Lampe nach dem Einschalten der Lampe immer noch aus ist, verbindet der Schalter 136 den Ausgang des Strom­ sollwertrechners 52 über einen Abschwächer 137 mit dem Feh­ lerverstärker 55. Der Abschwächer 137 multipliziert den Stromsollwert KIla mit k (0 < k < 1), um dem Fehlerverstärker 55 über den Schalter 136 einen Dummy-Stromwert Ila zuzuführen.

Anhand der Fig. 8 wird die Arbeitsweise der Strom­ überwachungseinrichtung 57 erläutert. Während der Lampen-Aus- Periode nach dem Starten der Lampe vor deren Einschalten fließt aus dem Spannungswandler 20 im wesentlichen kein Aus­ gangsstrom. In dieser Periode nimmt der Fehlerverstärker 55 den Dummy-Stromwert Ila mit b'V auf, der gleich dem Strom­ sollwert KIla multipliziert mit k (b'V = k × bV) ist. Unmit­ telbar nach dem Einschalten der Lampe führt daher der Ver­ stärker 131 dem Fehlerverstärker 55 den überwachten Stromwert Ila zu, der aufgrund der Wirkung des Filters von b'V auf das aV des tatsächlichen Ausgangsstromes ansteigt. Der überwachte Ausgangsstrom Ila kann daher dem tatsächlichen Ausgangsstrom schnell folgen, sobald die Lampe eingeschaltet ist, mit der Folge einer zuverlässigen Lampensteuerung. Ohne Zuführen des Dummy-Ausgangsstrom in der Lampen-Aus-Periode würde der dem Fehlerverstärker 55 zugeführte Stromwert dem tatsächlichen Ausgangsstrom nur verzögert folgen, wie es mit der gestri­ chelten Linie in der Fig. 8 angezeigt ist.

Die Fig. 9 zeigt eine Modifikation des Grenzwertgene­ rators 101A, die anstelle des oben beschriebenen Generators 101 verwendet werden kann, um den Grenzwert Vlim für den Be­ grenzer 100 zu erzeugen. Der Generator 101A umfaßt einen Spannungsteiler aus Widerständen 102 und 103, die eine Be­ zugsspannung Vref aufteilen. Es ist ein in Reihe verbundenes Paar von Dioden 104 und 105 angeschlossen, um für die Erzeu­ gung des Grenzwertes Vlim für den Begrenzer 100 die Vorwärts­ spannung der Dioden zu der abgeteilten Spannung hinzuzuaddie­ ren. Ein Hochziehwiderstand 106 verbindet die Anode der Diode 105 mit einer Spannungsquelle Vcc für die Dioden. Die Dioden 104 und 105 weisen die gleichen Eigenschaften wie die Dioden 71 und 72 im Schalterspannungsdetektor 70 auf, um Temperatur­ abhängigkeiten und ähnliche Schwankungen in der Vorwärtsspan­ nung der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässi­ gen Vergleich am Komparator 61 zwischen dem überwachten Pri­ märstrom und dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.

Die Fig. 10 zeigt eine andere Modifikation des Grenz­ wertgenerators 101B, die anstelle des Generators 101 der Fig. 1 verwendet werden kann, um für den Begrenzer 100 einen Grenzwert Vlim2 zu erzeugen, der unmittelbar nach dem Starten der Lampe 5 allmählich ansteigt. Der Generator 101B umfaßt einen Spannungsteiler aus Widerständen 141 und 142, die zur Erzeugung eines Bezugsgrenzwertes Vlim aus einer Bezugsspan­ nung Vref eine Spannung abteilen. Ein in Reihe verbundenes Paar von Dioden 143 und 144 ist hinzugeschaltet, um die Vor­ wärtsspannung der Dioden zu der Bezugsspannung Vlim hinzuzu­ fügen. Die Anode der Diode 144 ist über einen Hochziehwider­ stand 145 mit einer Spannungsquelle Vcc für die Dioden ver­ bunden. Ein Kondensator 146 ist so angeschlossen, daß er mit den Widerständen 141, 142 und 145 zusammenwirkt und eine Zeitkonstante für die Verzögerung des Anstiegs des Bezugs­ grenzwertes Vlim vorgibt, um diesen zu einem neuen Grenzwert Vlim2 mit allmählich ansteigender Flanke zu machen. Es ist zwar nicht gezeigt, der Kondensator 146 ist jedoch so ge­ schaltet, daß er beim Abschalten des Vorschaltgeräts entladen wird.

Die Arbeitsweise des Generators 101B ist in der Fig. 11 dargestellt. Wenn die Eingangsspannung Vin ansteigt, stei­ gen auch die Steuerspannung Vcc sowie der Bezugsgrenzwert Vlim auf dV bzw. aV an. Der Grenzwert Vlim2 steigt ebenfalls allmählich auf cV an. Wenn das Ausgangssignal Veo des Fehler­ verstärkers 55 mit bV größer als cV ist, ist der Spit­ zenstrom-Sollwert Vc2 gleich dem Grenzwert Vlim2. Mit diesem allmählichen Ansteigen des Spitzenstrom-Sollwertes Vc2 kann der Transistor 23 weich schalten, und die Belastungen für den Transistor 23 sowie die anderen Komponenten des Spannungs­ wandlers 20 verringern sich. Die Dioden 143 und 144 weisen die gleichen Eigenschaften wie die Dioden 71 und 72 im Schal­ terspannungsdetektor 70 auf, um Temperaturabhängigkeiten und ähnliche Schwankungen in der Vorwärtsspannung der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.

Die Fig. 12 zeigt eine andere Modifikation des Grenz­ wertgenerators 101C, die anstelle des Generators 101 der Fig. 1 verwendet werden kann, um für den Begrenzer 100 einen Grenzwert Vlim2 zu erzeugen, der für eine beschränkte Zeit­ spanne T nach dem Starten der Lampe herabgesetzt ist, um den Spitzenstrom-Sollwert zur Verringerung der Belastungen für den Transistor 23 und die anderen Komponenten des Spannungs­ wandlers 20 schrittweise zu erhöhen. Der Generator 101C um­ faßt einen Spannungsteiler aus Widerständen 151, 152 und 156, die zur Erzeugung des Bezugsgrenzwertes Vlim aus der Bezugs­ spannung Vref eine Spannung abteilen. Ein in Reihe verbunde­ nes Paar von Dioden 153 und 154 ist hinzugeschaltet, um zur Erzeugung eines Grenzwertes Vlim 2 für den Begrenzer 100 der abgeteilten Spannung die Vorwärtsspannung der Dioden hinzuzu­ fügen. Die Anode der Diode 154 ist über einen Hochziehwider­ stand 155 mit einer Spannungsquelle Vcc für die Dioden ver­ bunden. Parallel zum Widerstand 156 ist ein Schalter 157 vor­ gesehen, der sich für die beschränkte Zeit T schließt und dann wieder öffnet, um während der Zeitspanne T einen herab­ gesetzten Grenzwert Vlim2 sowie den Bezugsgrenzwert Vlim zu erzeugen und danach einen erhöhten Grenzwert Vlim2 und den Bezugsgrenzwert Vlim.

Die Arbeitsweise des Generators 101C ist in der Fig. 13 dargestellt. Wenn die Eingangsspannung Vin ansteigt, steigt die Steuerspannung Vcc auf dV. Innerhalb der Zeitspan­ ne T unmittelbar nach dem Starten der Lampe 5 steigt der Be­ zugsgrenzwert Vlim auf a'V und danach stufenweise auf aV. Entsprechend steigt der Grenzwert Vlim2 während der Periode T auf c'V und danach stufenweise auf cV. Wenn die Ausgangsspan­ nung Veo des Fehlerverstärkers 55 mit bV höher ist als cV, gibt der Begrenzer 100 den Grenzwert Vlim2 als Spitzenstrom- Sollwert Vc2 aus. Während der Anfangsperiode T unmittelbar nach dem Starten der Lampe 5 wird damit der Grenzwert auf einem niedrigen Pegel gehalten und danach schrittweise auf einen hohen Pegel angehoben, so daß der Transistor 23 weich schalten kann und sich die Belastungen für den Transistor 23 sowie die anderen Komponenten des Spannungswandlers 20 ver­ ringern. Die Dioden 153 und 154 weisen die gleichen Eigen­ schaften wie die Dioden 71 und 72 im Schalterspannungsdetek­ tor 70 auf, um Temperaturabhängigkeiten und ähnliche Schwan­ kungen in der Vorwärtsspannung der Dioden 71 und 72 auszu­ gleichen und einen zuverlässigen Vergleich am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und dem Spitzenstrom- Sollwert zu ermöglichen.

Die Fig. 14 zeigt einen Abschwächer 110, der in Ver­ bindung mit dem Begrenzer 100 vorgesehen ist, um Temperatur­ abhängigkeiten und andere Schwankungen in der Vorwärtsspan­ nung der Dioden 71 und 72 des Schalterspannungsdetektors 70 auszugleichen. In diesem Fall ist der Grenzwert Vlim eine durch die Widerstände 107 und 108 von der Bezugsspannung Vref abgeteilte Spannung. Der Abschwächer 110 gibt die Ausgangs­ spannung des Begrenzers 100, d. h. den niedrigeren Wert aus dem Grenzwert Vlim und dem Spitzenstrom-Sollwert vom Fehler­ verstärker 55, als neuen Spitzenstrom-Sollwert zum Komparator 61. Der Abschwächer 110 umfaßt einen Spannungsteiler aus Wi­ derständen 111, 113 und 116, der die Ausgangsspannung ab­ teilt, die den niedrigeren Wert aus dem Fehlerverstärker-Aus­ gangssignal Veo und dem Grenzwert Vlim anzeigt. In Reihe zum Widerstand 112 ist parallel zum Widerstand 113 ein in Reihe verbundenes Paar von Dioden 114 und 115 geschaltet, um die Vorwärtsspannung der Dioden zu der Spannung hinzuzuaddieren, die an der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 113 und dem Widerstand 116 erscheint, um so den Spitzenstrom-Sollwert für den Komparator 61 zu erzeugen. Auch hier sind die Dioden 114 und 115 so gewählt, daß sie die gleichen Eigenschaften aufweisen wie die Dioden 71 und 72 im Schalterspannungsdetek­ tor 70, um Temperaturabhängigkeiten und ähnliche Schwankungen in der Vorwärtsspannung der Dioden 71 und 72 auszugleichen und einen zuverlässigen Vergleich am Komparator 61 zwischen dem überwachten Primärstrom und dem Spitzenstrom-Sollwert zu ermöglichen.

Die Fig. 15 zeigt einen modifizierten Schalterspan­ nungsdetektor 170, der anstelle des Detektors 70 der Ausfüh­ rungsform der Fig. 1 verwendet werden kann. Die Drain-Source- Spannung des Transistors 23 wird über einen Widerstand 171 zum nichtinvertierenden Eingang (+) des ersten Komparators 61 geführt, wo sie mit dem Spitzenstrom-Sollwert oder der Füh­ rungsgröße vom Fehlerverstärker 55 verglichen wird, um die Grenze für das EIN-Ende des Transistors 23 zu ändern. Die Drain-Source-Spannung des Transistors 23 wird außerdem über einen Differentiator aus einem Kondensator 172 und einem Wi­ derstand 173 zum invertierenden Eingang (-) des zweiten Kom­ parators 62 geführt, um eine Variation ΔV in der Drain- Source-Spannung zu erzeugen. Die Variation ΔV wird dann im Komparator 62 mit einem durch eine Bezugsspannung Vn1 vorge­ gebenen, bestimmten Pegel verglichen, um den Zeitpunkt fest­ zustellen, wenn der Sekundärstrom auf Null gesunken ist, um die Grenze für das AUS-Ende des Transistors 23 zu ändern, wie es bei der ersten Ausführungsform beschrieben ist. Eine erste Diodenklammer aus Dioden 174 und 175 in der Schaltung verhin­ dert zum Schutz des Komparators 61, daß diesem übermäßig hohe und tiefe Spannungen zugeführt werden. Gleichermaßen verhin­ dert eine zweite Diodenklammer aus Dioden 176 und 177 in der Schaltung zum Schutz des Komparators 62, daß diesem übermäßig hohe und tiefe Spannungen zugeführt werden.

Die Fig. 16 zeigt einen anderen modifizierten Schal­ terspannungsdetektor 170D, der anstelle des Detektors 70 der Ausführungsform der Fig. 1 verwendet werden kann und der im wesentlichen identisch mit der Modifikation der Fig. 15 ist mit der Ausnahme, daß parallel zum Kondensator 172D eine Di­ ode 178 geschaltet ist. Entsprechende Teile sind in der Fig. 16 mit den gleichen Bezugszeichen wie in der Fig. 15 mit dem Zusatz "D" bezeichnet. Mit der Diode 178 kann die zu dem in­ vertierenden Eingang (-) des zweiten Komparators 62 geführte Spannung außer der Komponente für die Variation ΔV eine Kom­ ponente enthalten, die die Drain-Source-Spannung selbst an­ zeigt. Die Drain-Source-Spannung zeigt nämlich auch den Zeit­ punkt an, wenn der Sekundärstrom I2 durch die Sekundärwick­ lung 22 sich auf Null verringert, da, wenn der Transistor 23 ausgeschaltet wird, damit der Sekundärstrom I2 durch die Se­ kundärwicklung 22 fließt, die Primärwicklung 21 eine elektro­ motorische Gegenkraft sieht, die sich der Quellengleichspan­ nung von der Batterie 10 überlagert, so daß die Drain-Source- Spannung erheblich höher wird als die Quellengleichspannung. Wenn danach die Sekundärwicklung 22 ihre Energie soweit abge­ geben hat, daß der Sekundärstrom I2 auf Null sinkt, wird die Drain-Source-Spannung der Quellengleichspannung von der Bat­ terie 10 nahezu gleich. Der Zeitpunkt, wenn der Sekundärstrom auf Null gesunken ist, läßt sich daher daraus feststellen, wann die Drain-Source-Spannung auf einen bestimmten Pegel gesunken ist, der der Quellengleichspannung entspricht. Es ist deshalb mit dieser Modifikation möglich, daß der Kompara­ tor 62 auf der Basis entweder der Variation ΔV oder der Drain-Source-Spannung des Transistors 23 und geeignetes Ein­ stellen der Schaltungskonstanten einschließlich der Bezugs­ spannung Vn1 den Zeitpunkt bestimmt, wann der Sekundärstrom auf Null gesunken ist.

Die Fig. 17 zeigt einen weiteren modifizierten Schal­ terspannungsdetektor 170E, der anstelle des Detektors 70 der Ausführungsform der Fig. 1 verwendet werden kann und der im wesentlichen identisch mit der Modifikation der Fig. 16 ist mit der Ausnahme, daß in Reihe zum Widerstand 171E eine Offsetspannung 179 angeschlossen ist. Entsprechende Teile sind in der Fig. 17 mit den gleichen Bezugszeichen wie in der Fig. 15 mit dem Zusatz "E" bezeichnet. Mit der Hinzufügung der Offsetspannung zu der Drain-Source-Spannung wird ein zu­ verlässiger Betrieb des Vorschaltgeräts sichergestellt. Ins­ besondere in einem Zustand, bei dem die Ausgangsleistung na­ hezu Null ist, auch wenn ein Ausgangsstrom fließt, d. h. wenn die Ausgangsspannung extrem klein ist, ist der Spitzenstrom- Sollwert, der am Fehlerverstärker 55 erzeugt wird, entspre­ chend klein, so daß am invertierenden Eingang (-) des ersten Komparators 61 eine Spannung auf einem entsprechend niedrigen Pegel anliegt. Dabei liegt dann die Drain-Source-Spannung plus die Offsetspannung sicher über dem niedrigen Pegel der Spannung des Spitzenstrom-Sollwerts, so daß der Komparator 61 ein Hochpegel-Ausgangssignal zur Minimierung der EIN-Periode des Transistors 23 ausgeben kann. Das Ausgangssignal des Kon­ verters wird daher durch die veränderliche AUS-Periode ge­ steuert, die vom Ausgangssignal des zweiten Komparators 62 bestimmt wird. Es ist in diesem Zusammenhang anzumerken, daß die Dioden 71 und 72 im Detektor 70 der ersten Ausführungs­ form die gleiche Offsetspannung für die Drain-Source-Spannung des Transistors 23 zum Vergleich am ersten Komparator 61 er­ zeugen.

Die Fig. 18 zeigt einen weiteren modifizierten Schal­ terspannungsdetektor 170F, der anstelle des Detektors 70 der ersten Ausführungsform verwendet werden kann. Der Schalter­ spannungsdetektor 170F umfaßt einen Widerstand 171F, über den die Drain-Source-Spannung des Transistors 23 zum nichtinver­ tierenden Eingang (+) des ersten Komparators 61 sowie zum invertierenden Eingang (-) des zweiten Komparators 62 geführt wird. Eine Diodenklammer aus Dioden 174F und 175F in der Schaltung verhindert zum Schutz der Komparatoren 61 und 62, daß diesen übermäßig hohe und niedrige Spannungen zugeführt werden. Bei dieser Modifikation wird die Drain-Source-Span­ nung, die den Primärstrom anzeigt, am ersten Komparator 61 mit dem Spitzenstrom-Sollwert verglichen, um die EIN-Periode des Transistors 23 zu verändern, und sie wird am zweiten Kom­ parator 62 mit der Bezugsspannung Vn1 verglichen, um zu einer Veränderung der AUS-Periode des Transistors 23 festzustellen, ob der Sekundärstrom auf Null gesunken ist oder nicht.

Die Fig. 19 zeigt eine zweite Ausführungsform des Vorschaltgeräts, die im wesentlichen identisch mit der ersten Ausführungsform ist, mit der Ausnahme, daß der zweite Kompa­ rator 62G direkt mit einem Stromsensor 66 an der Sekundär­ wicklung 22G verbunden ist, um eine entsprechende Spannung aufzunehmen, die den durch die Sekundärwicklung fließenden Sekundärstrom anzeigt. Gleiche Teile wie bei der ersten Aus­ führungsform sind in der Fig. 19 mit dem Zusatz "G" bezeich­ net. Der nichtinvertierende Eingang (+) des Komparators 62G liegt auf Masse, so daß der Komparator 62G ein Hochpegel-Aus­ gangssignal erzeugt, wenn der Sekundärstrom auf Null gesunken ist, wodurch die AUS-Periode des Transistors 23G geändert wird, wie es mit Bezug zu der Fig. 2 für die erste Ausfüh­ rungsform beschrieben ist. Der erste Komparator 61G ist mit einem Stromsensor 67 am Transistor 230 verbunden, um eine entsprechende Spannung aufzunehmen, die für einen Vergleich mit dem Spitzenstrom-Sollwert den durch den Transistor 23G fließenden Primärstrom anzeigt, um die EIN-Periode so zu än­ dern, wie es oben mit Bezug zu der Fig. 2 für die erste Aus­ führungsform beschrieben ist. Bei der vorliegenden Ausfüh­ rungsform umfaßt der Grenzwertgenerator 101G einen Komparator 109, der die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 20G mit einer Bezugsspannung vergleicht, um den Grenzwert zwischen den Werten VlimH und VlimL so umzuschalten, daß dem Begrenzer 101G der hohe Grenzwert VlimH zugeführt wird, wenn die Aus­ gangsspannung kleiner ist als die Bezugsspannung, und ande­ renfalls dem Begrenzer 100G der niedrigere Grenzwert VlimL zugeführt wird.

Die beschriebenen Ausführungsformen enthalten einen Spannungswandlers des Sperrtyps. Das Vorschaltgerät kann je­ doch nicht nur mit einem solchen Spannungswandler, sondern auch mit einem Spannungswandler eines anderen Typs versehen werden, etwa mit einem Rückladungswandler, bei dem in Reihe zum Glättkondensator und dem Schaltelement an der Gleichspan­ nungsquelle ein Induktor liegt und wobei der Primärstrom so definiert ist, daß es der beim Einschalten durch das Schalt­ element fließende Strom ist, während der Sekundärstrom der Strom ist, der vom Induktor freigegeben wird, wenn das Schaltelement ausgeschaltet wird.

Claims (13)

1. Vorschaltgerät für eine Entladungslampe (5), mit
einem Spannungswandler (20), der von einer Gleich­ spannungsquelle (10) eine Gleichspannungsleistung ableitet, wobei der Spannungswandler ein Schaltelement (23) und ein Energiespeicherelement (21, 22) mit einer Induktivität um­ faßt, wobei das Schaltelement (23) so betrieben wird, daß die Gleichspannungsquelle (10) wiederholt zugeschaltet wird, da­ mit im Energiespeicherelement Energie gespeichert wird;
einem Wechselrichter (30), der die Energie aufnimmt und sie in eine Betriebsleistung zum Betreiben der Entla­ dungslampe (5) umwandelt;
einem Regler (50), der einen Sollwert vorgibt und der das Schaltelement (23) für veränderliche Zeitspannen entspre­ chend dem Sollwert ein- und ausschaltet, um die Ausgangsspan­ nung des Spannungswandlers (20) so zu regeln, daß die zum Betreiben der Entladungslampe (5) erforderliche Leistung er­ zeugt wird;
dadurch gekennzeichnet, daß
der Regler (50) eine variable AUS-Periode erzeugt, in der das Schaltelement (23) ausgeschaltet ist, und eine varia­ ble EIN-Periode, in der das Schaltelement. (23) eingeschaltet ist; wobei
der Regler (50) zur Beendigung der variablen AUS- Periode eine Grenze für ein minimales AUS-Ende und eine Gren­ ze für ein maximales, zwangsweises AUS-Ende erzeugt;
der Regler (50) zur Beendigung der variablen EIN- Periode eine Grenze für ein minimales EIN-Ende und eine Gren­ ze für ein maximales, zwangsweises EIN-Ende erzeugt; wobei
die Grenze für das minimale AUS-Ende durch den Zeit­ punkt festgelegt ist, an dem der durch die Induktivität flie­ ßende Sekundärstrom (I2) auf Null abgesunken ist;
die Grenze für das minimale EIN-Ende durch den Zeit­ punkt festgelegt ist, an dem der durch das Schaltelement (23) fließende Primärstrom (I1) oder ein über das Schaltelement (23) entwickelter Primärstrom einen Pegel erreicht, der dem Sollwert entspricht; und wobei
der Regler (50) die AUS-Periode bei der Grenze für das minimale AUS-Ende oder bei der Grenze für das maximale, zwangsweise AUS-Ende beendet, je nachdem, was früher ein­ tritt; und
der Regler (50) die EIN-Periode bei der Grenze für das minimale EIN-Ende oder bei der Grenze für das maximale, zwangsweise EIN-Ende beendet, je nachdem, was früher ein­ tritt.

2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) den Ausgangszustand des Spannungs­ wandlers (20) überwacht und den Sollwert in Abhängigkeit vom Ausgangszustand verändert.

3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß sich die Grenze für das maximale, zwangsweise AUS- Ende in Abhängigkeit vom Ausgangszustand des Spannungswand­ lers (20) ändert.

4. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) die Ausgangsleistung des Spannungs­ wandlers (20) als Anzeige für den Ausgangszustand überwacht und den Sollwert auf der Basis der Ausgangsleistung erzeugt, und daß der Regler (50) bewirkt, daß sich die Grenze für das maximale, zwangsweise AUS-Ende in Abhängigkeit vom Sollwert in Richtung einer Verkürzung der AUS-Periode ändert, wenn der Sollwert einen erhöhten Strom durch das Schaltelement (23) erfordert.

5. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) einen Spannungsdetektor (70) auf­ weist, der die Primärspannung am Schaltelement (23) erfaßt und der die Primärspannung mit einer Bezugsspannung ver­ gleicht, um anhand einer Abnahme der Primärspannung auf die Bezugsspannung festzustellen, daß der Sekundärstrom auf Null abgenommen hat.

6. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) einen Spannungsvariationsdetektor aufweist, der eine Variation in der Spannung am Schaltelement (23) erfaßt und der die Variation mit einem Bezugswert ver­ gleicht, um, wenn die Variation den Bezugswert erreicht, festzustellen, daß der Sekundärstrom auf Null abgenommen hat.

7. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) einen Komparator umfaßt, der die Ausgangsspannung des Spannungswandlers (20) mit einer maximal erlaubten Spannung vergleicht und der ein Begrenzungssignal abgibt, wenn die Ausgangsspannung die maximal erlaubte Span­ nung überschreitet, wobei der Regler in Reaktion auf das Be­ grenzungssignal die folgende AUS-Periode verlängert, bis die Ausgangsspannung unter die maximal erlaubte Spannung fällt.

8. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß sich die Grenze für das maximale, zwangsweise EIN- Ende in Abhängigkeit von der Quellengleichspannung derart ändert, daß sie sich nach vorne verschiebt, wenn die Quel­ lengleichspannung größer wird.

9. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der Sollwert eine obere Grenze hat, die den maxima­ len Strom festlegt, der durch das Schaltelement (23) fließen darf.

10. Vorschaltgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) eine Verzögerungsschaltung (120) aufweist, die einen Anstieg des Sollwerts verzögert, wenn der Spannungswandler (20) beginnt zu arbeiten.

11. Vorschaltgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) eine Begrenzungsschaltung (100, 101) aufweist, die die obere Grenze für eine vorgegebene Startpe­ riode am Beginn des Betriebs des Vorschaltgeräts auf einen niedrigen Wert setzt und die die obere Grenze nach dem Ver­ streichen der Startperiode wieder auf einen hohen Pegel setzt.

12. Vorschaltgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) eine Ausgangsspannungsüberwachungs­ einrichtung (53) aufweist, die die Ausgangsspannung des Span­ nungswandlers (20) überwacht und die die obere Grenze auf einen niedrigeren Pegel herabsetzt, wenn die Ausgangsspannung größer wird.

13. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der Regler (50) eine Ausgangsspannungsüberwachungs­ einrichtung (53) aufweist, die die Ausgangsspannung des Span­ nungswandlers (20) überwacht und die ein Signal abgibt, wenn die Ausgangsspannung eine vorgegebene Spannung übersteigt, die größer ist als die Betriebsspannung zum Betreiben der Lampe (5), wobei der Regler (50) in Reaktion auf das Signal die Grenze für das minimale EIN-Ende der EIN-Periode in Rich­ tung einer Verlängerung der EIN-Periode verschiebt.